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Verstärkerschaltung Beiverschiedenen Geräten, insbesondere bei Steuer- und Regelgeräten, tritt das Problem auf, in Abhängigkeit von einem kleinen Gleichstrom oder einer kleinen Gleichspannung, z. B. von der Ausgangsspannung einer Widerstandsmessbrücke, zwei Lastwiderstände, beispielsweise Heizwiderstände oder Relais im Gegentakt zu steuern.
Die Erfindung betrifft eine besonders einfache Verstärkerschaltung für diesen Zweck. Dabei soll als Vorverstärker ein Magnetverstärker in Selbstsättigungssehaltung verwendet werden, der zwei als Nach- verstärker dienende Transistoren im Gegentakt steuert. Der Magnetverstärker ist als Vorverstärker für diese Zwecke sehr geeignet, weil er stabil und robust ist und zudem den Vorteil hat, dass in ihm bei Verwendung mehrerer Steuerwicklungen verschiedene Steuersignale galvanisch getrennt einander überlagert werden können.
Eine Möglichkeit, zwei Transistoren durch einen Magnetverstärker im Gegentakt zu steuern, besteht darin, dass der Magnetverstärker selbst bereits als Gegentaktverstärker ausgelegt wird. Dann kann ohne Zwischensiebung eine nachfolgende Transistorstufe im Gegentakt ausgesteuert werden. Der Magnetverstärker in Gegentaktschaltung benötigt aber den doppelten Aufwand wie ein einfacher Magnetverstärker.
Um diesen Aufwand zu vermeiden, hat man für den genannten Zweck auch schon einen einseitigen Magnetverstärker mit nur einem Transduktor verwendet und ihn gegen eine konstante Gleichspannung arbeiten lassen, damit die Transistorstufe im Gegentakt ausgesteuert werden kann. Bei dieser bekannten Lösung ist es aber nötig, zwischen dem Magnetverstärker mit Gegenspannung und dem Transistoreingang Siebglieder zu schalten, die eine Glättung der verzerrten Ausgangsgleichströme des Magnetverstärkers vornehmen.
Die Verstärkerschaltung nach der Erfindung benötigt ebenfalls nur einen Magnetverstärker in Selbstsättigungsschaltung mit einfachem Ausgang zur Gegentaktsteuerung der beiden Transistoren, erfordert aber keinerlei Glättungsmittel zwischen den beiden Verstärkerstufen und ist deshalb im Aufbau wesentlich einfacher.
Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass als Speisespannung für die Lastkreise der beiden Transistoren die in einem Doppelweggleichrichter gleichgerichteten, ungeglätteten Halbwellen einer mit der Speisespannung des Magnetverstärkers gleichphasigen Wechselspannung dienen und dass die Steuerkreise der beiden Transistoren mit dem Ausgang des Magnetverstärkers ohne Zwischenschaltung von Glättungsmitteln derart verbunden sind, dass die ausgesteuerten Halbwellenteile der Ausgangsspannung des Magnetverstärkers den einen, die gesperrten Halbwellenteile den andem Transistor freigeben.
Die Verstärkerschaltung nach der Erfindung hat weiterhin den Vorteil, dass bei geeigneter Auslegung die Transistoren-mit äusserst geringer Verlustleistung betrieben werden können, obwohl sie nicht im reinen Schaltbetrieb arbeiten.
Die Verstärkerschaltung gemäss der Erfindung möge an Hand der Zeichnung näher erläutert werden.
Es zeigen : Fig. l, 7 und 13 verschiedene Ausführungsbeispiele der Erfindung im Schaltungsschema, Fig. 2-6, 8-11 und 14 - 16 Diagramme, die den Steuervorgang erläutern und Fig. 12 ein Diagramm, aus dem die geringe Verlustleistung des Transistors hervorgeht.
In Fig. l ist mit 1 ein Magnetverstärker in Selbstsättigungsschaltung mit Gleichstromausgang dargestellt. Er besteht aus den beiden Arbeitswicklungen 2 und 3, denen die beiden Steuerwicklungen 4 und 5
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wie sonst üblich, in der Mittelpunktsleitung, sondern ist in zwei gleiche Teilwiderstände 11 und 12 aufgespalten, von denen jeder in Reihe mit nur einer der beiden Arbeitswicklungen 2 bzw. 3 liegt. Jeder der beiden Widerstände 11 und 12 führt nur in einer der beiden Halbwellen der an der Sekundärwicklung 8 des Transformators 9 auftretenden Wechselspannung Strom. Je nach der Grosse der resultierenden Vormagnetisierung der beiden Transduktorkerne beginnt dieser Strom aber erst zu einem früheren oder späteren Zeitpunkt innerhalb der betreffenden Halbwelle.
Zu diesem Zeitpunkt liegt die gesamte Spannung an der Arbeitswicklung 2 bzw. 3 des betreffenden Transduktors. In dem genannten Zeitpunkt kommt der Kern des Transduktors in die Sättigung, und die Spannung an seiner Arbeitswicklung verschwindet bis auf
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Reihe geschalteten Teilwiderstand 11 bzw. 12 auftritt. Die beiden pnp-Transistoren 13 und 14 liegen, je in Reihe mit ihrem Lastwiderstand 15 bzw. 16, an der ungeglätteten Ausgangsspannung eines Doppelweggleichrichters 17, der wechselstromseitig von einer mit der Spannung in der Sekundärwicklung 8 phasengleichen Spannung gespeist wird.
Der Steuerkreis des Transistors 13 liegt unmittelbar an der Arbeitswicklung 3 des Magnetverstärkers 1, während der Steuerkreis des Transistors 14 an dem Teilwiderstand 11 der Arbeitswicklung 2 des Magnetverstärkers 1 liegt. Das hat zur Folge, dass der Transistor 13, dessen Arbeitskreis von dem Doppel weggleichrichter 17 ständig mit Spannungshalbwellen beaufschlagt wird, die den Emitter positiv gegen- über dem Kollektor machen, jeweils dann leitend wird und einen Kollektorstrom lel führt, wenn die von der linken Hälfte der Sekundärwicklung 8 gelieferte Wechselspannung als Spannung U 1 an der Arbeits- wicklung 3 des Magnetverstärkers 1 anliegt.
Das ist wegen des Gleichrichters 6 nur in jeder zweiten Halbwelle der Fall, u. zw. jeweils vom Beginn dieser Halbwelle bis zu einem Zeitpunkt innerhalb dieser Halbwelle, der von der Vormagnetisierung des Magnetverstärkers abhängt.
Der Steuerkreis des Transistors 14 liegt dagegen an der Spannung Ut, dise an dem Teilwiderstand 11 für die Arbeitswicklung 2 des Magnetverstärkers 1 auftritt. Die Spannung U an dem Teilwiderstand 11 tritt wegen des Gleichrichters 7 ebenfalls nur in jeder zweiten Halbwelle auf, u. zw. immer in denjenigen Halbwellen, in denen an der Arbeitswicklung 3 keine Spannung auftritt. Dabei setzt die Spannung Ut in der betreffenden Halbwelle mit einer von der Vormagnetisierung des Magnetverstärkers abhängigen Verzögerung ein und steht bis zum Ende der Halbwelle an.
Zweckmässig wird der die Steuerwicklungen 5 des Magnetverstärkers 1 durchfliessende Vormagneti- sierungsstrom Iv so eingestellt, dass bei dem Steuerstrom Is = 0 der Magnetversterker 1 gerade zur Hälfte ausgesteuert wird. Dann betragen die Zeiten, während deren die Spannungen U, bzw. U2 auftreten, genau eine halbe Halbwelle, und die Mittelwerte beider Spannungen sind, wie in Fig. 2 dargestellt. bei dem Steuerstrom Is = 0 einander gleich. Wird der Steuerstrom geändert, so ändern sich die Mittelwerte der beiden Spannungen Ul und U2 gegenläufig.
Die Diagramme der Fig. 3 und 4 gelten für den Fall, dass der Steuerstrom 18 = 0 ist. Fig. 3 zeigt oben
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zweiten Halbwelle auf, u. zw. hier in den mit ungeraden Ziffern 1 und 3 bezeichneten Halbwellen. Der Verlauf der Spannung umschliesst die schraffierten Spannungszeitflächen F und verläuft in den Zwischenzeiten etwa auf der Nullinie. Fig. 3 zeigt unten in gleicher Darstellung den entsprechenden Verlauf des Kollektorstromes leI des Transistors 13.
In Fig. 4 ist oben der Verlauf der Spannung U2 an dem Teilwiderstand 11 dargestellt. Entsprechend den schraffierten Flächen F 2 tritt diese Spannung nur in den mit geraden Ziffern versehenen Halbwellen auf. Das Gleiche gilt für den in Fig. 4 unten gezeigten Kollektorstrom Ic2 des Transistors 14. Die Zeit-
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stromes Iv jeweils genau eine viertel Periode.
Bei einem positiven Steuerstrom Is werden die Zeitpunkte, in denen der Steuerstrom Ic, verschwindet und der Steuerstrom I entsteht, innerhalb der betreffenden Halbwellen verspätet und es entsteht für den zeitlichen Verlauf der Kollektorströme das Bild nach Fig. 5. Das Umgekehrte tritt bei negativen Steuerströmen auf, bei denen der Sättigungszustand der Transduktorkerne innerhalb der betreffenden Halbwel- len bereits vor der Halbwellenmitte erreicht wird, so dass sich für die Kollektorströme das Bild nach Fig. 6 ergibt.
Bei der Schaltung nach Fig. 7 arbeiten die beiden Arbeitswicklungen 2 und 3 des Magnetverstärkers 1
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auf einen gemeinsamen Arbeitswiderstand 18, der somit in beiden Halbwellen stromführend ist, u. zw. wieder je nach der Grösse des Steuerstromes Is mit innerhalb der betreffenden Halbwelle verzögertem Einsatz des Stromes und damit der an ihm auftretenden Spannung Ua. Von den beiden Transistoren 13 und 19 ist der erste wieder als pnp-Transistor, der zweite jedoch als npn-Transistor ausgebildet.
Die beiden Transistor-Arbeitskreise. bestehend aus den beiden Transistoren 13 und 19 und den zugehörigen Lastwiderständen 15 und 16, liegen wieder parallel am Ausgang des Doppelweggleichrichters 17, der aus der Transformatorwicklung 20 mit einer Wechselspannung gespeist wird, die mit der den Magnetverstärker 1 spi- senden Wechselspannung gleichphasig ist.
Der Arbeitswiderstand 18 liegt mit seinem bei Stromdurchgang positiven Ende unmittelbar an dem Emitter des pnp-Transistors 13, während sein negatives Ende über einen Basis-Vorwiderstand 21 mit der Basis des Transistors 13 verbunden ist. Das negative Ende des Arbeitswiderstandes 18 ist ausserdem über einen Basis-Vorwiderstand 22 mit der Basis des npn-Transistors 19 verbunden, dessen Emitter unmittelbar an dem negativen Pol des Doppelweggleichrichters 17 liegt.
Die Kennlinie des Magnetverstärkers 1 sei entsprechend der Kennlinie Uz in Fig. 2 durch Wahl des ! Vormagnetisierungsstromes ly so weit verschoben, dass der Arbeitspunkt beim Steuerstrom Ig = 0 angenähert der halben Aussteuerung des Magnetverstärkers entspricht. Die Spannung Ua an dem Arbeitswiderstand 18 zwischen den Punkten A und B hat dann die in Fig. 8 dargestellte Form von zur Hälfte abgeschnittenen Sinushalbwellen. Die schraffierten Flächen F1, während deren Ua vorhanden ist, sind genau so gross wie die nicht schraffierten Flächen F., in denen die Wechselspannung an den Arbeitswicklungen des Magnetverstärkers liegt.
Die beiden Basis-Vorwiderstände 21 und 22 sind viel grösser als der Arbeitswiderstand 18, als die Wicklungswiderstände der Arbeitswicklungen 2 und 3 und als der Widerstand der Basis-Emitter-D'iodenstrecke der Transistoren. Der Basisstrom Ib1 des Transistors 13 ist dann praktisch durch die Spannung Ua zwischen A und B und dem Basis-Vorwiderstand 21 bestimmt. Der Lastwiderstand 15 und der Basis-Vorwiderstand 21 des Transistors 13 werden so gewählt, dass mit der ungesiebten Gleichspannung zwischen den Punkten C und D der Kollektorstrom Ii in jedem Zeitpunkt angenähert proportional dem Basisstrom Ibl ist. 1c1 hat dann ebenfalls angenähert die Form der schraffierten Flächen F1 in Fig. 8.
Der npn-Transistor 19 wird in Emitter-Basis-Schaltung betrieben. Sea Basisstrom Ib2 fliesst vom Punkt A nach B, von dort durch den Basis-Vorwiderstand 22 zum Emitter undvon dort zum Punkt D. Während der Zeitabschnitte tu - tu in Fig. 8 herrscht zwischen den Punkten A und B von dem Magnetverstärker her keine Spannung. Da der Basis-Vorwiderstand 22 viel grösser als der Arbeitswiderstand 18 ist, nimmt Punkt B fürdiese Zeitabschnitte angenähert das Potential von A an. Zwischen dem Basisanschluss des Transistors 19 und dem Punkt B liegt dann praktisch die ganze Speisespannung, d. h. die Ausgangsspannung des Doppelweggleichrichters 17.
Der Basis-Vorwiderstand 22 wird so gewählt, dass kurz vor dem Zeitpunkt t, in Fig. 8 der Kollektorstrom In des Transistors 19 dem Strom lc1 des Transistors 13 kurz nach dem Zeitpunkt t, entspricht. Wird weiter der Scheitelwert der Spannung an dem Arbeitswiderstand 18 gemäss Fig. 8 genau so gross gewählt, wie der Scheitelwert der nicht gesiebten Ausgangsspannung des Doppelweggleichrichters 17, d. h. der Speisespannung der Transistoren, so hat im Zeitabschnitt t2 - t3 der Punkt B das Potential von Punkt D.
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abschnitt t-t2 entsprechend der nicht schraffierten Fläche F2 in Fig. 8 Strom führt, während der Transistor 13 von t bis t entsprechend der schraffierten Fläche F. stromführend ist. Die Mittelwerte beider Kollektorströme sind bei dem Steuerstrom Is = 0 einander gleich.
Fliesst nun in der Steuerwicklung 4 ein von Null verschiedener Steuergleichstrom L, so verschiebt sich der"Zündpunkt"t des Magnetverstärkers gegen t1 oder t, je nach dem Vorzeichen von 1. Wird z. B. die Fläche F, grösser als F, so wird damit
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stromes Is die Spannung Ua am Arbeitswiderstand 18 und die zugehörigen Kollektorströme L. i und leg aufgetragen. Der schon erwähnte weitere Vorteil dieser Schaltung, nämlich die gute thermische Ausnutzung der Transistoren, geht aus Fig. 12 hervor, worin die bekannte Kennlinienschar eines Transistors dargestellt ist.
Us sei der Scheitelwert der Kollektorspeisespannung UCD Betrachtet man z. B. den Transistor 13 im Zeitpunkt kurz vor t2 in Fig. 8, so hat dort UCD ein Maximum, der Basisstrom Ibl ist aber gleich Null. Man befindet sich im Arbeitspunkt P auf der Widerstandsgeraden W, deren Neigung den Lastwider-
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IblP4 wandert. Für den npn-Transistor 19 ist der Weg derselbe, nur wird er in umgekehrter Richtung durchlaufen. Die Verlustleistung des Transistors ist in jedem Punkt P in Fig. 12 gleich dem Produkt aus dem zu-
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Dimensionierung der Schaltung nur sehr klein und weit entfernt von der Hyperbel H der zulässigen Verlustleistung.
Mit der vorliegenden Schaltung ist es also nicht nur möglich, die Siebglieder für die Lastspannung A - B und die Speisespannung C - D wegzulassen, sondern man gewinnt durch richtige Dimensionierung mit dem beschriebenen Kombinieren der ungesiebten Spannungen sogar wesentlich an thermischerAusnutzung der Transistoren.
Bei der Schaltung nach Fig. 13 hat der Magnetverstärker 1 Wechselstromausgang, und beide Transistoren 13 und 19 sind als pnp-Transistoren ausgeführt. Die an dem Arbeitswiderstand 18 auftretende Wechselspannung mit angeschnittenen Halbwellen dient als Steuerspannung für beide Transistoren, jedoch ist in den Steuerkreis des Transistors 19 zwischen den Punkten C und E noch eine der Transformatorwicklung 23 entnommene Wechselspannung Uy eingefügt.
Der Magnetverstärker 1 sei mit Hilfe des Vormagnetisierungsstromes Iv wieder auf halbe Aussteuerung eingestellt. Für diesen Fall zeigt Fig. 14 den Verlauf der Spannung Ua über die Zeit. Die Spannung Ua existiert nur während der schraffierten Halbwellenfläche F,, ist dagegen während der komplementären
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ein Kollektorstrom über den Lastwiderstand 15. Ist das Potential von B gegenüber A Null oder positiv, so fliesst kein Kollektorstrom. Im Transistor 19 fliesst dagegen Strom, wenn das Potential von B gegenüber dem Emitter Punkt E negativ ist. Damit dies in den nicht schraffierten komplementären Spannungszeit-
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sistor führt in jeder zweiten Halbwelle Strom, u. zw. der eine in den ausgesteuerten, der andere in den nicht ausgesteuerten Teilen der betreffenden Halbwelle.
Wie sich der Verlauf der Kollektorströme Ic1 und Issg ändert, wenn sich der Steuerstrom Is ändert, geht sinngemäss aus den Ausführungen zu Fig. 3 hervor (s. Fig. 15 und 16).
PATENTANSPRÜCHE :
1. Verstärkerschaltung mit zwei von einem Magnetverstärker in Selbstsättigungsschaltung mit einfachem Ausgang in Abhängigkeit von einem Steuergleichstrom in Gegentakt gesteuerten Transistoren, dadurch gekennzeichnet, dass als Speisespannung für die Lastkreise der beiden Transistoren (13,14 bzw.
13, 19) die in einem Doppelweggleichrichter (17) gleichgerichteten, ungeglätteten Halbwellen einer mit der Speisespannung des Magnetverstärkers gleichphasigen Wechselspannung dienen und die Steuerkreise der beiden Transistoren mit dem Ausgang der Magnetverstärker (1) ohne Zwischenschaltung von Glättungsmitteln derart verbunden sind, dass die ausgesteuerten Halbwellenteile (fil) der Ausgangsspannung des Magnetverstärkers den einen, die gesperrten Halbwellenteile (FJ den andern Transistor freigeben.