WO2020110779A1 - 光学的測定装置及び測定方法 - Google Patents

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Definitions

  • the present invention relates to an optical measuring device and a measuring method suitable for an environment recognition sensor or the like used in an automobile or an autonomous robot.
  • lidar Laser Imaging Detection and Ranging
  • ToF Time of Flight
  • the ToF system lidar detects the scattered light from the target object by direct detection.
  • the FMCW (Frequency Modulated Continous Wave) method using coherent detection is capable of detecting scattered light with higher sensitivity, and has the feature that in addition to the distance to the target object, the motion velocity from the Doppler shift can also be measured.
  • the FMCW radar in the millimeter wave region has been put into practical use as a vehicle-mounted collision prevention sensor. If an FMCW lidar can be realized in the light wave region, a significant improvement in spatial resolution can be expected.
  • the current FMCW lidar has a complicated device configuration and requires a laser light source with high coherence, so that its application field is limited.
  • the FMCW lidar device of FIG. 14A includes a triangular wave signal generator 27, an injection current source 2, a semiconductor laser 3, beam splitters 6a and 6b, an optical circulator 7, a reflecting mirror 9, and a photodetector 14. Equipped with.
  • the output of the triangular wave signal generator 27 that generates a triangular wave is input to the injection current source 2 to modulate the injection current of the semiconductor laser 3.
  • the output light of the semiconductor laser 3 is divided into two, one is the probe light 11 and the other is the reference light 10.
  • the reference light is light that is in phase with the probe light and serves as a reference for optical delay.
  • the beam splitters 6a and 6b, the optical circulator 7, and the reflecting mirror 9 constitute a homodyne optical system 30.
  • the object 13 is irradiated with the probe light 11, the scattered light 12 from the object 13 and the reference light 10 are combined, and the multiplexed light 12 is input to the photodetector 14 to generate the beat signal 15.
  • FIG. 14B is a diagram showing the waveform of each frequency of the reference light 10, the scattered light 12, and the beat signal 15.
  • the optical frequency of the semiconductor laser 3 periodically repeats up and down chirps corresponding to the triangular wave output from the triangular wave signal generator 27.
  • the scattered light 12 has a time delay corresponding to the distance to the object 13 with respect to the reference light 10, and a beat signal 15 having a frequency proportional to the time delay is generated at the output of the photodetector 14.
  • the frequency of the beat signal 15 has a constant value except in the vicinity of the apex of the triangular wave where the frequencies of the reference light 10 and the scattered light 12 intersect, so the beat frequency is obtained by spectrum analysis or the like, and the time delay, that is, up to the object 13 is reached. The distance can be calculated.
  • the beat frequency f B measured by the FMCW lidar can be expressed by the following equation.
  • ⁇ is the chirp bandwidth
  • f m is the modulation frequency
  • L is the distance to the object 13
  • c is the speed of light.
  • ⁇ /(T m /2) represents a frequency change per unit time, that is, a chirp rate.
  • FIG. 14C is a diagram showing the waveform of each frequency of the reference light 10, the scattered light 12, and the beat signal 15 when the velocity V is positive and when the velocity V is negative.
  • the beat frequencies f up and f down generated in the up and down chirp time regions can be expressed by the following equations, respectively.
  • ⁇ 0 is an optical frequency.
  • the first term is a time delay component according to the distance to the object 13, and the second term is the Doppler shift ⁇ f D associated with the movement of the object 13.
  • the values of the beat frequencies f up and f down can be measured, respectively, and the distance L and the velocity V of the object can be calculated by the following equations.
  • Expressions (4) and (5) show that the sum of the beat frequencies f up and f down corresponds to the distance, and the difference corresponds to the speed.
  • the beat frequencies f up and f down are in the positive region, that is, the beat frequency f B due to the distance to the target 13 is the Doppler shift. It is assumed that it is larger than ⁇ f D. Even under the condition that the value of the expression (4) or the expression (5) becomes negative, the absolute value thereof is detected as the beat frequency, so that the distance L and the speed V cannot be calculated correctly. Therefore, the following conditions are imposed.
  • the expression (6) means that the measurable distance is limited according to the movement speed V of the object 13. That is, it is impossible to measure the vicinity of the distance L min expressed by the following equation.
  • the distance resolution ⁇ L can be expressed by the following equation.
  • the meaning of resolution in equation (8) is the ability to separate and detect two adjacent scattering points. When there is one scattering point, the distance can be measured with higher accuracy. Since the range resolution ⁇ L is inversely proportional to the chirp bandwidth ⁇ , it is necessary to increase the chirp bandwidth in order to obtain high resolution. For example, the chirp bandwidths required to obtain resolutions of 10 cm and 1 cm are 1.5 GHz and 15 GHz, respectively. Even with a single scattering point, the accuracy is inversely proportional to the chirp bandwidth.
  • the linearity of the chirp is an extremely important characteristic when calculating the distance and speed from the value of the beat frequency.
  • the beat frequencies of the expressions (1), (2), and (3) are premised on that the frequency of the semiconductor laser 3 increases (up chirp) or decreases (down chirp) in proportion to time.
  • the beat frequency which should be a constant value, changes and it becomes impossible to uniquely determine the distance and the velocity.
  • Non-Patent Document 1 Since semiconductor lasers operating in the eye-safe wavelength range can directly modulate the frequency by injection current modulation, they are expected as a light source for small, low-cost FMCW lidars. However, it is known that the frequency modulation of the semiconductor laser is caused by a thermal effect and the frequency response characteristic is not flat, so that the nonlinear chirp appears remarkably. It has been reported that in frequency modulation using a triangular wave, frequency components not included in the modulated signal appear due to nonlinear chirp (see Non-Patent Document 1).
  • the methods of suppressing or reducing the influence of such non-linear chirp can be roughly classified into two.
  • One is a method of controlling the modulation of a semiconductor laser to obtain a desired linear chirp.
  • the other is a method of processing the detected beat signal to remove the influence of the non-linear chirp.
  • a method for calculating a distance by monitoring the frequency modulation signal or the laser output to control the modulation signal generator and correcting the detected beat signal has been reported as follows (see Patent Document 4). ..
  • the phase of the laser output light is mathematically modeled, the parameters included in the model are estimated from the monitor results, control and signal processing are performed, and the distance is calculated.
  • a device that optically detects a millimeter-wave frequency and suppresses the influence of nonlinear chirp by signal processing has been reported as follows (see Patent Document 5).
  • the millimeter wave signal to be transmitted is converted into an optical signal, the beat signal is detected by the homodyne interferometer, and converted into a pulse signal.
  • the pulse signal contains the information of the non-linear chirp, and the influence of the non-linear chirp can be suppressed by AD converting the beat signal using this pulse signal as a clock.
  • the beat frequency which should originally be a constant value, changes because the optical frequency change changes nonlinearly with time, and the distance and velocity are uniquely calculated. There is a problem that you can not do it.
  • Patent Documents 1 to 3 In the above-described method of suppressing or reducing the influence of the nonlinear chirp (see Patent Documents 1 to 3), since the nonlinear chirp is suppressed by the negative feedback control of the laser, it is necessary to generate the error signal in real time. Therefore, it is necessary to have a homodyne or heterodyne interferometer. Further, the method of controlling the modulation signal generator and correcting the detection signal (see Patent Document 4) requires an optical device such as an interferometer. Further, although Patent Document 5 is a technique relating to a millimeter wave radar device, it can also be applied to an FMCW lidar in the optical region. However, the homodyne interferometer is necessary because the clock of the AD converter needs to be generated in real time.
  • the inventor has applied for an apparatus and method for calculating a distance from an average value of frequencies of beat signals by using a homodyne optical system for the purpose of removing the influence of nonlinear chirp (Japanese Patent Application No. 2017-165940). ).
  • a homodyne optical system for the purpose of removing the influence of nonlinear chirp.
  • a device for detecting and controlling the frequency modulation is required in addition to the optical system for measuring the distance and the speed, which complicates the configuration of the device. Further, there is a problem that the measurement in the vicinity cannot be performed correctly due to the relative movement of the measuring device and the object.
  • a device for measuring optical distance, speed, or distance and speed if a compact and low-priced lidar system can be realized without complicating the device configuration, it will be used for consumer applications such as in-vehicle collision prevention, pedestrian detection sensor, etc. Can be expected to develop.
  • the present invention seeks to solve the above problems in FMCW lidar, eliminating the effects of laser non-linear chirp to eliminate at least distance and velocity without the use of additional equipment such as interferometers. It is an object of the present invention to provide an optical measuring device and a measuring method which enable any accurate measurement.
  • the present invention has the following features in order to achieve the above object.
  • a frequency-modulated laser, a photodetector, and output light of the laser are divided into two, one is used as a probe light and the other is used as a reference light, and a frequency shift is applied to either the probe light or the reference light.
  • An IQ detector for detecting the in-phase component I and the quadrature component Q of the signal, and the phase and frequency of the beat signal from the in-phase component I and the quadrature component Q, and the velocity of the object is calculated from the frequency.
  • An optical measurement device comprising: an arithmetic processing unit that executes at least one of an arithmetic operation and an operation of calculating a distance from the phase to the object.
  • the optical processing device according to (1) wherein the arithmetic processing unit obtains a Doppler shift and a velocity due to the motion of the object from the average value of the frequencies.
  • the arithmetic processing unit obtains an average value of absolute values after excluding the Doppler shift component from the phase, and based on a proportional relationship between a distance calibrated in advance and an average value of absolute values of the phase.
  • a two-channel AD converter that acquires the in-phase component I and the quadrature component Q detected by the IQ detection unit as a digital IQ signal is provided, and the digital IQ signal is input to the arithmetic processing unit, The optical measuring device according to any one of (1) to (3), wherein the phase and frequency of the beat signal are obtained from a digital IQ signal.
  • a 1-channel AD converter that acquires the beat signal generated from the photodetector as a digital RF signal is provided, and the IQ detection unit extracts the in-phase component I and the quadrature component Q from the digital RF signal.
  • the optical system according to any one of (1) to (3) characterized in that the phase and frequency of the beat signal are detected from the in-phase component I and the quadrature component Q by the arithmetic processing unit. Measuring device. (6) The optical measuring device according to any one of (1) to (5), wherein the frequency shift is larger than frequencies included in the in-phase component I and the quadrature component Q. (7) The optical measuring device according to any one of (1) to (6), wherein the frequency modulation signal of the laser is a sine wave. (8) The output light of the frequency-modulated laser is divided into two, one is used as a probe light and the other is used as a reference light, and a frequency shift is given to either the probe light or the reference light, and the probe light is applied to an object.
  • the Irradiation, the scattered light from the object and the reference light are combined and incident on the photodetector, and the in-phase component I and the quadrature component Q of the beat signal generated from the photodetector are detected, At least a calculation of calculating the phase and frequency of the beat signal from the in-phase component I and the quadrature component Q, and then calculating the velocity of the object from the frequency, or calculating the distance from the phase to the object.
  • An optical measuring method characterized by performing any of the following. (9)
  • the calculation for calculating the speed of the object from the frequency is to calculate the Doppler shift and the speed due to the motion of the object from the average value of the frequencies.
  • Optical measurement method is to calculate the Doppler shift and the speed due to the motion of the object from the average value of the frequencies.
  • the calculation for calculating the distance from the phase to the object is performed by excluding the component of the Doppler shift from the phase, then obtaining the average value of the absolute values, and measuring the distance and the absolute value of the phase calibrated in advance.
  • the optical measuring method according to (8) or (9) above which is to calculate the distance to the object based on a proportional relationship with an average value.
  • (11) When detecting the in-phase component I and the quadrature component Q of the beat signal generated from the photodetector and obtaining the phase and frequency of the beat signal from the in-phase component I and the quadrature component Q, the in-phase component I 11.
  • the quadrature component Q and the quadrature component Q are converted into a digital IQ signal, and the phase and frequency of the beat signal are obtained from the digital IQ signal, according to any one of (8) to (10) above.
  • Optical measurement method (12) When the in-phase component I and the quadrature component Q of the beat signal generated from the photodetector are detected and the phase and frequency of the beat signal are obtained from the in-phase component I and the quadrature component Q, the beat signal is calculated. A digital RF signal is converted, the in-phase component I and the quadrature component Q are detected from the digital RF signal, and the phase and frequency of the beat signal are obtained from the in-phase component I and the quadrature component Q.
  • the optical measurement method according to any one of (8) to (10) above.
  • the optical measuring device and the measuring method of the present invention it is possible to accurately measure the distance and the speed including the case where the measuring device and the object are relatively moving.
  • the distance and the velocity can be uniquely calculated. That is, the velocity can be measured without being affected by the change in distance, and the distance can be measured with high accuracy without being affected by the velocity.
  • the FMCW lidar can be realized in the light wave region by using the laser light, the spatial resolution can be remarkably improved.
  • the present invention also has the effect that there is no limitation on the measuring distance by setting the frequency shift appropriately.
  • an FMCW lidar is configured using a heterodyne optical system, the phase and frequency of a beat signal are detected using an IQ detection unit and an arithmetic processing unit, and velocity is calculated from frequency and distance is calculated from phase. Is possible.
  • the non-linear chirp of the laser can be removed without using an additional device such as an interferometer, and accurate measurement of speed and distance becomes possible.
  • the optical measuring device and the measuring method of the present invention it is possible to measure with high accuracy a device in which at least one of the distance and the velocity is downsized.
  • the influence of the frequency response characteristics of the laser and the drive circuit can be reduced and high speed operation becomes possible.
  • the arithmetic processing unit When the arithmetic processing unit is equipped with a 1-channel AD converter that acquires the beat signal generated from the photodetector as a digital RF signal, and the functions of the IQ detection unit and the arithmetic processing unit are executed by the arithmetic processing device, the influence of the non-linear chirp is obtained only by the signal processing. Can be realized, and a more compact and highly accurate device can be realized.
  • FIG. 6 is a diagram showing a beat signal phase when a positive velocity is applied by an optical phase shifter according to Evaluation Example 1.
  • (B) is an enlarged view of a part (portion surrounded by a dotted line) of (a).
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a beat signal phase when a negative velocity is applied by an optical phase shifter according to Evaluation Example 1.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating calculation results of phase absolute average values before and after Doppler shift removal according to Evaluation Example 1.
  • 9 is a diagram illustrating a beat signal phase when a distance is changed by a variable optical delay line according to Evaluation Example 2.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a beat signal phase when a distance is changed by a variable optical delay line according to Evaluation Example 2.
  • FIG. (A), (b), (c) is an enlarged view of a part (portion surrounded by a dotted line) of FIG. 9(a), (b), (c), respectively.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a frequency modulation waveform of a semiconductor laser according to Evaluation Example 2. It is a figure showing the calculated distance which concerns on example 2 of evaluation.
  • (A) shows a deviation with respect to an absolute distance and velocity 0, and (b) shows a relative distance and an error. It is a figure explaining the principle of the FMCW lidar in a prior art.
  • (A) FMCW lidar device, (b) reference light when object is stationary, scattered light, frequency of beat signal, (c) and (d) reference when object is moving Indicates the frequency of light, scattered light, and beat signal.
  • the output light of the frequency-modulated laser is divided into two, one is the probe light and the other is the reference light, and the frequency shift f is applied to either the probe light or the reference light.
  • S and irradiates the object with the probe light, combines the scattered light from the object and the reference light into the photodetector, and outputs the same phase of the beat signal generated from the photodetector.
  • a component I and a quadrature component Q are detected, a phase and a frequency of a beat signal are obtained from the in-phase component I and the quadrature component Q, and then an operation of calculating a velocity of the object from the frequency, or the phase is performed. At least one of the operations for calculating the distance to the object is executed.
  • the following optical measuring device is used. It can be used for velocity measurement only, distance measurement only, or both velocity and distance measurement.
  • An optical measuring device includes at least a frequency-modulated laser, a photodetector, a heterodyne optical system, an IQ detecting section, and an arithmetic processing section.
  • the heterodyne optical system divides the output light of the laser into two, one is the probe light and the other is the reference light, and a frequency shift f S is given to either the probe light or the reference light, It is an optical system that irradiates a target object with probe light, multiplexes the scattered light from the target object and the reference light, and enters the light detector.
  • a heterodyne interferometer is constructed by the heterodyne optical system and the object.
  • the IQ detector detects the in-phase component I and the quadrature component Q of the beat signal generated from the photodetector.
  • the arithmetic processing unit obtains the phase and frequency of the beat signal from the in-phase component I and the quadrature component Q and calculates the velocity of the object from the frequency, or the distance from the phase to the object. Do at least one.
  • a frequency-modulated laser a heterodyne optical system, a photodetector, an IQ demodulator that is an example of an IQ detection unit, a two-channel AD converter, and an IQ signal calculation that is an example of an arithmetic processing unit.
  • a device including a processing device is used to measure the distance and speed to the object.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating the basic configuration of the optical measuring device according to the present embodiment.
  • the optical measuring device of FIG. 1 includes a modulation signal generator 1, an injection current source 2, a semiconductor laser 3, a heterodyne optical system 5, a photodetector 14, an IQ demodulator 16, and a 2-channel AD converter. 19 and an IQ signal arithmetic processing unit 20.
  • a direct modulation semiconductor laser is shown as an example of the frequency-modulated laser.
  • the heterodyne optical system 5 mainly includes a signal generator 4, a beam splitter 6a, an optical circulator 7, an optical frequency shifter 8, a reflecting mirror 9 and a beam splitter 6b.
  • the optical frequency shifter 8 is driven by the signal generator 4. As shown in FIG.
  • the output of the modulation signal generator 1 is input to the semiconductor laser 3 via the injection current source 2, and the frequency of the output light is modulated.
  • the output light of the semiconductor laser 3 is divided into two by a beam splitter 6a, one of which is frequency-shifted by an optical frequency shifter 8 to be a reference light 10 and the other is a probe light 11.
  • the probe light 11 irradiates the object 13 via the optical circulator 7.
  • the scattered light 12 from the object 13 is guided to the beam splitter 6b via the optical circulator 7, and the scattered light 12 and the reference light 10 are multiplexed and received by the photodetector 14. Since there is a time difference between the frequency-modulated reference light 10 and the scattered light 12 according to the distance to the object 13, a frequency difference is generated.
  • a beat signal 15 corresponding to the frequency difference is generated at the output of the photodetector 14.
  • the output of the photodetector 14 and the output of the signal generator 4 are input to the IQ demodulator 16, and the in-phase component 17 and the quadrature component 18 of the beat signal 15 are detected and input to the 2-channel AD converter 19.
  • the 2-channel AD converter 19 converts the in-phase component 17 and the quadrature component 18 of the beat signal into a digital IQ signal and outputs the digital IQ signal to the IQ signal arithmetic processing device 20.
  • the IQ signal arithmetic processing device 20 after calculating the phase and frequency of the beat signal from the digital IQ signal, the average value of the frequencies is calculated to obtain the Doppler shift, and the speed of the object 13 is calculated.
  • phase absolute average value the average value of absolute values (hereinafter referred to as the phase absolute average value) is calculated.
  • the relationship between the distance calibrated in advance and the phase absolute average value is recorded using the semiconductor laser 3, and the distance to the object 13 is calculated.
  • one of the two beams split by the beam splitter 6a is used as the probe beam 11, and the other is given the frequency shift to be used as the reference beam 10.
  • the reference light and the probe light can be replaced with each other.
  • the beat signal 15 output from the photodetector 14 can be expressed by the following equation.
  • I(t) and Q(t) are the in-phase component 17 and the quadrature component 18, respectively, output from the IQ demodulator 16.
  • the IQ demodulator 16 has a function of removing the component of the frequency shift f S by inputting the beat signal 15 and the output of the signal generator 4 and outputting the in-phase component 17 and the quadrature component 18, respectively.
  • the components included in I(t) and Q(t) must be in a frequency range lower than the frequency shift f S. Is. Therefore, it is necessary to set the frequency shift f S according to the assumed distance and speed of the object 13.
  • the in-phase component 17 and the quadrature component 18 can be expressed by the following equations, respectively.
  • a(t) represents the amplitude due to the intensity modulation of the semiconductor laser 3
  • ⁇ (t) represents the phase due to the frequency modulation and the Doppler shift of the semiconductor laser 3.
  • ⁇ (t) can be expressed by the following equation.
  • ⁇ (t) represents the frequency modulation of the semiconductor laser 3
  • ⁇ d represents the round trip time of light to the object 13.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining signal processing in the IQ signal arithmetic processing device 20.
  • the folded phase ⁇ (t) is obtained from the in-phase component 17 and the quadrature component 18 converted into digital signals using the following equation.
  • the original phase ⁇ (t) is calculated from the folded phase ⁇ (t) of the equation (13) using the phase unwrapping process represented by the following equation.
  • ⁇ (t k ) represents time series data of phase
  • N represents the number of data.
  • the equation (14) is a process of adding an integral multiple of 2 ⁇ when the difference between adjacent time-series data exceeds ⁇ and it is determined that phase wrapping has occurred.
  • Expression (14) is an example of the phase unwrapping process, and it can be similarly implemented by using another algorithm.
  • the frequency f B (t) of the beat signal can be obtained by time-differentiating the phase of the equation (14) and dividing by 2 ⁇ .
  • the velocity of the object 13 was obtained from the difference between the beat frequencies generated in the up and down chirp time regions of the triangular wave.
  • the beat frequency The speed is calculated from the average value over one cycle.
  • the phase ⁇ (t) obtained by removing the Doppler shift component from the instantaneous phase of the equation (12) can be obtained.
  • phase absolute average value ⁇ avg
  • ⁇ (t) in the integrand represents the frequency modulation of the semiconductor laser 3
  • the integral value is a constant that does not depend on the distance or speed of the object 13. Therefore, since the phase absolute average value ⁇ avg is proportional to the distance L to the object 13, the distance L can be calculated by obtaining the proportional coefficient ⁇ represented by the following equation in advance.
  • the distance L is given by [phase absolute average value ⁇ avg ]/[proportional coefficient ⁇ ]. Therefore, the distance L is obtained by removing the Doppler shift component from the phase, and then obtaining the average value of the absolute values [the phase absolute average value ⁇ avg ], and the proportional relationship between the distance calibrated in advance and the average value of the absolute values of the phases.
  • the distance to the target can be calculated based on the (proportional coefficient ⁇ ).
  • the proportional coefficient ⁇ is recorded in advance in the IQ signal calculation processing device 20 and the beat signal calculation processing device 22.
  • the proportional coefficient ⁇ can be calculated from the frequency modulation ⁇ (t) of the semiconductor laser 3, the modulation period T m, and the light speed c. Alternatively, it can be obtained by measuring the relationship between the phase absolute average value ⁇ avg and the optical path difference using an interferometer whose optical path difference is calibrated.
  • the IQ demodulator 16 In order for the IQ demodulator 16, the IQ signal arithmetic processing unit 20, and the beat signal arithmetic processing unit 22 to function properly, it is necessary to set the frequency shift f S according to the distance and speed of the object 13.
  • the frequency shift f S In the FMCW lidar of the prior art, the measurable distance is limited depending on the moving speed of the object 13, but in the optical distance/speed detecting device of the present invention, the frequency shift f S is set appropriately. As a result, the measurable distance is not limited.
  • any periodic function signal can be used without being limited to the triangular wave or the sawtooth wave.
  • the equation (21) is an average value over one modulation period, the interval for calculating the average value may be set to an integral multiple of the modulation period.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the basic configuration of the optical measuring device according to the present embodiment.
  • a 1-channel AD converter 21 and a beat signal arithmetic processing device. 22 and 22 are used.
  • the output of the photodetector 14 is input to the 1-channel AD converter 21 and is input to the beat signal arithmetic processing device 22 as a digital RF signal.
  • the beat signal arithmetic processing unit 22 After obtaining the in-phase component and the quadrature component of the beat signal from the digital RF signal, the phase and frequency of the beat signal are calculated.
  • the process of calculating the velocity and the distance of the object from the phase and the frequency is the same as that of the IQ signal arithmetic processing device 20.
  • the beat signal calculation processing device obtains the phase and frequency of the beat signal from the in-phase component I and the quadrature component Q and the IQ detection unit that detects the in-phase component I and the quadrature component Q from the digital RF signal, It performs both functions of the arithmetic processing unit that calculates the speed and the distance.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an apparatus for evaluating the measurement accuracy of the optical measuring apparatus according to the present invention.
  • the accuracy evaluation device of FIG. 4 includes a modulation signal generator 1, an injection current source 2, a semiconductor laser 3, a heterodyne optical system 5, a photodetector 14, a vector signal analysis device 28, and an arithmetic processing device 29. Equipped with.
  • the output of the modulation signal generator 1 is input to the semiconductor laser 3 via the injection current source 2, and the frequency of the output light is modulated.
  • the output light of the semiconductor laser 3 is input to the heterodyne optical system 5 via the optical circulator 7.
  • the heterodyne optical system 5 is configured by using an optical fiber, and includes an optical circulator 7, an acousto-optic modulator 23, a signal generator 4, a variable optical delay line 24, an optical phase shifter 26, and a triangular wave signal generator 27. And a Faraday rotating mirror 25b.
  • the heterodyne optical system 5 constitutes a heterodyne interferometer together with the Faraday rotating mirror 25a corresponding to the object 13 (see FIGS. 1 and 3).
  • the optical measuring device of FIGS. 1 and 3 is a Mach-Zehnder interferometer, but here, in order to eliminate the influence of polarization plane rotation of light propagating in an optical fiber, a polarization-independent Michael A Son-type interferometer was used.
  • the acousto-optic modulator 23 has the functions of the beam splitters 6a and 6b and the optical frequency shifter 8 shown in FIGS.
  • the acousto-optic modulator 23 is driven by the signal generator 4 and outputs the 0th-order diffracted light that has not undergone the optical frequency shift and the 1st-order diffracted light that has undergone the optical frequency shift.
  • the 0th-order diffracted light is used as the probe light 11
  • the 1st-order diffracted light is used as the reference light 10.
  • variable optical delay line 24 After passing through the variable optical delay line 24, the 0th-order diffracted light is reflected by the Faraday rotator mirror 25a, propagates in the same optical path in the opposite direction, and enters the photodetector 14 via the optical circulator 7. In order to change the distance to the probe light 11, the variable optical delay line 24 is used to precisely adjust the optical path length. The probe light 11 reaching the photodetector 14 passes through the acousto-optic modulator 23 twice, but no frequency shift occurs.
  • the first-order diffracted light after passing through the optical phase shifter 26, is reflected by the Faraday rotator mirror 25b, propagates in the same optical path in the opposite direction, and enters the photodetector 14 via the optical circulator 7.
  • the optical phase shifter 26 is used to modulate the optical path length, and the reference light 10 is given a Doppler shift. Since the optical phase shifter 26 is driven by the triangular wave signal generator 27, both positive and negative movement speeds can be simulated. Since the reference light 10 reaching the photodetector 14 passes through the acousto-optic modulator 23 twice, a frequency shift corresponding to twice the frequency of the signal generator 4 is given.
  • the probe light 11 has a distance change and the reference light 10 has a Doppler shift due to motion.
  • This configuration corresponds to the case where the measuring device as an observer moves in the optical measuring device of FIGS. 1 and 3 and the distance to the object 13 changes. Since the calculation of the velocity by the Doppler shift measures the relative velocity between the measuring device and the object, the measurement result is the same even if the Doppler shift is applied to either the reference light or the probe light.
  • the reference light 10 and the probe light 11 input to the photodetector 14 output a beat signal 15 due to heterodyne interference.
  • the center frequency of the beat signal is twice the frequency of the signal generator 4.
  • the beat signal output from the photodetector 14 is input to the vector signal analysis device 28 to be converted into a digital signal (resolution 12 bits), and the in-phase and quadrature represented by the equations (10) and (11), respectively.
  • the component is detected, the folded phase represented by the equation (13) is calculated, and the phase unwrap process represented by the equation (14) is executed to obtain the original phase.
  • the processing from Expression (15) to Expression (22) is executed off-line using the arithmetic processing unit 29.
  • the beat signal is processed using the form of FIG. 3. However, in the actual measurement of the distance and the speed, if the IQ demodulator of the analog electronic circuit of the form of FIG. 1 is used, the beat signal is processed at a higher speed. be able to.
  • the output of the modulation signal generator 1 a sine wave with a frequency of 50 kHz is used, the modulation current amplitude of the semiconductor laser 3 is 76 mA pp , and the chirp bandwidth of the output light is 14.7 GHz. Since the semiconductor laser 3 is modulated by a sine wave, the output light has a non-linear chirp, and the distance and velocity cannot be calculated using the conventional techniques (1), (2), and (3).
  • the frequency of the signal generator 4 is 100 MHz, and the center frequency of the beat signal 15 is 200 MHz.
  • the frequency of the triangular wave signal generator 27 that drives the optical phase shifter 26 is 1 kHz, which is in synchronization with the modulation signal generator 1. Since the acquisition of the beat signal by the vector signal analysis device 28 is synchronized with the triangular wave signal generator 27, the waveforms corresponding to the positive and negative velocities are respectively acquired by adjusting the trigger delay of the beat signal acquisition. You can
  • the velocity and the phase absolute average value are measured by changing the velocity by the modulation amplitude of the optical phase shifter 26 under the condition that the variable optical delay line 24 is fixed and the distance is constant.
  • FIG. 5 is a diagram showing a waveform of a beat signal phase when a positive velocity is given by the optical phase shifter 26.
  • (B) is an enlarged view of a part (portion surrounded by a dotted line) of (a).
  • FIG. 5A shows a waveform when the modulation amplitude of the optical phase shifter 26 is changed from 0V to 150V pp in 30V units. It can be seen that as the speed increases, the entire waveform slopes upward to the right. This slope corresponds to the Doppler shift in equation (12).
  • the change of the phase with respect to the velocity is clearly shown.
  • FIG. 6 is a diagram showing a waveform of a beat signal phase when a negative speed is given by the optical phase shifter 26.
  • (B) is an enlarged view of a part (portion surrounded by a dotted line) of (a). As compared with FIG. 5, the inclination of the entire waveform is opposite, which shows that the direction of motion is opposite.
  • FIG. 7 is a diagram showing the calculated speed and error for the waveform of one cycle from time ⁇ 10 ⁇ s to +10 ⁇ s.
  • the black circles show the speed calculation results, and the black squares show the error calculation results.
  • the horizontal axis is a value obtained by incorporating the optical phase shifter 26 into the heterodyne interferometer described in Non-Patent Document 1, measuring the phase modulation waveform, converting the phase into a distance, and calibrating the speed. The measured value agrees well with the calibrated value, and the error is within ⁇ 2 mm/s.
  • the heterodyne interferometer described in Non-Patent Document 1 is composed of a Mach-Zehnder interferometer including an optical frequency shifter and has a function of measuring a phase modulation waveform from a beat signal.
  • FIG. 8 is a diagram showing a phase absolute average value calculated from a waveform for one cycle from time ⁇ 10 ⁇ s to +10 ⁇ s. Black squares are the calculation results of the phase absolute average value before the Doppler shift removal and black circles after the removal. When calculated from the waveform without removing the Doppler shift, the average value, which should be a constant value, decreases in proportion to the speed. On the other hand, the value calculated from the waveform after the Doppler shift is removed is almost constant. FIG. 8 suggests that even a small velocity of 100 mm/s or less greatly affects the calculation of the phase absolute average value.
  • FIG. 9 is a diagram showing the beat signal phase when the distance is changed in units of 4 mm using the variable optical delay line 24.
  • (A), (b) and (c) correspond to speeds of -52.4, 0 and 52.5 mm/s, respectively.
  • the entire waveform is upper right (see (a)) or lower right (see (c)) depending on the sign of the velocity. You can see that it is leaning toward ).
  • FIG. 10 is a waveform obtained by enlarging a part of FIG. 9 (a part surrounded by a dotted line).
  • (A), (b) and (c) correspond to speeds of -52.4, 0 and +52.5 mm/s, respectively.
  • the phase change due to the distance change in units of 4 mm clearly appears.
  • the entire waveform shifts in the vertical direction in FIGS. 10A and 10C according to the sign of the velocity.
  • FIG. 11 is a diagram showing the calculated speed and error.
  • the black triangle mark corresponds to a speed of -52.4 mm/s
  • the black square mark corresponds to a speed of +52.5 mm/s.
  • the measured value of the velocity is almost constant regardless of the distance, and the error is about ⁇ 2 mm/s.
  • the result of FIG. 11 shows that the velocity can be measured without being affected by the change in distance.
  • FIG. 12 is a diagram showing a frequency modulation waveform of the semiconductor laser 3 measured using the heterodyne interferometer described in Non-Patent Document 1.
  • the heterodyne interferometer described in Non-Patent Document 1 is composed of a Mach-Zehnder interferometer including an optical frequency shifter and has a function of measuring a frequency modulation waveform from a beat signal.
  • FIG. 13 is a diagram showing the calculated distance.
  • the black circle mark corresponds to a speed of 0 mm/s
  • the black square mark corresponds to a speed of +52.5 mm/s
  • the black triangle mark corresponds to a speed of -52.4 mm/s.
  • FIG. 13A shows the absolute distance and the deviation with respect to the case where the speed is zero.
  • the absolute distance is proportional to the setting value of the variable optical delay line, and the deviation of the distance measurement value due to the speed is about ⁇ 2 mm.
  • FIG. 13B shows the error with respect to the relative distance and the set value of the variable optical delay line.
  • the relative error is about ⁇ 1 mm at any of the speeds, which indicates that highly accurate distance measurement is possible without being affected by the speed.
  • the chirp bandwidth of the semiconductor laser 3 is 14.7 GHz, and the resolution calculated by the equation (8) in the prior art is 1 cm.
  • the accuracy and resolution of about several mm far exceeding 1 cm are obtained despite the existence of the non-linear chirp.
  • This difference in performance is due to the fact that signal processing is performed in the time domain in addition to the single scattering point.
  • the spectrum of the beat signal spreads due to nonlinear chirp, making it difficult to accurately obtain the center.
  • the optical measuring apparatus and method of the present invention signal processing is performed in the time domain, and changes in the signal due to distance and speed can be clearly identified, so that highly accurate measurement is possible.
  • the semiconductor laser is used as the light source
  • it can be similarly carried out in the case of a laser having a frequency modulation function or a light source in which a fixed frequency laser and a frequency modulator are combined.
  • the optical measuring device and method of the present invention do not require an additional device for controlling the frequency modulation of the laser, they are industrially useful as a FMCW lidar system that is small in size, high in accuracy, and low in cost. It has great potential for use in consumer equipment, including its use as an environment recognition sensor for automobiles and autonomous robots.
  • Modulation signal generator 2 Injection current source 3
  • Semiconductor laser 4 Signal generator 5
  • Optical circulator 8 Optical frequency shifter 9
  • Reference light 11
  • Probe light Scattered light 13
  • Target 14 Optical detection 15
  • beat signal 16
  • IQ demodulator 17
  • in-phase component 18
  • quadrature component 19
  • 2-channel AD converter 20
  • IQ signal arithmetic processing device 21 1-channel AD converter 22
  • beat signal arithmetic processing device 23 acousto-optic modulator 24 variable optical delay line 25a, 25b Faraday rotating mirror 26
  • Optical phase shifter 27 Triangular wave signal generator 28
  • Arithmetic processing device 30 Homodyne optical system

Abstract

ＦＭＣＷライダにおいて、レーザの非線形チャープの影響を除去して、正確な距離と速度の測定を可能とする光学的測定装置及び測定方法を提供する。光学的測定装置は、周波数変調したレーザと、光検出器と、レーザの出力光を２分し、一方をプローブ光、他方を参照光とし、プローブ光又は参照光のいずれか一方に周波数シフトを与え、プローブ光を対象物に照射して、対象物からの散乱光と、参照光を合波して光検出器に入射するヘテロダイン光学系と、ＩＱ検出部と、演算処理部とを備える。ＩＱ検出部は、光検出器から発生するビート信号の、同相成分Ｉと直交成分Ｑを検出し、演算処理部は、同相成分Ｉと直交成分Ｑから、ビート信号の位相と周波数を求め、周波数から対象物の速度を算出する演算、又は、位相から対象物までの距離を算出する演算の少なくともいずれかを実行する。

Description

光学的測定装置及び測定方法
　本発明は、自動車や自律ロボット等に用いられる環境認識センサ等に適する、光学的測定装置及び測定方法に関する。
　自動車や自律ロボットの環境認識センサや、建設・土木現場における形状計測などへの応用を目的として、ライダ（ＬｉＤＡＲ：Ｌａｓｅｒ　Ｉｍａｇｉｎｇ　Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ　ａｎｄ　Ｒａｎｇｉｎｇ）の開発が進展している。すでに実用化されているＴｏＦ（Ｔｉｍｅ　ｏｆ　Ｆｌｉｇｈｔ）方式のライダは、対象物に光パルスを照射して、散乱されて戻ってくるまでの時間から距離を測定し、照射する光パルスを空間的に走査して、３次元距離データを生成するものである。
　ＴｏＦ方式ライダでは、直接検波により対象物からの散乱光を検出する。一方、コヒーレント検波を用いるＦＭＣＷ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ　Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ　Ｗａｖｅ）方式は、より高感度の散乱光検出が可能であり、対象物までの距離に加えて、ドップラーシフトから運動速度も測定できる特徴を有している。ミリ波領域のＦＭＣＷレーダは、車載用の衝突防止センサとして実用化されている。光波領域でＦＭＣＷライダを実現できれば、空間分解能の格段の向上が期待できる。現状のＦＭＣＷライダは、装置の構成が複雑であり、高コヒーレンスのレーザ光源が要求されるため、応用分野は限定されている。
　図１４（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）は、従来技術におけるＦＭＣＷライダの動作原理を説明する図である。図１４（ａ）のＦＭＣＷライダ装置は、三角波信号発生器２７と、注入電流源２と、半導体レーザ３と、ビームスプリッタ６ａ、６ｂと、光サーキュレータ７と、反射鏡９と、光検出器１４を備える。三角波を発生する三角波信号発生器２７の出力を、注入電流源２に入力し、半導体レーザ３の注入電流を変調する。半導体レーザ３の出力光を２分し、一方をプローブ光１１、他方を参照光１０とする。参照光とは、プローブ光と位相が同期し、光学的遅延の基準となる光をいう。ビームスプリッタ６ａ、６ｂと、光サーキュレータ７と、反射鏡９とにより、ホモダイン光学系３０を構成する。プローブ光１１を対象物１３に照射し、対象物１３からの散乱光１２と参照光１０を合波し、光検出器１４に入力してビート信号１５を生成する。
　図１４（ｂ）は、参照光１０、散乱光１２、ビート信号１５の各周波数の波形を表す図である。半導体レーザ３の光周波数は、三角波信号発生器２７から出力される三角波に対応して、アップ、ダウンチャープを周期的に繰り返す。参照光１０に対して、散乱光１２には対象物１３までの距離に応じた時間遅れを生じ、光検出器１４の出力には、時間遅れに比例した周波数を有するビート信号１５が発生する。参照光１０と散乱光１２の周波数が交差する三角波の頂点近傍以外では、ビート信号１５の周波数は一定値になるので、スペクトル解析等によりビート周波数を求めて、時間遅れ、すなわち、対象物１３までの距離を算出することができる。
　ＦＭＣＷライダにより測定されるビート周波数ｆＢは、次式により表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、Δνはチャープ帯域幅、Ｔｍ＝１／ｆｍは変調周期、ｆｍは変調周波数、Ｌは対象物１３までの距離、ｃは光速度である。（１）式において、Δν／（Ｔｍ／２）は単位時間当たりの周波数変化、すなわち、チャープ率を表す。ビート周波数ｆＢから距離Ｌを算出するためには、チャープ率を事前に求めておく必要がある。
　ここまでの説明は、対象物１３が静止している場合であるが、次に、対象物１３が速度Ｖで運動している場合について説明する。半導体レーザ３から見て、対象物１３が遠ざかる方向をＶ＞０とする。対象物１３の運動により、散乱光１２はドップラーシフトを受け、ビート周波数が変化する。図１４（ｃ）は速度Ｖが正の場合、図１４（ｄ）は速度Ｖが負の場合について、参照光１０、散乱光１２、ビート信号１５の各周波数の波形を表す図である。対象物１３が静止している場合、アップ、ダウンチャープの時間域で発生するビート周波数は等しいが、運動している場合は、両者の間に速度Ｖに応じた差を生じる。
　アップ、ダウンチャープの時間域で発生するビート周波数ｆｕｐ、ｆｄｏｗｎは、それぞれ次式により表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここで、ν０は光周波数である。（２）、（３）式において、第１項は対象物１３までの距離に応じた時間遅れの成分、第２項は対象物１３の運動に伴うドップラーシフトΔｆＤである。
　ビート周波数ｆｕｐとｆｄｏｗｎの値をそれぞれ測定して、対象物の距離Ｌと速度Ｖを次式により算出することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　（４）、（５）式は、ビート周波数ｆｕｐとｆｄｏｗｎの和が距離に、差が速度に対応することを示している。
　（４）、（５）式による距離と速度の算出においては、ビート周波数ｆｕｐとｆｄｏｗｎが正領域にあること、すなわち、対象物１３までの距離に起因するビート周波数ｆＢが、ドップラーシフトΔｆＤよりも大きいことを前提としている。（４）式、または（５）式の値が負になる条件においても、その絶対値がビート周波数として検出されるので、距離Ｌと速度Ｖを正しく計算できなくなる。このため、以下の条件が課せられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　（６）式は、対象物１３の運動速度Ｖに応じて、測定できる距離に制限が課せられることを意味している。すなわち、次式で表される距離Ｌｍｉｎよりも近傍の測定はできない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　近傍の距離を測定可能とするためには、ビート周波数ｆＢを増大すること、すなわち、変調周波数ｆｍやチャープ帯域幅Δνを増大することが必要になる。以上の説明においては、対象物１３が運動している場合を想定したが、測定装置自体が運動している場合、また、対象物１３と測定装置の両方が運動している場合も同様であり、両者の間の相対的な速度により、ドップラーシフトを生じる。したがって、（５）式により算出する値は相対速度になる。
　次に、ＦＭＣＷライダにおける距離分解能について説明する。距離分解能δＬは、次式により表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　（８）式における分解能の意味は、近接する２つの散乱点を分離して検出する能力である。散乱点が１つの場合は、さらに高い精度で距離を測定することができる。距離分解能δＬはチャープ帯域幅Δνに反比例するので、高い分解能を得るためには、チャープ帯域幅が増大することが必要である。例えば、分解能１０ｃｍ、１ｃｍを得るのに必要なチャープ帯域幅は、それぞれ１．５ＧＨｚ、１５ＧＨｚである。散乱点が１つの場合においても、精度はチャープ帯域幅に反比例する。
　ビート周波数の値から距離と速度を算出する上で、チャープの直線性は極めて重要な特性である。（１）、（２）、（３）式のビート周波数は、半導体レーザ３の周波数が時間に比例して増加（アップチャープ）、または減少（ダウンチャープ）することを前提にしている。光周波数が時間に対して非線形に変化する場合は、一定値であるべきビート周波数が変化して、距離と速度を一意的に決定できなくなる。
　アイセーフ波長域で動作する半導体レーザは、注入電流変調により周波数を直接変調できることから、小型で低価格のＦＭＣＷライダ用の光源として期待されている。ところが、半導体レーザの周波数変調は熱効果に起因し、周波数応答特性が平坦ではないため、非線形チャープが顕著に現れることが知られている。三角波による周波数変調では、非線形チャープに起因して、変調信号に含まれない周波数成分が現れることが報告されている（非特許文献１参照）。
　ＦＭＣＷライダにおいて、このような非線形チャープの影響を抑圧または低減する手法は、２つに大別できる。一つは、半導体レーザの変調を制御して、所望の線形チャープを得る方法である。もう一つは、検出したビート信号を処理して、非線形チャープの影響を除去する方法である。
　レーザの周波数変化を光学的に検出して、基準となる三角波との誤差をレーザに負帰還して制御する装置、及び方法が、次のように報告されている（特許文献１乃至３参照）。距離測定用の光学系とは別のホモダイン、またはヘテロダイン干渉計を用意し、レーザの周波数変化を検出する。検出したレーザの周波数と基準信号との差を誤差信号として、レーザの注入電流を負帰還制御することにより、非線形チャープを抑圧することができる。
　周波数変調信号、またはレーザ出力をモニタして、変調信号発生器を制御するとともに、検出したビート信号を補正して、距離を算出する方法が次のように報告されている（特許文献４参照）。レーザ出力光の位相を数学的にモデル化し、モニタ結果からモデルに含まれるパラメータを推定し、制御と信号処理を行い、距離を算出する。
　ミリ波ＦＭＣＷレーダにおいて、光学的にミリ波周波数を検出し、信号処理により、非線形チャープの影響を抑圧する装置が、以下のように報告されている（特許文献５参照）。送出するミリ波信号を光信号に変換し、ホモダイン干渉計によりビート信号を検出して、パルス信号に変換する。パルス信号には非線形チャープの情報が含まれており、このパルス信号をクロックとして、ビート信号をＡＤ変換することにより、非線形チャープの影響を抑圧できる。
特開２０００－１１１３１２号公報 米国特許出願公開第２０１０／００８５９９２号明細書 米国特許出願公開第２０１２／０１０６５７９号明細書 米国特許出願公開第２００９／０１３５４０３号明細書 特表２００８－５１４９１０号公報
　半導体レーザを光源として用いるＦＭＣＷライダにおいては、光周波数変化が時間に対して非線形に変化することが原因で、本来は一定値であるべきビート周波数が変化して、距離と速度を一意的に算出できなくなる問題がある。
　前述した、非線形チャープの影響を抑圧または低減する方法（特許文献１乃至３参照）では、レーザの負帰還制御により非線形チャープを抑圧するため、誤差信号を実時間で生成する必要がある。このため、ホモダインまたはヘテロダイン干渉計を備える必要がある。また、変調信号発生器の制御と検出信号の補正を行う方法（特許文献４参照）では、干渉計などの光学装置が必要である。また、特許文献５はミリ波レーダ装置に関する技術であるが、光領域のＦＭＣＷライダにも適用できる。しかし、ＡＤ変換器のクロックを実時間で生成する必要があるため、ホモダイン干渉計が必要である。
　また、従来技術のＦＭＣＷライダにおいては、測定装置と対象物が相対的に運動している場合、ドップラーシフトにより、近傍の距離と速度が正しく測定できない問題がある。
　発明者は、非線形チャープの影響を除去することを目的として、ホモダイン光学系を用いて、ビート信号の周波数の平均値から距離を算出する装置、及び方法を出願している（特願２０１７－１６５９４０）。この出願では、ホモダイン光学系を用いるため、速度の測定は困難であり、対象物が運動している場合は、ドップラーシフトの影響を受けて、距離を正しく求めることができない問題がある。
　このように、従来技術においては、距離と速度測定用の光学系とは別に、周波数変調を検出して制御するための装置が必要であり、装置の構成が複雑になる。また、測定装置と対象物の相対的な運動に起因して、近傍の測定が正しく行われない問題がある。光学的な距離、速度、または距離と速度の測定装置として、装置構成が複雑化せず、小型で低価格のライダシステムが実現できれば、車載用の衝突防止、歩行者検知センサなど、民生分野への展開が期待できる。
　本発明は、ＦＭＣＷライダにおける上述の問題を解決しようとするものであり、干渉計などの付加的な装置を用いることなく、レーザの非線形チャープの影響を除去して、距離と速度のうちの少なくともいずれかの正確な測定を可能とする、光学的測定装置及び測定方法を提供することを目的とする。
　本発明は、前記目的を達成するために、以下の特徴を有するものである。
（１）　周波数変調したレーザと、光検出器と、前記レーザの出力光を２分し、一方をプローブ光、他方を参照光とし、前記プローブ光又は前記参照光のいずれか一方に周波数シフトを与え、前記プローブ光を対象物に照射して、前記対象物からの散乱光と、前記参照光を合波して前記光検出器に入射するヘテロダイン光学系と、前記光検出器から発生するビート信号の、同相成分Ｉと直交成分Ｑを検出するＩＱ検出部と、前記同相成分Ｉと前記直交成分Ｑから、前記ビート信号の位相と周波数を求め、前記周波数から前記対象物の速度を算出する演算、又は、前記位相から前記対象物までの距離を算出する演算の少なくともいずれかを実行する演算処理部とを、備えることを特徴とする光学的測定装置。
（２）　前記演算処理部は、前記周波数の平均値から、前記対象物の運動に起因するドップラーシフトと速度を求めることを特徴とする、前記（１）記載の光学的測定装置。
（３）　前記演算処理部は、前記位相から前記ドップラーシフトの成分を除外した後、絶対値の平均値を求め、事前に校正した距離と位相の絶対値の平均値との比例関係を基に、前記対象物までの距離を算出することを特徴とする前記（１）又は（２）記載の光学的測定装置。
（４）　前記ＩＱ検出部により検出した前記同相成分Ｉと前記直交成分Ｑを、デジタルＩＱ信号として取得する２チャンネルＡＤ変換器を備え、前記デジタルＩＱ信号を前記演算処理部に入力して、前記デジタルＩＱ信号から前記ビート信号の位相と周波数を求めることを特徴とする、前記（１）乃至（３）のいずれか１項記載の光学的測定装置。
（５）　前記光検出器から発生する前記ビート信号をデジタルＲＦ信号として取得する１チャンネルＡＤ変換器を備え、前記ＩＱ検出部は、前記デジタルＲＦ信号から、前記同相成分Ｉと前記直交成分Ｑを検出し、前記演算処理部により、該同相成分Ｉと該直交成分Ｑから前記ビート信号の位相と周波数を求めることを特徴とする、前記（１）乃至（３）のいずれか１項記載の光学的測定装置。
（６）　前記周波数シフトは、前記同相成分Ｉと前記直交成分Ｑに含まれる周波数よりも大きいことを特徴とする、前記（１）乃至（５）のいずれか１項記載の光学的測定装置。
（７）　前記レーザの周波数変調信号は正弦波であることを特徴とする前記（１）乃至（６）のいずれか１項記載の光学的測定装置。
（８）　周波数変調したレーザの出力光を２分し、一方をプローブ光、他方を参照光とし、前記プローブ光又は前記参照光のいずれか一方に周波数シフトを与え、前記プローブ光を対象物に照射して、前記対象物からの散乱光と、前記参照光を合波して光検出器に入射し、前記光検出器から発生するビート信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑを検出し、前記同相成分Ｉと前記直交成分Ｑから、ビート信号の位相と周波数を求めた後、前記周波数から前記対象物の速度を算出する演算、又は前記位相から前記対象物までの距離を算出する演算の少なくともいずれかを実行することを特徴とする光学的測定方法。
（９）　前記周波数から前記対象物の速度を算出する前記演算は、前記周波数の平均値から、前記対象物の運動に起因するドップラーシフトと速度を算出することである、前記（８）記載の光学的測定方法。
（１０）　前記位相から前記対象物までの距離を算出する演算は、前記位相から前記ドップラーシフトの成分を除外した後、絶対値の平均値を求め、事前に校正した距離と位相の絶対値の平均値との比例関係を基に、前記対象物までの距離を算出することである、前記（８）又は（９）記載の光学的測定方法。
（１１）　前記光検出器から発生するビート信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑを検出し、前記同相成分Ｉと前記直交成分Ｑから、ビート信号の位相と周波数を求める際に、前記同相成分Ｉと前記直交成分Ｑを、デジタルＩＱ信号に変換して、該デジタルＩＱ信号から、前記ビート信号の位相と周波数を求めることを特徴とする、前記（８）乃至（１０）のいずれか１項記載の光学的測定方法。
（１２）　前記光検出器から発生するビート信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑを検出し、前記同相成分Ｉと前記直交成分Ｑから、ビート信号の位相と周波数を求める際に、前記ビート信号をデジタルＲＦ信号に変換して、該デジタルＲＦ信号から、前記同相成分Ｉと直交成分Ｑを検出し、該同相成分Ｉと該直交成分Ｑから、前記ビート信号の位相と周波数を求めることを特徴とする、前記（８）乃至（１０）のいずれか１項記載の光学的測定方法。
　本発明の光学的測定装置及び測定方法によれば、測定装置と対象物が相対的に運動している場合を含めて、距離と速度を正確に測定できる。本発明の光学的測定装置及び測定方法によれば、距離と速度とを一意的に算出できる。即ち、距離変化の影響を受けることなく、速度の測定ができ、また、速度の影響を受けずに高精度の距離測定ができる。本発明では、レーザ光を用い、光波領域でＦＭＣＷライダを実現できるので、空間分解能が格段に向上できる。
　従来のＦＭＣＷライダでは、測定できる距離に制限があり、近傍の測定が不可能であったが、本発明では、周波数シフトを適切に設定することにより、測定距離の制限がないという効果もある。
　本発明の光学的測定装置及び測定方法においては、三角波ではなく正弦波により周波数変調した半導体レーザを用いた場合でも、速度及び距離の正確な測定ができる。本発明では、ヘテロダイン光学系を用いて、ＦＭＣＷライダを構成し、ＩＱ検出部及び演算処理部を用いて、ビート信号の位相と周波数を検出し、周波数から速度を、位相から距離を算出することを可能とする。これらの構成により、本発明では、干渉計などの付加的な装置を用いることなく、レーザの非線型チャープを除去可能であり、速度や距離の正確な測定が可能となる。また、このため、レーザの周波数変化をモニタする光学系と、周波数変調を制御する電子回路等が不要である。その結果、装置構成を格段に簡素化することができて、小型化と低価格化を実現できる。よって、本発明の光学的測定装置及び測定方法によれば、距離及び速度の少なくともいずれかを、小型化した装置で高精度の測定が可能となる。
　また、変調信号として三角波や鋸波ではなく、正弦波を用いることにより、レーザや駆動回路の周波数応答特性の影響を低減して、高速動作が可能になる。
　光検出器から発生するビート信号をデジタルＲＦ信号として取得する１チャンネルＡＤ変換器を備え、ＩＱ検出部と演算処理部の機能を演算処理装置で実行する場合は、信号処理だけで非線形チャープの影響を抑制できるため、より小型化で高精度の装置が実現できる
本発明に係る光学的測定装置の第１の実施形態を説明する図である。 ＩＱ信号演算処理装置における信号処理を説明する図である。 本発明に係る光学的測定装置の第２の実施形態を説明する図である。 本発明に係る光学的測定装置の測定精度を評価するための装置を説明する図である。 評価例１に係る、光位相シフタにより正の速度を与えた場合のビート信号位相を表す図である。（ｂ）は（ａ）の一部（点線で囲んだ部分）の拡大図である。 評価例１に係る、光位相シフタにより負の速度を与えた場合のビート信号位相を表す図である。（ｂ）は（ａ）の一部（点線で囲んだ部分）の拡大図である。 評価例１に係る、速度の算出結果と誤差を表す図である。 評価例１に係る、ドップラーシフト除去前と後の位相絶対平均値の算出結果を表す図である。 評価例２に係る、可変光遅延線により距離を変化させた場合のビート信号位相を表す図である。 評価例２に係る、可変光遅延線により距離を変化させた場合のビート信号位相を表す図である。（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、それぞれ、図９（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の一部（点線で囲んだ部分）の拡大図である。 評価例２に係る、算出した速度と誤差を表す図である。 評価例２に係る、半導体レーザの周波数変調波形を表す図である。 評価例２に係る、算出した距離を表す図である。（ａ）は絶対距離と速度０に対する偏差、（ｂ）は相対距離と誤差を表す。 従来技術におけるＦＭＣＷライダの原理を説明する図である。（ａ）にＦＭＣＷライダ装置、（ｂ）に対象物が静止している場合の参照光、散乱光、ビート信号の周波数、（ｃ）と（ｄ）に対象物が運動している場合の参照光、散乱光、ビート信号の周波数を示す。
　本発明の実施形態について以下説明する。
　本発明の実施形態の光学的測定方法では、周波数変調したレーザの出力光を２分し、一方をプローブ光、他方を参照光とし、前記プローブ光又は前記参照光のいずれか一方に周波数シフトｆＳを与え、前記プローブ光を対象物に照射して、前記対象物からの散乱光と、前記参照光を合波して光検出器に入射し、前記光検出器から発生するビート信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑを検出し、前記同相成分Ｉと前記直交成分Ｑから、ビート信号の位相と周波数を求めた後、前記周波数から前記対象物の速度を算出する演算、又は前記位相から前記対象物までの距離を算出する演算の少なくともいずれかを実行する。
　本発明の実施形態の光学的測定方法を実施するために、次のような光学的測定装置を用いる。速度の測定のためのみ、距離の測定のためのみ、又は、速度及び距離の両方の測定のために、用いることができる。
　本発明の実施形態の光学的測定装置は、周波数変調したレーザと、光検出器と、ヘテロダイン光学系と、ＩＱ検出部と、演算処理部とを少なくとも備える。本実施形態におけるヘテロダイン光学系は、前記レーザの出力光を２分し、一方をプローブ光、他方を参照光とし、前記プローブ光又は前記参照光のいずれか一方に周波数シフトｆＳを与え、前記プローブ光を対象物に照射して、前記対象物からの散乱光と、前記参照光を合波して前記光検出器に入射する光学系である。ヘテロダイン光学系と対象物とでヘテロダイン干渉計を構成する。ＩＱ検出部では、光検出器から発生するビート信号の、同相成分Ｉと直交成分Ｑを検出する。演算処理部では、同相成分Ｉと直交成分Ｑから、ビート信号の位相と周波数を求め、該周波数から対象物の速度を算出する演算、又は、該位相から対象物までの距離を算出する演算の少なくともいずれかを実行する。
（第１の実施形態）
　本実施形態について、図１を参照して説明する。本実施形態では、周波数変調したレーザと、ヘテロダイン光学系と、光検出器と、ＩＱ検出部の例であるＩＱ復調器と、２チャンネルＡＤ変換器と、演算処理部の例であるＩＱ信号演算処理装置とを具備する装置を用いて、対象物までの距離と速度を測定する。
　図１は、本実施形態に係る光学的測定装置の基本構成を説明する図である。図１の光学的測定装置は、変調信号発生器１と、注入電流源２と、半導体レーザ３と、ヘテロダイン光学系５と、光検出器１４と、ＩＱ復調器１６と、２チャンネルＡＤ変換器１９と、ＩＱ信号演算処理装置２０とを備える。図１では、周波数変調したレーザとして、直接変調半導体レーザを例に示している。ヘテロダイン光学系５は、信号発生器４と、ビームスプリッタ６ａと光サーキュレータ７と光周波数シフタ８と反射鏡９とビームスプリッタ６ｂとで、主に構成する。光周波数シフタ８は信号発生器４により駆動する。図１に示すように、変調信号発生器１の出力を、注入電流源２を介して、半導体レーザ３に入力し、出力光の周波数を変調する。半導体レーザ３の出力光をビームスプリッタ６ａにより２分し、一方は光周波数シフタ８により周波数シフトを与えて参照光１０とし、他方をプローブ光１１とする。プローブ光１１は光サーキュレータ７を介して、対象物１３に照射する。対象物１３からの散乱光１２を、光サーキュレータ７を介して、ビームスプリッタ６ｂに導き、該散乱光１２と参照光１０とを合波して、光検出器１４により受光する。周波数変調された参照光１０と散乱光１２との間には、対象物１３までの距離に応じた時間差が存在するため、周波数差を生じる。光検出器１４の出力には、周波数差に対応したビート信号１５が発生する。
　光検出器１４の出力と、信号発生器４の出力をＩＱ復調器１６に入力して、ビート信号１５の同相成分１７と直交成分１８を検出して、２チャンネルＡＤ変換器１９に入力する。２チャンネルＡＤ変換器１９においては、ビート信号の同相成分１７と直交成分１８をデジタルＩＱ信号に変換して、ＩＱ信号演算処理装置２０へ出力する。ＩＱ信号演算処理装置２０においては、デジタルＩＱ信号から、ビート信号の位相と周波数を計算した後、周波数の平均値を計算してドップラーシフトを求め、対象物１３の速度を算出する。次に、位相から、先に求めたドップラーシフトの成分を除去して、絶対値の平均値（以下、位相絶対平均値と呼ぶ。）を計算する。ＩＱ信号演算処理装置２０には、半導体レーザ３を用いて、事前に校正した距離と位相絶対平均値との関係が記録されており、対象物１３までの距離を算出する。
　図１においては、ビームスプリッタ６ａにより２分した光のうち、一方をプローブ光１１、他方に周波数シフトを与えて参照光１０とする構成を示した。ヘテロダイン光学系においては、参照光とプローブ光との間に周波数差があれば良いので、参照光とプローブ光を入れ替えた構成としても動作可能である。
　数式を用いて、以下詳しく説明する。図１において、光検出器１４から出力されるビート信号１５は、次式により表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　ここで、ｆＳは光周波数シフタ８により与えられる周波数シフトである。Ｉ（ｔ）とＱ（ｔ）はそれぞれ、ＩＱ復調器１６から出力される同相成分１７と直交成分１８である。ＩＱ復調器１６は、ビート信号１５と信号発生器４の出力を入力することにより、周波数シフトｆＳの成分を取り除いて、同相成分１７と直交成分１８をそれぞれ出力する機能を有する。ＩＱ復調器１６により、同相成分１７と直交成分１８を正しく復調するためには、Ｉ（ｔ）とＱ（ｔ）に含まれる成分が、周波数シフトｆＳよりも低い周波数域にあることが必要である。このため、想定される対象物１３の距離と速度に応じて、周波数シフトｆＳを設定する必要がある。同相成分１７と直交成分１８は、それぞれ次式により表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　ここで、ａ（ｔ）は半導体レーザ３の強度変調に起因する振幅、φ（ｔ）は半導体レーザ３の周波数変調とドップラーシフトに起因する位相を表す。φ（ｔ）は次式により表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　ここで、ν（ｔ）は半導体レーザ３の周波数変調、τｄは対象物１３までの光の往復時間を表す。
　図２はＩＱ信号演算処理装置２０における信号処理を説明する図である。最初に、デジタル信号に変換した同相成分１７と直交成分１８から、次式を用いて折り返された位相θ（ｔ）を求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　（１３）式における逆正接は、－π～＋πの範囲の値を算出するので、±πを越える位相は、±πの整数倍だけ差し引かれた値になる。
　次に、次式で表される位相アンラップ処理を用いて、（１３）式の折り返された位相θ（ｔ）から、本来の位相φ（ｔ）を計算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　ここで、φ（ｔｋ）は位相の時系列データ、Ｎはデータ数を表す。（１４）式は、隣り合う時系列データ間の差がπを越える場合に、位相の折り返しが生じていると判断して、２πの整数倍を加算する処理である。（１４）式は、位相アンラップ処理の一例であり、他のアルゴリズムを用いても同様に実施することができる。
　（１４）式の位相を時間微分して、２πで除することにより、ビート信号の周波数ｆＢ（ｔ）を求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　周波数ｆＢ（ｔ）の変調１周期にわたる平均値は、次式により与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　（１６）式の計算において、半導体レーザ３の周波数変調に起因する成分は交流信号であるので、平均値は０になり、ドップラーシフトに起因するΔｆＤのみが残る。したがって、ドップラーシフトΔｆＤと次式を用いて、対象物１３の速度を求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　従来技術のＦＭＣＷライダにおいては、三角波のアップ、ダウンチャープの時間域で発生するビート周波数の差から、対象物１３の速度を求めたが、本実施形態の光学的測定装置においては、ビート周波数の１周期にわたる平均値から、速度を算出する。
　（１６）式により求めたドップラーシフトΔｆＤを用いて、（１２）式の瞬時位相からドップラーシフトの成分を除去した位相Ψ（ｔ）を求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　半導体レーザ３の周波数変調の周期Ｔｍに比べて、対象物１３までの光の往復時間τｄが十分に小さい場合、（１８）式の被積分関数は次式により近似できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　（１９）式を（１８）式に代入して次式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　ドップラーシフトの成分を除去した位相Ψ（ｔ）について、変調１周期にわたる位相の絶対値の平均値（以下、「位相絶対平均値」という。）Ψａｖｇは、次式で得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　ここで、被積分関数中のν（ｔ）は半導体レーザ３の周波数変調を表し、積分値は、対象物１３の距離や速度に依存しない定数である。したがって、位相絶対平均値Ψａｖｇは、対象物１３までの距離Ｌに比例するので、事前に次式で表される比例係数γを求めておけば、距離Ｌを算出することができる。距離Ｌは、［位相絶対平均値Ψａｖｇ］／［比例係数γ］で与えられる。よって、距離Ｌは、位相からドップラーシフトの成分を除外した後、絶対値の平均値［位相絶対平均値Ψａｖｇ］を求め、事前に校正した距離と位相の絶対値の平均値との比例関係（比例係数γ）を基に、前記対象物までの距離を算出することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　ＩＱ信号演算処理装置２０と、ビート信号演算処理装置２２には、比例係数γを予め記録しておく。比例係数γは、半導体レーザ３の周波数変調ν（ｔ）と、変調周期Ｔｍと、光速度ｃから計算できる。また、光路差が校正された干渉計を用いて、位相絶対平均値Ψａｖｇと光路差の関係を測定することにより求めることもできる。
　ＩＱ復調器１６と、ＩＱ信号演算処理装置２０と、ビート信号演算処理装置２２が正しく機能するためには、対象物１３の距離と速度に応じて、周波数シフトｆＳを設定する必要がある。（１５）式で表されるビート信号の周波数と、周波数シフトｆＳの和が、負領域にある場合は、正の周波数として検出されるため、距離と速度の算出に誤差を生じる。したがって、（１５）のビート信号の周波数の絶対値に比べて、周波数シフトｆＳを大きく設定する必要がある。従来技術のＦＭＣＷライダにおいては、対象物１３の運動速度に応じて、測定できる距離に制限が課せられるが、本発明の光学的距離・速度検出装置においては、周波数シフトｆSを適切に設定することにより、測定できる距離に制限は生じない。
　従来技術のＦＭＣＷライダにおいては、周波数変調信号として、三角波または鋸波を用いる。一方、本実施形態においては、比例係数γを事前に求めておけば、三角波または鋸波に限定されることなく、任意の周期関数信号を用いることができる。また、（２１）式は変調１周期にわたる平均値であるが、平均値を計算する区間を変調周期の整数倍に設定してもよい。
（第２の実施形態）
　本実施形態について、図３を参照して説明する。図３は、本実施形態に係る光学的測定装置の基本構成を説明する図である。本実施形態においては、第１の実施形態における、ＩＱ復調器１６と、２チャンネルＡＤ変換器１９と、ＩＱ信号演算処理装置２０の代わりに、１チャンネルＡＤ変換器２１と、ビート信号演算処理装置２２とを用いる。光検出器１４の出力を、１チャンネルＡＤ変換器２１に入力して、デジタルＲＦ信号として、ビート信号演算処理装置２２に入力する。ビート信号演算処理装置２２においては、デジタルＲＦ信号から、ビート信号の同相成分と直交成分を求めた後に、ビート信号の位相と周波数を計算する。位相と周波数から、対象物の速度と距離を算出する処理は、ＩＱ信号演算処理装置２０の場合と同様である。ここで、ビート信号演算処理装置は、デジタルＲＦ信号から、同相成分Ｉと直交成分Ｑを検出するＩＱ検出部と、同相成分Ｉと直交成分Ｑからビート信号の位相と周波数を求めて、対象物の速度と距離を算出する演算処理部との両方の機能を実行する。
［精度の評価］
　図４は、本発明に係る光学的測定装置の測定の精度を評価するための装置を説明する図である。図４の精度評価装置は、変調信号発生器１と、注入電流源２と、半導体レーザ３と、ヘテロダイン光学系５と、光検出器１４と、ベクトル信号解析装置２８と、演算処理装置２９とを備える。変調信号発生器１の出力を、注入電流源２を介して、半導体レーザ３に入力し、出力光の周波数を変調する。半導体レーザ３の出力光を、光サーキュレータ７を介して、ヘテロダイン光学系５に入力する。
　ヘテロダイン光学系５は、光ファイバを用いて構成し、光サーキュレータ７と、音響光学変調器２３と、信号発生器４と、可変光遅延線２４と、光位相シフタ２６と、三角波信号発生器２７と、ファラデー回転鏡２５ｂを備える。ヘテロダイン光学系５は、対象物１３（図１や図３参照）に相当するファラデー回転鏡２５ａと合わせて、ヘテロダイン干渉計を構成する。図１及び図３の光学的測定装置は、マッハ・ツェンダー型干渉計であるが、ここでは、光ファイバ中を伝搬する光の偏波面回転の影響を除去するため、偏波無依存型のマイケルソン型干渉計を用いた。
　ヘテロダイン光学系５において、音響光学変調器２３は、図１や図３におけるビームスプリッタ６ａと６ｂと、光周波数シフタ８の機能を有する。音響光学変調器２３は、信号発生器４により駆動し、光周波数シフトを受けない０次回折光と、光周波数シフトを受けた１次回折光をそれぞれ出力する。ここでは、０次回折光をプローブ光１１とし、１次回折光を参照光１０とする。０次回折光は、可変光遅延線２４を透過した後、ファラデー回転鏡２５ａにより反射し、同じ光路を逆方向に伝搬して、光サーキュレータ７を介して、光検出器１４に入力する。プローブ光１１に距離変化を与えるため、可変光遅延線２４を用いて、光路長を精密に調整する。光検出器１４に到達するプローブ光１１は、音響光学変調器２３を２回通過するが、周波数シフトは生じない。
　一方、１次回折光は、光位相シフタ２６を透過した後、ファラデー回転鏡２５ｂにより反射し、同じ光路を逆方向に伝搬して、光サーキュレータ７を介して、光検出器１４に入力する。運動を模擬するため、光位相シフタ２６を用いて光路長を変調し、参照光１０にドップラーシフトを与える。光位相シフタ２６は三角波信号発生器２７により駆動するので、正と負、両方の運動速度を模擬することができる。光検出器１４に到達する参照光１０は、音響光学変調器２３を２回通過するため、信号発生器４の周波数の２倍に相当する周波数シフトが与えられる。
　図４では、プローブ光１１に距離変化、参照光１０に運動によるドップラーシフトを与える構成とした。この構成は、図１や図３の光学的測定装置において、観測者である測定装置が運動し、対象物１３までの距離が変化する場合に相当する。ドップラーシフトによる速度の算出は、測定装置と対象物との間の相対速度を測定するので、参照光、またはプローブ光のいずれかにドップラーシフトを与えても、測定結果は同じである。
　光検出器１４に入力した参照光１０とプローブ光１１は、ヘテロダイン干渉によるビート信号１５を出力する。ビート信号の中心周波数は、信号発生器４の周波数の２倍である。光検出器１４から出力されるビート信号を、ベクトル信号解析装置２８に入力して、デジタル信号への変換（分解能１２ビット）と、（１０）、（１１）式でそれぞれ表される同相及び直交成分の検出と、（１３）式で表される折り返された位相の計算と、（１４）式で表される位相アンラップ処理を実行し、本来の位相を求める。ここでは、（１５）式から（２２）式に至る処理は、演算処理装置２９を用いて、オフラインで実行する。ここでは、図３の形態を用いて、ビート信号の処理を行うが、実際の距離や速度の測定においては、図１の形態であるアナログ電子回路のＩＱ復調器を用いれば、より高速に行うことができる。
　次に、測定精度の評価結果について、具体的な評価例を説明する。変調信号発生器１の出力として、周波数５０ｋＨｚの正弦波を用い、半導体レーザ３の変調電流振幅は７６ｍＡｐｐ、出力光のチャープ帯域幅は１４．７ＧＨｚである。半導体レーザ３は正弦波で変調しているため、出力光は非線形チャープを有し、従来技術である（１）、（２）、（３）式を用いた距離と速度の算出はできない。信号発生器４の周波数は１００ＭＨｚ、ビート信号１５の中心周波数は２００ＭＨｚである。また、光位相シフタ２６を駆動する三角波信号発生器２７の周波数は１ｋＨｚであり、変調信号発生器１と同期している。ベクトル信号解析装置２８によるビート信号の取得は、三角波信号発生器２７と同期しているので、ビート信号取得のトリガ遅延を調整することにより、正と負の速度に対応する波形をそれぞれ取得することができる。
　評価例１では、可変光遅延線２４を固定した距離一定の条件のもとで、光位相シフタ２６の変調振幅により速度変化を与えて、速度と位相絶対平均値の測定を行った。
　図５は、光位相シフタ２６により正の速度を与えた場合のビート信号位相の波形を表す図である。（ｂ）は（ａ）の一部（点線で囲んだ部分）の拡大図である。図５（ａ）は、光位相シフタ２６の変調振幅を０Ｖから１５０Ｖｐｐまで、３０Ｖ単位で変化させた場合の波形を表示したものである。速度の増加とともに、波形全体が右上がりに傾き上昇していることがわかる。この傾きは（１２）式におけるドップラーシフトに対応する。図５（ｂ）の拡大図では、速度に対する位相の変化が明確に現れている。
　図６は、光位相シフタ２６により負の速度を与えた場合のビート信号位相の波形を表す図である。（ｂ）は（ａ）の一部（点線で囲んだ部分）の拡大図である。図５と比較すると、波形全体の傾きが逆になっており、運動の方向が逆であることを示している。
　図５と図６に示したビート信号位相から、（１５）、（１６）、（１７）式を用いて、速度を算出することができる。図７は、時刻－１０μｓから＋１０μｓにわたる１周期分の波形について、算出した速度と誤差を表す図である。黒丸印が速度の算出結果であり、黒四角印が誤差の算出結果を表す。横軸は、非特許文献１に記載されているヘテロダイン干渉計に、光位相シフタ２６を組み込んで、位相変調波形を測定し、位相を距離に変換して、速度を校正した値である。測定値は校正値と良く一致し、誤差は±２ｍｍ／ｓ以内である。なお、非特許文献１に記載されているヘテロダイン干渉計とは、光周波数シフタを含むマッハツェンダー干渉計により構成され、ビート信号から位相変調波形を測定する機能を有するものである。
　図５と図６に示したビート信号位相から、（１８）式を用いてドップラーシフトを除去し、さらに、（２１）式を用いて位相絶対平均値を算出することができる。図８は、時刻－１０μｓから＋１０μｓにわたる１周期分の波形から算出した位相絶対平均値を表す図である。黒四角印がドップラーシフト除去前で、黒丸印が除去後の、位相絶対平均値の算出結果である。ドップラーシフトを除去しない波形から算出すると、一定値であるべき平均値が、速度に比例して減少する結果となる。一方、ドップラーシフト除去後の波形から算出した値は、ほぼ一定である。図８は、１００ｍｍ／ｓ以下の小さな速度でも、位相絶対平均値の算出に大きく影響することを示唆している。
　評価例２では、速度一定の条件のもとで、可変光遅延線２４により距離を変化させて、距離と速度の測定を行った。
　図９は、可変光遅延線２４を用いて、距離を４ｍｍ単位で変化させた場合のビート信号位相を表す図である。（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、それぞれ、速度－５２．４、０、５２．５ｍｍ／ｓに対応する。図９（ｂ）の静止時の波形に対して、図９（ａ）、（ｃ）では、速度の符号に応じて、波形全体が右上（（ａ）参照）又は右下（（ｃ）参照）へ傾いていることがわかる。
　図１０は、図９の一部（点線で囲んだ部分）を拡大した波形である。（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、それぞれ、速度－５２．４、０、＋５２．５ｍｍ／ｓに対応する。４ｍｍ単位の距離変化による位相変化が明確に現れている。また、図１０（ｂ）の静止時の波形に対して、図１０（ａ）、（ｃ）では、速度の符号に応じて、波形全体が上下方向にシフトしていることがわかる。
　最初に、図９（ａ）、（ｃ）に示したビート信号位相のうち、時刻－１０μｓから＋１０μｓにわたる１周期分の波形と、（１６）、（１７）式を利用して、速度の算出を行った。図１１は、算出した速度と誤差を表す図である。黒三角印は速度－５２．４ｍｍ／ｓ、黒四角印は速度＋５２．５ｍｍ／ｓに対応する。速度の測定値は距離によらずほぼ一定であり、誤差は±２ｍｍ／ｓ程度である。図１１の結果は、距離変化の影響を受けることなく、速度の測定が可能であることを示している。
　次に、図９（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示したビート信号位相のうち、時刻－１０μｓから＋１０μｓにわたる１周期分の波形と、（２０）、（２１）、（２２）式を利用して、距離の算出を行った。（２２）式の比例係数γは、半導体レーザ３の周波数変調から求めた。図１２は、非特許文献１に記載されているヘテロダイン干渉計を用いて測定した、半導体レーザ３の周波数変調波形を表す図である。図１２の波形から計算した比例係数は、γ＝１９６．１［ｒａｄ／ｍ］である。なお、非特許文献１に記載されているヘテロダイン干渉計とは、光周波数シフタを含むマッハツェンダー干渉計により構成され、ビート信号から周波数変調波形を測定する機能を有するものである。
　図１３は、算出した距離を表す図である。黒丸印は速度０ｍｍ／ｓ、黒四角印は速度＋５２．５ｍｍ／ｓ、黒三角印は速度－５２．４ｍｍ／ｓ、の場合に対応する。図１３（ａ）は絶対距離と、速度０の場合に対する偏差である。絶対距離は可変光遅延線の設定値に比例し、速度による距離測定値の偏差は±２ｍｍ程度である。図１３（ｂ）は相対距離と、可変光遅延線の設定値に対する誤差である。いずれの速度においても、相対誤差は±１ｍｍ程度であり、速度の影響を受けずに高精度の距離測定が可能であることを示している。
　半導体レーザ３のチャープ帯域幅は１４．７ＧＨｚであり、従来技術における（８）式により計算した分解能は、１ｃｍである。一方、評価例１と２では、非線形チャープが存在するにもかかわらず、１ｃｍを遥かに越える数ｍｍ程度の精度と分解能が得られている。このような性能の違いは、散乱点が一つであることに加えて、時間領域で信号処理を行っていることによるものである。従来技術では、周波数領域で信号処理を行うため、非線形チャープによりビート信号のスペクトルが広がり、中心を正確に求めることが困難になる。一方、本発明の光学的測定装置及び方法においては、時間領域で信号処理を行い、距離と速度による信号の変化を明確に識別できるため、高精度測定が可能になる。
　上記実施の形態においては、光源として半導体レーザを用いた場合について説明したが、周波数変調機能を有するレーザ、または周波数固定のレーザと周波数変調器を組み合わせた光源であれば、同様にして実施できる。
　上記実施の形態等で示した例は、発明を理解しやすくするために記載したものであり、この形態に限定されるものではない。
　本発明の光学的測定装置及び方法は、レーザの周波数変調を制御するための付加的な装置が不要であるので、小型でかつ高精度で低価格のＦＭＣＷライダシステムとして産業上有用である。自動車、自律ロボットなどの環境認識センサとしての利用を含め、民生機器へ利用可能性が大である。
　１　　変調信号発生器
　２　　注入電流源
　３　　半導体レーザ
　４　　信号発生器
　５　　ヘテロダイン光学系
　６ａ、６ｂ　　ビームスプリッタ
　７　　光サーキュレータ
　８　　光周波数シフタ
　９　　反射鏡
　１０　参照光
　１１　プローブ光
　１２　散乱光
　１３　対象物
　１４　光検出器
　１５　ビート信号
　１６　ＩＱ復調器
　１７　同相成分
　１８　直交成分
　１９　２チャンネルＡＤ変換器
　２０　ＩＱ信号演算処理装置
　２１　１チャンネルＡＤ変換器
　２２　ビート信号演算処理装置
　２３　音響光学変調器
　２４　可変光遅延線
　２５ａ、２５ｂ　ファラデー回転鏡
　２６　光位相シフタ
　２７　三角波信号発生器
　２８　ベクトル信号解析装置
　２９　演算処理装置
　３０　ホモダイン光学系
 

Claims (12)

  1. 　周波数変調したレーザと、
    　光検出器と、
    　前記レーザの出力光を２分し、一方をプローブ光、他方を参照光とし、前記プローブ光又は前記参照光のいずれか一方に周波数シフトを与え、前記プローブ光を対象物に照射して、前記対象物からの散乱光と、前記参照光を合波して前記光検出器に入射するヘテロダイン光学系と、
    　前記光検出器から発生するビート信号の、同相成分Ｉと直交成分Ｑを検出するＩＱ検出部と、
    　前記同相成分Ｉと前記直交成分Ｑから、前記ビート信号の位相と周波数を求め、前記周波数から前記対象物の速度を算出する演算、又は、前記位相から前記対象物までの距離を算出する演算の少なくともいずれかを実行する演算処理部とを、
    　備えることを特徴とする光学的測定装置。
  2. 　前記演算処理部は、前記周波数の平均値から、前記対象物の運動に起因するドップラーシフトと速度を求めることを特徴とする、請求項１記載の光学的測定装置。
  3. 　前記演算処理部は、前記位相から前記ドップラーシフトの成分を除外した後、絶対値の平均値を求め、事前に校正した距離と位相の絶対値の平均値との比例関係を基に、前記対象物までの距離を算出することを特徴とする請求項１又は２記載の光学的測定装置。
  4. 　前記ＩＱ検出部により検出した前記同相成分Ｉと前記直交成分Ｑを、デジタルＩＱ信号として取得する２チャンネルＡＤ変換器を備え、
    　前記デジタルＩＱ信号を前記演算処理部に入力して、前記デジタルＩＱ信号から前記ビート信号の位相と周波数を求めることを特徴とする、請求項１乃至３のいずれか１項記載の光学的測定装置。
  5. 　前記光検出器から発生する前記ビート信号をデジタルＲＦ信号として取得する１チャンネルＡＤ変換器を備え、
    　前記ＩＱ検出部は、前記デジタルＲＦ信号から、前記同相成分Ｉと前記直交成分Ｑを検出し、
    　前記演算処理部により、該同相成分Ｉと該直交成分Ｑから前記ビート信号の位相と周波数を求めることを特徴とする、請求項１乃至３のいずれか１項記載の光学的測定装置。
  6. 　前記周波数シフトは、前記同相成分Ｉと前記直交成分Ｑに含まれる周波数よりも大きいことを特徴とする、請求項１乃至５のいずれか１項記載の光学的測定装置。
  7. 　前記レーザの周波数変調信号は正弦波であることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項記載の光学的測定装置。
  8. 　周波数変調したレーザの出力光を２分し、一方をプローブ光、他方を参照光とし、前記プローブ光又は前記参照光のいずれか一方に周波数シフトを与え、前記プローブ光を対象物に照射して、前記対象物からの散乱光と、前記参照光を合波して光検出器に入射し、
    　前記光検出器から発生するビート信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑを検出し、前記同相成分Ｉと前記直交成分Ｑから、ビート信号の位相と周波数を求めた後、前記周波数から前記対象物の速度を算出する演算、又は前記位相から前記対象物までの距離を算出する演算の少なくともいずれかを実行することを特徴とする光学的測定方法。
  9. 　前記周波数から前記対象物の速度を算出する前記演算は、前記周波数の平均値から、前記対象物の運動に起因するドップラーシフトと速度を算出することである、請求項８記載の光学的測定方法。
  10. 　前記位相から前記対象物までの距離を算出する演算は、前記位相から前記ドップラーシフトの成分を除外した後、絶対値の平均値を求め、事前に校正した距離と位相の絶対値の平均値との比例関係を基に、前記対象物までの距離を算出することである、請求項８又は９記載の光学的測定方法。
  11. 　前記光検出器から発生するビート信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑを検出し、前記同相成分Ｉと前記直交成分Ｑから、ビート信号の位相と周波数を求める際に、
    　前記同相成分Ｉと前記直交成分Ｑを、デジタルＩＱ信号に変換して、該デジタルＩＱ信号から、前記ビート信号の位相と周波数を求めることを特徴とする、請求項８乃至１０のいずれか１項記載の光学的測定方法。
  12. 　前記光検出器から発生するビート信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑを検出し、前記同相成分Ｉと前記直交成分Ｑから、ビート信号の位相と周波数を求める際に、
    　前記ビート信号をデジタルＲＦ信号に変換して、該デジタルＲＦ信号から、前記同相成分Ｉと直交成分Ｑを検出し、該同相成分Ｉと該直交成分Ｑから、前記ビート信号の位相と周波数を求めることを特徴とする、請求項８乃至１０のいずれか１項記載の光学的測定方法。
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