WO2023062943A1 - 電力変換装置および双方向スイッチ - Google Patents

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diode
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bidirectional switch
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学 武井
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富士電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a power converter and a bidirectional switch.
  • Patent Documents 1 and 2 Conventionally, power converters using bidirectional switches are known (see Patent Documents 1 and 2, for example).
  • Patent Literature [Patent Literature]
  • Patent Document 1 Japanese Patent No. 4839943
  • Patent Document 2 Japanese Patent No. 5999526
  • the bidirectional switch has low loss.
  • a first aspect of the present invention provides a power conversion device including a plurality of bidirectional switches.
  • Each bidirectional switch may have a first terminal and a second terminal.
  • the bidirectional switch may have a first silicon carbide transistor provided between the first terminal and the second terminal.
  • the bidirectional switch is provided in series with the first silicon carbide transistor between the first terminal and the second terminal, the forward direction is from the first terminal to the second terminal, and the built-in diode of the first silicon carbide transistor
  • the first diode may have a lower on-voltage at the rated current of the bidirectional switch than.
  • the bidirectional switch may have a second silicon carbide transistor provided in parallel with the first diode between the first terminal and the second terminal.
  • the bidirectional switch is provided in series with the second silicon carbide transistor between the first terminal and the second terminal, is provided in parallel with the first silicon carbide transistor, and has a direction from the second terminal to the first terminal. It may have a second diode that is forward and has a lower on-voltage at the rated current of the bidirectional switch than the built-in diode of the second silicon carbide transistor.
  • the bidirectional switch may have a connection line connecting a first connection point between the first silicon carbide transistor and the first diode and a second connection point between the second silicon carbide transistor and the second diode. .
  • the first diode and the second diode may be silicon diodes with PN junctions.
  • the withstand voltage of the first diode may be higher than the withstand voltage of the first silicon carbide transistor.
  • the withstand voltage of the second diode may be higher than the withstand voltage of the second silicon carbide transistor.
  • the energization start voltage of the first diode may be lower than the energization start voltage of the built-in diode of the second silicon carbide transistor.
  • the energization start voltage of the second diode may be lower than the energization start voltage of the built-in diode of the first silicon carbide transistor.
  • the power conversion device may include a control unit that controls both the first silicon carbide transistor and the second silicon carbide transistor to be on when turning on the bidirectional switch.
  • the current flowing through the first diode may be smaller than the current flowing through the second silicon carbide transistor.
  • the current flowing through the first diode may be 10% or less of the current flowing through the second silicon carbide transistor.
  • the plurality of bidirectional switches may include a first bidirectional switch and a second bidirectional switch.
  • the control unit may turn on the first silicon carbide transistor of the second bidirectional switch at the first timing.
  • the control unit may transition the first silicon carbide transistor of the first two-way switch to the off state at a second timing after the first timing.
  • the control unit may cause the second silicon carbide transistor of the second two-way switch to transition to the ON state at a third timing after the second timing.
  • the control unit may cause the second silicon carbide transistor of the first bidirectional switch to transition to the off state at a fourth timing after the third timing.
  • the hole carrier lifetime when turned off may be 1 ⁇ s or more.
  • a second aspect of the present invention provides a bidirectional switch.
  • a bi-directional switch may comprise a first terminal and a second terminal.
  • the bidirectional switch may comprise a first silicon carbide transistor provided between the first terminal and the second terminal.
  • the bidirectional switch is provided in series with the first silicon carbide transistor between the first terminal and the second terminal, the forward direction is from the first terminal to the second terminal, and the built-in diode of the first silicon carbide transistor
  • a first diode having a lower on-voltage at the rated current of the bidirectional switch may be provided.
  • the bidirectional switch may comprise a second silicon carbide transistor provided in parallel with the first diode between the first terminal and the second terminal.
  • the bidirectional switch is provided in series with the second silicon carbide transistor between the first terminal and the second terminal, is provided in parallel with the first silicon carbide transistor, and has a direction from the second terminal to the first terminal.
  • a second diode may be provided that is forward and has a lower on-voltage at the rated current of the bidirectional switch than the built-in diode of the second silicon carbide transistor.
  • the bidirectional switch may comprise a connection line connecting a first connection point between the first silicon carbide transistor and the first diode and a second connection point between the second silicon carbide transistor and the second diode.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of a bidirectional switch 100;
  • FIG. 4A and 4B are diagrams showing an operation example of the bidirectional switch 100;
  • FIG. 4A and 4B are diagrams showing an operation example of the bidirectional switch 100;
  • FIG. 4 shows a first bidirectional switch 100-a and a second bidirectional switch 100-b connected to a common output phase;
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of waveforms of gate voltages Qa1, Qa2, Qb1, and Qb2;
  • the state at time t0 in FIG. 6 is shown.
  • the state at time t1 in FIG. 6 is shown.
  • the state at time t2 in FIG. 6 is shown.
  • FIG. 10 is a diagram showing another operation example of the bidirectional switch 100 in the ON state; 4 is a diagram showing another configuration example of the bidirectional switch 100; FIG. 4 is a diagram showing an example of the structure of a first diode 121; FIG. FIG. 14 shows an example of carrier concentration distribution along line AA of FIG.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of a power converter 200 according to one embodiment of the present invention.
  • the power electronics device 200 generates output power from input power by switching one or more bidirectional switches 100 .
  • the power electronics device 200 may receive multi-phase power and may output multi-phase power.
  • the power conversion device 200 of this example receives power of three phases (R, S, T) and outputs power of three phases (U, V, W).
  • the power conversion device 200 of this example includes a plurality of bidirectional switches 100 for switching which wiring of the input phases (R, S, T) is connected to which wiring of the output phases (U, V, W). It is a matrix converter with However, the power conversion device 200 is not limited to a matrix converter.
  • the power electronics device 200 includes one or more bidirectional switches 100 and a controller 220 .
  • Power conversion device 200 may include filter 210 .
  • the controller 220 controls the on/off state of each bidirectional switch 100 .
  • the filter 210 removes a predetermined frequency component from an input voltage or current or an output voltage or current. Filter 210 may be, for example, a low pass filter that smoothes the voltage or current.
  • Each bidirectional switch 100 switches whether or not to pass the input power to the first terminal 101 to the second terminal 102 .
  • the bidirectional switch 100 of this example is provided for each combination of input phases and output phases.
  • the power electronics device 200 may have nine bidirectional switches 100 .
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of the bidirectional switch 100.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of the bidirectional switch 100.
  • FIG. Although a single bidirectional switch 100 is shown in FIG. 2, each bidirectional switch 100 may have the structure shown in FIG.
  • Bidirectional switch 100 has first terminal 101 , second terminal 102 , first silicon carbide transistor 111 , first diode 121 , second silicon carbide transistor 112 , second diode 122 and connection line 150 .
  • a first terminal 101 and a second terminal 102 correspond to the first terminal 101 and the second terminal 102 shown in FIG.
  • a silicon carbide transistor is a transistor formed on a silicon carbide (SiC) substrate.
  • the silicon carbide transistor of this example is a MOSFET formed on a SiC substrate.
  • a first silicon carbide transistor 111 is provided between a first terminal 101 and a second terminal 102 .
  • First silicon carbide transistor 111 transitions between on and off states in accordance with a control signal input to control terminal G from control unit 220 .
  • the first silicon carbide transistor 111 of this example is an N-channel MOSFET whose drain terminal is connected to the first terminal 101 .
  • first silicon carbide transistor 111 provided between first terminal 101 and second terminal 102 means that first silicon carbide transistor 111 is provided on an electrical path connecting first terminal 101 and second terminal 102 .
  • first silicon carbide transistor 111 in space does not have to be between first terminal 101 and second terminal 102 .
  • First diode 121 is provided in series with first silicon carbide transistor 111 between first terminal 101 and second terminal 102 .
  • the first diode 121 is arranged such that the direction from the first terminal 101 to the second terminal 102 is the forward direction.
  • First silicon carbide transistor 111 and first diode 121 are connected at first connection point 131 .
  • a first silicon carbide transistor 111 is provided between the first terminal 101 and the first connection point 131
  • a first diode 121 is provided between the first connection point 131 and the second terminal 102.
  • first silicon carbide transistor 111 and first diode 121 may be interchanged.
  • Second silicon carbide transistor 112 is provided in parallel with first diode 121 between first terminal 101 and second terminal 102 . As shown in FIG. 2 , when first diode 121 is connected to second terminal 102 , second silicon carbide transistor 112 is connected in parallel with first diode 121 to second terminal 102 . Further, when first diode 121 is connected to first terminal 101 , second silicon carbide transistor 112 is connected to first terminal 101 in parallel with first diode 121 . Second silicon carbide transistor 112 transitions between on and off states in accordance with a control signal input to control terminal G from control unit 220 .
  • the second silicon carbide transistor 112 of this example is an N-channel MOSFET whose drain terminal is connected to the second terminal 102 .
  • Second diode 122 is provided in series with second silicon carbide transistor 112 between first terminal 101 and second terminal 102 . Second diode 122 is provided in parallel with first silicon carbide transistor 111 . The second diode 122 is arranged such that the direction from the second terminal 102 to the first terminal 101 is the forward direction. Second silicon carbide transistor 112 and second diode 122 are connected at second connection point 132 . In this example, a second diode 122 is provided between the first terminal 101 and the second connection point 132, and a second silicon carbide transistor 112 is provided between the second connection point 132 and the second terminal 102. There is In another example, second silicon carbide transistor 112 and second diode 122 may be interchanged.
  • connection line 150 is wiring that connects the first connection point 131 and the second connection point 132 .
  • controller 220 When bidirectional switch 100 is turned on, controller 220 turns on first silicon carbide transistor 111 and second silicon carbide transistor 112 simultaneously or sequentially. As a result, a current flows between the first terminal 101 and the second terminal 102 regardless of the magnitude of the voltages of the first terminal 101 and the second terminal 102, and the bidirectional switch 100 is turned on.
  • the voltage of the first terminal 101 is higher than the voltage of the second terminal 102
  • the first silicon carbide transistor 111 when the first silicon carbide transistor 111 is turned on, the voltage passes through the first silicon carbide transistor 111 and the first diode 121 in the forward conduction state, A current flows between the first terminal 101 and the second terminal 102 .
  • second silicon carbide transistor 112 may also be controlled to be on. Thereby, the current is shunted to first diode 121 and second silicon carbide transistor 112 in the reverse conducting state, and the on-resistance of entire bidirectional switch 100 can be reduced.
  • the forward conduction state of the transistor means a state in which current flows from the drain terminal to the source terminal
  • the reverse conduction state means a state in which current flows from the source terminal to the drain terminal.
  • first silicon carbide transistor 111 may also be controlled to be on. Thereby, the current is shunted to second diode 122 and first silicon carbide transistor 111 in the reverse conducting state, and the ON resistance of entire bidirectional switch 100 can be reduced.
  • the switching element of the bidirectional switch 100 By using a silicon carbide transistor as the switching element of the bidirectional switch 100, loss in the switching element can be reduced. In addition, even if the gate of the silicon carbide transistor is off, the built-in diode can be turned on by a reverse voltage. In other words, silicon carbide transistors do not have reverse blocking performance. On the other hand, by providing a diode in anti-series with respect to each silicon carbide transistor, it is possible to cut off the current with respect to each of the forward and reverse voltages.
  • First diode 121 has a lower on-voltage at the rated current of bidirectional switch 100 than the built-in diode of first silicon carbide transistor 111 .
  • the ON voltage of each diode is the forward voltage of each diode.
  • the rated current of bidirectional switch 100 is the rating of the current flowing between first terminal 101 and second terminal 102 .
  • a specification value determined by the manufacturer or user of the bidirectional switch 100 may be used as the value of the rated current may be defined as a current density value (A/cm 2 ) per unit area of a transistor or diode chip.
  • the rated value of the current flowing between the first terminal 101 and the second terminal 102 may be set by multiplying the chip area of the transistor or diode by the current density. Further, the on-voltages when a predetermined rated current is supplied to each of first silicon carbide transistor 111 and first diode 121 may be compared. Also, each on-voltage may be a value measured at room temperature (25° C.). Loss in the first diode 121 can be reduced by reducing the ON voltage of the first diode 121 . At the rated current, the on-voltage of first diode 121 may be lower than the on-voltage of the built-in transistor of second silicon carbide transistor 112 .
  • the ON voltage of first diode 121 may be 0.9 times or less, 0.7 times or less, or 0.5 times the ON voltage of the built-in transistor of first silicon carbide transistor 111 . It may be twice or less.
  • the on-voltage of the diode can be adjusted by the presence or absence of lifetime killers (recombination centers such as crystal defects) in the semiconductor substrate, the impurity concentration in the semiconductor substrate, and the like.
  • the second diode 122 has a lower ON voltage at the rated current of the bidirectional switch 100 than the built-in diode of the second silicon carbide transistor 112 .
  • the ON voltage of second diode 122 may be lower than the on-voltage of the built-in transistor of first silicon carbide transistor 111 .
  • the ON voltage of second diode 122 may be 0.9 times or less, 0.7 times or less, or 0.5 times the ON voltage of the built-in transistor of second silicon carbide transistor 112 . It may be twice or less.
  • the withstand voltage of first diode 121 may be higher than the withstand voltage of first silicon carbide transistor 111 .
  • the withstand voltage of the diode may be the value of the reverse voltage at which the reverse current begins to flow.
  • the breakdown voltage of a transistor may be the value of forward voltage at which current starts to flow when the gate is in an off state.
  • the avalanche resistance of the first diode 121 does not need to be taken into account, and the on-voltage (forward voltage) described above can be easily reduced.
  • the withstand voltage of the diode can be adjusted by the thickness of the semiconductor substrate used, the impurity concentration in the semiconductor substrate, and the like.
  • the withstand voltage of second diode 122 may be higher than the withstand voltage of second silicon carbide transistor 112 .
  • the withstand voltage of the second diode 122 By designing the withstand voltage of the second diode 122 to be higher than the withstand voltage of the second silicon carbide transistor 112, the avalanche withstand capability in the series circuit of the second diode 122 and the second silicon carbide transistor 112 is determined by the second silicon carbide transistor 112. be done. Therefore, the avalanche resistance of the second diode 122 does not have to be taken into consideration, which makes it easier to reduce the on-voltage (forward voltage) described above.
  • the first diode 121 and the second diode 122 of this example are silicon diodes having PN junctions. This allows each diode to be manufactured at low cost. Also, the first diode 121 and the second diode 122 may be separate chips. First silicon carbide transistor 111 and second silicon carbide transistor 112 may be separate chips or may be provided on the same chip.
  • FIG. 3 is a diagram showing an operation example of the bidirectional switch 100.
  • “on” indicates the state in which each transistor is on
  • “off” indicates the state in which the transistor is off.
  • This example shows a state in which the bidirectional switch 100 is in the process of transitioning from an off state to an on state.
  • one of the two bidirectional switches 100 connected to a common output phase is controlled from ON to OFF, and the other is controlled from OFF to ON.
  • the two transistors of the bidirectional switch 100 are not turned on or off at the same time, but are controlled sequentially.
  • the first silicon carbide transistor 111 is made to transition from the off state to the on state.
  • Second silicon carbide transistor 112 is in an off state.
  • first silicon carbide transistor 111 can flow through the internal diodes of first diode 121 and second silicon carbide transistor 112 .
  • a dashed arrow may schematically indicate a current path.
  • BPD basal plane dislocation
  • the energization start voltage of first diode 121 may be lower than the energization start voltage of the built-in diode of second silicon carbide transistor 112 .
  • the conduction start voltage of each diode is a forward voltage at which a forward current begins to flow in the diode.
  • the energization start voltage of first diode 121 may be lower than the energization start voltage of the built-in diode of second silicon carbide transistor 112 by 0.2 V or more, may be lower by 0.5 V or more, may be lower by 1 V or more, or may be lower by 2 V or more. may Similarly, the energization start voltage of second diode 122 may be lower than the energization start voltage of the built-in diode of first silicon carbide transistor 111 .
  • FIG. 4 is a diagram showing an operation example of the bidirectional switch 100.
  • the bidirectional switch 100 is shown in an ON state.
  • both first silicon carbide transistor 111 and second silicon carbide transistor 112 are on.
  • the current from the first silicon carbide transistor 111 may also be shunted to the first diode 121 .
  • the current flowing through first diode 121 may be smaller than the current flowing through second silicon carbide transistor 112 .
  • the current flowing through first diode 121 may be 10% or less of the current flowing through second silicon carbide transistor 112, or may be 1% or less. Alternatively, no current may flow through the first diode 121 .
  • FIG. 5 is a diagram showing a first bidirectional switch 100-a and a second bidirectional switch 100-b connected to a common output phase.
  • the first bidirectional switch 100-a and the second bidirectional switch 100-b have the same configuration as the bidirectional switch 100 shown in FIG.
  • Each member of the first two-way switch 100-a has a secondary number of "-a", and each member of the second two-way switch 100-b has a secondary number of "-b”. are doing.
  • a second terminal 102-a of the first two-way switch 100-a and a second terminal 102-b of the second two-way switch 100-b are connected to the terminal 160.
  • FIG. A terminal 160 is a terminal connected to one of the output phases.
  • Qa1 be the gate voltage applied to the first silicon carbide transistor 111-a of the first bidirectional switch 100-a
  • Qa2 be the gate voltage applied to the second silicon carbide transistor 112-a
  • the gate voltage applied to the first silicon carbide transistor 111-b of the second bidirectional switch 100-b is Qb1
  • the gate voltage applied to the second silicon carbide transistor 112-b is Qb2.
  • Each gate voltage may be generated by the controller 220 .
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of waveforms of gate voltages Qa1, Qa2, Qb1, and Qb2.
  • the control unit 220 of this example causes the first bidirectional switch 100-a to transition from the ON state to the OFF state, and the bidirectional switch 100-b to transition from the OFF state to the ON state. That is, the state in which the current flows between the first bidirectional switch 100-a and the terminal 160 is changed to the state in which the current flows between the second bidirectional switch 100-b and the terminal 160.
  • FIG. Such control is referred to as commutating current from the first bidirectional switch 100-a to the second bidirectional switch 100-b.
  • FIG. 7 shows the state at time t0 in FIG. Note that in FIG. 7 and subsequent figures, it is assumed that the voltage Va at the first terminal 101-a is higher than the voltage Vb at the first terminal 101-b.
  • gate voltages Qa1 and Qa2 are at H level
  • gate voltages Qb1 and Qb2 are at L level.
  • Each silicon carbide transistor is turned on when an H level gate voltage is applied, and turned off when an L level gate voltage is applied.
  • both the first silicon carbide transistor 111-a and the second silicon carbide transistor 112-a are on.
  • the first bidirectional switch 100-a is turned on.
  • first silicon carbide transistor 111-b and second silicon carbide transistor 112-b are in an off state.
  • the second bidirectional switch 100-b is turned off. Therefore, a current flows from the first terminal 101-a of the first bidirectional switch 100-a to the terminal 160.
  • FIG. 8 shows the state at time t1 in FIG.
  • Time t1 is an example of the first timing.
  • gate voltage Qb1 transitions from L level to H level.
  • first silicon carbide transistor 111-b transitions to the ON state.
  • the voltage Vo at the terminal 160 is substantially equal to the voltage Va at the first terminal 101-a. Therefore, the voltage Vb at the first terminal 101-b is lower than the voltage Vo at the terminal 160.
  • FIG. Therefore, even if the first silicon carbide transistor 111-b transitions to the ON state, no current flows from the first terminal 101-b to the second terminal 102-b.
  • FIG. 9 shows the state at time t2 in FIG.
  • Time t2 is an example of the second timing.
  • gate voltage Qa1 transitions from H level to L level.
  • first silicon carbide transistor 111-a transitions to the off state.
  • the current from the first terminal 101-a to the second terminal 102-a can be interrupted.
  • the reverse recovery loss of the first diode 121-a can be reduced.
  • the second silicon carbide transistor 112-a in the ON state at the time t2 it is possible to leave a path for the return current from the terminal 160 to the first terminal 101-a.
  • first silicon carbide transistor 111-a transitions to the off state
  • the voltage Vo of the terminal 160 is cut off from the voltage Va of the first terminal 101-a. Therefore, in second bidirectional switch 100-b, a forward voltage is applied to first silicon carbide transistor 111-b and first diode 121-b, and current flows.
  • first silicon carbide transistor 111-a current interruption of the first bidirectional switch 100-a and conduction of the second bidirectional switch 100-b can be synchronized.
  • the second silicon carbide transistor 112-b can be suppressed. Therefore, it is possible to suppress the development of stacking faults in the second silicon carbide transistor 112-b.
  • FIG. 10 shows the state at time t3 in FIG.
  • Time t3 is an example of the third timing.
  • gate voltage Qb2 transitions from L level to H level.
  • second silicon carbide transistor 112-b transitions to the ON state. This allows most or all of the current from the first silicon carbide transistor 111-b to flow to the second silicon carbide transistor 112-b. In other words, the current flowing through the second diode 122-b can be suppressed. Thereby, the reverse recovery loss in the second diode 122-b can be suppressed when the second bidirectional switch 100-b is turned off.
  • FIG. 11 shows the state at time t4 in FIG.
  • Time t4 is an example of a fourth timing.
  • gate voltage Qa2 transitions from H level to L level.
  • second silicon carbide transistor 112-a transitions to the off state.
  • the current path from the second terminal 102-a to the first terminal 101-a is cut off, and the first two-way switch 100-a can be turned off.
  • the process at time t4 may be performed at the same time as the time t3 or earlier than the time t3.
  • the state can be determined by monitoring the voltage of each terminal. For example, when voltage Va is higher than both voltages Vb and Vo, the processing at time t4 may be performed at the same time as time t3 or earlier than time t3.
  • FIG. 12 is a diagram showing another operation example of the bidirectional switch 100 in the ON state.
  • the bidirectional switch 100 of this example is in a state where the element temperature is higher than in the example of FIG.
  • the forward voltage of the first diode 121 may become low and the current flowing through the first diode 121 may increase. Therefore, the reverse recovery loss may increase.
  • the on-resistance of second silicon carbide transistor 112 increases. Therefore, when the current flowing through second silicon carbide transistor 112 is reduced, the ON loss is reduced. Therefore, overall loss can be suppressed.
  • FIG. 13 is a diagram showing another configuration example of the bidirectional switch 100. As shown in FIG. In the bidirectional switch 100 of this example, the positions of the first diode 121 and the first silicon carbide transistor 111 are exchanged with respect to the configuration shown in FIG. is being replaced. Other structures are similar to the example of FIG.
  • FIG. 14 is a diagram showing an example of the structure of the first diode 121.
  • FIG. 14 the first diode 121 is shown in FIG. 14, the second diode 122 has a similar structure.
  • the ON voltage (forward voltage) of the first diode 121 is small.
  • a diode element there is a case where charged particles such as helium are injected into a semiconductor substrate to form local crystal defects and adjust the carrier lifetime of holes. This shortens the time during which the tail current flows during reverse recovery, thereby reducing the reverse recovery loss. However, shortening the carrier lifetime of holes increases the on-voltage.
  • the first diode 121 of this example does not have local crystal defects for adjusting carrier lifetime. This reduces the ON voltage of the first diode 121 .
  • the first diode 121 is a silicon diode with a PN junction.
  • the first diode 121 of this example has a silicon semiconductor substrate 180 , an anode electrode 161 and a cathode electrode 162 .
  • the semiconductor substrate 180 has an N-type drift region 166 , a P-type anode region 164 and an N+ type cathode region 168 .
  • Anode region 164 is connected to anode electrode 161 and cathode region 168 is connected to cathode electrode 162 .
  • Drift region 166 is positioned between anode region 164 and cathode region 168 .
  • the boundary between the drift region 166 and the anode region 164 is the PN junction.
  • a diode element may have a lifetime adjustment region 170 in the drift region 166 near the anode region 164 or the like.
  • the lifetime adjustment region 170 is a region in which crystal defects are locally formed by irradiation with helium or the like. By forming crystal defects that combine with holes, the lifetime of holes is shortened.
  • the first diode 121 of this example does not have the lifetime adjustment region 170 in the drift region 166 .
  • the first diode 121 does not have a helium concentration peak.
  • FIG. 15 shows an example of carrier concentration distribution along line AA in FIG.
  • the carrier concentration distribution may be a distribution measured by a spreading resistance method (SR method), for example.
  • SR method spreading resistance method
  • the carrier concentration distribution of the drift region 166 has local troughs (see broken line in FIG. 15).
  • the first diode 121 has a substantially flat carrier concentration distribution in the depth direction of the drift region 166, as indicated by the solid line in FIG.
  • the term “substantially flat” means, for example, that the variation width of the carrier concentration is ⁇ 20% or less. Thereby, the ON resistance of the first diode 121 can be reduced.
  • the first diode 121 of this example does not have the lifetime adjustment region 170 . Therefore, the carrier lifetime of holes during turn-off is relatively long.
  • the average carrier lifetime of holes existing in the drift region 166 when the first diode 121 is turned off may be 1 ⁇ s or more, 2 ⁇ s or more, or 3 ⁇ s or more.
  • the carrier lifetime of the second diode 122 is also the same.
  • the reverse recovery time when the first diode 121 is turned off from the state in which the above rated current flows may be 1 ⁇ s or more, 2 ⁇ s or more, or 3 ⁇ s or more.
  • the reverse recovery time of the second diode 122 is also the same.

Abstract

第１炭化珪素トランジスタと、第１炭化珪素トランジスタと直列に設けられ、第１炭化珪素トランジスタの内蔵ダイオードよりも、双方向スイッチの定格電流におけるオン電圧が低い第１ダイオードと、第１ダイオードと並列に設けられた第２炭化珪素トランジスタと、第２炭化珪素トランジスタと直列に設けられ、且つ、第１炭化珪素トランジスタと並列に設けられ、第２炭化珪素トランジスタの内蔵ダイオードよりも、双方向スイッチの定格電流におけるオン電圧が低い第２ダイオードと、第１炭化珪素トランジスタおよび第１ダイオードの間の第１接続点と、第２炭化珪素トランジスタおよび第２ダイオードの間の第２接続点とを接続する接続線とを有する双方向スイッチを提供する。

Description

電力変換装置および双方向スイッチ
　本発明は、電力変換装置および双方向スイッチに関する。
　従来、双方向スイッチを用いた電力変換器が知られている（例えば、特許文献１および２参照）。
［先行技術文献］
［特許文献］
　［特許文献１］　特許第４８３９９４３号公報
　［特許文献２］　特許第５９９９５２６号公報
解決しようとする課題
　双方向スイッチは低損失であることが好ましい。
一般的開示
　上記課題を解決するために、本発明の第１の態様においては、複数の双方向スイッチを備える電力変換装置を提供する。それぞれの双方向スイッチは、第１端子および第２端子を有してよい。双方向スイッチは、第１端子および第２端子の間に設けられた第１炭化珪素トランジスタを有してよい。双方向スイッチは、第１端子および第２端子の間において第１炭化珪素トランジスタと直列に設けられ、第１端子から第２端子に向かう方向が順方向であり、第１炭化珪素トランジスタの内蔵ダイオードよりも、双方向スイッチの定格電流におけるオン電圧が低い第１ダイオードを有してよい。双方向スイッチは、第１端子および第２端子の間において、第１ダイオードと並列に設けられた第２炭化珪素トランジスタを有してよい。双方向スイッチは、第１端子および第２端子の間において第２炭化珪素トランジスタと直列に設けられ、且つ、第１炭化珪素トランジスタと並列に設けられ、第２端子から第１端子に向かう方向が順方向であり、第２炭化珪素トランジスタの内蔵ダイオードよりも、双方向スイッチの定格電流におけるオン電圧が低い第２ダイオードを有してよい。双方向スイッチは、第１炭化珪素トランジスタおよび第１ダイオードの間の第１接続点と、第２炭化珪素トランジスタおよび第２ダイオードの間の第２接続点とを接続する接続線を有してよい。
　第１ダイオードおよび第２ダイオードは、ＰＮ接合を有するシリコンダイオードであってよい。
　第１ダイオードの耐圧は、第１炭化珪素トランジスタの耐圧よりも高くてよい。
　第２ダイオードの耐圧は、第２炭化珪素トランジスタの耐圧よりも高くてよい。
　第１ダイオードの通電開始電圧は、第２炭化珪素トランジスタの内蔵ダイオードの通電開始電圧よりも低くてよい。
　第２ダイオードの通電開始電圧は、第１炭化珪素トランジスタの内蔵ダイオードの通電開始電圧よりも低くてよい。
　電力変換装置は、双方向スイッチをオン状態にする場合に、第１炭化珪素トランジスタと第２炭化珪素トランジスタの両方をオン状態に制御する制御部を備えてよい。
　双方向スイッチをオン状態にした場合に、第１ダイオードに流れる電流は、第２炭化珪素トランジスタに流れる電流よりも小さくてよい。
　双方向スイッチをオン状態にした場合に、第１ダイオードに流れる電流は、第２炭化珪素トランジスタに流れる電流の１０％以下であってよい。
　複数の双方向スイッチは、第１双方向スイッチおよび第２双方向スイッチを含んでよい。制御部は、第１双方向スイッチから第２双方向スイッチに電流を転流させる場合に、第１タイミングにおいて第２双方向スイッチの第１炭化珪素トランジスタをオン状態に遷移させてよい。
　制御部は、第１タイミングの後の第２タイミングにおいて、第１双方向スイッチの第１炭化珪素トランジスタをオフ状態に遷移させてよい。
　制御部は、第２タイミングの後の第３タイミングにおいて、第２双方向スイッチの第２炭化珪素トランジスタをオン状態に遷移させてよい。
　制御部は、第３タイミングの後の第４タイミングにおいて、第１双方向スイッチの第２炭化珪素トランジスタをオフ状態に遷移させてよい。
　第１ダイオードおよび第２ダイオードにおいて、ターンオフした場合の正孔のキャリアライフタイムが１μｓ以上であってよい。
　本発明の第２の態様においては、双方向スイッチを提供する。双方向スイッチは、第１端子および第２端子を備えてよい。双方向スイッチは、第１端子および第２端子の間に設けられた第１炭化珪素トランジスタを備えてよい。双方向スイッチは、第１端子および第２端子の間において第１炭化珪素トランジスタと直列に設けられ、第１端子から第２端子に向かう方向が順方向であり、第１炭化珪素トランジスタの内蔵ダイオードよりも、双方向スイッチの定格電流におけるオン電圧が低い第１ダイオードを備えてよい。双方向スイッチは、第１端子および第２端子の間において、第１ダイオードと並列に設けられた第２炭化珪素トランジスタを備えてよい。双方向スイッチは、第１端子および第２端子の間において第２炭化珪素トランジスタと直列に設けられ、且つ、第１炭化珪素トランジスタと並列に設けられ、第２端子から第１端子に向かう方向が順方向であり、第２炭化珪素トランジスタの内蔵ダイオードよりも、双方向スイッチの定格電流におけるオン電圧が低い第２ダイオードを備えてよい。双方向スイッチは、第１炭化珪素トランジスタおよび第１ダイオードの間の第１接続点と、第２炭化珪素トランジスタおよび第２ダイオードの間の第２接続点とを接続する接続線を備えてよい。
本発明の一つの実施形態に係る電力変換装置２００の一例を示す図である。 双方向スイッチ１００の一例を示す図である。 双方向スイッチ１００の動作例を示す図である。 双方向スイッチ１００の動作例を示す図である。 共通の出力相に接続される第１双方向スイッチ１００－ａおよび第２双方向スイッチ１００－ｂを示す図である。 ゲート電圧Ｑａ１、Ｑａ２、Ｑｂ１、Ｑｂ２の波形の一例を示す図である。 図６の時刻ｔ０における状態を示す。 図６の時刻ｔ１における状態を示す。 図６の時刻ｔ２における状態を示す。 図６の時刻ｔ３における状態を示す。 図６の時刻ｔ４における状態を示す。 オン状態の双方向スイッチ１００の他の動作例を示す図である。 双方向スイッチ１００の他の構成例を示す図である。 第１ダイオード１２１の構造の一例を示す図である。 図１４のＡ－Ａ線におけるキャリア濃度分布の一例を示す。
　以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は請求の範囲にかかる発明を限定するものではない。また、実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能、構成を有する要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略し、又、本発明に直接関係のない要素は図示を省略する。また、１つの図面において、同一の機能、構成を有する要素については、代表して符合を付し、その他については符合を省略する場合がある。本明細書において「同一」または「等しい」のように称した場合、製造ばらつき等に起因する誤差を有する場合も含んでよい。当該誤差は、例えば１０％以内である。また、本明細書で説明する電流等の大きさは、特に定義する場合を除き、室温（２５℃）での大きさである。
　図１は、本発明の一つの実施形態に係る電力変換装置２００の一例を示す図である。電力変換装置２００は、１つ以上の双方向スイッチ１００を切り替えることで、入力電力から出力電力を生成する。電力変換装置２００には、複数相の電力が入力されてよく、複数相の電力を出力してよい。本例の電力変換装置２００は、３相（Ｒ，Ｓ，Ｔ）の電力が入力され、３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の電力を出力する。本例の電力変換装置２００は、それぞれの入力相（Ｒ，Ｓ，Ｔ）の配線を、いずれの出力相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の配線に接続するかを切り替える複数の双方向スイッチ１００を有するマトリクスコンバータである。ただし電力変換装置２００は、マトリクスコンバータに限定されない。
　電力変換装置２００は、１つ以上の双方向スイッチ１００および制御部２２０を備える。電力変換装置２００は、フィルタ２１０を備えてよい。制御部２２０は、それぞれの双方向スイッチ１００のオン／オフの状態を制御する。フィルタ２１０は、入力される電圧または電流、もしくは、出力する電圧または電流の所定の周波数成分を除去する。フィルタ２１０は、例えば電圧または電流を平滑化するローパスフィルタであってよい。
　それぞれの双方向スイッチ１００は、第１端子１０１への入力電力を、第２端子１０２に通過させるか否かを切り替える。本例の双方向スイッチ１００は、入力相および出力相の組み合わせ毎に設けられている。例えば３相入力、３相出力の電力変換装置２００は、３×３＝９通りの入力相および出力相の組み合わせが存在する。この場合、電力変換装置２００は、９個の双方向スイッチ１００を有してよい。
　図２は、双方向スイッチ１００の一例を示す図である。図２には単一の双方向スイッチ１００を示すが、それぞれの双方向スイッチ１００は図２に示した構造を有してよい。双方向スイッチ１００は、第１端子１０１、第２端子１０２、第１炭化珪素トランジスタ１１１、第１ダイオード１２１、第２炭化珪素トランジスタ１１２、第２ダイオード１２２、および、接続線１５０を有する。第１端子１０１および第２端子１０２は、図１に示した第１端子１０１および第２端子１０２に対応する。
　炭化珪素トランジスタとは、炭化珪素（ＳｉＣ）基板に形成されたトランジスタである。本例の炭化珪素トランジスタは、ＳｉＣ基板に形成されたＭＯＳＦＥＴである。
　第１炭化珪素トランジスタ１１１は、第１端子１０１および第２端子１０２の間に設けられる。第１炭化珪素トランジスタ１１１は、制御部２２０から制御端子Ｇに入力される制御信号に応じてオン／オフの状態が遷移する。本例の第１炭化珪素トランジスタ１１１は、ドレイン端子が第１端子１０１に接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。
　なお本明細書において回路要素の配置を説明した場合、電気経路上の配置を説明している。例えば第１端子１０１および第２端子１０２の間に第１炭化珪素トランジスタ１１１が設けられるとは、第１端子１０１および第２端子１０２を接続する電気経路上に第１炭化珪素トランジスタ１１１が設けられることを意味している。この場合、空間における第１炭化珪素トランジスタ１１１の位置は、第１端子１０１および第２端子１０２の間でなくてもよい。
　第１ダイオード１２１は、第１端子１０１および第２端子１０２の間において、第１炭化珪素トランジスタ１１１と直列に設けられている。第１ダイオード１２１は、第１端子１０１から第２端子１０２に向かう方向が順方向となるように配置されている。第１炭化珪素トランジスタ１１１および第１ダイオード１２１は、第１接続点１３１において接続している。本例では、第１端子１０１と第１接続点１３１との間に第１炭化珪素トランジスタ１１１が設けられ、第１接続点１３１と第２端子１０２との間に第１ダイオード１２１が設けられている。他の例では、第１炭化珪素トランジスタ１１１および第１ダイオード１２１を入れ替えて配置してもよい。
　第２炭化珪素トランジスタ１１２は、第１端子１０１および第２端子１０２の間において、第１ダイオード１２１と並列に設けられる。図２に示すように、第１ダイオード１２１が第２端子１０２に接続されている場合、第２炭化珪素トランジスタ１１２は、第１ダイオード１２１と並列に第２端子１０２に接続されている。また、第１ダイオード１２１が第１端子１０１に接続されている場合、第２炭化珪素トランジスタ１１２は、第１ダイオード１２１と並列に第１端子１０１に接続されている。第２炭化珪素トランジスタ１１２は、制御部２２０から制御端子Ｇに入力される制御信号に応じてオン／オフの状態が遷移する。本例の第２炭化珪素トランジスタ１１２は、ドレイン端子が第２端子１０２に接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。
　第２ダイオード１２２は、第１端子１０１および第２端子１０２の間において、第２炭化珪素トランジスタ１１２と直列に設けられている。また第２ダイオード１２２は、第１炭化珪素トランジスタ１１１と並列に設けられている。第２ダイオード１２２は、第２端子１０２から第１端子１０１に向かう方向が順方向となるように配置されている。第２炭化珪素トランジスタ１１２および第２ダイオード１２２は、第２接続点１３２において接続している。本例では、第１端子１０１と第２接続点１３２との間に第２ダイオード１２２が設けられ、第２接続点１３２と第２端子１０２との間に第２炭化珪素トランジスタ１１２が設けられている。他の例では、第２炭化珪素トランジスタ１１２および第２ダイオード１２２を入れ替えて配置してもよい。
　接続線１５０は、第１接続点１３１と第２接続点１３２とを接続する配線である。第１炭化珪素トランジスタ１１１および第２炭化珪素トランジスタ１１２の両方がオフ状態の場合、第１端子１０１および第２端子１０２の電圧の大小によらず、第１端子１０１および第２端子１０２の間には電流が流れずに、双方向スイッチ１００はオフ状態となる。
　双方向スイッチ１００をオン状態にする場合、制御部２２０は、第１炭化珪素トランジスタ１１１および第２炭化珪素トランジスタ１１２を同時または順番にオン状態にする。これにより、第１端子１０１および第２端子１０２の電圧の大小によらず、第１端子１０１および第２端子１０２の間に電流が流れ、双方向スイッチ１００はオン状態となる。
　例えば第１端子１０１の電圧が第２端子１０２の電圧より高い場合に、第１炭化珪素トランジスタ１１１をオン状態にすると、順導通状態の第１炭化珪素トランジスタ１１１および第１ダイオード１２１を通って、第１端子１０１および第２端子１０２の間に電流が流れる。この場合、第２炭化珪素トランジスタ１１２もオン状態に制御してよい。これにより、第１ダイオード１２１および逆導通状態の第２炭化珪素トランジスタ１１２に電流が分流して、双方向スイッチ１００の全体のオン抵抗を低減できる。なおトランジスタの順導通状態とは、ドレイン端子からソース端子に電流が流れる状態を指し、逆導通状態とは、ソース端子からドレイン端子に電流が流れる状態を指す。
　また、第２端子１０２の電圧が第１端子１０１の電圧より高い場合に、第２炭化珪素トランジスタ１１２をオン状態にすると、順導通状態の第２炭化珪素トランジスタ１１２および第２ダイオード１２２を通って第２端子１０２および第１端子１０１の間に電流が流れる。この場合、第１炭化珪素トランジスタ１１１もオン状態に制御してよい。これにより、第２ダイオード１２２および逆導通状態の第１炭化珪素トランジスタ１１１に電流が分流して、双方向スイッチ１００の全体のオン抵抗を低減できる。
　双方向スイッチ１００のスイッチング素子として炭化珪素トランジスタを用いることで、スイッチング素子における損失を低減できる。また、炭化珪素トランジスタは、ゲートがオフ状態であっても、逆方向電圧に対して内蔵ダイオードがオン状態になり得る。つまり、炭化珪素トランジスタは逆阻止性能がない。これに対して、それぞれの炭化珪素トランジスタに対して逆直列にダイオードを設けることで、順方向および逆方向のそれぞれの電圧に対して電流を遮断できる。
　第１ダイオード１２１は、第１炭化珪素トランジスタ１１１の内蔵ダイオードよりも、双方向スイッチ１００の定格電流におけるオン電圧が低い。それぞれのダイオードのオン電圧は、それぞれのダイオードの順方向電圧である。双方向スイッチ１００の定格電流は、第１端子１０１および第２端子１０２の間に流れる電流の定格である。定格電流の値は、双方向スイッチ１００の製造者または使用者等により定められる仕様値を用いてよい。定格電流の仕様値は、トランジスタまたはダイオードのチップの単位面積当たりの電流密度の値（Ａ／ｃｍ２）が規定されていてもよい。この場合、トランジスタまたはダイオードのチップの面積と、電流密度とを乗算して、第１端子１０１および第２端子１０２の間に流れる電流の定格値を設定してよい。また、第１炭化珪素トランジスタ１１１および第１ダイオード１２１のそれぞれに対して、所定の定格電流を流した場合のオン電圧を比較してよい。また、それぞれのオン電圧は、室温（２５℃）で測定した値を用いてよい。第１ダイオード１２１のオン電圧を小さくすることで、第１ダイオード１２１における損失を低減できる。定格電流時において、第１ダイオード１２１のオン電圧は、第２炭化珪素トランジスタ１１２の内蔵トランジスタのオン電圧より低くてもよい。定格電流時において、第１ダイオード１２１のオン電圧は、第１炭化珪素トランジスタ１１１の内蔵トランジスタのオン電圧の０．９倍以下であってよく、０．７倍以下であってよく、０．５倍以下であってもよい。ダイオードのオン電圧は、半導体基板におけるライフタイムキラー（結晶欠陥等の再結合中心）の有無、半導体基板における不純物濃度等により調整できる。
　第２ダイオード１２２は、第２炭化珪素トランジスタ１１２の内蔵ダイオードよりも、双方向スイッチ１００の定格電流におけるオン電圧が低い。第２ダイオード１２２のオン電圧を低下させることで、第２ダイオード１２２における損失を低減できる。定格電流時において、第２ダイオード１２２のオン電圧は、第１炭化珪素トランジスタ１１１の内蔵トランジスタのオン電圧より低くてもよい。定格電流時において、第２ダイオード１２２のオン電圧は、第２炭化珪素トランジスタ１１２の内蔵トランジスタのオン電圧の０．９倍以下であってよく、０．７倍以下であってよく、０．５倍以下であってもよい。
　また、第１ダイオード１２１の耐圧は、第１炭化珪素トランジスタ１１１の耐圧よりも高くてよい。ダイオードの耐圧は、逆方向電流が流れ始める逆方向電圧の値であってよい。トランジスタの耐圧は、ゲートがオフ状態の場合に、電流が流れ始める順方向電圧の値であってよい。第１ダイオード１２１の耐圧を第１炭化珪素トランジスタ１１１の耐圧よりも高く設計することで、第１ダイオード１２１および第１炭化珪素トランジスタ１１１の直列回路におけるアバランシェ耐量が、第１炭化珪素トランジスタ１１１で決定される。このため、第１ダイオード１２１はアバランシェ耐量を考慮しなくてよいので、上述したオン電圧（順方向電圧）を小さくすることが容易になる。ダイオードの耐圧は、使用する半導体基板の厚み、半導体基板における不純物濃度等により調整できる。
　また、第２ダイオード１２２の耐圧は、第２炭化珪素トランジスタ１１２の耐圧よりも高くてよい。第２ダイオード１２２の耐圧を第２炭化珪素トランジスタ１１２の耐圧よりも高く設計することで、第２ダイオード１２２および第２炭化珪素トランジスタ１１２の直列回路におけるアバランシェ耐量が、第２炭化珪素トランジスタ１１２で決定される。このため、第２ダイオード１２２はアバランシェ耐量を考慮しなくてよいので、上述したオン電圧（順方向電圧）を小さくすることが容易になる。
　本例の第１ダイオード１２１および第２ダイオード１２２は、ＰＮ接合を有するシリコンダイオードである。これにより、それぞれのダイオードを低コストで製造できる。また、第１ダイオード１２１および第２ダイオード１２２は、それぞれ別のチップであってよい。第１炭化珪素トランジスタ１１１および第２炭化珪素トランジスタ１１２は、それぞれ別のチップであってよく、同一のチップに設けられてもよい。
　図３は、双方向スイッチ１００の動作例を示す図である。各図においては、それぞれのトランジスタがオンしている状態を「ｏｎ」、オフしている状態を「ｏｆｆ」で示す場合がある。本例では、双方向スイッチ１００をオフ状態からオン状態に遷移させる途中の状態を示している。図１に示した電力変換装置２００においては、共通の出力相に接続される２つの双方向スイッチ１００の一方をオンからオフに制御するとともに、もう一方をオフからオンに制御する。このとき、双方向スイッチ１００の２つのトランジスタを同時にオンまたはオフせずに、順番に制御することが好ましい。
　双方向スイッチ１００をオフ状態からオン状態に遷移させる場合、まず、第１炭化珪素トランジスタ１１１をオフ状態からオン状態に遷移させる。第２炭化珪素トランジスタ１１２はオフ状態である。
　図３に示した状態では、第１炭化珪素トランジスタ１１１を通った電流は、第１ダイオード１２１および第２炭化珪素トランジスタ１１２の内蔵ダイオードに流れうる。各図においては、破線の矢印で電流経路を模式的に示す場合がある。しかし、オフ状態の第２炭化珪素トランジスタ１１２の内蔵ダイオードに順方向電流が流れると、半導体基板のＳｉＣ結晶に含まれる基底面転位（Ｂａｓａｌ　Ｐｌａｎｅ　Ｄｉｓｌｏｃａｔｉｏｎ：ＢＰＤ）から積層欠陥（Ｓｔａｃｋｉｎｇ　Ｆａｕｌｔ：ＳＦ）が進展して、オン電圧が増加する場合がある。
　第１ダイオード１２１の通電開始電圧は、第２炭化珪素トランジスタ１１２の内蔵ダイオードの通電開始電圧よりも低くてよい。それぞれのダイオードの通電開始電圧は、ダイオードに順方向電流が流れ始める順方向電圧である。これにより図３に示した状態では、第２炭化珪素トランジスタ１１２の内蔵ダイオードに電流が流れる前に、第１ダイオード１２１に電流が流れる。これにより、第２炭化珪素トランジスタ１１２において、積層欠陥の進展を抑制できる。第１ダイオード１２１の通電開始電圧は、第２炭化珪素トランジスタ１１２の内蔵ダイオードの通電開始電圧よりも０．２Ｖ以上低くてよく、０．５Ｖ以上低くてよく、１Ｖ以上低くてよく、２Ｖ以上低くてもよい。同様に、第２ダイオード１２２の通電開始電圧は、第１炭化珪素トランジスタ１１１の内蔵ダイオードの通電開始電圧よりも低くてよい。
　図４は、双方向スイッチ１００の動作例を示す図である。本例では、オン状態の双方向スイッチ１００を示している。本例では、第１炭化珪素トランジスタ１１１および第２炭化珪素トランジスタ１１２の両方がオン状態である。この場合、図４に示すように、第１炭化珪素トランジスタ１１１、接続線１５０および第２炭化珪素トランジスタ１１２を介して電流が流れる。
　上述したように、第１ダイオード１２１にも、第１炭化珪素トランジスタ１１１からの電流が分流してよい。第１ダイオード１２１に流れる電流は、第２炭化珪素トランジスタ１１２に流れる電流より小さくてよい。第１ダイオード１２１に流れる電流は、第２炭化珪素トランジスタ１１２に流れる電流の１０％以下であってよく、１％以下であってもよい。または、第１ダイオード１２１には電流が流れなくてもよい。
　図５は、共通の出力相に接続される第１双方向スイッチ１００－ａおよび第２双方向スイッチ１００－ｂを示す図である。第１双方向スイッチ１００－ａおよび第２双方向スイッチ１００－ｂは、図２に示した双方向スイッチ１００と同一の構成を有する。第１双方向スイッチ１００－ａの各部材の符号には「－ａ」の枝番を付し、第２双方向スイッチ１００－ｂの各部材の符号には「－ｂ」の枝番を付している。第１双方向スイッチ１００－ａの第２端子１０２－ａと、第２双方向スイッチ１００－ｂの第２端子１０２－ｂは、端子１６０に接続されている。端子１６０は、いずれかの出力相に接続される端子である。
　また、第１双方向スイッチ１００－ａの第１炭化珪素トランジスタ１１１－ａに印加されるゲート電圧をＱａ１、第２炭化珪素トランジスタ１１２－ａに印加されるゲート電圧をＱａ２とする。同様に、第２双方向スイッチ１００－ｂの第１炭化珪素トランジスタ１１１－ｂに印加されるゲート電圧をＱｂ１、第２炭化珪素トランジスタ１１２－ｂに印加されるゲート電圧をＱｂ２とする。それぞれのゲート電圧は、制御部２２０が生成してよい。
　図６は、ゲート電圧Ｑａ１、Ｑａ２、Ｑｂ１、Ｑｂ２の波形の一例を示す図である。本例の制御部２２０は、第１双方向スイッチ１００－ａをオン状態からオフ状態に遷移させ、双方向スイッチ１００－ｂをオフ状態からオン状態に遷移させる。つまり、第１双方向スイッチ１００－ａと端子１６０との間で電流が流れている状態から、第２双方向スイッチ１００－ｂと端子１６０との間で電流が流れている状態に遷移させる。このような制御を、第１双方向スイッチ１００－ａから第２双方向スイッチ１００－ｂに電流を転流させると称する。
　図７は、図６の時刻ｔ０における状態を示す。なお図７以降においては、第１端子１０１－ａの電圧Ｖａが、第１端子１０１－ｂの電圧Ｖｂより大きいとする。時刻ｔ０では、ゲート電圧Ｑａ１、Ｑａ２がＨレベルであり、ゲート電圧Ｑｂ１、Ｑｂ２がＬレベルである。それぞれの炭化珪素トランジスタは、Ｈレベルのゲート電圧が印加されるとオン状態となり、Ｌレベルのゲート電圧が印加されるとオフ状態となる。
　本例では、第１炭化珪素トランジスタ１１１－ａおよび第２炭化珪素トランジスタ１１２－ａの両方がオン状態である。これにより、第１双方向スイッチ１００－ａがオン状態となる。また、第１炭化珪素トランジスタ１１１－ｂおよび第２炭化珪素トランジスタ１１２－ｂがオフ状態である。これにより、第２双方向スイッチ１００－ｂがオフ状態となる。このため、第１双方向スイッチ１００－ａの第１端子１０１－ａから端子１６０に電流が流れる。
　図８は、図６の時刻ｔ１における状態を示す。時刻ｔ１は、第１タイミングの一例である。時刻ｔ１において、ゲート電圧Ｑｂ１がＬレベルからＨレベルに遷移する。この場合、第１炭化珪素トランジスタ１１１－ｂがオン状態に遷移する。ただし、端子１６０の電圧Ｖｏは、第１端子１０１－ａの電圧Ｖａとほぼ等しい。このため、第１端子１０１－ｂの電圧Ｖｂは、端子１６０の電圧Ｖｏよりも低くなる。従って、第１炭化珪素トランジスタ１１１－ｂがオン状態に遷移しても、第１端子１０１－ｂから第２端子１０２－ｂには電流が流れない。
　図９は、図６の時刻ｔ２における状態を示す。時刻ｔ２は、第２タイミングの一例である。時刻ｔ２において、ゲート電圧Ｑａ１がＨレベルからＬレベルに遷移する。この場合、第１炭化珪素トランジスタ１１１－ａがオフ状態に遷移する。これにより、第１端子１０１－ａから第２端子１０２－ａへの電流を遮断できる。なお、図７および図８に示した状態において、第１ダイオード１２１－ａに流れる電流を小さくすることで、第１ダイオード１２１－ａの逆回復損失を低減できる。また、時刻ｔ２において第２炭化珪素トランジスタ１１２－ａをオン状態に維持することで、端子１６０から第１端子１０１－ａに電流が還流する経路を残すことができる。
　第１炭化珪素トランジスタ１１１－ａがオフ状態に遷移すると、端子１６０の電圧Ｖｏが第１端子１０１－ａの電圧Ｖａから遮断される。このため、第２双方向スイッチ１００－ｂにおいて、第１炭化珪素トランジスタ１１１－ｂおよび第１ダイオード１２１－ｂに順方向電圧が印加されて電流が流れる。つまり、第１炭化珪素トランジスタ１１１－ａを制御することで、第１双方向スイッチ１００－ａの電流遮断と、第２双方向スイッチ１００－ｂの導通とを同期して行える。
　上述したように、第１ダイオード１２１－ｂの通電開始電圧を、第２炭化珪素トランジスタ１１２－ｂの内蔵ダイオードの通電開始電圧よりも小さくすることで、図９の状態において、第２炭化珪素トランジスタ１１２－ｂに電流が流れることを抑制できる。このため、第２炭化珪素トランジスタ１１２－ｂにおける積層欠陥の進展を抑制できる。
　図１０は、図６の時刻ｔ３における状態を示す。時刻ｔ３は、第３タイミングの一例である。時刻ｔ３において、ゲート電圧Ｑｂ２がＬレベルからＨレベルに遷移する。この場合、第２炭化珪素トランジスタ１１２－ｂがオン状態に遷移する。これにより、第１炭化珪素トランジスタ１１１－ｂからの電流の大部分または全てを、第２炭化珪素トランジスタ１１２－ｂに流すことができる。つまり第２ダイオード１２２－ｂに流れる電流を抑制できる。これにより、第２双方向スイッチ１００－ｂをオフ状態に遷移させるときに、第２ダイオード１２２－ｂにおける逆回復損失を抑制できる。
　図１１は、図６の時刻ｔ４における状態を示す。時刻ｔ４は、第４タイミングの一例である。時刻ｔ４において、ゲート電圧Ｑａ２がＨレベルからＬレベルに遷移する。この場合、第２炭化珪素トランジスタ１１２－ａがオフ状態に遷移する。これにより、第２端子１０２－ａから第１端子１０１－ａに向かう電流経路も遮断して、第１双方向スイッチ１００－ａをオフ状態にできる。第２端子１０２－ａから第１端子１０１－ａに電流が流れない状態であれば、時刻ｔ４の処理は、時刻ｔ３と同時であってよく、時刻ｔ３より早くてもよい。当該状態は、各端子の電圧を監視することで判別できる。例えば、電圧Ｖａが電圧Ｖｂ、Ｖｏのいずれよりも高い場合には、時刻ｔ４の処理は、時刻ｔ３と同時であってよく、時刻ｔ３より早くてもよい。
　図１２は、オン状態の双方向スイッチ１００の他の動作例を示す図である。本例の双方向スイッチ１００は、図４の例よりも素子温度が高い状態である。素子温度が高い状態では、第１ダイオード１２１の順方向電圧が低くなり、第１ダイオード１２１に流れる電流が増加する場合がある。このため、逆回復損失は増加する場合がある。一方で、素子温度が高い状態では、第２炭化珪素トランジスタ１１２のオン抵抗が増加する。このため、第２炭化珪素トランジスタ１１２に流れる電流が小さくなれば、オン損失は低減する。このため、総合的な損失は抑制できる。
　図１３は、双方向スイッチ１００の他の構成例を示す図である。本例の双方向スイッチ１００は、図２に示した構成に対して、第１ダイオード１２１と第１炭化珪素トランジスタ１１１の位置を入れ替え、且つ、第２ダイオード１２２と第２炭化珪素トランジスタ１１２の位置を入れ替えている。他の構造は、図２の例と同様である。
　図１４は、第１ダイオード１２１の構造の一例を示す図である。図１４では第１ダイオード１２１を示しているが、第２ダイオード１２２も同様の構造を有する。上述したように、第１ダイオード１２１のオン電圧（順方向電圧）は小さいことが好ましい。一方で、ダイオード素子に対しては、半導体基板にヘリウム等の荷電粒子を注入することで局所的な結晶欠陥を形成し、正孔のキャリアライフタイムを調整する場合がある。これにより、逆回復時のテール電流が流れる時間を短縮して、逆回復損失を低減する。ただし、正孔のキャリアライフタイムを短くすることで、オン電圧は上昇する。本例の第１ダイオード１２１は、キャリアライフタイムを調整するための、局所的な結晶欠陥を有さない。これにより、第１ダイオード１２１のオン電圧を小さくする。
　第１ダイオード１２１は、ＰＮ接合を有するシリコンダイオードである。本例の第１ダイオード１２１は、シリコンの半導体基板１８０、アノード電極１６１およびカソード電極１６２を有する。半導体基板１８０は、Ｎ型のドリフト領域１６６と、Ｐ型のアノード領域１６４と、Ｎ＋型のカソード領域１６８を有する。アノード領域１６４はアノード電極１６１と接続され、カソード領域１６８はカソード電極１６２に接続される。ドリフト領域１６６は、アノード領域１６４およびカソード領域１６８の間に配置されている。ドリフト領域１６６とアノード領域１６４との境界がＰＮ接合である。
　ダイオード素子は、アノード領域１６４の近傍のドリフト領域１６６等にライフタイム調整領域１７０を有する場合がある。ライフタイム調整領域１７０は、ヘリウム等を照射することで局所的に結晶欠陥が形成された領域である。正孔と結合する結晶欠陥を形成することで、正孔のライフタイムが短くなる。本例の第１ダイオード１２１は、ドリフト領域１６６にライフタイム調整領域１７０を有さない。例えば第１ダイオード１２１は、ヘリウムの濃度ピークを有さない。
　図１５は、図１４のＡ－Ａ線におけるキャリア濃度分布の一例を示す。キャリア濃度分布は、例えば拡がり抵抗法（ＳＲ法）で測定された分布であってよい。ライフタイム調整領域１７０が設けられていると、ドリフト領域１６６のキャリア濃度分布が局所的な谷部（図１５の破線部参照）を有する。これに対して第１ダイオード１２１は、図１５の実線で示されるように、ドリフト領域１６６の深さ方向におけるキャリア濃度分布がほぼ平坦である。ほぼ平坦とは、例えばキャリア濃度の変動幅が±２０％以下であることを指す。これにより第１ダイオード１２１のオン抵抗を小さくできる。
　本例の第１ダイオード１２１はライフタイム調整領域１７０を有さない。このため、ターンオフ時における正孔のキャリアライフタイムは比較的に長くなる。第１ダイオード１２１がターンオフした場合の、ドリフト領域１６６に存在する正孔のキャリアライフタイムの平均値は１μｓ以上であってよく、２μｓ以上であってよく、３μｓ以上であってもよい。第２ダイオード１２２のキャリアライフタイムも同様である。また、第１ダイオード１２１に上述した定格電流を流した状態からターンオフしたときの逆回復時間が、１μｓ以上であってよく、２μｓ以上であってよく、３μｓ以上であってもよい。第２ダイオード１２２の逆回復時間も同様である。
　以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、請求の範囲の記載から明らかである。
１００・・・双方向スイッチ、１０１・・・第１端子、１０２・・・第２端子、１１１・・・第１炭化珪素トランジスタ、１１２・・・第２炭化珪素トランジスタ、１２１・・・第１ダイオード、１２２・・・第２ダイオード、１３１・・・第１接続点、１３２・・・第２接続点、１５０・・・接続線、１６０・・・端子、１６１・・・アノード電極、１６２・・・カソード電極、１６４・・・アノード領域、１６６・・・ドリフト領域、１６８・・・カソード領域、１７０・・・ライフタイム調整領域、１８０・・・半導体基板、２００・・・電力変換装置、２１０・・・フィルタ、２２０・・・制御部

Claims (15)

  1. 　複数の双方向スイッチを備える電力変換装置であって、
    　それぞれの双方向スイッチは、
    　第１端子および第２端子と、
    　前記第１端子および前記第２端子の間に設けられた第１炭化珪素トランジスタと、
    　前記第１端子および前記第２端子の間において前記第１炭化珪素トランジスタと直列に設けられ、前記第１端子から前記第２端子に向かう方向が順方向であり、前記第１炭化珪素トランジスタの内蔵ダイオードよりも、前記双方向スイッチの定格電流におけるオン電圧が低い第１ダイオードと、
    　前記第１端子および前記第２端子の間において、前記第１ダイオードと並列に設けられた第２炭化珪素トランジスタと、
    　前記第１端子および前記第２端子の間において前記第２炭化珪素トランジスタと直列に設けられ、且つ、前記第１炭化珪素トランジスタと並列に設けられ、前記第２端子から前記第１端子に向かう方向が順方向であり、前記第２炭化珪素トランジスタの内蔵ダイオードよりも、前記双方向スイッチの定格電流におけるオン電圧が低い第２ダイオードと、
    　前記第１炭化珪素トランジスタおよび前記第１ダイオードの間の第１接続点と、前記第２炭化珪素トランジスタおよび前記第２ダイオードの間の第２接続点とを接続する接続線と
    　を有する電力変換装置。
  2. 　前記第１ダイオードおよび前記第２ダイオードは、ＰＮ接合を有するシリコンダイオードである
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記第１ダイオードの耐圧は、前記第１炭化珪素トランジスタの耐圧よりも高い
    　請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記第２ダイオードの耐圧は、前記第２炭化珪素トランジスタの耐圧よりも高い
    　請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記第１ダイオードの通電開始電圧は、前記第２炭化珪素トランジスタの内蔵ダイオードの通電開始電圧よりも低い
    　請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  6. 　前記第２ダイオードの通電開始電圧は、前記第１炭化珪素トランジスタの内蔵ダイオードの通電開始電圧よりも低い
    　請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 　前記双方向スイッチをオン状態にする場合に、前記第１炭化珪素トランジスタと前記第２炭化珪素トランジスタの両方をオン状態に制御する制御部を更に備える
    　請求項１から６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  8. 　前記双方向スイッチをオン状態にした場合に、前記第１ダイオードに流れる電流は、前記第２炭化珪素トランジスタに流れる電流よりも小さい
    　請求項７に記載の電力変換装置。
  9. 　前記双方向スイッチをオン状態にした場合に、前記第１ダイオードに流れる電流は、前記第２炭化珪素トランジスタに流れる電流の１０％以下である
    　請求項８に記載の電力変換装置。
  10. 　前記複数の双方向スイッチは、第１双方向スイッチおよび第２双方向スイッチを含み、
    　前記制御部は、前記第１双方向スイッチから前記第２双方向スイッチに電流を転流させる場合に、第１タイミングにおいて前記第２双方向スイッチの前記第１炭化珪素トランジスタをオン状態に遷移させる
    　請求項７から９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  11. 　前記制御部は、前記第１タイミングの後の第２タイミングにおいて、前記第１双方向スイッチの前記第１炭化珪素トランジスタをオフ状態に遷移させる
    　請求項１０に記載の電力変換装置。
  12. 　前記制御部は、前記第２タイミングの後の第３タイミングにおいて、前記第２双方向スイッチの前記第２炭化珪素トランジスタをオン状態に遷移させる
    　請求項１１に記載の電力変換装置。
  13. 　前記制御部は、前記第３タイミングの後の第４タイミングにおいて、前記第１双方向スイッチの前記第２炭化珪素トランジスタをオフ状態に遷移させる
    　請求項１２に記載の電力変換装置。
  14. 　前記第１ダイオードおよび前記第２ダイオードにおいて、ターンオフした場合の正孔のキャリアライフタイムが１μｓ以上である
    　請求項１から１３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  15. 　双方向スイッチであって、
    　第１端子および第２端子と、
    　前記第１端子および前記第２端子の間に設けられた第１炭化珪素トランジスタと、
    　前記第１端子および前記第２端子の間において前記第１炭化珪素トランジスタと直列に設けられ、前記第１端子から前記第２端子に向かう方向が順方向であり、前記第１炭化珪素トランジスタの内蔵ダイオードよりも、前記双方向スイッチの定格電流におけるオン電圧が低い第１ダイオードと、
    　前記第１端子および前記第２端子の間において、前記第１ダイオードと並列に設けられた第２炭化珪素トランジスタと、
    　前記第１端子および前記第２端子の間において前記第２炭化珪素トランジスタと直列に設けられ、且つ、前記第１炭化珪素トランジスタと並列に設けられ、前記第２端子から前記第１端子に向かう方向が順方向であり、前記第２炭化珪素トランジスタの内蔵ダイオードよりも、前記双方向スイッチの定格電流におけるオン電圧が低い第２ダイオードと、
    　前記第１炭化珪素トランジスタおよび前記第１ダイオードの間の第１接続点と、前記第２炭化珪素トランジスタおよび前記第２ダイオードの間の第２接続点とを接続する接続線と
    　を備える双方向スイッチ。
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