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Einrichtung zum Steuern eines elektrischen Verbrauchers Gegenstand
der Erfindung ist eine Einrichtung zum Steuern eines elektrischen Verbrauchers,
dessen Widerstand gegenüber dem Normalbetrieb zeitweise verringert ist, durch abwechselndes
Öffnen und Schließen eines im Verbraucherstromkreis liegenden, als Schalter wirkenden
Halbleiterelementes. Es wird dabei die Tatsache ausgenutzt, daß die Verlustleistung
im Halbleiterelement bei voll durchlässigem und- voll sperrendem Zustand desselben
ein Minimum annimmt. Eine derartige Einrichtung kann beispielsweise als sogenannter
Amplivibrator aufgebaut sein, indem bei dem Halbleiterelement ein impulszeitmodulierter
Ausgangsimpuls erzeugt wird, dessen Tastverhältnis einer gegebenen stetig veränderbaren
Steuergröße proportional ist. Unter Tastverhältnis ist hierbei das Verhältnis der
Zeitdauer eines Impulses zur Zeitdauer der Impulsperiode zu verstehen.
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Für die Steuerung eines Verbrauchers, dessen Widerstand -gegenüber
dem Normalbetrieb zeitweise verringert ist, z. B. bei einem Motor, sind solche Amplivibratoren
jedoch nicht ohne weiteres anwendbar, da die Verbraucher zeitweise, z. B., beim
Einschalten, eine erheblich über dem Normalwert liegende Leistung aufnehmen, wodurch
eine Beschädigung oder Zerstörung der Halbleiterelemente erfolgt, wenn diese nicht
entsprechend überdimensioniert sind.
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Eine Vermeidung dieser Nachteile gelingt nach der Erfindung dadurch,
daß das Halbleiterelement nur für die bei Normalbetrieb auftretende Verlustleistung
bemessen ist und zusätzlich selbsttätig wirksam werdende Mittel vorgesehen sind,
die das Überschreiten eines vorgegebenen Spannungsabfalls im Halbleiter während
der Stromführungsdauer verhindern und in Abhängigkeit von der Höhe der Verbraucherstromimpulse
wirken.
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Es ist zwar an sich bei Einrichtung mit Schaltern zum Steuern eines
elektrischen Verbrauchers der genannten Art bekannt, den Schaltern Strombegrenzungsmittel
zuzuordnen, die jedoch den Zweck haben, eine Schonung der Schalterkontakte herbeizuführen,
indem eine Milderung des Öffnungsfunkens vorgenommen wird. Hierzu werden Mittel
verwendet, die das Impulsende des Verbraucherstromes vom Maximumbereich in den Minimumbereich
des Einschaltstromes verlegen. Der Minimumbereich liegt dabei im einen Fall bei
einem Strom Null, in einem anderen Fälle auf der Höhe des Stromes, der sich nach
kurzer Einpendelung einstellt. Die Strombegrenzung beim Bekannten wirkt somit nur
kurzzeitig in einem kleinen Bereich. Dagegen ist beim Gegenstand der Erfindung die
Strombegrenzung während des ganzen vom Normalbetrieb abweichenden Betriebszustandes
voll wirksam.
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Weitere Einzelheiten der Erfindung werden an Hand einiger Ausführungsbeispiele
des Gegenstandes der Erfindung näher erläutert.
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Fig. 1 stellt zunächst ein schematisches Schaltungsbeispiel für die
Steuerung des Stromes eines Verbrauchers 1 nach dem Amplivibratorprinzip mit Hilfe
eines aus einem Transistor 2 bestehenden Halbleiterierstärkers dar. Der Verbraucher
liegt mit dem Halbleiterverstärker in Reihe an einer Gleichspannungsquelle 3. Zur
Steuerung des Transistors 2 dient eine Gleichspannung, die von einer Batterie 4
geliefert wird und durch ein Potentiometer 5 eingestellt werden kann. Die Ausgangsspannung
Ust des Potentiometers 5 wird durch eine schematisch dargestellte Einrichtung 6
in eine Impulsspannung verwandelt, deren Tastverhältnis der Größe der Steuerspannung
Ust proportional ist.
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Fig. 2 zeigt den Ausgangsstrom J der Einrichtung nach Fig. 1 in Abhängigkeit
von der Zeit t. Man sieht, daß sich der Strom jeweils zwischen einem Wert zwischen
Null und einem Endwert J., verändert. Es sind als Beispiel zwei verschiedene Tastverhältnisse
angenommen, die jeweils einer bestimmten Steuerspannung Ust (Fig. 1) entsprechen.
Zur Wirkung im Verbraucher 3 gelangt jeweils der Mittelwert dieser Impulsspannung,
der durch eine gestrichelte Linie J" angedeutet ist.
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Damit der Amplivibrator überhaupt möglich ist, gilt die Bedingung,
daß der getastete Strom J"., ungefähr gleich EIRL ist, wobei E die Spannung der
Batterie 3 und RL den Widerstand des Verbrauchers 1 darstellt. Im ersten Beispiel
ist die Stromführungszeit des Transistors 2 klein, während sie im zweiten Beispiel
entsprechend dem größeren Wert von U" größer ist.
Fig.3 zeigt mit
I die Kollektorstrom-Kollektorspannungs-Kennlinie des Transistors 2 (Fig. 1). Sie
gelte beispielsweise für einen Basisstrom von 200 mA. Es ist außerdem angenommen,
daß der Verbraucher einen konstanten Widerstand RL hat. Dieser ist durch die Widerstandsgerade
Il dargestellt. Im nicht ausgesteuerten Zustand liegt der untere Arbeitspunkt O
vor, während im ausgesteuerten Zustand entsprechend der Größe 1."x in Fig. 2 der
obere Arbeitspunkt P vorliegt. Beide Punkte liegen innerhalb der von der Grenzleistungshyperbel
III und den Koordinaten J, und U, eingeschlossenen Flächen. Bei der Steuerung durchläuft
der Transistor die Widerstandsgerade so schnell, daß keine schädliche Erwärmung
des Transistors auftritt.
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Es wurde nun erkannt, daß die in Fig. 3 dargestellten Verhältnisse
nicht mehr gelten, wenn an Stelle eines Verbrauchers mit konstantem Widerstand ein
Verbraucher mit veränderlichem Widerstand, beispielsweise ein Motor, vorhanden ist.
Dies ist in Fig.4 dargestellt. Die Batterie ist wieder mit 3, der Transistor wieder
mit 2 bezeichnet. Der Motor 7 möge eine Last 8 bestimmter Größe antreiben. In diesem
Falle liegen gegenüber den Bedingungen der Fig.1 geänderte Verhältnisse vor. Im
ersten Moment des Anlaufs, nämlich wenn der Motor noch stillsteht, ist infolge Fehlens
der Gegen-EMK nur der verhältnismäßig niedrige ohmsche Ankerwiderstand des Motors
vorhanden. Dieser Widerstand ist vor allem bei großen Maschinen äußerst gering.
Das hat zur Folge, daß der Strom Ic im Durchlaßfalle des Transistors 2 nicht mehr
durch den normalen Betriebswiderstand gemäß Kennlinie II des Motors begrenzt ist,
sondern durch die Kennlinie I des Transistors selbst. Diese Verhältnisse sind in
Fig. 5 dargestellt.
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In Fig. 5 ist wieder eine Ic U,-Kennlinie, z. B. für einen Nennstromverbraucher
von 2 Ampere und einen Basisstrom von 200 mA dargestellt. Beim Anlauf des Motors
ist der Widerstand des Motorstromkreises sehr klein, beispielsweise gleich einem
Wert, der der Widerstandsgeraden IIi entspricht. Dadurch ergibt sich mit der I,
U@ -Kennlinie ein Schnittpunkt p. Mit zunehmender Drehzahl wächst die Gegen-EMK
Ein und damit der scheinbare Lastwiderstand RL, für den die Beziehung gilt:
Mit J ist der Motorstrom und mit R der ohmsche Ankerwiderstand bezeichnet.
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Die Arbeitsgerade IIi neigt sich infolgedessen, und aus der Lage IIl
ergibt sich schließlich II2 und, wenn der Motor völlig hochgelaufen ist, schließlich
die Lage II, die dem Nennstrom des Motors entspricht. Es zeigt sich, daß die Arbeitspunkte
während des Hochlaufens alle außerhalb der von der Grenzleistungshyperbel III des
Transistors und dem Achsenkreuz eingeschlossenen Fläche liegen, so daß der Transistor
während des Hochlaufens des Motors übermäßig belastet wird. Da dieses je nach dem
Trägheitsmoment der Last mehrere Sekunden, ja Minuten dauern kann, ist es erforderlich,
die übermäßige Beanspruchung zu beseitigen.
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Man könnte an sich daran denken, den Halbleiterverstärker so groß
zu bemessen, daß auch der Anlaufstrom von ihm bewältigt werden kann. Diese ITberdimensionierung
würde jedoch einen Teil der durch den Amplivibratorbetrieb erzielten Vorteile wieder
rückgängig machen. Durch die Erfindung werden solche Nachteile vermieden; es werden
vielmehr die durch den Amplivibratorbetrieb erreichten Vorteile konsequent ausgenutzt.
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Trotzdem das Halbleiterelement nur für den Normalbetrieb bemessen
ist, wird durch die erfindungsgemäßen Maßnahmen bei einem Motor, dessen' Widerstand
während des Anlaufens erheblich von dem im Dauerbetriebszustand abweicht, eine Zerstörung
des Halbleiterelementes vermieden. Darüber hinaus ist die Erfindung geeignet, ganz
allgemein im Falle von beliebigen Verbrauchern mit veränderlichem Widerstand, die
über als Schalter verwendete steuerbare Halbleiterelemente betrieben werden, das
durch die Veränderlichkeit des Verbraucherwiderstandes bedingte Überlastungsproblem,
zu lösen. Es kann sich beispielsweise darum handeln, bei einem Motor, der normalerweise
für einen Betrieb mit bestimmter Drehzahl vorgesehen ist, im vorübergehend heruntergeregelten
Zustand, d. h. bei verhältnismäßig geringer Drehzahl, die hierdurch bedingte Überlastung
des den Motor speisenden Halbleiterverstärkers zu verhindern. Ein anderes wichtiges
Anwendungsgebiet für die Erfindung ist der Betrieb von Glühlampen. Hier handelt
es sich nicht so sehr darum, eine Auswirkung des im Anschaltmoment etwa zehnfach
niedrigeren Lampenwiderstandes zu verhindern, da sich dieser rasch erhöht, als vielmehr
diejenige Überlastung des die Lampen speisenden Halbleiterverstärkers zu verhindern,
die dadurch bedingt ist, daß die Glühlampe mit niedrigerer Brennspannung betrieben
wird zum Zwecke der Erzielung einer verminderten Helligkeit. Hier ist vor allem
an die Steuerung oder Regelung der Helligkeit von Glühlampen für Bühnen- und dergleichen
Beleuchtungszwecke gedacht.
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Wenn hier von steuerbaren Halbleiterelementen bzw. von Halbleiterverstärkern
die Rede ist, so sind damit in erster Linie Transistoren, insbesondere Leistungsflächentransistoren,
die für die Zwecke der Starkstromtechnik geeignet sind, gemeint. Darüber hinaus
kann die Erfindung aber auch bei anderen Arten von steuerbaren Halbleiterelementen
bzw. Halbleiterverstärkern mit den gleichen Vorteilen angewendet werden. Es kommen
beispielsweise Halbleiterverstärker in Frage, die mit halbleitenden Widerstandskörpern
mit sogenannter magnetischer Sperrschicht arbeiten.
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Zur Ausübung der Erfindung gibt es verschiedene Mittel und Maßnahmen,
die sowohl dem Halbleiterelement selbst als auch dem an dieses angeschlossenen Stromkreis
zugeordnet sein können. Hierüber geben die im folgenden beschriebenen Ausführungsbeispiele
Auskunft.
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Eine einfache Möglichkeit zur Verwirklichung des Erfindungsgedankens
besteht darin, die Höhe der den Halbleiterverstärker durchfließendenAusgangsimpulse
während des Abweichens des Verbraucherwiderstandes vom Normalwert zu begrenzen.
Hierzu kann in den Ausgangskreis des Halbleiterverstärkers ein Strombegrenzungsmittel
eingeschaltet werden, insbesondere eine an sich bekannte Anordnung aus gleichstromvormagnetisierten
Drosselspulen. Im Falle eines mit Wechselstrom betriebenen Verbrauchers kann eine
solche Anordnung unmittelbar in den Ausgangsstromkreis mit dem Verbraucher in Reihe
geschaltet werden. Durch die Vormagnetisierungswicklung kann der Strom eingestellt
werden, bei dem die Begrenzung einsetzen soll. Im betrachteten Falle ist es erforderlich,
Halbleiterverstärker zu verwenden, mit denen beide Halbwellen eines Wechselstromes
beeinflußt werden können. Man kann beispielsweise bei Halbleiterverstärkern
nach
Art von Transistoren zwei gegensinnig hintereinandergeschaltete Halbleiterverstärker
verwenden, deren Steuerkreise parallel gespeist werden. Nach einem an anderer Stelle
gemachten Vorschlag kann mit einem einzigen Halbleiterverstärker ausgekommen werden,
wenn dieser ein sogenannter symmetrischer. Halbleiterverstärker ist.
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Im Falle eines über eine Gleichrichteranordnung aus einem Wechselstromnetz
gespeisten Gleichstromverbrauchers kann die gleichstromvormagnetilierte Drosselspulenanordnung
in die Wechselstromzuleitung des Gleichrichters eingeschaltet werden. Soll im Falle
eines Gleichstromverbrauchers eine derartige Drosselspulenanordnung verwendet werden,
so kann diese nach einem weiteren Merkmal der Erfindung ebenfalls unmittelbar im
Ausgangsstromkreis des Halbleiterverstärkers und somit in Reihe mit dem Verbraucher
geschaltet werden, wenn die Drosselspulen außer dem Vormagnetisierungskreis zur
Einstellung des Begrenzungsstromes mit einem Rückmagnetisierungskreis versehen werden,
dessen Wicklungen vorzugsweise über einen weiteren Halbleiterverstärker während
der Sperrphase des ersten entgegengesetzten Gleichstromimpulses zugeführt werden.
Hierzu zeigt Fig.6 ein Ausführungsbeispiel mit einem Motor 7 als Verbraucher.
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In Fig. 6 ist der Motor 7 über eine Anordnung 10 aus zwei gleichstromvormagnetisierten
Drosselspulen A und B an den beispielsweise von einer Batterie 11
gespeisten Ausgangskreis eines Transistors 12 angeschlossen. Der Steuerkreis des
Transistors ist durch zwei Eingangsklemmen 13 angedeutet, im übrigen aber wie schon
in Fig. 4 nicht näher ausgeführt. An den Eingangsklemmen wird eine auf beliebige
Weise hergestellte impulszeitmodulierte Rechteckspannung als Steuergröße zugeführt.
Die Anordnung 10 besteht aus zwei Drosselspulen A und B mit getrennten
Kernen aus einem weichmagnetischen Werkstoff mit vorzugsweise rechteckförmiger Magnetisierungsschleife.
Zwei hintereinandergeschaltete Arbeitswicklungen 14A und 14B werden vom Ausgangsstrom
des Transistors 12 durchflossen. Die Drosselspulen A und B sind außerdem mit je
einer Vormagnetisierungswicklung 15A bzw. 15B ausgerüstet, die in an sich bekannter
Weise gegensinnig in Reihe geschaltet sind und über einen einstellbaren Widerstand
16 beispielsweise ebenfalls an die Batterie 11 angeschlossen sind. Durch den Widerstand
16 wird derjenige Arbeitsstrom des Transistors 12 festgelegt, der nicht überschritten
werden soll. Die Drosselspulen A und B haben außerdem zwei in Reihe geschaltete
Hilfswicklungen 16A bzw. 16B. Diese werden nach der Erfindung von Gleichstromimpulsen
umgekehrter Richtung im Vergleich zu den Wicklungen 14A und 14B durchflossen. Die
Hilfsgleichstromimpulse dienen zur Rückmagnetisierung der Drosselspulen A und B
und werden beispielsweise durch einen Hilfstransistor 17 erzeugt, dessen Steuer-?:reis
ebenfalls nicht näher dargestellt ist.
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Zur näheren Erläuterung der Wirkungsweise der Einrichtung nach Fig.
6 dient Fig. 7. Diese zeigt im oberen Teil, getrennt durch eine Linie O, die Magnetisierungskennlinien
der Drosselspulen A und B unter Vernachlässigung der Hysteresis und
im unteren Teil die an den beiden Drosselspulen vorliegenden Impulse. Es sei angenommen,
daß beim Hochlaufen des Motors 7 die Länge der dem Eingangskreis des Transistors
12 zugeführten Impulse 50 °/o der Periodendauer betrage und daß die Impulsfrequenz
z. B. 1000 Hz betrage. Wird durch das Einsetzen eines Steuerimpulses der Transistor
12 plötzlich geöffnet, so entsteht an der Reihenschaltung aus den Wicklungen 14A
und 14B und dem Motor 7 ein Spannungsimpuls IV, dessen zeitlicher Verlauf im unteren
Teil der Fig. 7 dargestellt ist. Dieser Impuls treibt einen Strom, der in der DrosselspuleA
beliebig ansteigen kann, da diese durch die Gleichstromvormagnetisierung der .Wicklung
15A völlig gesättigt ist. Auch die Drosselspule B ist zunächst, solange kein Strom
fließt, durch die Magnetisierung gesättigt; da jedoch der vom Transistor 12 her
kommende Stromimpuls hier dem Vormagnetisierungsstrom in der Wicklung 15B entgegenwirkt,
nimmt die Sättigung ab, bis die Amperewindungen von Last- und Vormagnetisierungsstrom
annähernd gleich sind. In diesem Augenblick wird die Drosselspule B ummagnetisiert
und nimmt den Rest der Impulsspannung auf. Legt man die Drosselspulen nun so aus,
daß sie imstande sind, gerade noch den höchstzulässigen Strom zu führen, und stellt
man die Vormagnetisierung dementsprechend ein, dann wird erreicht, daß die Spannung
der Batterie 11 nicht am Transistor 12 liegt, sondern an der Wicklung 14B der Drosselspule
B. Es muß nun dafür gesorgt werden, daß der Fluß der Drosselspulen für eine Spannungsfläche
bemessen ist. Dabei ist mit UD der an der Drossel liegende Rest der Impulsspannung
bezeichnet. n ist die Windungszahl und T die maximale Impulslänge. Die Spannungsflächen
für beide Drosselspulen sind im unteren Teil der Fig.7 ebenfalls dargestellt. Mit
.l, - RL ist der Spannungsabfall am Motor 7 bezeichnet. Ist die Vormagnetisierung
größer als in Fig.7 dargestellt, so rücken die im oberen Teil dargestellten Magnetisierungskurven,
bezogen auf die senkrechte Mittellinie O, weiter nach außen, im umgekehrten Falle
nach innen, also zur Mittellinie hin. Dadurch ändert sich entsprechend das Verhältnis
von UD: T,-RL; die Summe dieser beiden Spannungen ist gleich der Spannung E der
Batterie 11. Dadurch wird erreicht, daß die Drosselspulen den ersten Ausgangsimpuls
des Transistors 12 sperren. Da die Drosselspule jedoch nach Ablauf des ersten Iupulses
bereits völlig ummagnetisiert ist, da ja die ganze Spannungsfläche durchlaufen wird,
würde der nächste Impuls, da es sich hier um Gleichstromimpulse handelt, eine völlige
Sättigung bewirken, und die Wirkung der Drosselspulen ginge verloren. Um dies zu
vermeiden, muß eine Magnetisierung in wechselnder Richtung erzeugt werden, und zwar
müssen die Drosselspulen 7 und 8, während der Transistor 12 nicht ausgesteuert wird,
rückmagnetisiert werden. Dies erfolgt durch die Wicklungen 16A und 16B über den
Hilfstransistor 17. Der Hilfstransistor wird während der Tastpause des Transistors
2 getastet und erzeugt Ausgangsstromimpulse, durch die die Drosselspulen
A und B wieder rückmagnetisiert werden. Eine einseitige Sättigung
der Drosselspulen kann somit nicht eintreten.
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Nach einem weiteren Merkmal der Erfindung können zur Verhinderung
einer unzulässigen Erwärmung eines Halbleiterverstärkers Mittel vorgesehen sein,
die in Abhängigkeit von der Größe des Verbraucherstromes selbsttätig auf die die
Speisespannung des Halbleiterverstärkers liefernden Einrichtungen einwirken. Hierzu
kann die Größe des Verbraucherwiderstandes mittelbar oder unmittelbar, beispielsweise
mit Hilfe eines Strommeßfühlers, zur Einwirkung auf die Höhe der den Halbleiterverstärker
speisenden
Spannung gebracht werden. Es kann sowohl eine einfache
Steuerschaltung vorgesehen werden als auch eine Regelschaltung, bei der durch Vergleich
mit einer vorgegebenen Sollgröße eine Regelabweichung gebildet und zur Wirkung gebracht
wird. Der Meßwert oder - eine daraus gebildete Regelabweichung kann in an sich bekannter
Weise verstärkt werden und beispielsweise ein Stellglied beeinflussen, über das
die Speisespannung des Halbleiterverstärkers entnommen ist. Das Stellglied kann
elektrischer oder magnetischer Art sein. Es ist beispielsweise möglich, den Abgriff
eines Spannungsteilers oder eines Transformators zu verstellen. Hierzu ist in Fig.8
ein schematisches Ausführungsbeispiel dargestellt.
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Fig. 8 zeigt einen Motor 7, der über einen Transistor 12 aus einem
Wechselstromnetz über einen Schiebetransformator 20 und eine Gleichrichteranordnung
21 in Graetzschaltung gespeist wird. Die Steuermittel des Transistors 12 sind wieder
fortgelassen. Zur Erfassung der jeweiligen Größe des Widerstandes des Motors 7 ist
in dessen Steuerkreis ein Gleichstromwandler 22 eingeschaltet. Sein dem Motorstrom
proportionaler Ausgangsstrom ist gleichgerichtet und wirkt auf die Spule 23 eines
mit dem Abgriff 24 des Schiebetransformators 20 gekuppelten weichmagnetischen Kernes
25 ein. Durch eine Feder 26 wird auf den Tauchkern 25 eine Gegenkraft ausgeübt.
Je nach der Größe des Widerstandes des Motors 7 und damit je nach der Größe des
Transistorausgangsstromes wird der Abgriff des Schiebetransformators 20 so verstellt,
daß bei kleinem Motorwiderstand nur eine kleine Wechselspannung am Eingang der Gleichrichteranordnung
21 liegt. Nachdem der Motor 7 hochgelaufen ist, gelangt der Tauchkern 25 und damit
der Abgriff 24 in die Normalstellung, bei der der Motor seine volle Betriebsspannung
erhält. An Stelle eines Schiebetransformators kann auch ein Drehtransformator verwendet
werden. Auch hinsichtlich der übrigen Beeinflussungsmittel ist die Erfindung nicht
auf das dargestellte Ausführungsbeispiel beschränkt; dieses soll vielmehr nur zur
Erläuterung der grundsätzlichen Wirkungsweise einer derartigen Selbstbeeinflussung
dienen, bei der die die Speisespannung des Verstärkers liefernden Mittel beeinflußt
werden.
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Weitere Mittel bzw. Maßnahmen zur Lösung der der Erfindung zugrunde
liegenden Aufgabe bestehen darin, die Aussteuerung des Halbleiterverstärkers während
des Normalbetriebszustandes zu verändern. Es ist beispielsweise möglich, die Höhe
der Steuerstromimpulse des Halbleiterverstärkers während des Abweichens des Verbraucherwiderstandes
vom Normalwert zu vergrößern. Gemäß der Erfindung kann hier eine Eigentümlichkeit
der Kollektorstromspannungslinie eines Transistors ausgenutzt werden. Es sei beispielsweise
angenommen, daß der Scheitelwert der dem Halbleiterverstärker 2 in Fig. 1 zugeführten
Impulse normalerweise 0,1 Ampere betrage; dabei möge ein Transistorausgangsstrom
ic von 1 Am= pere vorliegen. Die zugehörige ICUC-Kennlinie ist in Fig. 9 mit V bezeichnet,
sie gilt für einen Basisstrom i$=0,1 Ampere. Wird nun gemäß der Erfindung während
des anomalen Betriebszustandes des Motors-7 (Fig. 4) der Basisstrom i$ auf beispielsweise
10 -Ampere erhöht, so ergibt sich die Kennlinie VI in Fig. 9. Der Kollektorstrom
des Transistors steigt dabei infolge des Sättigungsverhaltens der Kennlinie nicht
ebenfalls um das Hundertfache, sondern um einen wesentlich geringeren Wert, z. B.
um das Zehnfache. Wie sich zeigt, führen die beschriebenen Maßnahmen zu vollem Erfolg.
Voraussetzung ist nur, daß der Transistor den erhöhten Eingangsstrom verträgt. Man
wird daher Transistoren anwenden, bei denen eine solche Steuerstromerhöhung -zulässig
ist. Dies ist in gewissem Maße bei allen heute gebräuchlichen Transistoren der Fall.
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Nach einem weiteren Merkmal der Erfindung kann das ihr zugrunde liegende
Problem auch gelöst werden, wenn zur Steuerung des Halbleiterverstärkers Steuerimpulse
verwendet werden, die die gleiche oder vorzugsweise die doppelte Frequenz wie die
Speisewechselspannung aufweisen, und wenn gleichzeitig die zeitliche Lage der Steuerimpulse
so gewählt wird, daß sie mit ihren Anstiegs- und Abfallsflanken eine bestimmte,
vorzugsweise symmetrische zeitliche Lage zur Speisespannung haben. Im Falle eines
mit Wechselstrom gespeisten Verbrauchers wird die zeitliche Lage der Steuerimpulse
so gewählt, daß diese in die Nähe eines Nulldurchganges treffen, während im Falle
eines über eine Doppelweggleichrichterschaltung gespeisten Gleichstromverbrauchers
dafür zu sorgen ist, daß die Steuerimpulse in der Nähe der Einsattelung zwischen
zwei gleichgerichteten Halbwellen der Speisewechselspannung treffen. Zur näheren
Erläuterung dieses Begrenzungssteuerverfahrens sind in Fig. 10 ein schematisches
Schaltungsbeispiel, in den Fig. 11 und 12 einige graphische Darstellungen gebracht.
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In Fig. 10 dient als Speisespannungsquelle eine z. B. einphasige Gleichrichteranordnung
30, die eingangsseitig an einen Netztransformator 31 und aus= gangsseitig an die
Reihenschaltung eines Transistors 32 mit einem in seiner Drehzahl zu regelnden Motor
33 angeschlossen ist. Der Transistor 32 ist so bemessen, daß im Normalbetriebszustand
des Motors eine noch zulässige Verlustleistung auftritt. Infolge des verwendeten
Amplivibratorbetriebes ist- - wie auch in allen übrigen Beispielen - die Typenleistung
des Transistors erheblich geringer, als wenn dieser mit stetiger Aussteuerung durch
einen Gleichstrom betrieben würde. Um nun den Amplivibratorbetrieb auch bei einer
Bemessung des Transistors gemäß einem normalen Betriebszustand mit verhältnismäßig
hoher Drehzahl zu ermöglichen, wird nach der Erfindung für die in Fig. 11 und 12
dargestellte Phasenlage der Steuerimpuls i$ in bezug auf die gleichgerichteten Netzspannungshalbwellen
E gesorgt. Diese werden von der Gleichrichteranordnung 30 erzeugt. Nach der Erfindung
wird die Betriebsspannung des Motors 33 im Anlauf- oder heruntergeregelten Zustand
dadurch begrenzt, daß das Öffnen des Transistors durch den Steuerimpuls i$ in den
Bereich verlegt ist, bei dem die angelegte Spannung U""" den Wert I.Qx-RL nicht
wesentlich überschreitet. U", ist in Fig. 11 im zweiten und dritten Teil von oben
dargestellt. I,"",. bedeutet den zulässigen Ausgangsstrom des Transistors und RL
den jeweiligen Motorwiderstand. Bei dieser Lage und Bemessung des Steuerimpulses
iß ergibt sich am Motor eine Spannung, die in Fig. 11 im dritten Teil von oben dargestellt
ist. Den Strom i, durch den Transistor 32 und damit auch durch den Verbraucher 33
zeigt der untere Teil der Fig. 11. Steigt infolge des Hochlaufens des Motors 33
dessen Widerstand an, so können nunmehr die Steuerimpulse i$ verbreitert, d. h.
das Tastverhältnis vergrößert werden.
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Ein solcher verbreiterter Zustand der Steuerimpulse ist- in Fig. 12
dargestellt. Es ist beispielsweise angenommen, daß die Verbreiterung der Impulse
symmetrisch zur Einsattelung der beiden Halbwellen der
gleichgerichteten
Wechselspannung u30 erfolgt. Entsprechend der größeren Breite erfolgt das Öffnen
und das Schließen des Transistors 32 in Fig. 10 bei höheren Werten der Spannung
u... Dadurch wird die Spannung "s32 am Transistor und entsprechend auch der Strom
i. durch diesen vergrößert. Die Vergrößerung der Steuerimpulse iß wird im allgemeinen
selbsttätig in Abhängigkeit von der Größe des Verbraucherwiderstandes oder einer
davon abgeleiteten Größe vorgenommen. Wie dies geschehen kann, zeigen die bisher
nicht beschriebenen Teile der Einrichtung nach Fig. 10. Der Steuerkreis des Transistors
32 wird von einer Wechselspannung gespeist, die aus einer Hilfswicklung des Transformators
31 entnommen ist und durch einen Phasenschieber 34 gegen die Spannung an der Sekundärwicklung
35 des Transformators 31 verschoben ist. In den Steuerkreisen des Transistors 32
ist außerdem ein Widerstand 36 eingeschaltet, dem über eine Gleichrichteranordnung
37 ein dem Strom des Verbrauchers 33 proportionaler Strom zugeführt ist. Die Gleichrichteranordnung
37 ist zu diesem Zweck über einen Stromwandler 38 in die eine Wechselstromzuleitung
der Gleichriehteranordnung 30 eingeschaltet. Zur Erläuterung der Wirkungsweise der
Maßnahmen sei Fig. 13 betrachtet.
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Fig. 13 zeigt im oberen Teil die Ausgangsspannung U3, der Gleichrichteranordnung
30 nach Fig. 16, im mittleren Teil die Sekundärspannung u35 des Transformators 31
und im unteren Teil die Ausgangsspannung Z634 des Phasenschiebers 34 mit der überlagerten
Gleichspannung U37, die dem Strom des Verbrauchers 33 proportional ist. Die Steuergleichspannung
U37 und die Steuerwechselspannung u34 des Transistors 32 sind im Verhältnis zu der
normalerweise zur Aussteuerung desselben benötigten Steuerspannung groß bemessen.
Die normale Steuerspannung des Transistors, bei der dieser voll öffnet, ist im unteren
Teil der Fig. 13 mit Urs bezeichnet. Durch diese Bemessung wird der Transistor 32
bereits völlig geöffnet, wenn die Spannung u34 die Spannung U37 gerade überschritten'
hat. In diesem mit t1 bezeichneten Zeitpunkt öffnet der Transistor. Er schließt
entsprechend dem Zeitpunkt t2. Je nach der Größe von U37 ist die Breite des den
Verbraucher 33 durchfließenden Impulsstromes kleiner oder größer. Ist der Widerstand
des Verbrauchers gering, so daß also ein großer Strom durch den Transformator 38
fließt und damit eine große Steuergleichspannung U37 vorliegt, ergeben sich schmale
Steuerimpulse des Transistors 32. Entsprechend dem Absinken des Verbraucherwiderstandes
und dem Kleinerwerden der Spannung U37 wird die Aussteuerung selbsttätig verbreitert.
Für einen zweiten angenommenen Wert der Steuergleichspannung, der mit U37 bezeichnet
ist, ergibt sich ein Öffnen des Transistors bei t3 und ein Schließen bei t4. Durch
die beschriebene Steuerabhängigkeit wird der Transistor 32 vor Überlastung geschützt.
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An Hand von Fig. 11 und 12 läßt sich ohne weiteres übersehen, daß
für den Fall der Speisung des Verbrauchers 33 mit Wechselspannung das vorbeschriebene
Verfahren zur selbsttätigen Leistungsbegrenzung ebenfalls anwendbar ist. Bei einer
Wechselspannung ist die zweite Halbwelle der Netzspannung u3, in den genannten Figuren
negativ gerichtet. Dementsprechend hat auch die zweite Hälfte der Spannungs- und
Stromimpulse am Transistor negative Richtung.
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Die Erfindung kann auch noch durch andere als die vorbeschriebenen
Mittel und Maßnahmen verwirklicht werden. Es ist beispielsweise möglich, für einen
anomalen Betriebszustand eines Verbrauchers einen Halbleiterverstärker selbst in
besonderer Weise auszubilden. Für den Fall nämlich, daß die Abweichung eines Verbraucherwiderstandes
vom Normalwert nur verhältnismäßig kurzzeitig auftritt, z. B. bei Einschaltvorgängen,
kann ein Halbleiterverstärker nach einem weiteren Merkmal der Erfindung mit einer
vergrößerten Wärmekapazität ausgerüstet werden. Der Transistor kann beispielsweise
mit einer Kühlplatte od. dgl. versehen sein, die hinsichtlich ihrer Wärmekapazität
so bemessen ist, daß sie die während der vorübergehenden Veränderungszeit auftretende
übermäßige Stromwärme aufnimmt.