WO2023189370A1

WO2023189370A1 - 測定装置

Info

Publication number: WO2023189370A1
Application number: PCT/JP2023/009117
Authority: WO
Inventors: 孝一三上; 卓也石井
Original assignee: ヌヴォトンテクノロジージャパン株式会社
Priority date: 2022-03-28
Filing date: 2023-03-09
Publication date: 2023-10-05

Abstract

測定装置（１０）は、分圧抵抗部（２）と、ＡＤ変換部（３）と、演算部（４）と、を備える。分圧抵抗部（２）は、バッテリ（１）（被測定物）の電圧を分圧する複数の分圧抵抗（Ｒ１～Ｒｎ、Ｒｍ）を有する。ＡＤ変換部（３）は、分圧抵抗部（２）の一部の分圧抵抗又は全部の分圧抵抗の両端電圧を第１のデジタルデータに変換する複数のＡＤ変換器（３１～３ｎ）を有する。演算部（４）は、複数のＡＤ変換器（３１～３ｎ）の各々で変換された複数の第１のデジタルデータからバッテリ（１）（被測定物）の電圧（電気的パラメータ）を算出する。

Description

測定装置

　本発明は、被測定物の電気的パラメータを測定する測定装置に関する。

　電池の劣化状態は内部インピーダンスを測定することによって判断できる。例えば特許文献１では、トランスを用いて電池に交流電流を流し、その電流と電池の両端電圧を測定することによって、内部インピーダンスとして高精度に交流インピーダンスを算出する方法が提案されている。

　ところで、交流インピーダンス算出のためには、電流又は電圧の測定値をデジタルデータに変換するアナログデジタル変換器（以後、「ＡＤ変換器」と略記する）が用いられる。電池が多段セルから構成されて例えば数十Ｖ以上の高電圧となっている組電池が被測定物である場合、ＡＤ変換器への入力電圧が許容入力電圧（通常、数Ｖ）内に収まるように、電池電圧を分圧抵抗で分圧する。例えば、組電池の電池電圧Ｖｂを抵抗値Ｒ１の分圧抵抗と、抵抗値Ｒ２の分圧抵抗とで分圧して得られる電圧Ｖｘは、以下の数式で表される。

　Ｖｘ＝Ｖｂ×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）

　ここで、抵抗値Ｒ２は抵抗値Ｒ１より十分大きく、抵抗値の精度を±ａ［％］とすると、分圧比Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）のばらつきは、およそ±２ａ［％］になる。例えば、上記の電圧Ｖｘの代表値を５［Ｖ］、ａ＝０．１［％］とすると、電圧Ｖｘのばらつきは±０．０１［Ｖ］になる。このように、分圧抵抗を用いて被測定物の電圧を測定する場合、分圧抵抗の抵抗値の精度が被測定物の電圧の測定精度に比較的大きな影響を及ぼし得る。

　このような分圧抵抗による被測定物の電圧測定の精度を向上する方法については、例えば特許文献２に開示されている。特許文献２では、切換用スイッチを制御して複数の分圧抵抗の各々の両端をコンデンサに順次接続させ、分圧抵抗とコンデンサとの接続が切り替わるごとに、変換用スイッチをオンにしてコンデンサの両端電圧をＡＤ変換器に供給している。これにより、特許文献２では、複数の分圧抵抗の全両端電圧をスイッチ回路（切換用スイッチ及び変換用スイッチ）によってＡＤ変換器に入力し、全両端電圧を変換して得た全デジタルデータの和を算出している。したがって、特許文献２では、分圧抵抗の抵抗値の精度が被測定物の電圧測定の精度に影響しにくくなっている。

特開２００６－２６６８１４号公報特開２００５－２０７８２６号公報

　上記特許文献２に開示の方法では、複数の分圧抵抗の各々の両端を順次ＡＤ変換器に接続するためのスイッチ回路が必要である。このため、特許文献２に開示の方法では、スイッチ回路が発生するスイッチングノイズにより、被測定物の電圧（電気的パラメータ）の測定精度が劣化する、という問題がある。また、特許文献２に開示の方法では、スイッチ回路の動作時間が、各分圧抵抗の両端電圧測定の時間差となる。ここで、被測定物の交流インピーダンス（電気的パラメータ）の測定に際しては、被測定物の電流と電圧とを同時に測定する必要がある。このため、特許文献２に開示の方法では、上記の時間差のために、この同時性が損なわれ、被測定物の交流インピーダンスの測定精度が劣化する、という問題がある。

　そこで、本開示は、被測定物の電気的パラメータの測定精度を向上できる測定装置の提供を目的とする。

　以上に鑑み、本開示の一形態に係る測定装置は、分圧抵抗部と、ＡＤ変換部と、演算部と、を備える。前記分圧抵抗部は、被測定物の電圧を分圧する複数の分圧抵抗を有する。前記ＡＤ変換部は、前記分圧抵抗部の一部の分圧抵抗又は全部の分圧抵抗の両端電圧を第１のデジタルデータに変換する複数のＡＤ変換器を有する。前記演算部は、前記複数のＡＤ変換器の各々で変換された複数の前記第１のデジタルデータから前記被測定物の電気的パラメータを算出する。

　本開示に係る測定装置によれば、被測定物の電気的パラメータの測定精度を向上できる。

図１は、実施の形態１に係る測定装置の構成を示す回路ブロック図である。図２は、実施の形態２に係る測定装置の構成を示す回路ブロック図である。図３は、実施の形態３に係る測定装置の構成を示す回路ブロック図である。図４は、実施の形態４に係る測定装置の構成を示す回路ブロック図である。

　以下、本開示の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも本開示の一具体例を示す。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態、ステップ、ステップの順序等は、一例であり、本開示を限定する主旨ではない。また、各図は、必ずしも厳密に図示したものではない。各図において、実質的に同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略又は簡略化する。また、「接続」とは、電気的な接続を意味し、２つの回路要素が直接的に接続される場合だけでなく、２つの回路要素の間に他の回路要素を挿入した状態で２つの回路要素が間接的に接続される場合も含まれる。

　（実施の形態１）
　図１は、実施の形態１に係る測定装置１０の構成を示す回路ブロック図である。図１において、測定装置１０は、被測定物であるバッテリ１の電圧を、被測定物の電気パラメータとして測定する。バッテリ１は、複数の電池であるセルが直接接続されて構成される組電池である。実施の形態では、バッテリ１はリチウムイオン電池であるが、ニッケル水素電池等の他の電池であってもよい。

　測定装置１０は、分圧抵抗部２と、ＡＤ変換部３と、演算部４と、を備える。分圧抵抗部２は、バッテリ１（被測定物）の端子電圧Ｖｂを分圧する複数の分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎ、Ｒｍを有する。ここで、「ｎ」は２以上の自然数である。ＡＤ変換部３は、分圧抵抗部２の一部又は全部の分圧抵抗（ここでは、分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎ）の両端電圧を第１のデジタルデータに変換する複数（ここでは、ｎ個）のＡＤ変換器３１～３ｎを有する。なお、図１、及び後述する図２～図４の各々において、ＡＤ変換器は「ＡＤＣ」と表記される。

　演算部４は、複数のＡＤ変換器３１～３ｎの各々で変換された複数の第１のデジタルデータからバッテリ１（被測定物）の電圧（電気的パラメータ）を算出する。実施の形態１では、演算部４は、ＡＤ変換部３から出力されるｎ個の第１のデジタルデータを平均化し、分圧抵抗部２の分圧比からバッテリ１の電圧Ｅｂを算出する。つまり、演算部４は、バッテリ１（被測定物）の電圧を算出する過程において、複数の第１のデジタルデータの平均値を算出する過程を有する。ここで、電圧Ｖｂは、バッテリ１の実際の電圧値であり、電圧Ｅｂは、演算部４においてバッテリ１の電圧として算出される電圧値である。

　実施の形態１では、分圧抵抗部２の複数の分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎは、いずれも公称抵抗値が「ｒ」の抵抗を使用する。また、分圧抵抗部２は、複数の分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎの両端電圧がそれぞれＡＤ変換部３のＡＤ変換器３１～３ｎの入力許容電圧範囲内に収まるように構成される。また、実施の形態１では、分圧抵抗部２の分圧抵抗Ｒｍは、公称抵抗値が「ｒｍ」の抵抗を使用する。

　分圧抵抗部２の複数の分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎの両端電圧は、それぞれＡＤ変換部３の複数のＡＤ変換器３１～３ｎによって第１のデジタルデータに変換される。複数のＡＤ変換器３１～３ｎのそれぞれの出力値を「Ｖ１」～「Ｖｎ」とすると、出力値Ｖ１～Ｖｎは、バッテリ１の端子電圧Ｖｂと以下の数式（１）に示す関係がある。

　Ｖ１＝（Ｒ１／Ｒ）×Ｖｂ＋Ｖａ１
　Ｖ２＝（Ｒ２／Ｒ）×Ｖｂ＋Ｖａ２
　・・・
　Ｖｎ＝（Ｒｎ／Ｒ）×Ｖｂ＋Ｖａｎ　　（１）

　上記の数式（１）において、「Ｒ１」～「Ｒｎ」、「Ｒｍ」は、各分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎ、Ｒｍの実際の抵抗値を示す。また、上記の数式（１）において、全ての分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎ、Ｒｍの抵抗値の和を「Ｒ（＝Ｒ１＋Ｒ２＋…＋Ｒｎ＋Ｒｍ）」とする。また、上記の数式（１）において、ＡＤ変換部３における各ＡＤ変換器３１～３ｎの出力値のばらつき（つまり、真値との差電圧）を、それぞれ「Ｖａ１」～「Ｖａｎ」とする。

　演算部４は、上記の出力値Ｖ１～Ｖｎの平均値に分圧比の逆数を乗じることで、バッテリ１の電圧Ｅｂを算出する。ここで、分圧比は、各分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎ、Ｒｍの公称抵抗値を用いて、ｒ／（ｎ×ｒ＋ｒｍ）という設計定数で表される。したがって、分圧比の逆数は、（ｎ×ｒ＋ｒｍ）／ｒ＝ｎ＋ｒｍ／ｒで表され、同じく設計定数である。そして、演算部４で算出されるバッテリ１の電圧Ｅｂは、以下の数式（２）で表される。

　Ｅｂ＝｛（Ｖ１＋…＋Ｖｎ）／ｎ｝×（ｎ＋ｒｍ／ｒ）　　（２）

　ここで、Ｖ１～Ｖｎの平均値は、以下の数式（３）で表される。

　（Ｖ１＋…＋Ｖｎ）／ｎ＝Ｖｂ×（Ｒ１／Ｒ＋…＋Ｒｎ／Ｒ）／ｎ＋（Ｖａ１＋…＋Ｖａｎ）／ｎ　　（３）

　このように、演算部４でバッテリ１の電圧Ｅｂを算出する過程において、分圧比のばらつきもＡＤ変換器３１～３ｎの出力値のばらつきも平均化される。ここで、ｎ個の平均値のばらつきは、個々の値のばらつきの１／√ｎになる。したがって、抵抗値のばらつきに伴う分圧比のばらつきは１／√ｎに低減し、ＡＤ変換部３の出力値のばらつきも１／√ｎに低減することができる。

　以上のように、実施の形態１に係る測定装置１０では、被測定物であるバッテリ１の端子電圧Ｖｂを複数の分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎ、Ｒｍで分圧し、そのうちの分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎで発生する電圧を複数のＡＤ変換器３１～３ｎで複数の第１のデジタルデータに変換し、これらの平均値（Ｖ１＋～＋Ｖｎ）／ｎを用いてバッテリ１の電圧Ｅｂを算出する。このため、実施の形態１に係る測定装置１０では、分圧抵抗の抵抗値の精度が被測定物の電圧測定の精度に影響しにくくなっている。また、実施の形態１に係る測定装置１０では、特許文献２に開示の方法のようにスイッチ回路も必要が無いので、スイッチ回路を用いて各分圧抵抗の両端を順次ＡＤ変換器に接続するように切り替える複雑なタイミング制御が不要であり、かつ、当該制御で生じるスイッチングノイズによる電圧測定の精度への影響も無い。したがって、実施の形態１に係る測定装置１０では、バッテリ１（被測定物）の電圧（電気的パラメータ）の測定精度を向上することができる。また、実施の形態１に係る測定装置１０では、上記のようにスイッチ回路を用いた切り替え制御が不要であり、各ＡＤ変換器３１～３ｎによる測定が殆ど同時に行われるため、測定時間の短縮化を図ることができる、という利点もある。

　なお、実施の形態１では、演算部４は、出力値Ｖ１～Ｖｎの平均値を算出してから分圧比の逆数を乗じることでバッテリ１の電圧Ｅｂを算出したが、これに限られない。例えば、演算部４は、出力値Ｖ１～Ｖｎにそれぞれ分圧比の逆数を乗じて得られる複数（ここでは、ｎ個）の電圧の平均値を算出することで、バッテリ１の電圧Ｅｂを算出してもよい。

　また、実施の形態１では、分圧抵抗部２の一部の分圧抵抗Ｒ１～ＲｎがＡＤ変換部３に両端電圧を入力しており、一部の分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎがバッテリ１（被測定物）の低電位側に配置されている。これにより、実施の形態１では、ＡＤ変換部３の入力耐電圧が比較的小さく済むため、ＡＤ変換部３の設計の自由度を向上することができる。

　なお、ＡＤ変換部３の入力耐電圧に余裕がある場合は、上記の構成に限定されない。例えば、実施の形態１において、抵抗Ｒｍは、分圧抵抗の直列経路上にあれば、複数個であってもよいし、任意の位置に配置されてもよい。

　（実施の形態２）
　図２は、実施の形態２に係る測定装置１０ａの構成を示す回路ブロック図である。図２に示すように、実施の形態２に係る測定装置１０ａは、分圧抵抗部２（図１参照）の代わりに分圧抵抗部２ａを備えており、かつ、分圧抵抗部２ａが抵抗Ｒｍを備えていない点で、実施の形態１に係る測定装置１０と相違する。また、実施の形態２に係る測定装置１０ａは、演算部４ａの機能が実施の形態１に係る測定装置１０の演算部４と相違する。なお、実施の形態１に係る測定装置１０と共通する点については、基本的に説明を省略する。

　実施の形態２では、実施の形態１と同様に、分圧抵抗部２ａの複数の抵抗Ｒ１～Ｒｎは、いずれも公称抵抗値が「ｒ」の抵抗を使用する。また、分圧抵抗部２ａは、複数の分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎの両端電圧がそれぞれＡＤ変換部３のＡＤ変換器３１～３ｎの入力許容電圧範囲内に収まるように構成される。また、実施の形態２では、実施の形態１と同様に、分圧抵抗部２ａの複数の分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎの両端電圧は、それぞれＡＤ変換部３の複数のＡＤ変換器３１～３ｎによって第１のデジタルデータに変換される。実施の形態１と同様に、複数のＡＤ変換器３１～３ｎのそれぞれの出力値を「Ｖ１」～「Ｖｎ」とすると、出力値Ｖ１～Ｖｎは、バッテリ１の端子電圧Ｖｂと以下の数式（４）に示す関係がある。

　Ｖ１＝（Ｒ１／Ｒａ）×Ｖｂ＋Ｖａ１
　Ｖ２＝（Ｒ２／Ｒａ）×Ｖｂ＋Ｖａ２
　・・・
　Ｖｎ＝（Ｒｎ／Ｒａ）×Ｖｂ＋Ｖａｎ　　（４）

　上記の数式（４）において、全ての分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎの抵抗値の和を「Ｒａ（＝Ｒ１＋Ｒ２＋…＋Ｒｎ）」とする。

　演算部４ａは、上記の出力値Ｖ１～Ｖｎの和を計算することで、バッテリ１の電圧Ｅｂを算出する。演算部４ａで算出されるバッテリ１の電圧Ｅｂは、以下の数式（５）で表される。

　Ｅｂ＝Ｖ１＋Ｖ２＋…＋Ｖｎ＝Ｖｂ＋Ｖａ１＋Ｖａ２＋…＋Ｖａｎ　　（５）

　このように、演算部４ａでバッテリ１の電圧Ｅｂを算出する過程において、分圧比、すなわち抵抗値のばらつきはキャンセルされ、ＡＤ変換器３１～３ｎの各々の出力値のばらつきの和が、算出した電圧Ｅｂとバッテリ１の実際の電圧Ｖｂとの差電圧となる。

　以上のように、実施の形態２に係る測定装置１０ａでは、分圧抵抗部２ａの全部の分圧抵抗Ｒ１～ＲｎがＡＤ変換部３に両端電圧を入力しており、演算部４ａは、複数の第１のデジタルデータ（出力値Ｖ１～Ｖｎ）を加算することで、バッテリ１（被測定物）の電圧を算出している。このため、実施の形態２に係る測定装置１０ａでは、各分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎのばらつきによる分圧比のばらつきが無いので、分圧抵抗の抵抗値の精度が被測定物の電圧測定の精度に影響しにくくなっている。また、実施の形態２に係る測定装置１０ａでは、実施の形態１に係る測定装置１０と同様に、スイッチ回路の必要が無い。したがって、実施の形態２に係る測定装置１０ａでは、実施の形態１に係る測定装置１０と同様に、バッテリ１（被測定物）の電圧（電気的パラメータ）の測定精度を向上することができる。また、実施の形態２に係る測定装置１０ａでは、実施の形態１に係る測定装置１０と同様に、測定時間の短縮化を図ることができる、という利点もある。

　なお、例えば被測定物の電圧が比較的高い電圧であって、分圧抵抗ごとにＡＤ変換器を設けるとＡＤ変換器の個数が多くなり過ぎる場合には、実施の形態１に係る測定装置１０を採用すればよい。

　（実施の形態３）
　図３は、実施の形態３に係る測定装置１０ｂの構成を示す回路ブロック図である。図３において、測定装置１０ｂは、被測定物であるバッテリ１の交流インピーダンスを、被測定物の電気パラメータとして測定する。

　図３に示すように、実施の形態３に係る測定装置１０ｂは、分圧抵抗部２（図１参照）の代わりに分圧抵抗部２ｂを備えており、かつ、分圧抵抗部２ｂが複数（ここでは、ｎ＋１個）のコンデンサＣ１～Ｃｎ、Ｃｍを備えている点で、実施の形態１に係る測定装置１０と相違する。また、実施の形態３に係る測定装置１０ｂは、バッテリ１（被測定物）に流れる電流Ｉａｃを検出して電流検出信号を出力する電流検出部５を更に備える点で、実施の形態１に係る測定装置１０と相違する。さらに、実施の形態３に係る測定装置１０ｂでは、演算部４ｂの機能が実施の形態１に係る測定装置１０の演算部４と相違する。具体的には、演算部４ｂは、電気的パラメータとしてバッテリ１（被測定物）の交流インピーダンスを算出する機能を有する点で、実施の形態１に係る測定装置１０の演算部４と相違する。なお、実施の形態１に係る測定装置１０と共通する点については、基本的に説明を省略する。

　分圧抵抗部２ｂは、複数の分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎ、Ｒｍと、複数の分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎ、Ｒｍとそれぞれ並列に接続される複数のコンデンサＣ１～Ｃｎ、Ｃｍと、を有する。複数のコンデンサＣ１～Ｃｎ、Ｃｍは、それぞれ複数の分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎ、Ｒｍとハイパスフィルタを構成する。

　ここで、発明者らの検討により、各分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎ、Ｒｍと各ＡＤ変換器３１～３ｎの入力配線の寄生容量とがローパスフィルタを構成してしまい、各ＡＤ変換器３１～３ｎの入力電圧値を変化させていることが判明した。このローパスフィルタによる影響は、分圧抵抗の抵抗値を大きくするほど顕著であり、各ＡＤ変換器３１～３ｎが出力する第１のデジタルデータの周波数特性の保持の妨げとなっていた。

　そこで、実施の形態３に係る測定装置１０ｂでは、複数の分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎ、Ｒｍのそれぞれに複数のコンデンサＣ１～Ｃｎ、Ｃｍを並列に接続することによって、上記のローパスフィルタの影響を低減させ、各ＡＤ変換器３１～３ｎが出力する第１のデジタルデータの周波数特性を保持しやすくしている。

　電流検出部５は、電流源回路５０と、電流検出器としての検出抵抗Ｒｓと、ＡＤ変換器５１と、を有する。電流源回路５０は、バッテリ１（被測定物）に交流成分を含んだ電流Ｉａｃを流す機能を有する。また、電流源回路５０は、当該電流Ｉａｃの交流成分の周波数を時間経過に伴い変化させる、言い換えればスイープさせる機能を有する。実施の形態３では、電流源回路５０は、当該電流Ｉａｃの交流成分の周波数を時間経過に伴って段階的に（離散的に）変化させる機能を有する。

　検出抵抗Ｒｓは、電流源回路５０に直列に接続されており、電流源回路５０の流す電流Ｉａｃを電圧に変換することにより、交流成分を含んだ電流Ｉａｃを検出する。ＡＤ変換器５１は、検出抵抗Ｒｓの両端電圧、つまり電流検出器の出力を第２のデジタルデータに変換する。これにより、電流検出部５は、第２のデジタルデータを電流検出信号として出力する。

　ここで、ＡＤ変換部３のｎ個のＡＤ変換器３１～３ｎと、電流検出部５のＡＤ変換器５１とには、いずれも同じサンプリングタイミングでアナログデータが入力される。なお、ＡＤ変換器３１～３ｎから出力される第１のデジタルデータを、「電圧デジタルデータ」と称する。また、ＡＤ変換器５１から出力される第２のデジタルデータを、「電流デジタルデータ」と称する。

　演算部４ｂは、複数の第１のデジタルデータ（電圧デジタルデータ）及び第２のデジタルデータ（電流デジタルデータ）に基づいて、電気パラメータとしてバッテリ１（被測定物）の交流インピーダンスを算出する。ここでは、演算部４ｂは、複数の第１のデジタルデータの平均値及び第２のデジタルデータに基づいて交流インピーダンスを算出する機能を有する。

　具体的には、電流源回路５０からの交流成分を含んだ電流Ｉａｃは、少なくとも当該電流Ｉａｃの１周期にわたって、ＡＤ変換器５１のサンプリング周期ごとの第２のデジタルデータとして演算部４ｂに入力される。また、当該電流Ｉａｃによって変動するバッテリ１の電圧は、同じく少なくとも当該電流Ｉａｃの１周期にわたって、ＡＤ変換器３１～３ｎのサンプリング周期ごとの複数の第１のデジタルデータとして演算部４ｂに入力される。

　演算部４ｂは、複数の第１のデジタルデータを平均化する。そして、演算部４ｂは、複数の第１のデジタルデータを平均化したデータと、第２のデジタルデータとに対して、高速フーリエ変換等の演算処理を実行する。これにより、電流源回路５０からの交流成分を含んだ電流Ｉａｃの周波数ごとに実数部と虚数部とを有する、バッテリ１の交流インピーダンスが算出される。そして、演算部４ｂは、電流源回路５０によって段階的にスイープされる周波数ごとに算出した交流インピーダンスのデータをメモリに記憶することにより、バッテリ１の内部インピーダンスの周波数特性を得ることができる。バッテリ１の内部インピーダンスの周波数特性は、例えばバッテリ１の劣化診断等に用いられる。

　演算部４ｂで算出されるバッテリ１の交流インピーダンスは、以下の数式（６）で表される。以下の数式（６）において、「Ｚ」はバッテリ１の交流インピーダンスを示す。また、以下の数式（６）において、「Ｉａｃ」は、電流源回路５０からの交流成分を含んだ電流Ｉａｃの電流値を示す。

　ここで、被測定物であるバッテリ１の内部インピーダンスが比較的低い場合、バッテリ１の電圧は、直流成分に比べて交流成分が小さい。このような場合、バッテリ１の電圧測定には、バッテリ１を流れる電流測定との同時性が要求されるとともに、高精度であることが要求される。測定の高精度化を実現するためには、分圧抵抗の抵抗値のばらつきを低減することが必要である。

　分圧抵抗の抵抗値のばらつきを低減する方法としては、例えばバッテリ１の電圧及び電流を複数回測定した後に、これらの測定結果を平均化することが考えられる。しかしながら、バッテリ１の電流を複数回測定する場合、測定時間の長時間化、バッテリ１のＳＯＣ（Ｓｔａｔｅ　Ｏｆ　Ｃｈａｒｇｅ：充電率）の減少、及びバッテリ１の温度変動を招いてしまい、バッテリ１の交流インピーダンスを正確に測定することができなくなるといった問題があった。

　これに対して、実施の形態３に係る測定装置１０ｂは、分圧抵抗部２ｂ及びＡＤ変換部３の構成が実施の形態１に係る測定装置１０と同様の構成である。したがって、実施の形態３に係る測定装置１０ｂでは、１回の測定であっても、実施の形態１に係る測定装置１０と同様に、分圧比のばらつきもＡＤ変換器３１～３ｎの出力値のばらつきも平均化されて低減されることによってバッテリ１の電圧測定の精度に影響しにくいため、バッテリ１の電圧の測定精度を向上することができる。このため、実施の形態３に係る測定装置１０ｂでは、バッテリ１の電圧及び電流の測定を同時に行うことができ、かつ、測定回数が１回で済む。したがって、実施の形態３に係る測定装置１０ｂでは、上記のような問題が生じず、バッテリ１（被測定物）の交流インピーダンスの測定精度を向上することができるとともに、測定時間の短縮化を図ることができる。

　なお、実施の形態３では、演算部４ｂは、複数（ここでは、ｎ個）の第１のデジタルデータの平均値と第２のデジタルデータからバッテリ１の交流インピーダンスを算出したが、これに限られない。例えば、演算部４ｂは、各第１のデジタルデータと第２のデジタルデータから複数の交流インピーダンスを算出し、算出した複数の交流インピーダンスの平均値を算出することで、バッテリ１の交流インピーダンスを算出してもよい。

　また、実施の形態３では、電流検出部５の検出抵抗Ｒｓを、複数の検出抵抗を並列に接続した回路に置き換えてもよい。この場合、検出抵抗の抵抗値のばらつきを低減することができるので、検出抵抗の抵抗値の精度がバッテリ１の電流測定の精度に影響しにくいため、バッテリ１の電流の測定精度を向上することができる。

　以上のように、実施の形態３に係る測定装置１０ｂは、例えばバッテリ１が組電池のような比較的高電圧の電池である場合、又はセルごとの電圧測定ができないような電池パックである場合において、バッテリ１の交流インピーダンスを測定する装置として有用である。

　（実施の形態４）
　図４は、実施の形態４に係る測定装置１０ｃの構成を示す回路ブロック図である。図４に示すように、実施の形態４に係る測定装置１０ｃは、分圧抵抗部２ｂ（図３参照）の代わりに分圧抵抗部２ｃを備えており、かつ、分圧抵抗部２ｃが抵抗Ｒｍ及びコンデンサＣｍを備えていない点で、実施の形態３に係る測定装置１０ｂと相違する。また、実施の形態４に係る測定装置１０ｃは、演算部４ｃの機能が実施の形態３に係る測定装置１０ｂの演算部４ｂと相違する。なお、実施の形態３に係る測定装置１０ｂと共通する点については、基本的に説明を省略する。

　実施の形態４では、実施の形態３と同様に、分圧抵抗部２ｃの複数の抵抗Ｒ１～Ｒｎは、いずれも公称抵抗値が「ｒ」の抵抗を使用する。また、分圧抵抗部２ｃは、複数の分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎの両端電圧がそれぞれＡＤ変換部３のＡＤ変換器３１～３ｎの入力許容電圧範囲内に収まるように構成される。また、実施の形態４では、実施の形態３と同様に、分圧抵抗部２ｃの複数の分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎの両端電圧は、それぞれＡＤ変換部３の複数のＡＤ変換器３１～３ｎによって第１のデジタルデータに変換される。

　また、実施の形態４では、実施の形態３と同様に、分圧抵抗部２ｃの複数のコンデンサＣ１～Ｃｎは、それぞれ複数の分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎに並列に接続されている。このため、実施の形態４では、実施の形態３と同様に、複数のコンデンサＣ１～Ｃｎは、それぞれ複数の分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎとハイパスフィルタを構成するので、各ＡＤ変換器３１～３ｎが出力する第１のデジタルデータの周波数特性を保持しやすくなっている。

　演算部４ｃは、複数の第１のデジタルデータ（電圧デジタルデータ）を加算したデータと、第２のデジタルデータ（電流デジタルデータ）とに対して、高速フーリエ変換等の演算処理を実行する。これにより、電流源回路５０からの交流成分を含んだ電流Ｉａｃの周波数ごとに実数部と虚数部を有する、バッテリ１の交流インピーダンスが算出される。そして、演算部４ｃは、電流源回路５０によって段階的にスイープされる周波数ごとに算出した交流インピーダンスのデータをメモリに記憶することにより、バッテリ１の内部インピーダンスの周波数特性を得ることができる。

　演算部４ｃで算出されるバッテリ１の交流インピーダンスは、以下の数式（７）で表される。

　以上のように、実施の形態４に係る測定装置１０ｃでは、分圧抵抗部２ｃの全部の分圧抵抗Ｒ１～ＲｎがＡＤ変換部３に両端電圧を入力しており、演算部４ｃは、複数の第１のデジタルデータ（出力値Ｖ１～Ｖｎ）を加算した上で、バッテリ１（被測定物）の交流インピーダンスを算出している。このため、実施の形態４に係る測定装置１０ｃでは、各分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎのばらつきによる分圧比のばらつきが無いので、分圧抵抗の抵抗値の精度がバッテリ１の電圧測定の精度に影響しにくくなっている。したがって、実施の形態４に係る測定装置１０ｃでは、実施の形態３に係る測定装置１０ｂと同様に、バッテリ１（被測定物）の交流インピーダンスの測定精度を向上することができるとともに、測定時間の短縮化を図ることができる。

　なお、実施の形態４では、演算部４ｃは、複数（ここでは、ｎ個）の第１のデジタルデータの和と第２のデジタルデータからバッテリ１の交流インピーダンスを算出したが、これに限られない。例えば、演算部４ｃは、各第１のデジタルデータと第２のデジタルデータから複数の交流インピーダンスを算出し、算出した複数の交流インピーダンスを加算することで、バッテリ１の交流インピーダンスを算出してもよい。

　以上のように、実施の形態３に係る測定装置１０ｃは、例えばバッテリ１が組電池でセルごとの電圧測定ができないような電池パックであっても、バッテリ１の両端に設ける全ての分圧抵抗にそれぞれＡＤ変換器を接続できる場合には、バッテリ１の交流インピーダンスを測定する装置として有用である。

　以上のように、実施の形態１～４に係る測定装置１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃは、分圧抵抗部２，２ａ，２ｂ，２ｃと、ＡＤ変換部３と、演算部４，４ａ，４ｂ，４ｃと、を備える。分圧抵抗部２，２ａ，２ｂ，２ｃは、バッテリ１（被測定物）の電圧を分圧する複数の分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎ、Ｒｍ（又はＲ１～Ｒｎ）を有する。ＡＤ変換部３は、分圧抵抗部２の一部の分圧抵抗又は全部の分圧抵抗の両端電圧を第１のデジタルデータに変換する複数のＡＤ変換器３１～３ｎを有する。演算部４，４ａ，４ｂ，４ｃは、複数のＡＤ変換器３１～３ｎの各々で変換された複数の第１のデジタルデータからバッテリ１（被測定物）の電気的パラメータを算出する。

　これによれば、分圧抵抗の抵抗値の精度がバッテリ１（被測定物）の電気的パラメータの測定の精度に影響しにくくなっている。また、これによれば、スイッチ回路も必要が無いので、スイッチ回路を用いて各分圧抵抗の両端を順次ＡＤ変換器に接続するように切り替える複雑なタイミング制御が不要であり、かつ、当該制御で生じるスイッチングノイズによる測定の精度への影響も無い。したがって、バッテリ１（被測定物）の電気的パラメータの測定精度を向上することができる。

　また、実施の形態１，２に係る測定装置１０，１０ａでは、演算部４，４ａは、電気的パラメータとしてバッテリ１（被測定物）の電圧を算出する。

　これによれば、バッテリ１（被測定物）の電圧の測定精度を向上することができる。

　また、実施の形態１，２に係る測定装置１０，１０ａでは、演算部４，４ａは、バッテリ１（被測定物）の電圧を算出する過程において、複数の第１のデジタルデータの平均値を算出する過程を有する。

　これによれば、ＡＤ変換器３１～３ｎの出力値のばらつきを低減することができる。

　また、実施の形態１に係る測定装置１０では、分圧抵抗部２の一部の分圧抵抗Ｒ１～ＲｎがＡＤ変換部３に両端電圧を入力している。一部の分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎは、バッテリ１（被測定物）の低電位側に配置されている。

　これによれば、ＡＤ変換部３の入力耐電圧が比較的小さく済むため、ＡＤ変換部３の設計の自由度を向上することができる。

　また、実施の形態２に係る測定装置１０ａでは、分圧抵抗部２の全部の分圧抵抗Ｒ１～ＲｎがＡＤ変換部３に両端電圧を入力している。演算部４ａは、複数の第１のデジタルデータを加算することで、バッテリ１（被測定物）の電圧を算出する。

　これによれば、各分圧抵抗のばらつきによる分圧比のばらつきが無いので、分圧抵抗の抵抗値の精度がバッテリ１（被測定物）の電気的パラメータの測定の精度に影響しにくい。

　また、実施の形態３，４に係る測定装置１０ｂ，１０ｃは、バッテリ１（被測定物）に流れる電流Ｉａｃを検出して電流検出信号を出力する電流検出部５を更に備える。演算部４ｂ，４ｃは、複数の第１のデジタルデータと、電流検出信号と、に基づいて、電気的パラメータとしてバッテリ１（被測定物）の交流インピーダンスを算出する。

　これによれば、バッテリ１（被測定物）の電圧及び電流の測定を同時に行うことができ、かつ、測定回数が１回で済む。したがって、これによれば、バッテリ１（被測定物）の交流インピーダンスの測定精度を向上することができるとともに、測定時間の短縮化を図ることができる。

　また、実施の形態３，４に係る測定装置１０ｂ，１０ｃでは、電流検出部５は、バッテリ１（被測定物）に交流成分を含んだ電流Ｉａｃを流す電流源回路５０と、交流成分を含んだ電流Ｉａｃを検出する検出抵抗Ｒｓ（電流検出器）と、検出抵抗Ｒｓ（電流検出器）の出力を第２のデジタルデータに変換するＡＤ変換器５１と、を有する。また、電流検出部５は、第２のデジタルデータを電流検出信号として出力する。

　これによれば、バッテリ１（被測定物）を流れる交流成分を含んだ電流Ｉａｃの測定精度を向上することができる。

　また、実施の形態３に係る測定装置１０ｂでは、演算部４ｂは、複数の第１のデジタルデータの平均値及び第２のデジタルデータに基づいてバッテリ１（被測定物）の交流インピーダンスを算出する機能、又は、複数の第１のデジタルデータ及び第２のデジタルデータに基づいて算出された複数の交流インピーダンスの平均値を算出することで、バッテリ１（被測定物）の交流インピーダンスを算出する機能を有する。

　また、実施の形態４に係る測定装置１０ｃでは、分圧抵抗部２の全部の分圧抵抗Ｒ１～ＲｎがＡＤ変換部３に両端電圧を入力している。演算部４ｃは、複数の第１のデジタルデータの和及び第２のデジタルデータに基づいてバッテリ１（被測定物）の交流インピーダンスを算出する機能、又は、複数の第１のデジタルデータ及び第２のデジタルデータに基づいて算出された複数の交流インピーダンスを加算することで、バッテリ１（被測定物）の交流インピーダンスを算出する機能を有する。

　これによれば、各分圧抵抗のばらつきによる分圧比のばらつきが無いので、分圧抵抗の抵抗値の精度がバッテリ１（被測定物）の交流インピーダンスの測定の精度に影響しにくい。

　また、実施の形態３，４に係る測定装置１０ｂ，１０ｃでは、電流源回路５０は、交流成分の周波数を時間経過に伴い変化させる機能を有する。

　これによれば、バッテリ１（被測定物）の内部インピーダンスの周波数特性を得ることができる。

　また、実施の形態３，４に係る測定装置１０ｂ，１０ｃでは、電流源回路５０は、交流成分の周波数を時間経過に伴って段階的に変化させる機能を有する。

　また、実施の形態３，４に係る測定装置１０ｂ，１０ｃは、複数の分圧抵抗Ｒ１～Ｒｎ、Ｒｍ（又はＲ１～Ｒｎ）とそれぞれ並列に接続される複数のコンデンサＣ１～Ｃｎ、Ｃｍ（又はＣ１～Ｃｎ）を更に備える。

　これによれば、各分圧抵抗と各ＡＤ変換器３１～３ｎの入力配線の寄生容量とで構成されるローパスフィルタの影響を低減できるので、各ＡＤ変換器３１～３ｎが出力する第１のデジタルデータの周波数特性を保持しやすい。

　以上、本開示に係る測定装置について、実施の形態１～４に基づいて説明したが、本開示は、これらの実施の形態に限定されるものではない。本開示の主旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を実施の形態に施したものや、実施の形態における一部の構成要素を組み合わせて構築される別の形態も、本開示の範囲内に含まれる。

　例えば、上記実施の形態１～４では、被測定物が組電池であるバッテリ１であったが、被測定物は１個の電池であってもよい。この場合も、上記実施の形態１～４と同様の測定が可能である。

　本開示に係る測定装置は、被測定物、例えばリチウムイオン電池等のバッテリの電気的パラメータ（電圧又は交流インピーダンス）を測定する測定装置として利用することができる。

　１　バッテリ（被測定物）
　２，２ａ，２ｂ，２ｃ　分圧抵抗部
　３　ＡＤ変換部
　３１，３２，…，３ｎ　ＡＤ変換器
　４，４ａ，４ｂ，４ｃ　演算部
　５　電流検出部
　５０　電流源回路
　５１　ＡＤ変換器
　１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ　測定装置
　Ｃ１，Ｃ２，…，Ｃｍ，Ｃｎ　コンデンサ
　Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍ，Ｒｎ　分圧抵抗
　Ｒｓ　検出抵抗

Claims

　被測定物の電圧を分圧する複数の分圧抵抗を有する分圧抵抗部と、
　前記分圧抵抗部の一部の分圧抵抗又は全部の分圧抵抗の両端電圧を第１のデジタルデータに変換する複数のＡＤ変換器を有するＡＤ変換部と、
　前記複数のＡＤ変換器の各々で変換された複数の前記第１のデジタルデータから前記被測定物の電気的パラメータを算出する演算部と、を備える、
　測定装置。
　前記演算部は、前記電気的パラメータとして前記被測定物の電圧を算出する、
　請求項１に記載の測定装置。
　前記演算部は、前記被測定物の電圧を算出する過程において、複数の前記第１のデジタルデータの平均値を算出する過程を有する、
　請求項１又は２に記載の測定装置。
　前記分圧抵抗部の一部の分圧抵抗が前記ＡＤ変換部に両端電圧を入力しており、
　前記一部の分圧抵抗は、前記被測定物の低電位側に配置されている、
　請求項１～３のいずれか１項に記載の測定装置。
　前記分圧抵抗部の全部の分圧抵抗が前記ＡＤ変換部に両端電圧を入力しており、
　前記演算部は、複数の前記第１のデジタルデータを加算することで、前記被測定物の電圧を算出する、
　請求項１～３のいずれか１項に記載の測定装置。
　前記被測定物に流れる電流を検出して電流検出信号を出力する電流検出部を更に備え、
　前記演算部は、複数の前記第１のデジタルデータと、前記電流検出信号と、に基づいて、前記電気的パラメータとして前記被測定物の交流インピーダンスを算出する、
　請求項１に記載の測定装置。
　前記電流検出部は、
　前記被測定物に交流成分を含んだ電流を流す電流源回路と、
　前記交流成分を含んだ電流を検出する電流検出器と、
　前記電流検出器の出力を第２のデジタルデータに変換するＡＤ変換器と、を有し、
　前記第２のデジタルデータを前記電流検出信号として出力する、
　請求項６に記載の測定装置。
　前記演算部は、複数の前記第１のデジタルデータの平均値及び前記第２のデジタルデータに基づいて前記被測定物の交流インピーダンスを算出する機能、又は、複数の前記第１のデジタルデータ及び前記第２のデジタルデータに基づいて算出された複数の交流インピーダンスの平均値を算出することで、前記被測定物の交流インピーダンスを算出する機能を有する、
　請求項７に記載の測定装置。
　前記分圧抵抗部の全部の分圧抵抗が前記ＡＤ変換部に両端電圧を入力しており、
　前記演算部は、複数の前記第１のデジタルデータの和及び前記第２のデジタルデータに基づいて前記被測定物の交流インピーダンスを算出する機能、又は、複数の前記第１のデジタルデータ及び前記第２のデジタルデータに基づいて算出された複数の交流インピーダンスを加算することで、前記被測定物の交流インピーダンスを算出する機能を有する、
　請求項７に記載の測定装置。
　前記電流源回路は、前記交流成分の周波数を時間経過に伴い変化させる機能を有する、
　請求項７～９のいずれか１項に記載の測定装置。
　前記電流源回路は、前記交流成分の周波数を時間経過に伴って段階的に変化させる機能を有する、
　請求項１０に記載の測定装置。
　複数の前記分圧抵抗とそれぞれ並列に接続される複数のコンデンサを更に備える、
　請求項６～１１のいずれか１項に記載の測定装置。