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Kapazitiver Wandler in einer wechselstromgespeisten Brückenschaltung
Kapazitive Wandler arbeiten grundsätzlich nach dem Prinzip, dass durch eine beliebige Einwirkung die Kapazität des den Wandler bildenden Kondensators geändert wird. Diese Kapazitätsänderung wird durch eine geeignete Schaltung in eine Spannungsänderung umgewandelt. Derartige kapazitive Wandler verwendet man bei Kondensatormikrophonen, kapazitiven Tonabnehmern, bei Druckindikatoren, Län- gen-und Dickenmessern usw.
In vielen dieser Geräte wird unter anderem eine Schaltung mit Gleichspannungspolarisierung und nachfolgender Verstärkung durch Elektronenröhren verwendet. Bei dieser Methode stören das durch die Röhre bedingte Rauschen, der hohe Stromverbrauch, die Anheizzeit und die begrenzte Lebensdauer der Röhre. Ein wesentlicher Nachteil ist ausserdem der erforderliche hohe Isolationswiderstand aller Teile der Eingangsschaltung.
Die zusätzlich häufig erhobene Forderung nach Miniaturausführungen führte in Verbindung mit dem Wunsch nach kleinem Stromverbrauch zu Versuchen, die gestellte Aufgabe mit Transistoren zu lö- sen.
Für die vorgenannte Schaltung lassen sich normale Transistoren nicht verwenden, da die Ausgangsimpedanz des kapazitiven Wandlers wegen der konstruktiv bedingten kleinen Kapazität viel höher ist als die Quellimpedanzen, die bei den gebräuchlichen Transistoren ein gutes Signal-Rausch-Verhältnis ergeben. Auch ein Herabtransformieren der gewonnenen Wechselspannung ist wegen der erforderlichen sehr hohen Transformatoreingangsimpedanz nicht möglich.
Anderseits sind seit langer Zeit Schaltungen bekannt, bei denen an Stelle der Gleichspannungspolarisierung eine hochfrequente Wechselspannung verwendet wird. Bei Anwendung dieses Prinzips lassen sich transistorisierte Schaltungen realisieren. Sie werden meistens in Brückenschaltung ausgeführt. In dem einen Brückenzweig liegt als veränderliche Kapazität der Wandler, und in der andern Hälfte dieses Zweiges ein Festkondensator, der die gleiche Kapazität hat wie der Wandler. Der andere Brückenzweig besteht zweckmässigerweise aus einer angezapften Induktivität. Diese Induktivität kann gleichzeitig die Sekundärwicklung eines Hochfrequenztransformators sein, an dessen Primärseite der die Brücke speisende Oszillator angeschlossen ist.
Dies hat den Vorteil, dass sowohl die Kapazität des Wandlers als auch die Kapazität des in Reihe geschalteten Festkondensators zusammen mit der Induktivität der Sekundärwicklung einen Schwingkreis bilden, der die Frequenz des Oszillators bestimmt.
Bei der beschriebenen Schaltung wird der Nullzweig der Brücke zwischen der Mittelanzapfung der Induktivität einerseits und dem Verbindungspunkt zwischen Wandler und Festkondensator anderseits gebildet. Befinden sich die beiden Brückenzweige im Gleichgewicht, so ist die Spannung an dem Nullzweig der Brücke Null. Wenn sich die Kapazität des Wandlers in Abhängigkeit von einer Modulation ändert ändert sich auch das Brückengleichgewicht und am Nullzweig entsteht eine modulierte Hochfrequenzspannung. Die sich ergebende pulsierende Hochfrequenzspannung wird demoduliert. Da die Modulation
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sowohl positiv als auch negativ sein kann, tritt bei jedem Nulldurchgang der Modulation in der am Null- zweig auftretenden Hochfrequenzspannung ein Phasensprung von 1800 auf.
Wird eine,. solche Hochfre- quenzspannung über einen Gleichrichter demoduliert, so erhält man ein Signal, das die doppelte Fre- quenz der ursprünglichen Modulation hat. Verstimmt man dagegen die Brücke derart, dass am Nullzweig i auch ohne Modulation eine Spannung auftritt, die grösser ist als die zu erwartende grösste Modulations- amplitude, so tritt kein Phasensprung ein. Bei der Demodulation dieses Hochfrequenzsignals erhält man am Ausgang des Demodulators eine Frequenz, die der Modulationsfrequenz entspricht.
Die Höhe der am Demodulator entstehenden Spannung lässt sich dadurch erhöhen, dass statt einer
Verstimmung der Brücke ein Gegentakt-Demodulator an zwei symmetrisch zur Mitte der Brückeninduk- tivität liegende Punkte angeschlossen ist. Die den beiden Gleichrichtern des Demodulators entnomme- nen Spannungen werden zwei in Reihe geschalteten Widerständen zugeführt, die so bemessen sind, dass der Strom durch die beiden Gleichrichter im geradlinigen Teil der Kennlinie liegt. Ausserdem ist der
Ausgang jedes Gleichrichters über einen Kondensator mit dem Nullpunkt der Brücke verbunden. Zwischen dem Verbindungspunkt der beiden Kondensatoren und der Mittelanzapfung der Induktivität ist eine wei- tere Induktivität angeordnet, die dafür sorgt, dass an den beiden Brückenkapazitäten auftretende Ladun- gen wieder abfliessen können.
Diese Brückenschaltung hat jedoch ungünstige Rauscheigenschaften. Ein Grund für diese ungünstigen
Rauscheigenschaften liegt darin, dass der Demodulator von einer Quellimpedanz gespeist wird, die aus einer Kapazität besteht, welche eine ungünstige Phasendrehung verursacht, sobald eine widerstandsmä- ssige Belastung durch den Demodulator einsetzt. Ein weiterer Grund für die schlechte Rauscheigenschaft ist darin zu sehen, dass die am Ausgang parallelgeschalteten Widerstände ständig, d. h. auch in den Mo- dulationspausen von einem Strom durchflossen sind, so dass ein zusätzliches Rauschen entsteht und die
Schaltung in unerwünschter Weise hochohmig wird. Ausserdem können die den Quellwiderstand mitbe- stimmenden Widerstände nicht beliebig niederohmig gewählt werden, da sonst dem Oszillator zuviel Ener - gie entzogen wird.
Zur Vermeidung dieser Nachteile ist bei einem kapazitiven Wandler in einer wechselstromgespeisten
Brückenschaltung, bestehend aus zwei in Reihe geschalteten, vorzugsweise gleichgrossen, zumindest mit einem Teil ihrer Wicklungen auf gemeinsamemKern angeordneten Induktivitäten und zwei in Reihe geschalteten Kapazitäten, die beide oder deren eine durch mechanisch-elektrische oder akustisch-elektrische Wandler gebildet werden, wobei der am Nullzweig der Brücke wirksame Innenwiderstand vor- zugsweise kapazitiver Natur ist und angenähert der Parallelschaltung der beiden Brückenkapazitäten entspricht, erfindungsgemäss mindestens eine weitere Induktivität mit der im Nullzweig der Brücke wirksamen Kapazität in Reihe geschaltet und bildet mit dieser Kapazität ein LC-Glied, dessen Resonanzfrequenz mit der Frequenz des die Brücke speisenden Oszillators übereinstimmt.
Der neue kapazitive Wandler hat den Vorteil, dass durch das Einfügen einer zweckmässigerweise einstellbaren Induktivität vor den Demodulator die durch die überwiegend kapazitive Impedanz der Brückenschaltung bedingte Phasendrehung vermieden wird. Wenn das aus dieser Induktivität und der Kapazität des Ausganges der Brückenschaltung bestehende LC-Glied in Resonanz mit der Frequenz des Oszillators gebracht wird, wird die Quellimpedanz für den Demodulator zu einem sehr niedrigen Widerstand. Dies ist sehr erwünscht und führt bei entsprechender Ausbildung des Demodulators zu sehr günstigen Rauscheigenschaften und zu einer niedrigen Ausgangsimpedanz des kapazitiven Wandlers.
In den Fig. 1-4 sind Beispiele für die Ausführung der neuen kapazitiven Wandler, insbesondere von Hochfrequenz-Kondensatormikrophonen in Form von Schaltungen dargestellt, an denen die Wirkungsweise der Erfindung erläutert wird.
Die Fig. 1 und 2 zeigen Prinzipschaltbilder von kapazitiven Wandlern, bei denen eine Induktivität nach der Erfindung mit der Brückenkapazität in Reihe geschaltet ist.
Die Fig. 3 zeigt die Schaltung eines kapazitiven Wandlers, bei dem in jede Zuleitung zu dem Demodulator eine Induktivität nach der Erfindung eingefügt ist.
Die Fig. 4 gibt die Schaltung eines hochfrequenten Kondensatormikrophons in Brückenschaltung mit einem Transistor wieder.
Die zum Betrieb der Schaltung notwendige Hochfrequenzspannung wird durch den Oszillator 1 erzeugt, dessen Frequenz vorzugsweise durch den aus den Gliedern der Brückenschaltung bestehenden Schwingkreis bestimmt wird. Die Kopplung zwischen dem Oszillator und der Brücke erfolgt mit Hilfe des Transformators 2. Die Brückenschaltung mit dem kapazitiven Wandler, beispielsweise einem Kondensatormikrophon, besteht aus der Sekundärwicklung des Transformators 2 mit den Wicklungsenden 3,4 und der Mittelanzapfung 5 sowie der veränderlichen Kapazität 6 und dem gleich grossen Festkon-
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densator 7, deren Verbindungspunkt mit 8 bezeichnet ist. Als Brückenausgang wird im Gegensatz zu der bekannten Schaltung der Nullzweig 5,8 benutzt, an dem keine Spannung entsteht, wenn kei- ne Modulation vorhanden ist.
An dem Brückenausgang 5,8 entsteht eine modulierte Hochfrequenz, die bei jedem Nulldurchgang der Modulation ihre Phase um 1800 dreht. Ausserdem ist die am Brückenausgang 5,8 liegende modulierte Hochfrequenzspannung so klein, dass sie sich nicht gleichrichten lässt, weil die Amplitude dieser Spannung nicht bis in den geradlinigen Teil der Gleichrichterkennlinie hin- einragt. Aus diesen Gründen wird die gleichzurichtende Spannung der Mittelanzapfung 9 der Wick- lung 10,11 des Transformators 2 zugeführt. In der Wicklung 10, 11 ist eine Hochfrequenzspan- nung mit der gleichen Frequenz vorhanden, die die modulierte Hochfrequenzspannung hat. Diese an den beiden Wicklungen liegende Spannung ist wesentlich höher als die angelegte modulierte Hochfrequenz- spannung. Es erfolgt in der einen Hälfte der Wicklung, z.
B. 9, 10 eine Addition und in der andern
Hälfte der Wicklung, z. B. 9, 11 eine Subtraktion der beiden Spannungen. Dabei wird neben der er- wünschten Erhöhung der Spannung auch der Phasensprung kompensiert. Die entstehende modulierte Hoch- frequenzspannung kann somit ohne Schwierigkeit verzerrungsfrei gleichgerichtet werden. Die an der Wicklung 10,11 entstehenden Spannungen werden mit Hilfe von zwei Gleichrichtern 12,13 de- moduliert. Durch die gleichsinnige Anordnung der beiden Gleichrichter werden die Kondensatoren 14,
15 so aufgeladen, dass sich die, von den Wicklungen 10,11 zugeführten Spannungen gegenseitig aufheben. Es verbleibt nur eine Spannungsdifferenz, die der der Anzapfung 9 aus der Brücke zugeführ- ten, modulierten Hochfrequenzspannung entspricht. Die Widerstände 16,17 und 18 dienen zur Entla- dung der Kondensatoren 14, 15.
Die Schaltung funktioniert ohne Belastung des Ausgangs einwandfrei. Bei Anschluss eines Verbrau- chers wird über den Demodulator der Brückenkreis belastet. Da dieser Kreis kapazitiven Charakter hat, erfolgt durch diese Belastung eine Phasendrehung, die zu folgenden Effekten führt : Der innere Widerstand der Schaltung steigt mit der Belastung an und die Modulationstiefe der den Gleichrichtern 12,13 zu- geführten, modulierten Hochfrequenzspannung nimmt ab, da durch die Phasenverschiebung zwischen der von der Brücke gelieferten und der in der Wicklung 10, 11 vorhandenen Hochfrequenz keine optimale
Addition bzw. Subtraktion mehr stattfindet.
Durch Einfügen der Induktivität 19 nach der Erfindung werden folgende Vorteile erreicht : Die Impedanz der Brücke nimmt ohmschen Charakter an, so dass die von der Brücke abgegebene, modulierte Hochfrequenzspannung bezüglich ihrer Phasendrehung belastungs- unabhängig wird. Gleichzeitig wird der Quellwiderstand ein Minimum, da die Induktivität 19 mit der an der Brücke wirksamen Kapazität 6,7 bezüglich der Frequenz mit der Frequenz des Oszillators 1 auf Resonanz abgestimmt ist. Ausserdem erfolgt durch diese Massnahme eine optimale Addition und Sub- traktion der beiden Hochfrequenzspannungen, da sie phasengleich zusammengefügt werden. Damit wird durch diese Massnahme gleichzeitig das Rauschen der Schaltung stark herabgesetzt, da der Innenwider- stand ein Minimum erreicht und die Modulation durch die phasengleiche Addition bzw.
Subtraktion auf ihren optimalen Wert gebracht ist, auf diese Weise ist ein sehr gutes Stör-Nutz-Verhältnis gegeben.
Es ist bemerkenswert, dass die Induktivität 19 praktisch nicht nachgestimmt werden muss, wenn die Kondensatoren in der Brücke geändert, werden, sofern der Brückenkreis frequenzbestimmend für den Oszillatorjist ; die Schaltung, wird praktisch so ausgeführt. Dies beruht auf der Tatsache, dass es die glei- chen Kondensatoren sind, die für die Arbeitsfrequenz des Oszillators und für die Resonanz mit der Induk- tivität 19 verantwortlich sind, einmal in Reihe, das andere Mal parallelgeschaltet, wobei ihr Ver- hältnis durch den Brückenabgleich annähernd konstant bleibt.
Die Frequenz für den Oszillator 1 kann beliebig gewählt werden, sie muss nur ein Vielfaches der höchsten zu übertragenden Modulationsfrequenz betragen.
Die Fig. 2 zeigt eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 1, bei der an Stelle der beiden in Reihe geschalteten Kondensatoren 14,15 ein einziger Kondensator 20 verwendet wird, der zwischen den beiden Gleichrichtern 12,13 liegt. Der Brückenausgang 8 ist in diesem Fall mit einem Beleg des
Kondensators 20 verbunden. Auf diese Weise ist bei gleichen Vorteilen nur ein Ladekondensator vor- handen und der Entladewiderstand 18 entfällt. Diese Schaltung ist auch dann vorteilhaft, wenn der kapazitive Wandler, beispielsweise eine Mikrophonkapsel, mit Masseverbunden werden soll und ein un- symmetrischer Ausgang gewünscht wird.
Die Fig. 3 stellt eine weitere Abwandlung der Schaltungen nach den Fig. 1 und 2 dar. Wenn die
Wicklungen 10,11 des Transformators 2 wegfallen sollen, muss die für den Demodulator erfor- derliche Oszillatorspannung dem Transformator 2 über die Anzapfungen 21 und 22 der Sekundär- wicklung 3,4 entnommen werden. In diesem Falle ist in jede der beiden Zuleitungen zu dem De- modulator eine Induktivität 23 und 24 einzufügen, deren Grösse der bisherigen Induktivität entspre-
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chen muss. Die übrigen Bezugszeichen haben die gleiche Bedeutung wie in den Fig. 1 und 2.
Bei den kapazitiven Wandlern in Brückenschaltung ist es erforderlich, über einen vorwiegend hoch- frequenten Oszillator mit sehr geringer Amplituden-Störmodulation zu verfügen, da beim geringsten
Verstimmen des Brückenabgleiches das Oszillatorrauschen in Form von Amplituden-Störmodulation gleichgerichtet wird und am Ausgang des Demodulators als störendes, niederfrequentes Rauschen er- scheint.
Zur weiteren Herabsetzung der Störmodulation kann bei einem erfindungsgemässen kapazitiven
Wandler mit Transistoren an der Basis des Transistors des Oszillators eine durch einen Richtleiter gleich- gerichtete Oszillatorspannung als Gegenkopplungsspannung angelegt werden.
Durch geeignete Wahl der Diode lässt sich eine wesentlich geringere Störmodulation erreichen. Dies beruht auf dem Prinzip, die Hochfrequenz gleichzurichten und die so erhaltene Niederfrequenz an die
Basis des Transistors als Gegenkopplungsspannung zu legen. Ein Ausführungsbeispiel dieser Schaltung ist in Fig. 4 wiedergegeben, die ein hochfrequentes Kondensatormikrophon in Brückenschaltung mit einem
Transistor zeigt. Der Oszillator zur Erzeugung der Hochfrequenzspannung besteht aus dem Transistor 25, der Primärwicklung des Transformators 2 mit den Wicklungsenden 26 und 27, der Rückkopplungs- wicklung 28,29. Zur Erzeugung der Gegenkopplungsspannung dient die Wicklung 26,30 und die
Diode 31. An den Enden der Wicklung 26,30 entsteht eine Wechselspannung, die in den Spitzen genügend positiv wird, um die Diode 31 leitend zu machen.
Dadurch wird der Kondensator 32 po- sitiv aufgeladen, der so bemessen ist, dass seine Impedanz verglichen mit dem Basiswiderstand 33 des
Transistors 25 für die Hochfrequenz klein und für die Niederfrequenz gross ist. Dies bewirkt eine Ab- nahme des Kollektorstromes des Transistors 25 und damit eine Herabsetzung der Schwingungsamplitu- de. Es stellt sich ein Gleichgewicht ein, bei dem die Diode 31 gerade in den Spitzen leitend wird.
Durch die niederfrequente Gegenkopplung wird das Amplitudenrauschen des Oszillators stark verringert.
Dieser Oszillator wird beispielsweise mit einer Frequenz von 500 kHz betrieben.
Die übrigen Bezugszeichen haben die gleiche Bedeutung wie in den Fig. 1 und 2. Die Wirkungswei- se dieses hochfrequenten Kondensatormikrophons ist genau die gleiche, wie die der in den Fig. l und 2 gezeigten und vorstehend ausführlich beschriebenen kapazitiven Wandler und hat die gleichen Vorteile wie diese. Die Lage der erfindungsgemässen Induktivität ist nicht nur auf die beschriebenen Ausführungs- beispiele beschränkt, sondern es gibt verschiedene weitere Schaltungsmöglichkeiten, hiebei muss nur da- für gesorgt werden, dass die Induktivität (en) in Reihe mit der im Nullzweig der Brücke wirksamen Kapa- zität liegen.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Kapazitiver Wandler in einer wechselstromgespeisten Brückenschaltung, bestehend aus zwei in
Reihe geschalteten, vorzugsweise gleichgrossen, zumindest mit einem Teil ihrer Wicklungen auf gemein- samem Kern angeordneten Induktivitäten und zwei in Reihe geschalteten Kapazitäten, die beide oder deren eine durch mechanisch-elektrische oder akustisch-elektrische Wandler gebildet werden, wobei der am Nullzweig der Brücke wirksame Innenwiderstand vorzugsweise kapazitiver Natur ist und angenähert der Parallelschaltung der beiden Brückenkapazitäten entspricht, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens eine weitere Induktivität (19) mit der im Nullzweig der Brücke wirksamen Kapazität (6,7) in Reihe geschaltet ist und mit dieser Kapazität ein LC-Glied bildet,
dessen Resonanzfrequenz mit der
Frequenz des die Brücke speisenden Oszillators übereinstimmt.