Einrichtung zum Steuern eines Verbrauchers über ein als Schalter betriebenes, annähernd verlustlos ausgesteuertes Halbleiterelement Die Erfindung geht von dem an anderer Stelle vorgeschlagenen Betriebsverfahren für steuerbare Halbleiterelemente bzw. Halbleiterverstärker aus, durch das eine erhebliche Steigerung der mit steuer baren Halbleiterelementen bestimmter Typenleistung steuerbaren Verbraucherleistung ermöglicht wird. Dieses Verfahren verwendet steuerbare Halbleiter elemente als Schalter in Starkstromkreisen und be nutzt die Tatsache, dass die Verlustleistung am Halb leiterelement sowohl im geöffneten als auch im ge sperrten Zustand sehr klein ist.
Ein wichtiges Bei spiel ist neben dem Betrieb eines Motors über ein steuerbares Halbleiterelement, wobei der Motor mit Rechteckimpulsen veränderlicher Frequenz gespeist wird, das sogenannte Amplivibratorverfahren. Dieses besteht darin, bei einem Halbleiterelement zeitmodu lierte Ausgangsimpulse zu erzeugen, deren Tastver- hältnis einer vorliegenden, stetig veränderbaren Steuergrösse proportional ist. Als Tastverhältnis wird das Verhältnis der Dauer eines Impulses zur Dauer einer gesamten Impulsperiode bezeichnet.
Im Gegen satz zu der für Steuer- und Regelzwecke bisher übli chen kontinuierlichen Aussteuerung eines Halbleiter elementes wird dieses gewissermassen als periodischer Schalter betrieben, das heisst, es wird - hinsichtlich der zeitlichen Dauer betrachtet - entweder nur im vollgeöffneten oder im vollgesperrten Zustand be trieben.
Es hat sich nun gezeigt, dass im Falle eines Ver brauchers mit veränderlichem Widerstand, z. B. eines Elektromotors, der Amplivibratorbetrieb nicht ohne weiteres anwendbar ist, da derartige Verbraucher zum Beispiel im Augenblick des Einschaltens eine erheb lich grössere Leistung aufnehmen und dadurch ein für den Dauerbetrieb bemessenes Halbleiterelement beschädigt oder zerstört werden kann. Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass bei derartigen Verbrauchern die Verwendung des Transistors als Schalter nicht zu seiner vollen, an sich mit Rück sicht auf den Dauerbetriebszustand möglichen Wir kung gelangen kann. Zur näheren Erläuterung ist im folgenden auf die Zeichnung Bezug genommen.
Fig. 1 stellt zunächst ein schematisches Schal tungsbeispiel für die Steuerung des Stromes durch einen Verbraucher 1 nach dem Amplivibratorprin- zip mit Hilfe eines aus einem Transistor 2 bestehen den Halbleiterverstärkers dar, Der Verbraucher liegt mit dem Halbleiterverstärker in Reihe an einer Gleichspannungsquelle 3. Zur Steuerung des Tran sistors 2 dient eine Gleichspannung, die von einer Batterie 4 geliefert wird und durch ein Potentiometer 5 eingestellt werden kann.
Die Ausgangsspannung U" des Potentiometers 5 wird durch eine schematisch dargestellte Einrichtung 6 in eine Impulsspannung verwandelt, deren Tastverhältnis der Grösse der Steuerspannung U,t proportional ist.
Fig.2 zeigt den Ausgangsstrom J, der Einrich tung nach Fig. 1 in Abhängigkeit von der Zeit t. Man sieht, dass sich der Strom jeweils zwischen einem Wert zwischen Null und einem Endwert J ,n"., verän dert. Es sind zwei verschiedene Tastverhältnisse an genommen, die jeweils einer bestimmten Steuerspan nung U" (Fig. 1) entsprechen. Zur Wirkung im Ver braucher 3 gelangt jeweils der Mittelwert dieser Im pulsspannung, der durch eine gestrichelte Linie J", angedeutet ist.
Damit der Amplivibratorbetrieb überhaupt mög lich ist, gilt die Bedingung, dass der getastete Strom J",a@ ungefähr gleich E/RL ist, wobei E die Spannung der Batterie 3 und RL den Widerstand des Verbrau chers 1 darstellt. Fig. 3 zeigt mit I die Koilektorstrom-Kollektor- spannungskennlinie des Verbrauchers 1 (Fig. 1). Sie gelte beispielsweise für einen Basisstrom von 200 mA. Es ist ausserdem angenommen, dass der Verbraucher einen konstanten Widerstand RL hat.
Dieser ist durch die Widerstandsgerade II dargestellt. Im nicht aus gesteuerten Zustand liegt der untere Arbeitspunkt O vor, während im ausgesteuerten Zustand, entspre chend der Grösse J ",a., in Fig. 2, der obere Arbeits punkt P vorliegt. Die beiden Punkte O und P liegen auf der Grenzleistungshyperbel III, und somit treten keine höheren als die zulässigen Verlustleistungen im Transistor auf. Bei der Steuerung durchläuft der Transistor die Widerstandsgerade so schnell, dass keine schädliche Erwärmung des Transistors auftritt.
Es wurde nun erkannt, dass die in Fig. 3 dar gestellten Verhältnisse nicht mehr gelten, wenn an Stelle eines Verbrauchers mit konstantem Wider stand ein Verbraucher mit veränderlichem Wider stand, beispielsweise ein Motor, vorhanden ist. Dies ist in Fig. 4 dargestellt. Die Batterie ist wieder mit 3, der Transistor wieder mit 2 bezeichnet. Der Motor 7 möge eine Last 8 bestimmter Grösse antreiben. In diesem Falle liegen gegenüber den Bedingungen der Fig. 1 geänderte Verhältnisse vor.
Im ersten Moment des Anlaufes, nämlich wenn der Motor noch still steht, ist infolge des Fehlens der Gegen-EMK dessel ben nur der verhältnismässig niedrige Ohmsche An kerwiderstand des Motors vorhanden. Dieser Wider stand ist vor allem bei grossen Maschinen äusserst gering. Das hat zur Folge, dass der Strom J,, im Durchlassfalle des Transistors 2 nicht mehr durch den normalen Betriebswiderstand gemäss Kennlinie II des Motors begrenzt ist, sondern durch die Kennlinie I des Transistors selbst. Diese Verhältnisse sind in Fig. 5 dargestellt.
In Fig. 5 ist wieder eine 1,U,. Kennlinie, z. B. für einen Nennstromverbraucher von 2 Ampere und einen Basisstrom von 200 mA, dargestellt. Beim An lauf des Motors ist der Widerstand des Motorstrom-, kreises sehr klein, beispielsweise gleich einem Wert, der der Widerstandsgeraden II1 entspricht. Dadurch ergibt sich mit der I,U,-Kennlinie ein Schnittpunkt p.
Mit zunehmender Drehzahl wächst die Gegen-EMK <I>Ein</I> und damit der scheinbare Lastwiderstand RL, für den die Beziehung gilt:
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Mit J ist der Motorstrom und mit R der Ohmsche Ankerwiderstand bezeichnet.
Die Arbeitsgerade IIi neigt sich indessen, und aus der Lage IIi ergibt sich schliesslich II2 und, wenn der Motor völlig hochgelaufen ist, schliesslich die Lage 1I, die dem Nennstrom des Motors entspricht. Es zeigt sich, dass die Arbeitspunkte während des Hochlaufens alle ausserhalb der von der Grenzlei- stungshyperbel III des Transistors und dem Achsen kreuz eingeschlossenen Fläche liegen, so dass der Transistor während des Hochlaufens des Motors übermässig belastet wird.
Da dieses je nach dem Trägheitsmoment der Last mehrere Sekunden, ja Mi nuten dauern kann, ist es erforderlich, diese über mässige Beanspruchung zu beseitigen.
Man könnte an sich daran denken, den Halb leiterverstärker so gross zu bemessen, dass auch der Anlaufstrom von ihm bewältigt werden kann. Diese Überdimensionierung würde jedoch einen Teil der durch den Amplivibratorbetrieb erzielten Vorteile wieder rückgängig machen. Durch die Erfindung werden solche Nachteile vermieden; es werden viel mehr die durch den Amplivibratorbetrieb erreichten Vorteile konsequent ausgenutzt.
Dies zu ermöglichen, werden gemäss der vorlie genden Erfindung bei einer Einrichtung zum Steuern eines Verbrauchers über ein als Schalter betriebenes, annähernd verlustlos ausgesteuertes Halbleiterele ment in der Weise, dass dessen Eingang eine impuls- zeitmodulierte Steuergrösse mit veränderbarem Tast- verhältnis zugeführt wird, im Falle eines Verbrau chers, dessen Widerstand veränderlich ist, selbsttätig wirkende Mittel vorgesehen, die während des vom Normalbetrieb abweichenden Betriebszustandes des Verbrauchers eine unzulässige Erwärmung des Halb leiterelementes verhindern.
Dadurch wird bei einem Motor, dessen Widerstand während des Anlaufens erheblich von dem im Dauerbetriebszustand ab weicht, eine Zerstörung des Halbleiterelementes ver mieden. Darüber hinaus ist die Erfindung geeignet, ganz allgemein im Falle von beliebigen Verbrauchern mit veränderlichem Widerstand, die über als Schal ter verwendete steuerbare Halbleiterelemente betrie ben werden, das durch die Veränderlichkeit des Ver braucherwiderstandes bedingte Überlastungsproblem zu lösen.
Es kann sich beispielsweise darum handeln, bei einem Motor, der normalerweise für einen Be trieb mit bestimmter Drehzahl vorgesehen ist, im heruntergeregelten Zustand, das heisst bei verhältnis mässig geringer Drehzahl, die hierdurch bedingte Überlastung des den Motor speisenden Halbleiter verstärkers zu verhindern. Ein anderes wichtiges An wendungsgebiet für die Erfindung besteht beim Be trieb von Glühlampen.
Hier handelt es sich nicht so sehr darum, eine Auswirkung des im Anschaltmoment etwa zehnfach niedrigeren Lampenwiderstandes zu verhindern, da sich dieser rasch erhöht, als vielmehr diejenige Überlastung des die Lampen speisenden Halbleiterverstärkers zu verhindern, die dadurch be dingt ist, dass die Glühlampe mit niedrigerer Brenn- spannung betrieben wird zum Zwecke der Erzielung einer verminderten Helligkeit. Hier ist vor allem an die Steuerung oder Regelung der Helligkeit von Glühlampen für Bühnen- und dergleichen Beleuch tungszwecke gedacht.
Wenn hier von steuerbaren Halbleiterelementen bzw. von Halbleiterverstärkern die Rede ist, so sind damit in erster Linie Transistoren, insbesondere Leistungsflächentransistoren, die für die Zwecke der Starkstromtechnik geeignet sind, gemeint. Darüber hinaus kann die Erfindung aber auch bei andern Arten von steuerbaren Halbleiterelementen bzw. Halbleiterverstärkern mit den gleichen Vorteilen an gewendet werden. Es kommen beispielsweise Halb leiterverstärker in Frage, die mit halbleitenden Wi derstandskörpern mit sogenannter magnetischer Sperr schicht arbeiten. Hierzu wird auf den Aufsatz von Weisshaar und Welker Magnetische Sperrschichten in Germanium in der Zeitschrift für Naturfor schung , Bd. 8a (1953), S. 681 bis 686 hingewiesen.
Zur Ausübung der Erfindung gibt es verschiedene Mittel und Massnahmen, die sowohl dem Halbleiter element selbst als auch dem an dieses angeschlossenen Stromkreis zugeordnet sein können. Hierüber geben die im folgenden beschriebenen Ausführungsbeispiele Auskunft.
Eine einfache Möglichkeit zur Verwirklichung des Erfindungsgedankens besteht darin, die Höhe der den Halbleiterverstärker durchfliessenden Ausgangs impulse während des Abweichens des Verbraucher widerstandes vom Normalwert zu begrenzen. Hierzu kann in den Ausgangskreis des Halbleiterverstärkers ein Strombegrenzungsmittel eingeschaltet werden, ins besondere eine an sich bekannte Anordnung aus gleichstromvormagnetisierten Drosselspulen. Im Falle eines mit Wechselstrom betriebenen Verbrauchers kann eine solche Anordnung unmittelbar in den Aus gangsstromkreis mit dem Verbraucher in Reihe ge schaltet werden. Durch die Vormagnetisierungswick- lung kann der Strom eingestellt werden, bei dem die Begrenzung einsetzen soll.
Im betrachteten Fall ist es allgemein erforderlich, Halbleiterverstärker zu ver wenden, mit denen beide Halbwellen eines Wechsel stromes beeinflusst werden können. Man kann bei spielsweise bei Halbleiterverstärkern nach Art von Transistoren zwei gegensinnig hintereinandergeschal- tete Halbleiterverstärker verwenden, deren Steuer kreise parallel gespeist werden. Nach einem an an derer Stelle gemachten Vorschlag kann mit einem einzigen Halbleiterverstärker ausgekommen werden, wenn dieser ein sogenannter symmetrischer Halblei terverstärker ist.
Im Falle eines über eine Gleichrichteranordnung aus einem Wechselstromnetz gespeisten Gleichstrom verbrauchers kann die gleichstromvormagnetisierte Drosselspulenanordnung in die Wechselstromzulei- tung des Gleichrichters eingeschaltet werden.
Soll dagegen im Falle eines Gleichstromverbrauchers eine derartige Drosselspulenanordnung verwendet werden, so kann diese ebenfalls unmittelbar im Ausgangs stromkreis des Halbleiterverstärkers und somit in Reihe mit dem Verbraucher geschaltet werden, wenn die Drosselspulen ausser dem Vormagnetisierungs- kreis zur Einstellung des Begrenzungsstromes mit einem Rückmagnetisierungskreis versehen werden, dessen Wicklungen vorzugsweise über einen weiteren Halbleiterverstärker während der Sperrphase des ersten entgegengesetzten Gleichstromimpulses zuge führt werden. Hierzu zeigt Fig. 6 ein Ausführungs beispiel mit einem Motor 7 als Verbraucher.
In Fig. 6 ist der Motor 7 über eine Anordnung 10 aus zwei gleichstromvormagnetisierten Drosselspulen <I>A</I> und<I>B</I> an den beispielsweise von einer Batterie 11 gespeisten Ausgangskreis eines Transistors 12 an geschlossen. Der Steuerkreis des Transistors ist durch zwei Eingangsklemmen 13 angedeutet. An den Ein gangsklemmen wird eine an sich auf beliebige Weise hergestellte impulszeitmodulierte Rechteckspannung als Steuergrösse zugeführt.
Die Anordnung 10 besteht aus zwei Drosselspulen<I>A</I> und<I>B</I> mit getrennten Ker nen aus einem weichmagnetischen Werkstoff mit vor zugsweise rechteckförmiger Magnetisierungsschleife. Zwei hintereinandergeschaltete Arbeitswicklungen 14A und 14, werden vom Ausgangsstrom des Tran sistors 12 durchflossen. Die Drosselspulen<I>A</I> und<I>B</I> sind ausserdem mit je einer Vormagnetisierungswick- lung 15A bzw. 15ss ausgerüstet, die in an sich be kannter Weise gegensinnig in Reihe geschaltet sind und über einen einstellbaren Widerstand 16 beispiels weise ebenfalls an die Batterie 11 angeschlossen sind.
Durch den Widerstand 16 wird derjenige Arbeits strom des Transistors 12 festgelegt, der nicht über schritten werden soll. Die Drosselspulen<I>A</I> und<I>B</I> haben ausserdem zwei in Reihe geschaltete Hilfswick lungen 16, bzw. 16ss. Diese werden von Gleich stromimpulsen umgekehrter Richtung im Vergleich zu den Wicklungen 14A und 14, durchflossen. Die Hilfsgleichstromimpulse dienen zur Rückmagnetisie- rung der Drosselspulen<I>A</I> und<I>B</I> und werden bei spielsweise durch einen Hilfstransistor 17 erzeugt, dessen Steuerkreis ebenfalls nicht näher dargestellt ist.
Zur näheren Erläuterung der Wirkungsweise der Einrichtung nach Fig. 6 dient Fig. 7. Diese zeigt im obern Teil, getrennt durch eine Linie O, die Magne- tisierungskennlinien der Drosselspulen A und<I>B</I> unter Vernachlässigung der Hysteresis und im untern Teil die an den beiden Drosselspulen vorliegenden Im pulse.
Es sei angenommen, dass beim Hochlaufen des Motors 7 die Länge der dem Eingangskreis des Tran- sistors 12 zugeführten Impulse 50 % der Perioden- dauer betrage und dass die Impulsfrequenz zum Bei spiel 1000 Hz betrage.
Wird durch das Einsetzen eines Steuerimpulses der Transistor 12 plötzlich ge öffnet, so entsteht an der Reihenschaltung aus den Wicklungen 14A und 14, und dem Motor 7 ein Span nungsimpuls IV, dessen zeitlicher Verlauf im untern Teil der Fig.7 dargestellt ist. Dieser Impuls treibt einen Strom, der in der Drosselspule A beliebig an steigen kann, da diese durch die Gleichstromvor- magnetisierung der Wicklung 15A völlig gesättigt ist und noch stärker gesättigt wird.
Auch die Drossel spule B ist zunächst, solange kein Strom fliesst, durch die Magnetisierung gesättigt, da jedoch der vom Tran sistor 12 herkommende Stromimpuls hier dem Vor magnetisierungsstrom in der Wicklung 15B entgegen wirkt, nimmt die Sättigung ab, bis die Amperewin- dungen von Last- und Vormagnetisierungsstrom an nähernd gleich sind. In diesem Augenblick wird die Drosselspule B ummagnetisiert und nimmt den Rest der Impulsspannung auf.
Legt man die Drosselspu- len nun so aus, dass sie imstande sind, gerade noch den höchstzulässigen Strom zu führen und stellt man die Vormagnetisierung dementsprechend ein, dann wird erreicht, dass die Spannung der Batterie 11 nicht am Transistor 12 liegt, sondern an der Wicklung 14ss der Drosselspule B. Es muss nun dafür gesorgt wer den, dass der Fluss der Drosselspulen für eine Span nungsfläche
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bemessen ist. Dabei ist mit UD der an der Drossel liegende Rest der Impulsspannung bezeichnet. n ist die Windungszahl und T die max. Impulslänge.
Die Spannungsflächen für beide Drosselspulen sind im untern Teil der Fig. 7 ebenfalls dargestellt. Mit J, - R1, ist der Spannungsabfall am Motor 7 bezeich net. Ist die Vormagnetisierung grösser, als in Fig. 7 dargestellt, so rücken die im obern Teil dargestell ten Magnetisierungskurven, bezogen auf die senk rechte Mittellinie O, weiter nach aussen, im umge kehrten Falle nach innen, also zur Mittellinie hin. Dadurch ändert sich entsprechend das Verhältnis von UD zu J - R, die Summe dieser beiden Spannungen ist gleich der Spannung E der Batterie 11.
Dadurch wird erreicht, dass die Drosselspulen den ersten Aus gangsimpuls des Transistors 12 sperren. Da die Drosselspule jedoch nach Ablauf des ersten Impulses bereits völlig ummagnetisiert ist, da ja die ganze Spannungsfläche durchlaufen wird, würde der nächste Impuls, da es sich hier um Gleichstromimpulse han delt, eine völlige Sättigung bewirken, und die Wir kung der Drosselspulen ginge verloren. Um dies zu vermeiden, muss eine Magnetisierung in umgekehrter Richtung erzeugt werden, und zwar müssen die Dros selspulen 7 und 8, während der Transistor 12 nicht ausgesteuert wird, rückmagnetisiert werden. Dies er folgt durch die Wicklungen 16t und 16ss über den Hilfstransistor 17.
Der Hilfstransistor wird während der Tastpause des Transistors 2 getastet und erzeugt Ausgangsstromimpulse, durch die die Drosselspulen <I>A</I> und<I>B</I> wieder rückmagnetisiert werden. Eine ein seitige Sättigung der Drosselspulen kann somit nicht eintreten.
Zur Verhinderung einer unzulässigen Erwärmung eines Halbleiterverstärkers können auch Mittel vor gesehen sein, die in Abhängigkeit von der Grösse des Verbraucherstromes selbsttätig auf die die Speise spannung des Halbleiterverstärkers liefernden Ein richtungen einwirken. Hierzu kann die Grösse des Verbraucherwiderstandes mittelbar oder unmittelbar, beispielsweise mit Hilfe eines Strommessfühlers, zur Einwirkung auf die Höhe der den Halbleiterverstär ker speisenden Spannung gebracht werden. Es kann sowohl eine einfache Steuerschaltung vorgesehen wer den als auch eine Regelschaltung, bei der durch Ver gleich mit einer vorgegebenen Sollgrösse eine Regel abweichung gebildet und zur Wirkung gebracht wird.
Der Messwert oder eine daraus gebildete Regelabwei- chung kann in an sich bekannter Weise verstärkt werden und beispielsweise ein Stellglied beeinflussen, über das die Speisespannung des Halbleiterverstär kers entnommen ist. Das Stellglied kann elektrischer oder magnetischer Art sein. Es ist beispielsweise mög lich, den Abgriff eines Spannungsteilers oder eines Transformators zu verstellen. Hierzu ist in Fig. 8 ein schematisches Ausführungsbeispiel dargestellt.
Fig. 8 zeigt einen Motor 7, der über einen Tran sistor 12 aus einem Wechselstromnetz über einen Schiebetransformator 20 und eine Gleichrichteranord- nung 21 in Graetzschaltung gespeist wird. Die Steuer mittel des Transistors 12 sind wieder fortgelassen. Zur Erfassung der jeweiligen Grösse des Widerstan des des Motors 7 ist in dessen Steuerkreis ein Gleich stromwandler 22 eingeschaltet. Sein dem Motorstrom proportionaler Ausgangsstrom wird gleichgerichtet und wirkt auf die Spule 23 eines mit dem Abgriff 24 des Schiebetransformators 20 gekuppelten weich magnetischen Kernes 25 ein. Durch eine Feder 26 wird auf den Tauchkern 25 eine Gegenkraft aus geübt.
Je nach der Grösse des Widerstandes des Mo tors 7 und damit je nach der Grösse des Transistor- ausgangsstromes wird der Abgriff des Schiebetrans formators 20 so verstellt, dass bei kleinem Motor widerstand nur eine kleine Wechselspannung am Ein gang der Gleichrichteranordnung 21 liegt. Nachdem der Motor 7 hochgelaufen ist, gelangt der Tauchkern 25 und damit der Abgriff 24 in die Normalstellung, bei der der Motor seine volle Betriebsspannung er hält. Anstelle eines Schiebetransformators kann auch ein Drehtransformator verwendet werden.
Weitere Mittel und Massnahmen zur Lösung der der Erfindung zugrunde liegenden Aufgaben bestehen darin, die Aussteuerung des Halbleiterverstärkers bei Veränderung des Verbraucherwiderstandes so zu ver ändern, dass die Schnittpunkte der Widerstandsgera den verschiedener Steigungen mit den verschiedenen J,-U,-Kennlinien bei verschiedenen Steuerströmen stets auf der Verlusthyperbel oder ausserhalb der von ihr eingeschlossenen Flächen liegen. Anhand der Fig. 9 sei dies näher erläutert.
Zur Steuerung eines Motors, z. B. mittels einer Anordnung nach Fig.4, wird der Steuerstrom zur Basis des Transistors 2 entsprechend Fig.9 einen Wert il3v bei laufendem Motor 7 aufweisen. Die sich ergebende Widerstandsgerade VIII schneidet die J,- UjKennlinie V innerhalb der Verlustleistungs- hyperbel III.
Damit beim Anfahren des Motors seine dann gül tige Widerstandsgerade VII keinen Schnittpunkt mit einer J,- U,7 Kennlinie ausserhalb der Verlustleistungs- hyperbel III hat, wird die Aussteuerung des Tran sistors durch Erhöhung des Basisstromes auf den we sentlich höheren Wert issvi so geändert, dass die sich ergebende J,-U,-Kennlinie VI sich mit der Wider standsgeraden VII in dem Schnittpunkt der Wider standsgeraden mit der Leistungshyperbel schneidet.
Die in beiden Fällen auftretenden Kollektorströme i,vl und i,v stehen dabei in einem wesentlich klei neren Verhältnis zueinander wie die Basisströme iBvr und<I>z. B.</I> statt 100 : 1 nur<B>10:</B> 1.
Auf diese Weise kann also lediglich durch Er höhen des Steuerstromes bei Veränderung des Last widerstandes eine Überlastung der Transistoren ver mieden werden. Voraussetzung ist nur, dass der Tran sistor den erhöhten Eingangsstrom verträgt. Man wird daher Transistoren anwenden, bei denen eine solche Steuerstromerhöhung zulässig ist. Dies ist in gewis sem Masse bei allen heute gebräuchlichen Transisto ren der Fall.
Das der Erfindung zugrunde liegende Problem kann auch gelöst werden, wenn zur Steuerung des Halbleiterverstärkers Steuerimpulse verwendet wer den, die die gleiche oder vorzugsweise die doppelte Frequenz wie die Speisewechselspannung aufweisen, und wenn gleichzeitig die zeitliche Lage der Steuer impulse so gewählt wird, dass sie mit ihren Anstiegs und Abfallsflanken eine bestimmte, vorzugsweise symmetrische zeitliche Lage zur Speisespannung haben.
Im Falle eines von Wechselstrom gespeisten Verbrauchers wird die zeitliche Lage der Steuer impulse so gewählt, dass diese in die Nähe eines Nulldurchganges treffen, während im Falle eines über eine Doppelweggleichrichterschaltung gespeisten Gleichstromverbrauchers dafür zu sorgen ist, dass die Steuerimpulse in der Nähe der Einsattelung zwi schen zwei gleichgerichteten Halbwellen der Speise wechselspannung treffen. Zur näheren Erläuterung dieses Begrenzungssteuerverfahrens sind in Fig. 10 ein schematisches Schaltungsbeispiel, in den Fig. 11 und 12 einige graphische Darstellungen gebracht.
In Fig. 10 dient als Speisespannungsquelle eine zum Beispiel einphasige Gleichrichteranordnung 30, die eingangsseitig an einen Netztransformator 31 und ausgangsseitig an die Reihenschaltung eines Tran sistors 32 mit einem in seiner Drehzahl zu regeln den Motor 33 angeschlossen ist. Der Transistor 32 ist so bemessen, dass im Normalbetriebszustand des Motors eine noch erträgliche Verlustleistung auftritt. Infolge des verwendeten Amplivibratorbetriebes ist - wie auch in allen übrigen Beispielen - die Typen leistung des Transistors erheblich geringer, als wenn dieser mit stetiger Aussteuerung durch einen Gleich strom betrieben würde.
Um nun den Amplivibrator- betrieb auch bei einer Bemessung des Transistors gemäss einem normalen Betriebszustand mit verhält nismässig hoher Drehzahl zu ermöglichen, wird für die in Fig. 11 und 12 dargestellte Phasenlage der Steuerimpulse i., in bezug auf die gleichgerichteten Netzspannungshalbwellen E gesorgt. Diese werden von der Gleichrichteranordnung 30 erzeugt.
Die Be triebsspannung des Motors 33 wird im Anlauf- oder im heruntergeregelten Zustand dadurch begrenzt, dass das Öffnen des Transistors durch den Steuer impuls il, in den Bereich verlegt ist, bei dem die angelegte Spannung U",a1, den Wert J"iaY RL nicht wesentlich überschreitet. U","\ ist in Fig. 11 im zwei ten und dritten Teil von oben dargestellt. J"," be- deutet den zulässigen Ausgangsstrom des Transistors und RL den jeweiligen Motorwiderstand.
Bei dieser Lage und Bemessung des Steuerimpulses i$ ergibt sich am Motor eine Spannung, die in Fig. 11 im dritten Teil von oben dargestellt ist. Den Strom i, durch den Transistor 32 und damit auch durch den Verbraucher 33 zeigt der untere Teil der Fig. 11. Steigt infolge des Hochlaufens des Motors 33 dessen Widerstand an, so können nunmehr die Steuerimpulse i$ verbreitert, das heisst das Tastverhältnis vergrö ssert werden.
Ein solcher verbreiteter Zustand der Steuer impulse ist in Fig. 12 dargestellt. Es ist beispielsweise angenommen, dass die Verbreiterung der Impulse symmetrisch zur Einsattelung der beiden Halbwellen der gleichgerichteten Wechselspannung u.. erfolgt. Entsprechend der grösseren Breite erfolgt das öffnen und das Schliessen des Transistors 32 in Fig. 10 bei höheren Werten der Spannung u... Dadurch wird die Spannung u3. am Transistor und entsprechend aucn der Strom i, durch diesen vergrössert.
Die Vergrösse rung der Steuerimpulse i$ wird im allgemeinen selbst tätig in Abhängigkeit von der Grösse des Verbrau cherwiderstandes oder einer davon abgeleiteten Grösse vorgenommen. Wie dies geschehen kann, zeigen die bisher nicht beschriebenen Teile der Einrichtung nach Fig. 10. Der Steuerkreis des Transistors 32 wird von einer Wechselspannung gespeist, die aus einer Hilfs- wicklung des Transformators 31 entnommen ist und durch einen Phasenschieber 34 gegen die Spannung an der Sekundärwicklung 35 des Transformators 31 verschoben ist.
In den Steuerkreisen des Transistors 32 ist ausserdem ein Widerstand 36 eingeschaltet, dem über eine Gleichrichteranordnung 37 ein dem Strom des Verbrauchers 33 proportionaler Strom zugeführt ist. Die Gleichrichteranordnung 37 ist zu diesem Zweck über einen Stromwandler 38 in die eine Wechselstromzuleitung der Gleichrichteranord- nung 30 eingeschaltet. Zur Erläuterung der Wir kungsweise der Massnahmen sei Fig. 13 betrachtet.
Fig. 13 zeigt im obern Teil die Ausgangsspan nung u30 der Gleichrichteranordnung 30 nach Fig.10, im mittleren Teil die Sekundärspannung u35 des Transformators 31 und im untern Teil die Ausgangs spannung u34 des Phasenschiebers 34 mit der über lagerten Gleichspannung U37, die dem Strom des Ver brauchers 33 proportional ist. Die Steuergleichspan nung U37 und die Steuerwechselspannung u34 des Transistors 32 sind im Verhältnis zu der normaler weise zur Aussteuerung desselben benötigten Steuer spannung gross bemessen.
Die normale Steuerspan nung des Transistors, bei der dieser voll öffnet, ist im untern Teil der Fig. 13 mit U. bezeichnet. Durch diese Bemessung wird der Transistor 32 bereits völ lig geöffnet, wenn die Spannung U34 die Spannung U37 gerade überschritten hat. In diesem mit. t1 be zeichneten Zeitpunkt öffnet der Transistor. Er schliesst entsprechend im Zeitpunkt t2. Je nach der Grösse von U37 ist die Breite des den Verbraucher 33 durchfliessenden Impulsstromes kleiner oder grösser.
Ist der Widerstand des Verbrauchers gering, so dass also ein grosser Strom durch den Transformator 38 fliesst und damit eine grosse Steuergleichspannung U3,, vorliegt, ergeben sich schmale Steuerimpulse des Transistors 32. Entsprechend dem Absinken des Ver braucherwiderstandes und dem Kleinerwerden der Spannung U37 werden die Steuerimpulse selbsttätig verbreitert. Für einen zweiten angenommenen Wert der Steuergleichspannung, der mit U37 bezeichnet ist, ergibt sich ein öffnen des Transistors bei t3 und ein Schliessen bei t4.
Durch die beschriebene Steuer abhängigkeit wird der Transistor 32 vor Überlastung geschützt.
An Hand von Fig. 11 und 12 lässt sich ohne wei teres übersehen, dass für den Fall der Speisung des Verbrauchers 33 mit Wechselspannung das vorbe- schriebene Verfahren zur selbsttätigen Leistungs begrenzung ebenfalls anwendbar ist. Bei einer Wech selspannung ist die zweite Halbwelle der Netzspan nung u .o in den genannten Figuren negativ gerichtet. Dementsprechend hat auch die zweite Hälfte der Spannungs- und Stromimpulse am Transistor nega tive Richtung.
Die Erfindung kann auch noch durch andere als die vorbeschriebenen Mittel und Massnahmen ver wirklicht werden. Es ist beispielsweise möglich, für einen anormalen Betriebszustand eines Verbrauchers einen Halbleiterverstärker selbst in besonderer Weise auszubilden. Für den Fall nämlich, dass die Abwei chung eines Verbraucherwiderstandes vom Normal wert nur verhältnismässig kurzzeitig auftritt, z. B. bei Einschaltvorgängen, kann ein Halbleiterverstärker mit einer vergrösserten Wärmekapazität ausgerüstet werden.
Der Transistor kann beispielsweise mit einer Kühlplatte oder dergleichen versehen sein, die hin sichtlich ihrer Wärmekapazität so bemessen ist, dass sie die während der vorübergehenden Veränderungs- zeit auftretende übermässige Stromwärme aufnimmt.