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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für einen Signalempfänger für Fernmelde- insbesondere Fernsprechvermittlungsanlagen, mit unsymmetrischer Zeichengabe der Vermittlungs- signale, zur Unterdrückung störender Beeinflussungsspannungen auf den Signaladern, in der ein erster Komparator angeordnet ist, dessen erster Eingang das zu empfangende Signal an einem Wider- stand abgreift, und in der ein zweiter Komparator vorgesehen ist, der das entstörte, zeitver- schobene Signal zu dessen weiterer Auswertung abgibt.
In bestehenden und zukünftigen Fernsprechvermittlungsanlagen besteht die Aufgabe, die vom
Teilnehmer in Form der Wahlimpulse abgegebenen Signale oder die Signale einer andern Ver- mittlungsstelle (z. B. Belegung, Wahl, Schlusszeichen u. a.) aufzunehmen, auszuwerten und möglichst unverzerrt weiterzugeben. Nun treten erhebliche Probleme auf, wenn die Signaladern von Längs- spannungen beeinflusst werden. Die Beeinflussungsspannungen sind dabei oft grösser als die Signalspannungen. In manchen Fällen kann die Längsspannung dadurch ausgeschaltet werden, dass man das Signal nicht nur der a-oder b-Ader sondern der a-und b-Ader auswertet. Denn damit lassen sich die Längsspannungen bzw. Störströme kompensieren, die Signalspannungen bzw. die Signalströme aber addieren sich.
Diese Methode setzt aber hohe Gleichstromsymmetrie voraus, die oft nicht vorliegt, wie z. B. bei der Übertragung der Kennzeichen zwischen den Vermittlungsstellen.
Bisher benutzte man als Signalempfänger vorwiegend grosse Relais wie z. B. das Flachrelais.
Diese Relaistype zeigt eine gute Filterwirkung für diese Störungen, sie ist aber wegen der Bauform für moderne Vermittlungsanlagen mit gedruckten Schaltungen auf Karten ungeeignet. Die neuen Bauformen jedoch haben eine wesentlich schlechtere Filterwirkung, weil sie gegenüber dem Flachrelais viel kürzere Ansprechzeiten aufweisen. Daher ist es notwendig, durch zusätzliche Bauelemente die Filterwirkung gegenüber Störspannungen zu verbessern. Aus Platzgründen werden meist elektronische Lösungen bevorzugt. Aber auch Lösungen dieser Art sind nicht unproblematisch, denn eine blosse Kombination von Filter und Schwellwertschalter ist für die stark wechselnden Verhältnisse, wie sie besonders bei den Teilnehmeranschlüssen auftreten, ungeeignet.
Dies deshalb, weil der Schwellwertschalter die Filterwirkung in der Umgebung des Schwellwertes zunichte macht und daher eine einwandfreie Wahlaufnahme nicht mehr möglich ist.
Aus der DE-OS 1904351 ist eine Schaltungsanordnung bekannt, mittels derer eine Regenerierung von Impulsen, insbesondere von Steuerimpulsen bei Telephon-Selbstwahl erreichbar ist. Durch diese bekannte Schaltungsanordnung ist aber der durch die Erfindung angestrebte Zweck, auf den Signaladern auftretende störende Beeinflussungsspannungen zu unterdrücken, nicht erreichbar, weil diese störenden Spannungen in Abhängigkeit von der Grenzfrequenz des in dieser bekannten Schaltung vorgesehenen Differenziergliedes statt-wie angestrebt, gedämpft, - im Gegenteil, noch stärker angehoben werden. Die bekannte Schaltungsanordnung ist also nur dazu geeignet, Impulse mit verschliffenen Flanken, wie solche von verschiedenen Tonfrequenzwähleinrichtungen geliefert werden, einigermassen sauber zu regenerieren, aber nicht dazu, störende Spannungen zu dämpfen.
Aus der DE-OS 1923958 ist eine Schaltungsanordnung bekannt, die den Zweck hat, auf Daten- übertragungsleitungen auftretende Störsignale zu dämpfen. Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung wird dies dadurch erreicht, dass das die Grundlast bildende, was Übertragungsadernpaar überbrückende Bauelement aus einem nichtlinearen Widerstand, z. B. aus einer Zenerdiode, besteht, dessen Schwellenwert knapp oberhalb der Nutzsignalspannung der störanfälligen Übertragungsleitung gewählt ist. Es ist also ein Tiefpassfilter vorgesehen, dessen Anwendung jedoch nicht genügt, die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe zu lösen, die störenden Beeinflussungsspannungen von den Signalspannungen wirksam zu trennen.
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Unterdrückung höherfrequenter Störspannungen zu verwenden.
Es liegt nun anscheinend nahe, zur Lösung der der Erfindung zugrundeliegenden Aufgabe, auf den Signaladern auftretende störende Beeinflussungsspannungen zu unterdrücken, einfach eine aus einem Tiefpassfilter und einem Komparator gebildete Kombination zu verwenden, wie eine solche in Fig. 1 gezeigt ist, die zwar nicht bekannt, aber als naheliegend anzusehen ist.
An dem Widerstand --RS-- in der Schaltung nach Fig. 1 wird das daran abfallende Signal URS abgegriffen, dessen Amplitude wegen der unterschiedlich langen Teilnehmerleitungen bzw. Ver-
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mittlungsleitungen stark schwanken kann, die je nach dem jeweils vorliegenden Verkehr an einen
Verbindungssatz angeschaltet sind.
Der Widerstand --RS-- sei in typischer Weise mit 500 Ohm bemessen, die Leitungswider- stände --RL-- weisen im ersten Fall-Anschluss an eine sehr kurze Teilnehmerleitung - einen
Widerstandswert von - nahezu 0 Ohm, im zweiten Fall einen solchen von 450 Ohm auf. Bei einer
Betriebsspannung von 60 V fliesst im ersten Fall ein Leitungsstrom IGL von 20 mA, im zweiten
Fall ein solcher von 50 mA. Ist der Hörer in einem dritten Fall aufgelegt, dann fliesst ein
Strom von 2,86 mA über den Isolationswiderstand --RAB-- von 20 kOhm. Es ist angenommen, dass die Längsspannung in allen drei genannten Betriebsfällen zunächst den Wert 0 V aufweist.
Den Ansprechschwellenwerfdes Komparators-K-- legt man in zweckentsprechender Weise auf den Mittelwert zwischen den Spannungsabfällen am Widerstand-RS-, im zweiten Fall bei
IGL = 20 mA entsprechend dem Wert URS = 10 V, im dritten Fall bei IGL = 2,86 mA entsprechend dem Wert URS = 1,43 V, auf den Wert 5,7 V fest.
Berücksichtigt man nun auch den Einfluss der Längsspannung ULS von 65 V bei einer
Frequenz von 16 2/3 bzw. 50 Hz, so ergibt sich ein Längsstrom IW von 4, 1 mAeff bzw. ein solcher von 12, 1 mAeff. Ohne Tiefpassfilter --TP-- würde nun der Ansprechschwellwert des Kom- parators --K-- im zweiten und im dritten Fall sowohl unterschritten wie auch überschritten.
Mit Hilfe des Tiefpasses kann aber der Einfluss der Längsspannungen so stark gedämpft werden, dass sie im zweiten und im dritten Fall keine Wirkung auf den Komparator ausüben.
Die Grenzfrequenz des Tiefpasses --TP-- muss aber wegen der möglichen Längsspannung von der Frequenz 16 2/3 Hz unterhalb derselben, aber oberhalb der höchsten Wahlfrequenz von 11 Hz liegen.
Im ersten Fall, d. h. wenn der Leitungswiderstand --RL-- nahezu 0 Ohm ist, ist auch die Leitungskapazität --CL-- nahezu gleich 0 und es kann praktisch kein Längsstrom fliessen ; damit scheint die vorliegende Aufgabe durch die Anwendung eines Tiefpassfilters mit einem Komparator gelöst.
Die vorstehende Überlegung stimmt aber nicht, weil der Tiefpass infolge seiner niederen Grenz- frequenz nur noch eine Sinusschwingung als Wahlsignal an den Komparator abgibt und dieser in
Abhängigkeit von seinem Ansprechschwellenwert und dem Mittelwert des Gleichstromes aus dem sinus- förmigen Signal ein Rechtecksignal formt, dessen Impulsverhältnis vom ursprünglichen Wahlimpuls- verhältnis sehr verschieden sein kann.
Es muss in der Regel eine aufwendige Wahlimpulskorrekturschaltung an den Komparator ange- schlossen werden, bevor die Wahlimpulse weitergegeben werden können. Besonders kritisch wird die Situation bei der maximalen Längsspannung von der Frequenz 16 2/3 Hz und bei der zulässigen oberen Wahlfrequenz 11 Hz. Ohne sehr grossen Aufwand im Tiefpass --TP-- kann diese Störspannung nicht in ausreichendem Ausmass unterdrückt werden, so dass die Reststörspannung am Ausgang des Tiefpasses die durch denselben schon stark verzerrten Wahlimpulse noch weiter verzerrt. Die Verzerrung kann dabei soweit gehen, dass Impulse ganz unterdrückt oder verdoppelt werden, je nach der Phasenlage der Wahlimpulse zu der Längsspannung.
Aus diesen Darlegungen ergibt sich, dass die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe durch eine einfache Kombination eines Tiefpassfilters mit einem Komparator nicht lösbar ist.
Die Erfindung gibt nun eine Lösung der eingangs gestellten Aufgabe an, die darin besteht, dass der Ausgang des ersten Komparators, dessen erster Eingang das zu empfangende Signal an dem Widerstand abgreift, und dessen zweiter Eingang mit einem an der Betriebsspannung liegenden ersten Spannungsteiler verbunden ist, an den Eingang eines Tiefpasses geschaltet ist, dessen Grenzfrequenz und Sperrdämpfung so bemessen sind, dass die Signalgrundfrequenz weitgehend ungedämpft, die Beeinflussungsspannungen hingegen möglichst stark gedämpft übertragen werden, und dass der Ausgang des Tiefpasses mit dem ersten Eingang des zweiten Komparators und dessen zweiter Eingang mit einem an einem Hilfspotential liegenden Spannungsteiler verbunden ist.
Die Erfindung wird an Hand der Fig. 2 bis 4 näher erläutert. Zur Erklärung der Funktion ist es zunächst günstig, die Beeinflussungsspannung ausser Acht zu lassen. Dann ergeben sich die Zeitdiagramme der Fig. 3. Das am Widerstand-RS-in Fig. 2 abfallende Signal URS'dessen Amplitude beliebig gross sein kann, wird im Komparator --K1-- mit der Referenzspannung Unnpi
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verglichen. Je nach dem Ergebnis dieses Vergleiches gibt der Komparator-Kl-am Ausgang eine Spannung ab, die annähernd entweder Erdpotential oder UH ist. Damit wird der in Abhängigkeit von z. B. der jeweiligen Teilnehmerleitung starken Schwankungen unterliegende Signalpegel in einen konstanten Pegel umgesetzt, was für die weitere Auswertung wesentlich ist.
Die Referenzspannung UREF1 wird durch einen aus den Widerständen-l und R2-- bestehenden Spannungsteiler gebildet, der an der Betriebsspannung UB liegt. Dadurch ist es möglich, die Schwankungen der Betriebsspannung auszugleichen, die auch eine entsprechende Schwankung des Signalpegels bewirken. Durch die Einrichtung lässt sich das Signal-Störverhältnis verbessern oder bei gleichem Signal-Störverhältnis der zulässige Störpegel erhöhen. Das Ausgangssignal des Komparators-Kl-wird dem Tiefpass --TP-- zugeführt. Der Tiefpass --TP-- ist aus Platzgründen vorzugsweise als aktives RC-Fil- ter aufgebaut und er muss so dimensioniert sein, dass seine Grenzfrequenz nur wenig über der höchsten Signalgrundfrequenz liegt, so dass diese noch ungedämpft übertragen wird.
Die Charakteristik (Gauss, Bessel, Butterworth oder Tschebyscheff) und den Grad der Frequenzgangfunktion des Filters kann man frei wählen und dabei so festlegen, dass der dazu proportionale Aufwand, gemessen am geforderten Signal-Störverhältnis, ein Optimum darstellt. Das Ausgangssignal des Tief-
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frequenz von 10 Hz und der dem Tastverhältnis der Wahlimpulse äquivalente Gleichspannungsanteil Uo. Die Form dieses Signals zeigt Fig. So. Aus diesem Ausgangssignal UTP des Tiefpasses --TP-kann man das ursprüngliche Signal durch Vergleich mit der Referenzspannung UREF2 im Komparator --K2-- wiedergewinnen. Der Ausgang des Komparators'-KZ-gibt dann das ursprüngliche Signal, das am Widerstand-RS--'anliegt, wieder, es ist nur um die Laufzeit durch den Tiefpass verschoben, wie in Fig. 3d gezeigt ist.
Die Referenzspannung UREF2 wird aus der Hilfsspannung UH, die auch die Komparatoren
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spannung der Komparatoren auswirken, diesen Änderungen folgt und damit das Ergebnis des Vergleiches weitgehend unabhängig von der Hilfsspannung ist.
Eine Änderung des Tastverhältnisses der Eingangsimpulse resultiert in einer proportionalen Änderung der Gleichspannung Uo am Ausgang des Tiefpasses, wobei sich aber die Amplitude der Signalgrundfrequenz nur unwesentlich ändert. Werden z. B. die Eingangsimpulse breiter, so steigt die Ausgangsgleichspannung des Tiefpasses Uo bei annähernd gleichbleibender Ausgangswechsel-
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proportional zu den Eingangsimpulsen.
An Hand der Fig. 4a bis 4d zeigt sich die Filterwirkung des Signalempfängers. Fig. 4a zeigt ähnlich wie Fig. 3a eine Wahlimpulsserie, der aber eine fast gleich grosse Beeinflussungsspannung von 16 2/3 Hz überlagert ist. Der erste Komparator-Kl-formt diese Signalspannung in eine
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reicht aber im gegebenen Fall aus, um eine ausreichend genaue Rekonstruktion des Eingangssignales zu erhalten, wie sich aus Fig. 4d ergibt. Beeinflussungsspannungen mit einer Frequenz von 50 Hz dürfen wesentlich höher sein, ohne unzulässige Verzerrungen der Ausgangsspannung zu verursachen.
Dieser Effekt wird für eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung benutzt. Es ist in Ortsvermittlungsanlagen notwendig, den gerufenen Teilnehmer während der Rufphase auf Aushängen zu überwachen. Dabei fliesst über die Schleifenkontrollschaltung - herkömmlich ein Flachrelais mit teilweise kurzgeschlossener Wicklung - unter Umständen ein sehr grosser Rufstrom (z. B.
50 mA). Bisher waren für die verwendeten Ersatzschaltungen sehr grosse und damit teure Kondensatoren und daher sehr lange Ansprechzeiten notwendig. Hier bietet die Erfindung eine günstigere Lösung, da es nur von der Wahl der Parameter des aktiven R-C-Tiefpasses abhängt, wie hoch die Unterdrückung ist. Zum Beispiel sind Rufstromunterdrückungen bis 100 mA bei halbem Platz-
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bedarf eines Flachrelais leicht realisierbar. Der Einsatz moderner Technologien wie Dickschichtoder Dünnschichtschaltung ergibt einen noch geringeren Platzbedarf.