WO2020137263A1 - フィルタ装置 - Google Patents

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WO2020137263A1
WO2020137263A1 PCT/JP2019/045254 JP2019045254W WO2020137263A1 WO 2020137263 A1 WO2020137263 A1 WO 2020137263A1 JP 2019045254 W JP2019045254 W JP 2019045254W WO 2020137263 A1 WO2020137263 A1 WO 2020137263A1
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band
filter
connection terminal
common connection
arm resonator
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PCT/JP2019/045254
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淳仁 長田
中橋　憲彦
Original Assignee
株式会社村田製作所
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Publication date
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    • H03H9/6483—Ladder SAW filters
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    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves
    • H03H9/725—Duplexers

Definitions

  • the present invention relates to a filter device.
  • Patent Document 1 discloses a duplexer in which a ladder type bandpass filter and a multimode coupling type bandpass filter are commonly connected to input/output terminals.
  • the series arm resonator and the parallel arm resonator of the ladder type bandpass filter are elastic wave resonators.
  • a bandpass filter uses SH waves as the main mode, a response due to Rayleigh waves, which are unnecessary waves, occurs in the elastic wave resonator of the bandpass filter.
  • a response due to a Rayleigh wave in one of the bandpass filters occurs in the passband of the other bandpass filter. There is. In this case, ripples occur in the pass band of the commonly connected band pass filters, the insertion loss increases, and the filter characteristics deteriorate.
  • the piezoelectric substrate in which the elastic wave resonator of the bandpass filter is configured has a laminated structure including a high acoustic velocity layer and a piezoelectric layer, the ripple due to the Rayleigh wave becomes large and the filter characteristics are It will be greatly deteriorated. Even if an attempt is made to suppress the response due to the Rayleigh wave, there is a possibility that the filter characteristic of the bandpass filter itself in which the response of the Rayleigh wave is generated may deteriorate.
  • An object of the present invention is to prevent the deterioration of the filter characteristics of one of the band-pass filters commonly connected, it is possible to suppress the influence of the Rayleigh wave response to the pass band of the other band-pass filter, It is to provide a filter device having excellent filter characteristics.
  • a common connection terminal a piezoelectric substrate, which is connected to the common connection terminal, a plurality of acoustic wave resonators configured on the piezoelectric substrate, A first band pass filter having an inductor; and a second band connected to the common connection terminal, the pass band being located on a lower band side than the pass band of the first band pass filter.
  • a SH-wave wherein the first band-pass filter is a ladder-type filter having a series arm resonator and a plurality of parallel arm resonators.
  • the plurality of parallel arm resonators are elastic wave resonators each having an IDT electrode, and the parallel arm having the smallest electrode finger pitch of the IDT electrodes among the plurality of parallel arm resonators of the first band-pass filter.
  • the inductor is connected in series to the resonator.
  • a common connection terminal a piezoelectric substrate connected to the common connection terminal, and a plurality of acoustic wave resonators configured on the piezoelectric substrate.
  • a first band pass filter having an inductor, and a second band pass band which is connected to the common connection terminal and whose pass band is located on a lower band side than the pass band of the first band pass filter.
  • a band pass filter wherein the piezoelectric substrate has a lithium tantalate layer having a ⁇ at Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) of ⁇ 54° to ⁇ 42°.
  • the filter is a ladder type filter having a series arm resonator and a plurality of parallel arm resonators, and the series arm resonator and the plurality of parallel arm resonators are elastic wave resonators each having an IDT electrode.
  • the inductor is connected in series to the parallel arm resonator having the smallest electrode finger pitch of the IDT electrodes among the plurality of parallel arm resonators of the first band pass filter.
  • a common connection terminal a piezoelectric substrate connected to the common connection terminal, and a plurality of acoustic wave resonators configured on the piezoelectric substrate.
  • a first band pass filter having an inductor, and a second band pass band which is connected to the common connection terminal and whose pass band is located on a lower band side than the pass band of the first band pass filter.
  • a band pass filter and utilizing SH waves wherein the first band pass filter is a ladder filter having a parallel arm resonator and a plurality of series arm resonators, and the plurality of series arm resonances
  • the child and the parallel arm resonator are elastic wave resonators each having an IDT electrode, and a series having the smallest electrode finger pitch of the IDT electrode among the plurality of series arm resonators of the first band pass filter.
  • the inductor is connected in series to the common connection terminal side of the arm resonator.
  • a common connection terminal a piezoelectric substrate connected to the common connection terminal, and a plurality of acoustic wave resonators configured on the piezoelectric substrate.
  • a first band pass filter having an inductor and a second band which is connected to the common connection terminal and whose pass band is located lower than the pass band of the first band pass filter.
  • a first band-pass filter, wherein the piezoelectric substrate has a lithium tantalate layer having an Euler angle ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) of ⁇ of ⁇ 54° to ⁇ 42°.
  • the inductor is connected in series to the common connection terminal side of the series arm resonator having the smallest electrode finger pitch of the IDT electrodes among the plurality of series arm resonators of the band pass filter.
  • the present invention it is possible to suppress the influence of the response due to the Rayleigh wave on the pass band of the other band-pass filter without inducing the deterioration of the filter characteristics of the one band-pass filter that is commonly connected, It is possible to provide a filter device having excellent filter characteristics.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a filter device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a plan view of an elastic wave resonator of the first bandpass filter according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing an attenuation frequency characteristic of the filter device of the first comparative example.
  • FIG. 4 is a diagram showing attenuation-frequency characteristics of the first band-pass filter in the first comparative example and the second comparative example.
  • FIG. 5: is a figure which shows the attenuation amount frequency characteristic of the filter apparatus of a 3rd comparative example.
  • FIG. 6 is a diagram showing an attenuation frequency characteristic of the filter device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a filter device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a plan view of an elastic wave resonator of the first bandpass filter according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is
  • FIG. 7 is a diagram showing the attenuation frequency characteristics of the first band pass filter in the first embodiment of the present invention and the first comparative example.
  • FIG. 8 is a diagram showing the return loss of the first bandpass filter in the first embodiment of the present invention and the first comparative example.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a filter device according to a first modification of the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a filter device according to a second modification of the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a front sectional view of an elastic wave resonator according to a third modification of the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a front cross-sectional view of an elastic wave resonator according to a fourth modification of the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a front sectional view of an elastic wave resonator according to a fifth modification of the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of a filter device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is a diagram showing the attenuation frequency characteristics of the filter device of the fourth comparative example.
  • FIG. 16 is a diagram showing attenuation-frequency characteristics of the first band-pass filter in the fourth comparative example and the fifth comparative example.
  • FIG. 17 is a diagram showing the attenuation frequency characteristics of the filter device of the sixth comparative example.
  • FIG. 18 is a diagram showing an attenuation frequency characteristic of the filter device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 is a diagram showing the attenuation frequency characteristics of the first band-pass filter in the second embodiment of the present invention and the fourth comparative example.
  • FIG. 20 is a diagram showing the return loss of the first bandpass filter in the second embodiment of the present invention and the fourth comparative example.
  • FIG. 21 is a circuit diagram of a filter device according to a modification of the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 22 is a schematic diagram of a filter device according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a filter device according to a first embodiment of the present invention.
  • the filter device 10 has a common connection terminal 3 and a first band-pass filter 1 and a second band-pass filter 2 commonly connected to the common connection terminal 3.
  • the pass band of the second band pass filter 2 is located on the lower band side than the pass band of the first band pass filter 1.
  • the common connection terminal 3 is an antenna terminal connected to the antenna.
  • the filter device 10 is a duplexer, the first bandpass filter 1 is a reception filter, and the second bandpass filter 2 is a transmission filter.
  • the first band-pass filter 1 and the second band-pass filter 2 may be either a reception filter or a transmission filter.
  • the first band-pass filter 1 and the second band-pass filter may be used.
  • Both of the pass filters 2 may be reception filters.
  • the filter device 10 may be a multiplexer in which three or more band pass filters including the first band pass filter 1 and the second band pass filter 2 are connected to the common connection terminal 3.
  • the first bandpass filter 1 is a ladder filter having a plurality of series arm resonators and a plurality of parallel arm resonators.
  • the plurality of series arm resonators and the plurality of parallel arm resonators are all elastic wave resonators.
  • the first band-pass filter 1 is connected to the common connection terminal 3 and also to the first signal terminal 4 other than the common connection terminal 3.
  • the series arm resonator S1, the series arm resonator S2, the series arm resonator S3, and the series arm resonator S4 are connected in series between the common connection terminal 3 and the first signal terminal 4.
  • the series arm resonator S1 is arranged closest to the common connection terminal 3 side.
  • a parallel arm resonator P1 is connected between the connection point between the common connection terminal 3 and the series arm resonator S1 and the ground potential.
  • the parallel arm resonator P2 is connected between the connection point between the series arm resonator S1 and the series arm resonator S2 and the ground potential.
  • the parallel arm resonator P3 is connected between the ground potential and the connection point between the series arm resonator S2 and the series arm resonator S3.
  • the parallel arm resonator P4 is connected between the connection point between the series arm resonator S3 and the series arm resonator S4 and the ground potential.
  • the acoustic wave resonator arranged closest to the common connection terminal 3 side is the parallel arm resonator P1.
  • the first band pass filter 1 has an inductor L connected in series to the ground potential side of the parallel arm resonator P1.
  • the inductor L may be formed by a chip inductor, or wiring on a filter chip or wiring on a package.
  • the circuit configuration of the second band pass filter 2 is not particularly limited, but in the present embodiment, the second band pass filter 2 is a ladder filter.
  • the second bandpass filter 2 is connected to the common connection terminal 3 and also to the second signal terminal 5 other than the common connection terminal 3.
  • a series arm resonator S101, a series arm resonator S102, a series arm resonator S103, a series arm resonator S104, and a series arm resonator S105 are arranged on a series arm connecting the common connection terminal 3 and the second signal terminal 5. ing.
  • a parallel arm resonator P101, a parallel arm resonator P102, a parallel arm resonator P103, and a parallel arm resonator P104 are arranged on each parallel arm that connects the connection point between each series arm resonator and the ground potential. ..
  • the second band pass filter 2 may be a longitudinally coupled resonator type elastic wave filter or the like.
  • the first band-pass filter has a piezoelectric substrate 6.
  • the plurality of acoustic wave resonators are formed on the piezoelectric substrate 6.
  • details of the elastic wave resonator of the first band-pass filter 1 will be described.
  • FIG. 2 is a plan view of an elastic wave resonator of the first bandpass filter according to the first embodiment.
  • the elastic wave resonator shown in FIG. 2 is the parallel arm resonator P1 arranged closest to the common connection terminal side.
  • the wiring connected to the parallel arm resonator P1 is omitted.
  • the parallel arm resonator P1 has a piezoelectric substrate 6 and an IDT electrode 7 provided on the piezoelectric substrate 6. By applying an AC voltage to the IDT electrode 7, elastic waves are excited. A pair of reflectors 8 and 9 are provided on both sides of the IDT electrode 7 in the elastic wave propagation direction on the piezoelectric substrate 6.
  • the piezoelectric substrate 6 is a piezoelectric substrate composed of only a piezoelectric layer in this embodiment. More specifically, the piezoelectric substrate 6 is a lithium tantalate substrate. However, the piezoelectric substrate 6 may be a laminated body including a piezoelectric layer.
  • the IDT electrode 7 has a first bus bar 13 and a second bus bar 14 facing each other.
  • the IDT electrode 7 has a plurality of first electrode fingers 15 each having one end connected to the first bus bar 13. Further, the IDT electrode 7 has a plurality of second electrode fingers 16 each having one end connected to the second bus bar 14. The plurality of first electrode fingers 15 and the plurality of second electrode fingers 16 are interleaved with each other.
  • the IDT electrode 7 may be made of a laminated metal film in which a plurality of metal layers are laminated, or may be made of a single-layer metal film.
  • the reflector 8 and the reflector 9 are also made of the same material as the IDT electrode 7.
  • each acoustic wave resonator other than the parallel arm resonator P1 has an IDT electrode and a reflector provided on the piezoelectric substrate 6.
  • the IDT electrodes 7 in the parallel arm resonator P1 arranged closest to the common connection terminal 3 side are included.
  • the electrode pitch is the smallest. More specifically, the electrode finger pitch of the IDT electrodes 7 in the parallel arm resonator P1 is smaller than the electrode finger pitch of the IDT electrodes in any other parallel arm resonator of the first bandpass filter 1.
  • the electrode finger pitch is the distance between the electrode finger centers of adjacent electrode fingers.
  • the inductor L is connected in series to the parallel arm resonator P1.
  • the inductance of the inductor L is not particularly limited, but is 1.5 nH in the present embodiment.
  • a leaky wave which is an SH type surface wave
  • the filter device 10 of the present embodiment uses a leaky wave, which is a type of SH wave.
  • a response of the Rayleigh wave, which is an unnecessary wave is also generated.
  • the first bandpass filter 1 and the second bandpass filter 2 are configured in the same chip.
  • being configured in the same chip means being configured in the same piezoelectric substrate 6.
  • the first bandpass filter 1 and the second bandpass filter 2 may be formed on different substrates.
  • the feature of this embodiment is that the SH wave is used, and the parallel arm resonator P1 having the smallest electrode finger pitch of the IDT electrodes among the plurality of parallel arm resonators of the first bandpass filter 1 is connected in series.
  • the inductor is connected.
  • the first comparative example has no inductor, and the electrode finger pitch of the IDT electrode in the parallel arm resonator arranged closest to the common connection terminal side is the same as the electrode finger pitch of the IDT electrodes in the other parallel arm resonators. Is different from the first embodiment.
  • the second comparative example is the first comparative example in that the electrode finger pitch of the IDT electrodes of the parallel arm resonator arranged closest to the common connection terminal side is the same as the electrode finger pitch of the IDT electrodes of the other parallel arm resonators. Different from the embodiment.
  • the third comparative example differs from the first embodiment in that it has no inductor.
  • the filter device having the configuration of the first embodiment and the filter devices of the first to third comparative examples were manufactured.
  • the conditions of each filter device are as follows.
  • 0° ⁇ 5° in the Euler angle above is within the range of -5° or more and 5° or less.
  • the inductance of the inductor in the first embodiment and the second comparative example was set to 1.5 nH.
  • each elastic wave resonator of the first bandpass filter in the first embodiment and the third comparative example are as shown in Table 1 below.
  • the design parameters of each acoustic wave resonator of the first bandpass filter in the first comparative example and the second comparative example are as shown in Table 2 below.
  • a region where the first electrode finger and the second electrode finger overlap with each other when viewed in the elastic wave propagation direction is referred to as a crossover region.
  • the dimension of the intersecting region along the direction orthogonal to the elastic wave propagation direction is defined as the intersecting width.
  • the wavelengths in Table 1 and Table 2 are wavelengths defined by the electrode finger pitch of the IDT electrodes.
  • FIG. 3 is a diagram showing an attenuation frequency characteristic of the filter device of the first comparative example.
  • the solid line shows the result of the first bandpass filter, and the alternate long and short dash line shows the result of the second bandpass filter.
  • An arrow R1 in FIG. 3 indicates the response of the Rayleigh wave in the first comparative example. The same applies to drawings other than FIG.
  • ripples are generated in the pass band W2 of the second band pass filter. This ripple occurs at the frequency of the Rayleigh wave response indicated by arrow R1. As described above, the ripple generated in the pass band W2 of the second band pass filter is caused by the Rayleigh wave in the first band pass filter.
  • FIG. 4 is a diagram showing attenuation-frequency characteristics of the first bandpass filter in the first comparative example and the second comparative example.
  • the solid line shows the result of the second comparative example
  • the broken line shows the result of the first comparative example.
  • the arrow R2 indicates the response of the Rayleigh wave in the second comparative example.
  • the frequency of the response due to the Rayleigh wave in the first bandpass filter does not change.
  • an inductor is connected in series to the parallel arm resonator arranged closest to the common connection terminal side.
  • the frequency of the attenuation pole of the second comparative example is lower than the frequency of the attenuation pole of the first comparative example.
  • FIG. 5 is a diagram showing the attenuation frequency characteristics of the filter device of the third comparative example.
  • the solid line shows the result of the first bandpass filter, and the alternate long and short dash line shows the result of the second bandpass filter.
  • the arrow R3 indicates the response of the Rayleigh wave in the third comparative example.
  • the ripple caused by the Rayleigh wave is located outside the pass band W2 of the second band pass filter.
  • the electrode finger pitch of the IDT electrodes in the parallel arm resonator arranged closest to the common connection terminal side is the same as that of the first bandpass filter. It is smaller than the electrode finger pitch of the IDT electrodes in the arm resonator. Therefore, the frequency of the response due to the Rayleigh wave in the first bandpass filter shown by arrow R3 is different from that in the first comparative example.
  • the insertion loss in the pass band W1 of the first band pass filter is larger than that in the first comparative example shown in FIG. More specifically, the insertion loss is ⁇ 5.4 dB in the first comparative example, and the insertion loss is ⁇ 5.6 dB in the second comparative example.
  • the insertion loss in the pass band means the insertion loss having the largest absolute value in the pass band.
  • the filter characteristic of the first bandpass filter is deteriorated.
  • FIG. 6 is a diagram showing attenuation-frequency characteristics of the filter device according to the first embodiment.
  • the solid line shows the result of the first band-pass filter
  • the alternate long and short dash line shows the result of the second band-pass filter.
  • the arrow R0 indicates the response of the Rayleigh wave in the first embodiment. The same applies to drawings other than FIG. 6.
  • the ripple caused by the Rayleigh wave is located outside the pass band W2 of the second band pass filter.
  • the electrode finger pitch of the IDT electrode in the parallel arm resonator arranged closest to the common connection terminal is the electrode finger of the IDT electrode in any other parallel arm resonator of the first band pass filter. Smaller than pitch.
  • the frequency of the response due to the Rayleigh wave in the first band pass filter indicated by the arrow R0 can be made different from the frequency in the pass band W2 of the second band pass filter.
  • FIG. 7 is a diagram showing attenuation-frequency characteristics of the first bandpass filter in the first embodiment and the first comparative example.
  • FIG. 8 is a diagram showing the return loss of the first bandpass filter in the first embodiment and the first comparative example. 7 and 8, the solid line shows the result of the first embodiment, and the broken line shows the result of the first comparative example.
  • the Rayleigh wave response occurred in the pass band W2 of the second band pass filter.
  • FIGS. 7 and 8 it can be seen that the response frequency due to the Rayleigh wave is higher in the first embodiment than in the first comparative example. Therefore, as described above, the ripple caused by the Rayleigh wave can be located outside the pass band W2 of the second band pass filter.
  • the insertion loss of the first bandpass filter is ⁇ 5.4 dB.
  • the insertion loss of the first bandpass filter is smaller than that of the third comparative example, and is not deteriorated as compared with the first comparative example.
  • the inductor is connected in series to the parallel arm resonator having the smallest electrode finger pitch of the IDT electrodes. Thereby, the deterioration of the insertion loss can be suppressed.
  • the influence of the response of the Rayleigh wave on the pass band W2 of the second band pass filter is suppressed without inducing the deterioration of the filter characteristics of the first band pass filter. can do.
  • the attenuation pole of the first bandpass filter is located on the higher frequency side than in the second comparative example, and It is close to the pass band W1 of the band pass filter. Thereby, deterioration of steepness in the vicinity of the end of the pass band W1 can be suppressed.
  • high steepness means that the amount of change in frequency is small with respect to a certain amount of change in attenuation near the end of the pass band.
  • the elastic wave resonator closest to the common connection terminal 3 is unnecessary.
  • the effect of the waves is the greatest.
  • the electrode finger pitch of the IDT electrodes 7 in the parallel arm resonator P1 arranged closest to the common connection terminal 3 side is the smallest.
  • the inductor L is connected in series to the ground potential side of the parallel arm resonator P1.
  • the inductor L may be connected in series to the parallel arm resonator having the smallest electrode finger pitch of the IDT electrodes.
  • a first modified example and a second modified example of the first embodiment will be shown below.
  • the pass of the second band-pass filter is brought about without deteriorating the filter characteristic of the first band-pass filter. The influence of the response due to the Rayleigh wave on the band can be suppressed.
  • the inductor L is connected in series to the common connection terminal 3 side of the parallel arm resonator P1.
  • the inductor L is not connected between the series arm resonator S1 and the common connection terminal 3. More specifically, between the parallel arm resonator P1 and the connection point between the common connection terminal 3 and the series arm resonator S1 to which the parallel arm resonator P1 is connected, The inductor L is connected.
  • the parallel arm resonator P22 having the smallest electrode finger pitch of the IDT electrodes 7 is the second parallel arm resonator to the common connection terminal 3. Is.
  • the inductor L is connected between the connection point between the series arm resonator S1 and the series arm resonator S2 and the parallel arm resonator P22.
  • An inductor is not connected to the parallel arm resonator P21 arranged closest to the common connection terminal 3 side.
  • the arrangement of the parallel arm resonator P22 having the smallest electrode finger pitch of the IDT electrodes 7 is not particularly limited. However, as described above, it is preferable that the parallel arm resonator P22 having the smallest electrode finger pitch of the IDT electrodes 7 is disposed on the most common connection terminal 3 side.
  • the piezoelectric substrate 6 is a piezoelectric substrate composed only of a piezoelectric layer.
  • the piezoelectric substrate is not limited to this, and may be a laminated body. It suffices if the filter device uses SH waves.
  • third to fifth modified examples of the first embodiment will be described in which only the configuration of the piezoelectric substrate is different from that of the first embodiment. Also in the third to fifth modified examples, as in the first embodiment, the Rayleigh for the pass band of the second band pass filter is brought about without deteriorating the filter characteristic of the first band pass filter. The influence of the response due to waves can be suppressed.
  • the piezoelectric substrate 26A has a high acoustic velocity material layer and a piezoelectric layer 25 provided on the high acoustic velocity material layer.
  • the piezoelectric layer 25 is a lithium tantalate layer having Euler angles (0° ⁇ 5°, ⁇ , 0° ⁇ 5°) and ⁇ of ⁇ 54° to ⁇ 42°, SH waves are excited predominantly.
  • the high sound velocity member layer is a layer having a relatively high sound velocity. More specifically, the acoustic velocity of the bulk wave propagating in the high acoustic velocity material layer is higher than the acoustic velocity of the elastic wave propagating in the piezoelectric layer 25.
  • the high sonic velocity material layer is the high sonic velocity support substrate 22A.
  • the piezoelectric layer 25 is directly provided on the high acoustic velocity support substrate 22A.
  • Examples of the material of the high sonic velocity support substrate 22A include aluminum oxide, silicon carbide, silicon nitride, silicon oxynitride, silicon, sapphire, lithium tantalate, lithium niobate, quartz, alumina, zirconia, cordierite, mullite, steatite. , Forsterite, magnesia, DLC (diamond-like carbon) film, diamond, or other medium containing the above-mentioned material as a main component can be used.
  • the material of the piezoelectric layer 25 is not limited to lithium tantalate.
  • the material of the piezoelectric layer 25 may be, for example, lithium niobate or the like.
  • the piezoelectric substrate 26A has a laminated structure in which the high acoustic velocity material layer and the piezoelectric layer 25 are laminated, the elastic wave energy can be effectively trapped on the piezoelectric layer 25 side.
  • the piezoelectric substrate 26B is provided on the high sonic velocity support substrate 22A, the low sonic velocity film 24 provided on the high sonic velocity support substrate 22A, and the low sonic velocity film 24. And a piezoelectric layer 25 that is formed.
  • the low sound velocity film 24 is a film having a relatively low sound velocity. More specifically, the sound velocity of the bulk wave propagating in the low acoustic velocity film 24 is lower than the sound velocity of the bulk wave propagating in the piezoelectric layer 25.
  • a medium containing the above-mentioned material as a main component such as silicon oxynitride, tantalum oxide, silicon oxide, or a compound obtained by adding fluorine, carbon, or boron to silicon oxide can also be used.
  • the piezoelectric substrate 26B has a laminated structure in which the high sonic velocity support substrate 22A, the low sonic velocity film 24, and the piezoelectric layer 25 are laminated in this order, the elastic wave energy is transmitted to the piezoelectric layer 25 side. Can be effectively trapped in.
  • the piezoelectric substrate 26C includes a support substrate 22B, a high sonic velocity material layer provided on the support substrate 22B, and a low sonic velocity provided on the high sonic velocity material layer. It has a film 24 and a piezoelectric layer 25 provided on the low acoustic velocity film 24.
  • the high sonic velocity material layer is the high sonic velocity film 23.
  • the piezoelectric layer 25 is indirectly provided on the high acoustic velocity film 23 via the low acoustic velocity film 24.
  • the support substrate 22B may not have a relatively high acoustic velocity.
  • Examples of the material of the high sound velocity film 23 include aluminum oxide, silicon carbide, silicon nitride, silicon oxynitride, silicon, sapphire, lithium tantalate, lithium niobate, quartz, alumina, zirconia, cordierite, mullite, steatite, and the like.
  • Forsterite, magnesia, DLC film or diamond, a medium containing the above-mentioned material as a main component can be used.
  • Examples of the material of the support substrate 22B include aluminum oxide, lithium tantalate, lithium niobate, piezoelectric materials such as quartz, alumina, magnesia, silicon nitride, aluminum nitride, silicon carbide, zirconia, cordierite, mullite, steatite, and the like.
  • Various ceramics such as forsterite, dielectrics such as sapphire, diamond and glass, semiconductors such as silicon and gallium nitride, or resins can be used.
  • the piezoelectric substrate 26C has a laminated structure in which the high sonic velocity film 23, the low sonic velocity film 24, and the piezoelectric body layer 25 are laminated in this order, elastic wave energy is transmitted to the piezoelectric body layer 25 side. Can be effectively trapped.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of the filter device according to the second embodiment.
  • the configuration of the first bandpass filter 31 is different from that of the first embodiment. Except for the above points, the filter device of the present embodiment has the same configuration as the filter device 10 of the first embodiment.
  • the series arm resonator S31, the series arm resonator S32, and the series arm resonator S33 are provided between the common connection terminal 3 and the first signal terminal 4.
  • the series arm resonator S34 and the series arm resonator S35 are connected in series with each other.
  • the series arm resonator S31 is arranged closest to the common connection terminal 3 side.
  • the parallel arm resonator P31 is connected between the connection point between the series arm resonator S31 and the series arm resonator S32 and the ground potential.
  • the parallel arm resonator P32 is connected between the ground potential and the connection point between the series arm resonator S32 and the series arm resonator S33.
  • the parallel arm resonator P33 is connected between the connection point between the series arm resonator S33 and the series arm resonator S34 and the ground potential.
  • the parallel arm resonator P34 is connected between the connection point between the series arm resonator S34 and the series arm resonator S35 and the ground potential.
  • the acoustic wave resonator arranged closest to the common connection terminal 3 side is the series arm resonator S31.
  • the electrode finger pitch of the IDT electrodes in the series arm resonator of the first bandpass filter 31 is the smallest. More specifically, the electrode finger pitch of the IDT electrodes in the series arm resonator S31 is smaller than the electrode finger pitch of the IDT electrodes in any other series arm resonator of the first bandpass filter 31.
  • the inductor L is connected in series to the common connection terminal 3 side of the series arm resonator S31.
  • the inductance of the inductor L is 1.5 nH in this embodiment.
  • the feature of the present embodiment is that the SH wave is used, and the common connection terminal of the series arm resonator S31 having the smallest electrode finger pitch of the IDT electrodes among the plurality of series arm resonators of the first bandpass filter 31.
  • the inductor L is connected in series on the third side.
  • the fourth comparative example is different from the second embodiment in that it has no inductor and the electrode finger pitch of the IDT electrode in the series arm resonator arranged closest to the common connection terminal side.
  • the fifth comparative example is different from the second embodiment in the electrode finger pitch of the IDT electrodes in the series arm resonator arranged closest to the common connection terminal side.
  • the sixth comparative example differs from the second embodiment in that it has no inductor.
  • the filter device having the configuration of the second embodiment and the filter devices of the fourth to sixth comparative examples were manufactured.
  • the conditions of each filter device are as follows.
  • the inductance of the inductor in the second embodiment and the fifth comparative example was set to 1.5 nH.
  • each elastic wave resonator of the first bandpass filter in the second embodiment and the sixth comparative example is as shown in Table 3 below.
  • the design parameters of each acoustic wave resonator of the first bandpass filter in the fourth comparative example and the fifth comparative example are as shown in Table 4 below.
  • FIG. 15 is a diagram showing an attenuation frequency characteristic of the filter device of the fourth comparative example.
  • the solid line shows the result of the first bandpass filter, and the alternate long and short dash line shows the result of the second bandpass filter.
  • the arrow R4 indicates the response of the Rayleigh wave in the fourth comparative example. The same applies to drawings other than FIG.
  • ripples occur in the pass band W2 of the second band pass filter. This ripple occurs at the frequency of the Rayleigh wave response indicated by arrow R4. As described above, the ripple generated in the pass band W2 of the second band pass filter is caused by the Rayleigh wave in the first band pass filter.
  • FIG. 16 is a diagram showing the attenuation frequency characteristics of the first bandpass filter in the fourth comparative example and the fifth comparative example.
  • the solid line shows the result of the fifth comparative example
  • the broken line shows the result of the fourth comparative example.
  • the arrow R5 indicates the response of the Rayleigh wave in the fifth comparative example.
  • the frequency of the response due to the Rayleigh wave in the first bandpass filter does not change.
  • the inductor is connected in series to the common connection terminal side of the series arm resonator arranged closest to the common connection terminal side.
  • the response frequency due to the Rayleigh wave does not change by connecting the inductor to the series arm resonator.
  • FIG. 17 is a diagram showing an attenuation frequency characteristic of the filter device of the sixth comparative example.
  • the solid line shows the result of the first bandpass filter, and the alternate long and short dash line shows the result of the second bandpass filter.
  • the arrow R6 indicates the response of the Rayleigh wave in the sixth comparative example.
  • the ripple caused by the Rayleigh wave is located outside the pass band W2 of the second band pass filter.
  • the electrode finger pitch of the IDT electrodes in the series arm resonator arranged closest to the common connection terminal side is the same as that in the first band pass filter. It is smaller than the electrode finger pitch of the IDT electrodes in the arm resonator. Therefore, the frequency of the response due to the Rayleigh wave in the first bandpass filter shown by arrow R6 is different from that in the fourth comparative example.
  • the insertion loss of the first bandpass filter is larger than that of the fourth comparative example shown in FIG. More specifically, the insertion loss is ⁇ 5.4 dB in the fourth comparative example, and the insertion loss is ⁇ 5.5 dB in the sixth comparative example. As described above, in the sixth comparative example, the filter characteristics of the first bandpass filter are deteriorated.
  • FIG. 18 is a diagram showing an attenuation frequency characteristic of the filter device according to the second embodiment.
  • the solid line shows the result of the first bandpass filter
  • the alternate long and short dash line shows the result of the second bandpass filter.
  • the arrow R30 indicates the response of the Rayleigh wave in the second embodiment. The same applies to drawings other than FIG. 18.
  • the ripple caused by the Rayleigh wave is located outside the pass band W2 of the second band pass filter.
  • the electrode finger pitch of the IDT electrode in the series arm resonator arranged closest to the common connection terminal is the electrode finger of the IDT electrode in any other series arm resonator of the first band pass filter. Smaller than pitch.
  • the frequency of the response due to the Rayleigh wave in the first band pass filter shown by arrow R30 can be made different from the frequency in the pass band W2 of the second band pass filter.
  • the electrode finger pitch of the IDT electrodes in the series arm resonators other than the series arm resonator arranged closest to the common connection terminal may be the smallest.
  • FIG. 19 is a diagram showing attenuation-frequency characteristics of the first bandpass filter in the second embodiment and the fourth comparative example.
  • FIG. 20 is a diagram showing the return loss of the first bandpass filter in the second embodiment and the fourth comparative example. 19 and 20, the solid line shows the result of the second embodiment, and the broken line shows the result of the fourth comparative example.
  • the Rayleigh wave response occurred in the pass band W2 of the second band pass filter.
  • the response frequency due to the Rayleigh wave is higher than that in the fourth comparative example. Therefore, as described above, the ripple caused by the Rayleigh wave can be located outside the pass band W2 of the second band pass filter.
  • the insertion loss in the pass band W1 of the first band pass filter is ⁇ 5.1 dB.
  • the insertion loss in the pass band W1 of the first band pass filter is smaller than that in the sixth comparative example and the fourth comparative example.
  • the inductor is connected in series to the common connection terminal side of the series arm resonator having the smallest electrode finger pitch of the IDT electrodes. Thereby, the deterioration of the insertion loss in the pass band W1 can be suppressed.
  • the influence of the response of the Rayleigh wave on the pass band W2 of the second band pass filter is suppressed without inducing the deterioration of the filter characteristics of the first band pass filter. can do.
  • the electrode finger pitch of the IDT electrodes 7 in the series arm resonator S31 arranged closest to the common connection terminal 3 side is the smallest. .. Thereby, the influence of the response due to the Rayleigh wave on the second band pass filter 2 can be further suppressed.
  • the inductor L may be connected in series to the common connection terminal side of the series arm resonator having the smallest IDT electrode electrode pitch.
  • a modified example of the second embodiment will be shown below.
  • the series arm resonator S42 having the smallest electrode finger pitch of the IDT electrodes is the second series arm resonator closest to the common connection terminal 3.
  • the inductor L is connected in series to the common connection terminal 3 side of the series arm resonator S42. More specifically, between the series arm resonator S42 and the connection point between the series arm resonator S41 and the series arm resonator S42 to which the parallel arm resonator P31 is connected. , Inductor L is connected.
  • the arrangement of the series arm resonator S42 having the smallest electrode finger pitch of the IDT electrodes 7 is not particularly limited. However, as described above, it is preferable that the series arm resonator S42 having the smallest electrode finger pitch of the IDT electrodes is disposed on the most common connection terminal 3 side.
  • the response by the Rayleigh wave to the pass band of the second band pass filter 2 is caused without deteriorating the filter characteristic of the first band pass filter 41. The influence of can be suppressed.
  • FIG. 22 is a schematic diagram of the filter device according to the third embodiment.
  • the filter device 50 of the third embodiment is a multiplexer in which three or more band pass filters are commonly connected to the common connection terminal 3. More specifically, the filter device 50 includes a first band-pass filter 1, a second band-pass filter 2, and a third band-pass filter 53, which are commonly connected to the common connection terminal 3. Have.
  • the first bandpass filter 1 and the second bandpass filter 2 have the same configurations as the first bandpass filter 1 and the second bandpass filter 2 in the first embodiment.
  • the circuit configuration of the third bandpass filter 53 is not particularly limited.
  • the filter device 50 has a first band-pass filter and a second band-pass filter similar to those of the first embodiment, the second embodiment, or each of these modifications. It should be.
  • the number of band-pass filters commonly connected to the common connection terminal 3 is not particularly limited.
  • a band-pass filter other than the first band-pass filter 1, the second band-pass filter 2 and the third band-pass filter 53 is also connected to the common connection terminal 3 of the filter device 50 of the present embodiment. ing.
  • the filter device 50 of this embodiment has a first band-pass filter 1 and a second band-pass filter 2 similar to those of the first embodiment. Therefore, similarly to the first embodiment, the influence of the response due to the Rayleigh wave on the pass band of the second band pass filter 2 is suppressed without deteriorating the filter characteristic of the first band pass filter 1. can do.

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Abstract

共通接続された一方の帯域通過型フィルタのフィルタ特性の劣化を招かずして、他方の帯域通過型フィルタの通過帯域に対するレイリー波によるレスポンスの影響を抑制することができ、フィルタ特性に優れたフィルタ装置を提供する。　フィルタ装置１０は、共通接続端子３と、共通接続端子３に接続されており、インダクタＬを有する第１の帯域通過型フィルタ１と、共通接続端子３に接続されており、第１の帯域通過型フィルタ１よりも通過帯域が低域側に位置する第２の帯域通過型フィルタ２とを備える。フィルタ装置１０はＳＨ波を利用している。第１の帯域通過型フィルタ１はラダー型フィルタである。直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４及び並列腕共振子Ｐ１～Ｐ４はそれぞれＩＤＴ電極を有する。第１の帯域通過型フィルタ１の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ４のうちＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さい並列腕共振子Ｐ１に直列にインダクタＬが接続されている。

Description

フィルタ装置
　本発明は、フィルタ装置に関する。
　従来、複数のバンドパスフィルタが入出力端子に共通接続されたマルチプレクサなどのフィルタ装置が携帯電話機などに広く用いられている。下記の特許文献１には、フィルタ装置の一例として、ラダー型バンドパスフィルタ及び多重モード結合型バンドパスフィルタが入出力端子に共通接続された分波器が開示されている。ラダー型バンドパスフィルタの直列腕共振子及び並列腕共振子は、弾性波共振子である。
特開２０１３－０８１０６８号公報
　バンドパスフィルタが主モードとしてＳＨ波を利用している場合、そのバンドパスフィルタの弾性波共振子においては、不要波であるレイリー波によるレスポンスが生じる。特許文献１のように、複数のバンドパスフィルタが入出力端子に共通接続されている場合には、一方のバンドパスフィルタにおけるレイリー波によるレスポンスが、他方のバンドパスフィルタの通過帯域内に生じることがある。この場合には、共通接続されたバンドパスフィルタの通過帯域内にリップルが生じ、挿入損失が大きくなり、フィルタ特性が劣化することとなる。
　特に、バンドパスフィルタの弾性波共振子が構成された圧電性基板が、高音速層及び圧電体層を含む積層構造を有する場合には、上記レイリー波に起因するリップルが大きくなり、フィルタ特性が大きく劣化することとなる。レイリー波によるレスポンスを抑制しようとしても、レイリー波のレスポンスが生じるバンドパスフィルタ自体のフィルタ特性が劣化するおそれもある。
　本発明の目的は、共通接続された一方の帯域通過型フィルタのフィルタ特性の劣化を招かずして、他方の帯域通過型フィルタの通過帯域に対するレイリー波によるレスポンスの影響を抑制することができ、フィルタ特性に優れたフィルタ装置を提供することにある。
　本発明に係るフィルタ装置のある広い局面では、共通接続端子と、前記共通接続端子に接続されており、圧電性基板と、前記圧電性基板上において構成されている複数の弾性波共振子と、インダクタと、を有する第１の帯域通過型フィルタと、前記共通接続端子に接続されており、通過帯域が前記第１の帯域通過型フィルタの通過帯域よりも低域側に位置する第２の帯域通過型フィルタとを備え、ＳＨ波を利用しており、前記第１の帯域通過型フィルタが直列腕共振子及び複数の並列腕共振子を有するラダー型フィルタであり、前記直列腕共振子及び前記複数の並列腕共振子が、それぞれＩＤＴ電極を有する弾性波共振子であり、前記第１の帯域通過型フィルタの前記複数の並列腕共振子のうち前記ＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さい並列腕共振子に、直列に前記インダクタが接続されている。
　本発明に係るフィルタ装置の他の広い局面では、共通接続端子と、前記共通接続端子に接続されており、圧電性基板と、前記圧電性基板上において構成されている複数の弾性波共振子と、インダクタと、を有する第１の帯域通過型フィルタと、前記共通接続端子に接続されており、通過帯域が前記第１の帯域通過型フィルタの通過帯域よりも低域側に位置する第２の帯域通過型フィルタとを備え、前記圧電性基板は、オイラー角（φ，θ，ψ）におけるθが－５４°～－４２°であるタンタル酸リチウム層を有し、前記第１の帯域通過型フィルタが直列腕共振子及び複数の並列腕共振子を有するラダー型フィルタであり、前記直列腕共振子及び前記複数の並列腕共振子が、それぞれＩＤＴ電極を有する弾性波共振子であり、前記第１の帯域通過型フィルタの前記複数の並列腕共振子のうち前記ＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さい並列腕共振子に、直列に前記インダクタが接続されている。
　本発明に係るフィルタ装置の他の広い局面では、共通接続端子と、前記共通接続端子に接続されており、圧電性基板と、前記圧電性基板上において構成されている複数の弾性波共振子と、インダクタと、を有する第１の帯域通過型フィルタと、前記共通接続端子に接続されており、通過帯域が前記第１の帯域通過型フィルタの通過帯域よりも低域側に位置する第２の帯域通過型フィルタとを備え、ＳＨ波を利用しており、前記第１の帯域通過型フィルタが並列腕共振子及び複数の直列腕共振子を有するラダー型フィルタであり、前記複数の直列腕共振子及び前記並列腕共振子が、それぞれＩＤＴ電極を有する弾性波共振子であり、前記第１の帯域通過型フィルタの前記複数の直列腕共振子のうち前記ＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さい直列腕共振子の前記共通接続端子側に、直列に前記インダクタが接続されている。
　本発明に係るフィルタ装置の他の広い局面では、共通接続端子と、前記共通接続端子に接続されており、圧電性基板と、前記圧電性基板上において構成されている複数の弾性波共振子と、インダクタとを有する第１の帯域通過型フィルタと、前記共通接続端子に接続されており、通過帯域が前記第１の帯域通過型フィルタの通過帯域よりも低域側に位置する第２の帯域通過型フィルタとを備え、前記圧電性基板は、オイラー角（φ，θ，ψ）におけるθが－５４°～－４２°であるタンタル酸リチウム層を有し、前記第１の帯域通過型フィルタが並列腕共振子及び複数の直列腕共振子を有するラダー型フィルタであり、前記複数の直列腕共振子及び前記並列腕共振子が、それぞれＩＤＴ電極を有する弾性波共振子であり、前記第１の帯域通過型フィルタの前記複数の直列腕共振子のうち前記ＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さい直列腕共振子の前記共通接続端子側に、直列に前記インダクタが接続されている。
　本発明によれば、共通接続された一方の帯域通過型フィルタのフィルタ特性の劣化を招かずして、他方の帯域通過型フィルタの通過帯域に対するレイリー波によるレスポンスの影響を抑制することができ、フィルタ特性に優れたフィルタ装置を提供することができる。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るフィルタ装置の回路図である。 図２は、本発明の第１の実施形態における第１の帯域通過型フィルタの弾性波共振子の平面図である。 図３は、第１の比較例のフィルタ装置の減衰量周波数特性を示す図である。 図４は、第１の比較例及び第２の比較例における第１の帯域通過型フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。 図５は、第３の比較例のフィルタ装置の減衰量周波数特性を示す図である。 図６は、本発明の第１の実施形態に係るフィルタ装置の減衰量周波数特性を示す図である。 図７は、本発明の第１の実施形態及び第１の比較例における第１の帯域通過型フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。 図８は、本発明の第１の実施形態及び第１の比較例における第１の帯域通過型フィルタのリターンロスを示す図である。 図９は、本発明の第１の実施形態の第１の変形例に係るフィルタ装置の回路図である。 図１０は、本発明の第１の実施形態の第２の変形例に係るフィルタ装置の回路図である。 図１１は、本発明の第１の実施形態の第３の変形例における弾性波共振子の正面断面図である。 図１２は、本発明の第１の実施形態の第４の変形例における弾性波共振子の正面断面図である。 図１３は、本発明の第１の実施形態の第５の変形例における弾性波共振子の正面断面図である。 図１４は、本発明の第２の実施形態に係るフィルタ装置の回路図である。 図１５は、第４の比較例のフィルタ装置の減衰量周波数特性を示す図である。 図１６は、第４の比較例及び第５の比較例における第１の帯域通過型フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。 図１７は、第６の比較例のフィルタ装置の減衰量周波数特性を示す図である。 図１８は、本発明の第２の実施形態に係るフィルタ装置の減衰量周波数特性を示す図である。 図１９は、本発明の第２の実施形態及び第４の比較例における第１の帯域通過型フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。 図２０は、本発明の第２の実施形態及び第４の比較例における第１の帯域通過型フィルタのリターンロスを示す図である。 図２１は、本発明の第２の実施形態の変形例に係るフィルタ装置の回路図である。 図２２は、本発明の第３の実施形態に係るフィルタ装置の模式図である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
　なお、本明細書に記載の各実施形態は、例示的なものであり、異なる実施形態間において、構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることを指摘しておく。
　図１は、本発明の第１の実施形態に係るフィルタ装置の回路図である。
　フィルタ装置１０は、共通接続端子３と、共通接続端子３に共通接続されている第１の帯域通過型フィルタ１及び第２の帯域通過型フィルタ２とを有する。第２の帯域通過型フィルタ２の通過帯域は、第１の帯域通過型フィルタ１の通過帯域よりも低域側に位置する。本実施形態では、共通接続端子３はアンテナに接続されるアンテナ端子である。フィルタ装置１０はデュプレクサであり、第１の帯域通過型フィルタ１は受信フィルタであり、第２の帯域通過型フィルタ２は送信フィルタである。
　なお、第１の帯域通過型フィルタ１及び第２の帯域通過型フィルタ２は、受信フィルタ及び送信フィルタのうちいずれであってもよく、例えば、第１の帯域通過型フィルタ１及び第２の帯域通過型フィルタ２が両方とも受信フィルタであってもよい。フィルタ装置１０は、第１の帯域通過型フィルタ１及び第２の帯域通過型フィルタ２を含む３つ以上の帯域通過型フィルタが共通接続端子３に接続された、マルチプレクサであってもよい。
　図１に示すように、第１の帯域通過型フィルタ１は、複数の直列腕共振子及び複数の並列腕共振子を有するラダー型フィルタである。複数の直列腕共振子及び複数の並列腕共振子は、いずれも弾性波共振子である。
　第１の帯域通過型フィルタ１は、共通接続端子３に接続されており、かつ共通接続端子３以外の第１の信号端子４にも接続されている。共通接続端子３と第１の信号端子４との間に、直列腕共振子Ｓ１、直列腕共振子Ｓ２、直列腕共振子Ｓ３及び直列腕共振子Ｓ４が互いに直列に接続されている。複数の直列腕共振子のうち、直列腕共振子Ｓ１が最も共通接続端子３側に配置されている。
　共通接続端子３と直列腕共振子Ｓ１との間の接続点とグラウンド電位との間には、並列腕共振子Ｐ１が接続されている。直列腕共振子Ｓ１と直列腕共振子Ｓ２との間の接続点とグラウンド電位との間には、並列腕共振子Ｐ２が接続されている。直列腕共振子Ｓ２と直列腕共振子Ｓ３との間の接続点とグラウンド電位との間には、並列腕共振子Ｐ３が接続されている。直列腕共振子Ｓ３と直列腕共振子Ｓ４との間の接続点とグラウンド電位との間には、並列腕共振子Ｐ４が接続されている。本実施形態では、最も共通接続端子３側に配置された弾性波共振子は、並列腕共振子Ｐ１である。
　第１の帯域通過型フィルタ１は、並列腕共振子Ｐ１のグラウンド電位側に直列に接続されている、インダクタＬを有する。インダクタＬは、チップインダクタ、あるいは、フィルタチップ上の配線またはパッケージ上の配線により形成してもよい。
　他方、第２の帯域通過型フィルタ２の回路構成は特に限定されないが、本実施形態では、第２の帯域通過型フィルタ２はラダー型フィルタである。第２の帯域通過型フィルタ２は、共通接続端子３に接続されており、かつ共通接続端子３以外の第２の信号端子５にも接続されている。共通接続端子３と第２の信号端子５とを結ぶ直列腕に、直列腕共振子Ｓ１０１、直列腕共振子Ｓ１０２、直列腕共振子Ｓ１０３、直列腕共振子Ｓ１０４及び直列腕共振子Ｓ１０５が配置されている。各直列腕共振子の間の接続点とグラウンド電位とを結ぶ各並列腕に、並列腕共振子Ｐ１０１、並列腕共振子Ｐ１０２、並列腕共振子Ｐ１０３及び並列腕共振子Ｐ１０４がそれぞれ配置されている。なお、第２の帯域通過型フィルタ２は縦結合共振子型弾性波フィルタなどであってもよい。
　ここで、第１の帯域通過型フィルタは圧電性基板６を有する。圧電性基板６上において、上記複数の弾性波共振子が構成されている。以下において、第１の帯域通過型フィルタ１の弾性波共振子の詳細を説明する。
　図２は、第１の実施形態における第１の帯域通過型フィルタの弾性波共振子の平面図である。なお、図２に示す弾性波共振子は、最も共通接続端子側に配置されている並列腕共振子Ｐ１である。図２において、並列腕共振子Ｐ１に接続された配線は省略している。
　並列腕共振子Ｐ１は、圧電性基板６と、圧電性基板６上に設けられているＩＤＴ電極７とを有する。ＩＤＴ電極７に交流電圧を印加することにより、弾性波が励振される。圧電性基板６上におけるＩＤＴ電極７の弾性波伝搬方向両側に、一対の反射器８及び反射器９が設けられている。
　圧電性基板６は、本実施形態では圧電体層のみからなる圧電基板である。より具体的には、圧電性基板６はタンタル酸リチウム基板である。もっとも、圧電性基板６は圧電体層を含む積層体であってもよい。
　ＩＤＴ電極７は、対向し合う第１のバスバー１３及び第２のバスバー１４を有する。ＩＤＴ電極７は、第１のバスバー１３にそれぞれ一端が接続された複数の第１の電極指１５を有する。さらに、ＩＤＴ電極７は、第２のバスバー１４にそれぞれ一端が接続された複数の第２の電極指１６を有する。複数の第１の電極指１５と複数の第２の電極指１６とは互いに間挿し合っている。
　ＩＤＴ電極７は、複数の金属層が積層された積層金属膜からなっていてもよく、あるいは単層の金属膜からなっていてもよい。反射器８及び反射器９も、ＩＤＴ電極７と同様の材料からなる。
　並列腕共振子Ｐ１以外の各弾性波共振子も同様に、圧電性基板６上に設けられたＩＤＴ電極及び反射器を有する。本実施形態においては、第１の帯域通過型フィルタ１の並列腕共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチのうち、最も共通接続端子３側に配置されている並列腕共振子Ｐ１におけるＩＤＴ電極７の電極指ピッチが最も小さい。より具体的には、並列腕共振子Ｐ１におけるＩＤＴ電極７の電極指ピッチは、第１の帯域通過型フィルタ１の他のどの並列腕共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチよりも小さい。なお、電極指ピッチとは、隣り合う電極指における電極指中心間距離をいう。この並列腕共振子Ｐ１に直列に上記インダクタＬが接続されている。インダクタＬのインダクタンスは特に限定されないが、本実施形態では１．５ｎＨである。
　第１の帯域通過型フィルタ１の各弾性波共振子においては、主モードとして、ＳＨタイプの表面波であるリーキー波が励振される。本実施形態のフィルタ装置１０はＳＨ波の一種であるリーキー波を利用している。なお、第１の帯域通過型フィルタ１においては、不要波であるレイリー波のレスポンスも生じることとなる。
　第１の帯域通過型フィルタ１及び第２の帯域通過型フィルタ２は同一チップ内において構成されている。本明細書において、同一チップ内において構成されているとは、同じ圧電性基板６において構成されていることをいう。なお、第１の帯域通過型フィルタ１及び第２の帯域通過型フィルタ２は、異なる基板において構成されていてもよい。
　本実施形態の特徴は、ＳＨ波を利用しており、第１の帯域通過型フィルタ１の複数の並列腕共振子のうちＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さい並列腕共振子Ｐ１に、直列にインダクタが接続されていることにある。それによって、第１の帯域通過型フィルタ１のフィルタ特性の劣化を招かずして、第２の帯域通過型フィルタ２の通過帯域に対するレイリー波によるレスポンスの影響を抑制することができる。これを、本実施形態と第１～第３の比較例とを比較することにより、以下において説明する。
　第１の比較例は、インダクタを有しない点と、最も共通接続端子側に配置された並列腕共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチが他の並列腕共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチと同じである点とにおいて、第１の実施形態と異なる。第２の比較例は、最も共通接続端子側に配置された並列腕共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチが他の並列腕共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチと同じである点において第１の実施形態と異なる。第３の比較例は、インダクタを有しない点において第１の実施形態と異なる。
　第１の実施形態の構成を有するフィルタ装置及び第１～第３の比較例のフィルタ装置をそれぞれ作製した。各フィルタ装置の条件は以下の通りである。
　通信バンド…Ｂａｎｄ６６
　第１の帯域通過型フィルタの通過帯域…２１１０ＭＨｚ～２２００ＭＨｚ
　第２の帯域通過型フィルタの通過帯域…１７１０ＭＨｚ～１７８０ＭＨｚ
　圧電性基板の材料…タンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ３）
　圧電性基板のオイラー角…（０°±５°，θ，０°±５°）、θ　－５４°～－４２°
　なお、上記オイラー角における０°±５°は、－５°以上、５°以下の範囲内であることを示す。第１の実施形態及び第２の比較例におけるインダクタのインダクタンスは１．５ｎＨとした。
　第１の実施形態及び第３の比較例における第１の帯域通過型フィルタの各弾性波共振子の設計パラメータは下記の表１に示す通りである。他方、第１の比較例及び第２の比較例における第１の帯域通過型フィルタの各弾性波共振子の設計パラメータは下記の表２に示す通りである。ここで、ＩＤＴ電極において、弾性波伝搬方向に見て第１の電極指及び第２の電極指が重なり合う領域を交叉領域とする。交叉領域の、弾性波伝搬方向に直交する方向に沿う寸法を交叉幅とする。表１及び表２における波長は、ＩＤＴ電極の電極指ピッチにより規定される波長である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　図３は、第１の比較例のフィルタ装置の減衰量周波数特性を示す図である。実線は第１の帯域通過型フィルタの結果を示し、一点鎖線は第２の帯域通過型フィルタの結果を示す。図３中の矢印Ｒ１は、第１の比較例におけるレイリー波のレスポンスを示す。図３以外の図面においても同様である。
　図３に示すように、第１の比較例においては、第２の帯域通過型フィルタの通過帯域Ｗ２内にリップルが生じていることがわかる。このリップルは、矢印Ｒ１で示すレイリー波のレスポンスの周波数において生じている。このように、第２の帯域通過型フィルタの通過帯域Ｗ２内に生じるリップルは、第１の帯域通過型フィルタにおけるレイリー波に起因する。
　図４は、第１の比較例及び第２の比較例における第１の帯域通過型フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。図４において、実線は第２の比較例の結果を示し、破線は第１の比較例の結果を示す。矢印Ｒ２は第２の比較例におけるレイリー波のレスポンスを示す。
　図４中の矢印Ｒ１及び矢印Ｒ２で示すように、第１の比較例及び第２の比較例においては、第１の帯域通過型フィルタにおけるレイリー波によるレスポンスの周波数は変わらないことがわかる。第２の比較例においては、第１の比較例とは異なり、最も共通接続端子側に配置された並列腕共振子に直列にインダクタが接続されている。このように、並列腕共振子にインダクタを接続したことによっては、レイリー波によるレスポンスの周波数は変化しないことがわかる。なお、第２の比較例の減衰極の周波数は、第１の比較例の減衰極の周波数よりも低くなっている。
　図５は、第３の比較例のフィルタ装置の減衰量周波数特性を示す図である。実線は第１の帯域通過型フィルタの結果を示し、一点鎖線は第２の帯域通過型フィルタの結果を示す。矢印Ｒ３は第３の比較例におけるレイリー波のレスポンスを示す。
　図５に示すように、第３の比較例においては、レイリー波に起因するリップルは、第２の帯域通過型フィルタの通過帯域Ｗ２外に位置している。第３の比較例では、第１の実施形態と同様に、最も共通接続端子側に配置された並列腕共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチが、第１の帯域通過型フィルタの他のどの並列腕共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチよりも小さい。そのため、矢印Ｒ３で示す、第１の帯域通過型フィルタにおけるレイリー波によるレスポンスの周波数が第１の比較例とは異なっている。
　しかしながら、第３の比較例においては、図３に示した第１の比較例よりも、第１の帯域通過型フィルタの通過帯域Ｗ１における挿入損失が大きくなっている。より具体的には、第１の比較例においては、挿入損失は－５．４ｄＢであり、第２の比較例においては、挿入損失は－５．６ｄＢである。なお、本明細書において、通過帯域における挿入損失とは、通過帯域において絶対値が最も大きい挿入損失をいう。このように、第３の比較例では、第１の帯域通過型フィルタのフィルタ特性は劣化している。
　図６は、第１の実施形態に係るフィルタ装置の減衰量周波数特性を示す図である。図６においては、実線は第１の帯域通過型フィルタの結果を示し、一点鎖線は第２の帯域通過型フィルタの結果を示す。矢印Ｒ０は第１の実施形態におけるレイリー波のレスポンスを示す。図６以外の図面においても同様である。
　図６に示すように、第１の実施形態においては、レイリー波に起因するリップルは、第２の帯域通過型フィルタの通過帯域Ｗ２外に位置している。第１の実施形態では、最も共通接続端子側に配置された並列腕共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチが、第１の帯域通過型フィルタの他のどの並列腕共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチよりも小さい。それによって、矢印Ｒ０で示す第１の帯域通過型フィルタにおけるレイリー波によるレスポンスの周波数を、第２の帯域通過型フィルタの通過帯域Ｗ２内の周波数と異ならせることができる。
　図７は、第１の実施形態及び第１の比較例における第１の帯域通過型フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。図８は、第１の実施形態及び第１の比較例における第１の帯域通過型フィルタのリターンロスを示す図である。図７及び図８においては、実線は第１の実施形態の結果を示し、破線は第１の比較例の結果を示す。
　上述したように、第１の比較例においては、レイリー波のレスポンスが第２の帯域通過型フィルタの通過帯域Ｗ２内に生じていた。これに対して、図７及び図８に示すように、第１の実施形態においては、第１の比較例よりも、レイリー波によるレスポンスの周波数が高くなっていることがわかる。従って、上記のように、レイリー波に起因するリップルを、第２の帯域通過型フィルタの通過帯域Ｗ２外に位置させることができる。
　図６に戻り、第１の実施形態では、第１の帯域通過型フィルタの挿入損失は－５．４ｄＢである。第１の実施形態においては、第１の帯域通過型フィルタの挿入損失が第３の比較例よりも小さく、かつ第１の比較例よりも劣化していない。第１の実施形態では、ＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さい並列腕共振子にインダクタが直列に接続されている。それによって、挿入損失の劣化を抑制することができる。このように、第１の実施形態においては、第１の帯域通過型フィルタのフィルタ特性の劣化を招かずして、第２の帯域通過型フィルタの通過帯域Ｗ２に対するレイリー波によるレスポンスの影響を抑制することができる。
　なお、図４及び図７に示すように、第１の実施形態においては、第２の比較例よりも、第１の帯域通過型フィルタの減衰極が高域側に位置しており、第１の帯域通過型フィルタの通過帯域Ｗ１に近い。それによって、通過帯域Ｗ１の端部付近における急峻性の劣化を抑制することができる。本明細書において急峻性が高いとは、通過帯域の端部付近において、ある一定の減衰量の変化量に対して、周波数の変化量が小さいことをいう。
　ところで、図１に示す、共通接続された第２の帯域通過型フィルタ２に対する、第１の帯域通過型フィルタ１の不要波の影響のうち、最も共通接続端子３側の弾性波共振子の不要波の影響が最も大きい。本実施形態のように、第１の帯域通過型フィルタ１において、最も共通接続端子３側に配置された並列腕共振子Ｐ１におけるＩＤＴ電極７の電極指ピッチが最も小さいことが好ましい。それによって、第２の帯域通過型フィルタ２に対するレイリー波によるレスポンスの影響をより一層抑制することができる。
　第１の実施形態においては、インダクタＬは並列腕共振子Ｐ１のグラウンド電位側に、直列に接続されている。なお、インダクタＬは、ＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さい並列腕共振子に、直列に接続されていればよい。このような例として、以下において、第１の実施形態の第１の変形例及び第２の変形例を示す。第１の変形例及び第２の変形例においても、第１の実施形態と同様に、第１の帯域通過型フィルタのフィルタ特性の劣化を招かずして、第２の帯域通過型フィルタの通過帯域に対するレイリー波によるレスポンスの影響を抑制することができる。
　図９に示す第１の変形例における第１の帯域通過型フィルタ２１Ａでは、並列腕共振子Ｐ１の共通接続端子３側に、直列にインダクタＬが接続されている。なお、インダクタＬは、直列腕共振子Ｓ１と共通接続端子３との間には接続されていない。より具体的には、共通接続端子３と直列腕共振子Ｓ１との間の接続点であって、並列腕共振子Ｐ１が接続されている接続点と、並列腕共振子Ｐ１との間に、インダクタＬが接続されている。
　図１０に示す第２の変形例における第１の帯域通過型フィルタ２１Ｂでは、ＩＤＴ電極７の電極指ピッチが最も小さい並列腕共振子Ｐ２２は、共通接続端子３に２番目に近い並列腕共振子である。インダクタＬは、直列腕共振子Ｓ１と直列腕共振子Ｓ２との間の接続点と、並列腕共振子Ｐ２２との間に接続されている。なお、最も共通接続端子３側に配置された並列腕共振子Ｐ２１には、インダクタは接続されていない。このように、ＩＤＴ電極７の電極指ピッチが最も小さい並列腕共振子Ｐ２２の配置は特に限定されない。もっとも、上述したように、ＩＤＴ電極７の電極指ピッチが最も小さい並列腕共振子Ｐ２２は、最も共通接続端子３側に配置されていることが好ましい。
　第１の実施形態では、圧電性基板６は圧電体層のみからなる圧電基板である。なお、これに限られず、圧電性基板は積層体であってもよい。フィルタ装置がＳＨ波を利用するものであればよい。以下において、圧電性基板の構成のみが第１の実施形態と異なる、第１の実施形態の第３～第５の変形例を示す。第３～第５の変形例においても、第１の実施形態と同様に、第１の帯域通過型フィルタのフィルタ特性の劣化を招かずして、第２の帯域通過型フィルタの通過帯域に対するレイリー波によるレスポンスの影響を抑制することができる。
　図１１に示す第３の変形例においては、圧電性基板２６Ａは、高音速材料層と、高音速材料層上に設けられている圧電体層２５とを有する。圧電体層２５がオイラー角（０°±５°，θ，０°±５°）であり、θが－５４°～－４２°であるタンタル酸リチウム層である場合、ＳＨ波が優勢に励振される。高音速部材層は相対的に高音速な層である。より具体的には、高音速材料層を伝搬するバルク波の音速は、圧電体層２５を伝搬する弾性波の音速よりも高い。本変形例においては、高音速材料層は高音速支持基板２２Ａである。圧電体層２５は、高音速支持基板２２Ａ上に直接的に設けられている。
　高音速支持基板２２Ａの材料としては、例えば、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、酸窒化ケイ素、シリコン、サファイア、タンタル酸リチウム、ニオブ酸リチウム、水晶、アルミナ、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、フォルステライト、マグネシア、ＤＬＣ（ダイヤモンドライクカーボン）膜またはダイヤモンドなど、上記材料を主成分とする媒質を用いることができる。
　本変形例のように、圧電性基板２６Ａが圧電体層２５及び高音速材料層を含む積層体である場合には、圧電体層２５の材料はタンタル酸リチウムには限られない。圧電体層２５の材料は、例えば、ニオブ酸リチウムなどであってもよい。
　本変形例においては、圧電性基板２６Ａが、高音速材料層及び圧電体層２５が積層された積層構造を有するため、弾性波のエネルギーを圧電体層２５側に効果的に閉じ込めることができる。
　図１２に示す第４の変形例においては、圧電性基板２６Ｂは、高音速支持基板２２Ａと、高音速支持基板２２Ａ上に設けられている低音速膜２４と、低音速膜２４上に設けられている圧電体層２５とを有する。低音速膜２４は相対的に低音速な膜である。より具体的には、低音速膜２４を伝搬するバルク波の音速は、圧電体層２５を伝搬するバルク波の音速よりも低い。
　低音速膜２４の材料としては、酸窒化ケイ素、酸化タンタル、酸化ケイ素、また、酸化ケイ素にフッ素や炭素やホウ素を加えた化合物など、上記材料を主成分とした媒質を用いることもできる。
　本変形例においては、圧電性基板２６Ｂが、高音速支持基板２２Ａ、低音速膜２４及び圧電体層２５がこの順序で積層された積層構造を有するため、弾性波のエネルギーを圧電体層２５側に効果的に閉じ込めることができる。
　図１３に示す第５の変形例においては、圧電性基板２６Ｃは、支持基板２２Ｂと、支持基板２２Ｂ上に設けられている高音速材料層と、高音速材料層上に設けられている低音速膜２４と、低音速膜２４上に設けられている圧電体層２５とを有する。本変形例においては、高音速材料層は高音速膜２３である。圧電体層２５は、高音速膜２３上に低音速膜２４を介して間接的に設けられている。高音速材料層が高音速膜２３である場合には、支持基板２２Ｂは相対的に高音速ではなくともよい。
　高音速膜２３の材料としては、例えば、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、酸窒化ケイ素、シリコン、サファイア、タンタル酸リチウム、ニオブ酸リチウム、水晶、アルミナ、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、フォルステライト、マグネシア、ＤＬＣ膜またはダイヤモンドなど、上記材料を主成分とする媒質を用いることができる。
　支持基板２２Ｂの材料としては、例えば、酸化アルミニウム、タンタル酸リチウム、ニオブ酸リチウム、水晶などの圧電体、アルミナ、マグネシア、窒化ケイ素、窒化アルミニウム、炭化ケイ素、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、フォルステライトなどの各種セラミック、サファイア、ダイヤモンド、ガラスなどの誘電体、シリコン、窒化ガリウム等の半導体または樹脂などを用いることができる。
　本変形例においても、圧電性基板２６Ｃが、高音速膜２３、低音速膜２４及び圧電体層２５がこの順序で積層された積層構造を有するため、弾性波のエネルギーを圧電体層２５側に効果的に閉じ込めることができる。
　図１４は、第２の実施形態に係るフィルタ装置の回路図である。
　本実施形態では、第１の帯域通過型フィルタ３１の構成が第１の実施形態と異なる。上記の点以外においては、本実施形態のフィルタ装置は第１の実施形態のフィルタ装置１０と同様の構成を有する。
　より具体的には、第１の帯域通過型フィルタ３１においては、共通接続端子３と第１の信号端子４との間に、直列腕共振子Ｓ３１、直列腕共振子Ｓ３２、直列腕共振子Ｓ３３、直列腕共振子Ｓ３４及び直列腕共振子Ｓ３５が互いに直列に接続されている。複数の直列腕共振子のうち、直列腕共振子Ｓ３１が最も共通接続端子３側に配置されている。
　直列腕共振子Ｓ３１と直列腕共振子Ｓ３２との間の接続点とグラウンド電位との間には、並列腕共振子Ｐ３１が接続されている。直列腕共振子Ｓ３２と直列腕共振子Ｓ３３との間の接続点とグラウンド電位との間には、並列腕共振子Ｐ３２が接続されている。直列腕共振子Ｓ３３と直列腕共振子Ｓ３４との間の接続点とグラウンド電位との間には、並列腕共振子Ｐ３３が接続されている。直列腕共振子Ｓ３４と直列腕共振子Ｓ３５との間の接続点とグラウンド電位との間には、並列腕共振子Ｐ３４が接続されている。
　本実施形態では、最も共通接続端子３側に配置された弾性波共振子は、直列腕共振子Ｓ３１である。第１の帯域通過型フィルタ３１の直列腕共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチのうち、最も共通接続端子３側に配置されている直列腕共振子Ｓ３１におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さい。より具体的には、直列腕共振子Ｓ３１におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチは、第１の帯域通過型フィルタ３１の他のどの直列腕共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチよりも小さい。この直列腕共振子Ｓ３１の共通接続端子３側に、直列にインダクタＬが接続されている。インダクタＬのインダクタンスは、本実施形態では１．５ｎＨである。
　本実施形態の特徴は、ＳＨ波を利用しており、第１の帯域通過型フィルタ３１の複数の直列腕共振子のうちＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さい直列腕共振子Ｓ３１の共通接続端子３側に、直列にインダクタＬが接続されていることにある。それによって、第１の帯域通過型フィルタ３１のフィルタ特性の劣化を招かずして、第２の帯域通過型フィルタ２の通過帯域に対するレイリー波によるレスポンスの影響を抑制することができる。これを、本実施形態と第４～第６の比較例とを比較することにより、以下において説明する。
　第４の比較例は、インダクタを有しない点と、最も共通接続端子側に配置された直列腕共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチとが第２の実施形態と異なる。第５の比較例は、最も共通接続端子側に配置された直列腕共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチが第２の実施形態と異なる。第６の比較例は、インダクタを有しない点において第２の実施形態と異なる。
　第２の実施形態の構成を有するフィルタ装置及び第４～第６の比較例のフィルタ装置をそれぞれ作製した。各フィルタ装置の条件は以下の通りである。
　通信バンド…Ｂａｎｄ６６
　第１の帯域通過型フィルタの通過帯域…２１１０ＭＨｚ～２２００ＭＨｚ
　第２の帯域通過型フィルタの通過帯域…１７１０ＭＨｚ～１７８０ＭＨｚ
　圧電性基板の材料…タンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ３）
　圧電性基板のオイラー角…（０°±５°，θ，０°±５°）、θ　－５４°～－４２°
　第２の実施形態及び第５の比較例におけるインダクタのインダクタンスは１．５ｎＨとした。
　第２の実施形態及び第６の比較例における第１の帯域通過型フィルタの各弾性波共振子の設計パラメータは下記の表３に示す通りである。他方、第４の比較例及び第５の比較例における第１の帯域通過型フィルタの各弾性波共振子の設計パラメータは下記の表４に示す通りである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000004
　図１５は、第４の比較例のフィルタ装置の減衰量周波数特性を示す図である。実線は第１の帯域通過型フィルタの結果を示し、一点鎖線は第２の帯域通過型フィルタの結果を示す。矢印Ｒ４は、第４の比較例におけるレイリー波のレスポンスを示す。図１５以外の図面においても同様である。
　図１５に示すように、第４の比較例においては、第２の帯域通過型フィルタの通過帯域Ｗ２内にリップルが生じていることがわかる。このリップルは、矢印Ｒ４で示すレイリー波のレスポンスの周波数において生じている。このように、第２の帯域通過型フィルタの通過帯域Ｗ２内に生じるリップルは、第１の帯域通過型フィルタにおけるレイリー波に起因する。
　図１６は、第４の比較例及び第５の比較例における第１の帯域通過型フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。図１６において、実線は第５の比較例の結果を示し、破線は第４の比較例の結果を示す。矢印Ｒ５は第５の比較例におけるレイリー波のレスポンスを示す。
　図１６中の矢印Ｒ４及び矢印Ｒ５で示すように、第４の比較例及び第５の比較例においては、第１の帯域通過型フィルタにおけるレイリー波によるレスポンスの周波数は変わらないことがわかる。第５の比較例においては、第４の比較例とは異なり、最も共通接続端子側に配置された直列腕共振子の共通接続端子側に直列にインダクタが接続されている。このように、直列腕共振子にインダクタを接続したことによっては、レイリー波によるレスポンスの周波数は変化しないことがわかる。
　図１７は、第６の比較例のフィルタ装置の減衰量周波数特性を示す図である。実線は第１の帯域通過型フィルタの結果を示し、一点鎖線は第２の帯域通過型フィルタの結果を示す。矢印Ｒ６は第６の比較例におけるレイリー波のレスポンスを示す。
　図１７に示すように、第６の比較例においては、レイリー波に起因するリップルは、第２の帯域通過型フィルタの通過帯域Ｗ２外に位置している。第６の比較例では、第２の実施形態と同様に、最も共通接続端子側に配置された直列腕共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチが、第１の帯域通過型フィルタの他のどの直列腕共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチよりも小さい。そのため、矢印Ｒ６で示す、第１の帯域通過型フィルタにおけるレイリー波によるレスポンスの周波数が第４の比較例とは異なっている。
　しかしながら、第６の比較例においては、図１５に示した第４の比較例よりも、第１の帯域通過型フィルタの挿入損失が大きくなっている。より具体的には、第４の比較例においては、挿入損失は－５．４ｄＢであり、第６の比較例においては、挿入損失は－５．５ｄＢである。このように、第６の比較例では、第１の帯域通過型フィルタのフィルタ特性は劣化している。
　図１８は、第２の実施形態に係るフィルタ装置の減衰量周波数特性を示す図である。図１８においては、実線は第１の帯域通過型フィルタの結果を示し、一点鎖線は第２の帯域通過型フィルタの結果を示す。矢印Ｒ３０は第２の実施形態におけるレイリー波のレスポンスを示す。図１８以外の図面においても同様である。
　図１８に示すように、第２の実施形態においては、レイリー波に起因するリップルは、第２の帯域通過型フィルタの通過帯域Ｗ２外に位置している。第２の実施形態では、最も共通接続端子側に配置された直列腕共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチが、第１の帯域通過型フィルタの他のどの直列腕共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチよりも小さい。それによって、矢印Ｒ３０で示す第１の帯域通過型フィルタにおけるレイリー波によるレスポンスの周波数を、第２の帯域通過型フィルタの通過帯域Ｗ２内の周波数と異ならせることができる。なお、最も共通接続端子側に配置された直列腕共振子以外の直列腕共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さくともよい。
　図１９は、第２の実施形態及び第４の比較例における第１の帯域通過型フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。図２０は、第２の実施形態及び第４の比較例における第１の帯域通過型フィルタのリターンロスを示す図である。図１９及び図２０においては、実線は第２の実施形態の結果を示し、破線は第４の比較例の結果を示す。
　上述したように、第４の比較例においては、レイリー波のレスポンスが第２の帯域通過型フィルタの通過帯域Ｗ２内に生じていた。これに対して、図１９及び図２０に示すように、第２の実施形態においては、第４の比較例よりも、レイリー波によるレスポンスの周波数が高くなっていることがわかる。従って、上記のように、レイリー波に起因するリップルを、第２の帯域通過型フィルタの通過帯域Ｗ２外に位置させることができる。
　図１８に戻り、第２の実施形態では、第１の帯域通過型フィルタの通過帯域Ｗ１における挿入損失は－５．１ｄＢである。第２の実施形態においては、第１の帯域通過型フィルタの通過帯域Ｗ１における挿入損失が第６の比較例及び第４の比較例よりも小さい。第２の実施形態では、ＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さい直列腕共振子の共通接続端子側にインダクタが直列に接続されている。それによって、通過帯域Ｗ１における挿入損失の劣化を抑制することができる。このように、第２の実施形態においては、第１の帯域通過型フィルタのフィルタ特性の劣化を招かずして、第２の帯域通過型フィルタの通過帯域Ｗ２に対するレイリー波によるレスポンスの影響を抑制することができる。
　図１４に示す本実施形態のように、第１の帯域通過型フィルタ３１において、最も共通接続端子３側に配置された直列腕共振子Ｓ３１におけるＩＤＴ電極７の電極指ピッチが最も小さいことが好ましい。それによって、第２の帯域通過型フィルタ２に対するレイリー波によるレスポンスの影響をより一層抑制することができる。
　なお、インダクタＬは、ＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さい直列腕共振子の共通接続端子側に、直列に接続されていればよい。このような例として、以下において、第２の実施形態の変形例を示す。
　図２１に示す変形例における第１の帯域通過型フィルタ４１では、ＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さい直列腕共振子Ｓ４２は、共通接続端子３に２番目に近い直列腕共振子である。この直列腕共振子Ｓ４２の共通接続端子３側に直列にインダクタＬが接続されている。より具体的には、直列腕共振子Ｓ４１と直列腕共振子Ｓ４２との間の接続点であって、並列腕共振子Ｐ３１が接続されている接続点と、直列腕共振子Ｓ４２との間に、インダクタＬが接続されている。このように、ＩＤＴ電極７の電極指ピッチが最も小さい直列腕共振子Ｓ４２の配置は特に限定されない。もっとも、上述したように、ＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さい直列腕共振子Ｓ４２は、最も共通接続端子３側に配置されていることが好ましい。
　本変形例においても、第２の実施形態と同様に、第１の帯域通過型フィルタ４１のフィルタ特性の劣化を招かずして、第２の帯域通過型フィルタ２の通過帯域に対するレイリー波によるレスポンスの影響を抑制することができる。
　図２２は、第３の実施形態に係るフィルタ装置の模式図である。
　第３の実施形態のフィルタ装置５０は、共通接続端子３に３つ以上の帯域通過型フィルタが共通接続されたマルチプレクサである。より具体的には、フィルタ装置５０は、共通接続端子３に共通接続された、第１の帯域通過型フィルタ１と、第２の帯域通過型フィルタ２と、第３の帯域通過型フィルタ５３とを有する。第１の帯域通過型フィルタ１及び第２の帯域通過型フィルタ２は、第１の実施形態における第１の帯域通過型フィルタ１及び第２の帯域通過型フィルタ２と同様との構成を有する。他方、第３の帯域通過型フィルタ５３の回路構成は特に限定されない。
　フィルタ装置５０がマルチプレクサの場合であっても、第１の実施形態、第２の実施形態またはこれらの各変形例と同様の第１の帯域通過型フィルタ及び第２の帯域通過型フィルタを有していればよい。共通接続端子３に共通接続された帯域通過型フィルタの個数は特に限定されない。本実施形態のフィルタ装置５０の共通接続端子３には、第１の帯域通過型フィルタ１、第２の帯域通過型フィルタ２及び第３の帯域通過型フィルタ５３以外の帯域通過型フィルタも接続されている。
　本実施形態のフィルタ装置５０は、第１の実施形態と同様の第１の帯域通過型フィルタ１及び第２の帯域通過型フィルタ２を有する。従って、第１の実施形態と同様に、第１の帯域通過型フィルタ１のフィルタ特性の劣化を招かずして、第２の帯域通過型フィルタ２の通過帯域に対するレイリー波によるレスポンスの影響を抑制することができる。
１…第１の帯域通過型フィルタ
２…第２の帯域通過型フィルタ
３…共通接続端子
４…第１の信号端子
５…第２の信号端子
６…圧電性基板
７…ＩＤＴ電極
８…反射器
９…反射器
１０…フィルタ装置
１３…第１のバスバー
１４…第２のバスバー
１５…第１の電極指
１６…第２の電極指
２１Ａ，２１Ｂ…第１の帯域通過型フィルタ
２２Ａ…高音速支持基板
２２Ｂ…支持基板
２３…高音速膜
２４…低音速膜
２５…圧電体層
２６Ａ～２６Ｃ…圧電性基板
３１，４１…第１の帯域通過型フィルタ
５０…フィルタ装置
５３…第３の帯域通過型フィルタ
Ｌ…インダクタ
Ｐ１～Ｐ３、Ｐ２１，Ｐ２２，Ｐ３１～Ｐ３４，Ｐ１０１～Ｐ１０４…並列腕共振子
Ｓ１～Ｓ４、Ｓ３１～Ｓ３５，Ｓ４１，Ｓ４２，Ｓ１０１～Ｓ１０５…直列腕共振子

Claims (14)

  1. 　共通接続端子と、
    　前記共通接続端子に接続されており、圧電性基板と、前記圧電性基板上において構成されている複数の弾性波共振子と、インダクタと、を有する第１の帯域通過型フィルタと、
    　前記共通接続端子に接続されており、通過帯域が前記第１の帯域通過型フィルタの通過帯域よりも低域側に位置する第２の帯域通過型フィルタと、
    を備え、
    　ＳＨ波を利用しており、
    　前記第１の帯域通過型フィルタが直列腕共振子及び複数の並列腕共振子を有するラダー型フィルタであり、前記直列腕共振子及び前記複数の並列腕共振子が、それぞれＩＤＴ電極を有する弾性波共振子であり、
    　前記第１の帯域通過型フィルタの前記複数の並列腕共振子のうち前記ＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さい並列腕共振子に、直列に前記インダクタが接続されている、フィルタ装置。
  2. 　共通接続端子と、
    　前記共通接続端子に接続されており、圧電性基板と、前記圧電性基板上において構成されている複数の弾性波共振子と、インダクタと、を有する第１の帯域通過型フィルタと、
    　前記共通接続端子に接続されており、通過帯域が前記第１の帯域通過型フィルタの通過帯域よりも低域側に位置する第２の帯域通過型フィルタと、
    を備え、
    　前記圧電性基板は、オイラー角（φ，θ，ψ）におけるθが－５４°～－４２°であるタンタル酸リチウム層を有し、
    　前記第１の帯域通過型フィルタが直列腕共振子及び複数の並列腕共振子を有するラダー型フィルタであり、前記直列腕共振子及び前記複数の並列腕共振子が、それぞれＩＤＴ電極を有する弾性波共振子であり、
    　前記第１の帯域通過型フィルタの前記複数の並列腕共振子のうち前記ＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さい並列腕共振子に、直列に前記インダクタが接続されている、フィルタ装置。
  3. 　共通接続端子と、
    　前記共通接続端子に接続されており、圧電性基板と、前記圧電性基板上において構成されている複数の弾性波共振子と、インダクタと、を有する第１の帯域通過型フィルタと、
    　前記共通接続端子に接続されており、通過帯域が前記第１の帯域通過型フィルタの通過帯域よりも低域側に位置する第２の帯域通過型フィルタと、
    を備え、
    　ＳＨ波を利用しており、
    　前記第１の帯域通過型フィルタが並列腕共振子及び複数の直列腕共振子を有するラダー型フィルタであり、前記複数の直列腕共振子及び前記並列腕共振子が、それぞれＩＤＴ電極を有する弾性波共振子であり、
    　前記第１の帯域通過型フィルタの前記複数の直列腕共振子のうち前記ＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さい直列腕共振子の前記共通接続端子側に、直列に前記インダクタが接続されている、フィルタ装置。
  4. 　共通接続端子と、
    　前記共通接続端子に接続されており、圧電性基板と、前記圧電性基板上において構成されている複数の弾性波共振子と、インダクタと、を有する第１の帯域通過型フィルタと、
    　前記共通接続端子に接続されており、通過帯域が前記第１の帯域通過型フィルタの通過帯域よりも低域側に位置する第２の帯域通過型フィルタと、
    を備え、
    　前記圧電性基板は、オイラー角（φ，θ，ψ）におけるθが－５４°～－４２°であるタンタル酸リチウム層を有し、
    　前記第１の帯域通過型フィルタが並列腕共振子及び複数の直列腕共振子を有するラダー型フィルタであり、前記複数の直列腕共振子及び前記並列腕共振子が、それぞれＩＤＴ電極を有する弾性波共振子であり、
    　前記第１の帯域通過型フィルタの前記複数の直列腕共振子のうち前記ＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さい直列腕共振子の前記共通接続端子側に、直列に前記インダクタが接続されている、フィルタ装置。
  5. 　前記ＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さい前記並列腕共振子の前記共通接続端子側に、直列に前記インダクタが接続されている、請求項１または２に記載のフィルタ装置。
  6. 　前記ＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さい前記並列腕共振子のグラウンド電位側に、直列に前記インダクタが接続されている、請求項１または２に記載のフィルタ装置。
  7. 　前記ＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さい前記並列腕共振子が、前記複数の弾性波共振子のうち最も前記共通接続端子側に配置されている、請求項１、２、５または６のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  8. 　前記ＩＤＴ電極の電極指ピッチが最も小さい前記直列腕共振子が、前記複数の弾性波共振子のうち最も前記共通接続端子側に配置されている、請求項３または４に記載のフィルタ装置。
  9. 　前記圧電性基板がタンタル酸リチウム基板である、請求項１～８のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  10. 　前記圧電性基板が、高音速材料層と、前記高音速材料層上に直接的または間接的に設けられている圧電体層と、を有し、
    　前記高音速材料層を伝搬するバルク波の音速が、前記圧電体層を伝搬する弾性波の音速よりも高い、請求項１～８のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  11. 　前記高音速材料層が高音速支持基板である、請求項１０に記載のフィルタ装置。
  12. 　前記圧電性基板が支持基板をさらに有し、
    　前記高音速材料層が、前記支持基板と前記圧電体層との間に設けられている高音速膜である、請求項１０に記載のフィルタ装置。
  13. 　前記圧電性基板が、前記高音速材料層と前記圧電体層との間に設けられている低音速膜をさらに有し、
    　前記低音速膜を伝搬するバルク波の音速が、前記圧電体層を伝搬するバルク波の音速よりも低い、請求項１０～１２のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  14. 　前記共通接続端子に、前記第１の帯域通過型フィルタ及び前記第２の帯域通過型フィルタと共通接続された少なくとも１つの帯域通過型フィルタをさらに備える、請求項１～１３のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
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