BRPI9613030B1

BRPI9613030B1 - método de calibração de um oscilador local em um receptor de gps móvel , e receptor de gps móvel

Info

Publication number: BRPI9613030B1
Application number: BRPI9613030A
Authority: BR
Inventors: F Krasner Norman
Original assignee: Snaptrack Inc
Priority date: 1995-10-09
Filing date: 1996-10-08
Publication date: 2017-03-28
Also published as: HK1100972A1; RU2236692C2; ES2352994T3; CN1936616A; US5663734A; ES2357300T3; ES2351596T3; HK1045563B; CN1928584A; KR19990064130A; CN101093254B; US5874914A; ES2363273T3; CN1928584B; CN1936616B; US5781156A; CN101093254A; US6133871A; ES2365242T3; HK1045563A1

Description

Relatório Descritivo da Patente de Invenção para "MÉTODO DE CALIBRAÇÀO DE UM OSCILADOR LOCAL EM UM RECEPTOR DE GPS MÓVEL, E RECEPTOR DE GPS MÓVEL".

Pedido Dividido do PI9611701-0 depositado em 08/10/1996.

ANTECEDENTES DA INVENÇÃO PEDIDOS RELACIONADOS O presente pedido está relacionado com dois pedidos de patente depositados pelo mesmo inventor na mesma data que o presente pedido; esses dois pedidos são: An Improved GPS Receiver ütilizing a Communication Link (No, de Série 08/612.582, depositado em 8 de março de 1996); An Improved GPS Receiver Having Power Management (No. de Série 08/613.966, depositado em 8 de março de 1996). O presente pedido também está relacionado e aqui reivindica o beneficio da data de depósito de um pedido de patente provisório do mesmo inventor, Norman F. Krasner, pedido esse que é intitulado Low Power, Sensitive Pseudorange Measurement Apparatus and Method for Global Positioning Sateliites Systems, N° de Série 60/005.318 depositado em 9 de outubro de 1995.

Uma parte da exposição do presente documento de patente contém material que está sujeito à proteção dos direitos autorais. O proprietário dos direitos autorais não tem objeção alguma à reprodução em fac-símile por alguém do documento de patente ou da exposição de patente, como aparece no arquivo ou registros de patentes do Departamento de Patentes e Marcas de Comércio e Indústria, mas reserva-se todos os direitos de propriedade.

1. CAMPO DA INVENÇÃO A presente invenção refere-se a receptores capazes de determinar a informação de posição de satélites e, em particular, refere-se a recep- tores que encontram aplicação em sistemas de satélites de posicionamento global (GPS).

2. TÉCNICA ANTERIOR

Os receptores de GPS, normalmente, determinam sua posição através da computação de tempos relativos de chegada de sinais transmitidos simultaneamente de uma multiplicidade de satélites de GPS (ou NAVS-TAR). Esses satélites transmitem, como parte de sua mensagem, tanto os dados de posicionamento de satélites quanto os dados na sincronização de relógio, os chamados dados de "efemérides". O processo de busca e aquisição de sinais de GPS, a leitura dos dados de efemérides para uma multiplicidade de satélites e a computação da localização do receptor desses dados consomem tempo, freqüentemente, requerendo vários minutos. Em muitos casos, esse tempo de processamento prolongado é inaceitável e, além disso, limita grandemente a vida da bateria em instrumentos portáteis micromi-niaturizado.

Outra limitação dos atuais receptores de GPS é que sua operação está limitada à situações em que múltiplos satélites estão claramente à vista, sem obstruções, e onde uma antena de boa qualidade é adequadamente posicionada, para receber esses sinais. Como tal, eles, normalmente, são inutilizáveis em mecanismos portáteis, montados em corpos; em áreas onde há folhagem significativa ou bloqueio de construções; e em dispositivos embutidos. Há duas funções principais dos sistemas de recepção de GPS: (1) computação das pseudo-amplitudes para os vários satélites de GPS e (2) computação da posição da plataforma de recebimento, usando essas pseudo-amplitudes e sincronização de satélites e dados de efemérides. As pseudo-amplitudes são simplesmente os retardos de tempo medidos entre o sinal recebido de cada satélite e um relógio local. As efemérides de satélites e os dados de sincronização são extraídos do sinal de GPS, uma vez que ele seja obtido e trilhado. Conforme mencionado acima, o recolhimento dessa informação, normalmente, leva um tempo relativamente longo (30 segundos a vários minutos) e deve ser realizado com um bom nível de sinal recebido, a fim de se obter baixas taxas de erros.

Virtualmente, todos os receptores de GPS conhecidos utilizam métodos de correlação para computar pseudo-amplitudes. Esses métodos de correlação são realizados em tempo real, freqüentemente com correla-cionadores de hardware. Os sinais de GPS contêm sinais repetitivos chamados seqüências pseudorrandômicas (PN). Os códigos disponíveis para dispositivos civis são chamados códigos de C/A e têm uma taxa de fase inversa binária, ou taxa de "chipping", de 1,023 MHz e um período de repetição de 1023 chips para um período de código de 1 mseg. As seqüências de códigos pertencem a uma família conhecida como códigos de Gold. Cada satélite de GPS difunde um sinal com um código de Gold único.

Para um sinal recebido de um dado satélite de GPS, seguindo um processo de conversão para baixo, para banda base, um receptor de correlação multiplica o sinal recebido por uma réplica armazenada do código de Gold apropriado contido dentro de sua memória local e, então, integra ou passa pelo filtro de passa baixo, o produto, a fim de obter uma iniciação da presença do sinal. Esse processo é denominado uma operação de "correlação". Através do ajuste seqüencial da sincronização relativa dessa réplica armazenada em relação ao sinal recebido, e observando a saída de correlação, o receptor pode determinar o retardo de tempo entre o sinal recebido e um relógio local. A determinação inicial da presença dessa saída é denominada "aquisição". Uma vez que a aquisição ocorre, o processo entra na fase de "trilhamento", em que a sincronização da referência local é ajustada em pequenas quantidades, a fim de manter uma alta saída de correlação. A saída de correlação durante a fase de trilhamento pode ser vista como o sinal de GPS com o código pseudorrandômico removido ou, em terminologia comum, "não-disperso". Esse sinal é banda estreita, com largura de banda comensurada com um sinal de dados tratados por deslocamento de fase binária de 50 bits por segundo, que é sobreposto na forma de onda de GPS. O processo de aquisição de correlação consome muito tempo, especialmente se os sinais recebidos forem fracos. Para aperfeiçoar o tempo de aquisição, a maioria dos receptores de GPS utiliza uma multiplicidade de correlacionadores (até 12, tipicamente), o que permite uma busca paralela para picos de correlação.

Alguns receptores de GPS anteriores têm usado técnicas de FFT, para determinar a freqüência de Doppler do sinal de GPS recebido. Esses receptores utilizam operações convencionais de correlação para não dispersar o sinal de GPS e proporcionar um sinal de banda estreita, com largura de banda tipicamente na faixa de 10 kHz a 30 kHz. O sinal de banda estreita resultante passa, então, pela análise de Fourier, usando algoritmos de FFT para determinar a freqüência transportadora. A determinação desse transportador proporciona, simultaneamente, uma indicação de que a referência PN local é ajustada à fase correta do sinal recebido e proporciona uma medição precisa da freqüência transportadora. Essa freqüência pode, então, ser utilizada na operação de trilhamento dos receptores. A patente norte-americana N° 5.420.592, de Johnson, discute o uso de algoritmos de FFT para computar pseudo-amplitudes em uma localização de processamento central em lugar de uma unidade móvel. De acordo com aquele método, uma captura dinâmica de dados é coletada por um receptor de GPS e, então, transmitida através de uma ligação de dados para um receptor remoto, onde passa por um processamento de FFT. Contudo o método aqui divulgado computa apenas uma única Transformação Rápida de Fourier direta e inversa (correspondente a quatro períodos PN) para realizar o conjunto de correlações.

Como será evidente da descrição seguinte da presente invenção, maior sensitividade e maior velocidade de processamento podem ser obtidas através da realização de um grande número de operações de FFT, junto com operações especiais de pré-processamento e pós-processamento.

Nesta patente, os termos correlação, convolução e filtragem comparativa são freqüentemente utilizados. O termo "correlação", quando aplicado às duas séries de números significa a multiplicação de termo por termo de elementos correspondentes das duas séries seguida pela soma das séries. Isso algumas vezes é referido como "correlação de série" e resulta em uma saída aue é um único número. Em algumas circunstâncias, uma sucessão de operações de correlação são realizadas em grupos sucessivos de dados. O termo "convolução" quando aplicado às duas séries de números é o mesmo que o comumente usado na técnica e é equivalente a uma filtragem da segunda série de comprimento m com um filtro, correspondente à primeira série, tendo uma resposta de impulsos de comprimento η. O resultado é uma terceira série de comprimento m + n -1. O termo "filtragem comparativa" refere-se a uma operação de convolução, ou filtragem, em que o filtro antes mencionado tem uma resposta de impulsos que é o conjugado complexo invertido em tempo da primeira série. O termo "convolução rápida" é utilizado para indicar uma série de algoritmos que computa a operação de convolução de maneira eficiente.

Alguns autores utilizam os termos correlação e convolução per-mutavelmente; para clareza, porém, nesta patente, o termo correlação refere-se sempre à operação de correlação serial descrita acima.

SUMÁRIO

Uma concretização da presente invenção proporciona um método para determinar a posição de um receptor remoto de GPS através da transmissão de informação de satélite de GPS, incluindo Doppler, para a unidade remota ou unidade móvel de GPS de uma estação de base por meio de uma ligação de comunicação de dados. A unidade remota usa essa informação e recebe sinais de GPS de satélites à vista para, subseqüente-mente, computar pseudo-amplitudes para os satélites. As pseudo-amplitudes computadas são, então, transmitidas para a estação de base, onde a posição da unidade remota é calculada. Várias concretizações de aparelhos que podem realizar esse método também são descritas.

Outra concretização da presente invenção proporciona um receptor de GPS tendo uma antena para recebimento de sinais de GPS de satélites à vista; e um conversor para baixo, para redução da freqüência de RF dos sinais de GPS recebidos para uma freqüência intermediária (IF). Os sinais de IF são digitalizados e armazenados na memória para processamento posterior no receptor. Esse processamento, tipicamente, é realizado, em uma concretização da invenção, usando um processador de sinais digitais programável, que executa as instruções necessárias para realizar as operações de convolução rápida (por exemplo, FFT) nos sinais de GPS de IF mostrados, para proporcionar informação pseudorrandômica. Essas operações também incluem, tipicamente, o pré-processamento (antes da convolução rápida) e pós-processamento (após a convolução rápida) de versões armazenadas dos sinais de GPS ou versões processadas e armazenadas dos sinais de GPS.

Ainda outra concretização da presente invenção proporciona um método de gerenciamento de energia para um receptor de GPS e também proporciona um receptor de GPS tendo características de gerenciamento de energia. A dissipação de energia é reduzida nos sistemas anteriores por meio do recebimento de sinais de GPS de satélites à vista; armazenamento temporário desses sinais: e, então, desligando o receptor de GPS. Outras características de gerenciamento de energia são descritas .

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS A presente invenção é ilustrada à guisa de exemplo e não de limitação nas figuras dos desenhos anexos, em que as referências indicam elementos similares e em que: A figura 1A é um diagrama em blocos dos componentes principais de um sistema de recebimento de GPS remoto ou móvel, utilizando os métodos da presente invenção e mostra ligações de dados, que podem existir entre uma estação de base e a remota. A figura 1B é um diagrama em blocos de outra unidade móvel alternativa de GPS. A figura 1C é um diagrama em blocos de outra unidade móvel alternativa de GPS.

As figuras 2A e 2B proporcionam duas alternativas para as porções de RF e IF de um receptor, que é uma concretização da presente invenção. A figura 3 mostra um fluxograma das operações principais (por exemplo, operações de software) realizadas pelo processador de DSP pro- gramável de acordo com os métodos da presente invenção. A figura 4 ilustra as formas de onda de processamento de sinais em vários estágios de processamento de acordo com os métodos da presente invenção. A figura 5A ilustra um sistema de estação de base em uma concretização da presente invenção. A figura 5B ilustra um sistema de estação de base em uma concretização alternativa da presente invenção. A figura 6 ilustra uma unidade móvel de GPS tendo, de acordo com um aspecto da presente invenção, correção ou calibração de oscilador local. A figura 7 é um fluxograma que mostra um método de gerenciamento de energia para uma unidade móvel de acordo com uma concretização da presente invenção.

DESCRIÇÃO DETALHADA DA INVENÇÃO A presente invenção refere-se a aparelhos e métodos para a computação da posição de um objeto móvel, ou remoto, de maneira que resulta no hardware remoto tendo dissipação de energia muito baixa e a capacidade de operar com níveis de sinais recebidos muito baixos. Isto é, o consumo de energia é reduzido, enquanto a sensitividade do receptor é aumentada. Isso se torna possível pela implementação das funções remotas de recebimento, conforme mostrado na figura 1A, bem como a transmissão da informação de Doppler de uma estação de base localizada separadamente 10 para a unidade remota ou móvel de GPS 20.

Deve ser notado que pseudo-amplitudes podem ser usadas para computar a posição geográfica da remota em muitas maneiras diferentes. Três exemplos são: 1. Método 1: Através da retransmissão das mensagens de dados dos satélites para a remota 20 da estação de base 10, a remota 20 pode combinar essa informação com as medições das pseudo-amplitudes para computar sua posição. Veja, por exemplo, a patente norte-americana N° 5.365.450, que é aqui incorporada através de referência. Tipicamente, a uni- dade remota 20 realiza a computação de posição na remota 20. 2. Método 2: A remota 20 pode reunir os dados de efemérides dos satélites da recepção dos sinais de GPS na maneira normal, que é, co-mumente, posta em prática na técnica. Esses dados, que, tipicamente, são válidos por uma a duas horas, podem ser combinados com medições de pseudo-amplitudes para completar, tipicamente, na unidade remota o cálculo da posição. 3. Método 3: A remota 20 pode transmitir através de uma ligação de comunicação 16 as pseudo-amplitudes para a estação de base 10, que pode combinar essa informação com os dados de efemérides dos satélites para completar o cálculo da posição. Veja, por exemplo a patente norte-americana N° 5.225.842, que é aqui incorporada através de referência.

Nas abordagens (ou Métodos) 1 e 3, é suposto que a estação de base 10 e a remota 20 têm uma visão comum de todos os satélites de interesse e são posicionadas perto o bastante uma da outra para resolver uma ambigüidade de tempo associada com a taxa de repetição dos códigos pseudorrandômicos de GPS. Isso será encontrado para uma faixa entre a estação de base 10 e a remota 20 de Vz vezes a velocidade da luz vezes o período de repetição (1 milissegundo) ou cerca de 150 km. A fim de explicar a presente invenção, é suposto que o método 3 é utilizado para completar o cálculo da posição. Contudo, através da análise da presente Especificação, será apreciado por aqueles versados na técnica que os vários aspectos e concretizações da presente invenção poderíam ser usados com qualquer um dos três Métodos acima, bem como outras abordagens. Por exemplo, em uma variação do Método 1, a informação de dados de satélite, tal como os dados representativos da efemérides do satélite, pode ser transmitida por uma estação de base para uma unidade remota e essa informação de dados de satélite pode ser combinada com pseudo-amplitudes, computada de acordo com a presente invenção de sinais de GPS armazenados temporariamente, para proporcionar uma latitude e uma longitude (e, em muitos casos, também uma altitude) para a unidade remota. Será apreciado que a informação de posição recebida da remota pode estar limitada à latitude e à longitude ou pode ser informação extensiva, que inclui latitude, longitude, altitude, velocidade e suporte da remota. Além disso, a correção de oscilador local e/ou os aspectos de gerenciamento de energia da presente invenção podem ser utilizados nessa variação do Método 1. Além disso, a informação de Doppler pode ser transmitida para a unidade remota 20 e utilizada pela unidade remota 20 de acordo com os aspectos da presente invenção.

De acordo com o Método 3, a estação de base 10 comanda a remota 20 para realizar uma medição por meio de uma mensagem transmitida através de uma ligação de comunicação de dados 16, conforme mostrado na figura 1A. A estação de base 10 também envia dentro dessa mensagem a informação de Doppler para os satélites à vista, que é uma forma de informação de dados de satélite. Essa informação de Doppler, tipicamente, está no formato de informação de frequência e a mensagem, tipicamente, também especificará uma identificação dos satélites particulares à vista ou outros dados de inicialização. Essa mensagem é recebida por um modem separado 22, que é parte da unidade remota 20 e é armazenada em uma memória 30 acoplada a um microprocessador de baixa potência 26. O microprocessador 26 manipula transferência de informação de dados entre os elementos de processamento da unidade remota 32 - 48 e o modem 22 e controla as funções de gerenciamento de energia dentro do receptor remoto 20, como será evidente na discussão subseqüente. Normalmente, o microprocessador 26 ajusta a maior parte ou todo o hardware da unidade remota 20 a um estado de energia baixa, ou de queda de energia, exceto quando a pseudo-amplitude e/ou outros cálculos de GPS estão sendo realizados, ou quando uma fonte alternativa de energia está disponível. Contudo, a porção de receptor do modem é pelo menos periodicamente ligada (para energia total) a fim de determinar se a estação de base 10 enviou um comando para determinar a posição da unidade remota.

Essa informação de Doppler mencionada acima é muito curta em duração, uma vez que a precisão requerida dessa informação de Doppler não é alta. Por exemplo, se uma precisão de 10 Hz for requerida e a Doppler máxima for, aproximadamente, ± 7 kHz, então, uma palavra de 11 bits bastará para cada satélite à vista. Se 8 satélites estiverem à vista, então, 88 bits serão requeridos para especificar todas essas Dopplers. O uso dessa informação elimina a exigência de que a remota 20 procure por essa Doppler, assim, reduzindo seu tempo de processamento em acima de um fator de 10. O uso da informação de Doppler também permite que a unidade móvel de GPS 20 processe mais rapidamente uma amostra de sinais de GPS e isso tende a reduzir a quantidade de tempo pela qual o processador 32 deve receber energia total, a fim de computar uma informação de posição. Isso sozinho reduz a energia consumida pela unidade remota 20 e contribui para a sensitividade aperfeiçoada. Informação adicional também pode ser enviada para a remota 20, incluindo as épocas dos dados na mensagem de GPS. O sinal de ligação de dados recebido pode utilizar uma freqüên-cia transportadora de precisão. O receptor remoto 20 pode empregar, conforme mostrado na figura 6, que é descrita abaixo, um laço de controle de freqüência automático (AFC) para bloquear esse transportador e, assim, ainda calibrar seu próprio oscilador de referência. Um tempo de transmissão de mensagem de 10 mseg, com uma proporção de sinal recebido para ruído de 20 dB, normalmente, permitirá a medição de freqüência por meio de um AFC para uma precisão de 10 Hz ou mais. Isso, tipicamente, será mais do que adequado para as exigências da presente invenção. Essa característica também otimizará a precisão dos cálculos de posição que são realizados, convencionalmente ou usando os métodos de convolução rápida da presente invenção.

Em uma concretização da invenção, a ligação de comunicação 16 é um meio de comunicação de freqüência de rádio de largura de banda estreita, comercialmente disponível, tal como um sistema de pager bidirecio-nal. Esse sistema pode ser usado em concretizações onde a quantidade de dados transmitidos entre a remota 20 e a estação de base 10 é relativamente pequena. A quantidade de dados requeridos para a transmissão de Doppler e outros dados (por exemplo, dados de inicialização, como as identidades dos satélites à vista) é relativamente pequena e similarmente a quanti- dade de dados requeridos para a informação de posição (por exemplo, as pseudo-amplitudes) é relativamente pequena. Conseqüentemente, os sistemas de banda estreita são adequados para essa concretização. Isso é o contrário daqueles sistemas que requerem a transmissão de grandes quantidades de dados através de um curto período de tempo; esses sistemas podem requerer um meio de comunicação de freqüência de rádio de largura de banda maior.

Uma vez que a remota 20 recebe um comando (por exemplo, da estação de base 10) para o processamento de GPS junto com a informação de Doppler, o microprocessador 26 ativa a RF para o Conversor de IF 42, o Conversor de Analógico para Digital 44 e a Memória de Captura Digital 46 por meio de um circuito de Chaves de Força e Regulador de Energia e Batería 36 (e linhas de força controladas 21a, 21b, 21c e 21d), assim, proporcionando energia total para esses componentes. Isso faz com que o sinal dos satélites de GPS que é recebido por meio da antena 40 seja convertido para baixo, para uma freqüência de IF, onde é, subseqüentemente, submetido à digitização. Um conjunto contíguo desses dados, correspondendo, tipicamente, a uma duração de 100 milissegundos a 1 segundo (ou mesmo mais) é, então, armazenado em uma Memória de Captura 46. A quantidade de dados armazenados pode ser controlada pelo microprocessador 26, de modo que mais dados podem ser armazenados na memória 46 (para obter melhor sensitividade) naquelas situações em que a conservação de energia não é tão importante quanto a obtenção de melhor sensitividade e menos dados podem ser armazenados naquelas situações em que a conservação de energia é mais importante do que a sensitividade. Tipicamente, a sensitividade é mais importante quando os sinais de GPS podem ser obstruídos parcialmente e a conservação de energia é menos importante quando um suprimento de energia abundante (por exemplo, uma bateria de carro) está disponível. O endereçamento dessa memória 46 para armazenar esses dados é controlado por um circuito integrado de Matriz de Porta de Campo Progra-mável 48. A conversão para baixo do sinais de GPS é realizada usando-se um sintetizador de freqüência 38, que proporciona o sinal de oscilador local 39 para o conversor 42, conforme discutido mais abaixo.

Note que todo esse tempo (enquanto a memória de captura 46 está sendo enchida com os sinais de GPS digitalizados dos satélites à vista) o microprocessador de DSP 32 pode ser mantido em um estado de energia baixa. O Conversor de RF para IF 42 e o Conversor de Analógico para Digital 44 são ligados, tipicamente, por um curto período de tempo, suficiente para coletar e armazenar os dados requeridos para o cálculo de pseudoamplitudes. Após a coleta de dados estar completa, esses circuitos de conversores são desligados ou a energia é de outro modo reduzida por meio de linhas de força controladas 21b e 21c (enquanto a memória 46 continua a receber energia total), assim, não contribuindo para dissipação adicional de energia, durante o cálculo real de pseudo-amplitudes. O cálculo de pseudoamplitudes é, então, realizado usando-se, em uma concretização, um Cl 32 para processamento de sinais digitais programável, para fins gerais (DSP), conforme exemplificado por um circuito integrado TMS320C30 da Texas Instruments. Esse DSP 32 é colocado em um estado ativo de energia pelo microprocessador 26 e o circuito 36 por meio da linha de força controlada 21 e antes da realização desses cálculos.

Esse DSP 32 difere de outros usados em algumas unidades de GPS remotas pelo fato de que ele é para fins gerais e programável, quando comparado com Cl's de processamento de sinais digitais de tipo especial. Além disso, o DSP 32 torna possível o uso de um algoritmo de Transformação Rápida de Fourier (FFT), que permite a computação muito rápida das pseudo-amplitudes através da realização, rapidamente, de um grande número de operações de correlação entre uma referência gerada localmente e os sinais recebidos. Tipicamente, 2046 dessas correlações são requeridas para completar a busca pelas épocas de cada sinal de GPS recebido. O algoritmo da Transformação Rápida de Fourier permite uma busca simultânea e paralela de todas essas posições, assim, imprimindo maior velocidade ao processo de computação requerido por um fator de 10 a 100 através de abordagens convencionais.

Uma vez que o DSP 32 complete sua computação de pseudo- amplitudes para cada um dos satélites à vista, ele transmite, em uma concretização da invenção, essa informação para o microprocessador 26 através do barramento de interligação 33. Nesse momento, o microprocessador 26 pode fazer com que o DSP 32 e a memória 46, mais uma vez, introduzam um estado de energia baixa por meio do envio de um sinal de controle apropriado para o circuito de Regulador de Bateria e Energia 36. Então, o microprocessador 26 utiliza um modem 22 para transmitir os dados de pseudoamplitudes através de uma ligação de dados 16 para a estação de base 10 para computação final de posição . Além dos dados de pseudo-amplitudes, uma etiqueta de tempo pode ser transmitida, simultaneamente, para a estação de base 10, o que indica o tempo decorrido desde a coleta inicial de dados no buffer 46 até o momento de transmissão dos dados através da ligação de dados 16. Essa etiqueta de tempo aperfeiçoa a capacidade da estação de base para computar o cálculo de posição, uma vez que ela permite a computação das posições dos satélites dos GPS no momento da coleta de dados. Como uma alternativa, de acordo com o Método 1 acima, o DSP 32 pode computar a posição (por exemplo, latitude, longitude ou latitude, longitude e altitude) da unidade remota e enviar esses dados para o microprocessador 26, que, similarmente, retransmite esses dados para a estação de base 10 por meio do modem 22. Nesse caso, a computação de posição é facilitada pelo DSP que mantém o tempo decorrido desde a recepção das mensagens de dados dos satélites até o momento em que a coleta de dados do buffer começa. Isso aperfeiçoa a capacidade da unidade remota para computar o cálculo de posição, uma vez que permite a computação das posições dos satélites de GPS no momento da coleta de dados.

Conforme mostrado na figura 1A, o modem 22, em uma concretização, utiliza uma antena separada 24 para transmitir e receber mensagens através da ligação de dados 16. Será apreciado que o modem 22 inclui um receptor de comunicação e um transmissor de comunicação, que são acoplados alternativamente acoplados à antena 24. Similarmente, a estação de base 10 pode usar uma antena separada 14, para transmitir e receber mensagens de ligação de dados, assim, permitindo a recepção contínua de sinais de GPS através da antena de GPS 12 na estação de base 10. É esperado, em um exemplo típico, que os cálculos de posição no DSP 32 requererão menos do que uns poucos segundos de tempo, dependendo da quantidade de dados armazenados na memória de captura digital 46 e a velocidade do DSP ou dos diversos DSPs.

Estará claro da discussão acima que a unidade remota 20 precisa apenas ativar seus circuitos de consumo de energia alta para uma pequena fração de tempo, se os comandos de cálculos de posição da estação de base 10 são infreqüentes. É antecipado, pelo menos em muitas situações, que esses comandos resultarão no equipamento remoto sendo ativado para seu estado de dissipação de energia alta apenas, aproximadamente, 1 % do tempo ou menos.

Isso, então, permite a operação da bateria por 100 vezes a extensão de tempo que, de outro modo, seria possível. Os comandos de programa necessários para o desempenho da operação de gerenciamento de energia são armazenados na EEPROM 28 ou outro meio de armazenagem adequado. Essa estratégia de gerenciamento de energia pode ser adaptável a diferentes situações de disponibilidade de energia. Por exemplo, quando a energia primária está disponível, a determinação de posição pode ocorrer em uma base contínua.

Como indicado acima, a memória de captura digital 46 captura um registro correspondente a um período de tempo relativamente longo. O processamento eficiente desse grande bloco de dados usando métodos de convolução rápida contribui para a capacidade da presente invenção para processar sinais em baixos níveis recebidos (por exemplo, quando a recepção é pobre devido ao bloqueio parcial de construções, árvores, etc.). Todas as pseudo-amplitudes para satélites visíveis de GPS são computadas usando-se esses mesmos dados armazenados temporariamente. Isso proporciona desempenho aperfeiçoado em relação aos receptores de GPS de trilha-mento contínuo em situações (tais como as condições de bloqueio urbano), em que a amplitude de sinal está mudando, rapidamente.

Uma implementação ligeiramente diferente, exibida na figura 1B, dispensa o microprocessador 26 e seus periféricos (RAM 30 e EEPROM 28) e substitui sua funcionalidade pelo circuito adicional contido dentro de uma FPGA (matriz de porta de campo programável) mais complexa 49. Nesse caso, a FPGA 49, um dispositivo de energia baixa, serve para despertar o chip do DSP32a, mediante a atividade de detecção do modem 22 através da interligação 19. A interligação 199 acopla o modem ao DSP 32a e à FPGA 19. O chip do DSP 32a, quando despertado, transmite e recebe, diretamente, os dados do modem. O DSP 32a também realiza operações de controle de energia através de sua interligação 18, que é acoplada ao Regulador de Bateria e Energia e Chaves 36, a fim de proporcionar comandos de li-ga/desliga a energia para o circuito 36. O DSP 32a, seletivamente, liga ou reduz a energia para diferentes componentes, de acordo com um método de gerenciamento de energia, tal como aquele mostrado na figura 7, através dos comandos liga/desliga a energia proporcionados pela interligação 18 para o circuito 36. O circuito 36 recebe esses comandos e, seletivamente, proporciona energia (ou reduz a energia) para os diferentes componentes. O circuito 36 desperta o DSP 32a por meio da interligação 17. O circuito 36 proporciona, seletivamente, energia para os diferentes componentes por meio da comutação seletiva de energia através de uma selecionada das linhas de energia controladas 21a, 21b, 21c, 21d e 21f. Desse modo, por exemplo, para proporcionar energia para o conversor 42 e o conversor 44, a energia é proporcionada através das linhas 21b e 21c para esses conversores. Similarmente, a energia para o modem é fornecida através da linha de força controlada 21 f.

Um oscilador de cristal de baixa freqüência 47 é acoplado à FPGA de gerenciamento de memória e energia 49. Em uma concretização, a FPGA de gerenciamento de memória e energia 49 contém um sincronizador de energia baixa, que inclui o oscilador de baixa freqüência 47. Quando o sincronizador de FPGA 49 expira, a FPGA 49 envia um sinal de despertar para o DSP 32a através da interligação 17 e o DSP 32a pode, então, despertar outro circuito através do fornecimento de comandos de liga/desliga a energia para o circuito do Regulador de Bateria e Energia e Chaves de For- ça 36. O outro circuito é acionado, através das linhas de energia controlada 21a, 21b, 21c, 21d e 21f, sob o controle do circuito 36, a fim de realizar uma operação de posicionamento (por exemplo, determinar uma informação de posição, tal como uma pseudo-amplitude ou uma latitude e longitude. Seguindo a operação de posicionamento, o DSP 32A restaura o sincronizador de FPGA e reduz a energia para si mesmo e o circuito 36 também reduz a energia para os outros componentes, de acordo com o método mostrado na figura 7. Será apreciado que uma batería ou uma pluralidade de baterias proporcionarão energia para todos os circuitos de energia controlada através das linhas de energia controladas, que são controladas pela FPGA de gerenciamento de memória e energia 49 e pelo DSP 32a. Também será apreciado que, em lugar de reduzir diretamente a energia, por meio do controle das linhas de energia (como 21b), para um componente, a energia consumida por um componente pode ser reduzida através da sinalização para o componente (como no caso do DSP 32a por meio da interligação 17 na figura 1B) para reduzir a energia ou despertar para energia total; isso, freqüen-temente, é possível quando um componente, tal como um circuito integrado, tem uma entrada para controlar o estado de energia do componente e o componente tem a lógica interna necessária para controlar o consumo de energia (por exemplo, a lógica para reduzir a energia para vários blocos lógicos do componente). A FPGA de gerenciamento de memória e energia 49 proporciona controle e gerenciamento de memória, incluindo operações de endereçamento , quando dados estão sendo armazenados na memória 46 dos conversores 44 ou quando o componente de DSP 32a está lendo dados da memória 46. A FPGA 49 também pode estar controlando outras funções da memória, tal como, regeneração da memória, se necessário. A figura 1C mostra outra concretização de acordo com a presente invenção de uma unidade móvel de GPS, que contém muitos dos mesmos componentes que as unidades móveis de GPS mostradas nas figuras 1A e 1B. Além disso, a unidade móvel de GPS mostrada na figura 1C inclui reguladores de energia 77, que são acoplados para receber energia de uma pluralidade de baterias 81, bem como de uma entrada de fonte de energia ex- terna opcional 83 e células solares 79. O regulador de energia 77 proporciona energia para todos os circuitos sob controle das linhas de energia controladas, que são gerenciadas pelo chip de DSP 32a e FPGA de gerenciamento de memória e energia 49, mostrada na figura 1C. A célula solar 79 pode recarregar, usando tecnologia convencional de recarregamento, aquelas baterias. As células solares 79 também podem proporcionar energia para a unidade móvel de GPS além de recarregar as baterias. Na concretização mostrada na figura 1C, a FPGA 49 proporciona um sinal de despertar, através da interligação 75, para o chip de DSP 32a; esse sinal faz com que o chip de DSP retorne para energia total, a fim de desempenhar as várias funções descritas para o chip de DSP 32a. O chip de DSP também pode ser ativado para o estado de energia total por meio de um comando externo do modem 22, que é acoplado diretamente ao chip de DSP por meio da interligação 19. A figura 1C também mostra uma característica da presente invenção, que permite à unidade móvel de GPS trocar a sensitividade para conservação de energia. Conforme aqui descrito, a sensitividade da unidade móvel de GPS pode ser aumentada através do aumento da quantidade de sinais de GPS armazenados temporariamente, os quais são armazenados na memória 46. Isso é feito através da aquisição e da digitalização de mais sinais de GPS e armazenando esses dados na memória 46. Embora esse armazenamento temporário aumentado cause mais consumo de energia, ele aperfeiçoa a sensitividade da unidade móvel de GPS. Esse modo de sensitividade aumentada pode ser selecionado por meio de uma chave de modo de energia 85 na unidade de GPS que é acoplada ao barramento 19, a fim de proporcionar um comando para o chip de DSP 32a, para introduzir um modo de sensitividade aumentada. Essa chave de modo de energia 85 pode, alternativamente, ser levada a enviar um comando par ao chip de DSP 32a para conservar mais energia e proporcionar menos sensitividade através da aquisição de uma captura menor dos sinais de GPS e, assim, armazenar uma quantidade menor de sinais de GPS na memória 46. Será apreciado que essa seleção de modo de energia também pode ocorrer através de um sinal enviado da estação de base para o modem 22, que, então, comunica esse comando através da interligação 19 para o chip de DSP 32a.

Um exemplo representativo de um conversor de freqüência de RF para IF e sistema de digitização para a unidade móvel de GPS é mostrado na figura 2A. O sinal de entrada em 1575,42 MHz é passado através de um filtro de limitação de banda (BPF) 50 e amplificador de ruído baixo (LNA) 52 e enviado para um estágio de conversão de freqüência. O oscilador local (LO) 56 usado nesse estágio é bloqueado em fase (via PLL 58) em um osci-lador de cristal com temperatura compensada (TCXO) 60 de 2,048 MHz (ou seu harmônico). Em uma implementação preferida, a freqüência do LO seria 1531,392 MHz, que 2991 x ),512 MHz. O sinal de IF resultante é, então, centrado em 44,028 MHz. Em particular, os filtros de ondas acústicas de superfície SAW), que são utilizados em abundância em dispositivos para televisão, estão prontamente disponíveis. Naturalmente, outros dispositivos de limitação de banda poderíam ser usados em lugar dos dispositivos de SAW. O sinal de GPS recebido é misturado com o sinal do LO no misturador 54 para produzir o sinal de IF. Esse sinal de IF é passado através de um filtro de SAW 64, para limitação de banda com precisão em largura de banda de 2 MHz e, então, enviado para um conversor para baixo de l/Q 68, que traduz o sinal para perto da banda - base (freqüência central de 4 kHz, nominalmente). A freqüência do oscilador local para esse conversor para baixo 68 é derivada do TCXO 60 de 2,048 como o 43° harmônico de 1,024 MHz, isto é, 44,032 MHz. O conversor para baixo de l/Q 68 está, em geral, disponível comercialmente como um componente de RF. Ele consiste, tipicamente, de dois misturadores e filtros de passo baixo. Nesses casos, as portas de entrada de um misturador são alimentadas com o sinal de IF e o sinal do LO e as portas de entrada para o outro misturador são alimentadas com o mesmo sinal de IF e o sinal de LO deslocado de fase em 90°. As saídas dos dois misturadores passam por filtro de passa baixo para remover alimentação e outros produtos de distorção.

Conforme mostrado na figura 2A, os amplificadores 62 e 66 po- dem ser usados antes e após a operação de limitação de banda, conforme requerido.

As duas saídas do conversor para baixo de l/Q 68 são enviadas para dois conversores de A/D combinados 44, que amostram os sinais em 2,048 MHz. Uma implementação alternativa substitui os conversores de A/D 44 com comparadores (não-mostrados), cada um dos quais apresenta como saída uma seqüência com dois valores (um bit) de dados de acordo com a polaridade do sinal que entra. É bem conhecido que essa abordagem resulta em uma perda de, aproximadamente, 1,96 dB na sensitividade do receptor em relação a um conversor de A/D de níveis múltiplos. Contudo, pode haver economia de custos substancial no uso de um comparador vs. os conversores de A/D, bem como na exigência de memória reduzida na memória de captura 46 seguinte.

Uma implementação alternativa do sistema de A/D e conversor para baixo é mostrado na figura 2B, a qual utiliza um método de amostragem de passagem de banda. O TCXO 70 empregado está na freqüência de 4,096 MHz (ou um seu harmônico). A saída do TCXO pode ser usada como o relógio de amostra para o conversor de A/D 44 (ou comparador); este atua para traduzir o sinal para 1,028 MHz. Essa freqüência é a diferença entre o 11° harmônico de 4,096 MHz e a freqüência de IF de entrada 44,028 MHz. A IF de 1,028 MHz resultante é quase um quarto da taxa de amostra, que é conhecida como sendo quase ideal na minimização das distorções do tipo de amostragem. Quando comparado com a amostragem de l/Q da figura 2A, esse amostrador simples proporciona um canal de dados em lugar de dois, mas com duas vezes a taxa. Além disso, os dados estão, efetivamente, em uma IF de 1,028 MHz. A conversão de freqüência de l/Q para perto de 0 MHz, então, será implementada por dispositivos digitais no processamento seguinte a ser descrito. Os aparelhos da figura 2A e 2B são competitivos em custo e complexidade; freqüentemente, a disponibilidade de componentes dita a abordagem preferida. Será evidente para aqueles versados na técnica, porém, que outras configurações de receptores poderíam ser usadas para se obter resultados similares. A fim de simplificar a discussão a seguir, o que se segue supõe que a amostragem de l/Q da figura 2A é empregada e que a memória de captura 46 contém dois canais de dados digitalizados em 2,048 MHz.

Detalhes do processamento de sinais realizado no DSP 32 podem ser compreendidos com o auxílio do fluxograma da figura 3 e a representação pictográfica das figuras 4A, 4B, 4C, 4D e 4E. Será evidente para aqueles versados na técnica que o código da máquina, ou outro código adequado, para a realização do processamento de sinais a ser descrito, está armazenado na EPROM 34. Outros dispositivos de armazenagem não-voláteis também poderíam ser usados. O objetivo do processamento é determinar a sincronização da forma de onda recebida com relação a uma forma de onda gerada localmente. Além disso, a fim de se obter sensitividade alta, uma porção muito longa dessa forma de onda, tipicamente 100 milisse-gundos a 1 segundo, é processada. A fim de compreender o processamento, nota-se primeiro que cada sinal de GPS recebido (modo de C/A) é construído de uma configuração pseudorrandômica (PN) repetitiva de taxa alta (1 MHz) de 1023 símbolos, comumente chamados "chips". Esses "chips" se parecem com a forma de onda mostrada na figura 4A. Ainda impostos nessa configuração estão dados de taxa baixa, transmitidos do satélite em 50 baud. Todos esses dados são recebidos em uma proporção de sinal -para- ruído muito baixa, conforme medido em uma largura de banda de 2 MHz. Se a freqüência transportadora e todas as taxas de dados forem conhecidas com grande precisão, e nenhum dado estiver presente, então, a proporção de sinal -para- ruído podería ser grandemente aperfeiçoada e os dados grandemente reduzidos através da adição de estruturas sucessivas umas às outras. Por exemplo, há 1000 estruturas PN durante um período de 1 segundo. A primeira dessas estruturas poderia ser coerentemente adicionada à estrutura seguinte, o resultado adicionado à terceira estrutura, etc. O resultado seria um sinal tendo uma duração de 1023 chips. A formação de fase dessa seqüência poderia, então, ser comparada com uma seqüência de referência local para determinar a sincronização relativa entre as duas, assim, estabelecendo a chamada pseudo-amplitude. O processo acima deve ser realizado separadamente para cada satélite à vista a partir do mesmo conjunto de dados recebidos armazenados na memória de captura 46, uma vez que, em geral, os sinais de GPS de diferentes satélites têm freqüências de Doppler diferentes e as configurações PN diferem uma da outra. O processo acima é tornado difícil pelo fato de que a freqüência transportadora pode ser desconhecida acima de 5 kHz devido à incerteza de Doppler do sinal e por uma quantidade adicional devido à incerteza do osci-lador local do receptor. Essas incertezas de Doppler são removidas em uma concretização da presente invenção através da transmissão dessa informação de uma estação de base 10, que monitora, simultaneamente, todos os sinais de GPS dos satélites à vista. Desse modo, a busca de Doppler é evitada na remota 20. A incerteza do oscilador local também é grandemente reduzida (talvez em 50 Hz) pela operação de AFC realizada usando-se a base para o sinal de comunicação remota, conforme ilustrado na figura 6. A presença de dados de 50 baud sobrepostos no sinal de GPS ainda limita a soma coerente de estruturas PN além de um período de 20 mseg. Isto é, no máximo 20 estruturas podem ser coerentemente adicionadas antes que as inversões de sinais de dados impeçam novo ganho de processamento. Ganho de processamento adicional pode ser obtido através de filtragem comparativa e soma das magnitudes (ou quadrados de magnitudes) das estruturas, conforme detalhado nos parágrafos seguintes. O fluxograma da figura 3 começa na etapa 100, com um comando da estação de base 10 para inicializar uma operação de processamento de GPS (denominado um "Comando Fixo", na figura 3). Esse comando inclui o envio, através de uma ligação de comunicação 16, dos deslocamentos de Doppler para cada satélite à vista e uma identificação daqueles satélites. Na etapa 102, a unidade remota 20 computa seu desvio de oscilador local por meio de bloqueio de freqüência ao sinal transmitido da estação de base 10. Uma alternativa seria utilizar um oscilador de cristal com temperatura compensada de muito boa qualidade na unidade remota. Por exemplo, TCXOs digitalmente controlados, os chamados DCXOs, correntemente podem obter precisão de cerca de 0,1 partes por milhão, ou um erro de cerca de 150 Hz para o sinal de GPS de L1.

Na etapa 104, o microprocessador 26 da unidade remota liga a energia para a extremidade frontal de receptor 42, para os Conversores de Analógico em Digital 44 e a memória de captura digital 46 e coleta uma captura de dados de estruturas PN de duração K do código de C/A, onde K é, tipicamente, 100 a 1000 (correspondendo a uma duração de tempo de 100 mseg a 1 segundo). Quando uma quantidade suficiente de dados tiver sido coletada, o microprocessador 26 desliga o conversor de RF em IF 42 e os conversores de A/D 44. A pseudo-amplitude de cada satélite é computada, por sua vez, como segue. Primeiro, na etapa 106, para o dado sinal de satélite de GPS a ser processado, o código pseudorrandômico (PN) é recuperado da EPROM 34. Conforme discutido resumidamente, o formato de armazenagem PN preferido é realmente a Transformação de Fourier desse código PN, amostrado em uma taxa de 2048 amostras por 1023 bits PN.

Os dados na memória de captura 46 são processados em blocos de N estruturas PN consecutivas, isto é, blocos de 2048N amostras complexas (N é um número inteiro tipicamente na faixa de 5 a 10). Operações similares são realizadas em cada bloco, conforme mostrado no laço inferior (etapas 108 - 124) da figura 3. Isto é, esse laço é realizado um total de K/N vezes para cada sinal de GPS a ser processado.

Na etapa 108, as palavras de 2048N dados do bloco são multiplicadas por um exponencial complexo, que remove os efeitos de Doppler no transportador de sinais, bem como os efeitos de desvio do oscilador local do receptor. Para ilustrar, suponhamos que a frequência de Doppler transmitida da estação de base 10 mais os deslocamentos do oscilador local correspondia a fe Hz. Então, a pré-multiplicação dos dados tomará a forma da função e'j2,lfenT, n = [0, 1, 2, ...,2048N -1] + (B-1) x 2048N, onde T = 1/2,048 MHz é o período de amostragem e o número de blocos B oscila de 1 a K/N.

Em seguida, na etapa 110, os grupos adjacentes de (tipicamente 10) estruturas de dados dentro do bloco são coerentemente adicionados um ao outro. Isto é, as amostras 0, 2048, 4096, ... 2048 (N-1) -1 são adicionadas juntas, então, 1, 2049, 4097, ...,2048 (N-1) são adicionados juntos, etc. Nesse ponto, o bloco contém apenas 2048 amostras complexas. Um exemplo da forma de onda produzida por essa operação de soma está ilustrado na figura 4B para o caso de 4 estruturas PN. Essa operação de soma pode ser considerada uma operação de pré-processamento, que precede as operações de convolução rápida. A seguir, nas etapas 112 - 118, cada uma das estruturas médias passa por uma operação de filtragem comparada, cuja finalidade é determinar a sincronização relativa entre o código PN recebido contido dentro do bloco de dados e um sinal de referência PN gerado localmente. Simultaneamente, os efeitos de Doppler nos momentos da amostragem também são compensados. Essas operações são grandemente aceleradas, em uma concretização, pelo uso de operações de convolução rápida, tais como algoritmos da Transformação Rápida de Fourier usados de maneira a realizar convolução circular, como presentemente descrito. A fim de simplificar a discussão, a compensação de Doppler acima mencionada é negligenciada, inicialmente. A operação básica a ser realizada é uma comparação dos dados no bloco que está sendo processado (2048 amostras complexas) em um bloco PN de referência similar, armazenado localmente. A comparação é feita, realmente, por meio da multiplicação (complexa) de cada elemento do bloco de dados pelo elemento correspondente da referência e da soma dos resultados. Essa comparação é denominada uma "correlação". Contudo, uma correlação individual é feita apenas para um tempo de partida particular do bloco de dados, ao passo que há 2048 posições possíveis que poderíam proporcionar uma combinação melhor. O conjunto de todas as operações de correlação para todas as posições de partida possíveis é denominado uma operação de "filtragem comparada". A operação completa de filtragem comparada é requerida em uma concretização preferida.

Os outros tempos do bloco PN podem ser testados através do deslocamento circular da referência PN e realizando novamente a mesma operação. Isto é, se o código PN é denotado p(0) p(1)... p(2047), então, um deslocamento circular por uma amostra é p (1) p(2)... p(2047) p(0). Essa sequência modificada testa para determinar se o bloco de dados contém um sinal PN começando com a amostra p(1). Similarmente, o bloco de dados pode começar com amostras p(2), p(3), etc e cada uma pode ser testada através do deslocamento circular da referência PN e realizando novamente os testes. Será evidente que um conjunto completo de testes requererá 2048 x 2048 = 4.194.304 operações, cada uma requerendo multiplicação e adição complexas.

Um método mais eficiente, matematicamente equivalente, pode ser empregado, utilizando a Transformação Rápida de Fourier (FFT), que requer apenas, aproximadamente, 12 x 2048 multiplicações complexas e duas vezes o número de adições. Nesse método, a FFT é tomada para o bloco de dados, na etapa 112, e para o bloco PN. A FFT do bloco de dados é multiplicada pelo conjugado complexo da FFT da referência, na etapa 114, e os resultados são submetidos à transformação de Fourier inversa, na etapa 118. Os dados resultantes assim obtidos têm um comprimento 2048 e contêm o conjunto de correlações do bloco de dados e do bloco PN para todas as posições possíveis. Cada operação direta ou inversa de FFT requer P/2 log2 P operações, onde P é o tamanho dos dados que estão sendo transformados (supondo que um algoritmo de FFT de radical-2 seja empregado). Para o caso de interesse, B = 2048, de modo que cada FFT requer 11 x 1024 multiplicações complexas. Contudo, se a FFT da seqüência PN for pré-armazenada na EPROM 34, como em uma concretização preferida, então, sua FFT não precisa ser computada durante o processo de filtragem. O número total de multiplicações complexas para a FFT direta, a FFT inversa e o produto das FFTs é, assim, (2x11 2) x 1024 = 24576, que é uma eco- nomia de um fator de 171 em relação à correlação direta. A figura 4C ilustra a forma de onda produzida por essa operação de filtragem comparada. O método preferido da invenção corrente utiliza uma taxa de amostra tal que 2048 amostras de dados foram tomadas durante o período PN de 1023 chips. Isso permite o uso de algoritmos de FFT de comprimento 2048. É sabido que os algoritmos de FFT que são uma potência de 2, ou 4, são normalmente muito mais eficientes do que aqueles de outros tamanhos (e 2048 = 211). Portanto, a taxa de amostragem assim escolhida aperfeiçoa, significativamente, a velocidade de processamento. É preferível que o número de amostras da FFT igual ao número de amostras para uma estrutura PN, de modo que a convolução circular adequada pode ser obtida. Isto é, essa condição permite o teste do bloco de dados contra todas as versões deslocadas circularmente do código PN, conforme discutido acima. Um conjunto de métodos alternativos, conhecidos na técnica como a convolução de "salvaguarda de sobreposição" ou de "adição de sobreposição" pode ser utilizada, se o tamanho da FFT for escolhido para abranger um número de amostras diferentes daquele de um comprimento de estrutura PN. Essas abordagens requerem, aproximadamente, duas vezes o número de computações, conforme descrito acima para a implementação preferida.

Será evidente para alguém versado na técnica como o processo acima pode ser modificado através da utilização de uma variedade de algoritmos de FFT de tamanhos variados junto com uma variedade de taxas de amostras para proporcionar operações de convolução rápida. Além disso, existe um conjunto de algoritmos de convolução rápida, os quais também têm a propriedade de que o número de computações requeridas são proporcionais a B log2B em lugar de B2, conforme é requerido na correlação direta. Muitos desses algoritmos são enumerados em referências padrão, por exemplo, H. J. Nussbaumer, "Fast Fourier Transform and Convolution Algori-thms", New York, Springer- Verlag, C1982. Exemplos importantes desses algoritmos são o Algoritmo de Agarwal - Cooley, o algoritmo embutido separado, o algoritmo embutido polinomial recursivo e o algoritmos de Winograd-Fourier, os três primeiros dos quais são usados para realizar a convolução e o último usado para realizar uma transformação de Fourier. Esses algoritmos podem ser empregados em substituição aos métodos preferidos apresentados acima. O método de compensação de tempo de Doppler, empregado na etapa 116 é agora explicado. Na implementação preferida, a taxa de amostra utilizada pode não corresponder, exatamente, às 2048 amostras por estrutura PN, devido aos efeitos de Doppler sobre o sinal de GPS recebido, bem como às instabilidades do oscilador local. Por exemplo, é sabido que o deslocamento de Doppler pode contribuir para um erro de retardo de ± 2700 nseg/seg. A fim de compensar esse efeito, os blocos de dados processados na descrição acima precisam ser deslocados em tempo para compensar esse erro. Como um exemplo, se o tamanho do bloco processado corresponder a 5 estruturas PNs (5 mseg), então, o deslocamento de tempo de um bloco para outro podería ser tanto quanto ± 13,5 nseg. Deslocamentos de tempo menores resultam da instabilidade do oscilador local. Esses deslocamentos podem ser compensados pelo deslocamento de tempo dos sucessivos blocos de dados por múltiplos do deslocamento de tempo requerido por um único bloco. Isto é, se o deslocamento de tempo de Doppler por bloco for d, então, os blocos são deslocados de tempo por nd = 0, 1,2, ...

Em geral, esses deslocamentos de tempo são frações de uma amostra. A realização dessas operações, usando, diretamente, métodos de processamento de sinais digitais envolve o uso de métodos de interpolação de sinais não-integrais e resulta em uma alta carga computacional. Uma abordagem alternativa, isto é, um método preferido da presente invenção, é incorporar o processamento dentro das funções da Transformação Rápida de Fourier. É bem conhecido que um deslocamento de tempo de d segundos é equivalente à multiplicação da Transformação de Fourier de uma função por cj2jtfd, onde f é a variável de freqüência. Desse modo, o deslocamento de tempo pode ser realizado através da multiplicação da FFT do bloco de dados por ej2ítnd/Tf para n = 0, 1,2..... 1023 e por e-i2*(n-2048)d/Tf para n = 1024, 1025..... 2047, onde Tf é a duração da estrutura PN (1 milissegundo). Essa compensação adiciona apenas cerca de 8% ao tempo de processamento associado com o processamento de FFT. A compensação é rompida em duas metades, a fim de garantir a continuidade da compensação de fase através de 0 Hz.

Após a operação de filtragem comparada estar completa, as magnitudes, ou magnitudes quadradas, dos números complexos do bloco são computadas, na etapa 120. Ambas as escolhas funcionarão quase que igualmente. Essa operação remove os efeitos das inversões de fase de dados de 50 Hz (conforme mostrado na figura 4D) e a baixa freqüência traz consigo erros que permanecem. O bloco de 2048 amostras é, então, adicionado à soma dos blocos anteriores processados na etapa 122. A etapa 122 pode ser considerada uma operação de pós-processamento, que segue a operação de convolução rápida, proporcionada pelas etapas 112-118. Isso continua até que todos os K/N blocos sejam processados, conforme mostrado pelo bloco de decisão na etapa 124, em cujo momento permanece um bloco de 2048 amostras, das quais uma pseudo-amplitude é calculada. A figura 4E ilustra a forma de onda resultante após a operação de soma. A determinação da pseudo-amplitude ocorre na etapa 126. Um pico é procurado para acima de um nível de ruído computado localmente. Se esse pico for encontrado, seu momento de ocorrência em relação ao começo do bloco representa a pseudo-amplitude associada com o código PN particular e o satélite de GPS associado.

Uma rotina de interpolação é utilizada na etapa 126 para encontrar a localização do pico em uma precisão muito maior do que aquela associada com a taxa de amostra (2,048 MHz). A rotina de interpolação depende da filtragem de passagem de banda anterior usada na porção de RF/IF do receptor remoto 20. Um filtro de boa qualidade resultará em um pico tendo uma forma quase triangular, com a largura da base igual a 4 amostras. Sob essa condição, a subtração seguinte de uma amplitude média (para remover uma linha de base de CC), as duas amplitudes maiores podem ser usadas para determinar a posição de pico mais precisamente. Suponhamos que essas amplitudes sejam denotadas Ap e Ap + 1t onde Ap>Ap+i, sem perda de generalidade, e p é o índice da amplitude de pico. Então, a posição do pico em relação àquela correspondente à Ap pode ser proporcionada pela fórmula: localização do pico = p + AP/(AP + Ap + -i). Por exemplo, se Ap = Ap +1, então, verifica-se que a localização do pico é p + 0,5, isto é, no meio, entre os índices das duas amostras. Em algumas situações, a filtragem da passagem de banda pode arredondar o pico e uma interpolação polinomial de três pontos pode ser mais adequada.

No processamento precedente, uma referência de ruído local usada no limite pode ser computada através da média de todos os dados no bloco médio final, após a remoção dos vários e maiores desses picos.

Uma vez que a pseudo-amplitude seja encontrada, o processamento continua na etapa 128 de maneira similar para o satélite à vista seguinte, a menos que todos esses satélites tenham sido processados. Com o término do processamento para todos esses satélites, o processo continua na etapa 130, onde os dados da pseudo-amplitude são transmitidos para a estação de base 10 através de uma ligação de comunicação, onde o cálculo da posição final do remoto é realizado (supondo que o Método 3 seja utilizado). Finalmente, na etapa 132, a maior parte do circuito do remoto 20 é colocado em um estado de energia baixa, aguardando um novo comando para realizar outra operação de posicionamento.

Um resumo do processamento de sinais descrito acima e mostrado na figura 3 será agora proporcionado. Os sinais de GPS de um ou mais satélites à vista de GPS são recebidos na unidade remota de GPS, usando uma antena na unidade remota de GPS. Esses sinais são digitalizados e armazenados em um buffer na unidade remota de GPS. Após o armazenamento desses sinais, um processador realiza as operações de pré-processamento, processamento da convolução rápida e pós-processamento. Essas operações de processamento envolvem: a) rompimento dos dados armazenados em uma série de blocos contíguos, cujas durações são iguais a um múltiplo do período de estrutura dos códigos pseudorrandômicos (PN) contidos dentro dos sinais de GPS. b) para cada bloco, realização de uma etapa de pré-processamento, que cria um bloco comprimido de dados com comprimento igual à duração de um período de código pseudorrandômico através da adição coerente de sucessivos sub-blocos de dados, os sub-blocos tendo uma duração igual a uma estrutura PN; essa etapa de adição significará que os números de amostras correspondentes de cada um dos sub-blocos são adí- cionados um ao outro. c) para cada bloco comprimido, realização de uma operação de filtragem comparada, que utiliza as técnicas de convolução rápida, para determinar a sincronização relativa entre o código PN recebido contido dentro do bloco de dados e um sinal de referência PN gerado localmente (por exemplo, a seqüência pseudorrandômica do satélite de GPS que está sendo processado). d) determinação de uma pseudo-amplitude através da realização de uma operação de magnitude - quadrada nos produtos criados a partir da referida operação de filtragem comparada e pós-processando está através da combinação dos dados de magnitude - quadrada para todos os blocos em um único bloco de dados através da adição dos blocos de dados de magnitude - quadrada para produzir um pico. e e) verificação da localização do pico do referido bloco único de dados em alta precisão, usando métodos de interpolação digital, onde a localização é a distância do começo do bloco de dados até o referido pico, e a localização representa uma pseudo-amplitude para um satélite de GPS, correspondente à seqüência pseudorrandômica que está sendo processada.

Tipicamente, a técnica da convolução rápida usada no processamento dos sinais de GPS armazenados temporariamente é a Transformação Rápida de Fourier (FFT) e o resultado da convolução é produzido através da computação do produto da transformação direta do bloco comprimido e uma representação pré-armazenada da transformação direta da seqüência pseudorrandômica, para produzir um primeiro resultado e, então, realizando-se uma transformação inversa do primeiro resultado, para recuperar o resultado. Também, os efeitos dos retardos de tempo induzidos de Doppler e os erros de tempo induzidos pelo oscilador local são compensados para cada bloco comprimido de dados através da inserção entre as operações das Transformações de Fourier direta e inversa, a multiplicação da FFT direta dos blocos comprimidos por uma exponencial complexa cuja fase versus número de amostras é ajustada para corresponder à compensação de retardo requerida para o bloco.

Na concretização precedente, o processamentos dos sinais de GPS de cada satélite ocorre seqüencialmente através do tempo, em lugar de em paralelo. Em uma concretização alternativa, os sinais de GPS de todos os satélites à vista podem ser processados juntos em um modo em paralelo no tempo. É suposto aqui que a estação de base 10 tem uma visão comum de todos os satélites de interesse e que está suficientemente perto em amplitude da unidade remota 20, a fim de evitar ambigüidades associadas com o período de repetição do código PN de C/A. Uma amplitude 90 milhas satisfará esses critérios. Também é suposto que a estação de base 10 tenha um receptor de GPS e uma boa localização geográfica, de modo que todos os satélites à vista são trilhados continuamente com alta precisão.

Embora diversas concretizações descritas da estação de base 10 mostrem o uso de um componente de processamento de dados, tal como um computador na estação de base 10, a fim de computar a informação de posição, tal como uma latitude e uma longitude para a unidade móvel de GPS, será apreciado que cada estação de base 10 pode retransmitir apenas a informação recebida, como pseudo-amplitudes de uma unidade móvel de GPS, para uma localização central ou diversas localizações centrais, que realizam, realmente, a computação da latitude e da longitude. Dessa maneira, o custo e a complexidade dessas estações de base retransmissoras podem ser reduzidos através da eliminação de uma unidade de processamento de dados e seus componentes associados de cada estação de base re-transmissor. Uma localização central incluirá receptores (por exemplo, receptores de telecomunicações) e uma unidade de processamento de dados e componentes associados. Além disso, em certas concretizações, a estação de base pode ser virtual pelo fato de que ela pode ser um satélite que transmite a informação de Doppler para as unidades remotas, assim, emu-lando uma estação de base em uma célula de transmissão.

As figuras 5A e 5B mostram duas concretizações de uma estação de base de acordo com a presente invenção. Na estação de base mostrada na figura 5A, um receptor de GPS 501 recebe sinais de GPS através de uma antena de GPS 501a. O receptor de GPS 501, que pode ser um receptor de GPS convencional, proporciona um sinal de referência sincronizado, que, tipicamente, é sincronizado em relação aos sinais de GPS e também proporciona informação de Doppler em relação aos satélites à vista . O receptor de GPS 501 é acoplado a um oscilador local disciplinado 505, que recebe o sinal de referência de tempo 510 e realiza ele próprio o bloqueio de fase para essa referência. Esse oscilador local disciplinado 505 tem uma saída que é proporcionada para um modulador 506. O modulador 506 também recebe os sinais de informação de dados de Doppler para cada satélite à vista da unidade móvel de GPS e/ou outros sinais de informação de dados de satélites 511. O modulador 506 modula a informação de dados de Doppler e/ou outra informação de dados de satélites no sinal do oscilador local recebido do oscilador local disciplinado 505, a fim de proporcionar um sinal modulado 513 para o transmissor 503. O transmissor 503 é acoplado à unidade de processamento de dados 502 por meio da interligação 514, de modo que a unidade de processamento de dados pode controlar a operação do transmissor 503, a fim de fazer a transmissão da informação de dados de satélites, tal como a informação de Doppler para uma unidade móvel de GPS por meio da antena de transmissor 503a. Dessa maneira, a unidade móvel de GPS pode receber a informação de Doppler, cuja fonte é o receptor de GPS 501 e pode também receber um sinal de transportador de oscilador local de alta precisão, que pode ser usado para calibrar o oscilador local na unidade móvel de GPS, conforme mostrado na figura 6. A estação de base conforme mostrado na figura 5A também inclui um receptor 504, que é acoplado para receber sinais de comunicação da unidade remota ou móvel de GPS por meio de uma antena de comunicação 504a. Será apreciado que a antena 504a pode ser a mesma antena que a antena de transmissor 503a, de modo que uma única antena serve para o transmissor e o receptor, no modo convencional. O receptor 504 é acoplado à unidade de processamento de dados 502, que pode ser um sistema de computador convencional. A unidade de processamento 502 também pode incluir uma interligação 512 para receber a informação de dados de Doppler ou outra informação de dados de satélites do receptor de GPS 511. Essa informação pode ser utilizada no processamento da informação de pseudoamplitude ou outra informação recebida da um através do receptor 504. Essa unidade de processamento de dados 502 também é acoplada a um dispositivo de armazenagem de massa 507, que inclui software de GIS (Sistema de Informação Geográfica) (por exemplo, Atlas GIS, da Strategic Map-ping, Inc. de Santa Clara, Califórnia), que é usado para mostrar mapas no visor 508. Usando os mapas da exposição, a posição da unidade móvel de GPS pode ser indicada no visor em relação a um mapa visualizado.

Uma estação de base alternativa, mostrada na figura 5B inclui muitos dos mesmos componentes mostrados na figura 5A. Contudo, em lugar de se obter a informação de dados de Doppler e/ou outra informação de dados de satélites de um receptor de GPS, a estação de base da figura 5B inclui uma fonte de informação de dados de Doppler e/ou outra informação de dados de satélites 552, que é obtida de uma ligação por telecomunicações ou uma ligação por ondas de rádio de maneira convencional. Essa informação de dados de Doppler e/ou informação de dados de satélites é transportada através de uma interligação 553 para o modulador 506. A outra entrada do modulador 506 mostrado na figura 5B é o sinal de saída de osci-lador de um oscilador local de qualidade de referência, tal como um oscila-dor local de césio padrão, esse oscilador local de referência 551 proporciona uma freqüência transportadora de precisão, em que é modulada a informação de dados de Doppler e/ou outra informação de dados de satélites, que é, então, transmitida através do transmissor 503 para a unidade móvel de GPS. A figura 6 mostra uma concretização de uma unidade móvel de GPS da presente invenção, a qual utiliza o sinal de freqüência transportadora de precisão recebido através da antena do canal de comunicação 601, que é similar à antena 24 mostrada na figura 1A. A antena 601 é acoplada ao modem 602, que é similar ao modem 22, na figura 1A, e esse modem 602 é acoplado a um circuito de controle de freqüência automática 603, que bloqueia o sinal de freqüência transportadora de precisão enviado pela estação de base descrita aqui de acordo com uma concretização da presente invenção. O circuito de controle de freqüência automática 603 proporciona uma saída 604, que é, tipicamente, bloqueada em freqüência para a freqüência transportadora de precisão. Esse sinal 604 é comparado pelo com-parador 605 com a saída do oscilador local de GPS 606, por meio da interligação 608. O resultado da comparação realizada pelo comparador 605 é um sinal de correção de erro 610, que é proporcionado ao sintetizador de freqüência 609. Dessa maneira, o sintetizador de freqüência 609 proporciona um sinal de oscilação local calibrado, de maior qualidade, através da interligação 612 para o conversor para baixo de GPS 614. Será apreciado que o sinal proporcionado através da interligação 612 é similar ao sinal de oscilador local proporcionado pela interligação 39 na figura 1A para o conversor 42; também, o conversor 42 é similar ao conversor para baixo de GPS 614, que é acoplado à antena de GPS 613, para receber sinais de GPS. Em uma concretização alternativa, o resultado da comparação realizada pelo comparador 605 pode ser dado como saída através da interligação 610a como uma correção de erro para o componente de DSP 620, que é similar ao chip de DSP 32, mostrado na figura 1A. Nesse caso, nenhum sinal de correção de erro 610 será proporcionado ao sintetizador de freqüência 609. O circuito de controle de freqüência automática pode ser implementado usando-se um número de técnicas convencionais, incluindo um laço de bloqueio de fase ou um laço de bloqueio de freqüência ou um estimador de fase de bloqueio. A figura 7 ilustra uma seqüência particular de gerenciamento de energia de acordo com uma concretização da invenção. Será apreciado que há numerosas maneiras que são conhecidas na técnica, a fim de reduzir a energia. Essas incluem redução da velocidade do relógio proporcionado para um componente síncrono, cronometrado, bem como parando temporariamente a energia, completamente, para um componente particular ou desligando certos circuitos de um componente, mas não de outros. Será apreciado, por exemplo, que laços de bloqueio de fase e circuitos de osciladores requerem momentos de partida e de estabilização e, assim, um projetista pode decidir não reduzir a energia, completamente, (ou em absoluto) para esses componentes. O exemplo mostrado na figura 7 começa na etapa 701, em que os vários componentes do sistema são inicializados e colocados em um estado de energia reduzida. Periodicamente ou após um período de tempo predeterminado, o receptor de comunicação no modem 22 é retornado para energia total, a fim de determinar se os comandos estão sendo enviados da estação de base 10. Isso ocorre na etapa 703. Se um pedido for recebido na etapa 705 para informação de localização de uma unidade de base, o modem 22 alerta o circuito de gerenciamento de energia na etapa 707. Nesse ponto no tempo, o receptor de comunicação no modem 22 pode ser desligado por um período de tempo predeterminada ou desligado para ser ligado periodicamente mais uma vez em um momento posterior; isso é mostrado na etapa 709. Será apreciado que o receptor de comunicação pode ser mantido em um estado de energia total em lugar de desligá-lo nesse momento. Então, na etapa 711, o circuito de gerenciamento de energia retorna a porção do receptor de GPS da unidade móvel para energia total através do aumento da energia do conversor 42 e dos conversores de analógico para digital 44; se o oscilador de freqüência 38 também teve a energia reduzida, esse componente tem um aumento de energia nesse momento e é retornado para energia total e permitido estabilizar por algum tempo. Então, na etapa 713, o receptor de GPS, incluindo os componentes 38, 42 e 44 recebem o sinal de GPS. Esse sinal de GPS é armazenado temporariamente na memória 46, que também foi retornada para energia total, quando o receptor de GPS foi retornado para energia total, na etapa 711. Após a coleta da informação de captura ser completada, então, o receptor de GPS é retornado para um estado de energia reduzida, na etapa 717; isso compreende, tipicamente, a redução de energia para o conversor 42 e 44, enquanto se mantém a memória 46 em energia total. Então, na etapa 719, o sistema de processamento é retomado para energia total; em uma concretização, isso envolve o fornecimento de energia total ao chip de DSP 32; será apreciado, porém, que se o chip de DSP 32 também está proporcionando funções de gerenciamento de energia, como no caso da concretização mostrada na figura 1C, então, o chip de DSP 32 é, tipicamente, retornado para energia total. na etapa 707. Na concretização mostrada na figura 1A, onde o micropro- cessador 26 desempenha a função de gerenciamento de energia, o sistema de processamento, tal como o chip de DSP 32, pode ser retornado para energia total na etapa 719. Na etapa 721, o sinal de GPS é processado de acordo com o método da presente invenção, tal como aquele mostrado na figura 3. Então, após o término do processamento do sinal de GPS, o sistema de processamento é colocado em um estado de energia reduzida, conforme mostrado na etapa 23 (a menos que o sistema de processamento também esteja controlando o gerenciamento de energia, conforme notado acima). Então, na etapa 725, o transmissor de comunicação no modem 22 é retornado para energia total, a fim de transmitir, na etapa 727, o sinal de GPS processado de volta para a estação de base 10. Após o término da transmissão do sinal de GPS processado, tal como uma informação de pseudo-amplitude ou informação de latitude e longitude, o transmissor de comunicação é retornado para o estado de energia reduzida em 729 e o sistema de gerenciamento de energia aguarda por um retardo de um período de tempo, tal como o período de tempo predeterminado na etapa 731. Em seguida a esse retardo, o receptor de comunicação no modem 22 é retornado para energia total, a fim de determinar se uma solicitação está sendo enviada de uma estação de base.

Embora o método e o aparelho da presente invenção tenham sido descritos com referência aos satélites de GPS, será apreciado que os ensinamentos são igualmente aplicáveis aos sistemas de posicionamento, que utilizam pseudolitos ou uma combinação de satélites e pseudolitos. Os pseudolitos são transmissores baseados em terra, que difundem um código PN (similar a um sinal de GPS) modulado em um sinal transportador de banda L, em geral, sincronizado com o tempo de GPS. A cada transmissor pode ser atribuído um único código PN, de modo a permitir a identificação por um receptor remoto. Os pseudolitos são úteis em situações onde os sinais de GPS de um satélite orbital poderíam estar disponíveis, tais como, túneis, minas, edifícios ou outras áreas encerradas. O termo "satélite", como aqui usado, se destina a incluir pseudolitos ou equivalentes de pseudolitos e o termo sinais de GPS, como aqui usado, se destina a incluir sinais como GPS de pseudolitos ou equivalentes de pseudolitos.

Na discussão precedente, a invenção foi descrita com referência à aplicação no sistema de Satélite de Posicionamento Global (GPS) dos Estados Unidos. Será evidente, porém, que esses métodos são igualmente aplicáveis a sistemas similares de posicionamento de satélites e, em particular, ao sistema russo de Glonass. O sistema de Glonass difere principalmente do sistema de GPS pelo fato de que as emissões dos diferentes satélites são diferenciadas uma da outra através da utilização de freqüências transportadoras ligeiramente diferentes, em lugar de utilizar diferentes códigos pseudorrandômicos. Nessa situação, substancialmente todo o circuito e algoritmos descritos previamente são aplicáveis, com a exceção de que, quando do processamento de uma emissão de um novo satélite, um multiplicador exponencial diferente é usado para pré-processar os dados. Essa operação pode ser combinada com a operação de correção de Doppler da caixa 108 figura 3, sem requerer quaisquer operações adicionais de processamento. Apenas um código PN é requerido nessa situação, assim, eliminando a caixa 106. O termo "GPS" aqui usado inclui esses sistemas alternativos de posicionamento de satélites, incluindo o sistema russo de Glonass.

Embora as figuras 1A, 1B e 1C ilustrem uma multiplicidade de blocos lógicos que processam sinais digitais (por exemplo, 46, 32, 34, 26, 30, 28, na figura 1A), será apreciado que diversos ou todos esses blocos podem ser integrados juntos em um único circuito integrado, ao mesmo tempo em que ainda mantém a natureza programável da porção de DSP desse circuito. Essa implementação pode ser importante para aplicações de energia muito baixa e sensíveis aos custos.

Deve ser apreciado também que uma ou diversas das operações da figura 3 podem ser realizadas através de lógica de hardware, a fim de aumentar a velocidade global de processamento, enquanto mantém a natureza programável do processador de DSP. Por exemplo, a capacidade de correção de Doppler do bloco 108 pode ser realizada pelo hardware exclusivo, que pode ser colocado entre a memória de captura digital 46 e o IC de DSP 32. Todas as outras funções de software da figura 3 podem, nesses casos, ser realizadas pelo processador de DSP. Também, diversos DSPs podem ser usados juntos em uma unidade remota para proporcionar maior potência de processamento. Será apreciado também que é possível coletar múltiplos conjuntos (amostras) de estruturas de sinais de dados de GPS e processar cada conjunto conforme mostrado na figura 3, enquanto leva em conta o tempo entre a coleta de cada conjunto de estruturas.

Um sistema de demonstração, que é um exemplo de uma concretização da presente invenção, foi construído, que tem verificado a operação dos métodos e algoritmos aqui descritos, bem como mostra a sensitivi-dade aperfeiçoada possível através do uso desses métodos e algoritmos. O sistema de demonstração consistia de uma antena de GPS e um conversor para baixo de RF de Semicondutores de Plessey GEC seguida por um painel de buffer de digitalizador da Gage Applied Sciences, Inc. A antena e o conversor para baixo desempenham as funções de 38, 40, 42 e 44 da figura 1A e o buffer de digitalizador desempenha as funções 44, 46 e 48 da figura 1A. O processamento de sinais foi realizado em um computador compatível com PC da IBM, usando um microprocessador Pentium, funcionando de acordo com o sistema operacional do Windows 95. Isso emulou as funções do chip de DESP 32 e os periféricos de memória 34. A informação de Doppler para satélites à vista foi proporcionada para o software de processamento de sinais como entradas para as rotinas de processamento de sinais, para emu-lar as funções do modem e do microprocessador 22, 24, 25, 26.

Os algoritmos para esse sistema de demonstração foram desenvolvidos usando a linguagem de programação MATLAB. Um grande número de testes foram realizados em sinais vivos de GPS obtidos em vários situações de bloqueio. Esses testes verificaram que o desempenho da sensitivi-dade do sistema de demonstração foi substancialmente superior a aquele dos diversos receptores de GPS comerciais, que foram testados ao mesmo tempo. O Apêndice A proporciona uma relação detalhada do código de máquina MATLAB que foi usado nesses testes e é um exemplo das operações de convolução rápida da presente invenção (por exemplo, figura 3).

Na especificação precedente, a invenção foi descrita com refe- rência às suas concretizações exemplificativas. Contudo, será evidente que , várias modificações e mudanças podem ser feitas na mesma, sem afastamento do espírito e do escopo mais amplos da invenção, conforme apresentado nas reivindicações anexas. A especificação e os desenhos são, conse-qüéntemente, para serem considerados em um sentido ilustrativo e não em um sentido restritivo.

APÊNDICE A função [sv, pamplitude, snrin, snrout, svdoppler, dados de saída] = gps (nome de arquivo, staxa, códigos, doppler, no_pred,amplitude de amostra) função [sv, pamplitude, snrin, snrout, svdoppler, dados de saída] = gps (nome de arquivo, staxa, códigos, doppler, no_pred_amplitude de amostra) N. Krasner 20 fev. 1996.

Precision Tracking, Inc., San Jose, CA. 95117 Esta função processa dados digitalizados e proporciona pseudoamplitudes como saídas junto com outras quantidades estatísticas, conforme descrito abaixo.

Os dados a serem processados são armazenados em um arquivo denominado 'nome de arquivo'.

Esta função trabalha em dados do digitalizador de Gage em ambas as taxas de amostras 3x2,048 MHz (se staxa == 0) ou em uma taxa de amostra 6x2,048 MHz (se staxa ==1). onde é suposto que IF e 35,42 -(1400/45)=4,308889 MHz. O que segue são definições de entradas e saídas da rotina: Códigos são os SV números; se códigos = 0, então, todos os códigos serão usados;

Doppler = (doppler (1) doppler (2) ... doppler (n) domínio], especifica o doppler médio de cada um dos n satélites mais um domínio a ser pesquisado; se o domínio está faltando ou = 0), então, a pesquisa é feita apenas nos dopplers especificados.

Um algoritmo é usado para selecionar o tamanho da quantifica- ção das etapas de doppler.

Em. alguns casos, mesmo se o domínio for não zero, apenas uma freqüência de doppler por satélite será usada. A faixa de pesquisa é = domínio em relação a cada doppler. no_pred_ é o número de estruturas de pré-detecção Todos os dados no arquivo são processados, se a amplitude de amostra for apagada. Contudo, se ela estiver presente ela tem dois valores e tem a notação: amplitude de amostra = [índice_ inferior, índice _ superior];

Se esses índices não estão dentro da faixa daqueles proporcionados no arquivo de gage, então, uma mensagem de erro é proporcionada.

Padrões são: se doppler tem apenas um valor, então domínio _ doppler será zero se no_postd não for especificado, então, todos os dados serão usados se no _pred não for especificado, então, pred será estabelecido em 9 se no_pred for especificado, então, no_postd deve ser especificado As saídas são números de códigos, pseudo-amplitudes, snrs e melhor doppler com as pseudo-amplitudes expressas em nseg e snrs em dB.

Um pico de sinal deve exceder um limite de 15 dBs para detecção. Um algoritmo de interpolação é usado para determinar a localização de pico de sinal.

Se nenhum código for encontrado, a função retornada será tudo zero.

Dados de saída são um vetor de tamanho 2048, que representa o sinal de saída mais ruído após integração de pós-detecção para cada veículo de satélite detectado para o melhor doppler. Essas dados foram usados para encontrar pseudo-amplitudes Primeiro, abrir o arquivo e encontrar o tamanho do buffer e os índices para processo, que podem ser todos os dados, se não especificado em argumentos de entrada (filevals, rate) = gageopen (filename); buffsize = filevals (3); número total de amostras no arquivo se nargin== 6, índice _ inferior = amplitude de amostra (1); índice _ superior = amplitude de amostra (2); se índice _ superior > tamanho de buffer-1, erro ('amplitude de amostra está fora de limites'); fim ou índice _ inferior = 0; índice _ superior + tamanho de buffer -1; fim Agora encontrar o número de bins de doppler; o centro desses bins são chamados dopps e são referenciados com o centro dos dopplers de entrada se comprimento (doppler) == comprimento (códigos), domínio ==0; ou se comprimento (doppler) == comprimento (códigos) + 1, domínio == doppler (comprimento (códigos) + 1; ou, erro ('Comprimento de vetor de doppler deve igualar comprimento de códigos, ou mais 1'); fim se domínio< 0, erro ('Domínio deve ser maior do que zero'); fim se staxa == 0, s_por_ estrutura = 6; ou, s_por_ estrutura=12; fim se nargin ==3, no_pred = min (9, fix (tamanho de buf-fer/(1024's_por_ estrutura ))); fim no_postd= fix (tamanho de bi/ffe/'/(no_pred’1024's _por_ estrutura)); se no_pred <1, erro ("Número de estruturas de predetecção deve ser pelo menos 1'); fim se no_post <1, erro ('Número de estruturas de pós-detecção deve ser pelo menos 1'); fim deltaf = (1/3) '1000/no_pred; produz cerca de 1,5 dBs de perda, que é composta no pior caso por duas detecções independentes para quando freqüência verdadeira fica no meio, entre bins se domínio< delaf, dopps = 0 sem necessidade de quantificar doppler ou dopps = (0: -deltaf:- domínio]; dopps = sort ((dopps deltaf: deltaf: domínio]); fim Agora, conseguir a FFT dos códigos e colocá-los em uma matriz de tamanho comprimento (códigos) x2048 se códigos ==0, códigos==1:28; fim arranjo de códigos = zeros (comprimento (códigos), 2048; para k = 1: comprimento (códigos), arranjo de códigos (k,:) =gps_reamostrado (códigos(k)); fim No que segue, introduziram-se dados de entrada em blocos iguais a um número de estruturas Pns iguais a no_pred. Por exemplo, se no_pred =7, o número de amostras do gage é 2048*3*7 = 43008, de modo que, nesse caso, uma coleta completa de 4 Hbytes levará cerca de 93 interações. Cada interação, então, realiza a soma de pred, a correlação transversal, a operação de mag - quadrada e soma com blocos anteriores para todos os dopplers e todos os veículos de satélites especificados. tamanho de bloco =1024*s_por_ estrutura no_pred; início = índicejnferior-tamanho de bloco; 1c = comprimento (códigos); 1d = comprimento (dopps); prdados = zeros (1c*1d, 2048); no_blocos = fix ((tamanho de buffer - 10*s _por_estrutura)/tamanho de bloco); extra 60 ou 120 amostras para economia de sobreposição, permita resposta de impulsos para 60 ou 120; veja se_2_base m-arquivo para n=1: no_blocks, start=start+blocksize;

[data,count]=gageread(filevals,start,blocksize+10*s_per_frame); data=if_2_base(data,srate); Converter dados para banda base e transformar em decimais para 2,048 MHz.

Data=data(21:20+2048*no_pred); %reject edge effect data (overlaps save) for k=1:1c, %lterate over sv ref=codearray(k,); %code to be used for sv code(k) for d=1:1 d, %lterate over dopplers df=doppler(k)+dopps(d); rdata=data.*exp(-j*2*pi*df*[0:2048*no_pred-1]/2.048e6); rdata=sum(reshape(rdata,2048,no_pred)*); %does pred soma de papel rdata=fft(rdata).*ref; %does filtro comparado % compensate for time slip per block which is fdopp/fo times time %notíng that fdoop/fo is doppler time slip per second timeslip=1 e-3*no_pred*df/1575.42e6; phase=exp(-j*2*pi*timeslip*(n-1)*[0:1024]1e3); rdata(1:1025)=rdata(1:1025).*phase; rdata(1026:2048)=rdata(1026:2048).*conj(phase(1024:-1:20)): rdata=ifft(rdata); rdata=real(rdata).*2+imag(rdata).*2; %magnitude prdata((k-1)*1d+d,:)=prdata((k-1)*1d+d,:+rdate; fim fim fim %%%-------------------------------------------------------------------%%% sv=[ ];,prange=[ ];,snrin=[ ];snrout=[ ];svdopper=[ ];outdata=[ ];

Agora, procurou-se por picos que excedam o limite para k = 1:1c procurar em todos os SV's e dopps Z=PRDATA((K-1)*1D+[1:1D],:); % matriz de dados para sv#k e todos os dopplers z=z-mean(mean(z)); noise=sqrt(mean(mean(z. 2)));% ruído grosseiro rms threshold=5,7*noise; % produz Pfa menor do que le-4 por uso de todos % 28 sv's e 10 dopplers por SV. lnd=find(z<threshold); noise=sqrt(mean(mean(z(indt). 2))); % ruído redefinido, ob- tendo rid de sinal d=z+0,2*max(mrotate(z,-1),mrotate(z,1)); % estado de detecção % eliminando problema de separação [maxd,indd]=max(d); encontra-se max e localização para cada doppler [maxsv, indsv] = max(maxd); encontra pico global para esse sv se maxsv>limite, então, detectou-se esse sv! R=(maxsv/noise)*2; pico para ruído longe de pico snin=sqrt(r/(no_pred 2*no_postd));snrin por meio de análise de N.K snrin=(snrin 10*log10(snin)]; agora encontrou-se snrout no pico snout=(no_pred 2*no postd)*snin 2/(1+2*no_pred*snin); % via N.K anal.

Snrout=[snrout 10*log10(snout)]; sv=[sv codes(k)]; d=z(indsv,:); dados para melhor doppler outdata=[outdata d]; svdoppler=[svdoppler doppler(k)+dopps(indsv)]; % melhor doppler indO=indd(indsv); melhor amostra para melhor inds0=[ind0-4:ind0+4]; bloco de amostras de dados em torno ou indo ninds=find(indsO<=0); pinds=find(inds0>2048); if length(ninds)>0, manter dados para interpolar dentro da faixa inds0(ninds)=inds0(ninds)+2048; elseif length(pinds)>0, inds0(pinds)=inds0(pinds)-2048; fim dint=interp(d(inds0),10); ir para taxa de 20 MHz dint=interp(dint, 10); ir para taxa de 200 MHz dint=interp(dint,5); ir para taxa de 1 GBz [amax, imax]=max(dint); encontrar max indmax=min(find(dint>0,8*amax); max acima de 80% tmax=ind0+(indmax-2001 )/500; pseudo-amplitude em amostras tmax=tmax-2048; elseif tmax<0, tmax=tmax+2048; fim tmax=tmax*500; pseudo-amplitude em unidades de mseg prange=[prange tmax]; fim fim se comprimento (sv)==0 então não houve detecções sv=0; prange=0;snrin=0;snrout=0;svdoppler=0;outdata=0; fim fclose('air); function y-gpscodecs(num) y=gpscodes(num) N. Krasner 22 de janeiro de 1996 Precision Tracking, IC., San Jose, CA. 95117 Retornar todos os 1023 códigos de bits associados com o satéli- te em um arranjo y de tamanho 37x1023. Cada fileira é o código associado com o satélite tendo o número de ID correspondente. Isto é, a fileira 1 é o código PN (Gold) do satélite 1, etc.

Se num for especificado, então, apenas um código com aquele número é retornado y1=pngen([3, 10],1023,ones(1, 10)); y2=pngen([2,3,6,8,9,10],1023,ones(1,10)); delays=[5, 6, 7, 8, 17, 18, 139, 140, 141, 251, 252, 254, 255, 256, 257, 258]; delays=[delays, 469, 470, 471, 472, 473, 474, 509, 512, 513, 514, 515, 516] delays=[delays, 859 860 861 862 863 950 947 948 950]; if nargin==0, para k=1:length(delays), y(k,:)=xor(y1,rotate(y2,delays(k))); fim em, y=xor(y1,rotate(y2,delays(num))); end function r gps_rsmp(codenumber) N. Krasner 16 de fevereiro de 1996.

Precision Tracking, IC., San Jose, CA. 95117 Retornar a Transformação de Fourier reamostrada de 1023 códigos de bits de GPS, reamostrada para uma taxa de 2048 Khz e ponderada com uma função de "sinc" para emular a transformação das seqüências consistindo de um conjunto de pulsos quadrados, o qual é, idealmente, filtrado em passagem de banda para os primeiros nulos (= 1023 kHz).

Se o número de código for 0, então, todos os códigos de gps são retornados em uma matriz de tamanho 37X2048.

Os dados transformados contêm componentes reais e imaginários, cada um dos quais é arredondado para números inteiros com sinais de 4 bits na amplitude [-7,7], Essa é a forma armazenada na EPROM. Essa quantificação minimiza a armazenagem requerida, mas resulta em perda desprezível de desempenho. . Como nos códigos de gps de função, o valor retornado contém 37 fileiras, cada uma correspondendo ao código de GPS correspondente (a fileira 1 contém o código 1, etc.), se todos os códigos forem solicitados. Cada fileira tem um comprimento de 2048 e, conforme mencionado acima, contém palavras complexas cujos componentes são números inteiros na amplitude [-15,15].

Note que essa função chama os códigos de gps de função para criar os vários códigos de Gold.

If codenumber==0 y=gpscodes; else, y=gpscodes(codenumber); end returns matrix 37x1023 of GPS codes y=2*y-1; converter em = 1 se codenumber==0 z=zeros(37,2048); para k=1:37, fyl=fft(stretch(y( k,: )2)); fyll=[fyl(1:1024). sinc([0:1023]/1023) 0 0]; fyll=[fyll fyl(1025:2046). sinc([1022:-1:1]/1023)]; z(k,;)=conj(fyll); precisa conjugar para filtro comparado fim em, fyl=fft(stretch(y,2)); fyll=(fyl(1:1024). sinc([0:1023]/1023) 0 0]; fyll=[fyll fyl(1025:2046). sinc([1022:-1:1]/1023)]; z=conj(fyll); precisa conjugar para filtro comparado fim fim z=round(z/20); uma vez que max é 171,9, mas poucos valores estão acima de 140 rz=min(real(z),7);rz=max(rz,-7); amplitude limite iz=min(imag(z),7);iz=max(iz,-7); amplitude limite funcion data_out if_2_basc(data_in,rate) data_out=if_2_base(data_in) N. Krasner 20 de fevereiro de 1996.

Precision Tracking, Inc., San Jose, CA. 95117 Se a taxa estiver faltando ou for igual a 0, então, a taxa de entrada é suposta ser 3*2048 Khz. Se a taxa for igual a 1, então, ela é 6*2048 kHz.

Converter dados de digitalizador de GAGE amostrado em 3*2048 kHz ou 6&2048 kHz com IF 6,144 MHz (3*2,048) centrado em 35,42 -(1400/45) = 4,308889 MHz em uma corrente complexa (I, Q) de dados com taxa de amostra 2,048 MHz centrada em frequência 0 (nominalmente). Essa rotina não compensa quaisquer deslocamentos de Doppler em SV’s, nem quaisquer deslocamentos de LO. Note que o comprimento dos dados de saída é 1/3 ou 2/3 daquele da entrada.

If nargin==1, rate=0;end ifreq = 35,42 -(1400/45); in MHz if rate==0, caso onde a taxa de amostra é 3 2048 kHz srate=3 2.048; in MHz taxa de amostra para GAGE

[u,v]=size(data_in);if >v;datajn=data_in;end;1d=length(data_in); c=exp(-j*2*pi‘[0:1 d-1 fifreq/srate); LO data_out=data_in.*c; clear datajn c h=firl(50,.9/3.072); converter em 0 data_out=filter(h,1,data_out); filtrar para = 1 MHz data_out=data__out(1:3:1d); transformar em decimais para produzir o rate de 2,048 MHz else, uso onde a taxa de amostra é 6* 2048 kHz srate=6*2,048; em MHz [u,v]=size(data_in);if u>v;datajn=data_in; end; 1 d=length(data_in); c=exp(-j2 pi*[0:1d-1]*ifreq/srate); LO data_out=data_in.*c; clear datajn c converter em 0 h=firl(100, .9/5.144); data_out=filter(h,1,data_out); filtrar para = 1 MHz datajDutdata_out(1:6:1d); transformarem decimais para produzir srate de 2,048 MHz function y=mrotatc(x,m) y=mrotate(x,m); matrix rotation by m units N. Krasner Feb. 20, 1996.

Precísion Tracking, Inc., San Jose, CA. 95117 m=round(m); m=rem(m,1x); if m>0, y=[x(:,1x-m+1:1x) x(:,1:1x-m)]; elseif m<0, y=[x(:,1-m:1x) x(:,1:-m); else, y-x; end function y=pngen(taps,npts,fill) pngen(taps,npts,fill) N. Krasner 13 de fevereiro de 1995.

Norman F. Krasner, San Carlos, CA. 94070 PNGEN gera "npts" número de pontos da seqüência pseudor-randômica definida por um registro de deslocamentos de comprimento n com derivações de realimentação 'taps' e preenchimento inicial "fil. PN (npts, taps, fill) retorna um vetor de npts de comprimento, contendo essa seqüência.

Um exemplo típico [1,6,8,14] para R14, fill = [1 zeros (1,13)] se um único número é dado em "taps", ele é interpretado como o valor octal especificando as derivações, como em Peterson e Weldon.

Por exemplo, um código 2767 (octal) = 010 111 110 111. Foi apagado o primeiro 0. para se obter o polinômio 10111 110111. As derivações de rea-limentação para esse caso são encontradas ignorando-se o primeiro um e escolhendo os "uns" restantes para obter posição. Para esse caso, as derivações são assim 2 3 456 89 10.

If length(taps)==1, taps=sprintf(* .Of,taps);ntaps=0; if taps(1)==T, ntaps= [1]; elseif taps(1)=-2', ntaps=[ 10]; elseif taps(1)=-3', ntaps=[1 1 ]; elseif taps(1 )=-4', ntaps=[1 0 0]; elseif taps(1)=-5', ntaps=[1 0 1]; elseif taps(1 )=-6' ntaps=[1 1 0]; elseif taps(1)=='7’ ntaps=[1 1 1]; end para k=2:length(taps) iftaps(k)=='0’, ntaps=[ntaps 0 0 0]; elseif taps(k)==T, ntaps=[ntaps 0 0 1]; elseif taps(k)=-2’, ntaps=[ntaps 0 1 0]; elseif taps(k)=-3', ntaps=[ntaps 0 11]; elseif taps(k)=-4', ntaps=[ntaps 1 0 0]; elseif taps(k)=-5', ntaps=[ntaps 10 1]; elseif taps(k)=='6', ntaps=[ntaps 1 1 0]; elseif taps(k)=='7', ntaps=[ntaps 1 1 1]; end ntaps(1)=fl; taps=find(ntaps); end n=max(taps); ifnargin<=2, fill[1 zeros(1, n-1)];end if nargin==1, npts=(2 n)-1 ;end y = zeros(1,npts); x = zeros(1,n); x = fill(length(fill):-1:1); for i =1 :npts y(i) = x(n); x=[rem(sum(x(taps)),2)1 x(1 :n-1)]; end function [file_vals, sample_rate] = gageopen(filename) Read gage formatted file, with particular number of samples function [file_vals, sample_rate] = gageopen(filename) B. Wilson 13 de janeiro de 1996.

Precision Tracking, Inc., San Jose, CA. 95117 file_vals(1) = fopen(filename, 'r');

[sample_rate, sample_depth, head_vals, operation_mode] = rdgghead(file_vals(1)); file_vals(2) = operation_mode; file_vals(3) = sample_depth; file_vals(4:6) = head_vals(1:3) function [buf, count] gageread(file_vals, start,numsamples) ser arquivo de gage formatado, com número particular de amostras function [buf, count] = gageread(file_vals,start,numsamples) B. Wilson Jan. 13, 1996.

Precision Tracking, Inc., San Jose, CA. 95117 files_vals 1 - file id 2 - operation_mode - if =1; file is memory image interleave sample depth long; =2 memory image 3 - sample_depth ns2 = numsamples/2; fid = file_vals(1); if (file_vals(2) == 2) buf= zeros(numsamples, 1); fresult = fseek(fid,512+start,-1); mover para ponto solicitado na porção de dados do arquivo data portion of file [buf, count] = fread(fid, numsamples, 'uchar'); else buf = zeros(ns2,2); fresult = fseek(fid,512+(start/2),-1); mover para ponto solicitado na porta de dados do arquivo point in data portion of file [buf(:,1), cl] = fread(fid, ns2, 'uchar'); fresult = fseek(fid,512+(start/2)+file_vals(3),-1); move to BANK B, portion of memory image [buf(:,2), c2] = fread(fid, ns2, 'ucharl); count = cl + c2; buf = reshape (buf, numsamples, 1); end buf buf -128; function [sample_rate, sample_depth, head_vals, operati- on_mode] - rdgghead(fid) Ler cabeçalho de gage formatado B. Wilson 13 de janeiro de 1996.

Precision Tracking, Inc., San Jose, CA. 95117 sample_rate = [1,2,5,10,20,50,100,200,500,1000,2000,5000,10000,20000,50000]; sample_rate_table = [1,2,4,5,10,12.5,20,25,30,40,50,60,100,120,125,150,200,250]; fresult = fseek(fid, 0,-1); rebobinar o arquivo tmp fread(fid, 14, 'char'); s = setstr(tmp'); fresult = fsèèk(fid, 16,-1); mover para variável de name tmp = fread(fid;9, 'char'); name = setstr(tmp'); fresult = fseek(fid,287,-1); mover para índice para amostra variável de tabela de taxas sample rate index = fread(fid,1 ,'intls’); if (sample_rate_index ==42) 42 é externo sample_rate = -1; else sample_rate = sample_rate_table(sample_rate_index -17); end fresult = fseek(fid,289,-1); mover para índice para variá- vel de modo de operação = fread(fid,1, 'int16') if(operation_mode ==1) sample_rate = sample_rate / 2; end fresult = fseek(fid,301 ,-1); mover para variável de amostra-profundidade = fread(fid,1,'int32’) if(operation_mode ==1) sample_depth = sample_depth / 2 parece como um "bug" if (sample_depth == 4194304) sample_depth = sample_depth / 2 end end; fresult = fseek(fid,313,-1); mover para começando- endereço head_vals = fread(fid,3,'int32’); fresult = fseek(fis,339,-1); mover para variável de amos- tra-profundidade_12_bits = fread(fid,1, ’int16’); fresult = fseek(fid,345,-1); mover para variável de amostra-profundidade = fread(fid,1, 'int16'); fresult = fseek(fid,349,-1); mover para variável de amostra-profündidádé = freád(fid,1, 'int16’); function y =rotate(x,q) y=rotate(x,q) Gíràr vetor por q lugares N. Krasner 28 de novembro de 1995.

Norman Krasner, San Carlos, CA. 94070 Se q for apagado isso gira um vetor através da permutação da primeira e da última metades do vetor. Se o vetor for desigual em comprimento, o ponto médio é colocado no começo do novo vetor.

Se q estiver presente e >0, isso gira o vetor x para a direita por q posições; por exemplo, se x = [1 10 10], então gira (x,2) produz y = [1 0 1 1 0]. Se q é <0, então, isso gira x para a esquerda.

[m,n]=size(x);mn=max(m,n); if nargin>1 ,q=rem(q,mn);end if m>1 n>1, error (Essa função trabalha apenas para vetores, não matrizes.');end if m>1 mx x'; end if nargin==1, if rem(mn, 2)==0, pivot=1+mn/2; else pivot=(mn+1)/2; end y=[x(pivot:mn) x(1 :pivot-1)]; elseif abs(q)>0, if q>0, q=q+mn;end fixar para deslocamentos para a esquerda y=[x(mn-q+1 :mn) x(1 :mn-q); else y=x; end end if m>1 ,y=y';end function r sinc(x) z=sinc(x) N. Krasner 21 de abril de 1991.

Norman Krasner, San Carlos, CA. 94070.

Definição: sinc(x) = sin(pi*x)/(pi*x), onde x é um vetor/matriz.

Sinc(x)=1 ifx=0 indl=find(x==0); ind2=find(x==0); z=x; x(indl)=ones(1 Jength(indl)); x(ind2)=sin(pi‘x(ind2))./(pi*x(ind2)); z(;)-x; function r strctch(signal,period) function z=stretch(signal,period) N. Krasner 12 de março de 1995.

Norman Krasner, San Carlos, CA. 94070 Essa função estira um sinal através da substituição de cada elemento por m elementos idênticos; m é especificado por "período". [u,v]=size(signal); if u>1 v>1 error ("Esta função trabalha apenas para entradas de vetores."); end if u>1, signal=signal';end a=ones(period,1 )*signal; z=a(:)';z=conj(z); if u>1, z=conj(z');end function y xor(a,b); function y xor(a,b);

Exclusiva ou, termo a termo, de dois vetores N. Krasner, 13 de junho de 1994 Norman Krasner, San Carlos, CA. 94070. Y=(aa-b)/(ba-a);

REIVINDICAÇÕES

Claims

1. Método de calibração de um oscilador local em um receptor de GPS móvel caracterizado pelo fato de que compreende: receber um sinal de frequência de portadora de precisão de uma fonte que proporciona o sinal de frequência de portadora de precisão, a fonte sendo um dentre: uma estação base e um satélite emulando uma estação base; bloquear automaticamente o sinal de frequência de portadora de precisão e proporcionar um sinal de referência bloqueado em frequência para a frequência de portadora de precisão; e computar o desvio de oscilação local comparando o sinal de referência com um sinal gerado pelo oscilador local e gerar um sinal de correção de erro; e calibrar o oscilador local com o sinal de referência com o sinal de correção de erro, o oscilador local sendo usado para adquirir sinais de GPS.

2. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que a etapa de recepção compreende extrair o sinal de frequência de portadora de precisão de um sinal de dados que contém informação de dados do satélite comunicada através de um enlace de comunicação.

3. Método, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que a informação de dados do satélite compreende uma informação de almanaque de satélite para uma pluralidade de satélites à vista do receptor de GPS móvel.

4. Método, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que a informação de dados do satélite compreende dados representativos de efemérides para um satélite.

5. Método, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que a ligação de comunicação é selecionada do grupo que consiste em um enlace através de pager bidirecional ou um enlace através de telefone celular ou um sistema de comunicação pessoal ou rádio móvel especializado ou um sistema de dados de pacote sem fios.

6. Método, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que a ligação de comunicação é um meio de comunicação por frequência de ondas de rádio.

7. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que a lógica de controle de frequência automática compreende um de um laço de bloqueio de fase ou de um laço de bloqueio de frequência ou de um estimador de fase de bloqueio.

8. Método, de acordo com a reivindicação 7, caracterizado pelo fato de que o sinal de referência proporciona uma frequência de referência que é comparada a uma frequência proporcionada pelo oscilador local para calibrar o oscilador local.

9. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o receptor de GPS móvel recebe um sinal de dados que contém informação de dados do satélite que compreende uma informação de Doppler de um satélite à vista do receptor de GPS móvel.

10. Receptor de GPS móvel, caracterizado pelo fato de que compreende: uma primeira antena para receber sinais de GPS; um conversor para baixo acoplado na primeira antena, a primeira antena proporcionando os sinais de GPS para o conversor para baixo; um oscilador local acoplado no conversor para baixo, o oscilador local proporcionando um primeiro sinal de referência para o conversor para baixo para converter os sinais de GPS de uma primeira frequência para uma segunda frequência; uma segunda antena para receber um sinal de frequência de portadora de precisão de uma fonte que proporciona o sinal de frequência de portadora de precisão, a fonte sendo um dentre uma estação base e um satélite emulando uma estação base; um circuito de controle automático de frequência (AFC) acoplado na segunda antena, o circuito de AFC proporcionando um segundo sinal de referência, que é bloqueado em frequência ao sinal de frequência de portadora de precisão; e um comparador para computar desvio do oscilador local pela comparação do primeiro sinal de referência com o segundo sinal de referência e pela geração de um sinal de correção de erro para calibrar o primeiro sinal de referência do oscilador local, em que o oscilador local é usado para adquirir os sinais de GPS.

11. Receptor de GPS móvel, de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente um comparador acoplado no circuito de AFC e no oscilador local, o comparador comparando o primeiro sinal de referência e o segundo sinal de referência para ajustar a frequência do primeiro sinal de referência do oscilador local.

12. Receptor de GPS móvel, de acordo com a reivindicação 11, caracterizado pelo fato de que o circuito de AFC compreende um laço de bloqueio de fase acoplado em um receptor que é acoplado na segunda antena.

13. Receptor de GPS móvel, de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente um receptor acoplado na segunda antena, o receptor para recepção do sinal de frequência de portadora de precisão da segunda antena, em que o receptor recebe o sinal de frequência de portadora de precisão com um sinal de dados que contém informação de dados do satélite comunicada através da segunda antena.

14. Receptor de GPS móvel, de acordo com a reivindicação 13, caracterizado pelo fato de que a informação de dados do satélite compreende uma informação de Doppler de um satélite à vista do receptor de GPS móvel.

15. Receptor de GPS móvel, de acordo com a reivindicação 14, caracterizado pelo fato de que a informação de dados do satélite compreende uma identificação de uma pluralidade de satélites à vista do receptor de GPS móvel e uma pluralidade de informações de Doppler correspondente para cada satélite da pluralidade de satélites à vista do receptor de GPS móvel.

16. Receptor de GPS móvel, de acordo com a reivindicação 13, caracterizado pelo fato de que a informação de dados do satélite compreende dados representativos de efemérides para um satélite.