WO2021117139A1 - 変圧器および電力変換装置 - Google Patents

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WO2021117139A1
WO2021117139A1 PCT/JP2019/048314 JP2019048314W WO2021117139A1 WO 2021117139 A1 WO2021117139 A1 WO 2021117139A1 JP 2019048314 W JP2019048314 W JP 2019048314W WO 2021117139 A1 WO2021117139 A1 WO 2021117139A1
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layer
transformer
winding
primary winding
secondary winding
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PCT/JP2019/048314
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大斗 水谷
貴昭 ▲高▼原
森　修
英治 平木
和弘 梅谷
知秀 白川
涼 村田
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/28—Coils; Windings; Conductive connections
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F30/00—Fixed transformers not covered by group H01F19/00
    • H01F30/06—Fixed transformers not covered by group H01F19/00 characterised by the structure
    • H01F30/10—Single-phase transformers

Definitions

  • This application relates to transformers and power converters.
  • the DC-DC power converter is a device that converts the input DC power into DC power of a different voltage and outputs it.
  • the components of such a power converter include a transformer.
  • winding loss also called copper loss
  • a method of distributing the current flowing through the windings by connecting the windings in parallel, or a method of increasing the degree of coupling between the primary winding and the secondary winding is increased. By doing so, a method of reducing winding resistance is adopted.
  • the primary winding is connected in parallel with two split windings, and the two split windings are further connected in parallel with two split windings. Then, the conductor areas of the two divided windings are made equal, and the potential of the primary winding and the potential of the secondary winding are made equal (see, for example, Patent Document 1).
  • Conventional transformers can increase the degree of coupling between the primary winding and the secondary winding.
  • the distribution ratio of the current flowing through the divided windings is not equal, and the current may be concentrated on one divided winding.
  • the loss of certain split windings increases and the temperature of the transformer may rise locally, causing failure.
  • the present application has been made to solve the above-mentioned problems, and an object of the present application is to provide a transformer in which winding loss is reduced by equalizing the current distribution ratio of the divided windings.
  • the transformer of the present application includes a columnar magnetic core and a coil composed of a primary winding and a secondary winding wound around the magnetic core.
  • the primary winding and the secondary winding are each composed of a plurality of primary winding layers and a plurality of secondary winding layers laminated in parallel in a direction orthogonal to the longitudinal direction of the magnetic core. ing.
  • the coil has a basic layer order unit in which the primary winding layer and the secondary winding layer are alternately laminated in the orthogonal direction, and a primary winding in the basic layer order unit.
  • It has a linearly symmetric layer order unit in which the primary winding layer and the secondary winding layer are alternately laminated in the orthogonal direction in an arrangement that is line symmetric with respect to the arrangement of the linear layer and the secondary winding layer.
  • the basic layer order unit and the line symmetric layer order unit are alternately arranged in the orthogonal direction.
  • the basic layer forward unit and the axisymmetric layer forward unit are alternately arranged in the direction orthogonal to the longitudinal direction of the magnetic core, so that the primary winding layer and the primary winding layer are arranged in each unit. Combines with the secondary winding layer. Therefore, in the transformer of the present application, the current distribution ratio of the divided windings becomes uniform, and the winding loss can be reduced.
  • FIG. It is a perspective view of the general transformer in Embodiment 1.
  • FIG. It is sectional drawing of the general transformer in Embodiment 1.
  • FIG. It is sectional drawing of the transformer which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is an equivalent circuit diagram of the transformer which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is sectional drawing of the transformer which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is an equivalent circuit diagram of the transformer which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is sectional drawing of the transformer of the comparative example in Embodiment 1.
  • FIG. It is sectional drawing of the general transformer in Embodiment 2.
  • FIG. It is sectional drawing of the transformer which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is an equivalent circuit diagram of the transformer which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is an equivalent circuit diagram of the transformer which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is sectional drawing of the transformer which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is an equivalent circuit diagram of the transformer which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is sectional drawing of the transformer which concerns on Embodiment 3.
  • FIG. It is sectional drawing of the transformer which concerns on Embodiment 4.
  • FIG. It is sectional drawing of the transformer which concerns on Embodiment 4.
  • FIG. It is sectional drawing of the transformer of the comparative example in Embodiment 4.
  • FIG. It is an enlarged sectional view of the transformer of the comparative example in Embodiment 4.
  • FIG. It is an enlarged sectional view of the transformer which concerns on Embodiment 4.
  • FIG. It is a characteristic diagram of the transformer of the comparative example in Embodiment 4.
  • FIG. It is a characteristic diagram of the transformer which concerns on Embodiment 4.
  • FIG. It is sectional drawing of the transformer which concerns on Embodiment 4.
  • FIG. It is sectional drawing of the transformer which concerns on Embodiment 4.
  • FIG. It is a block diagram of the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 5.
  • FIG. 1 is a perspective view of a general transformer according to the first embodiment.
  • FIG. 1 shows the basic structure of a general transformer.
  • the transformer 1 in this embodiment is composed of a magnetic core 2, a primary winding 3, and a secondary winding 4.
  • the magnetic core 2 is made of a material having a high magnetic permeability, such as silicon steel plate, dust core (dust type), ferrite, and nanocrystals.
  • the primary winding 3 and the secondary winding 4 are made of a material having electrical conductivity such as a copper litz wire, a round copper wire, and a flat wire.
  • the primary winding 3 and the secondary winding 4 are respectively wound around the central leg of the magnetic core 2, and the coil 5 is formed by the primary winding 3 and the secondary winding 4. .
  • FIG. 2 is a cross-sectional view of a general transformer according to the present embodiment.
  • the cross-sectional view shown in FIG. 2 is a cross-sectional view at the position shown by the broken line in FIG.
  • the coil 5 is formed by the secondary winding 4 wound around the columnar central leg of the magnetic core 2 and the primary winding 3 wound around the outside of the secondary winding 4. ing.
  • the primary winding 3 and the secondary winding 4 are laminated and wound in a direction orthogonal to the longitudinal direction of the central leg of the magnetic core 2.
  • the single-wound primary winding layer is referred to as a primary winding layer 31, and the single-wound secondary winding layer is referred to as a secondary winding layer 41.
  • a basic layer order unit 51 one unit in which the primary winding layer 31 and the secondary winding layer 41 are alternately laminated.
  • one unit in which the primary winding layer 31 and the secondary winding layer 41 are alternately laminated is displayed surrounded by a broken line. Further, for simplification of the illustration, the broken line is displayed only on the left side of the central leg of the magnetic core 2.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view of the transformer according to the present embodiment.
  • the basic layer order unit 51 is arranged at the position closest to the central leg of the magnetic core 2, and the line symmetric layer order unit 52 is arranged adjacent to the outer side thereof. ..
  • the linearly symmetric layer order unit 52 is a primary winding layer 31 in the basic layer order unit 51 in a cross section in a direction orthogonal to the longitudinal direction of the central leg of the magnetic core 2.
  • the primary winding layer 31 and the secondary winding layer 41 are alternately arranged in a direction orthogonal to the longitudinal direction of the central leg of the magnetic core 2 with respect to the arrangement of the secondary winding layer 41. It is defined as a unit stacked in.
  • the basic layer order unit 51 and the line symmetry layer order unit 52 can also be said to be mirror symmetric.
  • the primary winding 3 is configured by connecting the primary winding layer 31 of the basic layer forward unit 51 and the primary winding layer 31 of the axisymmetric layer forward unit 52 in parallel.
  • the secondary winding 4 is configured by connecting the secondary winding layer 41 of the basic layer forward unit 51 and the secondary winding layer 41 of the axisymmetric layer forward unit 52 in parallel.
  • FIG. 4 is an equivalent circuit diagram of the transformer shown in FIG. As shown in FIG. 4, the primary winding 3 is composed of two primary winding layers 31 connected in parallel, and the secondary winding 4 is composed of two secondary winding layers 41 connected in parallel. ing.
  • FIG. 5 is a cross-sectional view of another transformer according to the present embodiment.
  • the basic layer order unit 51 is arranged at the position closest to the central leg of the magnetic core 2, and the line symmetric layer order unit 52 is arranged adjacent to the outer side thereof.
  • the basic layer order unit 51 is arranged adjacent to the outside thereof.
  • the primary winding 3 includes the primary winding layer 31 of the inner basic layer forward unit 51, the primary winding layer 31 of the line-symmetric layer forward unit 52, and the outer basic layer forward unit 51. It is configured by connecting in parallel with the primary winding layer 31 of the above.
  • the secondary winding 4 is the secondary winding of the secondary winding layer 41 of the inner basic layer sequential unit 51, the secondary winding layer 41 of the axisymmetric layer sequential unit 52, and the secondary winding of the outer basic layer sequential unit 51. It is configured by parallel connection with the layer 41.
  • FIG. 6 is an equivalent circuit diagram of the transformer shown in FIG. As shown in FIG. 6, the primary winding 3 is composed of three primary winding layers 31 connected in parallel, and the secondary winding 4 is composed of three secondary winding layers 41 connected in parallel. ing.
  • FIG. 7 is a cross-sectional view of a transformer of a comparative example in the present embodiment.
  • the primary winding 3 is composed of three primary winding layers 31 connected in parallel
  • the secondary winding 4 is composed of three secondary winding layers 41. It consists of parallel connections.
  • the primary winding layer 31 and the secondary winding layer 41 are alternately laminated.
  • Such a winding method is called a sandwich winding or an interleaved winding.
  • this winding method is referred to as interleaved winding.
  • the primary winding layer 31 and the secondary winding layer 41 are alternately arranged, so that the primary winding 3 and the secondary winding 4 are coupled to each other. It is generally known that the degree is high. Since the degree of coupling between the primary winding 3 and the secondary winding 4 is high, the transformer of the comparative example can suppress an increase in the AC resistance of each winding, and as a result, the winding loss (copper loss) can be reduced. It will be possible.
  • the degree of coupling of all the divided windings is not equal.
  • the primary winding layer 31 closest to the central leg of the magnetic core 2 and the primary winding layer 31 closest to the center leg are both arranged with secondary winding layers 41 on both sides. Therefore, the degree of coupling between the primary winding layer 31 and the secondary winding layer 41, which are the divided windings, is high, and the amount of current flowing between the primary winding layer 31 and the secondary winding layer 41 is large. Become. Further, since the secondary winding layers 41 are arranged on both sides of the two primary winding layers 31, the amount of current flowing is substantially the same.
  • the primary winding layer 31 farthest from the central leg of the magnetic core 2 has the secondary winding layer 41 arranged only on one side, so that the secondary winding layer 31 is compared with the other primary winding layers 31.
  • the degree of coupling with the layer 41 is low. Therefore, the amount of current flowing through the primary winding layer 31 farthest from the central leg of the magnetic core 2 is smaller than the amount of current flowing through the other two primary winding layers 31.
  • the degree of coupling of all the divided windings is not equal, so that the current distribution ratio of the divided windings cannot be equalized.
  • the current flowing through the secondary winding is concentrated in the secondary winding layer at a position closest to the primary winding layer when the layers are continuously laminated. This means that in a coil having a primary winding or a secondary winding composed of a parallel connection of a plurality of winding layers, when the same winding layer is continuously laminated, the same winding layer is continuously laminated. It is suggested that the magnetic coupling is separated at the winding layer as a boundary.
  • the primary winding layer 31 and the secondary winding layer 41 are respectively continuously laminated.
  • the portion in which the same winding layers are continuously laminated is the boundary between the basic layer order unit 51 and the line-symmetric layer order unit 52. Therefore, the basic layer order unit 51 and the line symmetric layer order unit 52 are magnetically separated. Therefore, the primary winding layer 31 and the secondary winding layer 41 are connected in a one-to-one relationship in each of the basic layer forward unit 51 and the line symmetric layer forward unit 52, and are connected to the other units.
  • the magnetic coupling of is reduced. Therefore, in all the units, the degree of coupling between the primary winding layer 31 and the secondary winding layer 41 is equal.
  • the current distribution ratio of the divided windings can be made uniform, so that the winding loss can be reduced.
  • the basic layer forward unit is composed of a set of a primary winding layer and a secondary winding layer of a single winding.
  • each winding layer By forming each winding layer as a single winding, the length of the winding can be reduced and copper loss can be suppressed.
  • alpha winding is applied to the winding of the basic layer order unit. By applying the alpha winding, the distance between the leader wires of each winding is shortened, and it becomes possible to facilitate the routing of the leader wires. Further, in the case of alpha winding, the width of the winding can be halved, so that the magnetic field strength between the winding layers is approximately doubled, and the inductance value can be increased.
  • FIG. 8 is a cross-sectional view of a general transformer to which alpha winding is applied according to the present embodiment.
  • the basic layer order unit 51 has a configuration in which the secondary winding layer 41 is sandwiched between two primary winding layers 31.
  • FIG. 9 is a cross-sectional view of the transformer according to the present embodiment.
  • the basic layer order unit 51 is arranged at the position closest to the central leg of the magnetic core 2, and the line symmetric layer order unit 52 is arranged adjacent to the outside thereof. ..
  • the basic layer order unit 51 is composed of alpha winding. Since the basic layer order unit 51 has a configuration in which the secondary winding layer 41 is sandwiched between the two primary winding layers 31, the line-symmetric layer order unit 52 has the same layer structure as the basic layer order unit 51.
  • the primary winding 3 is configured by connecting the primary winding layer 31 of the basic layer forward unit 51 and the primary winding layer 31 of the axisymmetric layer forward unit 52 in parallel.
  • the secondary winding 4 is configured by connecting the secondary winding layer 41 of the basic layer forward unit 51 and the secondary winding layer 41 of the axisymmetric layer forward unit 52 in parallel.
  • FIG. 10 is an equivalent circuit diagram of the transformer shown in FIG. As shown in FIG. 10, the primary winding 3 is composed of two wirings in which two primary winding layers 31 are connected in series in parallel, and the secondary winding 4 is two secondary windings. It is composed of layers 41 connected in parallel.
  • FIG. 11 is a cross-sectional view of another transformer according to the present embodiment.
  • the alpha-wound basic layer order unit 51 is arranged at the position closest to the central leg of the magnetic core 2, and the line-symmetric layer order unit 52 is adjacent to the outside thereof. Is arranged, and the basic layer order unit 51 is arranged adjacent to the outside thereof.
  • the primary winding 3 includes the primary winding layer 31 of the inner basic layer forward unit 51, the primary winding layer 31 of the line-symmetric layer forward unit 52, and the outer basic layer forward unit 51. It is configured by connecting in parallel with the primary winding layer 31 of the above.
  • the secondary winding 4 is the secondary winding of the secondary winding layer 41 of the inner basic layer sequential unit 51, the secondary winding layer 41 of the axisymmetric layer sequential unit 52, and the secondary winding of the outer basic layer sequential unit 51. It is configured by parallel connection with the layer 41.
  • FIG. 12 is an equivalent circuit diagram of the transformer shown in FIG. As shown in FIG. 12, the primary winding 3 is composed of three wirings in which two primary winding layers 31 are connected in series, and the secondary winding 4 is composed of three secondary windings. It is composed of layers 41 connected in parallel.
  • the primary winding layers 31 are continuously laminated.
  • the continuously laminated primary winding layer 31 serves as a boundary between the basic layer order unit 51 and the line-symmetric layer order unit 52. Therefore, the basic layer order unit 51 and the line symmetric layer order unit 52 are magnetically separated. Therefore, the primary winding layer 31 and the secondary winding layer 41 are coupled in a 2: 1 relationship in each of the basic layer order unit 51 and the line symmetric layer order unit 52, and are connected to the other units.
  • the magnetic coupling of is reduced. Therefore, in all the units, the degree of coupling between the primary winding layer 31 and the secondary winding layer 41 is equal.
  • the current distribution ratio of the divided windings can be made uniform, so that the winding loss can be reduced.
  • Embodiment 3 The closer the coil winding is to the magnetic core, the more affected by the magnetic flux generated from the magnetic core. Therefore, an eddy current loss due to the proximity effect occurs in the winding at a position close to the magnetic core. If the amount of current flowing through the winding is large, this eddy current loss may become excessive.
  • the transformer of the third embodiment can reduce the eddy current loss in the winding at a position close to the magnetic core.
  • the magnetic core 2 One primary winding layer 31 in the basic layer order unit 51 adjacent to the magnetic core 2 is arranged at a position close to the central leg of the magnetic core 2. By arranging in this way, the influence of the proximity effect can be reduced.
  • Is is smaller than Ip, the arrangement of the primary winding layer 31 and the secondary winding layer 41 in the basic layer forward unit 51 adjacent to the magnetic core 2 may be reversed.
  • FIG. 13 is a cross-sectional view of the transformer according to the present embodiment.
  • the transformer 1 of the present embodiment has the same configuration as the transformer shown in FIG. 11 of the second embodiment, but the configuration of the basic layer order unit 51 adjacent to the magnetic core 2 is different.
  • the effective cross-sectional area of the primary winding layer 31 located closest to the magnetic core 2 in the basic layer forward unit 51 adjacent to the magnetic core 2 is It is smaller than the effective cross-sectional area of other winding layers.
  • the effective cross-sectional area is defined by the cross-sectional area of a surface orthogonal to the magnetic flux generated from the magnetic core 2.
  • the transformer of the present embodiment can reduce the eddy current loss in the winding at the position closest to the magnetic core.
  • the transformer according to the fourth embodiment can secure a leakage inductance that can be substituted as a resonance reactor while suppressing an increase in winding loss.
  • FIG. 14 is a cross-sectional view of the transformer according to the present embodiment.
  • the transformer 1 has the same configuration as the transformer shown in FIG. 5 of the first embodiment, and a sheet-like magnetic layer is arranged between the winding layers.
  • the transformer 1 of the present embodiment has a primary winding layer 31 and a secondary winding layer between the basic layer forward unit 51 and the line symmetric layer forward unit 52, and in each unit.
  • a sheet-shaped magnetic layer 6 is arranged between the sheet and the 41.
  • the magnetic layer 6 is made of, for example, a metal such as iron or nickel, or a magnetic material such as a silicon steel plate, a dust core, ferrite, or nanocrystals, which is the same as the magnetic core.
  • the leakage inductance can be increased without increasing the winding loss.
  • FIG. 15 is a cross-sectional view of another transformer according to the present embodiment.
  • the transformer 1 has the same configuration as the transformer shown in FIG. 11 of the second embodiment, and a sheet-like magnetic layer is arranged between the winding layers.
  • another transformer 1 of the present embodiment has a primary winding layer 31 and a secondary winding between the basic layer forward unit 51 and the line symmetric layer forward unit 52, and in each unit.
  • a sheet-shaped magnetic layer 6 is arranged between the wire layer 41 and the wire layer 41.
  • the leakage inductance can be increased without increasing the winding loss.
  • the transformer of the present embodiment shown in FIGS. 14 and 15 can equalize the current distribution ratio of the divided windings, as in the first and second embodiments. As a result, the transformer of the present embodiment can reduce the winding loss.
  • FIG. 16 is a cross-sectional view of a transformer of a comparative example in the present embodiment.
  • the transformer of the comparative example shown in FIG. 16 has the same configuration as the transformer of the comparative example configured by the interleaved winding shown in FIG. 7 of the first embodiment, and has a primary winding layer 31 and a secondary winding.
  • a sheet-shaped magnetic layer 6 is arranged between the layer 41 and the layer 41.
  • the primary winding layer 31 and the secondary winding are provided between the basic layer forward unit 51 and the line-symmetrical layer forward unit 52, and in each unit.
  • a sheet-shaped magnetic layer 6 is arranged between the layer 41 and the layer 41.
  • the transformer of the present embodiment is an interleaved winding in which a magnetic layer is arranged between the winding layers without arranging the magnetic layer between the basic layer order unit 51 and the line symmetric layer order unit 52. Leakage inductance equal to or higher than that of a transformer can be secured. The reason for this will be explained below. In the following description, a transformer in which a magnetic layer is not arranged between the winding layers is used.
  • the magnetomotive force of the winding layer surrounded by the closed path is F
  • the magnetic field generated in the air portion of the path from points A to D is H1
  • the magnetic field is generated in the path from points B to C.
  • H2 be the magnetic field generated in the air portion.
  • the length in the longitudinal direction of the winding layer at the opening of the magnetic core 2 in which the winding layer is arranged is defined as w.
  • the distances from the primary winding layer 31 surrounded by the closed path to the secondary winding layers 41 on both sides are equal, and the degree of coupling between the primary winding layer 31 and the secondary winding layers 41 on both sides is equal. Assuming that they are equal, the strengths of the magnetic fields generated on both sides of the primary winding layer 31 are equal. Assuming that the magnetic field is Hc, it can be approximated as in Eq. (2).
  • Equation (3) can be obtained from equations (1) and (2).
  • the space volume of the gap between the primary winding layer 31 and the secondary winding layer 41 surrounded by the closed path is equal on both sides, and the space volume is defined as V.
  • the total amount E of the energy in the gap between the primary winding layer 31 and the secondary winding layers 41 on both sides can be expressed by the equation (4).
  • the transformer of the present embodiment referred to here is a transformer in which basic layer order units and line symmetry layer order units are alternately arranged, and no magnetic layer is arranged between winding layers. ..
  • FIG. 18 is an enlarged cross-sectional view of a part of the winding layer of the transformer of the present embodiment shown in FIG. Similar to the transformer of the comparative example configured by interleave winding, Ampere's law is applied to the closed path passing through points A, B, C and D surrounding the secondary winding layer 41 shown by the broken line in FIG. Apply. As shown in FIG.
  • the magnetomotive force of the winding layer surrounded by the closed path is F'
  • the magnetic field generated in the air portion of the path from point A to point D is H'1
  • the magnetic field is from point B to point C.
  • H'2 be the magnetic field generated in the air part of the path.
  • the length in the longitudinal direction of the winding layer at the opening of the magnetic core 2 in which the winding layer is arranged is defined as w.
  • the basic layer order unit and the line symmetric layer order unit are alternately arranged, so that the secondary winding layers are continuously laminated.
  • the magnetic bond is separated with the laminated winding layer as a boundary. Therefore, it is assumed that no magnetic field is generated in the air portion of the path from point A to point D. That is, it is assumed that equation (6) holds.
  • Equation (7) can be obtained from equations (5) and (6).
  • the space volume of the gap between the secondary winding layer 41 surrounded by the closed path and the primary winding layer 31 and the space volume of the gap between the two adjacent secondary winding layers 41 are equal to each other. Then, the space volume is defined as V. At this time, the total amount of energy E'in the gap between the secondary winding layer 41 and the primary winding layer 31 and the gap between the two secondary winding layers 41 can be expressed by the equation (8).
  • the transformer of the present embodiment is of the interleaved winding. It produces twice as much energy as a transformer. Since there is a proportional relationship between this energy and the leakage inductance, the transformer of the present embodiment can ideally secure twice the leakage inductance as compared with the interleaved winding transformer.
  • FIG. 19 is a characteristic diagram showing the simulation result of the magnetic field strength distribution in the transformer of the comparative example configured by the interleaved winding.
  • FIG. 20 is a characteristic diagram showing a simulation result of the magnetic field strength distribution in the transformer of the present embodiment.
  • the characteristic diagrams of FIGS. 19 and 20 show that the magnetic field strength increases as the brightness increases.
  • the simulations shown in FIGS. 19 and 20 are performed with a transformer in which a magnetic layer is not arranged between the winding layers.
  • a magnetic field having a relatively uniform strength is generated between the primary winding layer 31 and the secondary winding layer 41.
  • the magnetic field between the continuously arranged primary winding layers 31 is almost zero.
  • the magnetic field strength between the primary winding layer 31 and the secondary winding layer 41 is about twice the magnetic field strength between the interleaved winding layers.
  • FIGS. 21 and 22 are cross-sectional views of another transformer according to the present embodiment.
  • the magnetic layer 6 is formed between the primary winding layer 31 and the secondary winding layer 41 in each unit of the basic layer forward unit 51 and the line symmetric layer forward unit 52. Only placed.
  • the magnetic field strength between the winding layers in the portion where the same winding layers are continuously laminated is almost zero. It becomes. Therefore, as shown in FIGS. 21 and 22, even if the transformer does not have a magnetic layer arranged between the basic layer order unit and the line-symmetric layer order unit, the transformers shown in FIGS. 14 and 15, respectively.
  • the transformer shown in FIGS. 21 and 22 has a sheet shape between the primary winding layer 31 and the secondary winding layer 41 in each unit of the basic layer forward unit 51 and the line symmetric layer forward unit 52.
  • the magnetic layer 6 is arranged, and the magnetic layer is not arranged between the units.
  • the transformer of the present embodiment can secure the leakage inductance equal to or higher than that of the interleaved winding transformer in which the magnetic layer is arranged between the winding layers.
  • FIG. 23 is a configuration diagram of the power conversion device according to the fifth embodiment.
  • This power conversion device is a DC-DC power conversion device that converts DC power into DC power of different voltages.
  • the power conversion device of the present embodiment includes the transformer shown in the fourth embodiment.
  • the power conversion device 10 of the present embodiment includes a bridge circuit 12 in which DC power is input from an external DC power supply 11, a transformer 1, a rectifier circuit 13, and a smoothing circuit 14. I have.
  • the output of the smoothing circuit 14 is connected to an external DC load 15.
  • the bridge circuit 12 is configured by a full bridge system using four switching elements 16.
  • the rectifier circuit 13 is a bridge-type rectifier circuit composed of four diodes 17.
  • the smoothing circuit 14 is composed of a smoothing reactor 18 and a smoothing capacitor 19.
  • a magnetic layer is arranged between the winding layers to secure a leakage inductance that can be replaced as a resonance reactor. Therefore, as shown in FIG. 23, since the transformer 1 can secure the resonance reactor component 20, it is not necessary to provide the resonance reactor separately from the transformer 1. In this way, by giving the transformer a plurality of functions, the power conversion device can be miniaturized.
  • the power conversion device of the present embodiment is not limited to the DC-DC power conversion device, and may be an LLC resonance converter or the like.
  • the transformer shown in the fourth embodiment can be applied to any power conversion device having a bridge circuit composed of a switching element, a resonance reactor, and a transformer. Since the transformer shown in the fourth embodiment has a leakage inductance which is a resonance reactor component, the power conversion device to which this transformer is applied does not need to be provided with the resonance reactor. Therefore, the power conversion device can be miniaturized.

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  • Coils Or Transformers For Communication (AREA)

Abstract

分割巻線の電流分配率を均等にすることで巻線損失を低減した変圧器を提供する。　変圧器（１）は、柱状の磁性コア（２）と１次巻線（３）および２次巻線（４）で構成されたコイル（５）とを備えている。１次巻線および２次巻線は磁性コアの長手方向に対して直交する方向に積層された複数の１次巻線層（３１）および複数の２次巻線層（４１）の並列接続でそれぞれ構成されている。コイルは、断面において、１次巻線層と２次巻線層とが交互に積層された基本層順ユニット（５１）と、基本層順ユニットに対して線対称となる配置で１次巻線層と２次巻線層とが交互に積層された線対称層順ユニット（５２）とが交互に配置されている。

Description

変圧器および電力変換装置
　本願は、変圧器および電力変換装置に関する。
　直流－直流電力変換装置は、入力された直流電力を異なる電圧の直流電力に変換して出力する装置である。このような電力変換装置の構成要素には変圧器が含まれている。変圧器の巻線に大電流が通電される場合、巻線損失（銅損とも呼ばれる）が発生する。この巻線損失を低減するために、従来の変圧器では、巻線を並列接続することで巻線に流れる電流を分散させる方法、あるいは１次巻線と２次巻線との結合度を高くすることで巻線抵抗を低減する方法が採用されている。
　例えば、従来の変圧器において、１次巻線を２つの分割巻線の並列接続とし、さらにその２つの分割巻線を２つの巻線の並列接続で構成している。そして、２つの分割巻線の導体面積を等しくすると共に、１次巻線の電位と２次巻線の電位とを等しくしている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００６－２９５００２号公報
　従来の変圧器は、１次巻線と２次巻線との結合度を高くすることはできる。しかしながら、従来の変圧器では、分割された巻線を流れる電流の分配率が均等にならず、ある一つの分割された巻線に電流が集中する場合がある。その結果、特定の分割された巻線の損失が増大すると共に、変圧器の温度が局所的に上昇して故障の原因となる場合がある。
　本願は、上述のような課題を解決するためになされたもので、分割された巻線の電流分配率を均等にすることで巻線損失を低減した変圧器を提供することを目的とする。
　本願の変圧器は、柱状の磁性コアと、この磁性コアに巻き回された１次巻線および２次巻線で構成されたコイルとを備えている。そして、１次巻線および２次巻線は、磁性コアの長手方向に対して直交する方向に積層された複数の１次巻線層および複数の２次巻線層の並列接続でそれぞれ構成されている。そして、コイルは、前記直交する方向の断面において、１次巻線層と２次巻線層とが前記直交する方向に交互に積層された基本層順ユニットと、基本層順ユニットにおける１次巻線層および２次巻線層の配置に対して線対称となる配置で１次巻線層と２次巻線層とが前記直交する方向に交互に積層された線対称層順ユニットとを有し、基本層順ユニットと線対称層順ユニットとが前記直交する方向に交互に配置されている。
　本願の変圧器においては、基本層順ユニットと線対称層順ユニットとが磁性コアの長手方向に対して直交する方向に交互に配置されているので、それぞれのユニット内で１次巻線層と２次巻線層とが結合する。そのため、本願の変圧器は分割された巻線の電流分配率が均等になり巻線損失を低減することができる。
実施の形態１における一般的な変圧器の斜視図である。 実施の形態１における一般的な変圧器の断面図である。 実施の形態１に係る変圧器の断面図である。 実施の形態１に係る変圧器の等価回路図である。 実施の形態１に係る変圧器の断面図である。 実施の形態１に係る変圧器の等価回路図である。 実施の形態１における比較例の変圧器の断面図である。 実施の形態２における一般的な変圧器の断面図である。 実施の形態２に係る変圧器の断面図である。 実施の形態２に係る変圧器の等価回路図である。 実施の形態２に係る変圧器の断面図である。 実施の形態２に係る変圧器の等価回路図である。 実施の形態３に係る変圧器の断面図である。 実施の形態４に係る変圧器の断面図である。 実施の形態４に係る変圧器の断面図である。 実施の形態４における比較例の変圧器の断面図である。 実施の形態４における比較例の変圧器の拡大断面図である。 実施の形態４に係る変圧器の拡大断面図である。 実施の形態４における比較例の変圧器の特性図である。 実施の形態４に係る変圧器の特性図である。 実施の形態４に係る変圧器の断面図である。 実施の形態４に係る変圧器の断面図である。 実施の形態５に係る電力変換装置の構成図である。
　以下、本願を実施するための実施の形態に係る変圧器および電力変換装置について、図面を参照して詳細に説明する。なお、各図において同一符号は同一もしくは相当部分を示している。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１における一般的な変圧器の斜視図である。図１は一般的な変圧器の基本構造を示している。本実施の形態における変圧器１は、磁性コア２と１次巻線３と２次巻線４とで構成されている。磁性コア２は、例えば珪素鋼鈑、圧粉磁心（ダスト系）、フェライト、ナノ結晶などの高い透磁率を有する材料で構成されている。１次巻線３と２次巻線４とは、例えば銅製のリッツ線、丸銅線、平角線などの電気伝導性を有する材料で構成されている。１次巻線３と２次巻線４とはそれぞれ磁性コア２の中央脚の周りに巻き回されており、この１次巻線３と２次巻線４とでコイル５が形成されている。
　図２は、本実施の形態における一般的な変圧器の断面図である。図２に示す断面図は、図１の破線で示した位置での断面図である。図２に示すように磁性コア２の柱状の中央脚に巻き回された２次巻線４とこの２次巻線４の外側に巻き回された１次巻線３とでコイル５が形成されている。このように、コイル５は、断面において、磁性コア２の中央脚の長手方向に対して直交する方向に１次巻線３と２次巻線４とが積層されて巻かれている。これ以降、１重に巻かれた１次巻線の層を１次巻線層３１と呼び、１重に巻かれた２次巻線の層を２次巻線層４１と呼ぶ。また、１次巻線層３１と２次巻線層４１とが交互に積層された１つのユニットを基本層順ユニット５１呼ぶ。なお、図２以降の図において、１次巻線層３１と２次巻線層４１とが交互に積層された１つのユニットは破線で囲んで表示される。また、図示を簡素にするためにその破線は磁性コア２の中央脚より左側にのみに表示される。
　図３は、本実施の形態に係る変圧器の断面図である。本実施の形態の変圧器１は、磁性コア２の中央脚の最近接の位置に基本層順ユニット５１が配置されており、その外側に隣接して線対称層順ユニット５２が配置されている。ここで、線対称層順ユニット５２とは、図３に示すように、磁性コア２の中央脚の長手方向に対して直交する方向の断面において、基本層順ユニット５１における１次巻線層３１および２次巻線層４１の配置に対して磁性コア２の中央脚の長手方向に対して直交する方向で線対称となる配置で１次巻線層３１と２次巻線層４１とが交互に積層されたユニットと定義する。基本層順ユニット５１と線対称層順ユニット５２とは、鏡対称とも言うことができる。図３に示すように、１次巻線３は、基本層順ユニット５１の１次巻線層３１と線対称層順ユニット５２の１次巻線層３１との並列接続で構成されている。同様に２次巻線４は、基本層順ユニット５１の２次巻線層４１と線対称層順ユニット５２の２次巻線層４１との並列接続で構成されている。
　図４は、図３に示す変圧器の等価回路図である。図４に示すように、１次巻線３は２つの１次巻線層３１の並列接続で構成されており、２次巻線４は２つの２次巻線層４１の並列接続で構成されている。
　図５は、本実施の形態に係る別の変圧器の断面図である。本実施の形態の別の変圧器１は、磁性コア２の中央脚の最近接の位置に基本層順ユニット５１が配置されており、その外側に隣接して線対称層順ユニット５２が配置されており、さらにその外側に隣接して基本層順ユニット５１が配置されている。図５に示すように、１次巻線３は、内側の基本層順ユニット５１の１次巻線層３１と線対称層順ユニット５２の１次巻線層３１と外側の基本層順ユニット５１の１次巻線層３１との並列接続で構成されている。同様に２次巻線４は、内側の基本層順ユニット５１の２次巻線層４１と線対称層順ユニット５２の２次巻線層４１と外側の基本層順ユニット５１の２次巻線層４１との並列接続で構成されている。
　図６は、図５に示す変圧器の等価回路図である。図６に示すように、１次巻線３は３つの１次巻線層３１の並列接続で構成されており、２次巻線４は３つの２次巻線層４１の並列接続で構成されている。
　次に、本実施の形態の変圧器における巻線損失の低減効果について説明する。
　図７は、本実施の形態における比較例の変圧器の断面図である。図７に示す比較例の変圧器においては、１次巻線３が３つの１次巻線層３１の並列接続で構成されており、２次巻線４が３つの２次巻線層４１の並列接続で構成されている。ただし、この比較例の変圧器では、１次巻線層３１と２次巻線層４１とが交互に積層されている。このような巻き方は、サンドイッチ巻き、またはインターリーブ巻きなどと呼ばれている。これ以降、この巻き方をインターリーブ巻きと呼ぶ。
　インターリーブ巻きで構成された比較例の変圧器は、１次巻線層３１と２次巻線層４１とが交互に配置されているので、１次巻線３と２次巻線４との結合度が高いことが一般的に知られている。１次巻線３と２次巻線４との結合度が高いので、比較例の変圧器は各巻線の交流抵抗の増加を抑制でき、結果として巻線損失（銅損）を低減することが可能となる。
　しかしながら、インターリーブ巻きで構成された比較例の変圧器においては、分割された全ての巻線の結合度が等しくはならない。この理由を次に説明する。図７において、磁性コア２の中央脚に最も近い１次巻線層３１と次に近い１次巻線層３１とは、両方とも両側に２次巻線層４１が配置されている。そのため、分割巻線である１次巻線層３１と２次巻線層４１との結合度は高くなり、これらの１次巻線層３１と２次巻線層４１とに流れる電流量は大きくなる。また、２つの１次巻線層３１は、両側に２次巻線層４１が配置されているので、流れる電流量もほぼ等しくなる。しかしながら、磁性コア２の中央脚から最も遠い１次巻線層３１は、片側のみに２次巻線層４１が配置されているので、他の１次巻線層３１に比べて２次巻線層４１との結合度は低くなる。そのため、磁性コア２の中央脚から最も遠い１次巻線層３１流れる電流量は他の２つの１次巻線層３１に流れる電流量に比べて小さくなる。このように、インターリーブ巻きで構成された比較例の変圧器では、全ての分割巻線の結合度が等しくならないので、分割巻線の電流分配率を均等にすることができない。
　ここで、公知文献（T．Ｓｈｉｒａｋａｗａ、Ｇ．Ｙａｍａｚａｋｉ、Ｋ．Ｕｍｅｔａｎｉ、Ｅ．Ｈｉｒａｋｉ、“Ｃｏｐｐｅｒ　Ｌｏｓｓ　Ａｎａｌｙｓｉｓ　Ｂａｓｅｄ　ｏｎ　Ｅｘｔｒｅｍｕｍ　Ｃｏ－Ｅｎｅｒｇｙ　Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ　ｆｏｒ　Ｈｉｇｈ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｆｏｒｗａｒｄ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｓ　ｗｉｔｈ　Ｐａｒａｌｌｅｌ－Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ　Ｗｉｎｄｉｎｇｓ”Ｐｒｏｃ．Ａｎｎｕａｌ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　ｏｆ　ｔｈｅ　ＩＥＥＥ　Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｓｏｃｉｅｔｙ（ＩＥＣＯＮ２０１６）、ｐｐ．１０９９－１１０５、Ｏｃｔ．２０１６）には次のことが開示されている。１つの１次巻線層からなる１次巻線と２つの２次巻線層の並列接続からなる２次巻線とを備えた変圧器において、２次巻線層が１次巻線層に対して連続して積層された場合、２次巻線に流れる電流は１次巻線層に最近接した位置にある２次巻線層に集中することが開示されている。このことは、複数の巻線層の並列接続で構成された１次巻線または２次巻線を備えたコイルにおいて、同じ巻線層が連続して積層された場合、この連続して積層された巻線層を境界として磁気的な結合が分離されることを示唆している。
　本実施の形態の変圧器においては、図３および図５に示すように、１次巻線層３１および２次巻線層４１はそれぞれ連続して積層されている。そして、同じ巻線層が連続して積層された部分が、基本層順ユニット５１と線対称層順ユニット５２との境界となっている。そのため、基本層順ユニット５１と線対称層順ユニット５２とは磁気的に分離される。そのため、基本層順ユニット５１および線対称層順ユニット５２のそれぞれのユニット内で１次巻線層３１と２次巻線層４１とが１対１の関係で結合し、他のユニットとの間の磁気的な結合が小さくなる。したがって、全てのユニットにおいて、１次巻線層３１と２次巻線層４１との結合度は等しくなる。その結果、本実施の形態の変圧器は、分割された巻線の電流分配率を均等にすることできるので、巻線損失を低減することができる。
実施の形態２．
　実施の形態１の変圧器においては、基本層順ユニットは１重の巻線の１次巻線層と２次巻線層との１組で構成されていた。それぞれの巻線層を１重の巻線とすることで、巻線の長さを低減し、銅損を抑制することができる。本実施の形態の変圧器においては、基本層順ユニットの巻線にアルファ巻きを適用したものである。アルファ巻きを適用することで、各巻線の引出線の距離が短くなり、引出線の引き回しを容易にすることが可能となる。さらに、アルファ巻きの場合、巻線の幅を半減することができるので巻線層の間の磁界強度がおよそ２倍となり、インダクタンス値を増加させることができる。
　図８は、本実施の形態におけるアルファ巻きが適用された一般的な変圧器の断面図である。図８に示すように、基本層順ユニット５１は、２次巻線層４１を２つの１次巻線層３１で挟んだ構成である。
　図９は、本実施の形態に係る変圧器の断面図である。本実施の形態の変圧器１は、磁性コア２の中央脚の最近接の位置で基本層順ユニット５１が配置されており、その外側に隣接して線対称層順ユニット５２が配置されている。基本層順ユニット５１はアルファ巻きで構成されている。基本層順ユニット５１は２次巻線層４１を２つの１次巻線層３１で挟んだ構成であるため、線対称層順ユニット５２は基本層順ユニット５１と同じ層構造となる。図９に示すように、１次巻線３は、基本層順ユニット５１の１次巻線層３１と線対称層順ユニット５２の１次巻線層３１との並列接続で構成されている。同様に、２次巻線４は、基本層順ユニット５１の２次巻線層４１と線対称層順ユニット５２の２次巻線層４１との並列接続で構成されている。
　図１０は、図９に示す変圧器の等価回路図である。図１０に示すように、１次巻線３は２つの１次巻線層３１が直列接続された２つの配線の並列接続で構成されており、２次巻線４は２つの２次巻線層４１の並列接続で構成されている。
　図１１は、本実施の形態に係る別の変圧器の断面図である。本実施の形態の別の変圧器１は、磁性コア２の中央脚の最近接の位置にアルファ巻きの基本層順ユニット５１が配置されており、その外側に隣接して線対称層順ユニット５２が配置されており、さらにその外側に隣接して基本層順ユニット５１が配置されている。図１１に示すように、１次巻線３は、内側の基本層順ユニット５１の１次巻線層３１と線対称層順ユニット５２の１次巻線層３１と外側の基本層順ユニット５１の１次巻線層３１との並列接続で構成されている。同様に２次巻線４は、内側の基本層順ユニット５１の２次巻線層４１と線対称層順ユニット５２の２次巻線層４１と外側の基本層順ユニット５１の２次巻線層４１との並列接続で構成されている。
　図１２は、図１１に示す変圧器の等価回路図である。図１２に示すように、１次巻線３は２つの１次巻線層３１が直列接続された３つの配線の並列接続で構成されており、２次巻線４は３つの２次巻線層４１の並列接続で構成されている。
　本実施の形態の変圧器においては、図９および図１１に示すように、１次巻線層３１は連続して積層されている。そして、この連続して積層された１次巻線層３１が、基本層順ユニット５１と線対称層順ユニット５２との境界となっている。そのため、基本層順ユニット５１と線対称層順ユニット５２とは磁気的に分離される。そのため、基本層順ユニット５１および線対称層順ユニット５２のそれぞれのユニット内で１次巻線層３１と２次巻線層４１とが２対１の関係で結合し、他のユニットとの間の磁気的な結合が小さくなる。したがって、全てのユニットにおいて、１次巻線層３１と２次巻線層４１との結合度は等しくなる。その結果、本実施の形態の変圧器は、分割された巻線の電流分配率を均等にすることできるので、巻線損失を低減することができる。
実施の形態３．
　コイルの巻線は磁性コアに近いほど磁性コアから生じる磁束の影響を受ける。そのため、磁性コアに近い位置の巻線では近接効果に起因する渦電流損失が生じる。巻線に流れる電流量が大きい場合、この渦電流損失が過剰になる場合がある。実施の形態３の変圧器は、磁性コアに近い位置の巻線での渦電流損失を低減することができる。
　例えば、１次巻線に流れる電流量をＩｐ、２次巻線に流れる電流量をＩｓとしたときに、ＩｐがＩｓより小さい場合、実施の形態２の図１１に示すように、磁性コア２に隣接する基本層順ユニット５１内の１つの１次巻線層３１を磁性コア２の中央脚に近い位置に配置する。このように配置することで、近接効果の影響を小さくすることができる。なお、ＩｓがＩｐより小さい場合は、磁性コア２に隣接する基本層順ユニット５１内の１次巻線層３１と２次巻線層４１との配置を逆にすればよい。
　図１３は、本実施の形態に係る変圧器の断面図である。本実施の形態の変圧器１は、実施の形態２の図１１に示した変圧器と同様な構成であるが、磁性コア２に隣接する基本層順ユニット５１の構成が異なっている。図１３に示すように、本実施の形態の変圧器においては、磁性コア２に隣接する基本層順ユニット５１内の磁性コア２に最も近くに位置する１次巻線層３１の実効断面積が他の巻線層の実効断面積よりも小さくなっている。ここで実効断面積とは、磁性コア２から生じる磁束と直交する面の断面積で定義される。このように、磁性コア２に最も近くに位置する１次巻線層３１の実効断面積を他の巻線層の実効断面積よりも小さくすることで、近接効果の影響を小さくすることができる。その結果、本実施の形態の変圧器は、磁性コアに最も近い位置の巻線での渦電流損失を低減することができる。
実施の形態４．
　構成要素に変圧器が含まれる電力変換装置において、電力変換効率の改善を目的として「ソフトスイッチング技術」が適用される場合がある。「ソフトスイッチング技術」とは、スイッチング素子を備えた機器において、スイッチング素子の周辺に設けられたリアクトルなどの共振を利用して電圧または電流がゼロになるタイミングでスイッチング素子のオンとオフとを切り替える技術である。この技術を用いることでスイッチング損失を低減することができる。この技術を適用する場合、一般的には共振用リアクトルを変圧器とは別に設ける必要がある。変圧器には、漏洩インダクタンス、励磁インダクタンスなどの寄生インダクタンスが存在する。この寄生インダクタンス成分を共振用リアクトルとして代替することで、変圧器に複数の機能をもたせることができる。例えば、漏洩インダクタンスを増加させるために、磁性コアにエアギャップを設ける手法が存在するが、この場合、エアギャップにより生じるフリンジング磁束の影響および１次巻線と２次巻線との結合度の低下などに起因して、巻線抵抗が増加し巻線損失が増大することが懸念される。実施の形態４に係る変圧器は、巻線損失の増大を抑制しつつ、共振用リアクトルとして代替可能な漏洩インダクタンスを確保することができる。
　図１４は、本実施の形態に係る変圧器の断面図である。この変圧器１は、実施の形態１の図５に示した変圧器と同様な構成であり、巻線層の間にシート状の磁性層が配置されている。図１４に示すように、本実施の形態の変圧器１は、基本層順ユニット５１と線対称層順ユニット５２との間、および各ユニット内の１次巻線層３１と２次巻線層４１との間にシート状の磁性層６が配置されている。磁性層６は、例えば鉄、ニッケルなどの金属あるいは磁性コアと同じ珪素鋼鈑、圧粉磁心、フェライト、ナノ結晶などの磁性材料で構成されている。
　このように構成された変圧器においては、巻線層の間に配置された磁性層を通る磁路が形成されるので、巻線損失を増大させることなく漏洩インダクタンスを増加させることができる。
　図１５は、本実施の形態に係る別の変圧器の断面図である。この変圧器１は、実施の形態２の図１１に示した変圧器と同様な構成であり、巻線層の間にシート状の磁性層が配置されている。図１５に示すように、本実施の形態の別の変圧器１は、基本層順ユニット５１と線対称層順ユニット５２との間、および各ユニット内の１次巻線層３１と２次巻線層４１との間にシート状の磁性層６が配置されている。
　このように構成された変圧器においては、巻線層の間に配置された磁性層を通る磁路が形成されるので、巻線損失を増大させることなく漏洩インダクタンスを増加させることができる。
　また、図１４および図１５に示した本実施の形態の変圧器は、実施の形態１および２と同様に、分割された巻線の電流分配率を均等にすることができる。その結果、本実施の形態の変圧器は、巻線損失を低減することができる。
　次に、本実施の形態の変圧器において、巻線層の間に磁性層が配置された場合の効果についてさらに詳細に説明する。
　図１６は、本実施の形態における比較例の変圧器の断面図である。図１６に示す比較例の変圧器は、実施の形態１の図７に示したインターリーブ巻きで構成された比較例の変圧器と同様な構成であり、１次巻線層３１と２次巻線層４１との間にシート状の磁性層６が配置されている。
　図１４および図１５に示した本実施の形態の変圧器においては、基本層順ユニット５１と線対称層順ユニット５２との間、および各ユニット内の１次巻線層３１と２次巻線層４１との間にシート状の磁性層６が配置されている。しかしながら、本実施の形態の変圧器は、基本層順ユニット５１と線対称層順ユニット５２との間に磁性層を配置しなくても、巻線層の間に磁性層を配置したインターリーブ巻きの変圧器と同等以上の漏洩インダクタンスを確保できる。この理由を以下に説明する。なおこれ以降の説明には、巻線層の間に磁性層が配置されていない変圧器を用いる。
　始めに、インターリーブ巻きで構成された比較例の変圧器に関して考察を行う。図１７は、図７に示すインターリーブ巻きで構成された比較例の変圧器の巻線層の一部を拡大した断面図である。図１７の破線で示した１次巻線層３１を取り囲むＡ点、Ｂ点、Ｃ点およびＤ点を通る閉経路にアンペールの法則を適用する。なお、前提条件として、磁性コア２の比透磁率は空気の比透磁率に比べて非常に高く、磁性コア２内で発生する磁界は無視できる程度に小さいものとする。また、各巻線層の間の磁界強度は均一なものと近似する。図１７に示すように、閉経路に囲まれた巻線層の起磁力をＦ、Ａ点からＤ点までの経路の空気の部分で発生する磁界をＨ１、Ｂ点からＣ点までの経路の空気の部分で発生する磁界をＨ２とする。また、巻線層が配置されている磁性コア２の開口部の巻線層の長手方向の長さをｗと定義する。このとき、Ａ点、Ｂ点、Ｃ点およびＤ点を通る破線で示した閉経路にアンペールの法則を適用すると（１）式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、閉経路で囲まれた１次巻線層３１から両側の２次巻線層４１までの距離はそれぞれ等しく、１次巻線層３１と両側の２次巻線層４１との結合度はそれぞれ等しいと仮定すると、１次巻線層３１の両側で発生する磁界の強度は等しくなる。その磁界をＨｃとすると、（２）式のように近似することできる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　（１）式と（２）式から（３）式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここで、閉経路で囲まれた１次巻線層３１と２次巻線層４１との隙間の空間体積が両側でそれぞれ等しいと仮定し、その空間体積をＶと定義する。このとき、１次巻線層３１と両側の２次巻線層４１との隙間のエネルギーの総量Ｅは（４）式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　次に、本実施の形態の変圧器に関して同様の考察を行う。なお、ここで言う本実施の形態の変圧器は、基本層順ユニットと線対称層順ユニットとが交互に配置されており、巻線層の間に磁性層が配置されていない変圧器である。
　図１８は、図５に示す本実施の形態の変圧器の巻線層の一部を拡大した断面図である。インターリーブ巻きで構成された比較例の変圧器と同様に、図１８の破線で示した２次巻線層４１を取り囲むＡ点、Ｂ点、Ｃ点およびＤ点を通る閉経路にアンペールの法則を適用する。図１８に示すように、閉経路に囲まれた巻線層の起磁力をＦ’、Ａ点からＤ点までの経路の空気の部分で発生する磁界をＨ’１、Ｂ点からＣ点までの経路の空気の部分で発生する磁界をＨ’２とする。また、巻線層が配置されている磁性コア２の開口部の巻線層の長手方向の長さをｗと定義する。このとき、Ａ点、Ｂ点、Ｃ点およびＤ点を通る破線で示した閉経路にアンペールの法則を適用すると（５）式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　ここで、実施の形態１で説明したとおり、本実施の形態の変圧器では基本層順ユニットと線対称層順ユニットとが交互に並べられているので２次巻線層が連続して積層されており、その積層された巻線層の間を境界として磁気的な結合が分離される。そのため、Ａ点からＤ点の経路の空気の部分では磁界が発生しないと仮定する。つまり（６）式が成り立つとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　（５）式と（６）式から（７）式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　閉経路で囲まれた２次巻線層４１と１次巻線層３１との隙間の空間体積および隣接して積層された２つの２次巻線層４１の隙間の空間体積がそれぞれ等しいと仮定し、その空間体積をＶと定義する。このとき、２次巻線層４１と１次巻線層３１との隙間および２つの２次巻線層４１の隙間のエネルギーの総量Ｅ’は（８）式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　（４）式と（８）式とを比較すると次のことがわかる。インターリーブ巻きで構成された変圧器で得られる起磁力Ｆと、本実施の形態の変圧器で得られる起磁力Ｆ’とが同じであるとすると、本実施の形態の変圧器は、インターリーブ巻きの変圧器と比較して２倍のエネルギーが発生する。このエネルギーと漏洩インダクタンスとの間には比例の関係があるため、本実施の形態の変圧器は、インターリーブ巻きの変圧器と比較して２倍の漏洩インダクタンスを理想的には確保できる。
　図１９は、インターリーブ巻きで構成された比較例の変圧器における磁界強度分布のシミュレーション結果を示す特性図である。図２０は、本実施の形態の変圧器における磁界強度分布のシミュレーション結果を示す特性図である。図１９および図２０の特性図は、明度が高くなるにしたがって磁界強度が高くなることを表している。なお、図１９および図２０に示したシミュレーションは、巻線層の間に磁性層が配置されていない変圧器で行っている。
　図１９に示すように、インターリーブ巻きの変圧器においては、１次巻線層３１と２次巻線層４１との間には比較的均一な強度の磁界が発生している。これに対して、図２０に示すように、本実施の形態の変圧器においては、連続して配置されている１次巻線層３１の間の磁界はほぼゼロとなっている。さらに、１次巻線層３１と２次巻線層４１との間の磁界強度は、インターリーブ巻きの巻線層の間の磁界強度の約２倍となっている。
　図２１および図２２は、本実施の形態に係る別の変圧器の断面図である。図２１および図２２に示す変圧器においては、磁性層６は基本層順ユニット５１および線対称層順ユニット５２の各ユニット内の１次巻線層３１と２次巻線層４１との間にのみ配置されている。上述のとおり、基本層順ユニットと線対称層順ユニットとが交互に配置された変圧器においては、同じ巻線層が連続して積層された部分の巻線層の間の磁界強度はほぼゼロとなる。したがって、図２１および図２２に示すように、基本層順ユニットと線対称層順ユニットとの間に磁性層を配置していない変圧器であっても、図１４および図１５にそれぞれ示した変圧器と同等の漏洩インダクタンスの増加効果が得られる。つまり、図２１および図２２に示す変圧器は、基本層順ユニット５１および線対称層順ユニット５２の各ユニット内の１次巻線層３１と２次巻線層４１との間にシート状の磁性層６が配置されており、ユニット間には磁性層は配置されていない。このように、本実施の形態の変圧器は、巻線層の間に磁性層を配置したインターリーブ巻きの変圧器と同等以上の漏洩インダクタンスを確保できる。
　このように本実施の形態の変圧器は、基本層順ユニットおよび線対称層順ユニットにおいて、１次巻線層と２次巻線層との間に磁性材料で構成された磁性層を備えているので、巻線損失の増大を抑制しつつ、共振用リアクトルとして代替可能な漏洩インダクタンスを確保することができる。
　なお、本実施の形態の変圧器は、基本層順ユニットと線対称層順ユニットとの間に磁性層を備えていてもよい。
実施の形態５．
　図２３は、実施の形態５に係る電力変換装置の構成図である。この電力変換装置は、直流電力を異なる電圧の直流電力に変換する直流－直流電力変換装置である。本実施の形態の電力変換装置は、実施の形態４に示した変圧器を備えている。図２３に示すように、本実施の形態の電力変換装置１０は、外部の直流電源１１から直流電力が入力されるブリッジ回路１２と、変圧器１と、整流回路１３と、平滑回路１４とを備えている。平滑回路１４の出力は外部の直流負荷１５に接続されている。ブリッジ回路１２は、４つのスイッチング素子１６を用いたフルブリッジ方式で構成されている。整流回路１３は、４つのダイオード１７で構成されたブリッジ型の整流回路である。平滑回路１４は、平滑用のリアクトル１８と平滑コンデンサ１９とで構成されている。
　スイッチング素子で構成されたブリッジ回路を備えた電力変換装置において、電力変換効率の改善を目的として「ソフトスイッチング技術」が適用される場合がある。この技術を適用する場合、一般的には共振用リアクトルを変圧器とは別に設ける必要がある。実施の形態４に示した変圧器は、巻線層の間に磁性層を配置して共振用リアクトルとして代替可能な漏洩インダクタンスを確保している。そのため、図２３に示したように、この変圧器１は共振用リアクトル成分２０を確保できるため、変圧器１とは別に共振用リアクトルを設ける必要がない。このように、変圧器に複数の機能をもたせることで電力変換装置の小型化が可能となる。
　なお、本実施の形態の電力変換装置は、直流－直流電力変換装置に限るものではなく、ＬＬＣ共振コンバータなどでもよい。スイッチング素子で構成されたブリッジ回路と共振用リアクトルと変圧器とを有する電力変換装置であれば、実施の形態４に示した変圧器を適用することができる。実施の形態４に示した変圧器は共振用リアクトル成分となる漏洩インダクタンスが存在するので、この変圧器を適用した電力変換装置は共振用リアクトルを備える必要がない。そのため、電力変換装置の小型化が可能となる。
　本願は、様々な例示的な実施の形態が記載されているが、１つまたは複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、および機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
　したがって、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
　１　変圧器、２　磁性コア、３　１次巻線、４　２次巻線、５　コイル、６　磁性層、１０　電力変換装置、１１　直流電源、１２　ブリッジ回路、１３　整流回路、１４　平滑回路、１５　直流負荷、１６　スイッチング素子、１７　ダイオード、１８　リアクトル、１９　平滑コンデンサ、２０　共振用リアクトル成分、３１　１次巻線層、４１　２次巻線層、５１　基本層順ユニット、５２　線対称層順ユニット。

Claims (9)

  1. 　柱状の磁性コアと、この磁性コアに巻き回された１次巻線および２次巻線で構成されたコイルとを備えた変圧器であって、
    　前記１次巻線および前記２次巻線は、前記磁性コアの長手方向に対して直交する方向に積層された複数の１次巻線層および複数の２次巻線層の並列接続でそれぞれ構成されており、
    　前記コイルは、前記直交する方向の断面において、前記１次巻線層と前記２次巻線層とが前記直交する方向に交互に積層された基本層順ユニットと、前記基本層順ユニットにおける前記１次巻線層および前記２次巻線層の配置に対して線対称となる配置で前記１次巻線層と前記２次巻線層とが前記直交する方向に交互に積層された線対称層順ユニットとを有し、前記基本層順ユニットと前記線対称層順ユニットとが前記直交する方向に交互に配置されていることを特徴とする変圧器。
  2. 　前記基本層順ユニットおよび前記線対称層順ユニットは、前記１次巻線層および前記２次巻線層の積層数の合計が３以上であることを特徴とする請求項１に記載の変圧器。
  3. 　前記基本層順ユニットおよび前記線対称層順ユニットにおいて、前記１次巻線層および前記２次巻線層は、１重に巻かれた巻線層であることを特徴とする請求項１または２に記載の変圧器。
  4. 　前記基本層順ユニットおよび前記線対称層順ユニットにおいて、前記１次巻線層および前記２次巻線層は、アルファ巻きに巻かれた巻線層であることを特徴とする請求項１または２に記載の変圧器。
  5. 　前記１次巻線および前記２次巻線のうち、流れる電流量が小さい方の巻線を構成する巻線層が前記磁性コアに対して最も近くに配置されることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の変圧器。
  6. 　前記磁性コアに対して最も近くに配置される巻線層の実効断面積が、他の巻線層の実効断面積よりも小さいことを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の変圧器。
  7. 　前記基本層順ユニットおよび前記線対称層順ユニットにおいて、前記１次巻線層と前記２次巻線層との間に磁性材料で構成された磁性層を備えたことを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載の変圧器。
  8. 　前記基本層順ユニットと前記線対称層順ユニットとの間に前記磁性層を備えたことを特徴とする請求項７に記載の変圧器。
  9. 　スイッチング素子で構成されたブリッジ回路と、請求項７または８に記載の変圧器とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
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