WO2026014162A1 - モータ制御装置 - Google Patents

モータ制御装置

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WO2026014162A1
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WO
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modulation factor
control device
motor control
motor
phase
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広大 武田
峻 谷口
崇文 原
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Hitachi Ltd
Astemo Ltd
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Hitachi Ltd
Astemo Ltd
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device.
  • the present invention was made in consideration of the above, and aims to provide a motor control device that can achieve a voltage output that is closer to the command value while suppressing an increase in calculation load.
  • the present application includes multiple means for solving the above problem.
  • One example is a motor control device that controls the drive of an AC motor connected to an inverter having multiple switching elements, and includes: a dq-axis voltage command generation unit that generates dq-axis voltage command values for the AC motor for each predetermined calculation period; a modulation factor command generation unit that generates one or more modulation factor command values based on the dq-axis voltage command values, the phase of the AC motor, and the number of times the switching elements perform switching within the calculation period; and a duty command generation unit that generates a duty command value for generating a gate signal that controls the operation of the switching elements based on the modulation factor command values, and the modulation factor command generation unit switches the method of generating the modulation factor command value in accordance with the number of switching times when the number of switching times is equal to or greater than a predetermined number.
  • FIG. 2 is a functional block diagram showing the configuration of the motor control device together with related configurations.
  • FIG. 3 is a functional block diagram showing the processing content of a modulation factor command generating unit according to the first embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of setting a reference phase. 10 is a diagram showing the relationship between a modulation rate (true modulation rate) obtained by coordinate transformation of a voltage command value and a linear approximation formula.
  • FIG. FIG. 2 is a diagram schematically illustrating the rising and falling edges of a pulse.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of conventional inverter control as a comparative example.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a comparative example in which a zero-order hold is applied.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of conventional inverter control as a comparative example.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a comparative example of an error in the present invention and an error when the reference phase is fixed.
  • FIG. 10 is a functional block diagram showing the processing contents of a modulation factor command generating unit according to a second embodiment.
  • FIG. 11 is a functional block diagram showing the processing contents of a modulation factor command generating unit according to a third embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the true modulation factor obtained by coordinate transformation of a voltage command and an approximate expression.
  • FIG. 13 is a functional block diagram showing the processing content of a modulation factor command generating unit according to a fourth embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the true modulation factor obtained by coordinate transformation of a voltage command and an approximate expression.
  • Figure 1 is a functional block diagram showing the configuration of a motor control device according to this embodiment, along with related components.
  • the AC motor 2 which is the object of control by the motor control device 1
  • the motor control device 1 is connected to the motor control device 1 via an inverter 3 having multiple switching elements.
  • the inverter 3 controls the three-phase AC voltage supplied to the AC motor 2 by switching the switching elements ON/OFF in response to the gate drive signal output by the motor control device 1.
  • the AC motor 2 is a synchronous motor that is driven to rotate by a three-phase AC voltage supplied from the inverter 3.
  • the AC motor 2 has a rotational position sensor 2a to control the phase of the three-phase AC voltage applied from the inverter 3 to match the phase of the induced voltage of the AC motor 2.
  • the rotational position sensor 2a can be, for example, a resolver composed of an iron core and windings.
  • the rotational position sensor 2a can be configured using a GMR (Giant Magneto-Resistive effect) sensor or a Hall element.
  • the motor control device 1 has a voltage command generation unit 4, a modulation factor command generation unit 5, a duty command generation unit 6, a gate command generation unit 7, and a rotational position detection unit 8.
  • the rotational position detection unit 8 detects the rotational position ⁇ of the rotor in the AC motor 2 based on the output signal of the rotational position sensor 2a. Note that instead of detecting the rotational position ⁇ of the rotor from the output signal of the rotational position sensor 2a, the rotational position ⁇ of the rotor of the AC motor 2 may be estimated from the currents and voltages of various parts, and this value may be used as the detection value.
  • the voltage command generation unit 4 has a control function for controlling the output of the AC motor 2, and generates and outputs voltage command values (Vd*, Vq*) (dq-axis voltage command values) so that the output of the AC motor 2 (motor output) matches the command values input from a higher-level control device (details omitted) that controls the entire system including the motor control device 1, AC motor 2, inverter 3, etc.
  • the voltage command generation unit 4 recalculates and updates the voltage command values (Vd*, Vq*) at each update period (control period). For example, the current, magnetic flux, rotation speed, torque, etc. can be used as the control variables for the motor output.
  • the switching count memory unit 9 is a memory function unit, such as a memory, that stores the switching count determined by the higher-level control device and input to the motor control device 1.
  • the switching count stored in the switching count memory unit 9 is the number of times the switching elements of the inverter 3 are switched ON/OFF during one control cycle. For example, if the switching count is 3 times, the switching elements of the inverter 3 are switched ON/OFF three times within one control cycle.
  • the modulation factor command generation unit 5 generates modulation factor command values (three-phase modulation factor command values) equal to the number of switching times for each of the U, V, and W phases using the voltage command values (Vd*, Vq*) generated by the voltage command generation unit 4, the DC voltage DCV connected to the inverter 3, the rotational position ⁇ of the AC motor 2 detected by the rotational position detection unit 8, and the number of switching times stored in the switching count memory unit 9.
  • Figure 2 is a functional block diagram showing the processing performed by the modulation rate command generation unit.
  • the modulation factor command generation unit 5 is composed of a reference phase output unit 51, a coefficient calculation unit 52, a differentiator 53, a phase calculation unit 54, and a modulation factor calculation unit 55.
  • the U phase will be described as a representative of the three phases, U, V, and W, but similar operations are performed for the V and W phases.
  • the reference phase output unit 51 sets two phases ⁇ 0 and ⁇ 1, starting from the control period, as reference phases according to the switching count N stored in the switching count memory unit 9.
  • Figure 3 shows an example of how reference phases are set. Note that the reference phases ⁇ 0 and ⁇ 1 are different from the "phase representing the nth control period" described below.
  • the coefficient calculation unit 52 uses the reference phases ⁇ 0 and ⁇ 1 set by the reference phase output unit 51 to calculate the coefficients of the modulation factor approximation equation used by the modulation factor calculation unit 55 in the subsequent stage.
  • the voltage command values (Vd*, Vq*) from the voltage command generator 4 are first coordinate-converted to three-phase voltages using the following (Equation 1), and the coordinate-converted values are then divided by the DC voltage DCV to calculate the three-phase modulation factor command values.
  • Figure 4 shows the relationship between the modulation rate (true modulation rate) obtained by coordinate transformation of the voltage command value and the linear approximation equation.
  • Equation 2 The linear approximation formula showing the change in modulation rate m is expressed as the following (Equation 2), with phase ⁇ as a variable.
  • the coefficients a and b obtained using Equation 4 above are output to the modulation factor calculation unit 55.
  • the phase calculation unit 54 sets N phases for which modulation factor command values should be calculated in the subsequent modulation factor calculation unit 55 based on the switching count from the switching count memory unit 9, the detection result (electrical angle) from the rotational position detection unit 8, and the electrical angular velocity ⁇ obtained by differentiating the electrical angle in the differentiator 53.
  • N the number of phases for which modulation factor command values should be calculated.
  • phase ⁇ n representing the nth control cycle for which the modulation factor is to be calculated can be calculated using the following (Equation 5), where T is the control cycle, ⁇ is the electrical angular velocity, and ⁇ S is the phase corresponding to the start of the control cycle.
  • the electrical angular velocity ⁇ is determined by differentiating the electrical angle using the differentiator 53, but an electrical angle obtained by another method may also be used, for example, a command value in speed control.
  • the explanation is based on the assumption that the electrical angular velocity is constant, but this is not limiting.
  • the angular acceleration may be obtained in advance, and the phase ⁇ n may be determined on the assumption that the electrical angular velocity changes gradually.
  • the modulation factor calculation unit 55 reflects the coefficients a and b shown in (Equation 4) above, obtained by the coefficient calculation unit 52, in (Equation 2) above, and substitutes the phase ⁇ n obtained in (Equation 5) above into this formula to calculate the modulation factor command value mun* corresponding to the nth phase, and outputs it to the duty command generation unit 6.
  • the duty command generator 6 of the motor control device 1 generates a duty command value based on the modulation factor command value obtained from the modulation factor command generator 5.
  • the duty command generator 6 uses the following (Equation 6) to convert the modulation factor command value mun* to a duty command value Dun*, assuming that the value is 1 when the phase is always ON in one control cycle.
  • the gate command generator 7 calculates and sets the timing for switching the inverter 3's switching elements ON/OFF (switching timing) in a format suitable for a microcomputer, etc., based on the duty command value Dun* generated by the duty command generator 6, and outputs this as a gate drive signal to the inverter 3.
  • the gate command generator 7 calculates the switch timing Tswn using the following (Equation 7).
  • Figure 5 is a diagram that shows the pulse rise and fall when the above equation (7) is satisfied, with the horizontal axis representing time t.
  • Figure 6 shows an example of conventional inverter control as a comparison example with the present invention.
  • Figure 6 for example, when a normal pulse waveform is shown, one switch timing in the next control cycle is calculated during one control cycle. Therefore, to improve the inverter's carrier frequency, it is necessary to shorten the control cycle. However, in reality, there is a limit to how much the control cycle can be shortened, so it is not always possible to increase the carrier frequency to the desired frequency.
  • Figure 7 illustrates the application of zero-order hold as a comparative example to the present invention. As shown in Figure 7, if zero-order hold is applied to reduce the calculation load and the same modulation factor is used at all switch timings, an error will occur in the actual modulation factor command value, and the voltage will not be output as commanded.
  • a motor control device 1 controls the drive of an AC motor 2 connected to an inverter 3 having multiple switching elements, and includes a voltage command generation unit 4 that generates a voltage command value for the AC motor 2 for each predetermined calculation period; a modulation factor command generation unit 5 that generates one or more modulation factor command values based on the voltage command value, the phase of the AC motor 2, and the number of times N the switching elements perform switching within the calculation period; and a duty command generation unit 6 that generates a duty command value for generating a gate signal that controls the operation of the switching elements based on the modulation factor command value.
  • the modulation factor command generation unit 5 is configured to switch the method of generating the modulation factor command value in accordance with the number of switching times N when the number of switching times N is equal to or greater than a predetermined number. As a result, by calculating multiple switch timings within one control period, it is possible to improve the carrier frequency while suppressing an increase in calculation load, and to achieve a voltage output that is closer to the command value.
  • the control period of the reference phase used by the coefficient calculation unit 52 is configured to change according to the number of switching times N, so errors can be suppressed more effectively than when the control period is not changed.
  • Figure 8 is a diagram showing a comparison between the error in the present invention and the error when the reference phase is fixed, with the horizontal axis representing N and the vertical axis representing N approximated modulation rate command values and the maximum value of the error in the modulation rate calculated by coordinate transformation. As shown in Figure 8, it can be seen that by changing the reference phase as in the present invention, modulation rate errors can be suppressed more effectively than when the reference phase is not changed according to the number of switching times N.
  • the reference phase that minimizes the maximum modulation factor error may be calculated, for example, by solving the minimization problem of the following (Equation 8) in real time.
  • a specific phase can be calculated by specifying the reference phase as a relative position, with the start point of the control cycle being 0 and the end point being 1, and substituting the relative phases ⁇ 0 and ⁇ 1 in place of the (2n-1)/2N term in the above (Equation 5).
  • This embodiment shows a case where the order of the approximation equation is changed depending on the operating conditions.
  • the same components as in the first embodiment are given the same reference numerals, and descriptions will be omitted where appropriate.
  • Figure 9 is a functional block diagram showing the processing performed by the modulation factor command generation unit according to this embodiment.
  • the modulation factor command generation unit 5A is composed of a reference phase output unit 51A, a coefficient calculation unit 52A, a differentiator 53, a phase calculation unit 54, and a modulation factor calculation unit 55A. Furthermore, an order determination unit 10 is provided outside the modulation factor command generation unit 5A in the motor control device 1.
  • the U phase will be described as a representative of the three phases, U, V, and W, but similar operations are performed for the V and W phases.
  • the order determination unit 10 determines the order p of the approximation formula used to calculate the modulation rate in the modulation rate calculation unit 55A according to the operating conditions of the AC motor 2.
  • the operating conditions that the order determination unit 10 refers to when determining the order p include, for example, the rotation speed.
  • the reference phase output unit 51A sets two phases ⁇ 0 and ⁇ 1, starting from the control period, as reference phases in accordance with the switching count N stored in the switching count memory unit 9 and the order p determined by the order determination unit.
  • the coefficient calculation unit 52A uses the reference phases ⁇ 0 and ⁇ 1 set by the reference phase output unit 51A to calculate the coefficients of an approximation equation (pth-order polynomial) for the modulation factor used in the subsequent modulation factor calculation unit 55A.
  • Equation 2 shown in the first embodiment to a pth-order polynomial gives the following (Equation 9).
  • the coefficient vector a is determined by multiplying the modulation rate vector m by the inverse matrix of ⁇ from the left.
  • the modulation factor calculation unit 55A reflects the coefficient vector a obtained by the coefficient calculation unit 52A using the above (Equation 10) in the pth-order polynomial shown in the above (Equation 9), and by substituting the phase ⁇ n obtained by the phase calculation unit 54 into this pth-order polynomial, it calculates the modulation factor command value mun* corresponding to the nth phase and outputs it to the duty command generation unit 6.
  • This embodiment configured as described above, can also achieve the same effects as the first embodiment.
  • first-order approximation may not be able to ensure the required modulation factor approximation accuracy.
  • by dynamically switching the order p it is possible to ensure approximation accuracy, particularly in areas where the control period T and the fundamental wave frequency of the three-phase modulation factor are close, such as in high rotation areas.
  • polynomial may include variables other than the reference phase or terms with non-integer exponents.
  • Figure 10 is a functional block diagram showing the processing performed by the modulation factor command generation unit according to this embodiment.
  • the modulation factor command generation unit 5B has two systems of modulation factor command generation units 5B1 and 5B2.
  • the modulation factor command generation units 5B1 and 5B2 have the same configuration, and each is composed of a reference phase output unit 51, a coefficient calculation unit 52, a differentiator 53, a phase calculation unit 54, and a modulation factor calculation unit 55.
  • Figure 11 shows the relationship between the true modulation rate obtained by coordinate transformation of the voltage command and the approximate formula.
  • modulation factor command generators 5B1 and 5B2 correspond to the two dashed approximate straight lines (approximation formulas) when the control period T is divided into two. For example, consider a case where modulation factor command generator 5B1 is responsible for the first half of the control period, and modulation factor command generator 5B2 is responsible for the second half of the control period. In this case, modulation factor command generator 5B1, which is responsible for the first half of the control period, outputs phases ⁇ 0 and ⁇ ' as reference phases. Similarly, modulation factor command generator 5B2, which is responsible for the second half of the control period, outputs ⁇ ' and ⁇ 1 as reference phases.
  • control period may be divided into two or more parts, with multiple modulation factor command generators each responsible for each part.
  • This embodiment configured as described above, can also achieve the same effects as the first embodiment.
  • the three-phase modulation rate is equivalent to being approximated by a multi-step broken line, modulation rate errors can be reduced compared to approximating it with a single straight line (first-order approximation).
  • This embodiment shows a case where the coefficients of the modulation factor approximation equation are calculated using the modulation factor command values for the reference phase calculated in the previous control cycle and the current control cycle.
  • components similar to those in the first embodiment are given the same reference numerals, and descriptions will be omitted where appropriate.
  • FIG. 12 is a functional block diagram showing the processing performed by the modulation factor command generation unit according to this embodiment.
  • the modulation factor command generation unit 5C is composed of a reference phase output unit 51C, a coefficient calculation unit 52C, a differentiator 53, a phase calculation unit 54, a modulation factor calculation unit 55, and a previous value storage unit 56.
  • the reference phase output unit 51C outputs a single constant reference phase ⁇ f regardless of the number of switching operations N.
  • Figure 13 shows the relationship between the true modulation rate obtained by coordinate transformation of the voltage command and the approximate formula.
  • the previous value storage unit 56 stores the modulation factor command value muf* calculated for the reference phase ⁇ f by the coefficient calculation unit 52 in the previous control cycle T' as the previous modulation factor command value muf*'.
  • the coefficient calculation unit 52C calculates the coefficient of (Equation 2) shown in the first embodiment from (Equation 11) below using the modulation factor command value muf*' calculated in the previous control cycle T' and the modulation factor command value muf* calculated in the current control cycle T.
  • This embodiment configured as described above, can also achieve the same effects as the first embodiment.
  • coordinate transformation is performed only once within the control period, which allows for a significant reduction in the amount of calculations. Furthermore, since the approximation error of the modulation factor tends to increase, it is more effective to use this method in low to medium speed regions where the fundamental wave period of the three-phase modulation factor is sufficiently long compared to the control period and the modulation factor changes slowly, or in regions where the control period is fast.
  • the values and number of reference phases have been described as being determined according to the number of switching operations as in the first embodiment, or according to the degree of the polynomial as in the second embodiment, but this is not limiting.
  • the values and number of reference phases may also be determined according to the amount of error that can be tolerated in the modulation rate, or the rotational speed of the motor.
  • signal lines and information lines shown are those considered necessary for the explanation, and do not necessarily represent all control lines and information lines.
  • the above-mentioned configurations, functions, processing units, processing procedures, etc. do not necessarily need to be located in the same physical location; for example, some may be located on a network or in the cloud via communications, etc.
  • 1...Motor control device 2...AC motor, 2a...Rotational position sensor, 3...Inverter, 4...Voltage command generator, 5, 5A, 5B, 5C...Modulation rate command generator, 6...Duty command generator, 7...Gate command generator, 8...Rotational position detector, 9...Switching count memory, 10...Order determination unit, 51, 51A, 51C...Reference phase output unit, 52, 52A, 52C...Coefficient calculation unit, 53...Differentiator, 54...Phase calculation unit, 55, 55A...Modulation rate calculation unit, 56...Previous value memory

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Abstract

複数のスイッチング素子を有するインバータに接続された交流モータの駆動を制御するモータ制御装置であって、交流モータに対するｄｑ軸電圧指令値を予め定めた演算周期ごとに生成するｄｑ軸電圧指令生成部と、ｄｑ軸電圧指令値と交流モータの位相とスイッチング素子が演算周期内に行うスイッチング回数とに基づいて、１つ以上の変調率指令値を生成する変調率指令生成部と、変調率指令値に基づいて、スイッチング素子の動作を制御するゲート信号を生成するためのデューティ指令値を生成するデューティ指令生成部と、を備え、変調率指令生成部は、スイッチング回数が予め定めた回数以上のときには、スイッチング回数に応じて変調率指令値の生成方法を切り替える。これにより、計算負荷増加を抑制しつつ、指令値により近い電圧出力を実現することができる。

Description

モータ制御装置
　本発明は、モータ制御装置に関する。
　モータドライブシステムにおいては高効率化が求められている。現代のモータドライブではＰＷＭ（パルス幅変調）によって出力電圧を制御しているが、パルス電圧が含む高調波電圧によって生じる高調波電流がモータ鉄損や磁石損の増加要因となっている。一方、非同期ＰＷＭ領域（キャリア信号とモータの電気角が同期していないＰＷＭ）においては、ＰＷＭによって生じる高調波電流を低減しモータ損失を抑制するには、より高いキャリア周波数（スイッチング周波数）を用いることが有効である。特に、近年応用が進んでいるＳｉＣなどのワイドバンドギャップ半導体では、キャリア周波数の増加に対してインバータのスイッチング損失があまり増加しないため、モータの高調波電流による損失の低減効果が上回り、ドライブシステムとして効率が向上する領域が広がっている。
　一般的なインバータ制御では、１制御周期で次の制御周期内における１回分のスイッチタイミングを計算する。したがって、インバータのキャリア周波数を向上するには制御周期を短くする必要がある。しかし、実際には制御周期の短縮には限界があるため、必ずしもキャリア周波数を所望の周波数まで上げることができない。そこで、１制御周期で複数のスイッチタイミングを計算することを考える。これにより、実効的なキャリア周波数を制御周期の整数倍に上げられる。
　例えば、特許文献１では、同期ＰＷＭにおいて、事前に変調率と回転数に対して複数のスイッチタイミングを計算しテーブルとして出力することで、１制御周期内で複数回のスイッチタイミングを設定することを可能にしている。
特開２０２０－８８８９２号公報
　非同期ＰＷＭにおいて、１制御周期内で複数のスイッチタイミングを計算するために、各スイッチタイミングθにおける三相変調率指令値（三相電圧指令値を直流電圧で規格化したもの）を計算することを考える。三相変調率指令値ｍｕｖｗ＊の計算には、三角関数を含むｄｑ軸／三相座標変換を用いるため、スイッチタイミングの数が増えるにつれて計算負荷が増加し、制御周期内に計算が完了できなくなる。
　本発明は上記に鑑みてなされたものであり、計算負荷増加を抑制しつつ、指令値により近い電圧出力を実現することができるモータ制御装置を提供することを目的とする。
　本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、複数のスイッチング素子を有するインバータに接続された交流モータの駆動を制御するモータ制御装置であって、前記交流モータに対するｄｑ軸電圧指令値を予め定めた演算周期ごとに生成するｄｑ軸電圧指令生成部と、前記ｄｑ軸電圧指令値と前記交流モータの位相と前記スイッチング素子が前記演算周期内に行うスイッチング回数とに基づいて、１つ以上の変調率指令値を生成する変調率指令生成部と、前記変調率指令値に基づいて、前記スイッチング素子の動作を制御するゲート信号を生成するためのデューティ指令値を生成するデューティ指令生成部と、を備え、前記変調率指令生成部は、前記スイッチング回数が予め定めた回数以上のときには、前記スイッチング回数に応じて変調率指令値の生成方法を切り替えるものとする。
　本発明によれば、計算負荷増加を抑制しつつ、指令値により近い電圧出力を実現することができる。
モータ制御装置の構成を関連構成とともに示す機能ブロック図である。 第１の実施の形態に係る変調率指令生成部の処理内容を示す機能ブロック図である。 基準位相の設定例を示す図である。 電圧指令値を座標変換して得られる変調率（真の変調率）と一次近似式との関係を示す図である。 パルスの立ち上がりおよび立ち下がりの様子を模式的に示す図である。 比較例として、従来のインバータ制御の一例を示す図である。 比較例として、０次ホールドを適用した様子を例示する図である。 本願発明における誤差と基準位相を固定とした場合の誤差との比較例を示す図である。 第２の実施の形態に係る変調率指令生成部の処理内容を示す機能ブロック図である。 第３の実施の形態に係る変調率指令生成部の処理内容を示す機能ブロック図である。 電圧指令の座標変換により得られる真の変調率と近似式との関係を示す図である。 第４の実施の形態に係る変調率指令生成部の処理内容を示す機能ブロック図である。 電圧指令の座標変換により得られる真の変調率と近似式との関係を示す図である。
　以下、本発明の実施の形態について図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、本実施の形態においては、モータ制御装置の制御対象として３相交流モータおよびインバータを例示して説明するが、これに限られず、例えば、３相以外の多相交流モータおよびインバータを制御対象としてもよい。
　＜第１の実施の形態＞
  本発明の第１の実施の形態を図１～図８を参照しつつ説明する。
　図１は、本実施の形態に係るモータ制御装置の構成を関連構成とともに示す機能ブロック図である。
　図１に示すように、モータ制御装置１の制御対象である交流モータ２は、複数のスイッチング素子を有するインバータ３を介してモータ制御装置１と接続されている。インバータ３は、モータ制御装置１が出力するゲート駆動信号に応じてスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えることにより、交流モータ２へ供給する３相交流電圧を制御する。
　交流モータ２は、インバータ３から供給される３相交流電圧により回転駆動される同期モータである。交流モータ２は、インバータ３から印加される３相交流電圧の位相を交流モータ２の誘起電圧の位相に合わせて制御するために、回転位置センサ２ａを有している。ここで、回転位置センサ２ａには、例えば、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバなどを用いることができる。あるいは、ＧＭＲ（Giant Magneto Resistive effect）センサやホール素子を用いて回転位置センサ２ａを構成してもよい。
　モータ制御装置１は、電圧指令生成部４、変調率指令生成部５、デューティ指令生成部６、ゲート指令生成部７、および回転位置検出部８、を有している。
　回転位置検出部８は、回転位置センサ２ａの出力信号に基づいて、交流モータ２におけるロータの回転位置θを検出する。なお、回転位置センサ２ａの出力信号からロータの回転位置θを検出するのに代えて、各部の電流や電圧などから交流モータ２のロータの回転位置θを推定し、その値を検出値として用いるように構成してもよい。
　電圧指令生成部４は、交流モータ２の出力を制御するための制御機能を有しており、モータ制御装置１や交流モータ２、インバータ３などを含むシステム全体を制御するような上位制御装置（詳述は省略）から入力された指令値と交流モータ２の出力（モータ出力）が一致するように、電圧指令値（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）（ｄｑ軸電圧指令値）を生成し出力する。電圧指令生成部４は、更新周期（制御周期）ごとに電圧指令値（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を再計算して更新する。なお、例えば、電流や磁束、回転数、トルクなどをモータ出力の制御量とすることができる。
　スイッチング回数記憶部９は、上位制御装置で決定されてモータ制御装置１に入力されるスイッチング回数を記憶する、例えば、メモリなどのような記憶機能部である。スイッチング回数記憶部９に記憶されるスイッチング回数とは、１制御周期の間にインバータ３のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替える回数である。例えば、スイッチング回数が３［回］である場合、インバータ３のスイッチング素子は１制御周期内でＯＮ／ＯＦＦが３回切り替わる。
　変調率指令生成部５は、電圧指令生成部４で生成された電圧指令値（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）と、インバータ３に接続された直流電圧ＤＣＶと、回転位置検出部８で検出された交流モータ２の回転位置θと、スイッチング回数記憶部９に記憶されたスイッチング回数とを用いてＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相ごとにスイッチング回数個の変調率指令値（三相変調率指令値）を生成するものである。
　図２は、変調率指令生成部の処理内容を示す機能ブロック図である。
　図２に示すように、変調率指令生成部５は、基準位相出力部５１、係数算出部５２、微分器５３、位相計算部５４、および変調率計算部５５から構成されている。なお、以下の説明においては、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のうちＵ相について代表して説明するが、Ｖ相、Ｗ相についても同様の操作を行う。
　基準位相出力部５１は、スイッチング回数記憶部９に記憶されたスイッチング回数Ｎに応じて制御周期を始点にした２つの位相θ０，θ１を基準位相に設定する。図３は、基準位相の設定例を示す図である。なお、基準位相θ０，θ１は、後述する「ｎ番目の制御周期を代表する位相」とは異なるものである。
　係数算出部５２は、基準位相出力部５１で設定した基準位相θ０，θ１を用いて、後段の変調率計算部５５で用いる変調率の近似式の係数を算出する。
　具体的には、まず基準位相θ０，θ１について、電圧指令生成部４からの電圧指令値（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を下記の（式１）によって三相電圧へ座標変換し、座標変換後の値を直流電圧ＤＣＶで除すことにより、三相の変調率指令値を計算する。
　図４は、電圧指令値を座標変換して得られる変調率（真の変調率）と一次近似式との関係を示す図である。
　図４に示すように、基準位相θ０，θ１におけるＵ相の変調率指令値をそれぞれｍｕ０＊，ｍｕ１＊とすると、（θ０，ｍｕ０＊）,（θ１，ｍｕ１＊）の組が得られる。
　変調率ｍの変化を示す一次近似式は位相θを変数として下記の（式２）で表される。
　上記の（式２）の変調率ｍと位相θに、（θ０，ｍｕ０＊）,（θ１，ｍｕ１＊）の組を代入することにより、下記の（式３）の連立方程式が得られる。
　上記の（式３）を解くことにより、下記の（式４）のように係数ａ，ｂを得ることができる。
　上記の（式４）のように得られた係数ａ，ｂは変調率計算部５５に出力される。
　位相計算部５４は、スイッチング回数記憶部９からのスイッチング回数と、回転位置検出部８からの検出結果（電気角）と、電気角を微分器５３で微分することで得られる電気角速度ωとに基づいて、後段の変調率計算部５５で変調率指令値を計算すべき位相をＮ個設定する。ここでは、１制御周期をＮ等分した場合において、変調率指令値を計算すべき位相を設定する場合を考える。
　図４に示す場合においては、変調率を求めるべきｎ番目の制御周期を代表する位相θｎは、制御周期をＴ、電気角速度をω、制御周期の始まりに相当する位相をθＳとすると、下記の（式５）で計算することができる。
　なお、本実施の形態においては、電気角速度ωは、微分器５３により電気角を微分することで求めているが、他の方法で得られた電気角を用いても良く、例えば、速度制御における指令値を用いても良い。また、本実施の形態においては、電気角速度が一定である場合を仮定して説明しているが、これに限られず、例えば、角加速度を事前に取得しておき、電気角速度が徐々に変化することを前提として位相θｎを求めるように構成しても良い。
　変調率計算部５５は、上記の（式２）に係数算出部５２で得られた上記の（式４）に示す係数ａ，ｂを反映し、この数式に上記の（式５）で得られた位相θｎを代入することで、ｎ番目の位相に対応した変調率指令値ｍｕｎ＊を計算し、デューティ指令生成部６に出力する。
　図１に戻り、モータ制御装置１のデューティ指令生成部６は、変調率指令生成部５から得られた変調率指令値に基づいて、デューティ指令値を生成する。例えば、Ｕ相について代表して見てみると、デューティ指令生成部６では、下記の（式６）を用い、１制御周期で常時ＯＮの場合を１として、変調率指令値ｍｕｎ＊をデューティ指令値Ｄｕｎ＊に変換する。
　ゲート指令生成部７は、デューティ指令生成部６で生成されたデューティ指令値Ｄｕｎ＊に基づいて、マイクロコンピュータ（マイコン）などに適した形式で、インバータ３のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えるべきタイミング（スイッチングすべきタイミング）を計算して設定し、ゲート駆動信号としてインバータ３に出力する。ゲート指令生成部７におけるスイッチタイミングＴｓｗｎの算出は、下記の（式７）により行われる。
　ここで、上記の（式７）において、（ｐｏｓ　ｅｄｇｅ）はその位相でパルスが立ち上がりになる場合に、（ｎｅｇａ　ｅｄｇｅ）はその位相でパルスが立ち下がりになる場合にそれぞれ対応している。
　図５は、上記の（式７）に該当する場合のパルスの立ち上がりおよび立ち下がりの様子を模式的に示す図であり、横軸に時間ｔを示している。
　例えば、時間ベースでＰＷＭを生成するマイコンの場合は、スイッチタイミングに対応したプログラムカウンタなどをセットすることで実現することができる。また、角度ベースでＰＷＭを生成するマイコンであっても、同様の考え方を適用でき、スイッチタイミングを計算することができる。角度ベースにすることで、速度が急変する場合においても、誤差を小さくすることができる。
　以上のように構成した本実施の形態における作用効果を説明する。
　図６は、本発明との比較例として、従来のインバータ制御の一例を示す図である。図６において、例えば、通常のパルス波形で示す場合には、１制御周期で次の制御周期内における１回分のスイッチタイミングを計算する。したがって、インバータのキャリア周波数を向上するには制御周期を短くする必要がある。しかしながら、実際には制御周期の短縮には限界があるため、必ずしもキャリア周波数を所望の周波数まで上げることができない。
　そこで、図６において、複数のパルス波形で示す場合のように、１制御周期で複数のスイッチタイミングを計算することが考えられる。これにより、実効的なキャリア周波数を制御周期の整数倍に上げることができる。例えば、同期ＰＷＭにおいては、事前に変調率と回転数に対して複数のスイッチタイミングを計算しテーブルとして出力することで、１制御周期内で複数回のスイッチタイミングを設定することが可能である。
　また、非同期ＰＷＭにおいて、１制御周期内で複数のスイッチタイミングを計算するために、各スイッチタイミングθにおける三相変調率指令値（三相電圧指令値を直流電圧で規格化したもの）を計算することを考える。三相変調率指令値ｍｕｖｗ＊の計算には、上記の（式２）に示した三角関数を含むｄｑ軸／三相座標変換を用いているため、スイッチタイミングの数が増えるにつれて計算負荷が増加し、制御周期内に計算が完了できなくなる。
　図７は、本発明との比較例として、０次ホールドを適用した様子を例示する図である。図７に示すように、計算負荷の削減のために０次ホールドを適用し、すべてのスイッチタイミングで同じ変調率を用いると、実際の変調率指令値に誤差が生じてしまい指令値通りの電圧が出力できない。
　これに対して本実施の形態においては、複数のスイッチング素子を有するインバータ３に接続された交流モータ２の駆動を制御するモータ制御装置１であって、交流モータ２に対する電圧指令値を予め定めた演算周期ごとに生成する電圧指令生成部４と、電圧指令値と交流モータ２の位相とスイッチング素子が演算周期内に行うスイッチング回数Ｎとに基づいて、１つ以上の変調率指令値を生成する変調率指令生成部５と、変調率指令値に基づいて、スイッチング素子の動作を制御するゲート信号を生成するためのデューティ指令値を生成するデューティ指令生成部６と、を備え、変調率指令生成部５は、スイッチング回数Ｎが予め定めた回数以上のときには、スイッチング回数Ｎに応じて変調率指令値の生成方法を切り替えるように構成した。これにより、１制御周期内での複数のスイッチタイミングを計算することで、計算負荷増加を抑制しつつキャリア周波数を向上することができ、指令値により近い電圧出力を実現することができる。
　すなわち、本実施の形態においては、従来Ｎ回行っていた三角関数（上記の（式１）参照）を使用していた座標変換を、簡易な近似式（上記の（式２）参照）に置き換えることで、座標変換の回数を抑制し、演算処理負荷を削減することができる。
　また、本実施の形態においては、０次ホールドを用いる場合に比べて、変調率指令値の誤差を抑制することができる。
　さらに、本実施の形態においては、係数算出部５２で使用する基準位相の制御周期をスイッチング回数Ｎに応じて変えるように構成したので、制御周期を変えない場合に比べてより誤差を抑制することができる。図８は、本願発明における誤差と基準位相を固定とした場合の誤差との比較例を示す図であり、横軸にＮを、縦軸にＮ個の近似後変調率指令値と座標変換により求めた変調率の誤差の最大値をそれぞれ示している。図８に示すように、スイッチング回数Ｎに応じて基準位相を変化させない場合に比べ、本発明のように基準位相を変化させることで変調率誤差をより抑制できることがわかる。
　なお、変調率の近似式（多項式）の係数を、変調率の誤差が最小となるような基準位相と該基準位相に対応した変調率とから求める場合、変調率誤差の最大値が最も小さくなるような基準位相は、例えば、下記の（式８）の最小化問題をリアルタイムに計算することで算出しても良い。
　ただし、計算負荷削減の観点から、上記の（式８）に基づいて事前に計算した基準位相をテーブルとしてもち、このテーブルを用いて基準位相を設定することが望ましい。
　また、例えば、制御周期の始点を０、終点を１とする相対的な位置で基準位相を指定し、上記の（式５）の（２ｎ－１）／２Ｎの項に代えて相対的な位相θ０やθ１を代入することにより、具体的な位相求めるように構成しても良い。
　＜第２の実施の形態＞
  本発明の第２の実施の形態を図９を参照しつつ説明する。
　本実施の形態は、動作条件に応じて近似式の次数を変える場合を示すものである。本実施の形態において、第１の実施の形態と同様の部材には同じ符号を付し、説明を適宜省略する。
　図９は、本実施の形態に係る変調率指令生成部の処理内容を示す機能ブロック図である。
　図９に示すように、変調率指令生成部５Ａは、基準位相出力部５１Ａ、係数算出部５２Ａ、微分器５３、位相計算部５４、および変調率計算部５５Ａから構成されている。また、モータ制御装置１における変調率指令生成部５Ａの外部には、次数決定部１０が設けられている。なお、以下の説明においては、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のうちＵ相について代表して説明するが、Ｖ相、Ｗ相についても同様の操作を行う。
　次数決定部１０は、変調率計算部５５Ａでの変調率の計算に使用する近似式の次数ｐを交流モータ２の動作条件に応じて決定する。次数決定部１０が次数ｐの決定に際して参照する動作条件には、例えば、回転数などがある。
　基準位相出力部５１Ａは、スイッチング回数記憶部９に記憶されたスイッチング回数Ｎと、次数決定部で決定された次数ｐとに応じて制御周期を始点にした２つの位相θ０，θ１を基準位相に設定する。
　係数算出部５２Ａは、基準位相出力部５１Ａで設定した基準位相θ０，θ１を用いて、後段の変調率計算部５５Ａで用いる変調率の近似式（ｐ次多項式）の係数を算出する。第１の実施の形態で示した（式２）をｐ次多項式に一般化すると下記の（式９）が得られる。
　上記の（式９）のようなｐ次多項式の係数ａｐ，…，ａ０を求めるためには、（ｐ＋１）本以上の方程式が必要となるため、（ｐ＋１）組の位相と変調率のペア（θＮｎ，ｍｕＮｎ＊）を計算し、下記の（式１０）に示すような連立方程式を立てる必要がある。
　上記の（式１０）において、Θの逆行列を変調率ベクトルｍに左からかけることで係数ベクトルaを決定する。
　変調率計算部５５Ａは、上記の（式９）に示すｐ次多項式に係数算出部５２Ａで上記の（式１０）により得られた係数ベクトルａを反映し、このｐ次多項式に上記の位相計算部５４で得られた位相θｎを代入することで、ｎ番目の位相に対応した変調率指令値ｍｕｎ＊を計算し、デューティ指令生成部６に出力する。
　その他の構成は第１の実施の形態と同様である。
　以上のように構成した本実施の形態においても第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
　また、例えば、制御周期Ｔに対して真の三相変調率指令値の基本波周期が近い場合には、１次近似では必要な変調率近似精度を担保できない場合がある。このような場合には、次数ｐを増やすことで要求される変調率の近似精度を上げる必要がある。本実施の形態においては、次数ｐを動的に切り替えることで、特に高回転領域のような制御周期Ｔと三相変調率の基本波周波数が近い領域で近似精度を確保することができる。
　なお、多項式としては、基準位相以外の変数や、非整数の指数を持つ項を含むものを用いてもよい。
　＜第３の実施の形態＞
  本発明の第３の実施の形態を図１０及び図１１を参照しつつ説明する。
　本実施の形態は、同一構成の変調率指令生成部を２系統設け、制御周期の前半と後半とをそれぞれの系統で担当する場合を示すものである。本実施の形態において、第１の実施の形態と同様の部材には同じ符号を付し、説明を適宜省略する。
　図１０は、本実施の形態に係る変調率指令生成部の処理内容を示す機能ブロック図である。
　図１０に示すように、変調率指令生成部５Ｂは、２系統の変調率指令生成部５Ｂ１，５Ｂ２を有している。変調率指令生成部５Ｂ１，５Ｂ２は、同一構成を有しており、それぞれ、基準位相出力部５１、係数算出部５２、微分器５３、位相計算部５４、および変調率計算部５５から構成されている。
　図１１は、電圧指令の座標変換により得られる真の変調率と近似式との関係を示す図である。
　図１１に示すように、変調率指令生成部５Ｂ１，５Ｂ２は、制御周期Ｔを２分割した場合の２本の破線近似直線（近似式）にそれぞれ対応している。例えば、制御周期前半を変調率指令生成部５Ｂ１が担当し、制御周期後半を変調率指令生成部５Ｂ２が担当する場合を考える。このとき、制御周期前半を担当する変調率指令生成部５Ｂ１は、基準位相として位相θ０，θ’を出力する。同様に、制御周期後半を担当する変調率指令生成部５Ｂ２は、基準位相としてθ’，θ１を出力する。基本的に、三相変調波は対称性を持つためθ’は制御周期の中央に設定するのが良いが、中央からずらしても良い。また、制御周期を２以上に分割し、複数の変調率指令生成部でそれぞれ担当するように構成してもよい。
　その他の構成は第１の実施の形態と同様である。
　以上のように構成した本実施の形態においても第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
　また、三相変調率を多段折れ線で近似していることに等しいため、１本の直線（一次近似式）で近似する場合と比べて、変調率誤差を抑制することができる。
　＜第４の実施の形態＞
　本発明の第４の実施の形態を図１２及び図１３を参照しつつ説明する。
　本実施の形態は、前回の制御周期および今回の制御周期でそれぞれ算出した基準位相における変調率指令値を用いて、変調率の近似式の係数を算出する場合を示すものである。本実施の形態において、第１の実施の形態と同様の部材には同じ符号を付し、説明を適宜省略する。
　図１２は、本実施の形態に係る変調率指令生成部の処理内容を示す機能ブロック図である。
　図１２に示すように、変調率指令生成部５Ｃは、基準位相出力部５１Ｃ、係数算出部５２Ｃ、微分器５３、位相計算部５４、変調率計算部５５、および前回値記憶部５６から構成されている。
　基準位相出力部５１Ｃは、スイッチング回数Ｎによらず一定の基準位相θｆを１つ出力する。
　図１３は、電圧指令の座標変換により得られる真の変調率と近似式との関係を示す図である。
　前回値記憶部５６は、前回の制御周期Ｔ’で係数算出部５２において基準位相θｆについて計算した変調率指令値ｍｕｆ＊を前回の変調率指令値ｍｕｆ＊’として記憶する。
　係数算出部５２Ｃは、前回の制御周期Ｔ’で計算した変調率指令値ｍｕｆ＊’と今回の制御周期Ｔで計算した変調率指令値ｍｕｆ＊とを用いて下記の（式１１）から第１の実施の形態に示した（式２）の係数を計算する。
　なお、前回の制御周期Ｔ’と今回の制御周期Ｔは必ずしも一致しないため、上記の（式１１）にはその補正も含めている。
　その他の構成は第１の実施の形態と同様である。
　以上のように構成した本実施の形態においても第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
　また、本実施の形態においては、制御周期内で座標変換を１度しか行わないため、計算量を大きく削減することができる。なお、変調率の近似誤差は拡大傾向にあるため、制御周期に対して三相変調率の基本波周期が十分長く変調率の変化が緩やかな低速から中速の領域、または制御周期が早い領域で用いることでより効果的である。
　＜付記＞
　本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において様々な変形が可能である。例えば、上記の実施の形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。
　例えば、基準位相の値や数を、第１の実施の形態のようにスイッチング回数に応じて定める場合や、第２の実施の形態のように多項式の次数に応じて定める場合などを例示して説明したが、これに限られず、変調率に許容できる誤差の大きさや、或いは、モータの回転速度に応じて基準位相の値や数を定めるように構成してもよい。
　また、上記の各構成、機能、処理部、処理手続き等は、それらの一部または全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、上記の各構成や機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現しても良い。
　また、信号線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。また、上記の各構成、機能、処理部、処理手続き等は、必ずしも物理的に同じ場所にある必要は無く、例えば、一部が通信などを介してネットワーク上やクラウド上にあっても良い。
１…モータ制御装置、２…交流モータ、２ａ…回転位置センサ、３…インバータ、４…電圧指令生成部、５，５Ａ，５Ｂ，５Ｃ…変調率指令生成部、６…デューティ指令生成部、７…ゲート指令生成部、８…回転位置検出部、９…スイッチング回数記憶部、１０…次数決定部、５１，５１Ａ，５１Ｃ…基準位相出力部、５２，５２Ａ，５２Ｃ…係数算出部、５３…微分器、５４…位相計算部、５５，５５Ａ…変調率計算部、５６…前回値記憶部

Claims (6)

  1. 　複数のスイッチング素子を有するインバータに接続された交流モータの駆動を制御するモータ制御装置であって、
    　前記交流モータに対するｄｑ軸電圧指令値を予め定めた演算周期ごとに生成するｄｑ軸電圧指令生成部と、
    　前記ｄｑ軸電圧指令値と前記交流モータの位相と前記スイッチング素子が前記演算周期内に行うスイッチング回数とに基づいて、１つ以上の変調率指令値を生成する変調率指令生成部と、
    　前記変調率指令値に基づいて、前記スイッチング素子の動作を制御するゲート信号を生成するためのデューティ指令値を生成するデューティ指令生成部と、を備え、
    　前記変調率指令生成部は、前記スイッチング回数が予め定めた回数以上のときには、前記スイッチング回数に応じて変調率指令値の生成方法を切り替えることを特徴とするモータ制御装置。
  2. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、
    　前記変調率指令生成部は、前記１つ以上の変調率指令値のうち少なくとも１つを、前記スイッチング回数に基づいて設定される多項式を用いて生成することを特徴とするモータ制御装置。
  3. 　請求項２に記載のモータ制御装置において、
    　前記変調率指令生成部は、前記多項式の係数を、変調率の誤差が最小となるような基準位相と該基準位相に対応した変調率とから求めることを特徴とするモータ制御装置。
  4. 　請求項３に記載のモータ制御装置であって、
    　前記基準位相の値及び数は、前記変調率に許容できる誤差の大きさ、前記スイッチング回数、前記多項式の次数、モータ回転速度の少なくとも何れか１つに基づいて決まることを特徴とするモータ制御装置。
  5. 　請求項３に記載のモータ制御装置であって、
    　前記多項式を前記演算周期内で複数設定し、スイッチングの位置によって切り替えることを特徴とするモータ制御装置。
  6. 　請求項３に記載のモータ制御装置であって、
    　前記多項式は、基準位相以外の変数や、非整数の指数を持つ項を含むことを特徴とするモータ制御装置。
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