WO2020105074A1 - 圧力検出信号処理装置、エンジン制御システム、および、プログラム - Google Patents

圧力検出信号処理装置、エンジン制御システム、および、プログラム

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WO2020105074A1
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difference
correction
unit
pressure detection
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悟 藤崎
克彦 福井
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株式会社ミクニ
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    • G05B11/12—Automatic controllers electric in which the output signal represents a continuous function of the deviation from the desired value, i.e. continuous controllers the signal transmitted being modulated on an ac carrier

Definitions

  • the present invention relates to a pressure detection signal processing device that performs signal processing on a pressure detection signal from a pressure sensor including a piezoelectric element, an engine control system, and a program.
  • the charge amplifier has a configuration in which a feedback resistor and a feedback capacitor are connected in parallel to an operational amplifier, and the operational amplifier is negatively feedback connected.
  • the leakage current of the piezoelectric element causes the drift of the pressure detection signal, so it was necessary to provide a drift correction circuit and the like to remove the influence of the drift.
  • this correction circuit As an example of this correction circuit, a circuit that removes the influence of drift by using a reset signal that is synchronized with the rotation signal of the crankshaft has been proposed (for example, see Patent Document 1).
  • the reset timing detection unit included in this correction circuit determines whether or not it is the scheduled reset timing in the intake stroke based on the output of the crank angle sensor, and outputs the reset signal when the scheduled reset timing is reached. Reset the output of the charge amplifier to zero. Therefore, the circuit system of the pressure detection signal processing circuit is complicated. Moreover, if the output accuracy of the crank angle sensor is not ensured, accurate resetting cannot be performed.
  • This DC isolator cuts off a DC component and passes a pressure detection signal, and is composed of a capacitor (see, for example, Patent Document 2). That is, the leakage current of the piezoelectric element acts as a drift, but it can be regarded as a direct current component that maintains a stable magnitude even for a relatively long period of time, so the direct current component is blocked by the capacitor.
  • JP-A-2002-242750 (pages 3-6, FIG. 10) Japanese Unexamined Patent Publication No. 2009-115484 (pages 2-7, FIG. 1)
  • the capacity of the capacitor which is a DC isolator, depends on the magnitude of the impedance of the piezoelectric element. Therefore, when the impedance of the piezoelectric element is small, there is a problem that the capacitance of the capacitor becomes large. Further, when the capacitance of the capacitor becomes large, there is a problem that the mounting area of the capacitor on the surface of the electronic substrate becomes large.
  • the present invention has been made in order to solve the conventional problems, with a simple configuration, by removing the drift of the piezoelectric element, it is possible to obtain an accurate pressure detection signal pressure detection signal processing device, It is an object to provide an engine control system and a program.
  • a pressure detection signal processing device is a device that performs signal processing on an output signal of a pressure sensor including a piezoelectric element that generates an electric charge according to pressure reception.
  • a charge amplifier that accumulates charges and outputs a corresponding voltage signal, By performing a differential process on the voltage signal, a drift component extraction unit that extracts the drift component of the piezoelectric element, A drift correction unit that generates a correction signal for removing the extracted drift component and feeds it back to the input side of the charge amplifier.
  • the drift component extraction unit A differential processing unit that performs differential processing on the voltage signal, And a low-pass filter that extracts a component in a predetermined low frequency band of the signal that has been subjected to the differential processing.
  • the charge amplifier may include a parallel circuit including a resistor and a capacitor, or an operational amplifier negatively connected by a capacitor.
  • the drift correction unit A first difference calculation unit that obtains a first difference between a preset first target value and the extracted drift component; A correction processing unit that generates the correction signal according to the first difference and feeds it back to the input side of the charge amplifier may be included.
  • a second low-pass filter that extracts a signal indicating a component of a predetermined low frequency band of the voltage signal
  • a second difference calculation unit that obtains a second difference between the preset second target value and the signal extracted by the second low-pass filter
  • a proportional processing unit that outputs a proportional signal that is proportionally processed with respect to the second difference
  • the correction processing unit A configuration may be adopted in which the correction signal corresponding to the addition signal obtained by adding the proportional signal to the first difference is generated and output by the charge amplifier that feeds back to the input side of the charge amplifier.
  • a third difference calculation unit that obtains a third difference between the second target value and the signal extracted by the second low-pass filter
  • An integration processing unit that outputs an integration signal obtained by performing integration processing on the third difference
  • the correction signal may be generated according to the addition signal obtained by adding the first difference, the proportional signal, and the integration signal, and may be fed back to the input side of the charge amplifier.
  • a slice unit for slicing an input signal exceeding a predetermined value with the predetermined value may be provided in the front stage of the differentiation processing unit and / or in the front stage of the second low-pass filter.
  • the drift component extraction unit A low-pass filter that extracts a signal indicating a predetermined low frequency band component of the voltage signal, A differential processing unit that outputs a differential signal obtained by performing differential processing on the signal extracted by the low-pass filter,
  • the drift correction unit A first difference calculation unit that obtains a first difference between a preset first target value and a differential signal;
  • the pressure detection signal processor is A second difference calculation unit that obtains a second difference, which is a difference between the preset second target value and the signal extracted by the low-pass filter, A proportional processing unit that outputs a proportional signal that is proportionally processed to the second difference;
  • An integration processing unit that outputs an integration signal obtained by performing integration processing on the second difference,
  • the correction signal may be generated according to the addition signal obtained by adding the first difference signal, the proportional signal, and the integration signal.
  • an engine control system including a pressure detection signal processing device and a control unit that controls the engine based on an output signal from the pressure detection signal processing device. You may comprise. Further, the digital signal processing unit may change the cutoff frequency of the low-pass filter according to the engine speed.
  • a program according to another aspect of the present invention is a pressure detection signal device that performs signal processing on an output signal of a pressure sensor including a piezoelectric element that generates an electric charge according to pressure reception, An extraction function of extracting the drift component of the piezoelectric element by applying a differential process to the voltage signal from the charge amplifier that accumulates electric charge and outputs a corresponding voltage signal, It is a program for realizing a correction function of generating a correction signal for removing the extracted drift component and feeding it back to the input side of the charge amplifier.
  • this correction function is a difference calculation function for obtaining a difference between a preset target value and the drift component extracted by the extraction function, and a correction process for feeding back a correction signal corresponding to the difference to the input side of the charge amplifier.
  • the function may be included.
  • a pressure detection signal processing device an engine control system, and a program capable of obtaining an accurate pressure detection signal by removing a drift of a piezoelectric element with a simple configuration. The effect that can be obtained is obtained.
  • FIG. 1 is a schematic explanatory view showing the configuration of the engine control system 300.
  • FIG. 2 is a functional configuration diagram of the ECU 100.
  • FIG. 3 shows the configuration of the pressure detection signal processing device 200.
  • FIG. 4 is a schematic configuration diagram of the pressure sensor 30.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of the charge amplifier 210.
  • FIG. 6 is a configuration diagram of the digital signal processing unit 220 according to the first aspect.
  • FIG. 7 is a configuration diagram of the correction processing unit 252.
  • FIG. 8 is a configuration diagram of the digital signal processing unit 220 according to the second aspect.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of a correction processing unit 252 of another form.
  • FIG. 10 is a configuration diagram of the digital signal processing unit 220 according to the third aspect.
  • FIG. 11 is a schematic explanatory diagram of PID control.
  • FIG. 12 is an explanatory diagram of the operation of the pressure detection signal processing device 200.
  • FIG. 13 is a graph showing a comparativ
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of an engine control system 300 including an engine 1 and an ECU (Electric Control Unit) 100.
  • the engine control system 300 controls the engine by using the pressure detection signal processed by the pressure detection signal processing device 200.
  • the “pressure detection signal” is an output signal from the pressure sensor 30. It should be noted that in FIG. 1, the ignition plug is not shown for easy understanding.
  • the engine 1 has a cylinder 2 and a piston 3 which is fitted inside the cylinder 2 so as to be vertically slidable.
  • One end of a connecting rod 4 is connected to the piston 3, and the other end of the connecting rod 4 is connected to a crankshaft 5.
  • a flywheel 7 is rotatably connected to the transmission-side end of the crankshaft 5 (not shown).
  • a reluctor 20, which is a protrusion made of a magnetic material, is formed in a predetermined angle region on the outer circumference of the flywheel 7.
  • the electromagnetic pickup 22 arranged to face the crankshaft 5 outputs a positive voltage pulse when the reluctor 20 approaches, and outputs a negative voltage pulse when the reluctor 20 moves away.
  • a pulse is shaped by a known pulse shaping circuit so that one rectangular pulse is output based on the positive and negative polar pulse signals, one rectangular pulse is output every time the flywheel 7 makes one rotation.
  • the crankshaft 5 rotates 720 °, so that the electromagnetic pickup 22 outputs a 2-pulse rectangular signal (engine rotation signal) in one cycle.
  • the electromagnetic pickup 22 serves as a crank angle sensor that detects the rotation angle of the crankshaft 5.
  • the rotation speed of the engine 1 can be obtained based on the engine rotation signal from the electromagnetic pickup 22.
  • the formation position of the reluctor 20 on the outer periphery of the flywheel 7 is set to an appropriate angle region, and the ignition control signal is given to the ignition plug based on the engine rotation signal from the electromagnetic pickup 22 to set the desired timing of fuel ignition.
  • the desired timing is a timing corresponding to the top dead center (TDC), the advance angle (BTDC) side of the top dead center, or the retard angle (ATDC) side.
  • An intake pipe 8 and an exhaust pipe 9 are connected to the cylinder head above the cylinder 2.
  • the inside of the intake pipe 8 serves as an intake passage for taking in fresh air from the outside into the combustion chamber 15.
  • an air cleaner 6 for removing dust and the like of fresh air, a throttle valve 24 for adjusting the intake amount of fresh air, an injector 40 for performing fuel injection, and the like are arranged from the upstream side. ing.
  • the timing at which fresh air is taken into the combustion chamber 15 is controlled by the opening / closing operation of the intake valve 12 which is biased in the valve closing direction by a spring (not shown).
  • the pressure sensor 30 detects the combustion pressure, which is the pressure in the combustion chamber 15, and outputs a pressure detection signal indicating the detected combustion pressure.
  • the pressure sensor 30 is arranged at the top of the cylinder head with its tip facing the combustion chamber.
  • the mounting position of the pressure sensor 30 is not limited to the position shown in FIG.
  • the spark plug (not shown) is also arranged at an appropriate position of the cylinder head with its tip facing the combustion chamber.
  • the pressure sensor 30 may be integrally provided inside the spark plug, or the pressure sensor 30 and the spark plug may be separately provided.
  • the inside of the exhaust pipe 9 serves as an exhaust passage for discharging exhaust gas from the combustion chamber 15.
  • the exhaust timing of the exhaust gas from the combustion chamber 15 is controlled by the opening / closing operation of the exhaust valve 10 which is biased by a spring (not shown) in the valve closing direction.
  • Signals from the electromagnetic pickup 22, the pressure sensor 30, and the like are input to the ECU 100 that controls the operation of the engine 1.
  • a rectangular pulse signal corresponding to engine rotation is input from the electromagnetic pickup 22.
  • a pressure detection signal is input from the pressure sensor 30.
  • the ECU 100 controls the fuel injection of the injector 40 and controls the ignition of the spark plug.
  • the pressure detection signal from the pressure sensor 30 is processed by the pressure detection signal processing device 200.
  • the ECU 100 controls fuel injection by the injector 40 (injection amount, injection timing) and ignition timing control by an ignition plug based on the engine rotation signal and the pressure detection signal processed by the pressure detection signal processing device 200. And do.
  • the vertical reciprocating motion of the piston 3 in the cylinder 2 is converted into the rotational motion of the crankshaft 5.
  • the rotational movement of the crankshaft 5 is transmitted to the drive wheels via the transmission, and the vehicle (two wheels, four wheels) moves forward by repeating the process of “intake ⁇ compression ⁇ combustion ⁇ exhaust”.
  • FIG. 1 is an example of the configuration of the engine 1 and the ECU 100 that controls the engine 1.
  • the ECU 100 includes, in addition to the engine rotation signal and the pressure detection signal, the intake temperature of the engine 1, the cooling water temperature, It is also possible to control the engine 1 by referring to the oxygen concentration in the exhaust gas, the throttle opening degree, and the like.
  • FIG. 2 is a functional block diagram showing the functions of the ECU 100.
  • ECU 100 includes a storage unit 130, an engine control unit 150, and a pressure detection signal processing device 200.
  • the storage unit 130 has a program 132, a table 134, a non-volatile storage area 136, and a work area 138.
  • the work area 138 is a temporary storage area for temporarily storing various parameters in the calculation process and the like, and the non-volatile storage area 136 is a storage area for storing various parameters used in the calculation in a non-volatile manner. is there.
  • the engine control unit 150 obtains a fuel injection amount based on the pressure detection signal output from the pressure detection signal processing device 200, and outputs a fuel injection signal corresponding to the obtained fuel injection amount to the engine rotation from the electromagnetic pickup 22.
  • the injector 40 is controlled at the timing based on the signal. As a result, the injector 40 injects fuel with a fuel injection amount according to the control from the engine control unit 150.
  • the engine control unit 150 determines the ignition timing based on the engine rotation signal from the electromagnetic pickup 22 and controls the ignition plug.
  • the engine controller 150 can also control the ignition timing based on the pressure detection signal from the pressure detection signal processing device 200 in addition to the engine rotation signal from the electromagnetic pickup 22.
  • the functional configuration of the ECU 100 shown in FIG. 2 is merely an example.
  • the ECU 100 can have other functional configurations.
  • the pressure detection signal after signal processing output from the pressure detection signal processing device 200 can be applied not only to fuel injection control and ignition timing control but also to detection and control of various parameters such as knocking detection, misfire detection, combustion speed calculation, etc. Is.
  • FIG. 3 is a configuration diagram of the pressure detection signal processing device 200.
  • the pressure detection signal processing device 200 has a charge amplifier 210 and a digital signal processing unit 220.
  • the digital signal processing unit 220 includes an AD conversion unit 205, a differentiation processing unit 230, a low-pass filter unit 240, and a drift correction unit 250, and a correction signal from the drift correction unit 250 is input to the charge amplifier 210.
  • This is a configuration for feedback.
  • the output of the charge amplifier 210 is an output signal to the digital signal processing device 220.
  • FIG. 4 is a schematic configuration diagram of the pressure sensor 30.
  • a cylindrical housing 31 of the pressure sensor 30 contains a diaphragm 32 that receives a pressure signal P and a piezoelectric element 35 sandwiched between a pair of electrodes 36 and 37.
  • One electrode 36 is connected to a grounded lead wire, and the other electrode 37 is connected to a lead wire for transmitting the pressure detection signal Ps of the pressure sensor 30 to the next stage.
  • the piezoelectric element 35 generates and outputs an electric charge according to the pressure receiving strength.
  • the piezoelectric element 35 is made of a dielectric material such as zinc oxide (ZnO).
  • the piezoelectric element 35 When the diaphragm 32 applies a pressure to the piezoelectric element 35 according to the pressure-receiving strength, the piezoelectric element 35 causes an electric charge corresponding to the applied pressure and is output to the charge amplifier 210 at the next stage. Thus, the charge corresponding to the pressure P is transmitted to the charge amplifier 210 as the pressure detection signal Ps.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of the charge amplifier (current amplifier) 210.
  • the charge amplifier 210 is configured such that a parallel circuit in which a resistor 212 having a resistance value R1 and a capacitor 214 having a capacitance value C1 are connected in parallel is negatively feedback connected to an operational amplifier 211.
  • the non-inverting terminal of the operational amplifier 211 is grounded and is in a virtual ground state.
  • the charge amplifier 210 may be configured such that only the capacitor 214 is negatively feedback connected to the operational amplifier 211.
  • the charge from the piezoelectric element 35 is stored in the capacitor 214, and a voltage corresponding to the stored charge is generated across the capacitor 214.
  • the AD conversion unit 205 shown in FIG. 3 receives an analog output signal from the charge amplifier 210 and converts the input signal into a digital signal.
  • the differential processing unit 230 performs differential processing on the digital signal that is analog-to-digital converted by the AD conversion unit 205.
  • the differential processing performed by the differential processing unit 230 is to sequentially obtain the slope of the signal input to the differential processing unit 230.
  • the signals at the time passages “T, 2 ⁇ T, 3 ⁇ T, ..., (n ⁇ 1) ⁇ T, n ⁇ T” are represented by “y (1), y (2), y (3), ..., Y (n ⁇ 1), y (n) ”, the differential processing is“ y (2) -y (1), y (3) -y (2 ), ..., y (n) ⁇ y (n ⁇ 1) ”. That is, the differential processing performed by the differential processing unit 230 corresponds to sequentially obtaining the differences between digital signals.
  • the low-pass filter unit 240 extracts the drift component of the differential signal subjected to the differential processing by the differential processing unit 230.
  • the low-pass filter unit 240 can be realized by a low-pass filter that extracts a drift component that changes gently in the differential signal.
  • a “moving average filter” can be adopted as an example of the low-pass filter.
  • the “moving average filter” has a digital sampling period of “T”, and outputs a signal at time “T, 2 ⁇ T, 3 ⁇ T, ..., (n ⁇ 1) ⁇ T, n ⁇ T” as “y (1 ), Y (2), y (3), ..., Y (n-2), y (n-1), y (n) ”,“ (y (1) + y (2) + y (3)) ) / 3, ..., (y (n ⁇ 2) + y (n ⁇ 1) + y (n)) / 3 ”.
  • the differential processing unit 230 and the low-pass filter unit 240 work together to function as a drift component extraction unit that extracts the drift component of the piezoelectric element.
  • the moving average filter sequentially finds the average value of n (n is an integer of 3 or more) digital signals before and after the digital signal of interest. If the value of n is large, the cutoff frequency can be lowered. For example, by changing the value of n of the moving average filter linearly according to the engine speed, stable signal processing can be realized regardless of the peak value.
  • the engine speed and n can be set to be proportional. Further, the engine speed can be obtained from the combustion pressure indicated by the pressure detection signal subjected to signal processing by the pressure detection signal processing device 200. The engine speed may be acquired from the engine control unit 150 by inputting the engine speed signal acquired by the engine control unit 150 to the pressure detection signal processing device 200.
  • the drift correction unit 250 outputs a correction signal to be fed back to the input side of the charge amplifier 210. More specifically, the drift correction unit 250 digital-analog converts a voltage signal corresponding to the difference between the preset target value and the extracted signal of the low-pass filter unit 240, and the analog voltage signal after the digital-analog conversion. Feedback control is applied to the input side of the charge amplifier 210 by using the current signal corresponding to the above as a correction signal.
  • FIG. 6 shows a first embodiment of the digital signal processing section 220.
  • the first embodiment is characterized in that the drift is removed only by the differential control (D control). Further, in the following description, illustration of the AD conversion unit 205 arranged before the digital signal processing unit 220 described with reference to FIGS. 6, 8 and 9 is omitted.
  • the digital signal processing unit 220 shown in FIG. 6 includes a differentiation processing unit 230, a low-pass filter unit 240, a difference calculation unit 251, and a correction processing unit 252.
  • the drift correction unit 250 shown in FIG. 3 corresponds to the difference calculation unit 251 and the correction processing unit 252.
  • the low-pass filter unit 240 outputs the extracted signal obtained by extracting the drift component based on the differential signal output from the differential processing unit 230, to the difference calculation unit 251.
  • the difference calculation unit 251 obtains the difference between the preset first target value and the extracted signal and outputs the difference to the correction processing unit 252.
  • FIG. 7 is a configuration diagram of the correction processing unit 252 of the first embodiment.
  • the correction processing unit 252 includes a DA conversion unit 254 and a VI conversion unit 255.
  • the DA conversion unit 254 performs digital-analog conversion on the difference signal output from the difference calculation unit 251, and outputs it to the VI conversion unit 255.
  • the VI conversion unit 255 performs voltage-current conversion (VI conversion) of the digital-analog converted differential signal, and applies the current signal after the voltage-current conversion to the input side of the charge amplifier 210 as a correction signal.
  • V conversion voltage-current conversion
  • the difference signal is digital-analog converted by the DA converter 254, and the VI converter 255 converts the digital signal into a current signal corresponding to the digitally converted voltage signal and outputs the current signal to the charge amplifier 210.
  • the digital signal processing unit 220 of the first embodiment shown in FIG. 6 performs the feedback control in the differential control (D control: Differential control) by the differential processing unit 230, the difference calculation unit 251, and the correction processing unit 252.
  • D control Differential control
  • FIG. 8 shows a second embodiment of the digital signal processing section 220.
  • PID control of differential control D control
  • proportional control P control: Proportional control
  • integral control I control: Integral control
  • the digital signal processing unit 220 shown in FIG. 8 further includes the low-pass filter unit 260, the difference calculating unit 280, the difference calculating unit 281, the proportional processing unit 270, and the integration processing unit 271 in the first embodiment shown in FIG. Have and.
  • the low-pass filter unit 260 outputs a signal obtained by extracting a component in a predetermined low frequency band of the voltage signal output by the charge amplifier 210.
  • the difference calculation unit 280 obtains the difference between the preset second target value and the output signal of the low-pass filter unit 260, and outputs the difference signal indicating the obtained difference to the proportional processing unit 270.
  • the difference calculation unit 281 calculates the difference between the preset second target value and the output signal of the low-pass filter unit 260, and outputs the difference signal indicating the calculated difference to the integration processing unit 271.
  • the differentiation processing unit 230, the low-pass filter 240, and the difference calculation unit 251 shown in FIG. 8 are the same as those shown in FIG.
  • the proportional processor 270 outputs a signal obtained by multiplying the difference signal output from the difference calculator 280 by a proportional constant to the correction processor 252.
  • the integration processing unit 271 outputs, to the correction processing unit 252, an integration signal obtained by performing integration processing on the difference signal output from the difference calculation unit 281.
  • the output of the difference calculation unit 280 can be used as the input of the integration processing unit 271
  • the output of the difference calculation unit 281 can be used as the input of the proportional processing unit 270. In this case, only one of the difference calculation unit 280 and the difference calculation unit 281 may be provided.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of the correction processing unit 252 of the second embodiment.
  • the correction processing unit 252 includes an addition unit 253, a DA conversion unit 254, and a VI conversion unit 255.
  • the addition unit 253 adds the input signals to form an addition signal
  • the DA conversion unit 254 performs digital-analog conversion on the addition signal and outputs it to the VI conversion unit 255.
  • the VI conversion unit 255 performs voltage-current conversion (VI conversion) on the addition signal that has been digital-analog converted, and adds the current signal after the voltage-current conversion as a correction signal to the input side of the charge amplifier 210.
  • V conversion voltage-current conversion
  • the correction processing unit 252 adds the signals from the difference calculation unit 251, the proportional processing unit 270, and the integration processing unit 271 to obtain an addition signal, performs digital-analog conversion on the obtained addition signal, and performs digital-analog conversion on the digital-analog converted signal.
  • the current signal that has been VI-converted is fed back to the input side of the charge amplifier 210 as a correction signal.
  • the signals at the time passages “T, 2 ⁇ T, 3 ⁇ T, ..., (n ⁇ 1) ⁇ T, n ⁇ T” are “y (1), y (2 , Y (3), ..., Y (n ⁇ 1), y (n) ”, the integration process is“ y (1) ⁇ T, y (1) ⁇ T + y (2) ⁇ T, y ( 1) ⁇ T + y (2) ⁇ T + y (3) ⁇ T, ..., y (1) ⁇ T + y (2) ⁇ T + y (3) ⁇ T + ... + y (n) ⁇ T ” .
  • the integration processing performed by the integration processing unit 271 corresponds to sequentially obtaining the total sum of digital signals.
  • the digital signal processing unit 220 of the second embodiment shown in FIG. 8 performs the feedback control in the differential control (D control), and in addition, the proportional processing unit 270, the integration processing unit 271, the difference calculation unit 280, The difference calculation unit 281 and the correction processing unit 252 are configured to perform feedback control in proportional control (P control) and integral control (I control). Therefore, since proportional control (P control) and integral control (I control) are performed in addition to differential control (D control), convergence to a target value is fast and controllability can be further improved.
  • the “AC fluctuation-corresponding circuit system” including the differential processing unit 230 and the difference calculation unit 251 has a function of removing a drift component that fluctuates in an AC manner, and also has a proportional processing unit 270, an integration processing unit 271, and a difference calculation unit 280.
  • the “base voltage holding circuit system” composed of the difference calculation unit 281 has a function of holding a baseline which is a voltage serving as a base of the pressure detection signal.
  • FIG. 10 shows a third embodiment of the digital signal processing section 220.
  • the third embodiment is characterized in that one low pass filter unit 240 performs signal processing.
  • the digital signal processing unit 220 shown in FIG. 10 includes a low-pass filter unit 240, a differentiation processing unit 230, a difference calculation unit 251, a difference calculation unit 280, a difference calculation unit 281, a proportional processing unit 270, and an integration processing unit. 271 and a correction processing unit 252.
  • the output of the difference calculation unit 280 can be input to the integration processing unit 271, or the output of the difference calculation unit 281 can be input to the proportional processing unit 270. In this case, only one of the difference calculation unit 280 and the difference calculation unit 281 may be provided.
  • the low-pass filter section 240 outputs an extraction signal obtained by extracting the drift component based on the voltage signal of the charge amplifier 210.
  • the differential processing unit 230 outputs the differential signal obtained by performing the differential processing on the extracted signal to the difference calculation unit 251. Further, the proportional control unit 270 outputs a proportional signal obtained by multiplying the input signal by a proportional constant to the correction processing unit 252.
  • the integration processing unit 271 outputs an integration signal obtained by performing an integration process on the input signal to the correction processing unit 252.
  • the difference calculation unit 251 calculates the difference between the preset first target value and the output signal of the differentiation processing unit 230, and outputs the difference signal indicating the calculated difference to the correction processing unit 252.
  • the difference calculation unit 280 calculates the difference between the preset second target value and the output signal of the low-pass filter unit 240, and outputs the difference signal indicating the calculated difference to the proportional processing unit 270.
  • the difference calculation unit 281 calculates the difference between the preset second target value and the output signal of the low-pass filter unit 240, and outputs the difference signal indicating the calculated difference to the integration processing unit 271.
  • the addition unit 253 of the correction processing unit 252 illustrated in FIG. 9 obtains an addition signal obtained by adding three types of signals output from each of the difference calculation unit 251, the proportional processing unit 270, and the integration processing unit 271, and then performs DA conversion.
  • the unit 254 performs digital-analog conversion of the addition signal, and then the VI conversion unit 255 feeds back the current signal obtained by performing VI conversion of the addition signal that has been digital-analog converted as a correction signal to the input side of the charge amplifier 210.
  • the feedback control of the differential control (D control), the proportional control (P control), and the integral control (I control) can be performed with a simple configuration using one low-pass filter for the extraction of the drift component and the extraction of the baseline. Become.
  • FIG. 11 is an explanatory diagram of an outline of PID control applied to the present invention.
  • the output signal of the charge amplifier 210 is subjected to proportional, integral, and derivative processes by the P control unit 310, the I control unit 320, and the D control unit 330, respectively.
  • the P control unit 310 outputs, to the addition unit 340, a proportional signal obtained by performing proportional processing on the difference between the second target value and the output signal of the charge amplifier 210.
  • the I control unit 320 outputs, to the adding unit 340, an integrated signal obtained by performing an integration process on the difference between the second target value and the output signal of the charge amplifier 210, and also performs the D control.
  • the unit 330 outputs a difference signal indicating the difference between the first target value and the differential signal obtained by differentiating the output signal of the charge amplifier 210 to the adding unit 340.
  • the adder 340 adds the signals and outputs an addition signal indicating the addition result to the VI conversion unit 350.
  • the VI conversion unit 350 feeds back the current signal obtained by performing VI conversion of the addition signal to the input side of the charge amplifier 210 as a correction signal.
  • the VI conversion unit 350 By performing differential control to remove the drift component, and by performing proportional control and integral control, it is possible to obtain a pressure detection signal with the baseline kept constant regardless of the influence of atmospheric pressure. Prepare for processing.
  • the PID control makes it possible to acquire a highly accurate pressure detection signal.
  • the P control unit 310 outputs a multiplication signal obtained by multiplying the difference between the output of the charge amplifier 210 and the second target value by the proportional control gain (Kp) to the addition unit 340.
  • the I control unit 320 and the D control unit 330 further multiply the corresponding respective integral signal and difference signal by the integral gain (Ki) and the differential gain (Kd), and output them to the adding unit 340.
  • Ki integral gain
  • Kd differential gain
  • “Ki” and “Kd” may be constants other than “1.0”.
  • integral gain: Ki” and “differential gain: Kd” can be appropriately adjusted. Examples of the gain adjustment method include the Ziegler-Nichols limit sensitivity method.
  • FIG. 12A shows an output signal from the charge amplifier 210 (a signal at the position of the reference numeral “a” in FIG. 3).
  • the output signal of the charge amplifier 210 contains mixed drift components and changes with the passage of time (a signal at the position of the symbol “a” in FIG. 3).
  • the differential processing unit 230 when the differential processing unit 230 performs differential processing on the signal shown in FIG. 12 (a), it becomes the signal shown in FIG. 12 (b) (the signal at the position of the symbol “b” in FIG. 3).
  • the drift component can be extracted by the action of the differential processing unit 230. That is, the drift component before integration can be extracted by performing the differential processing.
  • the low-pass filter section 240 attenuates a frequency component higher than the cutoff frequency in the signal shown in FIG. 12B, and obtains a signal that fluctuates in an alternating manner with a very small amount around the baseline (FIG. 12). (See (c): signal at position "c" in FIG. 3).
  • the difference calculation unit 251 extracts the drift component as the difference between the first target value and the signal shown in FIG. 12 (c).
  • “0V" is set as the first target value.
  • 12D shows a signal when the correction processing unit 252 obtains a correction signal for performing feedback control based on the extracted signal indicating the drift component, and feeds the obtained correction signal back to the input side of the charge amplifier 210. (Signal at position (d) in FIG. 3). According to the signal shown in FIG. 12D, it can be seen that the drift component is removed.
  • the baseline voltage of the output signal from the charge amplifier 210 is corrected so as to reach the set second target value.
  • the second target value is set to "0.5 (V)”
  • the baseline voltage of the output signal from the charge amplifier 210 becomes "0.5 (V)”.
  • the parameters required for PID control such as the first target value and the second target value, are stored in the nonvolatile memory 136 in advance in a nonvolatile manner.
  • the charge amplifier 210 accumulates the electric charge generated by the piezoelectric element 35 in response to the pressure reception and outputs the corresponding voltage signal, and the differentiation processing unit 230 responds to this voltage signal. And outputs a differential signal subjected to differential processing. Further, the low pass filter unit 240 extracts the drift component based on the differential signal.
  • the drift correction section 250 obtains a correction current signal for reducing the extracted drift component and feeds back the obtained current signal as a correction signal to the input side of the charge amplifier 210, so that the drift of the piezoelectric element 35 is reduced. By removing it, it becomes possible to obtain an accurate pressure detection signal.
  • FIG. 13 is a comparative example of the pressure detection signal of the conventional example and the pressure detection signal subjected to the signal processing of the present invention.
  • FIG. 13A is a graph showing an output signal from the conventional pressure sensor 30, the “horizontal axis” is time (sec), and the “vertical axis” is combustion pressure (Mpa).
  • the baseline changes with the passage of time due to the drift of the piezoelectric element 35.
  • FIG. 13B is a graph showing a pressure detection signal subjected to the signal processing of the present invention, where the “horizontal axis” is time (sec) and the “vertical axis” is combustion pressure (Mpa). ..
  • the baseline of the pressure detection signal to which the present invention is applied does not change with the passage of time. That is, it was possible to obtain a highly accurate pressure detection signal in which the drift component was removed and the baseline was kept constant.
  • various signal processes in the post-process in the ECU 100 and the like can be easily performed.
  • the pressure detection signal processing device 200 described above can be realized by a PLD (Programmable Logic Device) such as an FPGA (Field Programmable Gate Array) as an example. Further, the CPU can also function as the digital signal processing unit 220 by executing the program 132 stored in the storage unit 130. ..
  • PLD Programmable Logic Device
  • FPGA Field Programmable Gate Array
  • the slice unit can be realized by a circuit element such as a Zener diode or a program that executes clipping processing, for example.
  • the pressure detection signal processing device 200 of the present invention it is possible to process the pressure detection signal in the ECU 100 or the like with high accuracy. Therefore, based on the output signal from the pressure detection signal processing device 200, the engine Can be controlled with high accuracy.
  • the configuration of the correction processing unit 252 described above is merely an example.
  • the difference and the corresponding current value may be associated and registered in advance in the table 134, and the correction processing unit 252 may include a current control unit.
  • the current control unit reads out the current value corresponding to the difference calculated by the difference calculation unit 251, 280, 281 from the table 134 and feeds back the correction signal as the read current value to the input side of the charge amplifier.
  • a configuration for controlling the operation of one or a plurality of variable current sources can also be adopted.
  • the table 134 may be constructed for each difference calculation unit.
  • the added value and the current value corresponding to the added value are received in advance and registered in the table 134 in advance, and the current control unit outputs the correction signal that becomes the current value corresponding to the added value indicated by the added signal from the adding unit 253. You may make it feedback to the input side of a charge amplifier. Further, the difference or added value and the voltage value are associated with each other and registered in advance in the table 134, and the current control unit reads out the voltage value corresponding to the difference or added value from the table 134 and sets the voltage that becomes the read voltage value. A signal may be output to the DA converter 254.
  • the configuration example for the pressure detection signal indicating the pressure in the combustion chamber of the engine 1 has been particularly shown, but the present invention is not limited to gas, but pressure detection signals for other pressure receiving media such as fluids. Can also be applied to.
  • the ECU 100 is provided with the pressure detection signal processing device 200.
  • the ECU 100 and the pressure detection signal processing device 200 are provided separately, and The system configuration may be such that the detection signal is supplied to the ECU 100.
  • the configuration example including the low-pass filter units 240 and 260 has been described, but the configuration is not limited to this, and the configuration including no low-pass filter units 240 and 260 may be adopted.
  • the low-pass filter units 240 and 260 are provided and the high-frequency component related to the pressure fluctuation is removed, so that the drift voltage and the baseline voltage can be extracted with higher accuracy, and the higher voltage can be obtained. Accurate feedback control is possible.
  • a processor such as a CPU or a DSP (Digital Signal Processor) executes a program to realize a processing function, an extraction function, a correction function, a difference calculation function, a correction processing function, and the like.
  • the present invention can also provide a non-transitory recording medium recording a program.
  • the non-temporary recording medium for recording the program include semiconductor elements such as ROM, optical elements such as CD and DVD, and magnetic elements such as magnetic disks.
  • the program can be executed on the computer by reading the program stored in the recording medium by the reading means, and the type thereof does not matter.

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Abstract

簡易な構成で、圧電素子のドリフトを除去して、精度の良い圧力検出信号を得ること。圧力検出信号処理装置２００は、受圧に応じて圧電素子３５により生起された電荷を蓄積して、対応する電圧信号を出力するチャージアンプ２１０と、電圧信号に対して微分処理を施すことで、圧電素子３５のドリフト成分を抽出するドリフト成分抽出部２３０、２４０と、抽出されたドリフト成分に基づいて、当該ドリフト成分を除去するための補正信号を生成し、チャージアンプの入力側にフィードバックするドリフト補正部２５０と、を備える。

Description

圧力検出信号処理装置、エンジン制御システム、および、プログラム
　本発明は、圧電素子を含む圧力センサからの圧力検出信号に対して信号処理を施す圧力検出信号処理装置、エンジン制御システム、および、プログラムに関する。　　
　従来から、受圧の強度に応じた電荷を出力する圧電素子を利用した圧力センサからの圧力検出信号に対する信号処理回路としてチャージアンプを含む構成が提案されている。チャージアンプは、オペアンプに並列に帰還抵抗と帰還容量とを接続し、オペアンプが負帰還接続されて構成されていた。
　この信号処理回路にあっては、圧電素子の漏れ電流が、圧力検出信号のドリフトとなるので、ドリフトの影響を除去するためのドリフトの補正回路等を設ける必要があった。
　この補正回路の一例として、クランクシャフトの回転信号と同期したリセット信号を利用して、ドリフトの影響を除去する回路が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。しかし、この補正回路が備えるリセットタイミング検出部は、クランク角センサの出力に基づいて、吸気行程に予定のリセットタイミングか否かを判定し、予定のリセットタイミングとなったときにリセット信号を出力して、チャージアンプの出力を零にリセットする。このため、圧力検出信号処理回路の回路系が複雑化していた。しかも、クランク角センサの出力精度が確保されなければ、精度良くリセットを行うことができなかった。
　そこで、圧電素子とチャージアンプとの間に直流アイソレータを介在させる回路構成が提案されている。この直流アイソレータは、直流成分を遮断して圧力検出信号を通過させるもので、コンデンサで構成される（例えば、特許文献２参照。）。つまり、圧電素子の漏れ電流は、ドリフトとして作用するが、比較的長時間であっても安定した大きさを維持する直流成分とも見なせるため、この直流成分をコンデンサで遮断している。
特開２００２－２４２７５０号公報（第３－６頁、第１０図） 特開２００９－１１５４８４号公報（第２－７頁、第１図）
　しかしながら、特許文献１の構成によれば、直流アイソレータであるコンデンサの容量が、圧電素子のインピーダンスの大きさに依存する。このため、圧電素子のインピーダンスが小さい場合には、コンデンサの容量が大きくなってしまうという問題があった。また、コンデンサの容量が大きくなると、電子基板表面上に占めるコンデンサの装着面積が大きくなるなどの課題があった。
　本発明は、従来の課題を解決するためになされたもので、簡易な構成で、圧電素子のドリフトを除去して、精度の良い圧力検出信号を得ることを可能とした圧力検出信号処理装置、エンジン制御システム、および、プログラムを提供することを目的とする。
　上記目的を達成するため、本発明の一態様に係る圧力検出信号処理装置は、受圧に応じた電荷を生起する圧電素子を含んで成る圧力センサの出力信号に対して、信号処理を施す装置であって、
　電荷を蓄積して対応する電圧信号を出力するチャージアンプと、
　電圧信号に対して微分処理を施すことで、圧電素子のドリフト成分を抽出するドリフト成分抽出部と、
　抽出されたドリフト成分を除去するための補正信号を生成し、チャージアンプの入力側にフィードバックするドリフト補正部と、を備える。
　また、ドリフト成分抽出部は、
　電圧信号に対して微分処理を施す微分処理部と、
　微分処理が施された信号の所定の低周波数帯域の成分を抽出するローパスフィルタと、を含んでもよい。また、チャージアンプとして、抵抗とコンデンサとで成る並列回路、又は、コンデンサで負帰還接続したオペアンプを含んでもよい。
　また、ドリフト補正部は、
　予め設定された第１の目標値と、抽出されたドリフト成分との第１の差分を求める第１の差分算出部と、
　第１の差分に応じた前記補正信号を生成して、チャージアンプの入力側にフィードバックする補正処理部と、を含んでもよい。
　さらに、Ｐ制御を行わせるために、電圧信号の所定の低周波数帯域の成分を示す信号を抽出する第２のローパスフィルタと、
　予め設定された第２目標値と、第２のローパスフィルタが抽出した信号との第２の差分を求める第２の差分算出部と、
　第２の差分に対して、比例処理を施した比例信号を出力する比例処理部と、をさらに備え、
　補正処理部は、
　比例信号を第１の差分に加算した加算信号に応じた前記補正信号を生成して、チャージアンプの入力側にフィードバックするチャージアンプが出力する構成としてもよい。
　そして、Ｉ制御を行わせるために、第２の目標値と、第２のローパスフィルタが抽出した信号との第３の差分を求める第３の差分算出部と、
　第３の差分に対して、積分処理を施した積分信号を出力する積分処理部と、をさらに備え、
　補正処理部は、
　第１の差分、比例信号、および、積分信号を加算した加算信号に応じた前記補正信号を生成して、チャージアンプの入力側にフィードバックする構成としてもよい。
　微分処理部の前段、および／または、第２のローパスフィルタの前段に、所定値を超える入力信号を当該所定値でスライスするスライス部を設けてもよい。
　また、ＰＩＤ制御を行わせるために、
　ドリフト成分抽出部は、
　電圧信号の所定の低周波数帯域の成分を示す信号を抽出するローパスフィルタと、
　ローパスフィルタが抽出した信号に対して、微分処理を施した微分信号を出力する微分処理部と、を含み、
　ドリフト補正部は、
　予め設定された第１目標値と、微分信号との第１の差分を求める第１の差分算出部と、
　補正信号を生成し、チャージアンプの入力側にフィードバックする補正処理部と、を含み、
　圧力検出信号処理装置は、
　予め設定された第２目標値と、ローパスフィルタが抽出した信号との差分である第２の差分を求める第２の差分算出部と、
　第２の差分に対して比例処理を施した比例信号を出力する比例処理部と、
　第２の差分に対し積分処理を施した積分信号を出力する積分処理部と、を備え、
　補正処理部は、
　第１の差分信号、比例信号、および、積分信号を加算した加算信号に応じて、補正信号を生成するようにしてもよい。
　また、圧力検出信号を利用したエンジン制御を行うために、圧力検出信号処理装置と、圧力検出信号処理装置からの出力信号に基づいて、エンジンの制御を行う制御部とを備えたエンジン制御システムを構成してもよい。また、デジタル信号処理部が、ローパスフィルタのカットオフ周波数をエンジンの回転数に応じて変更してもよい。
　本発明の他の態様に係るプログラムは、受圧に応じた電荷を生起する圧電素子を含んで成る圧力センサの出力信号に対して、信号処理を施す圧力検出信号装置に、
　電荷を蓄積して対応する電圧信号を出力するチャージアンプからの当該電圧信号に対して、微分処理を施すことで、圧電素子のドリフト成分を抽出する抽出機能と、
　抽出されたドリフト成分を除去するための補正信号を生成し、チャージアンプの入力側にフィードバックする補正機能と、を実現するためのプログラムである。
　また、この補正機能は、予め設定された目標値と、抽出機能により抽出されたドリフト成分との差分を求める差分算出機能と、差分に応じた補正信号をチャージアンプの入力側にフィードバックする補正処理機能と、を含んでもよい。
　本発明によれば、簡易な構成で、圧電素子のドリフトを除去して、精度良い圧力検出信号を得ることを可能とした圧力検出信号処理装置、エンジン制御システム、および、プログラムを提供することができるという効果が得られる。
図１は、エンジン制御システム３００の構成を示す模式的な説明図である。 図２は、ＥＣＵ１００の機能構成図である。 図３は、圧力検出信号処理装置２００の構成である。 図４は、圧力センサ３０の模式的な構成図である。 図５は、チャージアンプ２１０の構成図である。 図６は、第１の態様のデジタル信号処理部２２０の構成図である。 図７は、補正処理部２５２の構成図である。 図８は、第２の態様のデジタル信号処理部２２０の構成図である。 図９は、他の形態の補正処理部２５２の構成図である。 図１０は、第３の態様のデジタル信号処理部２２０の構成図である。 図１１は、ＰＩＤ制御の模式的な説明図である。 図１２は、圧力検出信号処理装置２００の動作の説明図である。 図１３は、従来例と本発明との比較例を示すグラフである。
　以下、本発明の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。以下に説明する本発明の実施形態は一例であり、本発明は、以下の実施形態に限定されず、以下の実施形態に対して種々の変形、変更が可能である。
（エンジン制御システム３００の概要）
　図１は、エンジン１、および、ＥＣＵ（Electric Control Unit）１００を含むエンジン制御システム３００の模式的な構成図である。エンジン制御システム３００は、圧力検出信号処理装置２００によって信号処理が施された圧力検出信号を利用してエンジン制御を行う。「圧力検出信号」は、圧力センサ３０からの出力信号である。なお、図１では、理解の容易化のため、点火プラグを図示省略している。
　エンジン１は、シリンダ２と、シリンダ２の内部で上下方向に摺動可能に嵌合されたピストン３とを有する。ピストン３には、コンロッド４の一端側が接続されているとともに、コンロッド４の他端側は、クランクシャフト５に連結されている。クランクシャフト５の不図示の変速機側の端部には、フライホイール７が回転可能に連結されている。フライホイール７の外周の所定の角度領域には、磁性体でなる突起であるリラクタ２０が形成されている。
　クランクシャフト５に対向して配置される電磁ピックアップ２２は、リラクタ２０が近づく時には、正電圧のパルスを出力するとともに、リラクタ２０が遠ざかる時には、負電圧のパルスを出力する。公知のパルス整形回路により、正・負両極のパルス信号に基づいて、１個の矩形パルスが出力されるようにパルスを整形すると、フライホイール７が１回転する毎に１つの矩形パルスが出力される。
　よって、「吸気→圧縮→燃焼→排気」の１サイクルにおいて、クランクシャフト５が７２０°回転するので、電磁ピックアップ２２から１サイクルで２パルスの矩形信号（エンジン回転信号）が出力される。かくして、電磁ピックアップ２２は、クランクシャフト５の回転角度を検出するクランク角センサとなる。
　この結果、電磁ピックアップ２２からのエンジン回転信号に基づいて、エンジン１の回転数を求めることができる。また、フライホイール７の外周上におけるリラクタ２０の形成位置を適宜の角度領域とし、電磁ピックアップ２２からのエンジン回転信号に基づいて、点火プラグに点火制御信号を与えて燃料点火するタイミングを、所望のタイミングとすることができる。所望のタイミングとは、上死点（TDC）、上死点より進角（BTDC）側、または、遅角(ATDC)側に対応したタイミングである。
　また、シリンダ２の上部のシリンダヘッドには、吸気管８と排気管９とが接続されている。吸気管８の内部は、外部から燃焼室１５内に新気を取り込むための吸気通路となっている。また、吸気通路には、上流側から、新気の塵等を除去するためのエアクリーナ６、新気の吸入量を調整するためのスロットル弁２４、燃料噴射を行うためのインジェクタ４０などが配置されている。そして、新気を燃焼室１５内へ取り込むタイミングは、不図示のスプリングで閉弁方向に付勢される吸気弁１２の開弁・閉弁動作により制御される。
　そして、圧力センサ３０は、燃焼室１５の圧力である燃焼圧を検出して、検出した燃焼圧を示す圧力検出信号を出力する。圧力センサ３０は、その先端が燃焼室内を臨む姿勢でシリンダヘッドの頂部に配置されている。なお、圧力センサ３０の搭載位置は、図１に示す位置には限られない。同様に、不図示の点火プラグも、その先端が燃焼室内を臨む姿勢でシリンダヘッドの適宜の位置に配置されている。点火プラグの内部に圧力センサ３０を一体に設ける構造とすることもできるし、圧力センサ３０と点火プラグとを別体にすることもできる。
　一方、排気管９の内部は、燃焼室１５からの排気を排出するための排気通路となっている。そして、排気の燃焼室１５内からの排出タイミングは、不図示のスプリングで閉弁方向に付勢される排気弁１０の開弁・閉弁動作により制御される。
　エンジン１の動作を制御するＥＣＵ１００には、電磁ピックアップ２２、および、圧力センサ３０などからの信号が入力される。電磁ピックアップ２２からは、エンジン回転に応じた矩形パルス信号が入力される。圧力センサ３０からは、圧力検出信号が入力される。一方、ＥＣＵ１００は、インジェクタ４０の燃料噴射を制御すると共に、点火プラグの点火を制御する。
　そして、圧力センサ３０からの圧力検出信号は、圧力検出信号処理装置２００によって信号処理が施される。ＥＣＵ１００は、エンジン回転信号、および、圧力検出信号処理装置２００によって信号処理が施された圧力検出信号に基づいて、インジェクタ４０による燃料噴射制御（噴射量、噴射時期）と、点火プラグによる点火時期制御とを行う。
　シリンダ２内でのピストン３の上下方向の往復運動が、クランクシャフト５の回転運動に変換される。クランクシャフト５の回転運動は、変速機を介して駆動輪に伝達され、「吸気→圧縮→燃焼→排気」の行程を繰り返すことにより、車両（二輪、四輪）が前進する。
　なお、図１は、エンジン１、および、これを制御するＥＣＵ１００の構成例であり、例えば、ＥＣＵ１００は、エンジン回転信号、および、圧力検出信号の他に、エンジン１の吸気温度、冷却水温度、排気中の酸素濃度、スロットル開度などを参照して、エンジン１の制御を行うようにすることもできる。
（ＥＣＵ１００の機能構成）
　図２は、ＥＣＵ１００の機能を示す機能構成図である。ＥＣＵ１００は、記憶部１３０と、エンジン制御部１５０と、圧力検出信号処理装置２００とを含む。記憶部１３０は、プログラム１３２、テーブル１３４、不揮発性記憶エリア１３６、および、ワークエリア１３８を有する。ワークエリア１３８は、演算過程等で各種パラメータを一時的に記憶するための一時記憶領域であり、不揮発性記憶エリア１３６は、演算で利用される各種パラメータを不揮発的に記憶するための記憶領域である。
　エンジン制御部１５０は、圧力検出信号処理装置２００から出力される圧力検出信号などに基づいて、燃料噴射量を求め、求めた燃料噴射量に応じた燃料噴射信号を、電磁ピックアップ２２からのエンジン回転信号に基づいたタイミングでインジェクタ４０を制御する。これにより、インジェクタ４０は、エンジン制御部１５０からの制御に応じた燃料噴射量で燃料を噴射する。
　エンジン制御部１５０は、電磁ピックアップ２２からのエンジン回転信号に基づいて点火時期を判断し、点火プラグを制御する。また、エンジン制御部１５０は、電磁ピックアップ２２からのエンジン回転信号に加えて、圧力検出信号処理装置２００からの圧力検出信号にも基づいて、点火時期を制御することもできる。
　図２に示したＥＣＵ１００の機能構成は一例に過ぎない。ＥＣＵ１００は、これ以外の機能構成を取り得る。圧力検出信号処理装置２００から出力される信号処理後の圧力検出信号は、燃料噴射制御、点火時期制御のみならず、ノッキング検知、失火検知、燃焼速度演算など各種パラメータの検出、制御等に応用可能である。
（圧力検出信号処理装置２００の構成）
　図３は、圧力検出信号処理装置２００の構成図である。圧力検出信号処理装置２００は、チャージアンプ２１０と、デジタル信号処理部２２０とを有する。デジタル信号処理部２２０は、ＡＤ変換部２０５と、微分処理部２３０と、ローパスフィルタ部２４０と、ドリフト補正部２５０とを有し、ドリフト補正部２５０からの補正信号がチャージアンプ２１０の入力側にフィードバックされる構成である。また、チャージアンプ２１０の出力が、デジタル信号処理装置２２０への出力信号となっている。
　図４は、圧力センサ３０の模式的な構成図である。圧力センサ３０の筒状のハウジング３１には、圧力信号Ｐを受けるダイアフラム３２と、１対の電極３６、３７に挟まれた圧電素子３５と、が内蔵される。一方の電極３６は、接地されたリード線が接続されるとともに、他方の電極３７は、圧力センサ３０の圧力検出信号Ｐｓを次段に伝送するためのリード線が接続されている。圧電素子３５は、受圧強度に応じた電荷を生起して出力する。圧電素子３５は、例えば、酸化亜鉛（ＺｎＯ）等の誘電体材料で構成される。
　ダイアフラム３２が、受圧強度に応じて圧電素子３５に圧力を与えると、圧電素子３５は、与えられた圧力に対応する電荷を生起し、次段のチャージアンプ２１０に出力される。かくして、圧力Ｐに対応する電荷が、圧力検出信号Ｐｓとしてチャージアンプ２１０に伝えられる。
　図５は、チャージアンプ（電流増幅器）２１０の構成図である。チャージアンプ２１０は、抵抗値Ｒ１の抵抗２１２と容量値Ｃ１のコンデンサ２１４とが並列接続された並列回路が、オペアンプ２１１に負帰還接続されて構成される。オペアンプ２１１の非反転端子は、接地されて仮想接地状態になっている。また、チャージアンプ２１０は、コンデンサ２１４のみがオペアンプ２１１に負帰還接続されて構成しても良い。
　オペアンプ２１１の入力インピーダンスは理想的には無限大であるので、圧電素子３５からの電荷は、コンデンサ２１４に蓄積されて、コンデンサ２１４の両端には、蓄積電荷に応じた電圧が生起される。かくして、チャージアンプ２１０は、圧電素子３５で生起された電荷を蓄積して、対応する電圧信号Ｖ（Ｑ＝Ｃ１・Ｖ（「Ｑ」は電荷、「Ｖ」は出力電圧）を出力する。
　また、図３に示すＡＤ変換部２０５は、チャージアンプ２１０からアナログの出力信号が入力され、この入力された信号をデジタル信号に変換する。微分処理部２３０は、ＡＤ変換部２０５によってアナログデジタル変換されたデジタル信号に対して微分処理を施す。微分処理部２３０が行う微分処理は、当該微分処理部２３０に入力された信号の傾きを、順次、求めていくものである。
　ＡＤ変換部２０５によるデジタルサンプリング周期を「Ｔ」として、時間経過「Ｔ、２・Ｔ、３・Ｔ、…、（ｎ－１）・Ｔ、ｎ・Ｔ」における信号を「ｙ（１）、ｙ（２）、ｙ（３）、…、ｙ（ｎ－１）、ｙ（ｎ）」とすると、微分処理は、「ｙ（２）－ｙ（１）、ｙ（３）－ｙ（２）、…、ｙ（ｎ）－ｙ（ｎ－１）」を求めていくことにより実現される。即ち、微分処理部２３０が施す微分処理は、デジタル信号の差分を、順次、求めてくことに対応する。
　ローパスフィルタ部２４０は、微分処理部２３０により微分処理が施された微分信号のドリフト成分を抽出する。ローパスフィルタ部２４０は、微分信号において緩やかに変化するドリフト成分を抽出するローパスフィルタで実現できる。ローパスフィルタの一例とし、「移動平均フィルタ」を採用できる。「移動平均フィルタ」は、デジタルサンプリング周期を「Ｔ」として、時間経過「Ｔ、２・Ｔ、３・Ｔ、…、（ｎ－１）・Ｔ、ｎ・Ｔ」における信号を「ｙ（１）、ｙ（２）、ｙ（３）、…、ｙ（ｎ－２）、ｙ（ｎ－１）、ｙ（ｎ）」とすると、「（ｙ（１）＋ｙ（２）＋ｙ（３））／３、…、（ｙ（ｎ－２）＋ｙ（ｎ－１）＋ｙ（ｎ））／３」を求めていくことにより実現できる。このように、微分処理部２３０及びローパスフィルタ部２４０は、協働して、圧電素子のドリフト成分を抽出するドリフト成分抽出部として機能する。
　つまり、移動平均フィルタは、注目するデジタル信号を含む前後ｎ個（ｎは３以上の整数）のデジタル信号における平均値を、順次、求めるものである。ｎの値を大きな値とすると、カットオフ周波数を下げることができる。例えば、移動平均フィルタのｎの値を、エンジン回転数に応じて線形的に変化させることによって、波高値に関わらず安定した信号処理を実現することが可能となる。
　より具体的には、一例として、エンジン回転数とｎとが、比例するように設定することができる。また、エンジ回転数は、圧力検出信号処理装置２００が信号処理を施した圧力検出信号が示す燃焼圧から求める構成とすることができる。また、エンジン回転数は、エンジン制御部１５０が取得したエンジン回転信号を圧力検出信号処理装置２００に入力することで、エンジン制御部１５０から取得する構成としても良い。
　ドリフト補正部２５０は、チャージアンプ２１０の入力側にフィードバックすべき補正信号を出力する。より具体的には、ドリフト補正部２５０は、予め設定された目標値と、ローパスフィルタ部２４０の抽出信号との差分に相当する電圧信号を、デジタルアナログ変換し、デジタルアナログ変換後のアナログ電圧信号に対応する電流信号を補正信号として、チャージアンプ２１０の入力側に加えるフィードバック制御を行う。
（「第１実施形態」のデジタル信号処理部）
　図６は、デジタル信号処理部２２０の第１実施形態を示す。第１実施形態においては、微分制御（Ｄ制御）のみでドリフトを除去する点に特徴がある。また、以下の説明では、図６、図８、図９で説明するデジタル信号処理部２２０の前段に配置するＡＤ変換部２０５の図示を省略する。
　図６に示すデジタル信号処理部２２０は、微分処理部２３０と、ローパスフィルタ部２４０と、差分算出部２５１と、補正処理部２５２と、を有する。図３に示すドリフト補正部２５０は、差分算出部２５１、補正処理部２５２に対応する。
　そして、ローパスフィルタ部２４０は、微分処理部２３０から出力される微分信号に基づいてドリフト成分を抽出した抽出信号を、差分算出部２５１に対して出力する。差分算出部２５１は、予め設定された第１目標値と抽出信号との差分を求めて、補正処理部２５２に対して出力する。
　図７は、第１実施形態の補正処理部２５２の構成図である。補正処理部２５２は、ＤＡ変換部２５４と、ＶＩ変換部２５５と、を有する。ＤＡ変換部２５４は、差分算出部２５１から出力される差分信号をデジタルアナログ変換して、ＶＩ変換部２５５に対して出力する。ＶＩ変換部２５５は、デジタルアナログ変換された差分信号を電圧電流変換（ＶＩ変換）し、この電圧電流変換後の電流信号を補正信号としてチャージアンプ２１０の入力側に加える。
　つまり、差分信号は、ＤＡ変換部２５４によってデジタルアナログ変換され、ＶＩ変換部２５５が、このデジタル変換された電圧信号に対応する電流信号にＶＩ変換して、チャージアンプ２１０に対して出力する。
　かくして、図６に示す第１実施形態のデジタル信号処理部２２０は、微分処理部２３０、差分算出部２５１、補正処理部２５２によって、微分制御（Ｄ制御：Differential制御）でのフィードバック制御を行う。
（「第２実施形態」のデジタル信号処理部）
　図８は、デジタル信号処理部２２０の第２実施形態を示す。第２実施形態にあっては、微分制御（Ｄ制御）、比例制御（Ｐ制御：Proportional制御）、積分制御（Ｉ制御：Integral制御）のＰＩＤ制御でドリフトを除去すると共にベースラインを一定に保持する点に特徴がある。
　図８に示すデジタル信号処理部２２０は、図６に示す第１実施形態において更に、ローパスフィルタ部２６０と、差分算出部２８０と、差分算出部２８１と、比例処理部２７０と、積分処理部２７１とを有する。
　ローパスフィルタ部２６０は、チャージアンプ２１０が出力する電圧信号の所定の低周波数帯域の成分を抽出した信号を出力する。差分算出部２８０は、予め設定される第２目標値と、ローパスフィルタ部２６０の出力信号との差分を求め、求めた差分を示す差分信号を比例処理部２７０に対して出力する。同様に、差分算出部２８１は、予め設定される第２目標値と、ローパスフィルタ部２６０の出力信号との差分を求め、求めた差分を示す差分信号を積分処理部２７１に対して出力する。なお、図８に示す微分処理部２３０、ローパスフィルタ２４０、差分算出部２５１は、図６に示すものと変わる点は無い。
　比例処理部２７０は、差分算出部２８０から出力される差分信号に比例定数を乗じた信号を、補正処理部２５２に対して出力する。積分処理部２７１は、差分算出部２８１から出力される差分信号に対して積分処理を施した積分信号を、補正処理部２５２に対して出力する。なお、差分算出部２８０の出力を積分処理部２７１の入力とすることや、差分算出部２８１の出力を比例処理部２７０の入力とすることもできる。この場合、差分算出部２８０または差分算出部２８１のいずれか一方のみを設けた構成で良い。
　図９は、第２実施形態の補正処理部２５２の構成図である。補正処理部２５２は、加算部２５３と、ＤＡ変換部２５４と、ＶＩ変換部２５５と、を有する。加算部２５３は、入力された信号を加算して加算信号とし、ＤＡ変換部２５４は、当該加算信号をデジタルアナログ変換して、ＶＩ変換部２５５に対して出力する。ＶＩ変換部２５５は、デジタルアナログ変換された加算信号を電圧電流変換（ＶＩ変換）し、当該電圧電流変換後の電流信号を補正信号として、チャージアンプ２１０の入力側に加える。
　補正処理部２５２は、差分算出部２５１、比例処理部２７０、積分処理部２７１からの信号を加算して加算信号を求め、求めた加算信号をデジタルアナログ変換し、このデジタルアナログ変換した信号に対してＶＩ変換した電流信号を、補正信号としてチャージアンプ２１０の入力側にフィードバックする。
　なお、デジタルサンプリング周期を「Ｔ」として、時間経過「Ｔ、２・Ｔ、３・Ｔ、…、（ｎ－１）・Ｔ、ｎ・Ｔ」における信号を「ｙ（１）、ｙ（２）、ｙ（３）、…、ｙ（ｎ－１）、ｙ（ｎ）」とすると、積分処理は、「ｙ（１）・Ｔ、ｙ（１）・Ｔ＋ｙ（２）・Ｔ、ｙ（１）・Ｔ＋ｙ（２）・Ｔ＋ｙ（３）・Ｔ、…、ｙ（１）・Ｔ＋ｙ（２）・Ｔ＋ｙ（３）・Ｔ＋…＋ｙ（ｎ）・Ｔ」を求めていくことにより実現される。即ち、積分処理部２７１が施す積分処理は、デジタル信号の総和を、順次、求めてくことに対応する。
　かくして、図８に示す第２実施形態のデジタル信号処理部２２０は、微分制御（Ｄ制御）でのフィードバック制御を行うことに加えて、比例処理部２７０、積分処理部２７１、差分算出部２８０、差分算出部２８１、補正処理部２５２によって、比例制御（Ｐ制御）、積分制御（Ｉ制御）でのフィードバック制御を行うように構成されている。したがって、微分制御（Ｄ制御）に加えて、比例制御（Ｐ制御）、積分制御（Ｉ制御）を行うので、目標値への収束が速く制御性を一層向上することができる。
　微分処理部２３０、差分算出部２５１で成る「交流変動対応用回路系」は、交流的に変動するドリフト成分を除去する作用を有するとともに、比例処理部２７０、積分処理部２７１、差分算出部２８０、差分算出部２８１で成る「ベース電圧保持用回路系」は、圧力検出信号のベースとなる電圧であるベースラインを保持する作用を有する。
（「第３実施形態」のデジタル信号処理部）
　図１０は、デジタル信号処理部２２０の第３実施形態を示す。第３実施形態は、一つのローパスフィルタ部２４０で信号処理を行う点に特徴がある。図１０に示すデジタル信号処理部２２０は、ローパスフィルタ部２４０と、微分処理部２３０と、差分算出部２５１と、差分算出部２８０と、差分算出部２８１と、比例処理部２７０と、積分処理部２７１と、補正処理部２５２とを有する。図１０の構成においても、差分算出部２８０の出力を積分処理部２７１の入力とすることや、差分算出部２８１の出力を比例処理部２７０の入力とすることもできる。この場合、差分算出部２８０または差分算出部２８１のいずれか一方のみを設けた構成で良い。
　ローパスフィルタ部２４０は、チャージアンプ２１０の電圧信号に基づいて、ドリフト成分を抽出した抽出信号を出力する。微分処理部２３０は、抽出信号に対して微分処理を施した微分信号を、差分算出部２５１に対して出力する。また、比例制御部２７０は、入力信号に比例定数を乗じた比例信号を、補正処理部２５２に対して出力する。積分処理部２７１は、入力信号に対して積分処理を施した積分信号を、補正処理部２５２に対して出力する。
　差分算出部２５１は、予め設定される第１目標値と、微分処理部２３０の出力信号との差分を求め、求めた差分を示す差分信号を補正処理部２５２に対して出力する。同様に、差分算出部２８０は、予め設定される第２目標値と、ローパスフィルタ部２４０の出力信号との差分を求め、求めた差分を示す差分信号を比例処理部２７０に対して出力する。差分算出部２８１は、予め設定される第２目標値と、ローパスフィルタ部２４０の出力信号との差分を求め、求めた差分を示す差分信号を積分処理部２７１に対して出力する。
　図９に示す補正処理部２５２の加算部２５３は、差分算出部２５１、比例処理部２７０、積分処理部２７１のそれぞれから出力される３種類の信号を加算した加算信号を求め、次いで、ＤＡ変換部２５４は、加算信号をデジタルアナログ変換し、次いで、ＶＩ変換部２５５は、デジタルアナログ変換された加算信号をＶＩ変換した当該電流信号を補正信号として、チャージアンプ２１０の入力側にフィードバックする。
　かくして、ドリフト成分の抽出及びベースラインの抽出を一つのローパスフィルタを利用した簡易な構成で、微分制御（Ｄ制御）、比例制御（Ｐ制御）、積分制御（Ｉ制御）のフィードバック制御が可能になる。
　図１１は、本発明に適用したＰＩＤ制御の概要の説明図である。チャージアンプ２１０の出力信号は、Ｐ制御部３１０、Ｉ制御部３２０、Ｄ制御部３３０のそれぞれにより、比例、積分、微分の各処理が施される。Ｐ制御部３１０は、第２目標値と、チャージアンプ２１０の出力信号との差分に対して比例処理が施された比例信号を、加算部３４０に対して出力する。
　同様に、Ｉ制御部３２０は、第２目標値と、チャージアンプ２１０の出力信号との差分に対して積分処理が施された積分信号を、加算部３４０に対して出力し、また、Ｄ制御部３３０は、第１目標値と、チャージアンプ２１０の出力信号に対して微分処理が施された微分信号との差分を示す差分信号を、加算部３４０に対して出力する。加算器３４０は、各信号を加算し、その加算結果を示す加算信号をＶＩ変換部３５０に対して出力する。
　次いで、ＶＩ変換部３５０は、加算信号をＶＩ変換した当該電流信号を補正信号として、チャージアンプ２１０の入力側にフィードバックする。微分制御を施すことによって、ドリフト成分を除去するとともに、比例制御及び積分制御を施すことによって、大気圧の影響によらず、ベースラインを一定に維持した圧力検出信号を取得可能とし、ＥＣＵ１００等での処理に備える。かくして、ＰＩＤ制御により、高精度の圧力検出信号を取得することが可能になる。
　Ｐ制御部３１０では、チャージアンプ２１０の出力と第２目標値との差分に比例制御ゲイン（Ｋｐ）を乗じた乗算信号を加算部３４０に対して出力する。同様に、Ｉ制御部３２０、Ｄ制御部３３０は、対応するそれぞれの積分信号、差分信号に対して、更に積分ゲイン（Ｋｉ）、微分ゲイン（Ｋｄ）を乗じて、加算部３４０に対して出力する構成としてもよい。この際、「Ｋｉ」、「Ｋｄ」を「１．０」以外の定数とすることもできる。制御系の応答性などの制御性の向上のために、「積分ゲイン：Ｋｉ」、「微分ゲイン：Ｋｄ」を適宜調整することができる。ゲイン調整手法としては、例えば、ジーグラ・ニコルス限界感度法が挙げられる。
（動作）
　次に、図１２を参照して、デジタル信号処理部２２０の動作について説明する。図１２（ａ）は、チャージアンプ２１０からの出力信号（図３の符号「ａ」の位置での信号）である。チャージアンプ２１０の出力信号は、積分されたドリフト成分が混在しており、時間の経過とともに変化する（図３の符号「ａ」の位置での信号）。
　次いで、図１２（ａ）に示す信号に対して、微分処理部２３０が微分処理を施すと、図１２（ｂ）に示す信号となる（図３の符号「ｂ」の位置での信号）。微分処理部２３０の作用によって、ドリフト成分を抽出できる。つまり、微分処理を施すことによって、積分前のドリフト成分が抽出可能となる。
　次いで、ローパスフィルタ部２４０は、図１２（ｂ）に示す信号において、カットオフ周波数よりも高い周波数成分を減衰し、ベースラインを中心に、極微小で交流的に変動する信号を得る（図１２（ｃ）参照：図３の符号「ｃ」の位置での信号）。
　次いで、差分算出部２５１が、第１目標値と、図１２（ｃ）に示す信号との差分として、ドリフト成分を抽出する。ここで、第１目標値として、例えば「０Ｖ」が設定される。そして、図１２（ｄ）は、補正処理部２５２が、ドリフト成分を示す抽出信号に基づいてフィードバック制御を行う補正信号を求め、求めた補正信号をチャージアンプ２１０の入力側にフィードバックしたときの信号である（図３の符号（ｄ）の位置での信号）。図１２（ｄ）に示す信号によれば、ドリフト成分が除去されていることが分かる。
　また、比例処理部２７０が施す比例処理、および、積分処理部２７１が施す積分処理にあっては、設定した第２目標値となるように、チャージアンプ２１０からの出力信号のベースライン電圧が補正される。例えば、第２目標値を「０．５（Ｖ）」に設定すると、チャージアンプ２１０からの出力信号のベースライン電圧が「０．５（Ｖ）」になる。なお、第１目標値、第２目標値等のＰＩＤ制御に必要なパラメータは、例えば、不揮発性メモリ１３６に予め不揮発的に記憶されている。
　以上説明してきた実施形態によれば、チャージアンプ２１０が、受圧に応じて圧電素子３５により生起された電荷を蓄積して対応する電圧信号を出力し、微分処理部２３０が、この電圧信号に対して微分処理を施した微分信号を出力する。さらに、ローパスフィルタ部２４０が、微分信号に基づいてドリフト成分を抽出する。
　そして、ドリフト補正部２５０は、抽出されたドリフト成分を低減するための補正電流信号を求め、求めた電流信号を補正信号として、チャージアンプ２１０の入力側にフィードバックするので、圧電素子３５のドリフトを除去して、精度の良い圧力検出信号を得ることが可能となる。
　図１３は、従来例の圧力検出信号と、本発明の信号処理を施した圧力検出信号との比較例である。図１３（ａ）は、従来の圧力センサ３０からの出力信号を示すグラフであり、「横軸」は、時間（sec）、「縦軸」は、燃焼圧（Mpa）である。図１２（ａ）を参照して分かるように、従来の圧力検出信号は、圧電素子３５のドリフトがあるため、時間経過ととともにベースラインが変化している。
　一方、図１３（ｂ）は、本発明の信号処理を施した圧力検出信号を示すグラフであり、「横軸」は、時間（sec）、「縦軸」は、燃焼圧（Mpa）である。図１３（ｂ）を参照して分かるように、本発明を適用した圧力検出信号は、時間経過とともにベースラインが変化しない。つまり、ドリフト成分が除去されるとともに、ベースラインが一定に維持された高精度の圧力検出信号を得ることができた。本発明適用後の圧力検出信号によれば、ＥＣＵ１００等での後工程の各種の信号処理がし易くなる。
　以上説明してきた圧力検出信号処理装置２００は、一例として、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のＰＬＤ（Programmable Logic Device）で実現可能である。また、ＣＰＵが、記憶部１３０に格納されたプログラム１３２を実行することにより、デジタル信号処理部２２０として機能することも可能である。　
　また、「微分処理部２３０、ローパスフィルタ部２６０」の前段と、チャージアンプ２１０との間に、入力が所定レベルを超えると、この超えた部分の信号を当該所定レベルに抑制するスライス機能を有するスライス部を設けると、波高値に関わらず安定したドリフト抽出が行えることを確認している。スライス部は、例えばツエナーダイオード等の回路素子で実現することや、クリッピング処理を実行するプログラム等で実現することができる。
　また、本発明の圧力検出信号処理装置２００によれば、ＥＣＵ１００等での圧力検出信号を高精度に処理することが可能となるので、圧力検出信号処理装置２００からの出力信号に基づいて、エンジンの制御を高精度で行うことが可能となる。
　また、上述した補正処理部２５２の構成などは一例に過ぎない。例えば、差分とこれに対応する電流値とを関連付けてテーブル１３４に予め登録しておき、補正処理部２５２が電流制御部を有するようにしてもよい。そして、電流制御部が、差分算出部２５１、２８０、２８１により算出された差分に対応する電流値をテーブル１３４から読み出し、読み出した電流値となる補正信号をチャージアンプの入力側にフィードバックするように、１つまたは複数個の可変電流源を動作制御させる構成なども採用可能である。この際、差分算出部別にテーブル１３４を構築しておけば良い。また、加算値とこれに対応する電流値を関連受付けてテーブル１３４に予め登録しておき、電流制御部が、加算部２５３からの加算信号が示す加算値に対応する電流値となる補正信号をチャージアンプの入力側にフィードバックするようにしてもよい。また、差分又は加算値と、電圧値とを関連付けてテーブル１３４に予め登録しておき、電流制御部が、差分又は加算値に対応する電圧値をテーブル１３４から読み出し、読み出した電圧値となる電圧信号をＤＡ変換部２５４に出力する構成としてもよい。
　さらに、以上の説明においては、特に、エンジン１の燃焼室内の圧力を示す圧力検出信号に対する構成例を示したが、本発明は、気体のみならず、流体等の他の受圧媒体に対する圧力検出信号に対しても適用可能である。また、図１にエンジン制御システム３００にあっては、ＥＣＵ１００内に圧力検出信号処理装置２００を設けた構成としたが、ＥＣＵ１００と、圧力検出信号処理装置２００と、を別体にして設け、圧力検出信号をＥＣＵ１００に供給するシステム構成としても良い。
　また、以上の説明においては、ローパスフィルタ部２４０、２６０を備える構成例について説明したが、これに限られず、ローパスフィルタ部２４０、２６０を備えない構成としてもよい。しかしながら、好ましくは、上述したように、ローパスフィルタ部２４０、２６０を備える構成とし、圧力変動に係る高周波成分を除去することで、より高精度にドリフト電圧とベースライン電圧を抽出可能となり、より高精度なフィードバック制御が可能となる。
　そして、ＣＰＵ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）などのプロセッサが、プログラムを実行することにより、処理機能、抽出機能、補正機能、差分算出機能、補正処理機能等が実現される。さらに、本発明は、プログラムを記録した非一時的な記録媒体も提供することができる。プログラムを記録する非一時的な記録媒体としては、ＲＯＭ等の半導体素子、ＣＤ、ＤＶＤ等の光学素子、磁気ディスク等の磁性素子が挙げられる。記録媒体としては、これに記憶しておいたプログラムを読み取り手段により読み取ることによって、コンピュータ上で実行可能となれば良く、その種類等は問われない。
１　エンジン
１５　燃焼室
３０　圧力センサ
３２　ダイアフラム
３５　圧電素子
３６、３７　電極
１００　ＥＣＵ
２００　圧力検出信号処理装置
２１０　チャージアンプ
２１１　オペアンプ
２１２　抵抗
２１４　コンデンサ
２０５　ＡＤ変換部
２２０　デジタル信号処理部
２３０　微分処理部
２４０　ローパスフィルタ部
２５０　ドリフト補正部
２５１　差分算出部
２５２　補正処理部
２６０　ローパスフィルタ部
２７０　比例処理部
２７１　積分処理部
３００　エンジン制御システム

Claims (12)

  1. 　受圧に応じた電荷を生起する圧電素子を含んで成る圧力センサの出力信号に対して、信号処理を施す装置であって、
    　前記電荷を蓄積して対応する電圧信号を出力するチャージアンプと、
    　前記電圧信号に対して微分処理を施すことで、前記圧電素子のドリフト成分を抽出するドリフト成分抽出部と、
    　前記抽出されたドリフト成分を除去するための補正信号を生成し、前記チャージアンプの入力側にフィードバックするドリフト補正部と、を備えた圧力検出信号処理装置。　
  2. 　請求項１に記載の装置であって、
    　前記ドリフト成分抽出部は、
    　前記電圧信号に対して微分処理を施す微分処理部と、
    　前記微分処理が施された信号の所定の低周波数帯域の成分を抽出するローパスフィルタとを含むことを特徴とする圧力検出信号処理装置。　
  3. 　請求項１又は２に記載の装置であって、　
    　前記ドリフト補正部は、
    　予め設定された第１の目標値と、前記抽出されたドリフト成分との第１の差分を求める第１の差分算出部と、
    　前記第１の差分に応じた前記補正信号を生成して、前記チャージアンプの入力側にフィードバックする補正処理部と、を含むことを特徴とする圧力検出信号処理装置。　
  4. 　請求項３に記載の装置であって、　
    　前記電圧信号の所定の低周波数帯域の成分を示す信号を抽出する第２のローパスフィルタと、
    　予め設定された第２目標値と、前記第２のローパスフィルタが抽出した信号との第２の差分を求める第２の差分算出部と、
    　前記第２の差分に対して、比例処理を施した比例信号を出力する比例処理部と、をさらに備え、
    　前記補正処理部は、
    　前記比例信号を前記第１の差分に加算した加算信号に応じた前記補正信号を生成して、前記チャージアンプの入力側にフィードバックすることを特徴とする圧力検出信号処理装置。　
  5. 　請求項４に記載の装置であって、　
    　前記第２の目標値と、前記第２のローパスフィルタが抽出した信号との第３の差分を求める第３の差分算出部と、
    　前記第３の差分に対して、積分処理を施した積分信号を出力する積分処理部と、をさらに備え、
    　前記補正処理部は、
    　前記第１の差分、前記比例信号、および、前記積分信号を加算した加算信号に応じた前記補正信号を生成して、前記チャージアンプの入力側にフィードバックすることを特徴とする圧力検出信号処理装置。
  6. 　請求項１乃至５の内のいずれか一項に記載の装置であって、
    　前記微分処理部の前段、および／または、前記第２のローパスフィルタの前段に、所定値を超える入力信号を当該所定値に抑えるスライス部を設けたことを特徴とする圧力検出信号処理装置。
  7. 　請求項１に記載の装置であって、　
    　前記ドリフト成分抽出部は、
    　前記電圧信号の所定の低周波数帯域の成分を示す信号を抽出するローパスフィルタと、
    　前記ローパスフィルタが抽出した信号に対して、微分処理を施した微分信号を出力する微分処理部と、を含み、
    　前記ドリフト補正部は、
    　予め設定された第１目標値と、前記微分信号との第１の差分を求める第１の差分算出部と、
    　前記補正信号を生成し、前記チャージアンプの入力側にフィードバックする補正処理部と、を含み、
    　前記装置は、
    　予め設定された第２目標値と、前記ローパスフィルタが抽出した信号との差分である第２の差分を求める第２の差分算出部と、
    　前記第２の差分に対して比例処理を施した比例信号を出力する比例処理部と、
    　前記第２の差分に対し積分処理を施した積分信号を出力する積分処理部と、を備え、
    　前記補正処理部は、
    　前記第１の差分信号、前記比例信号、および、前記積分信号を加算した加算信号に応じて、前記補正信号を生成することを特徴とする圧力検出信号処理装置。　
  8. 　請求項１乃至７の内のいずれか一項に記載の装置であって、
    　前記チャージアンプは、
    　抵抗とコンデンサとで成る並列回路、又は、コンデンサで負帰還接続したオペアンプを含むことを特徴とする圧力検出信号処理装置。
  9. 　請求項１乃至８の内のいずれか一項に記載の圧力検出信号処理装置と、
    　前記圧力検出信号処理装置からの出力信号に基づいて、エンジンの制御を行う制御部と、を備えたエンジン制御システム。
  10. 　請求項２乃至８の内のいずれか一項に記載の装置であって、
    　前記デジタル信号処理部は、
    　前記ドリフト成分抽出部を構成するローパスフィルタのカットオフ周波数を前記エンジンの回転数に応じて変更することを特徴とする圧力検出信号処理装置。
  11. 　受圧に応じた電荷を生起する圧電素子を含んで成る圧力センサの出力信号に対して、信号処理を施す圧力検出信号装置に、
    　前記電荷を蓄積して対応する電圧信号を出力するチャージアンプからの当該電圧信号に対して、微分処理を施すことで、前記圧電素子のドリフト成分を抽出する抽出機能と、
    　前記抽出されたドリフト成分を除去するための補正信号を生成し、前記チャージアンプの入力側にフィードバックする補正機能と、を実現するためのプログラム。
  12. 　請求項１１に記載のプログラムであって、
    　前記補正機能は、
    　予め設定された目標値と、前記抽出機能により抽出されたドリフト成分と、の差分を求める差分算出機能と、
    　前記差分に応じた補正信号を、前記チャージアンプの入力側にフィードバックする補正処理機能と、を含むプログラム。
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