CN105474541B - 可调谐滤波器 - Google Patents
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Abstract
本发明提供频率可变范围宽且滤波器特性的陡峭性优越的可调谐滤波器。利用了洛夫波的可调谐滤波器(1)，频带扩展用电感被连接至压电谐振器(RS1、RS2)，可变电容(CP1、CS1或CP2、CS2)被连接至压电谐振器(RS1或RS2)，压电谐振器(RS1、RS2)具有LiNbO3基板与IDT电极，通频带及衰减频带位于比在LiNbO3基板中传播慢的横波的声速除以由IDT电极的周期所决定的波长而得到的值更低的低频域。
Description
技术领域
本发明涉及使用具有LiNbO3基板的弹性波谐振器来构成的可调谐滤波器。
背景技术
例如在下述专利文献1中公开了具有由弹性波谐振器构成的串联臂谐振器和由弹性波谐振器构成的并联臂谐振器的可调谐滤波器。在该可调谐滤波器中，串联臂谐振器分别串联及并联地连接着可变电容器。同样地，并联臂谐振器也分别串联及并联地连接着可变电容器。
在下述非专利文献1所记载的可调谐滤波器所采用的声表面波谐振器中，Cu电极被埋入设置在压电基板的表面的沟槽中。该声表面波谐振器利用基于洛夫波的谐振特性。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：JP特开2009-130831号公报
非专利文献
非专利文献1：Band Pass Type of Tunable Filters composed of Ultra WideBand SAW Resonators by adjusting Capacitors connected SAW Resonators，2011IEEE International Ultrasonics Symposium Proceedings
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，在专利文献1所记载的可调谐滤波器中，存在频率可变宽度狭窄的问题。
另一方面，在非专利文献1所记载的可调谐滤波器中，Cu电极被埋入所采用的压电基板表面的沟槽中。因此，存在制造工序繁杂、成本昂贵的问题。再者，构成IDT电极、反射器的每1根电极指的反射系数小。因而，阻带的宽度变得狭窄，难以在宽的频域中获得良好的谐振特性。再有，反谐振频率附近的滤波器特性容易劣化。
本发明的目的在于，提供一种利用洛夫波且滤波器特性的陡峭性优越、还能扩展频率可变宽度的可调谐滤波器。
用于解决技术问题的手段
本发明涉及的可调谐滤波器，具备：压电谐振器；频带扩展用电感，其与上述压电谐振器连接；和可变电容，其与上述压电谐振器连接，上述可调谐滤波器利用洛夫波，上述压电谐振器具有LiNbO3基板、和被设置在LiNbO3基板上的IDT电极，通频带及衰减频带位于比下述值低的低频域，该值是在LiNbO3基板中传播慢的横波的声速除以由上述IDT电极的周期决定的波长而得到的。
在本发明涉及的可调谐滤波器的某一特定的方面中，具有：输入端子；和输出端子，上述压电谐振器具有：第1压电谐振器，其被设置在连结上述输入端子与上述输出端子的串联臂、且由弹性波谐振器构成；以及第2压电谐振器，其被设置在连结上述串联臂与接地电位的并联臂、且由弹性波谐振器构成，上述频带扩展用电感具有：第1电感，其与上述第1压电谐振器连接、且对上述第1压电谐振器的相对频带进行扩展；以及第2电感，其与上述第2压电谐振器连接、且对上述第2压电谐振器的相对频带进行扩展，上述可变电容具有：第1可变电容，其与上述第1压电谐振器连接、且与第1压电谐振器及上述第1电感一起构成了第1可变谐振电路；以及第2可变电容，其与上述第2压电谐振器及上述第2电感一起构成了第2可变谐振电路。
在本发明涉及的可调谐滤波器的其他特定的方面中，上述IDT电极由Pt膜构成，在将Pt膜的膜厚设为H(λ)、将上述LiNbO3基板的欧拉角设为时，θ处于从-64960×H3+19831×H2-2068.4×H+169.7-10°...(式1)到-64960×H3+19831×H2-2068.4×H+169.7+6°...(式2)的范围内，处于-27°～+27°的范围内，ψ处于-47°～+47°的范围内。
在本发明涉及的可调谐滤波器的又-特定的方面中，上述Pt膜的厚度H为0.023λ以上。
在本发明涉及的可调谐滤波器的另一特定的方面中，在将上述IDT电极的厚度设为H(λ)、将该IDT电极的密度P与Pt的密度PPt之比P/PPt设为A时，在欧拉角中，
θ处于从-64960×(H/A)3+19831×(H/A)2-2068.4×H/A+169.7-10°...(式3)到-64960×(H/A)3+19831×(H/A)2-2068.4×(H/A)+169.7+6°...(式4)的范围内，处于-27°～+27°的范围内，ψ处于-47°～+47°的范围内。
在本发明涉及的可调谐滤波器的再一特定的方面中，上述第1电感具有与上述第1压电谐振器并联连接的第1并联电感。
在本发明涉及的可调谐滤波器的又一特定的方面中，上述第1电感具有与上述第1压电谐振器串联连接的第1串联电感。
在本发明涉及的可调谐滤波器的再一特定的方面中，上述第2电感具有与上述第2压电谐振器串联连接的第2串联电感。
在本发明涉及的可调谐滤波器的又一特定的方面中，上述第2电感具有与上述第2压电谐振器并联连接的第2并联电感。
在本发明涉及的可调谐滤波器的再一特定的方面中，上述第1可变电容具有第1串联可变电容和第1并联可变电容之中的至少一方，该第1串联可变电容与上述第1压电谐振器串联连接，该第1并联可变电容与上述第1压电谐振器并联连接。
在本发明涉及的可调谐滤波器的又一特定的方面中，上述第2可变电容具有第2串联可变电容和第2并联可变电容之中的至少一方，该第2串联可变电容与上述第2压电谐振器串联连接，该第2并联可变电容与上述第2压电谐振器并联连接。
在本发明涉及的可调谐滤波器的再一特定的方面中，上述第1压电谐振器和第2压电谐振器构成于同一LiNbO3基板上。
发明效果
根据本发明涉及的可调谐滤波器，由于通频带及衰减频带位于比在LiNbO3基板中传播慢的横波的声速除以由IDT电极的周期所决定的波长而得到的值更低的低频域，故既能减少洛夫波的漏泄又能传播洛夫波。因此，能够获得低损耗且陡峭性优越的滤波器特性。进而，由于具备频带扩展用的电感器，故能够扩展频率可变宽度。
附图说明
图1是本发明的第1实施方式涉及的可调谐滤波器的电路图。
图2(a)及图2(b)是表示本发明所采用的压电谐振器的一例的俯视图及沿着图2(a)中的C-C线的部分的剖视图。
图3是表示压电谐振器的阻抗特性的图。
图4是表示压电谐振器的相位特性的图。
图5是表示瑞利波引起的寄生极小的Pt厚度和欧拉角θ的关系的图。
图6是表示洛夫波的谐振频率Fr、反谐振频率Fa及瑞利波的谐振频率Fr的由Pt厚度与声速引起的变化的图。
图7是表示洛夫波及瑞利波的欧拉角的θ引起的机电耦合系数k2的变化的图。
图8是表示洛夫波及瑞利波的欧拉角的θ引起的声速的变化的图。
图9是表示洛夫波、瑞利波及第2寄生模式中的欧拉角的与机电耦合系数k2的关系的图。
图10是表示洛夫波、瑞利波及第2寄生模式中的欧拉角的与声速的关系的图。
图11是表示洛夫波、瑞利波及第2寄生模式中的欧拉角的ψ与机电耦合系数k2的关系的图。
图12是表示洛夫波、瑞利波及第2寄生模式中的欧拉角的ψ与声速的关系的图。
图13是表示利用了洛夫波的压电谐振器、和利用了SH型漏泄波的压电谐振器的阻抗特性的图。
图14是表示利用了洛夫波的压电谐振器、和利用了SH型漏泄波的压电谐振器的相位特性的图。
图15(a)及图15(b)是表示第1压电谐振器的阻抗特性及第1压电谐振器并联地连接了10nH的电感时的阻抗特性的图。
图16(a)是表示第1压电谐振器并联地连接了7nH的第1电感时的阻抗特性的图，图16(b)是表示第1压电谐振器并联地连接了5nH的第1电感时的阻抗特性的图。
图17是表示第1压电谐振器并联地连接了3nH的电感时的阻抗特性的图。
图18是表示使用了LiNbO3的欧拉角为(0°，106°，0°)、且将Al膜层叠于Pt膜的IDT电极时的谐振特性的图。
图19是表示使用了LiNbO3的欧拉角为(0°，108°，0°)、且将Al膜层叠于Pt膜的IDT电极时的谐振特性的图。
具体实施方式
以下，参照附图来说明本发明的具体的实施方式，由此使得本发明更明了。
图1是本发明的一实施方式涉及的可调谐滤波器的电路图。本实施方式的可调谐滤波器1利用洛夫波。
如图1所示，可调谐滤波器1具有输入端子2、输出端子3和接地端子5。在连结输入端子2与输出端子3的串联臂4上设置有第1压电谐振器RS1。第1压电谐振器RS1在本实施方式中由声表面波谐振器形成。
更具体的是，如图2(a)及(b)所示，第1压电谐振器RS1具有LiNbO3基板12。在LiNbO3基板12上形成有IDT电极13。IDT电极13具有多根第1电极指14和多根第2电极指15。多根第1电极指14和多根第2电极指15相互交错插入。在IDT电极13的声表面波传播方向两侧设置有反射器16、17。
上述IDT电极13及反射器16、17能够由适宜的金属形成，但在本实施方式中由Pt膜构成。在本实施方式中，利用基于由第1压电谐振器RS1激励的洛夫波的谐振特性。
在第1压电谐振器RS1中，IDT电极13能够通过薄膜形成法等形成于LiNbO3基板12上。因此，不会导致制造工序变得繁杂。
返回图1，第1压电谐振器RS1并联地连接着第1并联电感LP1。再有，第1压电谐振器RS1串联地连接着第1串联电感LS1。上述第1并联电感LP1及第1串联电感LS1构成了本发明中的第1电感。
第1电感能扩展第1压电谐振器RS1的相对频带。在此，相对频带指的是谐振频率与反谐振频率的频率差。在本实施方式中，第1并联电感LP1使第1压电谐振器RS1的反谐振频率向高频侧移位。由此来扩展相对频带。另一方面，第1串联电感LS1使第1压电谐振器RS1的谐振频率向低频侧移位。
因此，构成了图1中以虚线表示的宽频带的第1谐振电路7。
再有，具有第1压电谐振器RS1及第1串联电感LS1及第1并联电感LP1的第1谐振电路7，并联地连接着第1并联可变电容CP1。还有，第1谐振电路7串联地连接着第1串联可变电容CS1。
上述第1并联可变电容CP1及第1串联可变电容CS1构成了本发明中的第1可变电容。该第1可变电容和第1谐振电路7一起构成了第1可变谐振电路9。即，通过使第1并联可变电容CP1及第1串联可变电容CS1的静电电容变化，从而能够使上述第1可变谐振电路9的频率特性变化。
并联臂6被配置为连结上述串联臂4与接地端子5。在该并联臂6上设置有第2压电谐振器RS2。第2压电谐振器RS2和第1压电谐振器RS1同样地利用了基于洛夫波的谐振特性。再有，第2压电谐振器RS2也具有在LiNbO3基板上设置了IDT电极及反射器的结构。即，由1端口型的声表面波谐振器构成第2压电谐振器RS2。
第2压电谐振器RS2串联地连接着第2串联电感LS2。第2压电谐振器RS2并联地连接着第2并联电感LP2。通过第2压电谐振器RS2、第2串联电感LS2、和第2并联电感LP2而构成了以虚线表示的宽频带的第2谐振电路8。
上述第2串联电感LS2是为了使第2压电谐振器RS2的谐振频率Fr向低频侧移位而被设置的。第2并联电感LP2是为了使压电谐振器RS2的反谐振频率Fa向高频侧移位而被设置的。
即，作为第2电感的第2串联电感LS2及第2并联电感LP2分别能扩展第2压电谐振器RS2的相对频带。因此，第2谐振电路8的谐振频率一反谐振频率间的频域、即相对频带，与上述第2压电谐振器RS2的谐振频率一反谐振频率间的频域相比，被更进一步扩展。如此一来，形成宽频带的第2谐振电路8。
上述第2谐振电路8串联地连接着第2串联可变电容CS2。再有，第2谐振电路8并联地连接着第2并联可变电容CP2。
在并联臂6中，上述宽频带的第2谐振电路8连接第2串联可变电容CS2及第2并联可变电容CP2而构成了第2可变谐振电路10。
通过调整上述第2串联可变电容CS2的静电电容及/或第2并联可变电容CP2的静电电容，从而能够调整第2可变谐振电路10的频率特性。
在本实施方式的可调谐滤波器1中，利用了洛夫波，通过调整上述第1并联可变电容CP1、第1串联可变电容CS1及/或第2并联可变电容CP2、第2串联可变电容CS2的静电电容，从而能够调整上述第1、第2可变谐振电路9、10的频率特性。
而且，在本实施方式的可调谐滤波器中，在整个上述可变频率范围内，通频带或衰减频带，与在LiNbO3基板内传播慢的横波的声速除以由IDT电极的周期决定的波长λ而得到的值相比，更位于低频域侧。因而，可以减小损耗、且能够提高滤波器特性的陡峭性。进而，由于具备频带扩展用的电感器，故能够扩展频率可变范围。
另外，在本实施方式中能实现梯型电路构成的可调谐滤波器。因此，上述第1串联电感LS1及第1并联电感LP1是进行频带扩展的第1电感，第2串联电感LS2及第2并联电感LP2构成了第2电感，以扩展第2压电谐振器RS2的相对频带。然而，本发明并未限定于这种梯型电路构成的可调谐滤波器。即，在使用LiNbO3基板来构成压电谐振器、并利用洛夫波的可调谐滤波器装置中，只要是压电谐振器连接有频带扩展用电感及可变电容的构成，也能够应用于梯型电路构成以外的可调谐滤波器。该情况下，只要通频带及衰减频带与在LiNbO3基板中传播慢的横波的声速除以由IDT电极的周期决定的波长而得到的值相比位于更低的低频域即可。由此，可以减小损耗、且可以提高滤波器特性的陡峭性，还能够扩展频率可变范围。
接着，在本实施方式中，更详细地说明可降低损耗、可以提高滤波器特性的陡峭性、还能扩展频率可变范围。
在使用可变电容使谐振电路的频率变化的情况下，频率可变范围成为从谐振电路的谐振频率到反谐振频率为止的范围。例如，在图1所示的第1谐振电路7中，通过调整第1串联可变电容CS1及/或第1并联可变电容CP1的静电电容，从而能够使频率在从第1谐振电路7的谐振频率到反谐振频率为止的频率范围内变化。
一般而言，移动电话机用的可调谐滤波器所要求的频率可变宽度例如为700～1000MHz程度、或者1600～2700MHz程度，非常宽。另一方面，使用了洛夫波的声表面波谐振器的相对频带宽度(Fa-Fr)/Fr略少于20％。因此，若考虑频率可变宽度，则上述第1压电谐振器RS1、第2压电谐振器RS2的相对频带宽度狭窄。因此，在本实施方式中，通过第1压电谐振器RS1串联地连接第1串联电感LS1及并联地连接第1并联电感LP1，从而构成宽频带的第1谐振电路7。即，利用第1串联电感LS1使谐振频率向低频侧移位，利用第1并联电感LP1使反谐振频率向高频侧移位。
图3表示压电谐振器的阻抗特性的一例，图4表示相位特性的一例。在此，IDT电极13由Pt构成，由其电极指的波长λ决定的周期为2μm。IDT电极13中的电极指交叉宽度为30λ，电极指的对数为60对。另外，所使用的LiNbO3基板是15°旋转Y切割X传播的LiNbO3，Pt膜的厚度为0.04λ。
在此，由图3及图4可明确，在1600MHz附近可观察到寄生。该寄生是瑞利波引起的寄生。根据使用状况，存在必须抑制该瑞利波寄生的情况。本申请发明人发现了通过调整LiNbO3的欧拉角及IDT电极13的膜厚而能够使该瑞利波引起的寄生极小化。
图5表示上述瑞利波寄生的机电耦合系数k2几乎为零时的Pt厚度、和LiNbO3的欧拉角(0°，θ，0°)的θ的关系。在位于图5的曲线上的情况下，能够将瑞利波引起的寄生的机电耦合系数k2几乎设为零。该曲线在将Pt厚度设为H(λ)的情况下能够近似为下述式(1A)。
θ＝-64960×H3+19831×H2-2068.4×H+169.7…式(1A)
再有，图6是表示洛夫波的谐振频率Fr、洛夫波的反谐振频率Fa及瑞利波的谐振频率Fr的由Pt厚度及声速引起的变化的图。在图6中，实线表示瑞利波的谐振频率Fr的变化。再有，虚线表示洛夫波的反谐振频率Fa的变化。单点划线表示洛夫波的谐振频率Fr的结果。还有，图6的细线是在LiNbO3中传播慢的横波的声速Vs。
图7是表示将Pt厚度设为0.05λ时的洛夫波及瑞利波的欧拉角的θ与机电耦合系数k2的关系的图。图8是表示欧拉角的θ与上述洛夫波及声速的关系的图。在图7中，瑞利波寄生的机电耦合系数k2变为0.2％以下的条件，根据上述式(1A)可知，是-10°～+6°的范围，变为0.1％以下的条件是-6°～+5°的范围。
另一方面，图9是表示将Pt厚度设为0.04λ时的洛夫波、瑞利波、还有第2寄生模式的机电耦合系数k2与欧拉角的的关系的图。
在图9中，实线表示洛夫波的结果，虚线表示瑞利波的结果，单点划线表示上述第2寄生模式的结果。
第2寄生模式指的是在约为0°以外的欧拉角的情况下表现为与瑞利波不同的寄生模式。认为该寄生模式是SH部分波与洛夫波结合而产生的模式。
在图9中，瑞利波的寄生的机电耦合系数k2变为0.2％以下的范围是为-27°～+27°的范围，变为0.1％以下的范围是-24°～+24°的范围。
进而，第2寄生模式的机电耦合系数k2变为0.2％以下的范围是为-1.5°～+1.5°的范围，变为0.1％以下的范围是-0.5°～+0.5°的范围。
图11是表示Pt厚度为0.04λ时的洛夫波、瑞利波及第2寄生模式的欧拉角(0°，115°，ψ)的ψ、和机电耦合系数k2的关系的图。
由图11可明确，瑞利波寄生的机电耦合系数k2变为0.2％以下的范围是ψ为-47°～+47°的范围，变为0.1％以下的范围是-44°～+44°的范围。再有，第2寄生模式的机电耦合系数k2变为0.2％以下的范围是ψ为-1.3°～+1.3°的范围，变为0.1％以下的范围是-0.6°～+0.6°的范围。
如上述，可知：通过调整Pt膜的厚度H、欧拉角从而可以减小瑞利波寄生、第2寄生模式，能够增大洛夫波的机电耦合系数k2。
在机电耦合系数k2大于0.2的情况下，能够减小基于第1电感、第2电感使频率移位来实现宽频带化的程度。因此，能够提高上述第1谐振电路7、第2谐振电路8的Q值。
结果，能够提高上述第1、第2可变谐振电路的Q值。由此，可以增大机电耦合系数k2来减小损耗，还能够提高上述Q值来提高滤波器特性的陡峭性。
尤其是，根据上述图5～图12的结果，优选Pt膜的厚度H(λ)和LiNbO3的欧拉角存在下述关系。由此，如上述能够有效地提高滤波器特性的陡峭性。
θ为从
-64960×H3+19831×H2-2068.4×H+169.7-10°…(式1)
至
-64960×H3+19831×H2-2068.4×H+169.7+6°…(式2)。
为-27°～+27°。
ψ为-47°～+47°。
图10及图12是分别表示图9及图11示出的瑞利波寄生变小的Pt厚度与欧拉角下的洛夫波及瑞利波及第2寄生模式的声速、和欧拉角及ψ的关系的图。其中，由于瑞利波的机电耦合系数k2几乎为0，故Fr＝Fa。
如前述，利用了洛夫波的压电谐振器的相对频带宽度(Fa-Fr)/Fr要比可调谐滤波器1所要求的可变频率宽度小。为此，如前述，连接第1、第2电感而构成了宽频带的第1、第2谐振电路7、8。
在使用第1、第2电感使上述压电谐振器的反谐振频率、谐振频率移位的情况下，频率移位量越大，则第1、第2谐振电路7、8的Q值越劣化。若第1、第2谐振电路7、8的Q值劣化，则连接可变电容而成的第1、第2可变谐振电路9、10的Q值也劣化。因此，在要求陡峭的滤波器特性的情况下，优选第1、第2电感所引起的频率移位量并不大。
例如，考虑在可变频率频带的低频侧要求陡峭的滤波器特性而在高频侧要求平缓的滤波器特性的情况。该情况下，优选减小第1、第2谐振电路7、8的谐振频率Fr侧的第1、第2电感所产生的频率移位量，增大反谐振频率Fa侧的电感所产生的频率移位量。
另一方面，考虑在高频侧与低频侧要求相同程度的陡峭性的情况。该情况下，优选将第1谐振电路7的谐振频率及反谐振频率双方的电感中的频率移位量设为相同程度。由此，能够将低频侧及高频侧的可变谐振器的Q值设为相同程度。因而，滤波器特性的陡峭性也在低频侧与高频侧成为相同程度。
另外，在欧拉角为(0°，θ，0°)的LiNbO3中传播慢的横波的声速Vs为4031m/秒。图13及图14是表示利用了洛夫波的压电谐振器的谐振特性、和利用了SH型漏泄波的压电谐振器的谐振特性的图。在图13及图14中，实线表示将Pt厚度设为0.04λ并利用了洛夫波时的压电谐振器的谐振特性，虚线表示将Pt厚度设为0.01λ并利用了SH型漏泄波时的压电谐振器的谐振特性。图13表示阻抗特性，图14表示相位特性。
在图13及图14中，以单点划线表示Vs/λ的位置。在此，由于λ＝2μm，因此Vs/λ成为约2015MHz的值。
由图13及图14可明确，利用了洛夫波的压电谐振器的谐振特性，在超过了以Vs/λ、即在LiNbO3中传播慢的横波的声速Vs除以波长λ而得到的值所表现出的频率的情况下，谐振特性显著地劣化。
图15(a)、(b)、图16(a)、(b)及图17表示将Pt厚度设为0.04λ而构成的利用了洛夫波的压电谐振器并联地连接电感即第1并联电感所构成的谐振电路的谐振特性。另外，在图15(a)中，未连接上述并联电感。再有，在图15(b)中将并联电感的电感值设为10nH，在图16(a)中将并联电感的电感值设为7nH，在图16(b)中将并联电感的电感值设为5nH，在图17中将并联电感的电感值设为3nH。在图16(b)及图17中，用单点划线来补记Vs/λ的位置。
由图15(a)～图17可明确，在连接了第1并联电感的宽频带的谐振电路中，若超过Vs/λ，则谐振特性会显著地劣化，反谐振消失。
因此，可知在利用了洛夫波的压电谐振器及该压电谐振器连接电感而成的宽频带的谐振电路进一步连接可变电容来构成可变谐振器的情况下，也是在比上述Vs/λ高的频域内谐振特性劣化。
由此，在可调谐滤波器1中，Vs/λ成为可变频域的高频侧的界限。由此，在本发明中，在整个可变频率范围内通频带需要位于比Vs/λ更低的低频侧。由此，不仅能提高滤波器特性的陡峭性，还能够有效地扩展频率可变范围。
再者，根据图6更优选的是期望将Pt厚度设为0.023λ以上，该情况下能够使反谐振频率Fa位于比Vs/λ低1％的低频侧。更优选的是，将Pt厚度H设为0.028λ以上，该情况下能够使反谐振频率Fa位于比Vs/λ还低5％的低频侧。进一步优选的是，Pt厚度H为0.034λ以上，最优选的是0.050λ以上。这些情况下，分别能够使反谐振频率Fa位于比Vs/λ还低10％及20％的频率。
在上述实施方式中，由Pt构成了IDT电极。可是，在本发明中也可以利用其他金属来形成IDT电极。
在利用Pt以外的金属来形成IDT电极的情况下，关于基于前述的Pt膜的膜厚所引起的θ的范围，优选以下这样进行设定。即，将IDT电极的厚度设为H(λ)、将IDT电极的密度P与Pt的密度PPt之比P/PPt设为A，只要将θ设定为下述式(3)到下述式(4)之间即可。
只要将θ设为-64960×(H/A)3+19831×(H/A)2-2068.4×H/A+169.7-10°…(式3)到-64960×(H/A)3+19831×(H/A)2-2068.4×(H/A)+169.7+6°…(式4)的范围即可。再有，关于及ψ，只要分别设为-27°～+27°的范围及-47°～+47°的范围即可。
可是，IDT电极也可以利用层叠金属膜来形成。由于Pt的电阻率高，故例如也可以在Pt上层叠电阻率小的Al。该情况下，能够降低谐振电阻。因此，能够更进一步提高第1、第2压电谐振器中的谐振特性。
该情况下，如上所述只要考虑Al的密度、Pt的密度与各金属膜的厚度来决定IDT电极整体的密度即可。
图18是表示使用了LiNbO3的欧拉角为(0°，106°，0°)且将Al膜层叠于Pt膜的IDT电极时的谐振特性的图。再有，图19是表示使用了LiNbO3的欧拉角为(0°，108°，0°)且将Al膜层叠于Pt膜的IDT电极时的谐振特性的图。在此，在LiNbO3基板上设置了下述层叠结构的IDT电极。即，利用表1所示的层叠结构的金属膜来形成了IDT电极。
其中，在基板侧配置下述表1所示的NiCr膜并按表的顺序层叠了其他层。
[表1]
| 材料 | 厚度(nm) |
| Ti | 25 |
| Al-1wt％Cu | 210 |
| Ti | 25 |
| Pt | 100 |
| NiCr | 35 |
再有，在上述IDT电极上层叠了厚度为20nm的SiO2膜。IDT电极的电极指的对数设为60对，反射器的电极指的对数设为25对，IDT电极中的电极指交叉宽度设为30λ。
由上述层叠金属膜构成的IDT电极，考虑其厚度及密度的话，若换算为Pt膜的厚度，则为153nm。在λ＝3μm的情况下，该厚度相当于0.051λ。因此，由图5可知，θ＝107°成为瑞利波寄生最小的条件。由图18及图19可明确，LiNbO3的欧拉角为(0°，106°，0°)及(0°，108°，0°)的情况下瑞利波寄生及第2寄生小。
因此，在本发明中，如上述，以IDT电极整体的膜厚除以上述IDT电极整体的密度与Pt的密度之比而得的值为基准，求取θ优选的范围即可。
(欧拉角)
在本说明书中，表现基板的切断面和弹性波的传播方向的欧拉角 使用了文献[弹性波元件技术手册](日本学术振兴会弹性波元件技术第150委员会、第1版第1次印刷、平成3年11月30日发行、549页)记载的右手系欧拉角。即，相对于Li2B4O7的结晶轴X、Y、Z，以Z轴为轴并绕X轴逆时针旋转而获得Xa轴。接着，以Xa轴为轴并绕Z轴逆时针旋转θ而获得Z’轴。将包含Xa轴并将Z’轴设为法线的面作为基板的切断面。而且，将以Z’轴为轴并绕Xa轴逆时针旋转ψ而得的X’轴方向设为弹性波的传播方向。
(结晶轴)
再有，作为欧拉角的初始值而给出的Li2B4O7的结晶轴X、Y、Z，将Z轴设为与c轴平行，将X轴设为与等效的3方向的a轴之中任意一个平行，Y轴设为包含X轴与Z轴的面的法线方向。
符号说明
1...可调谐滤波器
2...输入端子
3...输出端子
4...串联臂
5...接地端子
6...并联臂
7...第1谐振电路
8...第2谐振电路
9...第1可变谐振电路
10...第2可变谐振电路
12...LiNbO3基板
13...IDT电极
14...第1电极指
15...第2电极指
16、17...反射器
CP1、CP2...第1、第2并联可变电容
CS1、CS2...第1、第2串联可变电容
LS1、LS2...第1、第2串联电感
LP1、LP2...第1、第2并联电感
RS1、RS2...第1、第2压电谐振器
Claims (11)
1.一种可调谐滤波器，具备：
压电谐振器；
频带扩展用电感，其与所述压电谐振器连接；和
可变电容，其与所述压电谐振器连接，
所述可调谐滤波器利用洛夫波，
所述压电谐振器具有LiNbO3基板、和被设置在所述LiNbO3基板上的IDT电极，
通频带及衰减频带位于比下述值低的低频域，该值是在所述LiNbO3基板中传播慢的横波的声速除以由所述IDT电极的周期决定的波长而得到的，
在将所述IDT电极的厚度设为H、将该IDT电极的密度P与Pt的密度PPt之比P/PPt设为A时，在欧拉角中，
θ处于下述式3至下述式4的范围内，
处于-27°～+27°的范围内，
ψ处于-47°～+47°的范围内，
其中，所述厚度H的单位为λ，
-64960×(H/A)3+19831×(H/A)2-2068.4×H/A+169.7-10°…(式3)
-64960×(H/A)3+19831×(H/A)2-2068.4×(H/A)+169.7+6°…(式4)。
2.根据权利要求1所述的可调谐滤波器，其中，
所述可调谐滤波器具有：
输入端子；和
输出端子，
所述压电谐振器具有：第1压电谐振器，其被设置在连结所述输入端子与所述输出端子的串联臂、且由弹性波谐振器构成；以及第2压电谐振器，其被设置在连结所述串联臂与接地电位的并联臂、且由弹性波谐振器构成，
所述频带扩展用电感具有：第1电感，其与所述第1压电谐振器连接、且对所述第1压电谐振器的相对频带进行扩展；以及第2电感，其与所述第2压电谐振器连接、且对所述第2压电谐振器的相对频带进行扩展，
所述可变电容具有：第1可变电容，其与所述第1压电谐振器连接、且与所述第1压电谐振器及所述第1电感一起构成了第1可变谐振电路；以及第2可变电容，其与所述第2压电谐振器及所述第2电感一起构成了第2可变谐振电路。
3.根据权利要求1或2所述的可调谐滤波器，其中，
所述IDT电极由Pt膜构成，
在将所述Pt膜的膜厚设为H、将所述LiNbO3基板的欧拉角设为 时，
θ处于下述式1至下述式2的范围内，
处于-27°～+27°的范围内，
ψ处于-47°～+47°的范围内，
其中，所述膜厚H的单位为λ，
-64960×H3+19831×H2-2068.4×H+169.7-10°…(式1)
-64960×H3+19831×H2-2068.4×H+169.7+6°…(式2)。
4.根据权利要求3所述的可调谐滤波器，其中，
所述Pt膜的厚度H为0.023λ以上。
5.根据权利要求2所述的可调谐滤波器，其中，
所述第1电感具有与所述第1压电谐振器并联连接的第1并联电感。
6.根据权利要求2或5所述的可调谐滤波器，其中，
所述第1电感具有与所述第1压电谐振器串联连接的第1串联电感。
7.根据权利要求2所述的可调谐滤波器，其中，
所述第2电感具有与所述第2压电谐振器串联连接的第2串联电感。
8.根据权利要求2或7所述的可调谐滤波器，其中，
所述第2电感具有与所述第2压电谐振器并联连接的第2并联电感。
9.根据权利要求2、5或7中任一项所述的可调谐滤波器，其中，
所述第1可变电容具有第1串联可变电容和第1并联可变电容之中的至少一方，该第1串联可变电容与所述第1压电谐振器串联连接，该第1并联可变电容与所述第1压电谐振器并联连接。
10.根据权利要求2、5或7中任一项所述的可调谐滤波器，其中，
所述第2可变电容具有第2串联可变电容和第2并联可变电容之中的至少一方，该第2串联可变电容与所述第2压电谐振器串联连接，该第2并联可变电容与所述第2压电谐振器并联连接。
11.根据权利要求2、5或7中任一项所述的可调谐滤波器，其中，
所述第1压电谐振器和第2压电谐振器构成于同一LiNbO3基板上。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |