WO2023242958A1 - コモンモード電流を抑制するインバータ及びモータ駆動装置 - Google Patents

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WO2023242958A1
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capacitor
common mode
inverter
section
link
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English (en)
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Inventor
陽一郎 大井
Original Assignee
ファナック株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to an inverter and a motor drive device that suppress common mode current.
  • the main source of various noises, including radiation noise, generated in a motor drive device that drives a motor using an inverter is the common mode current flowing through the power line within the motor drive device.
  • Common mode current is a noise current that flows through minute stray capacitances that occur between the power line and ground, and flows in the same direction on both the outgoing and return paths of the power line. As the frequency increases, the impedance of even a small stray capacitance decreases, making it easier for common mode current to flow.
  • various circuits for suppressing common mode current have been proposed.
  • a noise filter that suppresses EMI noise generated in a power conversion device includes a primary winding inserted in series with a power supply line on the input side of the power conversion device, and electromagnetic coupling between the primary winding and the primary winding.
  • a common mode transformer comprising a secondary winding, a capacitor connected between both terminals of the secondary winding of the common mode transformer, and a power line and ground connecting the common mode transformer and the power converter. and a grounded capacitor connected between the common mode transformer and the capacitor, and the resonant frequency of the LC parallel resonant circuit formed from the secondary winding of the common mode transformer and the capacitor is set in the frequency band of common mode noise.
  • a noise filter is known (for example, see Patent Document 1).
  • a first capacitor consisting of a single-phase or three-phase inverter that pulse-width modulates the output of a DC power supply, and a first capacitor placed on the input side of the inverter and connected in series to form a neutral point.
  • a second capacitor set disposed on the output side of the inverter and connected in series to form a neutral point; a neutral point of the first capacitor set and the second capacitor set; a common mode current bypass path formed by connecting the neutral point of the set, and a common mode current bypass path provided between the first capacitor set and the second capacitor set and on the input side or output side of the inverter.
  • one or more common mode choke coils for suppressing the common mode current generated by the inverter; and a common mode choke coil for converting the pulse width modulated voltage waveform output from the inverter into a sinusoidal single-phase or three-phase alternating current.
  • an output filter configured with a first reactor and a third capacitor; and a resonance suppression circuit that suppresses resonance occurring between the interwinding capacitance of the common mode choke coil and the first reactor of the output filter.
  • a grid-connected inverter characterized by this is known (for example, see Patent Document 2).
  • an AC line filter provided on an AC power line connected to an AC power source and connected to the ground, an inverter that converts the power supplied from the AC power source through the AC line filter into transmitted power, and an a power transmitting coil configured to receive the transmitted power from the inverter and transmit the power to the power receiving coil of the power receiving device in a contactless manner; and a common mode provided in a power line between the inverter and the power transmitting coil.
  • the common mode filter includes a first Y capacitor, the first Y capacitor is not connected to the ground, and is connected to a power line between the AC line filter and the inverter.
  • a power transmission device is known (for example, see Patent Document 3).
  • two line bypass capacitors are provided between each of two input AC voltage supply lines and the ground, and A power supply circuit is known that is characterized by having two inductance elements connected in series to each of two line bypass capacitors (see, for example, Patent Document 4).
  • a motor drive device is provided with a number of inverters corresponding to the number of motors.
  • a noise suppression circuit such as a common mode choke coil or common mode transformer
  • multiple expensive and bulky noise suppression circuits are required depending on the number of motors to be driven in the motor drive device. Therefore, there were problems in that the cost and size of the motor drive device increased.
  • it is especially important to suppress high-frequency common mode currents that affect radiation noise. is important. Therefore, it is desired to develop a small, low-cost inverter and motor drive device that can suppress common mode current in a wide frequency band.
  • an inverter is connected via a DC link to a converter that converts AC power from an AC power source to DC power, and converts the DC power to AC power for a load circuit.
  • An output inverter main circuit section a DC link capacitor provided on the DC output side of the converter in the DC link, and a positive side grounding capacitor with one end connected to the ground and the other end connected to the positive potential line of the DC link. and a negative side grounding capacitor whose one end is connected to the ground and the other end is connected to the negative potential line of the DC link, and is provided between the DC link capacitor and the inverter main circuit section in the DC link.
  • a common mode choke section that is provided between the grounded capacitor section and the inverter main circuit section in the DC link and suppresses common mode current, and each AC connecting the AC output side of the inverter main circuit section and the load circuit.
  • a detour section that connects the power line to ground.
  • a motor drive device includes a converter, the inverter, and a motor control unit that controls driving of a motor that is a load circuit.
  • FIG. 1 is a diagram showing an inverter and a motor drive device including the same according to a first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a common mode current flowing through an inverter and a motor connected thereto according to a first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing an equivalent circuit related to noise of an inverter and a motor connected to the inverter according to the first embodiment of the present disclosure.
  • 1 is a diagram showing a case where a plurality of motors are driven in an inverter and a motor drive device including the inverter according to a first embodiment of the present disclosure; FIG.
  • FIG. 1 is a diagram showing a case where a single-phase AC motor is driven in an inverter and a motor drive device including the inverter according to a first embodiment of the present disclosure
  • FIG. FIG. 7 is a diagram showing an inverter and a motor drive device including the inverter according to a second embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 7 is a diagram showing an inverter and a motor drive device including the inverter according to a third embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 7 is a diagram showing an inverter and a motor drive device including the inverter according to a modification of the third embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 7 is a diagram showing an inverter and a motor drive device including the inverter according to a fourth embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 7 is a diagram showing an inverter and a motor drive device including the inverter according to a fifth embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 3 is a diagram showing frequency-impedance characteristics of an LC series
  • normal mode also referred to as "differential mode”
  • common mode is a propagation mode in which the wiring is the forward path for noise and the ground is the return path for noise.
  • the common mode is a propagation mode in which noise flows in the same direction on the forward and return paths through minute stray capacitances that occur between each wiring and the ground. As the frequency of the common mode current increases, the impedance of even a small stray capacitance decreases, making it easier for the common mode current to flow.
  • Conducted noise can become radiated noise using power lines or signal lines as antennas.
  • FIG. 1 is a diagram showing an inverter and a motor drive device including the inverter according to a first embodiment of the present disclosure.
  • the number of inverter main circuit sections 11 that supply motor drive power to the motors 300 is provided in correspondence to the number of motors 300.
  • the motor drive device 100 drives a plurality of motors 300
  • a plurality of inverter main circuit sections 11 are provided corresponding to the number of motors 300.
  • One converter 2 is provided for each of the plurality of inverters.
  • the type of motor 300 is not particularly limited, and may be an induction motor or a synchronous motor, for example.
  • Machines provided with the motor 300 include, for example, machine tools, robots, forging machines, injection molding machines, industrial machines, and the like.
  • the number of phases of the AC power supply 200 and the motor 300 is not particularly limited in each embodiment, and may be, for example, three-phase or single-phase.
  • Examples of the AC power supply 200 include a three-phase AC 400V power supply, a three-phase AC 200V power supply, a three-phase AC 600V power supply, and a single-phase AC 100V power supply.
  • FIG. 1 shows, as an example, a case where one three-phase AC motor 300 is driven by a motor drive device 100 connected to a three-phase AC power source 200.
  • a motor drive device 100 includes a converter 2, an inverter 1, and a motor control section 3.
  • the converter 2 converts the AC power supplied from the AC power supply 200 into DC power, and outputs this DC power to the DC link, which is the DC output side of the converter 2.
  • the DC link refers to a circuit portion that electrically connects the DC output side of the converter 2 and the DC input side of the inverter main circuit section 11, and is referred to as a "DC link section,” “DC link,” or “DC link section.” ” or “DC intermediate circuit.”
  • the DC link is composed of a positive potential line 21P and a negative potential line 21N.
  • the AC power supply 200 is a three-phase AC power supply, so the converter 2 is configured with a three-phase bridge circuit. However, if the AC power supply 200 is a single-phase AC power supply, the converter 2 is a single-phase bridge circuit. Consists of circuits. Examples of the converter 2 include a diode rectifier, a 120 degree conduction type rectifier, and a PWM switching control type rectifier. In the example shown in FIG. 1, converter 2 is comprised of a diode rectifier.
  • the converter 2 when the converter 2 is composed of a 120-degree conduction type rectifier and a PWM switching control type rectifier, it is composed of a bridge circuit of a switching element and a diode connected in antiparallel to the switching element, and the drive command received from the motor control unit 3 is Each switching element is controlled on and off according to the power, and power conversion is performed in both AC and DC directions.
  • the switching element include FET, IGBT, thyristor, GTO (Gate Turn-OFF thyristor), transistor, etc., but other semiconductor elements may be used.
  • the DC input side of the inverter 1 and the DC output side of the converter 2 are connected via a DC link.
  • the inverter 1 includes an inverter main circuit section 11, a DC link capacitor 12, a ground capacitor section 13, a common mode choke core 14 that is a common mode choke section, and a common mode capacitor section 15-1 that is a detour section. .
  • the DC link capacitor 12 is provided on the DC output side of the converter 2 in the DC link.
  • DC link capacitor 12 is sometimes referred to as a smoothing capacitor.
  • the DC link capacitor 12 has a function of suppressing pulsation of the DC output of the converter 2 and a function of storing DC power used by the inverter main circuit section 11 to generate AC power. Since the DC link capacitor 12 is required to store a large amount of power, it is formed of, for example, an electrolytic capacitor.
  • the inverter main circuit section 11 converts the DC power in the DC link into AC power (motor drive AC power) for driving the motor 300, which is a load circuit, and outputs the AC power.
  • the inverter main circuit section 11 consists of a switching element and a bridge circuit of diodes connected in antiparallel to the switching element.
  • the motor 300 is a three-phase AC motor, so the inverter main circuit section 11 is configured with a three-phase bridge circuit.
  • switching elements include FETs, IGBTs, thyristors, GTOs, transistors, etc., but other semiconductor elements may also be used.
  • the AC output side of the inverter main circuit section 11 and the motor 300, which is a load circuit, are electrically connected by three-phase AC power lines, such as a U-phase power line 22U, a V-phase power line 22V, and a W-phase power line 22W. .
  • the power conversion operation of the inverter main circuit section 11 is controlled by, for example, a PWM switching control method. That is, the inverter main circuit section 11 receives a drive command (PWM switching command) from the motor control section 3, converts the DC power in the DC link into AC power for driving the motor, and outputs it to the motor 300. The AC power regenerated by the motor 300 is converted to DC power and output to the DC link.
  • a drive command PWM switching command
  • the power conversion operation of the inverter main circuit section 11 is controlled based on a drive command created by the motor control section 3, similar to a general motor drive device.
  • the motor control unit 3 controls the speed and torque of the motor 300 based on the speed of the motor 300 (speed feedback), the current flowing through the windings of the motor 300 (current feedback), a predetermined torque command, the operation program of the motor 300, etc. , or generate a drive command for controlling the position of the rotor.
  • the configuration of the motor control unit 3 defined here is just an example, and the configuration of the motor control unit 3 is defined by including terms such as a position command generation unit, a torque command generation unit, and a switching command generation unit, for example. You may.
  • a processing unit is provided within the motor drive device 100.
  • arithmetic processing devices include ICs, LSIs, CPUs, MPUs, and DSPs.
  • This arithmetic processing device has a motor control section 3.
  • the motor control unit 3 included in the arithmetic processing device is, for example, a functional module realized by a computer program executed on a processor.
  • the motor control section 3 is constructed in the form of a computer program, the functions of each section can be realized by operating the arithmetic processing unit according to this computer program.
  • a computer program for executing the processing of the motor control unit 3 may be provided in a form recorded on a computer-readable recording medium such as a semiconductor memory, a magnetic recording medium, or an optical recording medium.
  • the motor control section 3 may be realized as a semiconductor integrated circuit in which a computer program for realizing the function is written.
  • the ground of the servo amplifier that constitutes the inverter 1 is defined as an amplifier ground 71. Further, the ground for the AC power supply 200 is assumed to be a power supply ground 72. Further, the amplifier ground 71 and the power supply ground 72 are connected by a cable, and the impedance thereof is defined as a ground impedance 65.
  • the ground capacitor section 13 is provided between the DC link capacitor 12 and the inverter main circuit section 11 in the DC link.
  • the grounded capacitor section 13 includes a positive grounded capacitor 31P and a negative grounded capacitor 31N.
  • the positive side grounding capacitor 31P and the negative side grounding capacitor 31N are so-called Y capacitors (grounding capacitors). That is, one end of the positive ground capacitor 31P is connected to the amplifier ground 71, and the other end of the positive ground capacitor 31P is connected to the positive potential line 21P of the DC link.
  • One end of the negative side grounding capacitor 31N is connected to the amplifier ground 71, and the other end of the negative side grounding capacitor 31N is connected to the negative potential line 21N of the DC link. Since the positive side grounding capacitor 31P and the negative side grounding capacitor 31N are required to have good frequency characteristics, they are formed of, for example, a film capacitor or a ceramic capacitor.
  • the common mode choke core 14 is composed of, for example, a ferrite core.
  • the ferrite constituting the ferrite core include Ni-Zn ferrite and Mn-Zn ferrite.
  • the common mode choke core 14 has a hollow portion 51 through which the positive potential line 21P and negative potential line 21N of the DC link are inserted.
  • the magnetic fluxes generated by the common mode current i.e., noise current
  • the common mode choke core 14 is connected to the common mode. It becomes a high impedance for mode current.
  • the common mode choke core 14 since the magnetic fluxes generated by the normal mode current cancel each other out, the common mode choke core 14 has a low impedance with respect to the normal mode current.
  • the common mode choke core 14 can suppress only the common mode current. Note that in a normal coil, most of the impedance is a reactance component, but in the common mode choke core 14 made of a ferrite core, the imaginary part of the complex magnetic permeability is large, that is, the resistance component is very large. Details of the complex magnetic permeability will be described later.
  • the common mode choke core 14 is different from a common mode choke coil.
  • a common mode choke coil has a configuration in which two conductive wires are wound around one core (eg, ring-shaped) so that the magnetic fields are directed in the same direction. Wrapping conductors around the core increases inductance, but parasitic capacitance appears between the conductors. If a common mode choke coil is used instead of the common mode choke core 14, a high frequency common mode current will flow from the converter 2 to the inverter main circuit section 11 through the parasitic capacitance that appears between the conductors, and the common mode The current suppressing effect is weakened.
  • a common mode choke coil having high impedance even in a frequency band of 30 MHz or higher as described above is used instead of using a common mode choke coil.
  • a mode choke core 14 is used.
  • FIG. 1 shows a case where the common mode choke core 14 is composed of a ring-shaped ferrite core.
  • the common mode choke core 14 may be configured by combining a plurality of plate cores made of ferrite so as to have the hollow portion 51.
  • the common mode choke portion only needs to have a high impedance with respect to the high frequency common mode current, so a common mode transformer (noise prevention transformer) may be used instead of the common mode choke core 14. .
  • a common mode transformer noise prevention transformer
  • the detour section is configured so that the common mode current flowing through the U-phase power line 22U, V-phase power line 22V, and W-phase power line 22W, which are AC power lines, bypasses the motor 300 and flows to the amplifier ground 71 so as not to flow into the motor 300. It is for the purpose of The detour section has a configuration in which U-phase power line 22U, V-phase power line 22V, and W-phase power line 22W connecting the AC output side of inverter main circuit section 11 and motor 300, which is a load circuit, are connected to amplifier ground 71.
  • a common mode capacitor section 15-1 is provided as a detour section.
  • the common mode capacitor section 15-1 one end of each of the plurality of capacitors is connected to each of the AC power lines, the other end of each is connected to the neutral point, and one end of the grounded capacitor is connected to the neutral point. The other end is connected to the ground.
  • the common mode capacitor section 15-1 since the motor 300 is a three-phase AC motor, the common mode capacitor section 15-1 includes a U-phase capacitor 32U, a V-phase capacitor 32V, a W-phase capacitor 32W, and a grounding capacitor 33.
  • the U-phase capacitor 32U, V-phase capacitor 32V, and W-phase capacitor 32W are Y-connected (star-connected) to the U-phase power line 22U, V-phase power line 22V, and W-phase power line 22W. That is, one end of the U-phase capacitor 32U is connected to the U-phase power line 22U, and the other end of the U-phase capacitor 32U is connected to the neutral point. One end of the V-phase capacitor 32V is connected to the V-phase power line 22V, and the other end of the V-phase capacitor 32V is connected to the neutral point. One end of the W-phase capacitor 32W is connected to the W-phase power line 22W, and the other end of the W-phase capacitor 32W is connected to the neutral point. One end of the grounded capacitor 33 is connected to the neutral point, and the other end is connected to the amplifier ground 71.
  • the U-phase capacitor 32U, the V-phase capacitor 32V, the W-phase capacitor 32W, and the ground capacitor 33 are required to have particularly good frequency characteristics, so they are made of, for example, ceramic capacitors. For example, it is preferable to use a ceramic capacitor that has high impedance even in a frequency band of 30 MHz or higher.
  • the DC link capacitor 12, the ground capacitor section 13, and the common mode choke core 14 are provided in this order from the DC output side of the converter 2 toward the DC input side of the inverter main circuit section 11.
  • the flow of common mode current out of the DC output side of the converter 2 is blocked by the common mode choke core 14, which has a high impedance.
  • the blocked common mode current from the DC output side of converter 2 flows toward amplifier ground 71 via grounded capacitor section 13 .
  • the common The common mode choke core 14 does not enter the path through which the mode current flows, and the effect of suppressing the common mode current is weakened. More specifically, when the arrangement order of the grounded capacitor section 13 and the common mode choke core 14 is reversed, the path through which the common mode current flows is from the grounded capacitor section 13 to the inverter main circuit section 11, the motor, and the "radiated noise".
  • the common mode choke core 14 Since the path is to propagate through space as a displacement current, return to the power supply ground 72, amplifier ground 71, and ground capacitor section 13 in this order, the common mode choke core 14 does not enter the path where the common mode current flows, and the common mode choke core 14 The effect of suppressing common mode current due to Therefore, as shown in FIG. 1, in the DC link, from the DC output side of the converter 2 to the DC input side of the inverter main circuit section 11, the DC link capacitor 12, the ground capacitor section 13, and the common mode choke core 14 are connected. It is important that they be provided in this order.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating common mode current flowing through the inverter and the motor connected thereto according to the first embodiment of the present disclosure.
  • illustration of AC power supply 200 and converter 2 is omitted.
  • the connection relationship between inverter 1 and motor 300 shown in FIG. 1 can be represented by an equivalent circuit shown in FIG. 2.
  • the DC link capacitor 12, the positive side grounding capacitor 31P, and the negative side grounding capacitor 31N can be combined as a capacitor section 18.
  • a DC link voltage V DC is applied to the DC link capacitor 12 .
  • the inverter 1 includes a capacitor section 18, a common mode choke core 14, and a common mode capacitor section 15-1.
  • a ground impedance 65 exists between amplifier ground 71 and power supply ground 72.
  • the AC power line 22 connecting the inverter 1 and the motor 300 has a common mode impedance 61 of a power line cable and an impedance 62 of a ground cable.
  • a parasitic capacitance 63 exists between the motor 300 and the ground cable, and a parasitic capacitance 64 exists between the motor 300 and the power supply ground 72.
  • the common mode capacitor section 15-1 is provided to allow the common mode current I c1 that bypasses the motor 300 to flow.
  • the impedance of the motor 300 parasitic capacitances 63 and 64 is sufficiently larger than the impedance of the capacitor section 18, the effect of the common mode current I C1 flowing through the common mode capacitor section 15-1, which is the detour section, will be reduced.
  • a common mode choke core 14 is further provided to increase the output impedance of the inverter 1. As described above, the common mode choke core 14 has high impedance with respect to common mode current.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing an equivalent circuit related to noise of an inverter and a motor connected thereto according to the first embodiment of the present disclosure.
  • the impedance of the capacitor section 18 is Z c
  • the impedance of the common mode capacitor section 15-1 is Z d
  • the impedance of the motor 300 is Z m .
  • the common mode current flowing through the motor 300 is assumed to be In .
  • the DC link voltage applied to the DC link capacitor 12 (not shown in FIG. 3) in the capacitor section 18 is assumed to be V DC .
  • the common mode current I n can be expressed as shown in Equation 1.
  • Equation 1 When the impedance Z c of the capacitor section 18 is sufficiently larger than the impedance Z d of the common mode capacitor section 15-1 and the impedance Z m of the motor 300 (Z c >> Z d , Z m ), Equation 1 is It can be approximated as shown in Equation 2.
  • Equation 2 it can be seen that the smaller the impedance Z d of the common mode capacitor section 15-1, which is the detour section, the smaller the common mode current I n flowing through the motor 300 can be obtained. Also, from equation 2, it can be seen that the greater the impedance Z c of the capacitor section 18, the smaller the common mode current I n flowing through the motor 300 can be obtained. Therefore, in the first embodiment of the present disclosure, in order to equivalently increase the impedance Z c of the capacitor section 18, the common mode choke core 14, which has a high impedance with respect to the common mode current I n , is connected in the DC link. It is provided between the capacitor section 18 and the inverter main circuit section 11.
  • Equation 1 can be approximated as shown in Equation 3.
  • the common mode choke core 14 is provided between the capacitor section 18 and the inverter main circuit section 11 in the DC link to increase the impedance Z c of the capacitor section 18, so that the motor The common mode current I n flowing through the motor 300 is made small regardless of the magnitude of the impedance Z m of the motor 300 .
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a case where a plurality of motors are driven in an inverter and a motor drive device including the inverter according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 4 shows, as an example, a case where three motors 300-1, 300-2, and 300-3 are driven by a motor drive device 100 connected to a three-phase AC power source 200.
  • the following description can be applied to driving a number of three-phase AC motors other than three, and can also be applied to driving a plurality of single-phase AC motors.
  • AC power supply 200, converter 2, DC link capacitor 12, ground capacitor section 13, common mode choke core 14, inverter main circuit sections 11-1 to 11-3, common mode capacitor section 15-1 which is a bypass section, and motor control Section 3 is as described with reference to FIGS. 1 to 3.
  • the number of inverter main circuit sections 11 that supply motor drive power to the motors 300 is provided in correspondence to the number of motors 300.
  • An inverter main circuit section 11-1 is connected to the motor 300-1 via an AC power line.
  • a detour section 15-1-1 is provided to connect the AC power line connecting the motor 300-1 and the inverter main circuit section 11-1 to the amplifier ground 71.
  • An inverter main circuit section 11-2 is connected to the motor 300-2 via an AC power line.
  • a detour section 15-1-2 is provided to connect the AC power line connecting the motor 300-2 and the inverter main circuit section 11-2 to the amplifier ground 71.
  • An inverter main circuit section 11-3 is connected to the motor 300-3 via an AC power line.
  • a detour section 15-1-3 is provided to connect the AC power line connecting the motor 300-3 and the inverter main circuit section 11-3 to the amplifier ground 71.
  • the detour sections 15-1-1, 15-1-2, and 15-1-3 are configured, for example, by the above-mentioned common mode capacitor section, but may also be configured by an LC series resonant circuit, which will be described later.
  • One converter 2 is connected to the inverter main circuit sections 11-1, 11-2, and 11-3 via a DC link.
  • a DC link capacitor 12, a ground capacitor section 13, and a common mode choke core 14 are provided in this order from the DC output side of the converter 2 toward the DC input side of the inverter main circuit section 11.
  • FIGS. 1 to 4 a case has been described in which a three-phase motor 300 is driven by a motor drive device 100 connected to a three-phase AC power source 200.
  • the motor drive device 100 can also drive a single-phase AC motor.
  • FIG. 5 is a diagram showing a case where a single-phase AC motor is driven in an inverter and a motor drive device including the inverter according to the first embodiment of the present disclosure.
  • the AC power supply 200, converter 2, DC link capacitor 12, ground capacitor section 13, common mode choke core 14, and motor control section 3 are as described with reference to FIGS. 1 to 4.
  • the single-phase AC motor 300 is connected to the single-phase inverter main circuit section 11 via an L (live, hot) phase power line 22L and an N (neutral, cold) phase power line 22N, which are AC power lines.
  • the inverter main circuit section 11 converts the DC power in the DC link into single-phase AC power (motor driving AC power) for driving the single-phase motor 300, which is a load circuit, and outputs the same.
  • the inverter main circuit section 11 is composed of a single-phase bridge circuit including a switching element and a diode connected in antiparallel to the switching element.
  • the common mode capacitor section 15-1 which is a detour section, connects the L-phase power line 22L and the N-phase power line 22N, which are AC power lines that connect the AC output side of the inverter main circuit section 11 and the single-phase motor 300, to the amplifier ground 71. It has a configuration that
  • the common mode capacitor section 15-1 one end of each of the plurality of capacitors is connected to each AC power line, the other end of each is connected to the neutral point, and one end of the grounded capacitor is connected to the neutral point. The other end is connected to the ground.
  • the motor 300 is a single-phase AC motor, so the common mode capacitor section 15-1 includes an L-phase capacitor 32L, an N-phase capacitor 32N, and a grounding capacitor 33.
  • the L-phase capacitor 32L, the N-phase capacitor 32N, and the ground capacitor 33 are required to have particularly good frequency characteristics, so they are made of, for example, ceramic capacitors. For example, it is preferable to use a ceramic capacitor that has high impedance even in a frequency band of 30 MHz or higher.
  • FIG. 6 is a diagram showing an inverter and a motor drive device including the inverter according to a second embodiment of the present disclosure.
  • the second embodiment of the present invention further includes an additional common mode choke core 16 on the motor 300 side in the inverter 1 and motor drive device 100 according to the first embodiment.
  • FIG. 6 shows, as an example, a case where one three-phase AC motor 300 is driven by the motor drive device 100 connected to the three-phase AC power supply 200. The following explanation can also be applied to the case of driving a single-phase AC motor or the case of driving a plurality of motors.
  • the AC power supply 200, converter 2, DC link capacitor 12, ground capacitor section 13, common mode choke core 14, inverter main circuit section 11, common mode capacitor section 15-1, and motor control section 3 are shown in FIGS. 1 to 5. As explained with reference to.
  • the further common mode choke core 16 has a hollow part 52 through which the U-phase power line 22U, V-phase power line 22V, and W-phase power line 22W, which are AC power lines, are inserted, and the common mode capacitor part 15-1, which is a detour part. It is provided between the motor 300 and the motor 300 .
  • the further common mode choke core 16 is composed of, for example, a ferrite core.
  • the ferrite constituting the ferrite core include Ni-Zn ferrite and Mn-Zn ferrite.
  • the additional common mode choke core 16 can suppress only the common mode current.
  • the additional common mode choke core 16 made of a ferrite core has a large imaginary part of complex magnetic permeability, that is, a very large resistance component.
  • FIG. 6 shows, as an example, a case where the further common mode choke core 16 is composed of a ring-shaped ferrite core.
  • a further common mode choke core 16 may be configured by combining a plurality of plate cores made of ferrite so as to have the hollow portion 52.
  • a common mode transformer (noise prevention transformer) may be provided between the common mode capacitor section 15-1 and the motor 300.
  • Equation 1 can be approximated as shown in Equation 4.
  • Equation 4 if the impedance Z d of the common mode capacitor section 15-1 is sufficiently larger than the impedance Z m of the motor 300 (Z d >> Z m ), only the impedance Z c of the capacitor section 18 causes a common mode current. It can be seen that the impedance Z d of the common mode capacitor section 15-1 has almost no effect on suppressing the common mode current I n without affecting I n . Therefore, in the second embodiment of the present disclosure, an additional common mode choke core 16 is provided between the common mode capacitor section 15-1 and the motor 300 to increase the impedance Z m of the motor 300. This allows the common mode current I n flowing through the motor 300 to be suppressed more reliably.
  • FIG. 7 is a diagram showing an inverter and a motor drive device including the inverter according to a third embodiment of the present disclosure.
  • the third embodiment of the present invention further includes a normal mode choke core 17 that suppresses the normal mode in the inverter 1 and motor drive device 100 according to the first embodiment.
  • FIG. 7 shows, as an example, a case where one three-phase AC motor 300 is driven by the motor drive device 100 connected to the three-phase AC power supply 200. The following explanation can also be applied to the case of driving a single-phase AC motor or the case of driving a plurality of motors.
  • the AC power supply 200, converter 2, DC link capacitor 12, ground capacitor section 13, common mode choke core 14, inverter main circuit section 11, common mode capacitor section 15-1, and motor control section 3 are shown in FIGS. 1 to 5. As explained with reference to.
  • the normal mode choke core 17 has a hollow part 53 into which either the positive potential line 21P or the negative potential line 21N of the DC link is inserted, and is connected between the ground capacitor part 13 and the inverter main circuit part 11 in the DC link. established in
  • a normal mode current flows in the inverter main circuit section 11 during switching operation.
  • the positive potential line 21P is connected to the W-phase upper arm switching element, the W-phase power line 22W, the W-phase capacitor 32W, and the V-phase capacitor 32W.
  • a path for the normal mode current flowing into the negative potential line 21N is formed through the phase capacitor 32V, the V-phase power line 22V, and the switching element of the lower arm of the V-phase.
  • normal mode current paths are formed in other switching patterns as well. The normal mode current causes heat generation in the switching element, resulting in energy loss in the switching element.
  • a normal mode choke core 17 is provided between the grounded capacitor section 13 and the inverter main circuit section 11 in the DC link in order to suppress the normal mode current.
  • the positive potential line 21P is inserted through the hollow portion 53, but the negative potential line 21N may be inserted through the hollow portion 53.
  • the imaginary part of the complex magnetic permeability ⁇ of the common mode choke core 14 is preferably set to a larger value than the imaginary part of the complex magnetic permeability of the normal mode choke core 17.
  • the complex magnetic permeability ⁇ is expressed as in Equation 5.
  • Equation 6 From Equation 6, it can be seen that the imaginary part of the complex permeability corresponds to the real part of the inductance and represents the resistance component.
  • the common mode choke core 14 is provided for the purpose of consuming the energy of the common mode current. Therefore, it is preferable to consume energy with the resistance component rather than suppressing the current peak with the inductance component. Therefore, it is desirable to use a ferrite core as the common mode choke core 14, which has a large imaginary part of complex magnetic permeability (that is, a large resistance component) in a high frequency band.
  • the normal mode choke core 17 is provided for the purpose of suppressing the peak of the normal mode current. Therefore, it is preferable that the normal mode choke core 17 be a pure inductance component rather than a resistance component that consumes the energy of the normal mode current. Therefore, as the normal mode choke core 17, it is desirable to use a ferrite core that has a small imaginary part of complex magnetic permeability (that is, a small resistance component) in a high frequency band.
  • normal mode current is unlikely to be a source of radiation noise, but it causes loss in switching elements.
  • FIG. 8 is a diagram showing an inverter and a motor drive device including the inverter according to a modification of the third embodiment of the present disclosure.
  • the normal mode choke core 17 is provided between the common mode choke core 14 and the inverter main circuit section 11, but in FIG. It is set between.
  • FIG. 9 is a diagram showing an inverter and a motor drive device including the same according to a fourth embodiment of the present disclosure.
  • the fourth embodiment of the present invention is a combination of the second embodiment and the third embodiment.
  • FIG. 9 shows, as an example, a case where one three-phase AC motor 300 is driven by the motor drive device 100 connected to the three-phase AC power supply 200.
  • the following explanation can also be applied to the case of driving a single-phase AC motor or the case of driving a plurality of motors.
  • the AC power supply 200, converter 2, DC link capacitor 12, ground capacitor section 13, common mode choke core 14, inverter main circuit section 11, common mode capacitor section 15-1, and motor control section 3 are shown in FIGS. 1 to 5. As explained with reference to.
  • the further common mode choke core 16 has a hollow part 52 through which the U-phase power line 22U, V-phase power line 22V, and W-phase power line 22W, which are AC power lines, are inserted, and the common mode capacitor part 15-1, which is a detour part. It is provided between the motor 300 and the motor 300 . Further details of the common mode choke core 16 are as described with reference to FIG.
  • the normal mode choke core 17 has a hollow part 53 into which either the positive potential line 21P or the negative potential line 21N of the DC link is inserted, and is connected between the ground capacitor part 13 and the inverter main circuit part 11 in the DC link. provided. Details of the normal mode choke core 17 are as described with reference to FIGS. 7 and 8.
  • FIG. 10 is a diagram showing an inverter and a motor drive device including the same according to a fifth embodiment of the present disclosure.
  • an LC series resonant circuit 15-2 is provided in place of the common mode capacitor section which is a detour section in the inverter 1 and motor drive device 100 according to the first embodiment.
  • FIG. 10 shows, as an example, a case where one three-phase AC motor 300 is driven by a motor drive device 100 connected to a three-phase AC power source 200. The following explanation can also be applied to the case of driving a single-phase AC motor or the case of driving a plurality of motors.
  • the AC power supply 200, converter 2, DC link capacitor 12, ground capacitor section 13, common mode choke core 14, inverter main circuit section 11, common mode capacitor section 15-1, and motor control section 3 are shown in FIGS. 1 to 5. As explained with reference to.
  • the LC series resonant circuit 15-2 which is the detour section, connects the U-phase power line 22U, the V-phase power line 22V, and the W-phase power line, which are AC power lines that connect the AC output side of the inverter main circuit section 11 and the motor 300, which is the load circuit. 22W is connected to the amplifier ground 71.
  • the LC series resonant circuit 15-2 has a plurality of sets each consisting of a capacitor and a coil connected in series, one end of each of these sets is connected to each AC power line, and one end of each set is connected to each other. It has a configuration in which one end is connected to a neutral point, one end of a grounding capacitor is connected to the neutral point, and the other end is connected to ground. In the example shown in FIG.
  • the LC series resonant circuit 15-2 includes a first set consisting of a U-phase capacitor 34U and a U-phase coil 41U that are connected in series with each other;
  • a second set includes a V-phase capacitor 34V and a V-phase coil 41V connected in series,
  • a third set includes a W-phase capacitor 34W and a W-phase coil 41W connected in series, and a grounded capacitor 33.
  • the U-phase capacitor 34U, the V-phase capacitor 34V, and the W-phase capacitor 34W are required to have good frequency characteristics, they are composed of, for example, a film capacitor or a ceramic capacitor.
  • the U-phase coil 41U, the V-phase coil 41V, and the W-phase coil 41W are constituted by general coils. Note that the U-phase coil 41U, V-phase coil 41V, and W-phase coil 41W may be replaced by parasitic impedances that the U-phase capacitor 34U, V-phase capacitor 34V, and W-phase capacitor 34W have.
  • the first set, second set, and third set are Y-connected (star-connected) to the U-phase power line 22U, V-phase power line 22V, and W-phase power line 22W, which are AC power lines. That is, one end of the first set is connected to the U-phase power line 22U, and the other end of the first set is connected to the neutral point. One end of the second set is connected to the V-phase power line 22V, and the other end of the second set is connected to the neutral point. One end of the third set is connected to the W-phase power line 22W, and the other end of the third set is connected to the neutral point. One end of the grounding capacitor 33 is connected to the neutral point, and the other end is connected to the amplifier ground 71.
  • FIG. 11 is a diagram showing frequency-impedance characteristics of the LC series resonant circuit.
  • the LC series resonant circuit 15-2 in the frequency band B higher than the resonant frequency f 0 , the higher the frequency, the higher the impedance. Therefore, according to the LC series resonant circuit 15-2, the normal mode current having a frequency in the frequency band B higher than the resonant frequency f 0 can be suppressed.
  • the capacitor properties act strongly, so especially in applications where common mode current having a frequency in the frequency band A lower than the resonant frequency f 0 can be suppressed.
  • the fifth embodiment of the invention is effective.

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Abstract

インバータは、コンバータに対してＤＣリンクを介して接続され、直流電力を負荷回路のための交流電力に変換して出力するインバータ主回路部と、ＤＣリンクにおいてコンバータの直流出力側に設けられるＤＣリンクコンデンサと、一端がグランドに接続されるとともに他の一端がＤＣリンクの正電位線に接続される正側接地コンデンサと一端がグランドに接続されるとともに他の一端がＤＣリンクの負電位線に接続される負側接地コンデンサとを有してＤＣリンクにおいてＤＣリンクコンデンサとインバータ主回路部との間に設けられる接地コンデンサ部と、ＤＣリンクにおいて接地コンデンサ部とインバータ主回路部との間に設けられるコモンモードチョーク部と、インバータ主回路部の交流出力側と負荷回路とを結ぶ各交流電力線をグランドに接続する迂回部とを備える。

Description

コモンモード電流を抑制するインバータ及びモータ駆動装置
　本発明は、コモンモード電流を抑制するインバータ及びモータ駆動装置に関する。
　インバータによりモータを駆動するモータ駆動装置において発生する放射ノイズをはじめとする様々なノイズは、モータ駆動装置内の電力線を流れるコモンモード電流を主要な発生源としている。コモンモード電流は、電力線とグランドとの間に生じる微小な浮遊容量を通じて流れるノイズ電流であり、電力線の往路及び帰路の両方について同方向に流れる。周波数が高くなると微小な浮遊容量でもインピーダンスが低くなるので、コモンモード電流が流れやすくなる。従来より、コモンモード電流を抑制する様々な回路が提案されている。
　例えば、電力変換装置で発生されるＥＭＩノイズを抑制するノイズフィルタであって、前記電力変換装置の入力側の電源ラインに直列に挿入された１次巻線及と該１次巻線に電磁結合される２次巻線とから成るコモンモードトランスと、前記コモンモードトランスの２次巻線の両端子間に接続されたコンデンサと、前記コモンモードトランスと前記電力変換装置とを結ぶ電源ラインとアースとの間に接続された接地コンデンサとを備え、前記コモンモードトランスの２次巻線と前記コンデンサとから形成されるＬＣ並列共振回路による共振周波数をコモンモードノイズの周波数帯域に設定することを特徴とするノイズフィルタが知られている（例えば、特許文献１参照。）。
　例えば、直流電源の出力をパルス幅変調する単相又は三相のインバータと、前記インバータの入力側に配置され、中性点を形成するように直列に接続された第１コンデンサから成る第１コンデンサ組と、前記インバータの出力側に配置され、中性点を形成するように直列に接続された第２コンデンサから成る第２コンデンサ組と、前記第１コンデンサ組の中性点と前記第２コンデンサ組の中性点とを接続することにより形成されたコモンモード電流のバイパス路と、前記第１コンデンサ組と前記第２コンデンサ組との間で且つ前記インバータの入力側又は出力側に設けられて前記インバータで発生されたコモンモード電流を抑制する１以上のコモンモードチョークコイルと、前記インバータから出力されるパルス幅変調された電圧波形を正弦波状の単相又は三相交流に変換するための第１リアクトルと第３コンデンサとで構成された出力フィルタと、前記コモンモードチョークコイルの巻線間容量と前記出力フィルタの第１リアクトルとの間で発生する共振を抑制する共振抑制回路と、を備えることを特徴とする系統連系インバータが知られている（例えば、特許文献２参照。）。
　例えば、交流電源に接続される交流電力線に設けられ、グラウンドに接続されるＡＣラインフィルタと、前記交流電源から前記ＡＣラインフィルタを通じて供給される電力を送電電力に変換するインバータと、前記インバータに電気的に接続され、前記インバータから前記送電電力を受けて受電装置の受電コイルへ非接触で送電するように構成された送電コイルと、前記インバータと前記送電コイルとの間の電力線に設けられるコモンモードフィルタとを備え、前記コモンモードフィルタは、第１のＹコンデンサを含み、前記第１のＹコンデンサは、前記グラウンドとは非接続であり、前記ＡＣラインフィルタと前記インバータとの間の電力線に接続される、送電装置が知られている（例えば、特許文献３参照。）。
　例えば、入力交流電圧の周波数と電圧のうち少なくとも一方を変換する電源回路において、入力交流電圧の２本の供給ラインの各々とグラウンドとの間に設けられた２個のラインバイパスコンデンサと、この２個のラインバイパスコンデンサの各々に対して直列に接続された２個のインダクタンス素子とを有することを特徴とする電源回路が知られている（例えば、特許文献４参照。）。
特開２００６－１３６０５８号公報 特開２０１１－２２３６６７号公報 特開２０１６－２０８５９６号公報 特開２００８－１８２７８４号公報
　一般に、モータ駆動装置においてはモータの個数に対応した個数のインバータが設けられる。このため、インバータの交流出力側にコモンモードチョークコイルやコモンモードトランスなどのノイズ抑制回路を設ける方式では、モータ駆動装置において駆動するモータの個数に応じて、高価で体積の大きいノイズ抑制回路を複数設けなければならず、モータ駆動装置のコストが増加しサイズが大型化してしまう問題があった。また、例えば工作機械、鍛圧機械、射出成形機、産業機械、あるいは各種ロボット内のモータの駆動を制御するモータ駆動装置においては、特に放射ノイズに影響を及ぼす高周波のコモンモード電流を抑制することが重要である。したがって、広い周波数帯域のコモンモード電流を抑制することができる小型で低コストのインバータ及びモータ駆動装置の開発が望まれている。
　本開示の一態様によれば、インバータは、交流電源からの交流電力を直流電力に変換するコンバータに対してＤＣリンクを介して接続され、直流電力を負荷回路のための交流電力に変換して出力するインバータ主回路部と、ＤＣリンクにおいてコンバータの直流出力側に設けられるＤＣリンクコンデンサと、一端がグランドに接続されるとともに他の一端がＤＣリンクの正電位線に接続される正側接地コンデンサと一端がグランドに接続されるとともに他の一端がＤＣリンクの負電位線に接続される負側接地コンデンサとを有してＤＣリンクにおいてＤＣリンクコンデンサとインバータ主回路部との間に設けられる接地コンデンサ部と、ＤＣリンクにおいて接地コンデンサ部とインバータ主回路部との間に設けられ、コモンモード電流を抑制するコモンモードチョーク部と、インバータ主回路部の交流出力側と負荷回路とを結ぶ各交流電力線をグランドに接続する迂回部と、を備える。
　また、本開示の一態様によれば、モータ駆動装置は、コンバータと、上記インバータと、負荷回路であるモータの駆動を制御するモータ制御部と、を備える。
　本開示の一態様によれば、広い周波数帯域のコモンモード電流を抑制することができる小型で低コストのインバータ及びモータ駆動装置を実現することができる。
本開示の第１の実施形態によるインバータ及びこれを備えるモータ駆動装置を示す図である。 本開示の第１の実施形態によるインバータとこれに接続されるモータに流れるコモンモード電流を説明する回路図である。 本開示の第１の実施形態によるインバータとこれに接続されるモータのノイズに関する等価回路を示す回路図である。 本開示の第１の実施形態によるインバータ及びこれを備えるモータ駆動装置において複数個のモータを駆動する場合を示す図である。 本開示の第１の実施形態によるインバータ及びこれを備えるモータ駆動装置において単相交流のモータを駆動する場合を示す図である。 本開示の第２の実施形態によるインバータ及びこれを備えるモータ駆動装置を示す図である。 本開示の第３の実施形態によるインバータ及びこれを備えるモータ駆動装置を示す図である。 本開示の第３の実施形態の変形例によるインバータ及びこれを備えるモータ駆動装置を示す図である。 本開示の第４の実施形態によるインバータ及びこれを備えるモータ駆動装置を示す図である。 本開示の第５の実施形態によるインバータ及びこれを備えるモータ駆動装置を示す図である。 ＬＣ直列共振回路の周波数－インピーダンス特性を示す図である。
　以下図面を参照して、コモンモード電流を抑制するインバータ及びモータ駆動装置について説明する。各図面において、同様の部材には同様の参照符号が付けられている。また、理解を容易にするために、これらの図面は縮尺を適宜変更している。図示される形態は実施をするための１つの例であり、これらの形態に限定されるものではない。
　伝導ノイズの伝わり方には、ノーマルモード（「デファレンシャルモード」とも称する。）とコモンモードの２種類がある。ノーマルモードは、配線をノイズの往路、グランドをノイズの帰路とする伝搬モードである。コモンモードは、各配線とグランドとの間に生じる微小な浮遊容量を通じて往路及び帰路に対して同方向にノイズが流れる伝搬モードである。コモンモード電流の周波数が高くなると微小な浮遊容量でもインピーダンスが低くなるので、コモンモード電流が流れやすくなる。伝導ノイズは、電力線や信号線をアンテナとして放射ノイズになり得る。
＜第１の実施形態＞
　図１は、本開示の第１の実施形態によるインバータ及びこれを備えるモータ駆動装置を示す図である。
　モータ駆動装置１００において、モータ３００にモータ駆動用電力を供給するインバータ主回路部１１の個数は、モータ３００の個数に対応して設けられる。モータ駆動装置１００にて複数のモータ３００を駆動する場合には、モータ３００の個数に対応して複数のインバータ主回路部１１が設けられる。コンバータ２については、複数のインバータに対して１個設けられる。モータ３００の種類は特に限定されず、例えば誘導モータであっても同期モータであってもよい。モータ３００が設けられる機械には、例えば工作機械、ロボット、鍛圧機械、射出成形機、産業機械などが含まれる。
　交流電源２００及びモータ３００の相数は各実施形態を特に限定するものではなく、例えば三相であっても単相であってもよい。交流電源２００の一例を挙げると、三相交流４００Ｖ電源、三相交流２００Ｖ電源、三相交流６００Ｖ電源、単相交流１００Ｖ電源などがある。図１では、一例として、三相の交流電源２００に接続されたモータ駆動装置１００により、三相交流のモータ３００を１個駆動する場合について示している。
　本開示の第１の実施形態によれば、モータ駆動装置１００は、コンバータ２と、インバータ１と、モータ制御部３とを備える。
　コンバータ２は、交流電源２００から供給された交流電力を直流電力に変換し、この直流電力をコンバータ２の直流出力側であるＤＣリンクへ出力する。ＤＣリンクとは、コンバータ２の直流出力側とインバータ主回路部１１の直流入力側とを電気的に接続する回路部分のことを指し、「ＤＣリンク部」、「直流リンク」、「直流リンク部」または「直流中間回路」などとも称されることもある。ＤＣリンクは、正電位線２１Ｐと負電位線２１Ｎとで構成される。
　図１に示す例では、交流電源２００を三相交流電源としたので、コンバータ２は三相ブリッジ回路で構成されるが、交流電源２００が単相交流電源である場合はコンバータ２は単相ブリッジ回路で構成される。コンバータ２の例としては、ダイオード整流器、１２０度通電方式整流器、及びＰＷＭスイッチング制御方式整流器などがある。図１に示す例では、コンバータ２は、ダイオード整流器で構成されている。例えば、コンバータ２が１２０度通電方式整流器及びＰＷＭスイッチング制御方式整流器で構成される場合は、スイッチング素子及びこれに逆並列に接続されたダイオードのブリッジ回路からなり、モータ制御部３から受信した駆動指令に応じて各スイッチング素子がオンオフ制御されて交直双方向に電力変換を行う。この場合、スイッチング素子の例としては、ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、サイリスタ、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ　Ｔｕｒｎ－ＯＦＦ　ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ゲートターンオフサイリスタ）、トランジスタなどがあるが、その他の半導体素子であってもよい。
　インバータ１の直流入力側とコンバータ２の直流出力側とはＤＣリンクを介して接続される。インバータ１は、インバータ主回路部１１と、ＤＣリンクコンデンサ１２と、接地コンデンサ部１３と、コモンモードチョーク部であるコモンモードチョークコア１４と、迂回部であるコモンモードコンデンサ部１５－１とを備える。
　ＤＣリンクコンデンサ１２は、ＤＣリンクにおいてコンバータ２の直流出力側に設けられる。ＤＣリンクコンデンサ１２は、平滑コンデンサと称されることがある。ＤＣリンクコンデンサ１２は、コンバータ２の直流出力の脈動分を抑える機能及びインバータ主回路部１１が交流電力を生成するために用いられる直流電力を蓄積する機能を有する。ＤＣリンクコンデンサ１２は、大容量の電力を蓄電することが要求されるので、例えば電解コンデンサなどで構成される。
　インバータ主回路部１１は、ＤＣリンクにおける直流電力を負荷回路であるモータ３００を駆動するための交流電力（モータ駆動用交流電力）に変換して出力する。インバータ主回路部１１は、スイッチング素子及びこれに逆並列に接続されたダイオードのブリッジ回路からなる。図１に示す例では、モータ３００を三相交流モータとしたので、インバータ主回路部１１は三相ブリッジ回路で構成される。スイッチング素子の例としては、ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、サイリスタ、ＧＴＯ、トランジスタなどがあるが、その他の半導体素子であってもよい。インバータ主回路部１１の交流出力側と負荷回路であるモータ３００との間は、三相交流電力線であるＵ相電力線２２Ｕ、Ｖ相電力線２２Ｖ、及びＷ相電力線２２Ｗとで電気的に接続される。
　インバータ主回路部１１は、例えばＰＷＭスイッチング制御方式によりその電力変換動作が制御される。すなわち、インバータ主回路部１１は、モータ制御部３からの駆動指令（ＰＷＭスイッチング指令）を受けて、ＤＣリンクにおける直流電力をモータ駆動用交流電力に変換してモータ３００へ出力するとともにモータ回生時にはモータ３００で回生された交流電力を直流電力に変換してＤＣリンクへ出力する。
　インバータ主回路部１１の電力変換動作は、一般的なモータ駆動装置と同様、モータ制御部３によって作成された駆動指令に基づいて制御される。モータ制御部３は、モータ３００の速度（速度フィードバック）、モータ３００の巻線に流れる電流（電流フィードバック）、所定のトルク指令、及びモータ３００の動作プログラムなどに基づいて、モータ３００の速度、トルク、もしくは回転子の位置を制御するための駆動指令を生成する。なお、ここで定義したモータ制御部３の構成はあくまでも一例であって、例えば、位置指令作成部、トルク指令作成部、及びスイッチング指令作成部などの用語を含めてモータ制御部３の構成を規定してもよい。
　モータ駆動装置１００内には演算処理装置（プロセッサ）が設けられる。演算処理装置には、例えばＩＣ、ＬＳＩ、ＣＰＵ、ＭＰＵ、ＤＳＰなどがある。この演算処理装置は、モータ制御部３を有する。演算処理装置が有するモータ制御部３は、例えば、プロセッサ上で実行されるコンピュータプログラムにより実現される機能モジュールである。例えば、モータ制御部３をコンピュータプログラム形式で構築する場合は、演算処理装置をこのコンピュータプログラムに従って動作させることで、各部の機能を実現することができる。モータ制御部３の処理を実行するためのコンピュータプログラムは、半導体メモリ、磁気記録媒体または光記録媒体といった、コンピュータ読取可能な記録媒体に記録された形で提供されてもよい。またあるいは、モータ制御部３を、当該機能を実現するコンピュータプログラムを書き込んだ半導体集積回路として実現してもよい。
　インバータ１を構成するサーボアンプのグランドをアンプグランド７１とする。また、交流電源２００に対するグランドを電源グランド７２とする。また、アンプグランド７１と電源グランド７２とはケーブルで接続され、そのインピーダンスをグランドインピーダンス６５とする。
　接地コンデンサ部１３は、ＤＣリンクにおいてＤＣリンクコンデンサ１２とインバータ主回路部１１との間に設けられる。接地コンデンサ部１３は、正側接地コンデンサ３１Ｐと負側接地コンデンサ３１Ｎとを有する。正側接地コンデンサ３１Ｐ及び負側接地コンデンサ３１Ｎは、いわゆるＹコンデンサ（対地コンデンサ）である。すなわち、正側接地コンデンサ３１Ｐの一端はアンプグランド７１に接続され、正側接地コンデンサ３１Ｐの他の一端はＤＣリンクの正電位線２１Ｐに接続される。負側接地コンデンサ３１Ｎの一端はアンプグランド７１に接続され、負側接地コンデンサ３１Ｎの他の一端はＤＣリンクの負電位線２１Ｎに接続される。正側接地コンデンサ３１Ｐ及び負側接地コンデンサ３１Ｎは、良好な周波数特性が要求されるので、例えばフィルムコンデンサまたはセラミックコンデンサなどで構成される。
　コモンモードチョーク部であるコモンモードチョークコア１４は、ＤＣリンクにおいて接地コンデンサ部１３とインバータ主回路部１１との間に設けられる。よって、ＤＣリンクにおいては、コンバータ２の直流出力側からインバータ主回路部１１の直流入力側に向かって、ＤＣリンクコンデンサ１２、接地コンデンサ部１３、コモンモードチョークコア１４の順に設けられる。
　コモンモードチョークコア１４は、例えばフェライトコアで構成される。フェライトコアを構成するフェライトとしては、例えばＮｉ－Ｚｎ系フェライトや、Ｍｎ－Ｚｎ系フェライトなどがある。例えば３０ＭＨｚ以上の周波数帯でも高インピーダンスを持つフェライトをコモンモードチョークコア１４に用いるのが好ましい。
　コモンモードチョークコア１４は、ＤＣリンクの正電位線２１Ｐ及び負電位線２１Ｎが挿通される中空部５１を有する。コモンモードチョークコア１４の中空部５１に挿通された正電位線２１Ｐ及び負電位線２１Ｎに電流が流れると、コモンモード電流（すなわちノイズ電流）によって生じる磁束は強め合うのでコモンモードチョークコア１４はコモンモード電流に対しては高インピーダンスとなる。一方、ノーマルモード電流によって生じる磁束は打ち消しあうので、コモンモードチョークコア１４はノーマルモード電流に対しては低インピーダンスとなる。また、コモンモードチョークコア１４の中空部５１に挿通された正電位線２１Ｐ及び負電位線２１Ｎに電流が流れると、コモンモードチョークコア１４に磁束が発生して電流エネルギーが磁気エネルギーに変化するが、電流変化に伴って磁束は再び電磁誘導によって電流に変換され、このとき、一部は磁気損失として消費される。よって、コモンモードチョークコア１４により、コモンモード電流のみを抑制することができる。なお、通常のコイルはインピーダンスのほとんどがリアクタンス成分であるが、フェライトコアからなるコモンモードチョークコア１４は、複素透磁率の虚部が大きく、すなわち抵抗成分が非常に多い。複素透磁率の詳細については後述する。
　コモンモードチョークコア１４は、コモンモードチョークコイルとは異なるものである。コモンモードチョークコイルは、１つのコア（例えばリング形状）の周りに磁界の向きが同方向となるように２本の導線を巻いた構成を有する。コアの周りに導線を巻くとインダクタンスが高くなるが、導線間に寄生容量が現れる。仮にコモンモードチョークコア１４に代えてコモンモードチョークコイルを用いると、高周波のコモンモード電流が導線間に現れた寄生容量と通じてコンバータ２からインバータ主回路部１１へ向かって流れてしまい、コモンモード電流の抑制効果が弱まってしまう。そこで、本開示の第１の実施形態では、例えば３０ＭＨｚといった高周波のコモンモード電流を抑制することができるよう、コモンモードチョークコイルではなく、上述したような３０ＭＨｚ以上の周波数帯でも高いインピーダンスを持つコモンモードチョークコア１４を用いる。
　図１では、一例として、コモンモードチョークコア１４がリング形状のフェライトコアで構成される場合を示している。あるいは、フェライトからなるプレートコアを中空部５１を有するように複数組み合わせることで、コモンモードチョークコア１４を構成してもよい。
　なお、コモンモードチョーク部は、高周波であるコモンモード電流に対して高インピーダンスとなるものであればよいので、コモンモードチョークコア１４に代えて、コモンモードトランス（ノイズ防止トランス）を用いてもよい。
　迂回部は、交流電力線であるＵ相電力線２２Ｕ、Ｖ相電力線２２Ｖ、及びＷ相電力線２２Ｗを流れるコモンモード電流が、モータ３００に流れ込まないように、モータ３００を迂回してアンプグランド７１に流れるようにするためのものである。迂回部は、インバータ主回路部１１の交流出力側と負荷回路であるモータ３００とを結ぶＵ相電力線２２Ｕ、Ｖ相電力線２２Ｖ、及びＷ相電力線２２Ｗをアンプグランド７１に接続する構成を有する。本開示の第１の実施形態では、迂回部としてコモンモードコンデンサ部１５－１が設けられる。
　コモンモードコンデンサ部１５－１は、複数のコンデンサのそれぞれの一端が交流電力線のそれぞれに対応して接続されるとともにそれぞれの他の一端が中性点に接続され、接地コンデンサの一端が中性点に接続されるとともに他の一端がグランドに接続される構成を有する。図１に示す例では、モータ３００を三相交流モータとしたので、コモンモードコンデンサ部１５－１は、Ｕ相コンデンサ３２Ｕと、Ｖ相コンデンサ３２Ｖと、Ｗ相コンデンサ３２Ｗと、接地コンデンサ３３とを有する。
　Ｕ相コンデンサ３２ＵとＶ相コンデンサ３２ＶとＷ相コンデンサ３２Ｗとは、Ｕ相電力線２２Ｕ、Ｖ相電力線２２Ｖ、及びＷ相電力線２２Ｗに対してＹ結線（スター結線）される。すなわち、Ｕ相コンデンサ３２Ｕの一端はＵ相電力線２２Ｕに接続され、Ｕ相コンデンサ３２Ｕの他の一端は中性点に接続される。Ｖ相コンデンサ３２Ｖの一端はＶ相電力線２２Ｖに接続され、Ｖ相コンデンサ３２Ｖの他の一端は中性点に接続される。Ｗ相コンデンサ３２Ｗの一端はＷ相電力線２２Ｗに接続され、Ｗ相コンデンサ３２Ｗの他の一端は中性点に接続される。接地コンデンサ３３の一端は中性点に接続され、他の一端はアンプグランド７１に接続される。
　Ｕ相コンデンサ３２Ｕ、Ｖ相コンデンサ３２Ｖ、Ｗ相コンデンサ３２Ｗ、及び接地コンデンサ３３は、特に良好な周波数特性が要求されるので、例えばセラミックコンデンサなどで構成される。例えば３０ＭＨｚ以上の周波数帯でも高いインピーダンスを持つセラミックコンデンサを用いるのが好ましい。
　このように、ＤＣリンクにおいては、コンバータ２の直流出力側からインバータ主回路部１１の直流入力側に向かって、ＤＣリンクコンデンサ１２、接地コンデンサ部１３、コモンモードチョークコア１４の順に設けられる。ＤＣリンクにおいては、コンバータ２の直流出力側から流出するコモンモード電流の流れは、高インピーダンスであるコモンモードチョークコア１４によって阻止される。阻止されたコンバータ２の直流出力側からのコモンモード電流は、接地コンデンサ部１３を介してアンプグランド７１へ向けて流れる。仮に、接地コンデンサ部１３とコモンモードチョークコア１４との並び順が入れ替わっているとすると（すなわち、ＤＣリンクコンデンサ１２、コモンモードチョークコア１４、接地コンデンサ部１３の順に並んでいたとすると）、コモンモード電流が流れる経路にコモンモードチョークコア１４が入らなくなり、コモンモード電流を抑制する効果が薄れてしまう。より詳細には、接地コンデンサ部１３とコモンモードチョークコア１４との並び順が入れ替わった場合のコモンモード電流が流れる経路は、接地コンデンサ部１３から、インバータ主回路部１１、モータ、「放射ノイズや変位電流として空間を伝搬」、電源グランド７２、アンプグランド７１、接地コンデンサ部１３の順に戻るという経路になるので、コモンモード電流が流れる経路にコモンモードチョークコア１４が入らなくなり、コモンモードチョークコア１４によるコモンモード電流を抑制する効果が現れなくなってしまう。よって、図１に示したように、ＤＣリンクにおいては、コンバータ２の直流出力側からインバータ主回路部１１の直流入力側に向かって、ＤＣリンクコンデンサ１２、接地コンデンサ部１３、コモンモードチョークコア１４の順に設けられることが重要である。
　＜コモンモード電流の抑制の原理＞
　続いて、本開示の第１の実施形態によるインバータ１及びモータ駆動装置１００におけるコモンモード電流の抑制の原理について説明する。
　図２は、本開示の第１の実施形態によるインバータとこれに接続されるモータに流れるコモンモード電流を説明する回路図である。図２においては交流電源２００及びコンバータ２の図示を省略している。
　図１に示したインバータ１とモータ３００との接続関係は、図２に示す等価回路にて表すことができる。図２に示すように、ＤＣリンクコンデンサ１２と正側接地コンデンサ３１Ｐと負側接地コンデンサ３１Ｎとは、コンデンサ部１８としてまとめることができる。ＤＣリンクコンデンサ１２には、ＤＣリンク電圧ＶDCが印加される。インバータ１は、コンデンサ部１８、コモンモードチョークコア１４、及びコモンモードコンデンサ部１５－１を備える。アンプグランド７１と電源グランド７２との間にはグランドインピーダンス６５が存在する。インバータ１とモータ３００とを結ぶ交流電力線２２は、動力線ケーブルのコモンモードインピーダンス６１とグランドケーブルのインピーダンス６２とを有する。モータ３００においては、モータ３００とグランドケーブルとの間の寄生容量６３と、モータ３００と電源グランド７２との間には寄生容量６４が存在する。
　モータ駆動装置１００において放射ノイズを低減するためには、モータ３００に流れるコモンモード電流Ｉc2を抑制することが必要である。本開示の第１の実施形態では、モータ３００を迂回したコモンモード電流Ｉc1が流れるようにするためにコモンモードコンデンサ部１５－１を設けている。ただし、コンデンサ部１８のインピーダンスに比べモータ３００寄生容量６３及び６４のインピーダンスが十分大きい場合は、迂回部であるコモンモードコンデンサ部１５－１にコモンモード電流ＩC1が流れる効果が小さくなってしまうことがある。そこで、本開示の第１の実施形態ではさらに、インバータ１の出力インピーダンスを高くするためにコモンモードチョークコア１４を設けている。上述したようにコモンモードチョークコア１４はコモンモード電流に対して高インピーダンスである。
　図３は、本開示の第１の実施形態によるインバータとこれに接続されるモータのノイズに関する等価回路を示す回路図である。
　図３に示すように、コンデンサ部１８のインピーダンスをＺc、コモンモードコンデンサ部１５－１のインピーダンスをＺd、モータ３００のインピーダンスをＺmとする。また、モータ３００に流れるコモンモード電流をＩnとする。コンデンサ部１８内のＤＣリンクコンデンサ１２（図３では図示せず）に印加されるＤＣリンク電圧をＶDCとする。図３に示すノイズに関する等価回路において、コモンモード電流Ｉnは、式１のように表すことができる。
　コンデンサ部１８のインピーダンスＺcがコモンモードコンデンサ部１５－１のインピーダンスＺd及びモータ３００のインピーダンスＺmのそれぞれよりも十分に大きい場合（Ｚc＞＞Ｚd、Ｚm）、式１は、式２のように近似することができる。
　式２より、迂回部であるコモンモードコンデンサ部１５－１のインピーダンスＺdが小さいほど、モータ３００を流れるコモンモード電流Ｉnが小さくなる効果が得られることがわかる。また、同じく式２より、コンデンサ部１８のインピーダンスＺcが大きいほど、モータ３００を流れるコモンモード電流Ｉnが小さくなる効果が得られることがわかる。そこで、本開示の第１の実施形態では、コンデンサ部１８のインピーダンスＺcを等価的に大きくするために、コモンモード電流Ｉnに対して高インピーダンスであるコモンモードチョークコア１４を、ＤＣリンクにおいてコンデンサ部１８とインバータ主回路部１１との間に設けている。
　仮に、モータ３００のインピーダンスＺm及びコモンモードコンデンサ部１５－１のインピーダンスＺdのそれぞれがコンデンサ部１８のインピーダンスＺcよりも十分に大きい場合（Ｚm、Ｚd＞＞Ｚc）、式１は、式３のように近似することができる。
　式３より、モータ３００のインピーダンスＺm及びコモンモードコンデンサ部１５－１のインピーダンスＺdのそれぞれがコンデンサ部１８のインピーダンスＺcよりも十分に大きい場合（Ｚm、Ｚd＞＞Ｚc）は、モータ３００のインピーダンスＺmだけしかコモンモード電流Ｉnに影響を及ぼさないことが分かる。そこで、本開示の第１の実施形態では、コモンモードチョークコア１４をＤＣリンクにおいてコンデンサ部１８とインバータ主回路部１１との間に設けてコンデンサ部１８のインピーダンスＺcを大きくすることで、モータ３００のインピーダンスＺmの大小にかかわらずモータ３００を流れるコモンモード電流Ｉnが小さくなるようにしている。
＜複数のモータの駆動＞
　一般にモータ駆動装置においては複数のモータを駆動することが多い。図４は、本開示の第１の実施形態によるインバータ及びこれを備えるモータ駆動装置において複数のモータを駆動する場合を示す図である。図４では、一例として、三相の交流電源２００に接続されたモータ駆動装置１００により、３個のモータ３００－１、３００－２、及び３００－３を駆動する場合について示している。以下の説明は、３個以外の個数の三相交流のモータを駆動する場合にも適用することができ、複数の単相交流のモータを駆動する場合にも適用することができる。
　交流電源２００、コンバータ２、ＤＣリンクコンデンサ１２、接地コンデンサ部１３、コモンモードチョークコア１４、インバータ主回路部１１－１～１１－３、迂回部であるコモンモードコンデンサ部１５－１、及びモータ制御部３については、図１～図３を参照して説明した通りである。
　モータ駆動装置１００において、モータ３００にモータ駆動用電力を供給するインバータ主回路部１１の個数は、モータ３００の個数に対応して設けられる。モータ３００－１にはインバータ主回路部１１－１が交流電力線を介して接続される。モータ３００－１とインバータ主回路部１１－１とを結ぶ交流電力線をアンプグランド７１に接続する迂回部１５－１－１が設けられる。モータ３００－２にはインバータ主回路部１１－２が交流電力線を介して接続される。モータ３００－２とインバータ主回路部１１－２とを結ぶ交流電力線をアンプグランド７１に接続する迂回部１５－１－２が設けられる。モータ３００－３にはインバータ主回路部１１－３が交流電力線を介して接続される。モータ３００－３とインバータ主回路部１１－３とを結ぶ交流電力線をアンプグランド７１に接続する迂回部１５－１－３が設けられる。迂回部１５－１－１、１５－１－２、及び１５－１－３は、例えば上述したコモンモードコンデンサ部にて構成されるが、後述するＬＣ直列共振回路にて構成されてもよい。
　インバータ主回路部１１－１、１１－２、及び１１－３は、ＤＣリンクを介して１個のコンバータ２が接続される。ＤＣリンクにおいては、コンバータ２の直流出力側からインバータ主回路部１１の直流入力側に向かって、ＤＣリンクコンデンサ１２、接地コンデンサ部１３、コモンモードチョークコア１４の順に設けられる。
　コンバータ２は１個のみであるので、インバータ主回路部１１－１、１１－２、及び１１－３はＤＣリンクを共用している。したがって、インバータ主回路部の個数（＝モータの個数）に限らず、ＤＣリンクに設けられるＤＣリンクコンデンサ１２、接地コンデンサ部１３、及びコモンモードチョークコア１４は、それぞれ１個ずつである。一方で、迂回部についてはインバータ主回路部の個数（＝モータの個数）と同数とする必要があるが、迂回部を構成するコンデンサは高価ではなく、体積もそれほど大きくはない。このような理由から、本開示の第１の実施形態によるインバータ１及びモータ駆動装置１００は小型で低コストである。
＜単相交流のモータの駆動＞
　図１～図４では、一例として、三相の交流電源２００に接続されたモータ駆動装置１００により、三相のモータ３００を駆動する場合について説明した。モータ駆動装置１００は、単相交流のモータも駆動することができる。
　図５は、本開示の第１の実施形態によるインバータ及びこれを備えるモータ駆動装置において単相交流のモータを駆動する場合を示す図である。
　交流電源２００、コンバータ２、ＤＣリンクコンデンサ１２、接地コンデンサ部１３、コモンモードチョークコア１４、及びモータ制御部３については、図１～図４を参照して説明した通りである。
　単相交流のモータ３００には、交流電力線であるＬ（ライブ、ホット）相電力線２２ＬとＮ（ニュートラル、コールド）相電力線２２Ｎを介して、単相のインバータ主回路部１１に接続される。インバータ主回路部１１は、ＤＣリンクにおける直流電力を負荷回路である単相のモータ３００を駆動するための単相の交流電力（モータ駆動用交流電力）に変換して出力する。インバータ主回路部１１は、スイッチング素子及びこれに逆並列に接続されたダイオードの単相ブリッジ回路で構成される。
　迂回部であるコモンモードコンデンサ部１５－１は、インバータ主回路部１１の交流出力側と単相のモータ３００とを結ぶ交流電力線であるＬ相電力線２２Ｌ及びＮ相電力線２２Ｎをアンプグランド７１に接続する構成を有する。
　コモンモードコンデンサ部１５－１は、複数のコンデンサのそれぞれの一端が交流電力線のそれぞれに対応して接続されるとともにそれぞれの他の一端が中性点に接続され、接地コンデンサの一端が中性点に接続されるとともに他の一端がグランドに接続される構成を有する。図５に示す例では、モータ３００を単相交流モータとしたので、コモンモードコンデンサ部１５－１は、Ｌ相コンデンサ３２Ｌと、Ｎ相コンデンサ３２Ｎと、接地コンデンサ３３とを有する。
　Ｌ相コンデンサ３２Ｌの一端はＬ相電力線２２Ｌに接続され、Ｌ相コンデンサ３２Ｌの他の一端は中性点に接続される。Ｎ相コンデンサ３２Ｎの一端はＮ相電力線２２Ｎに接続され、Ｎ相コンデンサ３２Ｎの他の一端は中性点に接続される。接地コンデンサ３３の一端は中性点に接続され、他の一端はアンプグランド７１に接続される。Ｌ相コンデンサ３２Ｌ、Ｎ相コンデンサ３２Ｎ、及び接地コンデンサ３３は、特に良好な周波数特性が要求されるので、例えばセラミックコンデンサなどで構成される。例えば３０ＭＨｚ以上の周波数帯でも高いインピーダンスを持つセラミックコンデンサを用いるのが好ましい。
＜第２の実施形態＞
　図６は、本開示の第２の実施形態によるインバータ及びこれを備えるモータ駆動装置を示す図である。
　本発明の第２の実施形態は、第１の実施形態によるインバータ１及びモータ駆動装置１００において、モータ３００側に、さらなるコモンモードチョークコア１６をさらに備えるものである。図６では、一例として、三相の交流電源２００に接続されたモータ駆動装置１００により、三相交流のモータ３００を１個駆動する場合について示している。以下の説明は、単相交流のモータを駆動する場合や、複数のモータを駆動する場合にも適用することができる。
　交流電源２００、コンバータ２、ＤＣリンクコンデンサ１２、接地コンデンサ部１３、コモンモードチョークコア１４、インバータ主回路部１１、コモンモードコンデンサ部１５－１、及びモータ制御部３については、図１～図５を参照して説明した通りである。
　さらなるコモンモードチョークコア１６は、交流電力線であるＵ相電力線２２Ｕ、Ｖ相電力線２２Ｖ、及びＷ相電力線２２Ｗが挿通される中空部５２を有し、迂回部であるコモンモードコンデンサ部１５－１とモータ３００との間に設けられる。
　さらなるコモンモードチョークコア１６は、例えばフェライトコアで構成される。フェライトコアを構成するフェライトとしては、例えばＮｉ－Ｚｎ系フェライトや、Ｍｎ－Ｚｎ系フェライトなどがある。例えば３０ＭＨｚ以上の周波数帯でも高いインピーダンスを持つフェライトを、さらなるコモンモードチョークコア１６に用いるのが好ましい。
　さらなるコモンモードチョークコア１６の中空部５２に挿通されたＵ相電力線２２Ｕ、Ｖ相電力線２２Ｖ、及びＷ相電力線２２Ｗに電流が流れると、コモンモード電流によって生じる磁束は強め合うのでさらなるコモンモードチョークコア１６はコモンモード電流に対しては高インピーダンスとなる。ノーマルモード電流によって生じる磁束は打ち消しあうので、さらなるコモンモードチョークコア１６はノーマルモード電流に対しては低インピーダンスとなる。また、さらなるコモンモードチョークコア１６の中空部５２に挿通されたＵ相電力線２２Ｕ、Ｖ相電力線２２Ｖ、及びＷ相電力線２２Ｗに電流が流れると、さらなるコモンモードチョークコア１６に磁束が発生して電流エネルギーが磁気エネルギーに変化するが、電流変化に伴って磁束は再び電磁誘導によって電流に変換され、このとき、一部は磁気損失として消費される。よって、さらなるコモンモードチョークコア１６により、コモンモード電流のみを抑制することができる。なお、通常のコイルはインピーダンスのほとんどがリアクタンス成分であるが、フェライトコアからなるさらなるコモンモードチョークコア１６は、複素透磁率の虚部が大きく、すなわち抵抗成分が非常に多い。
　なお、図６では、一例として、さらなるコモンモードチョークコア１６がリング形状のフェライトコアで構成される場合を示している。あるいは、フェライトからなるプレートコアを中空部５２を有するように複数組み合わせることで、さらなるコモンモードチョークコア１６を構成してもよい。また、さらなるコモンモードチョークコア１６に代えて、コモンモードトランス（ノイズ防止トランス）をコモンモードコンデンサ部１５－１とモータ３００との間に設けてもよい。
　仮に、コモンモードコンデンサ部１５－１のインピーダンスＺdがモータ３００のインピーダンスＺmよりも十分に大きい場合（Ｚd＞＞Ｚm）、式１は、式４のように近似することができる。
　式４より、コモンモードコンデンサ部１５－１のインピーダンスＺdがモータ３００のインピーダンスＺmよりも十分に大きい場合（Ｚd＞＞Ｚm）は、コンデンサ部１８のインピーダンスＺcだけしかコモンモード電流Ｉnに影響を及ぼさず、コモンモードコンデンサ部１５－１のインピーダンスＺdはコモンモード電流Ｉnの抑制に効果がほぼ無いことが分かる。そこで、本開示の第２の実施形態では、さらなるコモンモードチョークコア１６をコモンモードコンデンサ部１５－１とモータ３００との間に設けてモータ３００のインピーダンスＺmが大きくなるようにすることで、モータ３００を流れるコモンモード電流Ｉnをより一層確実に抑制できるようにしている。
＜第３の実施形態＞
　図７は、本開示の第３の実施形態によるインバータ及びこれを備えるモータ駆動装置を示す図である。
　本発明の第３の実施形態は、第１の実施形態によるインバータ１及びモータ駆動装置１００において、ノーマルモードを抑制するノーマルモードチョークコア１７をさらに備えるものである。図７では、一例として、三相の交流電源２００に接続されたモータ駆動装置１００により、三相交流のモータ３００を１個駆動する場合について示している。以下の説明は、単相交流のモータを駆動する場合や、複数のモータを駆動する場合にも適用することができる。
　交流電源２００、コンバータ２、ＤＣリンクコンデンサ１２、接地コンデンサ部１３、コモンモードチョークコア１４、インバータ主回路部１１、コモンモードコンデンサ部１５－１、及びモータ制御部３については、図１～図５を参照して説明した通りである。
　ノーマルモードチョークコア１７は、ＤＣリンクの正電位線２１Ｐまた負電位線２１Ｎのいずれか一方が挿通される中空部５３を有し、ＤＣリンクにおいて接地コンデンサ部１３とインバータ主回路部１１との間に設けられる。
　迂回部としてコモンモードコンデンサ部１５－１を設けたので、インバータ主回路部１１においてスイッチング動作時には、ノーマルモード電流が流れる。例えばＷ相の上側アームのスイッチング素子とＶ相の下側アームのスイッチング素子とがオンすると、正電位線２１Ｐから、Ｗ相の上側アームのスイッチング素子、Ｗ相電力線２２Ｗ、Ｗ相コンデンサ３２Ｗ、Ｖ相コンデンサ３２Ｖ、Ｖ相電力線２２Ｖ、及びＶ相の下側アームのスイッチング素子を経て、負電位線２１Ｎへ流れ込むノーマルモード電流の経路が形成される。他のスイッチングパターンにおいても同様にノーマルモード電流の経路が形成される。ノーマルモード電流はスイッチング素子の発熱を引き起し、スイッチング素子においてエネルギー損失をもたらす。そこで、本発明の第３の実施形態では、ノーマルモード電流を抑制するために、ＤＣリンクにおいて接地コンデンサ部１３とインバータ主回路部１１との間にノーマルモードチョークコア１７を設けている。図７に示す例では、一例として、正電位線２１Ｐが中空部５３に挿通されているが、負電位線２１Ｎが中空部５３に挿通されてもよい。
　コモンモードチョークコア１４の複素透磁率μの虚部は、ノーマルモードチョークコア１７の複素透磁率の虚部よりも大きい値に設定されるのが好ましい。複素透磁率μは式５のように表される。
　インダクタンスＬはμに比例する。よって、コイルのインピーダンスは式６のように表すことができる。
　式６より、複素透磁率の虚部は、インダクタンスの実部に対応し、抵抗成分を表すことが分かる。
　コモンモードチョークコア１４は、コモンモード電流のエネルギーを消費することを目的として設けられるものである。よって、インダクタンス成分にて電流ピークを抑制するよりは抵抗成分でエネルギーを消費したほうが好ましい。したがって、コモンモードチョークコア１４は、高周波数帯域で複素透磁率の虚部が大きい（すなわち抵抗成分が大きい）フェライトコアを採用することが望ましい。
　一方、ノーマルモードチョークコア１７は、ノーマルモード電流のピークを抑制することを目的として設けられるものである。よって、ノーマルモードチョークコア１７は、ノーマルモード電流のエネルギーを消費する抵抗成分であるよりは、純粋なインダクタンス成分である方が好ましい。したがって、ノーマルモードチョークコア１７は、高周波数帯域で複素透磁率の虚部が小さい（すなわち抵抗成分が小さい）フェライトコアを採用することが望ましい。
　ノーマルモード電流はコモンモード電流とは異なり放射ノイズの発生源とはなりにくいが、スイッチング素子の損失をもたらす。本開示の第３の実施形態によれば、コモンモード電流及びノーマルモード電流を抑制することができるので、ノイズの抑制及びスイッチング損失の低減の効果を奏する。
　なお、ノーマルモードチョークコア１７は、ＤＣリンクにおいて接地コンデンサ部１３とインバータ主回路部１１の交流入力側との間であればどこに設けてもよい。図８は、本開示の第３の実施形態の変形例によるインバータ及びこれを備えるモータ駆動装置を示す図である。図７では、ノーマルモードチョークコア１７をコモンモードチョークコア１４とインバータ主回路部１１との間に設けたが、図８では、ノーマルモードチョークコア１７を接地コンデンサ部１３とコモンモードチョークコア１４との間に設けている。
＜第４の実施形態＞
　図９は、本開示の第４の実施形態によるインバータ及びこれを備えるモータ駆動装置を示す図である。
　本発明の第４の実施形態は、第２の実施形態と第３の実施形態とを組み合わせたものである。図９では、一例として、三相の交流電源２００に接続されたモータ駆動装置１００により、三相交流のモータ３００を１個駆動する場合について示している。以下の説明は、単相交流のモータを駆動する場合や、複数のモータを駆動する場合にも適用することができる。
　交流電源２００、コンバータ２、ＤＣリンクコンデンサ１２、接地コンデンサ部１３、コモンモードチョークコア１４、インバータ主回路部１１、コモンモードコンデンサ部１５－１、及びモータ制御部３については、図１～図５を参照して説明した通りである。
　さらなるコモンモードチョークコア１６は、交流電力線であるＵ相電力線２２Ｕ、Ｖ相電力線２２Ｖ、及びＷ相電力線２２Ｗが挿通される中空部５２を有し、迂回部であるコモンモードコンデンサ部１５－１とモータ３００との間に設けられる。さらなるコモンモードチョークコア１６の詳細については図６を参照して説明した通りである。
　ノーマルモードチョークコア１７は、ＤＣリンクの正電位線２１Ｐまた負電位線２１Ｎのいずれかが挿通される中空部５３を有し、ＤＣリンクにおいて接地コンデンサ部１３とインバータ主回路部１１との間に設けられる。ノーマルモードチョークコア１７の詳細については図７及び図８を参照して説明した通りである。
＜第５の実施形態＞
　図１０は、本開示の第５の実施形態によるインバータ及びこれを備えるモータ駆動装置を示す図である。
　本発明の第５の実施形態は、第１の実施形態によるインバータ１及びモータ駆動装置１００のおける迂回部であるコモンモードコンデンサ部に代えて、ＬＣ直列共振回路１５－２を設けたものである。図１０では、一例として、三相の交流電源２００に接続されたモータ駆動装置１００により、三相交流のモータ３００を１個駆動する場合について示している。以下の説明は、単相交流のモータを駆動する場合や、複数のモータを駆動する場合にも適用することができる。
　交流電源２００、コンバータ２、ＤＣリンクコンデンサ１２、接地コンデンサ部１３、コモンモードチョークコア１４、インバータ主回路部１１、コモンモードコンデンサ部１５－１、及びモータ制御部３については、図１～図５を参照して説明した通りである。
　迂回部であるＬＣ直列共振回路１５－２は、インバータ主回路部１１の交流出力側と負荷回路であるモータ３００とを結ぶ交流電力線であるＵ相電力線２２Ｕ、Ｖ相電力線２２Ｖ、及びＷ相電力線２２Ｗをアンプグランド７１に接続する構成を有する。
　ＬＣ直列共振回路１５－２は、互いに直列接続されたコンデンサとコイルとからなる組を複数有し、これらの組のそれぞれの一端が交流電力線のそれぞれに対応して接続されるとともにそれぞれの他の一端が中性点に接続され、接地コンデンサの一端が中性点に接続されるとともに他の一端がグランドに接続される構成を有する。図１０に示す例では、モータ３００を三相交流モータとしたので、ＬＣ直列共振回路１５－２は、互いに直列接続されたＵ相コンデンサ３４ＵとＵ相コイル４１Ｕとからなる第１の組と、互いに直列接続されたＶ相コンデンサ３４ＶとＶ相コイル４１Ｖとからなる第２の組と、互いに直列接続されたＷ相コンデンサ３４ＷとＷ相コイル４１Ｗとからなる第３の組と、接地コンデンサ３３とを有する。Ｕ相コンデンサ３４Ｕ、Ｖ相コンデンサ３４Ｖ、及びＷ相コンデンサ３４Ｗは、良好な周波数特性が要求されるので、例えばフィルムコンデンサまたはセラミックコンデンサなどで構成される。また、Ｕ相コイル４１Ｕ、Ｖ相コイル４１Ｖ、及びＷ相コイル４１Ｗは、一般的なコイルにて構成される。なお、Ｕ相コイル４１Ｕ、Ｖ相コイル４１Ｖ、及びＷ相コイル４１Ｗについては、Ｕ相コンデンサ３４Ｕ、Ｖ相コンデンサ３４Ｖ、及びＷ相コンデンサ３４Ｗが有する寄生インピーダンスで代用してもよい。
　第１の組と第２の組と第３の組とは、交流電力線であるＵ相電力線２２Ｕ、Ｖ相電力線２２Ｖ、及びＷ相電力線２２Ｗに対してＹ結線（スター結線）される。すなわち、第１の組の一端はＵ相電力線２２Ｕに接続され、第１の組の他の一端は中性点に接続される。第２の組の一端はＶ相電力線２２Ｖに接続され、第２の組の他の一端は中性点に接続される。第３の組の一端はＷ相電力線２２Ｗに接続され、第３の組の他の一端は中性点に接続される。接地コンデンサ３３の一端は中性点に接続され、他の一端はアンプグランド７１に接続される
　図１１は、ＬＣ直列共振回路の周波数－インピーダンス特性を示す図である。ＬＣ直列共振回路１５－２において、共振周波数ｆ0より高い周波数帯域Ｂでは、周波数が高いほどインピーダンスは大きくなる。よって、ＬＣ直列共振回路１５－２によれば、共振周波数ｆ0より高い周波数帯域Ｂの周波数を有するノーマルモード電流を抑制することができる。また、共振周波数ｆ0より低い周波数帯域Ａでは、コンデンサとしての性質が強く働くので、特に共振周波数ｆ0より低い周波数帯域Ａの周波数を有するコモンモード電流を抑制することができるような用途において、本発明の第５の実施形態は有効である。
　以上、本発明に係る好適な実施形態を説明したが、本発明はこれら実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載内で様々な修正及び変更を施すことができる。
　１　　インバータ
　２　　コンバータ
　３　　モータ制御部
　１１、１１－１、１１－２、１１－３　　インバータ主回路部
　１２　　ＤＣリンクコンデンサ
　１３　　接地コンデンサ部
　１４　　コモンモードチョークコア
　１５－１　　コモンモードコンデンサ部
　１５－１－１、１５－１－２、１５－１－３　　迂回部
　１５－２　　ＬＣ直列共振回路
　１６　　さらなるコモンモードチョークコア
　１７　　ノーマルモードチョークコア
　１８　　コンデンサ部
　２１Ｐ　　正電位線
　２１Ｎ　　負電位線
　２２　　交流電力線
　２２Ｌ　　Ｌ相電力線
　２２Ｎ　　Ｎ相電力線
　２２Ｕ　　Ｕ相電力線
　２２Ｖ　　Ｖ相電力線
　２２Ｗ　　Ｗ相電力線
　３１Ｐ　　正側接地コンデンサ
　３１Ｎ　　負側接地コンデンサ
　３２Ｌ　　Ｌ相コンデンサ
　３２Ｎ　　Ｎ相コンデンサ
　３２Ｕ　　Ｕ相コンデンサ
　３２Ｖ　　Ｖ相コンデンサ
　３２Ｗ　　Ｗ相コンデンサ
　３３　　接地コンデンサ
　３４Ｕ　　Ｕ相コンデンサ
　３４Ｖ　　Ｖ相コンデンサ
　３４Ｗ　　Ｗ相コンデンサ
　４１Ｕ　　Ｕ相コイル
　４１Ｖ　　Ｖ相コイル
　４１Ｗ　　Ｗ相コイル
　５１、５２、５３　　中空部
　６１　　動力線ケーブルのコモンモードインピーダンス
　６２　　グランドケーブルのインピーダンス
　６３　　モータとグランドケーブルとの間の寄生容量
　６４　　モータと電源グランドとの間の寄生容量
　６５　アンプグランドと電源グランドとの間のグランドインピーダンス
　７１　　アンプグランド
　７２　　電源グランド
　１００　　モータ駆動装置
　２００　　交流電源
　３００、３００－１、３００－２、３００－３　　モータ

Claims (8)

  1. 　交流電源からの交流電力を直流電力に変換するコンバータに対してＤＣリンクを介して接続され、前記直流電力を負荷回路のための交流電力に変換して出力するインバータ主回路部と、
    　前記ＤＣリンクにおいて前記コンバータの直流出力側に設けられるＤＣリンクコンデンサと、
    　一端がグランドに接続されるとともに他の一端が前記ＤＣリンクの正電位線に接続される正側接地コンデンサと、一端が前記グランドに接続されるとともに他の一端が前記ＤＣリンクの負電位線に接続される負側接地コンデンサと、を有し、前記ＤＣリンクにおいて前記ＤＣリンクコンデンサと前記インバータ主回路部との間に設けられる接地コンデンサ部と、
    　前記ＤＣリンクにおいて前記接地コンデンサ部と前記インバータ主回路部との間に設けられ、コモンモード電流を抑制するコモンモードチョーク部と、
    　前記インバータ主回路部の交流出力側と前記負荷回路とを結ぶ各交流電力線を前記グランドに接続する迂回部と、
    を備える、インバータ。
  2. 　前記コモンモードチョーク部は、前記正電位線及び前記負電位線が挿通される中空部を有するコモンモードチョークコアを備える、請求項１に記載のインバータ。
  3. 　前記迂回部は、コモンモード電流を抑制するコモンモードコンデンサ部を備え、
    　前記コモンモードコンデンサ部は、複数のコンデンサのそれぞれの一端が前記交流電力線のそれぞれに対応して接続されるとともにそれぞれの他の一端が中性点に接続され、接地コンデンサの一端が前記中性点に接続されるとともに他の一端が前記グランドに接続される構成を有する、請求項１または２に記載のインバータ。
  4. 　コモンモード電流を抑制するさらなるコモンモードチョークコアをさらに備え、
    　前記さらなるコモンモードチョークコアは、前記交流電力線が挿通される中空部を有し、前記迂回部と前記負荷回路との間に設けられる、請求項１～３のいずれか一項に記載のインバータ。
  5. 　ノーマルモード電流を抑制するノーマルモードチョークコアをさらに備え、
    　前記ノーマルモードチョークコアは、前記正電位線または前記負電位線が挿通される中空部を有し、前記ＤＣリンクにおいて前記接地コンデンサ部と前記インバータ主回路部との間に設けられる、請求項１～４のいずれか一項に記載のインバータ。
  6. 　前記コモンモードチョーク部の複素透磁率の虚部は、前記ノーマルモードチョークコアの複素透磁率の虚部よりも大きい、請求項５に記載のインバータ。
  7. 　前記迂回部は、ＬＣ直列共振回路を備え、
    　前記ＬＣ直列共振回路は、互いに直列接続されたコンデンサとコイルとからなる組を複数有し、前記組のそれぞれの一端が前記交流電力線のそれぞれに対応して接続されるとともにそれぞれの他の一端が中性点に接続され、接地コンデンサの一端が前記中性点に接続されるとともに他の一端が前記グランドに接続される構成を有する、請求項１または２に記載のインバータ。
  8. 　前記コンバータと、
    　請求項１～７のいずれか一項に記載のインバータと、
    　前記負荷回路であるモータの駆動を制御するモータ制御部と、
    を備える、モータ駆動装置。
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