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Elektrisches Messgerät für verlustarme Impedanzen.
Zur Messung von elektrischen Impedanzen sind bereits verschiedene Verfahren bekannt geworden, so u. a. das Brückenmessverfahren, insbesondere zur Messung von Scheinwiderständen mit teilweise von Null stark abweichendem Phasenwinkel (z. B. Kabel, Verstärkerein-oder-ausgang usw. ), wobei gewöhnlich auch ein sehr grosser Betragsbereich gefordert wird. Handelt es sich aber um die Bestimmung von Impedanzen mit sehr kleinem Phasenwinkel, insbesondere solchen, die nahezu reine Reaktanzen und nur mit geringen Verlusten behaftet sind, so ist das Brückenmessverfahren, bei dem die Messgrösse mit entsprechenden Normalen verglichen wird, entweder zu ungenau oder aber es erfordert einen sehr grossen Aufwand, der für die Sonderaufgabe schlecht ausgenutzt ist.
Für solche Impedanzmessungen, insbesondere zur Verlustwinkelbestimmung von Kondensatoren, ist ein Substitutionsverfahren mit Resonanzabstimmung bekannt geworden. Dabei wird ein Messkreis, der aus einer möglichst verlustarmen Induktivität L und dem zu messenden Kondensator Ox besteht, von einem lose angekoppelten Sender in Resonanz erregt. Die Resonanzspannung zeigt ein Röhrenvoltmeter an. Zur Ermittlung des Kondensatorverlustes wird sodann Cx durch einen verlustarmen Normalkondensator ON und einen damit in Reihe liegenden Messwiderstand RN ersetzt und auf die gleiche Resonanzspannung am Röhrenvoltmeter eingestellt. Dieses Verfahren, das zwar für die Verlustwinkelbestimmung an Kondensatoren gegenüber dem vorerwähnten Brückenmessverfahren vorteilhaft ist, hat aber folgende grundsätzliche Nachteile.
Das Verfahren ist praktisch nur für Kapazitäten brauchbar. Der Normalwiderstand lässt sich bei hohen Messfrequenzen und nicht sehr kleinen Kapazitäten nicht genau genug einstellen. Man müsste Einstellgenauigkeiten von Milliohm verlangen, praktisch sind jedoch nur Zehntelohm realisierbar, so dass bei hohen Frequenzen, insbesondere Kurzwellen, nur grobe Interpolationen möglich sind. Schliess-
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den Verlust von CN, der ja nicht völlig vermieden werden kann, zu günstig gemessen wird. Dieser Fehler lässt sieh bei der Bestimmung des Verlustwinkels von Plattenmaterial vermeiden, indem zwei gleichgebaute Messkondensatoren (bestehend aus zwei verstellbaren Platten) verwendet werden und das zu messende Material zwischen die Platten von Cx eingeschoben wird, nicht aber, wenn ein beliebig gebauter Kondensator geprüft werden soll.
Ausserdem ist die Einstellgenauigkeit der Kondensatorplatten einer solchen Messstrecke bei dünnen zu untersuchenden Platten unbefriedigend, besonders wenn Dielektrika mit verhältnismässig hohen Dielektrizitätskonstanten gemessen werden sollen.
Die vorliegende Erfindung vermeidet die vorstehenden Nachteile der Substitutionsmethode
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an verlustarmen Impedanzen, nach dem Differenzverfahren durch die Verwendung eines Normalleitwertes geschaffen. Dieser wird vorteilhaft nach dem Prinzip der kapazitiven Transformation aufgebaut. An Hand der nachstehenden Ausführungen soll der Erfindungsgegenstand näher erläutert werden.
In Fig. 1 ist ein Ausführungsbeispiel des bei der vorliegenden Erfindung verwendeten Messkreises dargestellt. Der Messkreis besteht dabei aus einer Parallelschaltung einer möglichst verlustarmen Induktivität L, des verlustarmen Messkondensators Cjf, der als Drehkondensator ausgebildet ist, und eines veränderlichen Normalleitwertes GN. Wahlweise ist hiezu das Messobjekt X parallel zu schalten. Bei einem derartigen Messkreis ist zur Verlustwinkelmessung von Kondensatoren ON zunächst
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auf den kleinsten Wert und GN auf Null zu stellen, worauf bei angeschaltetem Messobjekt der Sender auf Resonanz abgestimmt wird und die Spannung E abzulesen ist.
Durch Abklemmen des Messobjekts und Nachstimmen mit CN sowie Erhöhung des Betrages von GN wird die gleiche Spannung sodann wiederhergestellt, somit ist die Messung ein Vergleich zwischen Mess-und Leerlaufsfall.
Die Messung von Spulen erfolgt ganz ähnlich, nur muss dabei der Messkondensator auf den grössten
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gemacht werden, sondern durch das vorstehend geschilderte Differenzverfahren fallen automatisch die Verluste des Normalkondensators sowie die Verlustkapazität der Klemmen des Messobjekts heraus.
Es ist ausserdem nicht erforderlich, den Normalleitwert in der Stellung Null verlustlos zu gestalten, da dieser Anfangsverlust ebenfalls herausfällt. Es ist ferner jetzt völlig gleichgültig, welcher Art die zu untersuchende Kapazität ist, so können beispielsweise auch Flüssigkeiten untersucht werden, was
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erst ermöglicht worden. Dieser ist erfindungsgemäss nach dem Prinzip der kapazitiven Transformation aufgebaut. Ein praktisches Ausführungsbeispiel wird durch Fig. 2 veranschaulicht. Es ist zu erkennen, dass die Transformation dadurch erreicht wird, dass der Messwiderstand an einen kapazitiven Spannungsteiler angeschlossen ist. Der kapazitive Spannungsteiler wird durch die Kapazitäten C und K gebildet, zu deren letzterer der Leitwert G parallel geschaltet ist.
Um nun das Messgerät zur Untersuchung in einem grossen Frequenzbereich nutzbar zu machen, ist es wichtig, die Kapazitäten des Spannungsteilers so zu bemessen, dass im ganzen Messbereich ein frequenzunabhängiges Transformationsverhältnis erzielt wird. An Hand eines Beispiels soll im folgenden auf die an den Normalleitwert zu stellenden Forderungen eingegangen sein. Es liegt im Rahmen der heutigen Entwicklung der Kurzwellentechnik, Verluste von Impedanzen auch noch bei Frequenzen in der Grössenordnung von 10 bis 20 MHz zu kennen, so dass ein Frequenzbereich von O'l bis 20 MHz durchaus keine übertriebene Forderung ist.
Die zur Untersuchung gelangenden Phasenwinkel sind dabei auch je nach dem Isoliermaterial sehr verschieden und betragen durchschnittlich 1"10-2 bis 1'10-4 und mÜssen wenigstens auf etwa 10% genau ermittelt werden können. Der Kapazitätsbereich schliesslich darf auch nicht allzu sehr eingeengt werden und ist nach oben durch die Endkapazität des Drehkondensators begrenzt. Als Beispiel dienen die Werte 20-600 fLF.
Für die vorgegebene Frequenzgrenze ergeben sich entsprechend Kapazität und Phasenwinkel be- stimmte Mindestforderungen, die unter Zugrundelegung der genannten Werte ein Variationsbereieh des Normalleitwertes der nachfolgenden Grösse erfordern :
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Praktisch lässt sich allerdings ein Wert von zirka 100 MMt bei der vorgegebenen oberen Frequenzgrenze nicht überschreiten, ohne dass der frequenzabhängige Fehler 10% übersteigt. Dies ist durch die verteilte Kapazität der Widerstandsstäbe bedingt. Für Frequenzen in der Grössenordnung von 2 MHz und darunter gilt als entsprechende Grenze 1 Mom. Um nun aber tatsächlich die angegebenen und unbedingt erforderlichen grossen Widerstandswerte zu realisieren, ist die kapazitive Transformation unerlässlich.
Der Scheinleitwert der in Fig. 2 angegebenen Schaltung ist
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Hieraus folgt ein Ersatzbild, das aus einer Parallelschaltung von C'und R'besteht mit den Werten
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Wenn man K gross gegen C macht, erhält man auf diese Weise beliebig grosse wirksame Widerstände R'.
Grundsätzlich könnte ein analoges Verfahren auch zur Herstellung sehr kleiner Widerstände (mOhm) dienen. Diese sind, wie eingangs erwähnt, bei der Reihenschaltung von ON und RN notwendig, aber auf direktem Wege nicht herstellbar. Hiefür müsste man eine Parallelschaltung eines Kondensators und einer Reihenschaltung eines zweiten Kondensators und des zu übersetzenden Widerstandes anwenden. Doch ergeben sich dabei ungünstigere Verhältnisse als im oben beschriebenen Falle.
Für den konstruktiven Aufbau des Normalleitwertes hat es sich als zweckmässig erwiesen, eine Dekadeneinteilung zu verwenden, die also eine Staffelung in Zehnerpotenz von Siemens zulässt. Man kann schliesslich auf diese Weise mit einer einfachen Schaltung, wie sie in Fig. 3 angegeben ist, den gesamten geforderten Bereich erhalten. Die grossen Widerstandswerte sind allerdings nur für Frequenzen bis 2 MHz brauchbar, werden aber auch ausschliesslich nur für die tiefen Frequenzen benötigt, so dass trotzdem wieder unter den in dem obigen Beispiel angegebenen Bedingungen keine Einschränkung des Messbereiches eintritt.
Für das Übersetzungsverhältnis der in Fig. 2 angegebenen Kapazitäten gilt die Gleichung
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Es lässt sich zeigen, dass der Frequenzbereich, in dem diese Gleichung gilt, um so grösser wird, je grösser man C wählt. Da jedoch dann auch C'sehr gross wird und dies die Messgenauigkeit des Gerätes beeinträchtigt, weil diese Kapazität dauernd zur Spule parallel liegt, darf C nur so gross gewählt werden, als unbedingt erforderlich. In dem genannten Ausführungsbeispiel ist mit Rücksicht auf die Empfindlichkeit des Gerätes eine wirksame Kapazität C'in der Grössenordnung von 70 pF unvermeidlich. Damit die Messbereiche sich auch aneinander anschliessen, staffelt man das Übersetzungsverhältnis u zweckmässig in Potenzen von 10.
Auch diese Staffelung der Übersetzungsverhältnisse ist aus der Fig. 3, die ein Ausführungsbeispiel des Gesamtaufbaues des Normalleitwertes zeigt, erkennbar. In der ersten Stufe (u = 1) ist die Kapazität C durch eine Kurzschlussverbindung (C =#) ersetzt.
Es ist zweckmässig, die wirksame Kapazität in allen Bereichen gleich gross zu machen, so dass beim Umschalten keine Verstimmung des Kreises eintritt. Im folgenden sei noch ein Beispiel für die
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<tb>
<tb> Bereich <SEP> C' <SEP> #u
<tb> u <SEP> C= <SEP> K=C'#u
<tb> #u-I
<tb> 1 <SEP> # <SEP> 70 <SEP> F
<tb> 10 <SEP> 102#3 <SEP> pF <SEP> 221#4 <SEP> ,,
<tb> 100 <SEP> 77#3 <SEP> ,, <SEP> 700 <SEP> ,,
<tb> 1000 <SEP> 72#3 <SEP> ,, <SEP> 2214 <SEP> ,,
<tb>
Um die Vorteile der vorbeschriebenen Erfindung ganz zur Auswirkung kommen zu lassen, ist es gemäss weiterer Erfindung wichtig, eine möglichst hohe Empfindlichkeit des Spannungsanzeigers und eine grosse zeitliche Konstanz aller Spannungen zu erzielen.
Während sich die erste Bedingung leicht einhalten lässt, gelingt die Einhaltung der zweiten bei Netzanschluss trotz Stabilisierungsmass- nahmen, etwa durch Glimmstrecken od. dgl., doch nur auf einige Prozente. Für eine einwandfreie
Messung würde dies aber nicht genügen. Es muss deshalb eine Anzeigeschaltung gewählt werden, die weniger empfindlich auf Spannungsschwankungen ist, als das übliche kompensierte Röhrenvoltmeter (mit oder ohne Verstärker).
Fig. 4 zeigt eine Ausführungsform des gesamten Messgerätes unter Verwendung eines Messkreises nach Fig. 1. Hiebei erzielt man eine weitgehende Unempfindlichkeit, insbesondere gegen Schwankungen der Energie des Senders, durch Anwendung eines Nullverfahrens. Die Spannung am Messkreis wird unmittelbar verglichen bzw. gleichgemacht einer zweiten, in einem festen Spannungsteiler abgegriffenen
Spannung. Die Differenz der gleichgerichteten Spannungen wird dem Anzeigeverstärker zugeführt.
Der Sender G mit veränderbarer Frequenz ist über die kleinen Kondensatoren Cl und C2 lose an die eigentliche Messsehaltung angekoppelt. In dem einen Zweig der Messschaltung liegt der feste
Kondensator Cg gegen Erde, in dem andern der Messkreis nach Fig. 1. An diese beiden Elemente sind an den mit A und B bezeichneten Punkten Gleichrichterstrecken G'i und G2 angeschaltet, im Aus- führungsbeispiel Dioden. Die Ausgänge der Gleichrichter sind in Reihe geschaltet, wobei Ri und Ra die Abschlusswiderstände der Gleichrichter bilden.
Zur hochfrequenten Überbrückung dienen die Kondensatoren C4, C6 und C6" Parallel zu den beiden Endpunkten der Gleichrichterausgänge C und D
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liegt ein Spannungsteiler g und R4), dessen Ende bzw. Mitte wahlweise über einen Schalter S mit dem Anzeigeverstärker V verbunden wird, der beispielsweise aus einer Röhre mit im Anodenkreis liegendem Instrument gebildet ist.
Die Messung beginnt nun bei Schalterstellung 2. Da der Messkreis bei Beginn der Messung verstimmt ist, tritt an ihm nur eine kleine Spannung auf, während am festen Spannungsteiler die volle Spannung liegt. Durch die gewählte Schaltung wird die Differenz der gleichgerichteten Spannungen bzw. in Schalterstellung 2 ein Bruchteil davon dem Anzeigeverstärker zugeführt. Diese Differenz wird zunächst angenähert gleich der Spannung an 6*3 sein und durch den Spannungsteiler R3, R4 in einem vorgegebenen Verhältnis geteilt, z. B. 1 : 20 od. dgl. Die Empfindlichkeit des Instrumentes ist
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mehr abgestimmt, so ist am Instrument zu verfolgen, dass mit wachsender Spannung am Messkreis die Differenz der gleichgerichteten Spannungen kleiner wird.
Durch geeignete Einstellung des Koppelkondensators 01 erreicht man nun, dass die Spannung am Messkreis bei Resonanz exakt gleich wird der Spannung am festen Spannungsteiler ; dann ist der Ausschlag des Anzeigeinstrumentes Null und diese Nulleinstellung ist ganz unabhängig von allen Spannungsschwankungen.
Das vorstehende Ausführungsbeispiel zeigt noch eine weitere Möglichkeit der Empfindlichkeitssteigerung durch Umschaltung von Schalter S nach Stellung 1. Die Erhöhung der Empfindlichkeit ergibt sich aus dem vorher gewählten Übersetzungsverhältnis von Ra : Zu
Wie eingangs beschrieben, vollzieht sich nun der zweite Teil der Messung so, dass mit abgeschaltetem Messobjekt die Messung wiederholt wird durch neue Abstimmung von CN und Einregelung von GN bei unveränderter Stellung von C,. Es folgen automatisch Betrag wie Phasenwinkel der untersuchten Impedanz.
PATENT-ANSPRÜCHE :
1. Messgerät, insbesondere für Messungen an verlustarmen Impedanzen nach dem Differenzverfahren, dadurch gekennzeichnet, dass der Ohmsche Messwiderstand (G) mittels einer kapazitiven Transformation als abgreifbarer Normalleitwert (GN) verwendet wird.