WO2022201448A1 - スイッチング電源装置および電力供給システム - Google Patents
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Abstract
Description
1.第1の実施の形態(電流位相差を利用して負荷電流を推定する場合の例)
2.第2の実施の形態(電流時間積の差を利用して負荷電流を推定する場合の例)
3.変形例
変形例1(所定のパラメータに関する事前の補正処理を行う場合の例)
変形例2(ブリッジ型の整流回路を用いた場合の例)
変形例3,4(同期整流回路とした場合の例)
4.その他の変形例
[構成]
図1は、本発明の第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置(スイッチング電源装置1)の概略構成例を、回路図で表したものである。このスイッチング電源装置1は、直流入力電源10(例えばバッテリ)から供給される直流入力電圧Vinを直流出力電圧Voutに電圧変換し、負荷9に電力を供給するDC-DCコンバータとして機能するものである。なお、この負荷9としては、例えば電子機器やバッテリ等が挙げられる。また、このスイッチング電源装置1は、以下説明するように、いわゆる「(絶縁型ハーフブリッジ)LLC共振型」のDC-DCコンバータとなっている。なお、スイッチング電源装置1における電圧変換の態様としては、アップコンバート(昇圧)およびダウンコンバート(降圧)のいずれであってもよい。
インバータ回路2は、入力端子T1,T2と、後述するトランス3における1次側巻線31との間に、配置されている。このインバータ回路2は、2つのスイッチング素子S1,S2と、共振インダクタLrと、共振コンデンサCrとを有しており、いわゆる「ハーフブリッジ型」のインバータ回路となっている。なお、共振インダクタLrは、後述するトランス3における漏れインダクタンスにより構成されていてもよいし、あるいは、そのような漏れインダクタンスとは別個に設けられているようにしてもよい。
トランス3は、1つの1次側巻線31と、2つの2次側巻線321,322とを有している。
整流平滑回路4は、2個の整流ダイオード41,42と、1個の出力平滑コンデンサCoutとを有している。具体的には、この整流平滑回路4は、整流ダイオード41,42を有する整流回路と、出力平滑コンデンサCoutを有する平滑回路と、を含んでいる。
駆動回路5は、インバータ回路2におけるスイッチング素子S1,S2の動作をそれぞれ制御する、スイッチング駆動を行う回路である。具体的には、駆動回路5は、スイッチング素子S1,S2に対してそれぞれ、駆動信号SG1,SG2を個別に供給することで、各スイッチング素子S1,S2におけるスイッチング動作(オン・オフ動作)を制御するようになっている。
負荷電流推定部6は、前述した負荷電流Ioutの推定を行う(負荷電流推定値Iout(est)を、後述する手法にて求める)ものである。具体的には、詳細は後述するが、負荷電流推定部6は、共振インダクタLrに流れる共振インダクタ電流ILrと、1次側巻線31に流れるトランス励磁電流Imとに基づいて、負荷電流Ioutの1次側換算値IoutACを求める。そして、負荷電流推定部6は、この1次側換算値IoutACに基づいて、負荷電流推定値Iout(est)を求めるようになっている。
(A.基本動作)
このスイッチング電源装置1では、インバータ回路2において、直流入力電源10から入力端子T1,T2を介して供給される直流入力電圧Vinが、スイッチング素子S1,S2によってスイッチングされることで、矩形パルス波化した電圧が生成される。この矩形パルス波化した電圧は、トランス3における1次側巻線31へと供給され、このトランス3において変圧されることで、2次側巻線321,322から、変圧された交流電圧が出力される。
続いて、図1に加えて図2~図4を参照して、負荷電流推定部6における前述した負荷電流Ioutの推定動作(前述した負荷電流推定値Iout(est)を導出する動作)について、詳細に説明する。
図2は、図1に示したスイッチング電源装置1の等価回路(前述したLLC共振型のコンバータの等価回路)を、模式的に回路図で表したものである。なお、この図2中において、VinACは交流入力電圧を、Lmはトランス3の励磁インダクタンス値を、RL(AC)は1次側負荷を、nは1次側巻線31と2次側巻線321,322との巻数比(=1次側巻線31の巻数np/2次側巻線321,322の巻数ns)を、それぞれ示している。また、1次側負荷RL(AC)の抵抗値は、上記した巻数比nおよび負荷9の抵抗値RLを用いて、(8・n2・RL)/π2として表される。なお、このような手法は、基本波近似法(FHA:First Harmonic Approximation)と呼ばれており、矩形波電圧の基本周波数のみに注目して近似的に解析する手法となっている。
=Im1・sinωt・cоsφ1+Im1・cоsωt・sinφ1 …(1)
i2=Im2・sinωt …(2)
(Im1,Im2:振幅値、ω:角周波数、t:時間)
i(=i1-i2)=A・sinωt+B・cоsωt …(3)
=(A2+B2)1/2・sin(ωt+φ3) …(4)
A=Im1・cоsφ1-Im2 …(5)
B=Im1・sinφ1 …(6)
(A2+B2)1/2=(Im12+Im22-2・Im1・Im2・cоsφ1)1/2
…(7)
φ3=tan-1(B/A) …(8)
(Cr:共振コンデンサCrの容量値、Vcr(peak):電圧Vcrのピーク値)
Im(peak)=VoutAC/(ω・Lm)
=(4・n・Vout)/(π・ω・Lm) …(10)
VoutAC=(4/π)・n・Vout・sinωt …(11)
IoutAC(peak)=
(ILr(peak)2+Im(peak)2-2・ILr(peak)・Im(peak)・cоsφ1)1/2 …(12)
図4は、本実施の形態に係る、負荷電流推定部6による負荷電流Ioutの推定手法の一例を、流れ図で表したものである。
Iout(est)=n・(2/π)・IoutAC(peak) …(13)
ところで、LLC共振型のスイッチング電源装置では一般に、負荷電流についての過電流保護の際に、定電流垂下特性を実現するために、負荷電流の値を正確に検出する必要がある。
続いて、本発明の第2の実施の形態について説明する。なお、以下では、上記第1の実施の形態における構成要素と同一のものには同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
図5は、第2の実施の形態に係るスイッチング電源装置(スイッチング電源装置1A)の概略構成例を、回路図で表したものである。
負荷電流推定部6Aは、負荷電流推定部6と同様に、負荷電流Ioutの推定を行う(負荷電流推定値Iout(est)を求める)ものである。また、この負荷電流推定部6Aも負荷電流推定部6と同様に、共振インダクタ電流ILrとトランス励磁電流Imとに基づいて、負荷電流Ioutの1次側換算値IoutACを求める。そして、この負荷電流推定部6Aも負荷電流推定部6と同様に、この1次側換算値IoutACに基づいて、負荷電流推定値Iout(est)を求めるようになっている。
(A.負荷電流Ioutの推定動作)
続いて、図5に加えて図6~図10を参照して、負荷電流推定部6Aにおける負荷電流Ioutの推定動作(負荷電流推定値Iout(est)を導出する動作)について、詳細に説明する。具体的には、以下では、前述したスイッチング周波数fswが前述した共振周波数frよりも高い場合(fsw>fr)の推定手法(手法A)と、逆に、スイッチング周波数fswが共振周波数frよりも低い場合(fsw<fr)の推定手法(手法B)とに分けて、詳細に説明する。
図6は、本実施の形態に係る上記した手法A(fsw>frの場合の手法)において利用される、各種波形例をタイミング図で表したものである。具体的には、図6(A)は電圧Vnp、図6(B)は、負荷電流Ioutの1次側換算値IoutAC(=ILr-Im)、図6(C)は、共振インダクタ電流ILrおよびトランス励磁電流Im、図6(D)は電圧Vcrについて、各波形例を示している。なお、横軸は時間tを示しており、以降のタイミング図においても同様である。
ΔIm=(Vnp・Tsw)/(4・Lm) …(14)
(Tsw:スイッチング周期(図6参照)、Lm:トランス3の励磁インダクタンス値)
(a+b)=(Cr・ΔVcr)-(ΔIm・ΔT1) …(15)
(Cr:共振コンデンサCrの容量値、ΔVcr:電圧Vcrの最大値と最小値との差(図6(D)参照))
Iout(est)=(n・(a+b))/(Tsw/2) …(16)
(n=np/ns:1次側巻線31と2次側巻線321,322との巻数比)
図8は、本実施の形態に係る上記した手法B(fsw<frの場合の手法)において利用される、各種波形例をタイミング図で表したものである。具体的には、図8(A)はスイッチング電圧Vsw、図8(B)は電圧Vnp、図8(C)は負荷電流Ioutの1次側換算値IoutAC、図8(D)は、共振インダクタ電流ILrおよびトランス励磁電流Im、図8(E)は電圧Vcrについて、各波形例を示している。
ΔIm=(Vnp・Tr)/(4・Lm) …(17)
(Tr:共振周期(=1/fr:図8,図9参照))
=Cr・(ΔVcr-2・ΔVcr1)-(ΔIm・Tsw-Im2・Tr)/2
=Cr・ΔVcr-(ΔIm・Tsw)/2+Im2・(Tr-2・ΔT2)/2 …(18)
Im2=(2・Cr・ΔVcr1)/ΔT2 …(19)
(ΔVcr1:電圧Vcrの遅れ時間ΔT2での変化量(図8(E)参照))
ップS36)。具体的には、制御部60Aは、以下の(20)式を用いて、負荷電流推定値Iout(est)を求める。
Iout(est)=(n・(a+b))/(Tsw/2) …(20)
このような本実施の形態のスイッチング電源装置1Aにおいても、基本的には、第1の実施の形態のスイッチング電源装置1と同様の作用により、同様の効果を得ることが可能である。
・(fsw>fr)の場合(共振インダクタ電流ILrが連続となる動作モードの場合):5[%]程度以内の誤差
・(fsw<fr)の場合(共振インダクタ電流ILrが不連続となる動作モードの場合):10[%]程度以内の誤差
続いて、これまでに説明した、第1および第2の実施の形態の変形例(変形例1~4)について説明する。なお、以下では、第1または第2の実施の形態における構成要素と同一のものには同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
(構成)
図11は、変形例1に係るスイッチング電源装置(スイッチング電源装置1B)の概略構成例を、回路図で表したものである。
このような変形例1のスイッチング電源装置1Bにおいても、基本的には、第1,第2の実施の形態のスイッチング電源装置1,1Aと同様の作用により、同様の効果を得ることが可能である。
(構成)
図14は、変形例2に係るスイッチング電源装置(スイッチング電源装置1C)の概略構成例を、回路図で表したものである。
このような構成からなる変形例2のスイッチング電源装置1Cにおいても、基本的には、これまでに説明したスイッチング電源装置1,1A,1Bと同様の作用により、同様の効果を得ることが可能である。
(構成)
変形例3,4に係るスイッチング電源装置(スイッチング電源装置1D,1E)はそれぞれ、これまでに説明した、第1,第2の実施の形態および変形例1と、変形例2とにおいて、整流平滑回路4,4C内の整流回路をそれぞれ、以下説明するように、いわゆる同期整流回路としたものとなっている。
このような構成からなる変形例3,4のスイッチング電源装置1D,1Eにおいても、基本的には、これまでに説明したスイッチング電源装置1,1A,1B,1Cと同様の作用により、同様の効果を得ることが可能である。
以上、実施の形態および変形例を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態等に限定されず、種々の変形が可能である。
Claims (16)
- 入力電圧が入力される入力端子対と、
出力電圧が出力される出力端子対と、
1次側巻線および2次側巻線を有するトランスと、
前記入力端子対と前記1次側巻線との間に配置されており、第1および第2のスイッチング素子と、共振インダクタと、共振コンデンサと、を含んで構成されたインバータ回路と、
前記出力端子対と前記2次側巻線との間に配置されており、複数の整流素子を有する整流回路と、平滑コンデンサを有する平滑回路と、を含んで構成された整流平滑回路と、
前記インバータ回路における前記第1および第2のスイッチング素子のスイッチング動作をそれぞれ制御する制御部と
を備え、
前記第1および第2のスイッチング素子は、前記入力端子対に対して個別に接続された一対の接続ライン同士の間において、互いに直列接続されており、
前記共振インダクタ、前記共振コンデンサおよび前記1次側巻線は、前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子との接続点と、前記入力端子対のうちの一方の入力端子との間において、互いに順不同で直列接続されており、
前記制御部は、前記共振コンデンサの両端間の電圧と、前記1次側巻線の両端間の電圧とに基づいて、前記スイッチング動作を制御する
スイッチング電源装置。 - 前記出力電圧によって電力が供給される負荷に流れる、負荷電流の推定を行うと共に、前記制御部を有する負荷電流推定部を備えており、
前記負荷電流推定部は、
前記共振インダクタに流れる共振インダクタ電流と、前記1次側巻線に流れるトランス励磁電流とに基づいて、前記負荷電流の1次側換算値を求めると共に、
前記負荷電流の1次側換算値に基づいて前記負荷電流の推定値を求め、
前記制御部は、前記負荷電流の推定値を利用して前記スイッチング動作の制御を行うことにより、前記負荷電流の値を制御する
請求項1に記載のスイッチング電源装置。 - 前記負荷電流推定部は、前記共振インダクタ電流と前記トランス励磁電流との間の電流位相差を利用して、前記負荷電流の推定値を求める
請求項2に記載のスイッチング電源装置。 - 前記負荷電流推定部は、前記共振コンデンサの両端間の電圧と、前記1次側巻線の両端間の電圧とに基づいて、前記電流位相差を求める
請求項3に記載のスイッチング電源装置。 - 前記負荷電流推定部は、前記共振インダクタ電流と前記トランス励磁電流との間の電流時間積の差を利用して、前記負荷電流の推定値を求める
請求項2に記載のスイッチング電源装置。 - 前記負荷電流推定部は、
前記第1および第2のスイッチング素子におけるスイッチング周波数と、
前記共振インダクタと前記共振コンデンサとを用いた共振動作における共振周波数と、
の間の大小関係に応じて、前記電流時間積の差を利用した前記負荷電流の推定方法を、変更する
請求項5に記載のスイッチング電源装置。 - 前記負荷電流推定部は、
前記スイッチング周波数が前記共振周波数よりも高い場合には、前記共振コンデンサの両端間の電圧と、前記1次側巻線の両端間の電圧とに基づいて、前記電流時間積の差を利用した前記負荷電流の推定を行うと共に、
前記スイッチング周波数が前記共振周波数よりも低い場合には、前記共振コンデンサの両端間の電圧と、前記1次側巻線の両端間の電圧と、前記接続点の電位に対応するスイッチング電圧とに基づいて、前記電流時間積の差を利用した前記負荷電流の推定を行う
請求項6に記載のスイッチング電源装置。 - 前記負荷電流推定部は、
前記スイッチング周波数が前記共振周波数よりも低い場合には、
前記トランス励磁電流における正負の値の非対称性を考慮して、前記電流時間積の差を利用した前記負荷電流の推定を行う
請求項6または請求項7に記載のスイッチング電源装置。 - 前記負荷電流推定部は、
前記負荷電流と前記出力電圧との間の対応関係の測定値に応じて予め補正された所定のパラメータを用いて、前記負荷電流の推定を行う
請求項2ないし請求項8のいずれか1項に記載のスイッチング電源装置。 - 前記所定のパラメータが、前記共振コンデンサの容量値、前記トランスの励磁インダクタンス値、または、前記負荷電流推定部での検出値である
請求項9に記載のスイッチング電源装置。 - 前記共振インダクタが、前記トランスにおける漏れインダクタンスにより構成されている
請求項1ないし請求項10のいずれか1項に記載のスイッチング電源装置。 - 前記第1および第2のスイッチング素子がそれぞれ、MOS-FETにより構成されている
請求項1ないし請求項11のいずれか1項に記載のスイッチング電源装置。 - 前記整流回路が、センタタップ型の整流回路である
請求項1ないし請求項12のいずれか1項に記載のスイッチング電源装置。 - 前記整流回路が、ブリッジ型の整流回路である
請求項1ないし請求項12のいずれか1項に記載のスイッチング電源装置。 - 前記複数の整流素子がそれぞれ、スイッチング素子により構成されており、前記整流回路が、同期整流回路となっている
請求項1ないし請求項14のいずれか1項に記載のスイッチング電源装置。 - 請求項1ないし請求項15のいずれか1項に記載のスイッチング電源装置と、
前記入力端子対に対して前記入力電圧を供給する電源と
を備えた電力供給システム。
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