WO2024200315A1 - Laserdiodentreiber und verfahren zum betreiben eines optoelektronischen baueelements - Google Patents

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    • H01S5/06226—Modulation at ultra-high frequencies

Definitions

  • the present invention relates to a laser diode driver and a method for operating an optoelectronic component and in particular a high-current laser diode.
  • Laser diodes are often used in what is known as PWM operation.
  • the laser diode or semiconductor laser is arranged in a current path that is switched on and off in a pulsed manner.
  • An important criterion in the high current range for pulsed operation is the edge steepness of the laser diode current. Since high-power laser diodes and high-power semiconductor lasers are particularly sensitive to overcurrents or current peaks (risk of destruction), a correspondingly deficient control is necessary. In order to prevent overshoots or a current peak during switch-on, i.e. in the switching edge of a supply current for the laser diode, the controller must have a correspondingly high (slow) control time constant. However, this limits the maximum achievable edge steepness and thus also the switching frequency. In particular for high currents when supplying high-power laser diodes, the implementation also creates an increased line inductance between the output of the current driver and the input of the high-power laser diode, which further reduces the edge steepness.
  • a so-called parallel FET dimming is used to increase the edge steepness.
  • a parallel arrangement is created that supplies the required current through the Laser diode is bridged or released.
  • the resulting switching edges for the current pulses are significantly steeper, but there are also overshoots and current peaks that are difficult to control. These overshoots or current peaks can cause damage to laser diodes and should therefore be avoided.
  • the control time constant can be slowed down, which in turn reduces the edge steepness.
  • circuits for fast, essentially overshoot-free switching of laser diodes in the MHz range are commercially available, such arrangements are only suitable for low supply currents, i.e. for currents below 1 ampere. They cannot be used for applications with higher supply currents, or the existing solutions only show a low edge steepness during switching processes.
  • the problem arises that if the time constant of the analog current regulator is reduced (i.e. faster settling), current peaks occur in the pulse edge, which can damage the high-power laser diode.
  • the inventor has discovered that with an analog approach, i.e. with an analog current source, the desired results can be achieved by using a switchable network with an additional current-independent element in parallel to the laser in the regulated current path for supplying a high-power laser.
  • This achieves a significant increase in the switching edge.
  • the improvement in the steepness of the switching edge is up to a factor of 100 higher without any major overshoots or current peaks occurring.
  • the proposed principle can be used to generate a bias voltage for the analog current regulator (bias current) so that the semiconductor laser to be supplied with current is operated below its laser threshold, thus additionally improving the switching speed.
  • the proposed principle thus allows a high edge steepness even in analog laser diode drivers for high-power laser applications.
  • the control time constant of the analog current controller is decoupled from the edge steepness of the generated pulse, so that both can be optimized independently of each other.
  • a peak current limitation at the switch-on moment can be generated by the proposed arrangement, which also protects the component, i.e. the high-power laser diode.
  • a laser diode driver comprises a controllable current path that is connected between a supply potential connection and a reference potential connection.
  • the controllable current path comprises a controllable analog current source and a terminal pair connected in series therewith for an optoelectronic component.
  • optoelectronic component refers in particular to a semiconductor laser, a laser diode or a VCSEL. In particular, this should include the respective high-performance forms that are suitable for operation with a supply current greater than 1 A.
  • semiconductor laser or laser diode are therefore used synonymously for the different possible designs.
  • the laser diode driver comprises an analog current regulator with a control input for detecting a signal derived from a current along the controllable current path. This can be, for example, a voltage signal which is tapped via a current-voltage converter.
  • the analog current regulator also has a control output which is connected to the controllable current source for setting the current through the current path and thus through the optoelectronic component.
  • a control input is provided for setting a target value of the current through the current path.
  • the analog current controller is thus designed to control a current through the controllable current path and thus the optoelectronic component based on the setpoint value applied to the control input.
  • the control time constant of the analog current controller depends on a charge storage device coupled to the control output.
  • the laser diode driver also comprises a switching input for supplying a switching signal to a bridging circuit arranged parallel to the terminal pair.
  • the bridging circuit serves to decouple (bridge) the optoelectronic component from the current path or to switch (release) it into it, depending on the switching signal, without causing a current interruption in the current path.
  • the optoelectronic component or the semiconductor laser can be switched into or separated from the current path at high speed, i.e. significantly faster than the control time constant of the analog current controller.
  • a non-linear component is connected in the bridging circuit to avoid possible overshoots and current peaks during the switching process.
  • the non-linear component is designed so that the voltage drop across the bridging circuit and the component is essentially independent or only slightly depends on the current flowing through the bypass circuit. In contrast to conventional approaches, which use a resistor, for example, this allows the behavior of the laser diode to be simulated.
  • the bypass circuit therefore requires fast switching, as the analog current regulator no longer has to completely settle down, as in conventional implementations. In this respect, a current pulse is no longer dependent on the control time constant, but primarily on the behavior of the bypass circuit. Since this can be switched on or off more quickly, significantly steeper edges are generated for a corresponding current pulse by adding or disconnecting the bypass circuit.
  • the approach used here thus provides a regulated analog current source for high-power laser diodes that offers a high switching edge steepness and is simultaneously decoupled from the control time constant.
  • the bypass circuit achieves a better transient response at the release moment and, despite the high edge steepness, there is no current peak of the inrush current that could damage the laser diode.
  • a further advantage is the provision of a bias current in a simple manner.
  • the non-linear component comprises at least one forward-biased diode.
  • the threshold voltage of this forward-biased diode essentially determines the voltage drop, provided that there are no further resistance-generating elements in the bypass circuit.
  • several diodes can thus be forward-biased in a simple manner in order to generate a suitable (higher) bias voltage for the component connected between the connection terminals.
  • Zener diodes connected in reverse direction can be used.
  • these Zener diodes must absorb the current flowing through the bypass circuit, so their current-carrying capacity must be significantly greater than that of low-power Zener diodes.
  • transistors for example in the form of bipolar or field-effect transistors, can be used to generate a voltage drop that is essentially independent of the current flow.
  • a base terminal of a bipolar transistor can be coupled to its collector or emitter terminal.
  • its gate is coupled to one of the two other channel terminals so that the voltage across the channel is kept constant. The same can be done for bipolar transistors.
  • the coupling can be direct or via other elements such as voltage dividers, resistors, etc.
  • the non-linear component is implemented in some aspects in such a way that the voltage drop generated across the parallel bridging circuit, and thus in particular the voltage drop across the component, is lower than a threshold voltage of the optoelectronic component connected to the pair of terminals.
  • the optoelectronic component is thus operated below its threshold voltage or its threshold current even when it is switched off, i.e. when the bridging circuit is activated and connected in parallel.
  • the optoelectronic component for example in the form of a semiconductor laser diode, can thus be kept in a state below its threshold voltage or laser threshold current, so that when it is switched on later, it takes place more quickly and with a greater edge steepness. Overall, this also improves the edge steepness of the optical pulse.
  • Some aspects deal with activating or deactivating the analog current regulator in order to ensure a reduction in the overall energy consumption. In some aspects, this can be done, for example, by a corresponding circuit that switches a series control transistor in the current path, i.e. the controllable current source, on or off.
  • the setpoint value at the control input can be set to zero so that the current controller regulates down.
  • the analogue current regulator can be operated continuously and the component connected to the terminal pair is switched on or off only at the switching input, i.e. with the aid of the bridging circuit.
  • Some other aspects concern the design of the laser diode driver. This is designed in such a way that the switching signal is only provided after a setpoint has been applied and the analog current controller has been regulated. This ensures that the switching signal is only provided after the analog current controller has settled in, when its regulation is active. Oscillations during the settle-in period are thus avoided.
  • the analog controllable current source is designed to provide a current signal in the range of greater than 1 ampere, for example for pulsed operation, in which a current through the optoelectronic component is in the range of 1 ampere to 10 amperes.
  • the proposed principle is not limited to this, but the improved edge steepness can be available both for high-power laser diodes with supply currents of more than 1 ampere, but also for laser diodes with lower supply currents and significantly longer switching times.
  • the edge steepness of a current along the controllable current path through the optoelectronic component is essentially determined by a voltage drop of the bridging circuit arranged parallel to the terminal pair.
  • Another aspect relates to a method for operating an optoelectronic component and in particular a semiconductor laser or a high-power laser diode.
  • the optoelectronic component is arranged in a controllable current path.
  • the method comprises the steps of providing a current setpoint and the subsequent regulation of a current through the current path to the current setpoint.
  • the optoelectronic component is bridged by a parallel bridging circuit and the current is essentially conducted through this bridging circuit.
  • the voltage drop across the bypass circuit is essentially independent of, or only slightly dependent on, the current flowing through the bypass circuit.
  • the parallel bypass circuit is separated so that the current now flows through the optoelectronic component or the semiconductor laser. In general, this switching process changes the load conditions in the regulated current path and the controller must readjust. In this case, however, the controller now starts from a pre-regulated level that is as close to the setpoint as possible.
  • the voltage drop across the bypass circuit is smaller than a threshold voltage of the optoelectronic component.
  • the voltage drop is generated, among other things, by a non-linear component.
  • the voltage drop is essentially caused by this component, although other elements of the bypass circuit can make a further contribution to this.
  • the non-linear component comprises at least one or more diodes connected in the forward direction.
  • one or more Zener diodes connected in the reverse direction can also be used.
  • transistors for example in the form of bipolar or field-effect transistors, whose respective base or gate connection is coupled to one of the other connections.
  • the proposed principle decouples the control time constant of the analog control from the transient response when a pulse is applied, i.e. the edge steepness.
  • control time constant can be set independently of the edge steepness.
  • control time constant is determined by a capacitance of a charge storage device.
  • the edge steepness during a switching process is in turn essentially determined by a voltage drop across the bypass circuit.
  • Figures 1A and 1B show a time course of the laser diode current for a turn-on process in conventional analog current drivers
  • Figure 2 shows a time course of the laser diode current for a pulse, as can be generated with conventional analog driver circuits
  • Figure 3 shows a first embodiment of a laser diode driver according to the proposed principle
  • Figure 4 shows a second embodiment of a laser diode driver according to the proposed principle
  • Figure 5 is a third embodiment of a laser diode driver according to the proposed principle
  • Figure 6 shows a time course of the laser diode current, in particular the rise time with a driver according to the proposed principle
  • Figure 7 shows a time course of the laser diode current for a fast pulse generated by a driver according to the proposed principle
  • Figure 8 shows examples of the signal curves for the switching signal, the control signal and the current through the laser diode according to an embodiment with some aspects of the proposed principle
  • Figure 9 is a pulse sequence with a set bias current
  • Figure 10 shows an embodiment of the proposed method
  • Figure 11 shows an embodiment of another non-linear component.
  • Clocked current converter circuits are often used to operate light-emitting diodes (not necessarily for the laser diodes provided for in the present application). If these LEDs are operated in a pulsed manner, this is achieved by switching the converter on and off. However, the pulse frequencies are limited by the switching edges and the control time of the converter. In order to increase the edge steepness in clocked current converters, various measures can be specified, which, however, often lead to a corresponding overshoot in the pulse sequence, i.e. current peaks in the supply current of the LED due to the settling time and the control of the converter.
  • analog constant current regulators are preferably used.
  • One component of the regulator plays an important role here, namely the integration capacitor, which largely determines the settling time.
  • Figures 1A and B as well as Figure 2 show recordings from an oscilloscope which show the increase in such a pulsed laser diode current as a function of this capacitor.
  • the so-called integration capacitor of the current regulator is chosen to be relatively small. This results in a steeper rising edge, which, however, leads to a slight overshoot in the upper area, i.e. a current peak.
  • overshoot refers to an excessive current and/or voltage component that results from the control and the associated control time constants.
  • the peak follows from the behavior of the regulator and is dependent, among other things, on parasitic effects such as stray capacitances and stray inductances. Although these can be reduced by good board layout, the components that result from the design of the circuit and in particular the laser diode leads remain.
  • the current peak in Figure 1A is relatively small and only amounts to a few percent of the total value, but this can lead to damage to the laser diode during the switching process. While LEDs are more robust here, high-current laser diodes in particular are very sensitive to these current peaks. The reason for this is the direct dependence of the laser output power on the supply current. A current peak leads directly to a strong increase in the laser power, which can quickly lead to damage to the resonator. The problem is particularly aggravated when the laser diode is already operating in the upper range of its power.
  • Figure 2 shows an actual pulse recorded in an oscilloscope, the time axis of which has a time setting of 400 ps per division. This results in a rise time in the range of approximately 70 ps, which essentially corresponds to the curve shown in part of Figure 1B.
  • the rise time may be sufficient for normal lighting applications, but the edge steepness 2 is too great for higher switching frequencies.
  • a bridging circuit forming the network, which is connected in parallel to the laser diode used (or generally an optoelectronic component).
  • the bridging circuit also has a non-linear component which generates a voltage drop that is essentially independent of the current.
  • the non-linear component is, for example, a diode whose threshold voltage and also whose voltage drop are essentially independent of the current, or only show a slight current dependence in the forward direction.
  • Figure 3 shows an embodiment of a laser diode driver according to the proposed principle.
  • the laser diode driver which is designed as an analog current source, comprises a controllable current path 10, which is connected between a supply potential connection 11 and a reference potential connection 12.
  • a controllable analog current source 13 is provided, which is connected on the input side to the supply potential connection 11 and provides a current dependent on a control signal 132 at its output 131.
  • the output 131 of the current source is connected to the tap 102 and the terminal pair 14.
  • the tap 102 or 103 is also connected to the bridging circuit 30, which thus bridges the terminal pair 14 and the laser diode 14a.
  • the bridging circuit comprises a switching input 31 and a non-linear element 32, so that this can be switched separably between the two taps 102 and 103 by means of a switching signal PWM fast at the switching input 31.
  • the non-linear element 32 can be connected in parallel to the terminal pair 14 using the switching signal PWM fast.
  • the second tap 103 leads on the one hand to a resistor (not shown) (which can also be omitted), which is connected to a reference potential connection 12, and to the other to the feedback input 21 of an analog ( P ) I ( D ) controller 20 .
  • the analog controller 20 also has a setpoint input 23 for setting a current through the adjustable current source 13 by means of a setpoint signal MOD LD1.
  • the analog controller is also equipped with a charge storage device in the form of a capacitor 24, with this charge storage device being connected between the controller output 22 and a feedback input.
  • the capacitor 24 thus corresponds to the integration capacitor in the previous sub-figures 1A and 1B.
  • control time constant for such a control is essentially dependent on the size of the capacitor 24.
  • the control signal is generated at the output 22, whereby the terminal pair 14 with a high-power laser diode connected between them is simultaneously bridged by the parallel-connected bridging circuit 30.
  • the current emitted by the current source 13 initially flows through the non-linear element 32 and thereby generates a voltage drop that is essentially independent of the current.
  • the controller 20 Only after the settling time of the controller 20, i.e. when it delivers a stable and continuous control to the setpoint (defined at the setpoint input 23), is a switching signal applied to the input 31, thus separating the bypass circuit 30 from the terminal pair 14. As a result, the current now flows through the laser diode and along the terminal pair 14. The current controller now adjusts to the new load conditions. However, the current controller is biased by the existing previous bypass circuit 30, i.e. it is closer to its operating point than when switched on without the previous load through the bypass circuit. At the same time, the switching process in the bypass circuit 30 can be optimized and the rise time can be adapted to the desired parameters.
  • FIG 4 shows a further embodiment of a laser diode driver with discrete components.
  • the current path 10 is connected between the supply potential connection 11 and the reference potential connection 12 and comprises a resistor RI, the tap 102, a laser diode 14a connected to the terminal pair 14, a longitudinal control transistor which forms the controllable current source 13, and the reference potential connection 12.
  • a diode 32 as a non-linear element and a control transistor 33 as a MOSFET are connected between the taps 102 and 103.
  • the two elements 32 and 33 form the bypass circuit, with the control connection of the transistor 33 being connected to the switching input 31 via a resistor R4.
  • the analog current regulator 20 comprises two operational amplifiers Ul and U2 which are connected to one another.
  • a current setpoint signal from the control input 23 is fed to the non-inverting input of the operational amplifier U2 via a resistor R3.
  • the inverting input of the operational amplifier U2 is coupled to its output via an integrating charge storage 24, which simultaneously also forms the control output 22 and is connected to the control connection of the controllable current source 13.
  • the control output 22 is connected to an optional control limiter 25, which consists of a resistor connected between the reference potential connection 12 and a diode connected in the blocking direction.
  • the control limiter 25 limits the current downwards during control.
  • the analog current regulator further comprises a first operational amplifier U1, the output of which is connected to the inverting input of the second operational amplifier U2 via a resistor R4. At the same time, this resistor R4 is also connected to the integrating charge storage 24.
  • the operational amplifier Ul On the input side, the operational amplifier Ul is connected to the supply potential connection 11 via a voltage divider made up of resistors R5 and R6, the non-inverting input of Ul leads via a voltage divider R7 and R8 on the one hand to the output of the operational amplifier Ul and on the other hand to the tap 102.
  • the operational amplifiers Ul and U2 thus form a control for the setting of the longitudinal control transistor 13.
  • a voltage signal which essentially corresponds to the current flowing through the resistor RI is fed to the input of the first operational amplifier Ul via the resistor RI.
  • the output signal is fed to the inverting input of the second operational amplifier U2, to which the setpoint is fed via the setpoint input 23.
  • the output 22 of the operational amplifier U2 leads to the control transistor 13, which now regulates the current through the resistor RI and thus also through the laser diode 14a based on the control signal at the output 22.
  • This operating method essentially corresponds to the steady state in which the current through the current path 10 is set by the analog controller 20 depending on the setpoint signal at the non-inverting input of the operational amplifier U2.
  • the rise time and fall time are essentially dependent on the integrating capacitor 24 between the inverting input of the second operational amplifier U2 and the output 22.
  • a smaller capacitor value leads to higher overshoots - both during the rise and during the fall.
  • larger capacitors 24 can be used, but these in turn increase the rise time.
  • the bridging circuit 30 is therefore provided, which is connected between the taps 102 and 103.
  • a setpoint control is carried out in a first step according to the proposed principle by applying the current setpoint signal to the control input 23.
  • a switching signal is also fed to the bridging circuit 30 at the switching input 31, which activates the switching transistor 33 of the bridging circuit 30 and thus switches the non-linear element in the form of the diode 32 between the taps 102 and 103, whereby it is aligned parallel to the laser diode 14a.
  • the signal logic can also be reversed by selecting an appropriate n- or p-MOSFET, so that the current flows regularly through the diode and the bridging circuit is only deactivated when the MOSFET is activated.
  • the laser diode 14a is thereby bypassed, with a voltage drop across the bypass circuit being mainly dependent on the forward voltage through the diode 32.
  • the analog current controller now regulates the current signal flowing through the current path 10 and the diode 32 to the setpoint.
  • the setpoint signal MOD LD1 is activated first at time TI, with the switching signal and the bypass circuit being designed in such a way that the laser diode is bypassed so that the current through the laser diode is essentially zero or corresponds to a bias current.
  • the bypass circuit is separated (PWM fast goes from “low” to "high") so that the current I LD1 through the laser diode increases with a very short rise time.
  • both the setpoint signal MOD LD1 and The PWM switching signal is also switched off almost simultaneously, thus switching off the current through the laser diode.
  • the setpoint signal MOD LD1 is activated again, but this time with a lower value, so that the current I LD1 is set to a lower level overall.
  • the bridging circuit is switched on in such a way that the switching signal at switching input 31 is deactivated again and the laser diode is thus bypassed. Only after the controller has settled in is the bridging circuit switched off and the current I LD1 flows through the laser diode at a lower level. If a slight modulation of the current is necessary, this can be carried out with the controller via the setpoint signal.
  • the switching signal PWM fast is first deactivated and only after the time t v has elapsed is the setpoint signal MOD LD1 set to 0.
  • control time tv of the analog current controller may be longer than the actual pulse duration of the laser diode.
  • the rise times shown in Figure 2 prohibit switching speeds with pulses of more than 100kHz.
  • Figure 5 shows a further embodiment in which the analog current control driver is provided as an integrated component.
  • the analog current control driver is provided as an integrated component.
  • this component only the longitudinal control transistor for the current source 13, the integral capacitor 24 for setting the control time constant and the bridging circuit 30 are provided.
  • a bipolar transistor 34 is also specified, the base connection of which is connected via a resistor to the switching input 31 for the fast switching signal PWM j as t.
  • the bipolar transistor 34 is switched through, so that the control connection of the switching transistor 33 is pulled to the reference potential 12 via a further resistor. This activates or deactivates the bridging circuit accordingly (negative logic compared to the switching signal PWM j as t in Fig. 8).
  • the actual current regulation to the setpoint takes place via the connection 23, as in the previous exemplary embodiment, which is made available to the integrated circuit 20 as a setpoint input.
  • Figure 6 now shows a current curve over time and in particular the rise time with a driver according to the proposed principle.
  • Curve Kl corresponds to a rising pulse edge with an integration capacitor of approximately 2 nF
  • curve K2 shows the rise time with an integral capacitor of 390 pF, i.e. approximately 1 / 5 times.
  • the y-axis scales with 0.5 A per division, the x-axis with 1 ps per division.
  • the figure clearly shows that with a smaller integral capacitor, represented by curve K2, there is a slight overshoot, which no longer occurs with the larger integral capacitor of curve Kl.
  • this integral capacitor has no major influence on the rise time, which essentially remains at around 1 ps between 10 % and 80 %. This means that the additional measure of a bypass circuit makes the rise time essentially independent of the integration capacitor used to set the control time.
  • Figure 7 shows a complete pulse with a length of about 10 ps, with the rise time being within about 1 ps.
  • the fall time of this pulse is also about 1 to 1.5 ps, so that overall very steep pulse edges result with a pulse duration of only 10 ps.
  • Figure 9 also shows that these measures not only produce very steep pulse edges, but that they can also be produced without overshoots at very high currents.
  • Figure 9 shows three consecutive pulses with a pulse length of essentially 1 ps. The rise time is significantly less than one ps.
  • bias current here which corresponds to approximately 0.4 A and is caused by the diodes used in the forward direction in the bypass circuit.
  • the bias current can be adjusted using the non-linear elements used, such as a diode or a transistor.
  • the voltage drop of the non-linear element should also be below the threshold voltage of the high-power laser diode to ensure that the diode is switched off safely.
  • Figure 10 shows an embodiment of a method for operating an optoelectronic component and in particular a high-power semiconductor laser which is arranged in a controllable current path.
  • step S1 a current setpoint is provided for this purpose, which is used to regulate a current through the current path to the setpoint in step S2.
  • this regulation is carried out in such a way that the optoelectronic component to be operated in pulse form or the high-power semiconductor laser is bridged during this first transient phase, namely by a bridging circuit arranged and switched on for this purpose.
  • the first inrush current flows essentially through the bypass circuit, whereby the voltage drop across this bypass circuit is essentially independent of or only slightly dependent on the flowing current.
  • a non-linear element for example a diode in the forward direction or one or more Zener diodes or transistors.
  • the control connection is connected in such a way that a current-independent resistance is produced.
  • the bridging by means of the bridging circuit continues until the current regulation has settled. Only then is the parallel bridging circuit separated, so that the current now flows through the optoelectronic component and thus the laser diode. This separation can be brought about by a switching signal, which can be used to quickly switch the laser diode on and off without further overshoots being generated by the current regulation.
  • the proposed principle therefore achieves a high edge steepness, particularly for high-power laser diodes, which also enables high switching speeds in the range of a few microseconds.
  • the transient response is decoupled from the control time constant with regard to the rise time, so that both can be optimized independently of one another.
  • there are no current peaks so that the high-power laser diodes can be protected accordingly.
  • a suitable non-linear component is used, a simple bias current can be achieved through the laser diode, so that here too the actual times for the laser diode to switch on are reduced.
  • peak current is limited when the device is switched on.
  • the laser diode driver used here and the proposed method can be used primarily for high-power laser diodes, for example in graphic head-up displays, in holographic displays or in projectors.
  • the arrangement also allows CW drivers to be modified for pulse operation, which achieves greater flexibility in the selection of existing drivers.
  • Figure 11 shows an embodiment of a non-linear component 32, which can be used, for example, instead of the diode 32 in the previously shown embodiments.
  • the design shown is an npn bipolar transistor in which the base is connected to the collector connection via a Z-diode as shown.
  • a resistor is connected between the base and emitter.
  • the Z-diode produces a constant voltage drop across the collector-emitter path, which is given by the Z-diode voltage. If you leave out the diode and the resistor and just connect the base directly to the collector, you get a voltage drop which corresponds to the collector-emitter voltage when the transistor is fully turned on, i.e. approx. 0.7V.
  • the base and collector can be swapped accordingly.
  • the design shown in Figure 11 basically also works with a field effect transistor, since the voltage drop is given by the properties of the diode.

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Abstract

Die Erfindung betrifft einen Laserdiodentreiber mit einem steuerbaren Strompfad (10), der zwischen Versorgungspotentialanschluss (11) und Bezugspotentialanschluss (12) geschaltet ist und eine steuerbare analoge Stromquelle (13) sowie ein dazu in Serie geschaltetes Klemmenpaar (14) für ein optoelektronisches Bauelement aufweist. Ein analoger Stromregler (20) der mit der steuerbaren analogen Stromquelle (13) zur Einstellung des Stroms durch den Strompfad verbunden ist und einen Sollwerteingang (23) zur Einstellung eines Sollwertes des Stroms durch den Strompfad aufweist. Der Treiber umfasst weiterhin einen Schalteingang (31) zur Zuführung eines Schaltsignals an einen parallel zu dem Klemmenpaar (14) angeordneten Überbrückungskreis (30), wobei der Überbrückungskreis (30) ein nichtlineares Bauelement (32), insbesondere eine Diode umfasst.

Description

LASERDIODENTREIBER UND VERFAHREN ZUM BETREIBEN EINES OPTOELEKTRONI¬
SCHEN BAUEELEMENTS
Die vorliegende Anmeldung nimmt die Priorität der deutschen Erstanmeldung DE 10 2023 108 243 . 4 vom 30 . März 2023 in Anspruch, deren Offenbarungsgehalt durch Rückbezug hiermit vollständig auf genommen wird .
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Laserdiodentreiber sowie ein Verfahren zum Betreiben eines optoelektronischen Bauelements und insbesondere einer Hochstromlaserdiode .
HINTERGRUND
Laserdioden werden oftmals in einem sogenannten PWM-Betrieb verwendet . Hierzu wird die Laserdiode bzw . der Halbleiterlaser in einem Strompfad angeordnet , welcher gepulst an- und abgeschaltet wird .
Dabei ist ein wesentliches Kriterium im Hochstrombereich für den gepulsten Betrieb die Flankensteilheit des Laserdiodenstroms . Da Hochleistungslaserdioden und Hochleistungshalbleiterlaser besonders empfindlich auf Überströme bzw . Stromspitzen reagieren ( Gefahr der Zerstörung ) , ist hierzu eine entsprechende defizile Regelung notwendig . Um Überschwinger bzw . eine Stromspitze während des Einschaltens , d . h . in der Schaltflanke eines Versorgungsstroms für die Laserdiode zu verhindern, muss der Regler eine entsprechend hohe ( langsame ) Regelzeitkonstante aufweisen . Diese begrenzt j edoch die maximal erzielbare Flankensteilheit und damit auch die Schaltfrequenz . Insbesondere für hohe Ströme bei der Versorgung von Hochleistungslaserdioden wird zudem durch die Implementierung eine erhöhte Leitungsinduktivität zwischen dem Ausgang des Stromtreibers und dem Eingang der Hochleistungslaserdiode erzeugt , welche weiterhin die Flankensteilheit reduziert .
Bei einigen konventionellen LED-Stromtreibern mit getakteten Anordnungen ( getakteter Stromtreiber, Schaltregler ) wird zur Erhöhung der Flankensteilheit ein sogenanntes parallel FET Dimming eingesetzt . Dabei wird neben dem eigentlichen Schaltregler und der Laserdiode eine parallele Anordnung geschaffen, die den erforderlichen Strom durch die Laserdiode überbrückt bzw . freigibt . Die dadurch entstehenden Schaltflanken bei den Stromimpulsen sind zwar deutlich steiler , es kommt aber auch zu Überschwingern und schwer zu kontrollierenden Stromspitzen . Diese Überschwinger bzw . Stromspitzen können bei Laserdiode zu Beschädigungen führen und sollten daher vermieden werden . Um die Überschwin- ger und Stromspitzen zu dämpfen, kann die Regelzeitkonstante verlangsamt werden, wodurch allerdings die Flankensteilheit wiederum reduziert wird .
Wegen der hohen Empfindlichkeit von Laserdioden gegenüber Stromspitzen ist der oben genannte Schaltungsansatz aus dem Bereich der LED-Treiber für Laserdioden nicht oder nur bedingt möglich . Daher werden bei Laserdioden oftmals analoge Stromquellen mit analogen Stromregelschaltungen verwendet , bei denen eine bessere Kontrolle insbesondere der ansteigenden Flanke eines Strompulses möglich ist .
Zwar sind Schaltkreise für ein schnelles im Wesentlichen überschwingungsfreies Schalten von Laserdioden im MHz Bereich kommerziell verfügbar , j edoch sind derartige Anordnungen nur für geringe Versorgungsströme geeignet , d . h . für Ströme unterhalb von 1 Ampere . Für Anwendungen mit höheren Versorgungsströmen lassen sich diese nicht verwenden, bzw . die vorhandenen Lösungen zeigen bei Schaltvorgängen wiederum nur eine geringe Flankensteilheit . Auch hier tritt wiederum das Problem auf , dass bei einer Reduktion der Zeitkonstanten des analogen Stromreglers ( d . h . schnelleres Einschwingen ) Stromspitzen in der Pulsflanke auftreten, die zu einer Beschädigung der Hochleistungslaserdiode führen .
Daher besteht das Bedürfnis , in der vorliegenden Anmeldung einen Laserdiodentreiber zur Verfügung zu stellen, der einerseits für Hochstromanwendungen geeignet ist und zudem Flanken mit einer erhöhten Steilheit ohne größere Stromspitzen oder Überschwinger erzeugt .
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG Diese Aufgabe wird mit den Gegenständen der unabhängigen Patentansprüche gelöst . Weiterbildungen und Ausgestaltungsform des vorgeschlagenen Prinzips sind in den Unteransprüchen angegeben .
Der Erfinder hat herausgefunden, dass bei einem analogen Ansatz , d . h . einer analogen Stromquelle die gewünschten Ergebnisse dadurch erzielt werden können, dass in dem geregelten Strompfad zur Versorgung eines Hochleistungslasers parallel zu dem Laser ein schaltbares Netzwerk mit einem zusätzlichen stromunabhängigen Element eingesetzt wird . Dieses erzielt eine deutliche Erhöhung der Schaltflanke . Die Verbesserung der Steilheit der Schaltflanke liegt dabei bis zu einem Faktor von 100 höher, ohne dass größere Überschwinger oder Stromspitzen hierbei auftreten . Zudem kann mit dem vorgeschlagenen Prinzip eine Vorspannung des analogen Stromreglers ( Biasstrom) erzeugt werden, sodass der mit Strom zu versorgende Halbleiter-Laser unterhalb seiner Laserschwelle betrieben wird und so zusätzlich eine Verbesserung in der Schaltgeschwindigkeit auf tritt .
Das vorgeschlagene Prinzip erlaubt somit eine hohe Flankensteilheit auch bei analogen Laserdiodentreibern für Hochleistungslaseranwendungen . Zudem wird die Regelzeitkonstante des analogen Stromreglers von der Flankensteilheit des erzeugten Pulses entkoppelt , sodass beide unabhängig voneinander optimiert werden können . Zudem lässt sich eine Spitzenstrombegrenzung im Einschaltmoment durch die vorgeschlagene Anordnung erzeugen, welche weiterhin das Bauteil , d . h . die Hochleistungslaserdiode schützt .
In einem Aspekt des vorgeschlagenen Prinzips umfasst ein Laserdiodentreiber einen steuerbaren Strompfad, der zwischen einen Versorgungs- potenzialanschluss und einen Bezugspotenzialanschluss geschaltet ist . Der steuerbare Strompfad umfasst eine steuerbare analoge Stromquelle sowie ein dazu in Serie geschaltetes Klemmenpaar für ein optoelektronisches Bauelement . Unter dem Begriff „optoelektronisches Bauelement" ist für die vorliegende Anmeldung insbesondere ein Halbleiterlaser , eine Laserdiode oder einen VCSEL gemeint . Insbesondere sollen darunter die j eweiligen Hochleistungsformen fallen, die für einen Betrieb mit einem Versorgungsstrom größer als 1 A geeignet sind . Im Folgenden werden daher die Begriffe Halbleiterlaser oder auch Laserdiode synonym für die verschiedenen möglichen Ausführungen verwendet .
Der Laserdiodentreiber umfasst einen analogen Stromregler mit einem Regeleingang zum Erfassen eines von einem Strom entlang des steuerbaren Strompfads abgeleiteten Signals . Dies kann beispielsweise ein Spannungssignal sein, welches über einen Strom-Spannungs konverter abgegriffen wird . Der analoge Stromregler weist weiterhin einen Regelausgang auf , der mit der steuerbaren Stromquelle zur Einstellung des Stroms durch den Strompfad und damit durch das optoelektronische Bauelement verbunden ist . Zudem ist ein Stelleingang zur Einstellung eines Sollwertes des Stroms durch den Strompfad vorgesehen .
Der analoge Stromregler ist somit ausgeführt , basierend auf dem am Stelleingang anliegenden Sollwert , einen Strom durch den steuerbaren Strompfad und damit das optoelektronische Bauelement zu regeln . Die Regelzeitkonstante des analogen Stromreglers ist von einem mit dem Regelausgang gekoppelten Ladungsspeicher abhängig .
Nach dem vorgeschlagenen Prinzip umfasst der Laserdiodentreiber zudem einen Schalteingang zur Zuführung eines Schaltsignals an einen parallel zu dem Klemmenpaar angeordneten Überbrückungskreis . Der Überbrückungskreis dient dazu, abhängig von dem Schaltsignal das optoelektronische Bauelement von dem Strompfad zu entkoppeln ( zu überbrücken) bzw . in dieses zu schalten ( freizugeben) , ohne dass es dabei zu einer Stromunterbrechung in dem Strompfad kommt .
Auf diese Weise lässt sich mit einer hohen Geschwindigkeit , d . h . deutlich schneller als die Regelzeitkonstante des analogen Stromreglers , das optoelektronische Bauelement bzw . der Halbleiterlaser in den Strompfad schalten oder von diesem trennen .
Erfindungsgemäß ist nun zur Vermeidung möglicher Überschwinger und Stromspitzen während des Schaltvorgangs ein nichtlineares Bauelement in den Überbrückungs kreis geschaltet . Das nichtlineare Bauelement ist dabei ausgeführt , dass der Spannungsabfall über den Überbrückungskreis und das Bauelement im Wesentlichen unabhängig bzw . nur geringfügig abhängig von dem durch den Überbrückungskreis fließenden Strom ist . Im Gegensatz zu konventionellen Ansätzen, bei der beispielsweise ein Widerstand verwendet wird, lässt sich so das Verhalten der Laserdiode nachbilden . Der Überbrückungskreis bedingt somit das schnelle Schalten, da der analoge Stromregler nun nicht mehr, wie in konventionellen Implementierungen, komplett einschwingen muss . Insofern ist somit ein Strompuls nicht mehr von der Regelzeitkonstanten abhängig , sondern vor allem von dem Verhalten des Überbrückungskreises . Da sich dieser schneller Ein- bzw . Ausschalten lässt , werden damit deutlich steilere Flanken bei einem entsprechenden Strompuls durch Hinzufügen bzw . Trennen des Überbrückungskreises erzeugt .
Der hier verwendete Ansatz stellt somit eine geregelte analoge Stromquelle für Hochleistungslaserdioden bereit , die eine hohe Schaltflankensteilheit bietet und gleichzeitig von der Regelzeitkonstanten entkoppelt ist . Durch den Überbrückungs kreis wird ein besseres Einschwingverhalten im Freigabemoment erreicht und es erfolgt trotz der großen Flankensteilheit keine die Laserdiode beschädigende Stromspitze des Einschaltstroms . Ein weiterer Vorteil ist die Bereitstellung eines Bias-Stroms auf einfache Weise .
In einigen Aspekten umfasst das nichtlineare Bauelement wenigstens eine in Flussrichtung geschaltete Diode . Die Einsatzspannung dieser in Flussrichtung geschalteten Diode bedingt im Wesentlichen den Spannungsabfall , sofern es in dem Überbrückungskreis keine weiteren, einen Widerstand erzeugenden Elemente gibt . In diesem Zusammenhang können auf einfache Weise somit mehrere Dioden in Flussrichtung geschaltet werden, um eine geeignete ( höhere ) Vorspannung für das zwischen die Anschlussklemmen geschaltete Bauelement zu erzeugen .
Alternativ hierzu lässt sich auch eine oder mehrere in Sperrrichtung geschaltete Zenerdiode verwenden . Dabei müssen diese Zenerdioden j edoch den durch den Überbrückungs kreis fließenden Strom aufnehmen, so dass ihre Stromtragefähigkeit deutlich größer als bei Zenerdioden geringer Leistung sein muss . Alternativ dazu lassen sich auch Transistoren beispielsweise in Form von Bipolar- oder Feldeffekttransistoren benutzen, um einen im Wesentlichen vom Stromfluss unabhängigen Spannungsabfall zu erzeugen . Zu diesem Zweck kann ein Basisanschluss eines Bipolartransistors mit seinem Kollektor- bzw . Emitteranschluss gekoppelt sein . Bei einem Feldeffekttransistor ist dessen Gate mit einem der beiden weiteren Kanalanschlüsse gekoppelt , so dass die Spannung über dem Kanal konstant gehalten wird . Gleiches kann auch für Bipolartransistoren erfolgen Die Kopplung kann direkt oder über weitere Elemente wie Spannungsteiler , Widerstände u . ä . erfolgen .
Das nichtlineare Bauelement wird in einigen Aspekten derart implementiert , dass der über dem parallel angeordneten Überbrückungskreis erzeugte Spannungsabfall und damit insbesondere der Spannungsabfall über dem Bauelement geringer ist als eine Einsatzspannung des mit dem Klemmenpaar verbundenen optoelektronischen Bauelements . Mit anderen Worten wird somit das optoelektronische Bauelement auch in einem ausgeschalteten Zustand, d . h . bei einem aktivierten und parallel geschalteten Überbrückungskreis unterhalb seiner Einsatzspannung bzw . seines Einsatzstromes betrieben . Das optoelektronische Bauelement , beispielsweise in Form der Halbleiterlaserdiode , kann somit in einem Zustand unterhalb seiner Schwellenspannung bzw . Laserschwellstroms gehalten werden, so dass bei einem späteren Einschaltvorgang dieses schneller und mit einer größeren Flankensteilheit vonstattengeht . Insgesamt verbessert sich so auch die Flankensteilheit des optischen Impulses .
Einige Aspekte beschäftigen sich mit dem Aktivieren bzw . Deaktivieren des analogen Stromreglers , um so auf diese Weise eine Reduzierung des gesamten Energieverbrauchs zu gewährleisten . Dies kann in einigen Aspekten beispielsweise durch eine entsprechende Schaltung erfolgen, die einen Längsregeltransistor im Strompfad, d . h . der steuerbaren Stromquelle , an- bzw . abschaltet .
Alternativ ist es auch möglich, den am Stelleingang anliegenden Sollwert auf null zu setzen, sodass der Stromregler herunterregelt . Alternativ dazu ist zudem auch eine Unterbrechung des Laserdiodenstroms durch ein weiteres zum optoelektronischen Bauelement und dem Überbrückungs kreis in Reihe angeordnetes Schaltelement möglich . Weiter alternativ dazu kann der analoge Stromregler dauerhaft betrieben werden, und es erfolgt ein An- bzw . Abschalten des am Klemmenpaar angeschlossenen Bauelements lediglich am Schalteingang , d . h . mit Hilfe des Überbrückungskreises .
Einige weitere Aspekte betreffen die Ausgestaltung des Laserdiodentreibers . Dieser ist so ausgestaltet , dass das Schaltsignal erst nach dem Anlegen eines Sollwertes und der erfolgten Regelung des analogen Stromreglers bereitgestellt wird . Dadurch ist sichergestellt , dass das Schaltsignal erst nach der Einschwingzeit des analogen Stromreglers , wenn dieser in seiner Regelung aktiv ist , bereitgestellt wird . Os zillationen während des Einschwingens werden so vermieden .
Die analoge steuerbare Stromquelle ist in diesem Zusammenhang dazu ausgeführt , ein Stromsignal im Bereich von größer 1 Ampere bereitzustellen, beispielsweise für einen gepulsten Betrieb , bei der ein Strom durch das optoelektronische Bauelement im Bereich von 1 Ampere bis zu 10 Ampere liegt . Das vorgeschlagene Prinzip ist j edoch darauf nicht beschränkt , sondern die verbesserte Flankensteilheit kann sowohl für Hochleistungslaserdioden mit Versorgungsströmen von mehr als 1 Ampere , aber auch für Laserdioden mit geringeren Versorgungströmen und deutlich höheren Schaltzeiten zur Verfügung stehen .
Nach dem vorgeschlagenen Prinzip wird in einigen Aspekten die Flankensteilheit eines Stroms entlang des steuerbaren Strompfades durch das optoelektronische Bauelement im Wesentlichen durch einen Spannungsabfall des parallel zu dem Klemmenpaar angeordneten Überbrückungs kreises bestimmt .
Ein anderer Aspekt betrifft ein Verfahren zum Betreiben eines optoelektronischen Bauelements und insbesondere eines Halbleiterlasers bzw . einer Hochleistungslaserdiode . Das optoelektronische Bauelement ist in einem regelbaren Strompfad angeordnet . Das Verfahren umfasst die Schritte des Bereitstellens eines Stromsollwertes und der nachfolgenden Regelung eines Stroms durch den Strompfad auf den Stromsollwert . Hierbei wird aber das optoelektronische Bauelement durch einen parallel angeordneten Überbrückungskreis überbrückt und der Strom wird im Wesentlichen durch diesen Überbrückungskreis geleitet .
Der Spannungsabfall über dem Überbrückungs kreis ist dabei im Wesentlichen unabhängig bzw . nur geringfügig abhängig von dem durch den Überbrückungskreis fließenden Strom. Nachdem eine Regelung des Stroms auf den Stromsollwert erfolgt ist , wird der parallel angeordnete Überbrückungskreis getrennt , sodass der Strom nun über das optoelektronische Bauelement bzw . den Halbleiterlaser fließt . Im Allgemeinen verändern sich durch diesen Schaltvorgang die Lastverhältnisse im geregelten Strompfad und der Regler muss nachj ustieren . Hierbei startet der Regler j etzt aber von einem vorgeregelten Niveau, welches möglichst nahe am Sollwert ist .
Um ein korrektes Abschalten des optoelektronischen Bauelements bei einem parallel angeordneten Überbrückungskreis zu gewährleisten, ist es in einigen Aspekten vorgesehen, dass der Spannungsabfall über den Überbrückungskreis kleiner ist als eine Einsatzspannung des optoelektronischen Bauelements .
Der Spannungsabfall wird in einigen Aspekten des vorgeschlagenen Verfahrens unter anderem durch ein nichtlineares Bauelement erzeugt . Dabei wird der Spannungsabfall im Wesentlichen durch dieses Bauelement bewirkt , wobei andere Elemente des Überbrückungskreises hierzu einen weiteren Beitrag leisten können . Das nichtlineare Bauelement umfasst in einigen Aspekten wenigstens eine oder mehrere in Flussrichtung geschaltete Dioden . Alternativ können auch eine oder mehrere in Sperrrichtung geschaltete Zenerdioden eingesetzt werden . Ebenso ist es wie bereits oben erläutert auch möglich, Transistoren, beispielsweise in Form von Bipolar oder Feldeffekttransistoren, vorzusehen, deren j eweilige Basis- bzw . Gate-Anschluss mit einem der weiteren Anschlüsse gekoppelt ist . Durch das vorgeschlagene Prinzip wird die Regelzeitkonstante der analogen Regelung von dem Einschwingverhalten bei Anliegen eines Pulses , d . h . der Flankensteilheit entkoppelt . Somit lässt sich die Regelzeitkonstante unabhängig von der Flankensteilheit einstellen . In einigen Aspekten wird die Regelzeitkonstante durch eine Kapazität eines Ladungsspeichers bestimmt . Die Flankensteilheit während eines Schaltvorgangs wird wiederum im Wesentlichen von einem Spannungsabfall über den Überbrückungskreis bestimmt .
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Weitere Aspekte und Ausführungsformen nach dem vorgeschlagenen Prinzip werden sich in Bezug auf die verschiedenen Ausführungsformen und Beispiele offenbaren, die in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen ausführlich beschrieben werden .
Figuren 1A und 1B zeigen einen zeitlichen Verlauf des Laserdiodenstroms für einen Einschaltvorgang bei konventionellen analogen Stromtreibern;
Figur 2 stellt einen zeitlichen Verlauf des Laserdiodenstroms für einen Puls dar, wie er mit konventionellen analogen Treiberschaltungen erzeugbar ist ;
Figur 3 zeigt eine erste Ausführungsform eines Laserdiodentreibers nach dem vorgeschlagenen Prinzip;
Figur 4 zeigt eine zweite Ausführungsform eines Laserdiodentreibers nach dem vorgeschlagenen Prinzip ;
Figur 5 ist eine dritte Ausführungsform eines Laserdiodentreibers nach dem vorgeschlagenen Prinzip;
Figur 6 stellt einen zeitlichen Verlauf des Laserdiodenstroms dar, im Besonderen die Anstiegszeit mit einem Treiber nach dem vorgeschlagenen Prinzip; Figur 7 zeigt einen zeitlichen Verlauf des Laserdiodenstroms für einen schnellen Puls , erzeugt von einem Treiber nach dem vorgeschlagenen Prinzip;
Figur 8 zeigt beispielhaft die Signalverläufe für das Schaltsignal , das Stellsignal und den Strom durch die Laserdiode nach einer Ausgestaltung mit einigen Aspekten des vorgeschlagenen Prinzips ;
Figur 9 ist eine Pulsfolge mit einem eingestellten Bias-Strom;
Figur 10 zeigt eine Ausgestaltung des vorgeschlagenen Verfahrens ;
Figur 11 zeigt eine Ausgestaltung eines weiteren nicht linearen Bauelements .
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Die folgenden Ausführungsformen und Beispiele zeigen verschiedene Aspekte und ihre Kombinationen nach dem vorgeschlagenen Prinzip . Die Ausführungsformen und Beispiele sind nicht immer maßstabsgetreu . Ebenso können verschiedene Elemente vergrößert oder verkleinert dargestellt werden, um einzelne Aspekte hervorzuheben . Es versteht sich von selbst , dass die einzelnen Aspekte und Merkmale der in den Abbildungen gezeigten Ausführungsformen und Beispiele ohne weiteres miteinander kombiniert werden können, ohne dass dadurch das erfindungsgemäße Prinzip beeinträchtigt wird . Einige Aspekte weisen eine regelmäßige Struktur oder Form auf . Es ist zu beachten, dass in der Praxis geringfügige Abweichungen von der idealen Form auf treten können, ohne j edoch der erfinderischen Idee zu widersprechen .
Außerdem sind die einzelnen Figuren, Merkmale und Aspekte nicht unbedingt in der richtigen Größe dargestellt , und auch die Proportionen zwischen den einzelnen Elementen müssen nicht grundsätzlich richtig sein . Einige Aspekte und Merkmale werden hervorgehoben, indem sie vergrößert dargestellt werden . Begriffe wie "oben" , "oberhalb" , "unten" , "unterhalb" , "größer" , " kleiner" und dergleichen werden j edoch in Bezug auf die Elemente in den Figuren korrekt dargestellt . So ist es möglich, solche Beziehungen zwischen den Elementen anhand der Abbildungen abzuleiten .
Für den Betrieb von Leuchtdioden, ( nicht unbedingt für die in der vorliegenden Anmeldung vorgesehenen Laserdioden ) kommen häufig getaktet Stromkonverterschaltungen zum Einsatz . Sofern diese LEDs gepulst betrieben werden, wird das durch ein Ein- bzw . Ausschalten des Konverters realisiert . Allerdings sind damit die Pulsfrequenzen durch die Schaltflanken und die Regelzeit des Konverters begrenzt . Um die Flankensteilheit bei getakteten Stromkonvertern dennoch zu erhöhen, lassen sich verschiedene Maßnahmen angeben, die j edoch häufig zu einem entsprechenden Überschwingen in der Pulsfolge , d . h . Stromspitzen im Versorgungsstrom der LED aufgrund der Einschwingzeit und der Regelung des Konverters , führen .
Um Überschwinger und Stromspitzen beim Betrieb von Laserdioden zu vermeiden, werden bevorzugt analoge Konstantstromregler genutzt . Dabei spielt eine Komponente des Reglers eine wichtige Rolle , nämlich der Integrations kondensator, welcher die Einschwingzeit maßgeblich bestimmt . Die Figuren 1A und B sowie die Figur 2 zeigen Aufnahmen aus einem Os zillos kop, welches den Anstieg eines derartigen gepulsten Laserdiodenstroms abhängig von diesem Kondensator darstellt .
In Teilfigur A ist der sogenannte Integrationskondensator des Stromreglers relativ klein gewählt . Daraus ergibt sich eine steilere Anstiegsflanke , die allerdings im oberen Bereich zu einem geringfügigen Überschwinger, d . h . einer Stromspitze führt . Unter dem Begriff Überschwinger wird dabei ein überschießender Strom- und/oder Spannungsanteil verstanden, der sich aufgrund der Regelung und der damit verbundenen Regelzeitkonstanten ergibt . Die Spitze folgt aus dem Verhalten des Reglers und ist unter anderem auch von parasitären Effekten wie Streukapazitäten und Streuinduktivitäten abhängig . Diese lassen sich zwar durch gutes Platinenlayout reduzieren, es verbleiben aber die Anteile , die sich aus dem Design der Schaltung und insbesondere den Laserdiodenzuleitungen ergeben . Die Stromspitze ist zwar in Teilfigur 1A relativ klein ausgeführt und beträgt nur wenige % des Gesamtwertes , dies kann j edoch zu einer Beschädigung der Laserdiode während des Schaltvorgangs führen . Während LEDs hier eine größere Robustheit zeigen, sind insbesondere Hochstromlaserdioden bezüglich dieser Stromspitzen sehr sensibel . Hintergrund ist die direkte Abhängigkeit von der Laserausgangsleistung zu dem Versorgungsstrom. Eine Stromspitze führt direkt zu einem starken Anstieg der Laserleistung, welches schnell zu einer Beschädigung des Resonators führen kann . Das Problem wird insbesondere dann erschwert , wenn die Laserdiode bereits im oberen Bereich ihrer Leistung betrieben wird .
Um ein Überschwingen wie in der Teilfigur A gezeigt zu verhindern, ist es beispielsweise möglich, die Regelzeit des Stromreglers zu erhöhen, was beispielsweise durch eine Erhöhung der Kapazität des Integrationskondensators erreicht wird . Dies ist in Teilfigur 1B dargestellt . Jedoch ist hier deutlich zu erkennen, dass die Anstiegs zeit aufgrund dieser Tatsache ebenfalls um mindestens den gleichen Faktor ansteigt .
Figur 2 zeigt hierzu einen tatsächlich auf genommenen Puls in einem Os zillos kop, dessen Zeitachse eine Zeiteinstellung bei 400 ps pro Division aufweist . Daraus ergibt sich eine Anstiegszeit im Bereich von ca . 70 ps , was im Wesentlichen dem in Teilfigur 1B dargestellten Verlauf entspricht . Die Anstiegszeit mag zwar für normale Lichtanwendungen ausreichend sein, für höhere Schaltfrequenzen ist die Flankensteilheit 2 zu groß .
Die beiden Aspekte einer hohen Schaltfrequenz bei gleichzeitig großer Flankensteilheit lässt sich zwar in aufwändigeren analogen Stromregelschaltungen für geringe Ströme einigermaßen realisieren, für Hochstromanwendungen, insbesondere zur Versorgung von Hochleistungslaserdioden mit Strömen im Amperebereich, erzeugen diese Regelungen nicht die gewünschten Stromstärken .
Der Erfinder hat nun herausgefunden, dass bei analogen Stromquellen für Hochstromlaserdioden zusätzlich ein paralleles Netzwerk an den zu regelnden Strompfad geschaltet werden kann, mit dessen Hilfe eine deutliche Erhöhung der Schaltflanke realisierbar ist , ohne j edoch die nicht gewünschten Stromspitzen zu erzeugen . Diese Verbesserung ist sogar besser als bei konventionellen getakteten Konvertern, die bereits mit hohen Schaltfrequenzen und steilen Schaltflanken arbeiten .
Erreicht wird dies durch einen das Netzwerk bildenden Überbrückungskreis , welcher parallel zu der verwendeten Laserdiode ( oder allgemein einem optoelektronischen Bauelement ) geschaltet wird . Der Überbrückungs kreis besitzt neben einem Element zum Aktivieren bzw . Deaktivieren des Überbrückungs kreises als solches auch ein nichtlineares Bauteil , welches einen vom Strom im wesentlichen unabhängigen Spannungsabfall erzeugt . Das nichtlineare Bauteil ist beispielsweise eine Diode , dessen Einsatzspannung und auch dessen Spannungsabfall im Wesentlichen unabhängig vom Strom ist , bzw . nur eine leichte Stromabhängigkeit in Vorwärtsrichtung zeigt .
Figur 3 zeigt hierzu ein Ausführungsbeispiel eines Laserdiodentreibers nach dem vorgeschlagenen Prinzip .
Der Laserdiodentreiber , welcher als analoge Stromquelle ausgeführt ist , umfasst einen steuerbaren Strompfad 10 , der zwischen einen Ver- sorgungspotenzialanschluss 11 und einen Bezugspotenzialanschluss 12 geschaltet ist . In diesem Ausführungsbeispiel ist eine regelbare analoge Stromquelle 13 vorgesehen, die eingangsseitig mit dem Versor- gungspotenzialanschluss 11 verbunden ist und an ihrem Ausgang 131 , ein von einem Regelsignal 132 abhängigen Strom bereitstellt . Der Ausgang 131 der Stromquelle ist zum einen mit dem Abgriff 102 sowie dem Klemmenpaar 14 verbunden . Der Abgriff 102 bzw . 103 ist zudem an den Überbrückungskreis 30 angeschlossen, der so das Klemmenpaar 14 und die Laserdiode 14a überbrückt .
Dazu umfasst der Überbrückungs kreis einen Schalteingang 31 sowie ein nichtlineares Element 32 , so dass dieses mittels eines Schaltsignals PWM fast am Schalteingang 31 zwischen die beiden Abgriffe 102 und 103 trennbar geschaltet werden kann . Dadurch lässt sich anhand des Schaltsignals PWM fast somit das nichtlineare Element 32 parallel zu dem Klemmenpaar 14 verschalten . Der zweite Abgriff 103 führt einerseits an einen nicht gezeigten Widerstand ( der auch weggelassen werden kann) , der an einen Bezugspotenzialanschluss 12 angeschlossen ist , und zum anderen an den Rückführungseingang 21 eines analogen ( P ) I ( D ) -Reglers 20 .
Der analoge Regler 20 besitzt weiterhin einen Sollwerteingang 23 zur Einstellung eines Stroms durch die regelbare Stromquelle 13 mittels eines Sollwertsignals MOD LD1 . Hierzu ist weiterhin der analoge Regler mit einem Ladungsspeichers in Form eines Kondensators 24 ausgerüstet , wobei dieser Ladungsspeicher zwischen den Reglerausgang 22 , und einen Rückführungseingang geschaltet ist . Der Kondensator 24 entspricht somit dem Integrations kondensator in den vorangegangenen Teilfiguren 1A und 1B .
Im Betrieb dieser Anordnung wird bei einer Vorgabe eines Sollwertsignals am Eingang 23 ein davon abhängiges Signal an dem Regelausgang 22 erzeugt und der regelbaren Stromquelle 13 zugeführt . Basierend hierauf erzeugt die regelbare Stromquelle an ihrem Ausgang 131 ein entsprechendes Stromsignal . Dieses wird durch die Regelung des ( P ) I ( D ) -Reglers 20 auf einem Sollwert gehalten .
Die Regelzeitkonstante für eine derartige Regelung ist dabei im Wesentlichen von der Größe des Kondensator 24 abhängig . In einem anfänglichen Betriebszustand nach dem vorgeschlagenen Prinzip wird das Stellsignal am Ausgang 22 erzeugt , wobei gleichzeitig das Klemmenpaar 14 mit einer dazwischen geschalteten Hochleistungslaserdiode durch den parallel geschalteten Überbrückungskreis 30 überbrückt wird . Der von der Stromquelle 13 abgegebene Strom fließt anfänglich somit durch das nichtlineare Element 32 und erzeugt dabei einen von dem Strom im wesentlichen unabhängigen Spannungsabfall .
Erst nach der Einschwingzeit des Reglers 20 , d . h . , wenn dieser eine stabile und kontinuierliche Regelung auf den Sollwert ( definiert am Sollwerteingang 23 ) liefert , wird nun ein Schaltsignal am Eingang 31 angelegt , und so der Überbrückungs kreis 30 von dem Klemmenpaar 14 abgetrennt . Dadurch fließt der Strom nun durch die Laserdiode und entlang des Klemmenpaars 14 . Der Stromregler stellt sich nun auf die neuen Lastverhältnisse ein . Durch den vorhandenen vorherigen Überbrückungskreis 30 ist j edoch der Stromregler vorgespannt , d . h . , er ist näher an seinem Arbeitspunkt als bei einem Einschalten ohne die vorherige Last durch den Überbrückungskreis . Gleichzeitig kann der Schaltvorgang im Überbrückungskreis 30 optimiert und so die Anstiegs zeit an die gewünschten Parameter angepasst werden .
Figur 4 zeigt eine weitere Ausgestaltung eines Laserdiodentreibers mit diskreten Bauelementen . Der Strompfad 10 ist hierbei zwischen den Ver- sorgungspotenzialanschluss 11 und den Bezugspotenzialanschluss 12 geschaltet und umfasst einen Widerstand RI , den Abgriff 102 , eine an das Klemmenpaar 14 angeschlossene Laserdiode 14a, einen längs Regeltransistor , welcher die regelbare Stromquelle 13 bildet , sowie den Bezugspotenzialanschluss 12 . Zwischen den Abgriffen 102 und 103 ist eine Diode 32 als nichtlineares Element sowie ein Steuertransistor 33 als MosFET geschaltet . Die beiden Elemente 32 und 33 bilden den Überbrückungs kreis , wobei der Steueranschluss des Transistor 33 über einen Widerstand R4 an den Schalteingang 31 angeschlossen ist .
Der analoge Stromregler 20 umfasst in diesem Ausführungsbeispiel zwei miteinander verschaltete Operationsverstärker Ul und U2 . Dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärker U2 wird dabei über einen Widerstand R3 ein Stromsollwertsignal von dem Stelleingang 23 zugeführt . Der invertierende Eingang des Operationsverstärker U2 ist über einen integrierenden Ladungsspeicher 24 mit seinem Ausgang gekoppelt , der gleichzeitig auch den Regelausgang 22 bildet und an den Steueranschluss der steuerbaren Stromquelle 13 angeschlossen ist . Darüber hinaus ist der Regelausgang 22 mit einem optional vorhandenen Regelbegrenzer 25 verbunden, der aus einem zwischen den Bezugspotenzialanschluss 12 geschalteten Widerstand sowie eine in Sperrrichtung geschaltet Diode besteht . Der Regelbegrenzer 25 begrenzt während der Regelung den Strom nach unten hin .
Der analoge Stromregler umfasst weiterhin einen ersten Operationsverstärker Ul , dessen Ausgang an den invertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärker U2 über einen Widerstand R4 angeschlossen ist . Gleichzeitig ist dieser Widerstand R4 auch mit dem integrierenden Ladungsspeicher 24 verbunden . Eingangsseitig ist der Operationsverstärker Ul über einen Spannungsteiler aus den Widerständen R5 und R6 mit dem Versorgungspotenzialan- schluss 11 verbunden, der nicht-invertierende Eingang von Ul führt über einen Spannungsteiler R7 und R8 einerseits an den Ausgang des Operationsverstärker Ul und andererseits an den Abgriff 102 . Damit bilden die Operationsverstärker Ul und U2 eine Regelung für die Einstellung des Längsregeltransistor 13 .
In einem Betrieb wird dem ersten Operationsverstärker Ul eingangsseitig über den Widerstand RI ein Spannungssignal zugeführt , welches im Wesentlichen dem durch den Widerstand RI fließenden Strom entspricht . Das Ausgangssignal führt hierzu an den invertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärker U2 , dem eingangsseitig der Sollwert über den Sollwerteingang 23 zugeführt wird . Der Ausgang 22 des Operationsverstärkers U2 führt an den Regeltransistor 13 , der basierend auf dem Regelsignal am Ausgang 22 nun den Strom durch den Widerstand RI und damit auch durch die Laserdiode 14a einregelt . Dieses Betriebsverfahren entspricht im Wesentlichen dem eingeschwungenen Zustand, bei dem der Strom durch den Strompfad 10 durch den analogen Regler 20 abhängig von dem Sollwertsignal am nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärker U2 eingestellt wird .
Für den Einschalt- bzw . auch den Ausschaltvorgang ist dabei die Anstiegs zeit und auch die Abfallzeit im Wesentlichen von dem integrierenden Kondensator 24 zwischen dem invertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärker U2 und dem Ausgang 22 abhängig . Ein kleinerer Kondensatorwert führt zu höheren Überschwingern- und zwar sowohl während des Anstiegs als auch während des Abfalls . Um das Überschwingen zu vermeiden, können größere Kondensatoren 24 verwendet werden, allerdings vergrößern diese wiederum die Anstiegs zeit . Erfindungsgemäß wird daher der Überbrückungs kreis 30 vorgesehen, der zwischen die Abgriffe 102 und 103 geschaltet ist .
Für den Fall des Einschaltens der Laserdiode wird nach dem vorgeschlagenen Prinzip nun in einem ersten Schritt eine Sollwertregelung vorgenommen, in dem am Stelleingang 23 das Stromsollwertsignal angelegt wird . Gleichzeitig oder kurz davor wird am Schalteingang 31 dem Überbrückungskreis 30 ebenfalls ein Schaltsignal zugeführt , welches den Schalttransistor 33 des Überbrückungskreises 30 aktiviert und somit das nichtlineare Element in Form der Diode 32 zwischen die Abgriffe 102 und 103 schaltet , wodurch dieses parallel zur Laserdiode 14a ausgerichtet ist . ( Die Signallogik kann auch durch geeignete Wahl eines n- oder p-MOSFET umgedreht werden, so dass der Strom regelmäßig durch die Diode fließt und nur bei Aktivieren des MOSFET , der Überbrückungskreis deaktiviert wird . )
Die Laserdiode 14a wird dadurch überbrückt , wobei ein Spannungsabfall über den Überbrückungskreis hauptsächlich von der Vorwärtsspannung durch die Diode 32 abhängig ist . Durch das Signal am Sollwerteingang 23 sowie das Stellsignal am Eingang 31 regelt nun der analoge Stromregler das durch den Strompfad 10 und die Diode 32 fließende Stromsignal auf den Sollwert . Ist dieser Vorgang abgeschlossen, d . h . der analoge Stromregler eingeschwungen, kann das Schaltsignal am Eingang 31 deaktiviert werden, sodass der Überbrückungskreis geöffnet wird und der Strom durch die Laserdiode fließt .
Dieser Vorgang ist in Figur 8 gezeigt . Dabei ist das Signal PWM fast das dem Schalteingang 31 zugeführte Signal , das Signal MOD LD1 das Sollwertsignal für den analogen Stromregler , und das Signal I LD1 entspricht dem Stromsignal durch die Laserdiode .
Wie zu erkennen, wird das Sollwertsignal MOD LD1 zum Zeitpunkt TI als erstes aktiviert , wobei gleichzeitig das Schaltsignal und der Überbrückungs kreis derart ausgeführt sind, dass die Laserdiode überbrückt wird, sodass der Strom durch die Laserdiode im Wesentlichen null ist oder einem Bias-Strom entspricht . Nach einem Einschwingvorgang des analogen Stromtreibers während des Zeitraum tv, wird der Überbrückungskreis getrennt ( PWM fast geht von „low" auf „high" ) , sodass der Strom I LD1 durch die Laserdiode mit einer sehr geringen Anstiegs zeit ansteigt . Sofern die Zeit tv für den Einschwingvorgang des Stromreglers 20 kürzer ist als die Aus-Zeit bis zum nachfolgenden Schaltsignal ( PWM fast auf „high" ) , so kann sowohl das Sollwertsignal MOD LD1 als auch das Schaltsignal PWM fast gleichzeitig abgestellt und so der Strom durch die Laserdiode abgeschaltet werden .
Zum Zeitpunkt T2 wird erneut das Sollwertsignal MOD LD1 aktiviert , diesmal j edoch mit einem geringeren Wert , sodass der Strom I LD1 insgesamt auf einen geringeren Pegel eingestellt wird .
In dieser Ausführungsform erfolgt ein Einschalten des Überbrückungskreises dahingehend, dass auch hier das Schaltsignal am Schalteingang 31 wieder deaktiviert ist und so die Laserdiode überbrückt wird . Erst nach Einschwingen des Reglers wird der Überbrückungs kreis abgeschaltet und der Strom I LD1 fließt mit niedrigerem Pegel durch die Laserdiode . Sofern eine leichte Modulation des Stroms notwendig ist , kann diese mit dem Regler über das Sollwertsignal erfolgen . Zum Abschalten des Stromes durch die Laserdiode wird in dieser Ausführungsform zuerst das Schaltsignal PWM fast deaktiviert und erst nach Verstreichen der Zeit tv das Sollwertsignal MOD LD1 auf 0 gesetzt .
In einigen Aspekten, insbesondere bei einem Laser mit sehr schnellen Schaltfrequenzen kann es sein, dass die Regelzeit tv des analogen Stromreglers größer ist als die eigentliche Pulsdauer der Laserdiode . Z . B . verbieten die in Figur 2 gezeigten Anstiegs zeiten Schaltgeschwindigkeiten mit Pulsen von mehr als 100kHz .
In diesem Fall ist es zweckmäßig , den analogen Stromregeltreiber dauerhaft aktiviert zu lassen und eine Ein-Aus-Steuerung des Stroms durch die Laserdiode lediglich durch das Signal PWM fast am Schalteingang 31 zu erzeugen . Dies ist im letzten Teilbereich der Figur 8 ab dem Zeitpunkt T3 dargestellt . Die einzelnen Pulse haben dabei eine kürzere Länge als die Zeitdauer tv . Erst mit der letzten fallenden Taktflanke des Signals PWM fast kann auch das Sollwertsignal MOD LD1 abgeschaltet werden . Auf diese Weise werden hohe Anstiegs- und Abfallzeiten bei hohen Schaltfrequenzen erreicht .
Figur 5 zeigt eine weitere Ausgestaltung , bei der der analoge Stromregeltreiber als integriertes Bauelement vorgesehen ist . Extern werden bei diesem Bauelement lediglich der Längsregeltransistor für die Stromquelle 13 , der Integralkondensator 24 zur Einstellung der Regelzeitkonstanten sowie der Überbrückungs kreis 30 vorgesehen .
In dem Ausführungsbeispiel ist zudem ein Bipolartransistor 34 angegeben, dessen Basisanschluss über einen Widerstand mit dem Schalteingang 31 für das schnelle Schaltsignal PWM jast verbunden ist . Für den schnellen Schaltvorgang wird der Bipolartransistor 34 durchgeschaltet , sodass der Steueranschluss des Schalttransistor 33 über einen weiteren Widerstand auf das Bezugspotenzial 12 gezogen wird . Dadurch wird entsprechend der Überbrückungs kreis aktiviert bzw . deaktiviert ( negative Logik im Vergleich zu dem Schaltsignal PWM jast in Fig . 8 ) . Die eigentliche Stromregelung auf den Sollwert erfolgt über den Anschluss 23 , wie auch im vorangegangenen Ausführungsbeispiel , der dem integrierten Schaltkreis 20 als Sollwerteingang zur Verfügung gestellt wird .
Die Figur 6 zeigt nun einen zeitlichen Stromverlauf und im Besonderen die Anstiegs zeit mit einem Treiber nach dem vorgeschlagenen Prinzip .
Kurve Kl entspricht dabei einer steigenden Pulsflanke mit einem Integrationskondensator in etwa von 2nF, die Kurve K2 zeigt die Anstiegs zeit mit einem Integralkondensator von 390pF, also in etwa dem 1 /5 -fachen . Die y-Achse skaliert mit 0 , 5 A pro Division, die x-Achse mit 1 ps pro Division . Der Figur ist deutlich zu entnehmen, dass bei einem kleineren Integralkondensator dargestellt durch die Kurve K2 ein geringfügiges Überschießen vorhanden ist , welches bei dem größeren Integralkondensator der Kurve Kl nicht mehr auf tritt . Demgegenüber besteht j edoch kein größerer Einfluss dieses Integralkondensators auf die Anstiegszeit , die im Wesentlichen zwischen 10 % und 80 % weiterhin bei etwa 1 ps liegt . Daraus ergibt sich, dass durch die zusätzlich vorhandene Maßnahme eines Überbrückungskreises die Anstiegs zeit im Wesentlichen unabhängig von dem verwendeten Integrationskondensator zur Einstellung der Regelzeit wird . Dies ist vorteilhaft , da nun ein Überschwingen durch eine vergrößerte Regelzeit reduziert werden kann, ohne dass sich dieses negativ auf die Anstiegszeit auswirkt . Figur 7 zeigt einen vollständigen Puls mit etwa einer Länge von 10 ps , wobei der Anstieg innerhalb von etwa 1 ps liegt . Auch die Abfallzeit dieses Pulses ist in etwa ein bis 1 , 5 ps , sodass sich insgesamt sehr steile Pulsflanken bei einer Pulsdauer von lediglich 10 ps ergeben .
Figur 9 zeigt zusätzlich, dass sich mit diesen Maßnahmen nicht nur sehr steile Pulsflanken erzeugen lassen, sondern diese bei sehr starken Strömen weiterhin ohne Überschwinger ausgebildet werden können . In Figur 9 sind drei aufeinanderfolgende Pulse mit einer Pulslänge von im Wesentlichen 1 ps gezeigt . Die Anstiegs zeit liegt dabei deutlich unterhalb einer ps . Zudem ist hier ein Bias-Strom vorhanden, der ungefähr 0 , 4 A entspricht und durch die verwendeten Dioden in Vorwärtsrichtung im Überbrückungs kreis bewirkt wird .
Damit lässt sich auch eine Laserdiode im ausgeschalteten Zustand unterhalb ihres Schwellenstroms betreiben, sodass diese besonders schnell eingeschaltet werden kann, wobei der Einschwingvorgang des Reglers geringgehalten wird . Der Biasstrom lässt sich durch die verwendeten nichtlinearen Elemente , beispielsweise eine Diode oder auch einen Transistor , einstellen . Zudem sollte in diesem Zusammenhang der Spannungsabfall des nichtlinearen Elementes unterhalb der Schwellenspannung der Hochleistungslaserdiode liegen, um ein sicheres Abschalten der Diode zu gewährleisten .
Figur 10 zeigt eine Ausführungsform eines Verfahrens zum Betreiben eines optoelektronischen Bauelementes und insbesondere eines Hochleistungshalbleiterlasers , der in einem regelbaren Strompfad angeordnet ist .
In Schritt S1 wird für diesen Zweck ein Stromsollwert bereitgestellt , der dazu benutzt wird, in Schritt S2 einen Strom durch den Strompfad auf den Sollwert zu regeln . Diese Regelung erfolgt j edoch derart , dass das pulsförmig zu betreibende optoelektronische Bauelement bzw . der Hochleistungshalbleiterlaser während dieser ersten Einschwingphase überbrückt wird, und zwar durch einen dazu angeordneten und eingeschalteten Überbrückungskreis . Dadurch fließt der erste Einschaltstrom im Wesentlichen durch den Überbrückungs kreis , wobei der Spannungsabfall über diesem Überbrückungskreis im Wesentlichen unabhängig bzw . nur geringfügig abhängig von dem fließenden Strom ist .
Dies Verhalten wird durch ein nichtlineares Element , beispielsweise eine Diode in Flussrichtung oder auch eine oder mehrere Zenerdioden bzw . auch Transistoren, erreicht . Bei Letzteren ist der Steueranschluss so verschaltet , dass sich ein stromunabhängiger Widerstand ergibt . Die Überbrückung mittels des Überbrückungskreis erfolgt so lange , bis die Stromregelung eingeschwungen ist . Erst dann wird der parallel angeordnete Überbrückungs kreis getrennt , sodass der Strom nun durch das optoelektronische Bauelement und damit die Laserdiode fließt . Diese Trennung kann durch ein Schaltsignal bewirkt werden, mit dem sich auf diese Weise die Laserdiode schnell ein- und ausschalten lässt , ohne dass weitere Überschwinger durch die Stromregelung erzeugt werden .
Mit dem vorgeschlagenen Prinzip wird somit gerade für Hochleistungslaserdioden eine große Flankensteilheit erreicht , bei dem sich auch hohe Schaltgeschwindigkeiten im Bereich weniger Mikrosekunden realisieren lassen . Das Einschwingverhalten wird hinsichtlich der Anstiegszeit von der Regelzeitkonstanten entkoppelt , sodass beide unabhängig voneinander optimiert werden können . Insbesondere gibt es trotz der großen Flankensteilheit keine Stromspitzen, sodass die Hochleistungslaserdioden entsprechend geschützt werden können . Bei einer geeigneten Verwendung eines nichtlinearen Bauelementes lässt sich ein einfacher Bias-Strom durch die Laserdiode realisieren, sodass auch hier die eigentlichen Zeiten für den Einschaltvorgang der Laserdiode verringert sind . Zusätzlich erfolgt eine Spitzenstrombegrenzung im eingeschalteten Moment .
Der hier verwendete Laserdiodentreiber sowie das vorgeschlagene Verfahren lässt sich vor allem für Hochleistungslaserdioden beispielsweise bei grafischen Head-Up-Displays , in holographischen Displays oder auch in Proj ektoren verwenden . Zusätzlich erlaubt die Anordnung auch CW Treiber für den Pulsbetrieb zu modifizieren, wodurch eine höhere Flexibilität bei der Auswahl vorhandener Treiber erreicht wird . Figur 11 zeigt eine Ausgestaltung eines nicht-linearen Bauelements 32 , welches beispielsweise anstatt der in den vorher gezeigten Ausführungen anstatt der Diode 32 zum Einsatz kommen kann .
Die gezeigte Ausführung ist als npn Bipolar-Transistor ausgeführt , bei dem die Basis über eine Z-Diode wie dargestellt mit dem Kollektoranschluss verbunden ist . Zwischen Basis und Emitter ist ein Widerstand geschaltet . Durch die Z-Diode wird in dieser Ausführung ein konstanter Spannungsabfall über der Kollektor-Emitter-Strecke erzeugt , der durch die Z-Diodenspannung gegeben ist . Lässt man die Diode und den Widerstand weg und verbindet die Basis lediglich direkt mit dem Kollektor, dann erhält man einen Spannungsabfall , welcher Kollektor-Emitterspannung bei voll durchgesteuertem Transistor entspricht , d . h . ca 0 , 7V . Für pnp-Transistoren lässt sich entsprechend Basis an Kollektor vertauschen .
Die in der Figur 11 gezeigte Ausgestaltung funktioniert grundsätzlich auch mit einem Feldeffekttransistor , da der Spannungsabfall durch die Eigenschaften der Diode gegeben ist .
BEZUGSZEICHENLISTE steuerbarer Strompfad Versorgungspotentialanschluss Bezugspotentialanschluss steuerbare analoge Stromquelle Klemmenpaar a Laserdiode analoger Stromregler Regeleingang Regelausgang Stelleingang Ladungsspeicher Regelbegrenzer Überbrückungskreis Schalteingang nichtlineares Bauelement Schalttransistor 2 Abgriff 1 Stromausgang 2 Regeleingang

Claims

PATENTANSPRÜCHE
1. Laserdiodentreiber, aufweisend einen steuerbaren Strompfad (10) , der zwischen einen Versor- gungspotentialanschluss (11) und einen Bezugspotentialanschluss (12) geschaltet ist und eine steuerbare analoge Stromquelle (13) sowie ein dazu in Serie geschaltetes Klemmenpaar (14) für ein optoelektronisches Bauelement, insbesondere einen Halbleiterlaser (14a) , insbesondere eine Laserdiode aufweist; einen analogen Stromregler (20) mit einem Regeleingang (21) zum Erfassen eines von einem Strom entlang des steuerbaren Strompfades (10) abgeleiteten Signals, mit einem Regelausgang (22) , der mit der steuerbaren Stromquelle (13) zur Einstellung des Stroms durch den Strompfad verbunden ist, und mit einem Stelleingang (23) zur Einstellung eines Sollwertes des Stroms durch den Strompfad; wobei eine Regelzeitkonstante des analogen Stromreglers (20) von einem mit dem Regelausgang (22) gekoppelten Ladungsspeichers (24) abhängig ist; einen Schalteingang (31) zur Zuführung eines Schaltsignals an einen parallel zu dem Klemmenpaar (14) angeordneten Überbrückungskreis (30) ; wobei der Überbrückungskreis (30) ein nichtlineares Bauelement (32) , insbesondere eine Diode umfasst.
2. Laserdiodentreiber nach Anspruch 1, bei dem das nichtlineares Bauelement (32) ausgebildet ist, einen Spannungsabfall zu bewirken, der im Wesentlichen unabhängig oder nur geringfügig abhängig vom Strom ist.
3. Laserdiodentreiber nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem das nichtlineare Bauelement (32) umfasst: wenigstens eine in Flussrichtung geschaltete Diode; und/oder wenigstens eine in Sperrrichtung geschaltete Zenerdiode; und/ oder zumindest einen Bipolartransistor, dessen Basisanschluss zumindest direkt oder indirekt mit einem oder mehreren weiteren Transistoranschlüssen gekoppelt ist; einen Feldeffekttransistor, dessen Gate zumindest direkt oder indirekt mit einem oder mehreren weiteren Transistoranschlüssen gekoppelt ist.
4. Laserdiodentreiber nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem ein Spannungsabfall über den parallel angeordneten Überbrückungskreis (30) geringer ist als eine Einsatzspannung des mit dem Klemmenpaar (14) verbundenen optoelektronisches Bauelements (14a) .
5. Laserdiodentreiber nach einem der vorhergehenden Ansprüche, weiter umfassend : einen Abschaltstransistor , der in den Strompfad geschaltet ist; und/ oder einen Regelbegrenzer (25) , der mit dem Regelausgang (22) und dem Bezugspotentialanschluss (12) verbunden ist.
6. Laserdiodentreiber nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der parallel zu dem Klemmenpaar (14) angeordneten Überbrückungskreis (30) einen Schalttransistor (33) aufweist, dessen Steueranschluss das Schaltsignal zuführbar ist.
7. Laserdiodentreiber nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Laserdiodentreiber ausgestaltet ist, das Schaltsignal erst nach dem Anlegen eines Sollwertes; oder erst nach einer Einschwingzeit des analogen Stromreglers (20) bereitzustellen.
8. Laserdiodentreiber nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die steuerbare Stromquelle (13) ausgeführt ist, ein Stromsignal im Bereich größer als 1A bereitzustellen.
9. Laserdiodentreiber nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem eine Flankensteilheit eines Stroms entlang des steuerbaren Strompfades (10) durch das optoelektronische Bauelement (14a) im Wesentlichen durch einen Spannungsabfall des parallel zu dem Klemmenpaar (14) angeordneten Überbrückungskreis (30) und/oder des nichtlinearen Elements (32) bestimmt ist.
10. Verfahren zum Betreiben eines optoelektronisches Bauelements, insbesondere eines Halbleiterlaser (14a) , insbesondere eine Laserdiode, die in einem regelbaren Strompfad (10) angeordnet ist, aufweisend die Schritte:
Bereitstellen eines Stromsollwertes;
Regeln eines Stroms durch den Strompfad auf den Stromsollwert, wobei das optoelektronische Bauelement (14a) einen parallel angeordneten Überbrückungskreis überbrückt ist und der Strom im Wesentlichen durch den Überbrückungskreis (30) fließt und wobei ein Spannungsabfall über den Überbrückungskreis (30) im Wesentlichen unabhängig oder nur geringfügig abhängig vom fließenden Strom ist;
Trennen des parallel angeordneten Überbrückungskreises (30) , nachdem eine Regelung des Stroms auf den Stromsollwert erfolgt ist .
11. Verfahren nach Anspruch 10, bei dem ein Spannungsabfall über den parallel angeordneten Überbrückungskreis (30) kleiner ist als eine Einsatzspannung des optoelektronischen Bauelements.
12. Verfahren nach einem der Ansprüche 10 bis 11, bei dem der Spannungsabfall über dem parallel angeordneten Überbrückungskreis (30) durch ein nichtlineares Bauelement (32) erzeugt wird, welches umfasst : wenigstens eine in Flussrichtung geschaltete Diode; und/oder wenigstens eine in Sperrrichtung geschaltete Zenerdiode; und/ oder zumindest einen Bipolartransistor, dessen Basisanschluss zumindest direkt oder indirekt mit einem oder mehreren weiteren Transistoranschlüssen gekoppelt ist; einen Feldeffekttransistor, dessen Gate zumindest direkt oder indirekt mit einem oder mehreren weiteren Transistoranschlüssen gekoppelt ist.
13 . Verfahren nach einem der Ansprüche 10 bis 12 , wobei eine Regelzeitkonstante durch eine Kapazität eines Ladungsspeichers ( 24 ) bestimmt wird .
14 . Verfahren nach einem der Ansprüche 10 bis 13 , wobei eine Flankensteilheit während der Regelung auf den Sollwert im Wesentlichen von einem Spannungsabfall über den Überbrückungskreis ( 30 ) bestimmt wird .
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