WO2020054031A1 - レーダ装置および目標距離計測方法 - Google Patents

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WO2020054031A1
WO2020054031A1 PCT/JP2018/034019 JP2018034019W WO2020054031A1 WO 2020054031 A1 WO2020054031 A1 WO 2020054031A1 JP 2018034019 W JP2018034019 W JP 2018034019W WO 2020054031 A1 WO2020054031 A1 WO 2020054031A1
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WO
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signal
frequency domain
target
processing
gate
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PCT/JP2018/034019
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English (en)
French (fr)
Inventor
聡 影目
Original Assignee
三菱電機株式会社
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Publication date
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/10—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves
    • G01S13/26—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave
    • G01S13/28—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses

Definitions

  • the present invention relates to a radar device for measuring a target distance and a target distance measuring method.
  • the radar device described in Patent Document 1 radiates a transmission high-frequency signal into the air and receives a transmission high-frequency signal reflected by a target.
  • a conventional radar apparatus generates a sum signal and a difference signal by setting reception gates having different gate widths with respect to a reception high-frequency signal, and calculates a ratio between the sum signal and the difference signal and a distance to a target (hereinafter, target distance and target distance).
  • the target distance is measured using a discriminant pattern indicating the relationship with the target distance.
  • An object of the present invention is to solve the above problems and to provide a radar apparatus and a target distance measuring method capable of accurately measuring a target distance even when a plurality of targets exist in a reception gate.
  • the radar device includes a transmission unit, a reception unit, a gate processing unit, a demodulation processing unit, a target candidate detection unit, and a target candidate distance calculation unit.
  • the transmitting unit outputs a transmission signal that has been subjected to intra-pulse modulation.
  • the receiving unit generates a reception signal based on the transmission signal reflected by a target in the space.
  • the gate processing unit performs a gate process in which a plurality of reception gates are set on the received signal, and generates a signal after the gate process.
  • the demodulation processing unit performs demodulation processing on the gated signal based on intra-pulse modulation to generate a demodulated signal.
  • the frequency domain transform processing unit performs frequency domain transform on the demodulated signal to generate a frequency domain signal.
  • the target candidate detection section detects a target candidate based on the intensity of the signal in the frequency domain.
  • the target candidate distance calculation unit calculates the distance of the target candidate detected by the target candidate detection unit.
  • gating processing in which a transmission signal subjected to intra-pulse modulation is radiated into space and a plurality of reception gates are set for a reception signal generated based on a transmission signal reflected by a target in space Perform demodulation processing on the gated signal, perform frequency domain conversion on the demodulated signal, detect target candidates based on the strength of the frequency domain signal, and determine the distance of the target candidate. calculate.
  • the target distance can be accurately measured.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of a radar device according to Embodiment 1.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of a transmission unit according to Embodiment 1.
  • 5 is a block diagram illustrating a configuration of a receiving unit according to Embodiment 1.
  • FIG. 4A is a block diagram showing a hardware configuration for realizing the functions of the radar device according to Embodiment 1.
  • FIG. 4B is a block diagram showing a hardware configuration for executing software for realizing the functions of the radar device according to Embodiment 1.
  • 4 is a flowchart illustrating an operation of the radar device according to the first embodiment.
  • FIG. 6A is a schematic diagram illustrating an outline of a process performed by the signal processing unit according to the first embodiment.
  • FIG. 6A is a schematic diagram illustrating an outline of a process performed by the signal processing unit according to the first embodiment.
  • FIG. 6B is a diagram illustrating signals in the frequency domain corresponding to a plurality of targets having the same speed ⁇ .
  • FIG. 6C is a diagram illustrating a waveform of a signal in the frequency domain corresponding to the target of the speed ⁇ in the gate number direction.
  • FIG. 6D is a diagram illustrating a waveform in the distance direction of the signal after the inverse frequency domain conversion processing corresponding to the target of the velocity ⁇ .
  • 5 is a flowchart illustrating an operation of the transmission unit according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a waveform of a transmission RF signal.
  • 5 is a flowchart illustrating an operation of the receiving unit according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a waveform of a received video signal.
  • FIG. 6 is a flowchart illustrating an operation of the signal processing unit according to the first embodiment. It is a diagram showing a relationship between the received gate and the sampling number m 'of the gate number n G.
  • FIG. 13A is a diagram showing a waveform of a received video signal.
  • FIG. 13B is a diagram showing a waveform of a signal after gate processing corresponding to the reception gate G6.
  • FIG. 13C is a diagram showing a waveform of a signal after gate processing corresponding to the reception gate G7.
  • FIG. 13D is a diagram showing a waveform of a signal after gate processing corresponding to the reception gate G8.
  • FIG. 14A is a diagram showing a waveform of a received video signal.
  • FIG. 14A is a diagram showing a waveform of a received video signal.
  • FIG. 14B is a diagram showing a waveform of a signal after demodulation processing corresponding to the reception gate G6.
  • FIG. 14C is a diagram showing a waveform of a signal after demodulation processing corresponding to the reception gate G7.
  • FIG. 14D is a diagram showing a waveform of a signal after demodulation processing corresponding to reception gate G8.
  • FIG. 15A is a diagram illustrating a waveform of an observed value of a signal in a frequency domain corresponding to a plurality of targets having the same speed in the reception gate when the transmission signal is not intra-pulse-modulated.
  • FIG. 15A is a diagram illustrating a waveform of an observed value of a signal in a frequency domain corresponding to a plurality of targets having the same speed in the reception gate when the transmission signal is not intra-pulse-modulated.
  • FIG. 15B is a diagram showing the waveform of a signal in the frequency domain for each target at the same speed in the reception gate when the transmission signal is not intra-pulse-modulated.
  • FIG. 15C is a diagram illustrating a waveform of an observation value of a signal in a frequency domain corresponding to a plurality of targets having the same speed in the reception gate when the transmission signal is intra-pulse-modulated.
  • FIG. 15D is a diagram illustrating a waveform of a signal in the frequency domain for each target at the same speed in the reception gate when the transmission signal is intra-pulse-modulated.
  • FIG. 16A is a diagram showing a waveform of a received video signal.
  • FIG. 16B is a diagram illustrating a waveform in the gate number direction of an observation value of a signal in the frequency domain for each target at the same speed in the reception gate when the transmission signal is not intra-pulse-modulated.
  • FIG. 16C is a diagram illustrating a waveform in the gate number direction of the observed value of the signal in the frequency domain for each target at the same speed in the reception gate when the transmission signal is intra-pulse-modulated.
  • FIG. 17A is a diagram showing a waveform of a signal in a frequency domain corresponding to each of the same-speed targets in the reception gate.
  • FIG. 17B is a diagram showing the waveform of the signal after the inverse frequency domain transform processing corresponding to each of the targets of the same speed in the reception gate.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of the radar device 1 according to the first embodiment.
  • the radar apparatus 1 radiates a transmission high-frequency signal (hereinafter, referred to as a transmission RF signal) subjected to intra-pulse modulation to a space, and transmits a transmission RF signal reflected by a target in the space to a reception high-frequency signal (hereinafter, reception RF signal). (Referred to as a signal), and calculates the distance of a target candidate that can be an observation target based on the received video signal generated from the received RF signal.
  • a transmission RF signal transmission high-frequency signal
  • reception RF signal reception high-frequency signal
  • the radar device 1 includes an antenna 2, a transmission unit 3, a transmission / reception switching unit 4, a reception unit 5, a signal processing unit 6, and a display 7.
  • the signal processing unit 6 includes a gate processing unit 60, a demodulation processing unit 61, a filter processing unit 62, a frequency domain conversion unit 63, a high precision processing unit 64, a target candidate detection unit 65, and a target candidate distance calculation unit 66. Note that the signal processing unit 6 may not include one or both of the filter processing unit 62 and the high-precision processing unit 64.
  • the antenna 2 radiates the transmission RF signal input from the transmission / reception switching unit 4 into space.
  • the transmission unit 3 outputs the transmission RF signal subjected to the intra-pulse modulation to the transmission / reception switching unit 4.
  • the transmission / reception switching unit 4 switches output of a transmission RF signal from the transmission unit 3 to the antenna 2 and output of a reception RF signal from the antenna 2 to the reception unit 5 at a timing set by the transmission unit 3.
  • the antenna 2 receives and receives the reflected wave of the transmission RF signal reflected by the target in the space.
  • the receiving unit 5 receives the received RF signal received by the antenna 2 and generates a received video signal based on the received RF signal.
  • the signal processing unit 6 calculates the distance of the target candidate based on the received video signal input from the receiving unit 5, and outputs the calculated distance of the target candidate to the display 7.
  • the display 7 displays information on the distance between the target candidates.
  • the information on the distance of the target candidate includes, for example, a target number set for each target candidate and information indicating the distance from the radar device 1 to the target candidate.
  • the gate processing unit 60 receives the received video signal from the receiving unit 5 and performs a gate process on the received video signal by setting a plurality of reception gates to generate a gated signal.
  • the demodulation processing unit 61 performs demodulation processing on the gated signal based on intra-pulse modulation, and generates a demodulated signal.
  • the filter processing unit 62 performs band-pass filtering on the signal after demodulation, and generates a signal after band-pass filtering.
  • the frequency domain transforming unit 63 performs a frequency domain transform process on the signal after the band pass filter process to generate a frequency domain signal.
  • the frequency domain conversion unit 63 receives the demodulated signal from the demodulation processing unit 61 and performs frequency domain conversion on the demodulated signal. To generate a signal in the frequency domain.
  • the high-precision processing unit 64 is a conversion processing unit that performs high-precision processing on a signal in the frequency domain and generates a signal after the high-precision processing.
  • High-accuracy processing means that frequency domain conversion processing is performed on signals in a plurality of frequency domains corresponding to a plurality of reception gates, and the frequency-domain conversion processing is performed on the signal after the frequency domain conversion processing with a score greater than the frequency domain conversion score. This is a process for performing an inverse frequency domain conversion process.
  • the signal after the high-precision processing is the signal after the inverse frequency domain conversion processing.
  • the target candidate detection unit 65 detects a target candidate based on the intensity of the signal after the high precision processing.
  • the target candidate detection unit 65 detects a target candidate based on the intensity of the signal in the frequency domain input from the frequency domain conversion unit 63.
  • the target candidate distance calculation unit 66 calculates the distance of the target candidate detected by the target candidate detection unit 65.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the transmission unit 3.
  • the transmission unit 3 includes a transmitter 30, an intra-pulse modulator 31, a pulse modulator 32, and a local oscillator 33.
  • the transmitter 30 outputs the transmission RF signal after intra-pulse modulation generated by the intra-pulse modulator 31 to the antenna 2 through the transmission / reception switching unit 4.
  • the intra-pulse modulator 31 performs intra-pulse modulation on the transmission RF signal after the pulse modulation process generated by the pulse modulator 32 to generate a transmission RF signal after intra-pulse modulation.
  • the pulse modulator 32 performs pulse modulation on a local oscillation signal input from the local oscillator 33, and generates a transmission RF signal after pulse modulation.
  • the local oscillator 33 generates a local oscillation signal and outputs the signal to the receiving unit 5 and the pulse modulator 32 shown in FIG.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of the receiving unit 5.
  • the receiving unit 5 includes a receiver 50 and an A / D converter 51.
  • the receiver 50 inputs the reception RF signal received by the antenna 2 through the transmission / reception switching unit 4.
  • the receiver 50 down-converts the received RF signal based on the local oscillation signal input from the local oscillator 33, performs signal processing, and generates a received video signal.
  • the signal processing includes, for example, band-pass filter processing, amplification processing, and phase detection processing.
  • the received video signal generated by the receiver 50 is output to the A / D converter 51.
  • the A / D converter 51 converts the received video signal input from the receiver 50 into a digital signal, and outputs the converted received video signal to the signal processing unit 6.
  • the radar apparatus 1 includes a processing circuit for executing processing from step ST1 to step ST9 described later with reference to FIG.
  • This processing circuit may be dedicated hardware, or may be a CPU (Central Processing Unit) that executes a program stored in the memory.
  • CPU Central Processing Unit
  • FIG. 4A is a block diagram showing a hardware configuration for realizing the functions of the radar device 1.
  • FIG. 4B is a block diagram illustrating a hardware configuration that executes software for realizing the functions of the radar device 1.
  • the antenna 100 is the antenna 2 shown in FIG. 1
  • the display 101 is the display 7 shown in FIG.
  • the input / output interface 102 is an interface that relays the output of the transmission RF signal from the transmitter 3 to the antenna 100 shown in FIG. 1 and the output of the reflected RF signal from the antenna 100 to the receiver 5 shown in FIG. is there. That is, the input / output interface 102 has the function of the transmission / reception switching unit 4 shown in FIG. Further, the input / output interface 102 also functions as an interface for relaying an output signal to the display 101.
  • the external storage device 103 is a storage device that stores various setting data and signal data used for signal processing performed by the signal processing unit 6 illustrated in FIG.
  • a volatile memory such as a synchronous dynamic random access memory (SDRAM), a hard disk drive (HDD), or a solid state drive (SSD) may be used.
  • a program including an operating system (OS) may be stored in the external storage device 103.
  • the memory 107 shown in FIG. 4B may be constructed in the external storage device 103.
  • the external storage device 103 may be a storage device provided independently of the radar device 1 and communicable with the radar device 1, for example, a storage device provided on a cloud.
  • the signal path 105 is a bus for transmitting signal data.
  • the input / output interface 102, the external storage device 103, and the processing circuit 104 are interconnected by the signal path 105.
  • the input / output interface 102, the external storage device 103, the processor 106, and the memory 107 are interconnected by a signal path 105.
  • the processing circuit 104 includes, for example, a single circuit, a composite circuit, a programmed processor, a parallel programmed processor, and an ASIC (Application Specialized Integrated). (Circuit), FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a combination thereof.
  • the functions of the transmission unit 3, the reception unit 5, and the signal processing unit 6 in the radar device 1 may be realized by separate processing circuits, or these functions may be realized by one processing circuit.
  • the processing circuit is the processor 106 illustrated in FIG. 4B
  • the functions of the transmission unit 3, the reception unit 5, and the signal processing unit 6 in the radar device 1 are realized by software, firmware, or a combination of software and firmware. You.
  • the software or firmware is described as a program and stored in the memory 107.
  • the processor 106 realizes the functions of the transmission unit 3, the reception unit 5, and the signal processing unit 6 in the radar device 1 by reading and executing the program stored in the memory 107. That is, the radar apparatus 1 includes the memory 107 for storing a program that, when executed by the processor 106, results in the processing of steps ST1 to ST9 shown in FIG. These programs cause a computer to execute the procedure or method of the transmitting unit 3, the receiving unit 5, and the signal processing unit 6.
  • the memory 107 may be a computer-readable storage medium storing a program for causing a computer to function as the transmission unit 3, the reception unit 5, and the signal processing unit 6.
  • the memory 107 includes, for example, a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), a nonvolatile semiconductor memory such as an EEPROM (Electrically-EROM), or the like.
  • RAM Random Access Memory
  • ROM Read Only Memory
  • flash memory an EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory)
  • nonvolatile semiconductor memory such as an EEPROM (Electrically-EROM), or the like.
  • a magnetic disk, a flexible disk, an optical disk, a compact disk, a mini disk, a DVD, and the like are applicable.
  • Some of the functions of the transmission unit 3, the reception unit 5, and the signal processing unit 6 may be partially realized by dedicated hardware and partially realized by software or firmware.
  • the transmitting unit 3 and the receiving unit 5 realize their functions by the processing circuit 104 that is dedicated hardware, and the signal processing unit 6 executes the function by reading and executing the program stored in the memory 107 by the processor 106.
  • the processing circuit can realize the above functions by hardware, software, firmware, or a combination thereof.
  • FIG. 5 is a flowchart showing the operation of the radar device 1 according to the first embodiment, and shows a target distance measuring method according to the first embodiment.
  • Intra-pulse modulation includes intra-pulse code modulation and intra-pulse frequency modulation.
  • FIG. 6A is a schematic diagram showing an outline of the processing by the signal processing unit 6.
  • FIG. 6B is a diagram illustrating signals in the frequency domain corresponding to a plurality of targets having the same speed ⁇ .
  • FIG. 6C is a diagram illustrating a waveform of a signal in the frequency domain corresponding to the target of the speed ⁇ in the gate number direction.
  • FIG. 6D is a diagram illustrating a waveform in the distance direction of the signal after the inverse frequency domain conversion processing (the signal after the high precision processing) corresponding to the target of the velocity ⁇ .
  • the transmission unit 3 outputs the transmission RF signal subjected to the intra-pulse code modulation to the transmission / reception switching unit 4 (step ST1).
  • the transmission / reception switching unit 4 outputs a transmission RF signal to the antenna 2 at a timing set by the transmission unit 3.
  • the antenna 2 radiates the transmission RF signal input from the transmission / reception switching unit 4 into space.
  • the reflected wave of the transmission RF signal reflected by the target in the space is received by the antenna 2.
  • the receiving unit 5 inputs the signal received by the antenna 2 as a received RF signal, and generates a received video signal based on the received RF signal (Step ST2).
  • the received video signal generated by the receiving unit 5 is output to the signal processing unit 6.
  • the gate processing unit 60 included in the signal processing unit 6 performs a gate process in which a plurality of reception gates are set on the received video signal, and generates a signal after the gate process (step ST3).
  • the reception gate is set.
  • the demodulation processing unit 61 performs a demodulation process on the gate-processed signal based on the intra-pulse modulation to generate a demodulated signal (step ST4).
  • the demodulation processing unit 61 demodulates the code of the received video signal in the reception gate for each reception gate.
  • the filter processing unit 62 performs a filter process on the signal after the demodulation process, and generates a signal after the filter process (step ST5).
  • the filter processing unit 62 performs a narrow band filter process on the demodulated signal for each reception gate.
  • the frequency domain transforming section 63 performs a frequency domain transform process on the signal after the filter process to generate a frequency domain signal (step ST6).
  • the frequency domain transforming unit 63 performs a fast Fourier transform (hereinafter, referred to as FFT) on the signal subjected to the filtering process for each reception gate.
  • the signal in the frequency domain is a signal including the Doppler frequency, that is, the velocity ⁇ , and information on the distance corresponding to the reception gate interval.
  • the waveform of the signal shown in FIG. 6B is the waveform of the signal in the frequency domain corresponding to each of the plurality of targets having the same speed ⁇ .
  • the signal in the frequency domain corresponding to the target of the speed ⁇ has a spectral waveform in the gate number direction as shown in FIG. 6C, and has the maximum power at the gate number n G of the receiving gate close to the target distance, and The target distance can be measured.
  • IFFT inverse fast Fourier transform
  • the signal in the frequency domain is sampled with high precision.
  • the waveform of the signal after the high precision processing has a maximum peak near the target distance as shown in FIG. 6D.
  • the signal after the high accuracy processing generated by the high accuracy processing unit 64 is output to the target candidate detection unit 65.
  • the target candidate detection unit 65 performs a target candidate detection process based on the signal strength after the high accuracy processing (step ST8). Thereafter, the target candidate distance calculation unit 66 calculates the distance of the target candidate detected by the target candidate detection unit 65 (Step ST9).
  • the display 7 displays information on the distance of the target candidate input from the target candidate distance calculation unit 66.
  • FIG. 7 is a flowchart showing the operation of the transmission unit 3, and shows the details of the process of step ST1 in FIG.
  • FIG. 8 is a diagram showing a waveform of the transmission RF signal Tx (t).
  • the local oscillator 33 generates a local oscillation signal L 0 (t) having a constant frequency represented by the following equation (1) (step ST1a).
  • Local oscillation signal L 0 (t) generated by local oscillator 33 is output to receiving section 5 and pulse modulator 32.
  • t is time
  • a L is the amplitude of the local oscillation signal L 0 (t)
  • f 0 is the transmit frequency.
  • ⁇ 0 is an initial phase of the local oscillation signal L 0 (t)
  • T obs is an observation time
  • j is an imaginary unit.
  • the pulse modulator 32 performs a pulse modulation process on the local oscillation signal L 0 (t) according to the following equation (2) using a preset pulse repetition period T pri and pulse width T 0.
  • the transmission RF signal Tx pls (t) is generated (step ST2a).
  • the transmission RF signal Tx pls (t) generated by the pulse modulator 32 is output to the intra-pulse modulator 31.
  • h is the hit number, and H is the number of hits.
  • the number of hits H is represented by the following equation (3).
  • floor (X) means an integer obtained by truncating the variable X below the decimal point.
  • the intra-pulse modulator 31 uses the preset pulse repetition period T pri , pulse width T 0 and intra-pulse modulation ⁇ Mod (t) with respect to the transmission RF signal Tx pls (t) to obtain the following equation (4).
  • T pri pulse repetition period
  • T 0 pulse width
  • ⁇ Mod intra-pulse modulation ⁇ Mod (t) with respect to the transmission RF signal Tx pls (t) to obtain the following equation (4).
  • To generate a transmission RF signal Tx (t) (step ST3a).
  • the transmission pulse a shown in FIG. 8 is a transmission pulse of the transmission RF signal Tx (t).
  • the intra-pulse modulation code b of the transmission RF signal Tx (t) is an intra-pulse modulation code represented by a 4-bit Barker code shown in the following equation (5). Here, it is assumed that one bit is the sub-pulse width. The number of bits of the intra-pulse modulation code b may be other than 4 bits.
  • the intra-pulse modulation applied to the transmission RF signal Tx pls (t) may be multi-level code modulation or intra-pulse frequency modulation.
  • the transmitter 30 outputs the transmission RF signal Tx (t) input from the pulse modulator 32 to the transmission / reception switching unit 4 (step ST4a).
  • the transmission / reception switching unit 4 outputs the transmission RF signal Tx (t) input from the transmission unit 3 to the antenna 2.
  • the antenna 2 radiates the transmission RF signal Tx (t) into the air (space).
  • FIG. 9 is a flowchart showing the operation of the receiving unit 5, and shows the details of the process of step ST2 in FIG.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a waveform of the received video signal V (m ′).
  • the transmission RF signal reflected by the target in the air enters the antenna 2.
  • the signal incident on the antenna 2 is output to the receiver 50 as a reception RF signal Rx (t) represented by the following equation (6) (step ST1b).
  • n tgt is a target number
  • N tgt is a target number.
  • the received RF signal Rx ntgt (t) corresponding to the target of the target number n tgt included in the above equation (6) is expressed by the following equation (7).
  • a R, ntgt is the amplitude of the received RF signal Rx ntgt (t)
  • R 0, ntgt is the initial target relative distance for the target with the target number n tgt
  • v ntgt is the target number.
  • c is the speed of light.
  • the receiver 50 down-converts the received RF signal Rx (t) input from the antenna 2 using the local oscillation signal L 0 (t) represented by the above equation (1), and further passes the band-pass filter. After that, signal processing such as amplification and phase detection is performed (step ST2b). As a result, a received video signal V 0 (t) represented by the following equation (8) is generated. The received video signal V 0 (t) generated by the receiver 50 is output to the A / D converter 51.
  • V 0, ntgt (t) in the above equation (8) is a received video signal corresponding to the target of the target number n tgt represented by the following equation (9).
  • AV, ntgt is the amplitude of the received video signal V 0, ntgt (t) corresponding to the target with the target number n tgt .
  • the A / D converter 51 generates a received video signal V (m ′) represented by the following equation (10) by A / D converting the received video signal V 0 (t) input from the receiver 50. (Step ST3b).
  • the received video signal V (m ′) generated by the A / D converter 51 is output to the signal processing unit 6.
  • m ' is a sampling number and M' is a sampling number.
  • V 0, n tgt (m ′) included in the above equation (10) is a received video signal obtained by A / D converting the received video signal V 0, n tgt (t) corresponding to the target with the target number n tgt. .
  • the received video signal V 0, n tgt (m ′) is represented by the following equation (11).
  • ⁇ t is a sampling interval of the received video signal V 0, n tgt (m ′) that has been A / D converted.
  • the received video signal V (m ′) (received video signal c shown in FIG. 10) is a sampled signal.
  • the received video signal V (m ') is a combination of a plurality of received video signals generated based on the signals reflected by the transmitted RF signal at each of the plurality of targets.
  • a received video signal c1 corresponding to the target of the target number (1) and a received video signal c2 corresponding to the target of the target number (2) are combined.
  • the intra-pulse modulation code c1 ' is set in the received video signal c1
  • the intra-pulse modulation code c2' is set in the received video signal c2.
  • mod (X, Y) is the remainder after dividing the variable X by the variable Y.
  • FIG. 11 is a flowchart showing the operation of the signal processing unit 6, and shows details of the processing from step ST3 to step ST9 in FIG.
  • the signal processing unit 6 receives the received video signal V (m ′) from the A / D converter 51 provided in the receiving unit 5.
  • the gate processing unit 60 included in the signal processing unit 6 uses the gate slide amount ⁇ m G and the gate width set in advance for the received video signal V (m ′) and performs gate processing according to the following equation (12).
  • signal V G (n G, m ' ) to produce a (step ST1c).
  • M pri is the number of samplings in the pulse repetition period T pri
  • M p is the number of samplings in the pulse.
  • Figure 12 is a diagram showing the relationship between the receiving gate and the sampling number m 'of the gate number n G.
  • the gate processing unit 60 is performing the gating regards the gate width and the pulse width T 0.
  • the gate position and the gate width may be arbitrarily set values.
  • the gate processor 60 may be set in a shorter gate width than the pulse width T 0 of each of the plurality of receiving gates.
  • FIG. 13A is a diagram showing a waveform of the received video signal c.
  • FIG. 13B is a diagram illustrating a waveform of the signal d after the gate processing corresponding to the reception gate G6.
  • FIG. 13C is a diagram showing a waveform of the signal e after gate processing corresponding to the reception gate G7.
  • FIG. 13D is a diagram showing a waveform of the signal f after the gate processing corresponding to the reception gate G8.
  • the signal after the gate processing can be represented by V G (n G , m ′).
  • Signal d after the gate processing is 'a
  • the signal e after the gate processing the signal after gating V G (7, m signal V G after gating (6, m)' a)
  • the subsequent signal f is the signal V G (8, m ′) after the gate processing.
  • the gate d corresponding to the target having the target number (1) is included in the signal d after the gate processing.
  • the processed signal d1 and the gated signal d2 corresponding to the target of target number (2) are combined.
  • the gate-processed signal d1 includes the intra-pulse modulation code d1 '
  • the gate-processed signal d2 includes the intra-pulse modulation code d2'.
  • the gated signal e includes the gated signal e1 corresponding to the target of the target number (1) and the gated signal e2 corresponding to the target of the target number (2). And are synthesized.
  • the signal e1 after the gate processing includes the intra-pulse modulation code e1 '
  • the signal e2 after the gate processing includes the intra-pulse modulation code e2'.
  • the gated signal f includes the gated signal f1 corresponding to the target of the target number (1) and the gated signal f2 corresponding to the target of the target number (2). And are synthesized.
  • the signal f1 after the gate processing includes the intra-pulse modulation code f1 ′, and the signal f2 after the gate processing includes the intra-pulse modulation code f2 ′.
  • the reception gate G7 is a gate that has been slid by a gate slide amount ⁇ m G from the reception gate G6, and the reception gate G8 is a gate that has been slid by a gate slide amount ⁇ m G from the reception gate G7. Since the gate processing unit 60 performs the gating process, it is not affected by noise other than the reception gate. Therefore, the signal-to-noise ratio (hereinafter, referred to as SNR) in the frequency-domain signal generated by the frequency-domain conversion unit 63. And the radar apparatus 1 with improved target detection performance can be obtained.
  • SNR signal-to-noise ratio
  • the demodulation processing unit 61 applies the gated signal V G (n G , m ′) generated by the gate processing unit 60 based on the intra-pulse demodulation D ⁇ (n G , m ′). by performing the demodulation processing in accordance with the following equation (13), the signal V G after demodulation process to generate a D (n G, m ') (step ST2c).
  • the demodulation processing unit 61 calculates the intra-pulse demodulation D ⁇ (n G , m ′) according to the following equation (14), and uses it for demodulation processing.
  • FIG. 14A is a diagram showing a waveform of the received video signal c.
  • FIG. 14B is a diagram showing a waveform of signal g after demodulation processing corresponding to reception gate G6.
  • FIG. 14C is a diagram showing a waveform of the signal h after demodulation processing corresponding to the reception gate G7.
  • FIG. 14D is a diagram illustrating a waveform of the signal i after the demodulation processing corresponding to the reception gate G8.
  • the demodulation processing unit 61 generates a signal g after demodulation processing shown in FIG. 14B by performing demodulation processing on the signal d after gate processing shown in FIG. 13B.
  • the demodulation processing unit 61 performs a demodulation process on the signal e after the gate processing illustrated in FIG. 13C to generate a signal h after the demodulation processing illustrated in FIG. 14C.
  • the demodulation processing unit 61 generates a signal i after the demodulation processing shown in FIG. 14D by performing a demodulation processing on the signal f after the gate processing shown in FIG. 13D.
  • the signal after the demodulation processing can be expressed by V G, D (n G, m ').
  • the demodulated signal g is the demodulated signal V G, D (6, m ′)
  • the demodulated signal h is the demodulated signal V G, D (7, m ′).
  • the signal i after the demodulation processing is the signal V G, D (8, m ′) after the demodulation processing.
  • the demodulated signal V 0, ntgt, D (n G , m ′) generated based on the received RF signal corresponding to the target with the target number n tgt can be represented by the following equation (15).
  • V 0, ntgt (n G , m ′) is a signal after gate processing generated based on the reception RF signal corresponding to the target of the target number n tgt , and ⁇ Mod, D (N G , m ′) is a code after the demodulation processing.
  • the demodulated signal g1 corresponding to the target reception RF signal of the target number (1) in the reception gate G6 both the intra-pulse modulation code d1 ′ and the intra-pulse demodulation code match. Therefore, the modulation is unmodulated g1 ′.
  • the signal g1 after the demodulation processing is coherently integrated when converted into a frequency-domain signal by the frequency-domain conversion unit 63.
  • the demodulated signal g2 corresponding to the target reception RF signal of the target number (2) in the reception gate G6 has a modulation code g2 ′ because the intra-pulse modulation code d2 ′ and the intra-pulse demodulation code do not match. Remains.
  • the demodulated signal g2 with the modulation code g2 'remaining is not coherently integrated when converted to a frequency domain signal.
  • the demodulated signal g1 is coherently integrated, and the target of the target number (1) can be separated.
  • the intra-pulse modulation code h1 ′ does not match the intra-pulse demodulation code. Therefore, the modulation code h1 'remains.
  • the modulation code h2 ′ does not match the intra-pulse modulation code h2 ′. Remains.
  • the demodulated signals h1 and h2 are not coherently integrated when converted into a frequency domain signal.
  • the intra-pulse modulation code i1 ′ does not match the intra-pulse demodulation code. Therefore, the modulation code i1 'remains.
  • the demodulated signal i2 corresponding to the target reception RF signal of the target number (2) in the reception gate G8 both the intra-pulse modulation code f2 'and the intra-pulse demodulation code match, so that no i2 '.
  • the signal f2 after the demodulation processing is coherently integrated when converted into a frequency-domain signal by the frequency-domain conversion unit 63. In the receiving gate G8, the demodulated signal f2 is coherently integrated, and the target of the target number (2) can be separated.
  • the demodulated signal after the modulation is not coherently integrated, but the unmodulated signal after the demodulation is coherently integrated, so that the target separation performance of the radar device 1 is improved.
  • the radar apparatus 1 by applying a pulse in the code-modulated into a transmission signal, even if a plurality of targets is present in the one receiving the gate, it is possible to target separation at lower resolutions gate sliding amount Delta] m G.
  • the demodulated signal V G, D (n G , m ′) generated by the demodulation processing unit 61 is output to the filter processing unit 62.
  • the filter processing unit 62 performs a narrow-band filter process on the demodulated signal V G, D (n G , m ′) to pass a signal in a band around the center spectrum of the frequency domain, and performs narrow-band filtering.
  • a signal after band-pass filtering is generated (step ST3c).
  • the signal V G, D, f (n G , m) after the narrow band filter processing is represented by the following equation (16).
  • m is the sampling number of the signal after the narrow band filter processing
  • M is the sampling number of the signal after the narrow band filter processing.
  • V G, D , f, ntgt (n G, m) is the signal after the narrowband filter processing expressed by the following formula (17), the gate number n G in the receive gate Corresponds to the target of the target number n tgt .
  • a nG, Ntgt is the amplitude of the narrowband filtering the signal after V G, D, f, ntgt (n G, m).
  • frequency domain transform section 63 a signal V G after narrowband filtering input from the filter processing unit 62, D, with respect to f (n G, m), frequency domain conversion processing according to the following equation (18)
  • k is a sampling number in the frequency domain
  • M fft is a frequency domain conversion point.
  • the discrete Fourier transform expressed by the following equation (18) is used for the frequency domain transform processing, the frequency domain transform processing may be performed using FFT or chirp z-transform.
  • the frequency domain conversion unit 63 similarly applies the frequency according to the above equation (18) to the demodulated signal input from the demodulation processing unit 61.
  • a signal f d (n G , k) in the frequency domain is generated.
  • the frequency-domain signal f d (n G , k) generated by the frequency-domain conversion unit 63 is output to the high-precision processing unit 64.
  • the signal f d (n G , k) in the frequency domain is a signal including the speed ⁇ and information on the distance between the gates, as shown in FIG. 6B. Further, as shown in FIG. 6C, the signal in the frequency domain corresponding to the target of the speed ⁇ has a waveform in the gate number direction. This waveform indicates the maximum power at the reception gate close to the target distance, and the target distance can be measured using the signal in the reception gate. If the signal after demodulation is filtered, the shape of the pulse will be lost and converted to a sine wave. Become. This allows separation of the target each other approaches than the pulse width T 0.
  • FIG. 15A is a diagram illustrating a waveform of an observed value of a signal in a frequency domain corresponding to a plurality of targets having the same speed ⁇ in the reception gate when the transmission RF signal is not intra-pulse-modulated.
  • the waveforms indicated by solid lines are the gate start bins m G (n G -1), m G (n G ), m G (n G +1), and m G (n G +2) of the gate number n G.
  • It is the waveform of the observation value of the signal of a frequency domain in each.
  • a frequency domain signal corresponding to the target of the target number (1) and a frequency domain signal corresponding to the target of the target number (2) are synthesized.
  • FIG. 15B is a diagram showing a waveform of a signal in the frequency domain for each target at the same speed ⁇ in the reception gate when the transmission RF signal is not intra-pulse-modulated.
  • the waveform shown by the broken line is the waveform of the signal in the frequency domain corresponding to the target of target number (1)
  • the waveform shown by the dashed line is the signal in the frequency domain corresponding to the target of target number (2). It is a waveform of.
  • the waveform of the signal in the frequency domain corresponding to the target of the target number (1) has the maximum power at the distance corresponding to the gate start bin m G (n G ), but also at the distance corresponding to the other gate start bins. High power.
  • the waveform of the signal in the frequency domain corresponding to the target of the target number (2) has the maximum power at the distance corresponding to the gate start bin m G (n G +1), but has the maximum power corresponding to the other gate start bins. But the power is high.
  • FIG. 15C is a diagram illustrating a waveform of an observed value of a signal in a frequency domain corresponding to a plurality of targets having the same speed ⁇ in the reception gate when the transmission RF signal is intra-pulse-modulated.
  • Observed value of the signal in the frequency domain at each of the gate start bins m G (n G ⁇ 1), m G (n G ), m G (n G +1), and m G (n G +2) of the gate number n G It is a waveform of.
  • These frequency domain signals are combined with a frequency domain signal corresponding to the target of the target number (1) and a frequency domain signal corresponding to the target of the target number (2).
  • FIG. 15D is a diagram showing a waveform of a signal in the frequency domain for each target at the same speed ⁇ in the reception gate when the transmission RF signal is intra-pulse-modulated.
  • the waveform shown by the broken line is the waveform of the signal in the frequency domain corresponding to the target of the target number (1)
  • the waveform shown by the dashed line is the signal in the frequency domain corresponding to the target of the target number (2).
  • It is a waveform of.
  • the waveform of the signal in the frequency domain corresponding to the target of target number (1) has the maximum power at the distance corresponding to the gate start bin m G (n G ), and has relatively low power at the distance corresponding to the other gate start bins. It has become.
  • the waveform of the signal in the frequency domain corresponding to the target of the target number (2) has the maximum power at the distance corresponding to the gate start bin m G (n G +1) and is relatively low at the distance corresponding to the other gate start bins. Power.
  • FIG. 16A is a diagram showing a waveform of the received video signal c.
  • FIG. 16B is a diagram showing a waveform in the gate number direction of the observed value of the signal in the frequency domain for each target at the same speed ⁇ in the reception gate when the transmission signal is not intra-pulse-modulated.
  • a waveform j1 is a waveform of a signal in a frequency domain generated based on a received video signal c1 obtained by receiving a transmission RF signal that is not intra-pulse-modulated.
  • the waveform j2 is a waveform of a signal in the frequency domain generated based on the received video signal c2 obtained by receiving the transmission RF signal that is not modulated in the pulse.
  • FIG. 16C is a diagram illustrating a waveform in the gate number direction of the observed value of the signal in the frequency domain for each target at the same speed ⁇ in the reception gate when the transmission RF signal is intra-pulse-modulated.
  • a waveform k1 is a waveform of a signal in the frequency domain generated based on the received video signal c1 obtained by receiving the transmission RF signal modulated in the pulse.
  • the waveform k2 is a waveform of a signal in the frequency domain generated based on the received video signal c2 obtained by receiving the transmission RF signal subjected to the intra-pulse modulation.
  • intra-pulse modulation is not applied to the transmission signal
  • the distance resolution in the radar device is reduced, and the distance measurement performance of the targets Deteriorates.
  • the reception signal is subjected to gate processing, demodulation processing, filter processing, and frequency domain conversion processing, as shown in FIGS. 15C, 15D, and 16C.
  • the range resolution in the radar device is improved, and the target ranging performance is improved.
  • the following equation (19) is provided between the distance resolution ⁇ 0 of the radar apparatus when the transmission signal is not subjected to intra-pulse modulation and the distance resolution ⁇ b of the radar apparatus when the transmission signal is subjected to intra-pulse modulation. Holds.
  • the distance resolution .DELTA..tau b is a high resolution than the distance resolution .DELTA..tau 0.
  • the distance measurement accuracy ⁇ 0, accuracy of the radar device when the transmission signal is not subjected to intra-pulse modulation and the distance measurement accuracy ⁇ b, accuracy of the radar device when the transmission signal is subjected to intra-pulse modulation are: ,
  • the following equation (20) holds.
  • the ranging accuracy ⁇ b accuracy is higher than the ranging accuracy ⁇ 0, accuracy .
  • snr is a signal-to-noise ratio.
  • the signal f d, ntgt (n G , k) in the frequency domain corresponding to the target of the target number n tgt in the reception gate of the gate number n G is represented by the following equation (21).
  • the signal f d, ntgt (n G , k) in the frequency domain indicates the maximum amplitude value.
  • k peak is a sampling number k of the frequency-domain signal f d, ntgt (n G , k) indicating the maximum amplitude value.
  • the gate processor 60 passes the start time of a plurality of receiving gates are different from each other, the signal after gating V G (n G, m ' ) and narrowband filtering the signal after V G (n G, In m), the time is synchronized between the reception gates.
  • the frequency domain conversion unit 63 starts the frequency domain conversion processing at the same time (the same sampling number) regardless of the positions of the plurality of reception gates.
  • the demodulation processing section 61 performs demodulation processing on the signal after the gate processing, and demodulates the intra-pulse modulation code. For this reason, in the radar apparatus 1, it is possible to perform control such that the sampling number k peak indicating the maximum amplitude of the signal in the frequency domain corresponding to each of the plurality of targets does not change.
  • the high-precision processing unit 64 performs high-precision processing on the frequency-domain signal f d (n G , k) input from the frequency-domain conversion unit 63, and generates a signal after the high-precision processing.
  • the high-precision processing unit 64 performs a Fourier transform process on the signal f d (n G , k) in the frequency domain corresponding to each of the plurality of reception gates according to the following equation (23), thereby obtaining the frequency.
  • NG fft is the number of Fourier transform points (the number of frequency domain transform points between gates)
  • q is the sampling number of the signal after the Fourier transform processing.
  • the high-precision processing unit 64 performs an inverse Fourier transform process on the signal f d, G (q, k) in the frequency domain according to the following equation (24), as shown in the following equation (25), to obtain the number of Fourier transform points N
  • the conversion is performed with the number of conversion points NG, ifft greater than G, fft , and the signal f ′ d, G (q ift , k) after the high-precision processing is generated.
  • NG ifft is the number of inverse Fourier transform points (the number of inverse frequency domain transform points), and corresponds to the number of signals in the distance direction after the high-accuracy processing.
  • q ift is a sampling number in the distance direction of the signal after the high precision processing.
  • the distance sampling interval in the signal f ′ d, G (q ifft , k) after the high-precision processing is performed.
  • .DELTA..tau b, ifft is, 1 / N G of Delta] m G as shown in the following formula (26), a multi.
  • the distance sampling interval is subdivided from ⁇ m G to ⁇ b, ifft .
  • FIG. 17A is a diagram showing a waveform of a signal in a frequency domain corresponding to each of the same-speed targets in the reception gate.
  • the receiving gate of the gate number n G has 1/4 of the gate width of the pulse width T 0.
  • a waveform L1 indicated by a broken line is a waveform of a signal in the frequency domain corresponding to the target of the target number (1)
  • a waveform L2 indicated by a dashed line is a waveform of a signal in the frequency domain corresponding to the target of the target number (2). It is.
  • FIG. 17B is a diagram showing a waveform of a signal after the high-precision processing corresponding to each of the targets at the same speed in the reception gate.
  • the distance sampling interval corresponding to the gate number n G is subdivided from ⁇ m G ⁇ b, the ifft.
  • a waveform m1 indicated by a solid line is a waveform of a signal after the high precision processing corresponding to the target of the target number (1)
  • a waveform m2 indicated by a dashed line is a high precision improvement corresponding to the target of the target number (2). It is a signal waveform after processing.
  • the distance sampling interval is obtained by performing high-precision processing on the signal in the frequency domain corresponding to the target of the target number (1) and the signal in the frequency domain corresponding to the target of the target number (2). Is subdivided into ⁇ b, ifft . Accordingly, even if a target goal and the number of the target number (1) (2) is closer than the pulse width T 0 without integration loss into a frequency domain signal, it can be detected with the separation of these goals is there.
  • the signal f ′ d, G (q ift , k) after the high accuracy processing generated by the high accuracy processing unit 64 is output to the target candidate detection unit 65. If the signal processing unit 6 does not include the high-precision processing unit 64, the target candidate detection unit 65 receives the frequency domain signal f d (n G , k) from the frequency domain conversion unit 63.
  • the target candidate detection unit 65 detects a target candidate based on the intensity of the signal f'd , G ( qift , k) after the high-accuracy processing (step ST6c). For example, the target candidate detection unit 65 detects a target candidate using cell average-constant false alarm probability (CA-CFAR) processing. In the CA-CFAR processing, target candidates are detected such that the false alarm probability Pfa has a fixed specified value. For this reason, the target candidate detection unit 65 can control erroneous detection of the target candidate, so that the target candidate is not detected as much as possible, and based on the intensity of the signal after the high-accuracy processing or the signal in the frequency domain. Can be detected. In addition, since the target candidate detection unit 65 detects a target candidate based on the signal strength, it is possible to control the strength of a signal corresponding to the target candidate, and to obtain distance accuracy based on the signal strength.
  • CA-CFAR cell average-constant false alarm probability
  • the target candidate detecting section 65 outputs the signal f ′ d, G (q ift , k) after the high-precision processing input from the high-precision processing section 64 and the target number n tgt detected by the CA-CFAR processing. , And outputs the sampling number q ift, ntgt in the distance direction and the sampling number k ntgt in the speed direction of the signal after the high-accuracy processing to the target candidate distance calculation unit 66 corresponding to the target candidate.
  • the distance-direction value and the speed-direction value of the signal obtained by the series of processing shown in FIG.
  • 6A are obtained by the distance-direction sampling number q ift, ntgt of the signal after the high-precision processing and the speed-direction sampling number k ntgt . Is specified (see the relationship between the distance and the speed shown in FIG. 6A).
  • the target candidate detection unit 65 determines a target based on the intensity of the frequency-domain signal f d (n G , k) generated by the frequency-domain conversion unit 63. Detect candidates.
  • the target candidate detection unit 65 detects the frequency domain signal f d (n G , k) input from the frequency domain conversion unit 63 and the frequency domain signal f d (n G , k) corresponding to the target candidate with the target number n tgt detected in the CA-CFAR processing.
  • the gate number n G, ntgt of the signal and the sampling number k ntgt in the speed direction are output to the target candidate distance calculation unit 66.
  • the target candidate distance calculation unit 66 calculates the distance R ′ 0, ntgt of the target candidate with the target number n tgt detected by the target candidate detection unit 65 according to the following equation (27) (step ST7c).
  • the distance R ′ 0, ntgt calculated by the target candidate distance calculation unit 66 is output to the display 7.
  • the display 7 displays the distance R ′ 0, ntgt of the target candidate with the target number n tgt input from the target candidate distance calculation unit 66 as target information on the screen.
  • the target candidate distance calculation unit 66 calculates the distance R ′ 0, ntgt of the target candidate with the target number n tgt detected by the target candidate detection unit 65 as follows. It is calculated according to equation (28). The distance R ′ 0, ntgt calculated by the target candidate distance calculation unit 66 is output to the display 7. The display 7 displays the distance R ′ 0, ntgt of the target candidate with the target number n tgt input from the target candidate distance calculation unit 66 as target information on the screen.
  • the target candidate distance calculating unit 66 may calculate the speed v ′ ntgt of the target candidate with the target number n tgt according to the following equation (29).
  • V ′ ntgt calculated by the target candidate distance calculation unit 66 is output to the display 7.
  • the display 7 displays on the screen the speed v ′ ntgt of the target candidate with the target number n tgt input from the target candidate distance calculation unit 66 as a target candidate.
  • the radar apparatus 1 radiates a transmission RF signal subjected to intra-pulse modulation to a space, and generates a reception RF signal generated based on a transmission RF signal reflected by a target in the space.
  • Performs gate processing with a plurality of reception gates set on the video signal performs demodulation processing on the gated signal, performs frequency domain conversion on the demodulated signal, and performs signal processing in the frequency domain.
  • the target candidate is detected, and the distance of the target candidate is calculated.
  • the target distance can be accurately measured.
  • the radar apparatus 1 performs the high-accuracy processing on the frequency-domain signal generated by the frequency-domain conversion unit 63, thereby generating a signal after the high-accuracy processing.
  • a part 64 is provided.
  • the target candidate detection unit 65 detects a target candidate based on the signal intensity after the high precision processing. Since the filter shape loss is reduced by the high accuracy processing, the target detection performance of the radar device 1 is improved, and the target separation performance is also improved.
  • the radar device 1 includes a filter processing unit 62 that performs band-pass filtering on a signal after demodulation and generates a signal after band-pass filtering.
  • the frequency domain transform unit 63 performs frequency domain transform on the signal after the band pass filter processing, and generates a frequency domain signal. Performing the band-pass filter processing enables sampling with a coarse sampling interval. Thus, the number of signal points is reduced and the amount of calculation in signal processing is reduced, so that the radar apparatus 1 with a small hardware scale can be realized.
  • the radar device can accurately measure the target distance even when a plurality of targets exist in the reception gate, and can be used for various radar devices.
  • 1 radar device 2,100 antenna, 3 transmission unit, 4 transmission / reception switching unit, 5 reception unit, 6 signal processing unit, 7,101 display, 30 transmitter, 31 intra-pulse modulator, 32 pulse modulator, 33 local unit Oscillator, 50 receiver, 51 A / D converter, 60 gate processing unit, 61 demodulation processing unit, 62 filter processing unit, 63 frequency domain conversion unit, 64 high accuracy processing unit, 65 target candidate detection unit, 66 target candidate Distance calculation unit, 102 input / output interface, 103 external storage device, 104 processing circuit, 105 signal path, 106 processor, 107 memory.

Abstract

レーダ装置（１）が、パルス内変調を施した送信信号を空間に放射して、空間内の目標で反射された送信信号に基づいて生成された受信信号に対して複数の受信ゲートを設定したゲート処理を行い、ゲート処理後の信号に対して復調処理を行い、復調処理後の信号に対して周波数領域変換を行い、周波数領域の信号の強度に基づいて目標候補を検出し、目標候補の距離を算出する。

Description

レーダ装置および目標距離計測方法
　本発明は、目標距離を計測するレーダ装置および目標距離計測方法に関する。
　例えば、特許文献１に記載されたレーダ装置は、送信高周波信号を空中に放射し、目標で反射された送信高周波信号を受信する。従来のレーダ装置は、受信高周波信号に対して異なるゲート幅の受信ゲートを設定して和信号および差信号を生成し、和信号と差信号の比と、目標までの距離（以下、目標距離と記載する）との関係を示すディスクリパターンを用いて、目標距離を計測する。
特開昭６０－１６４２７５号公報
　特許文献１に記載された従来のレーダ装置では、受信ゲート内に複数の目標が存在する場合に、複数の目標の状況（例えば、目標間の振幅の差または目標間の距離の差）ごとにディスクリパターンが異なるため、複数の目標のそれぞれの目標距離が誤って計測されるという課題があった。
　本発明は上記課題を解決するものであり、受信ゲート内に複数の目標が存在しても目標距離を正確に計測できるレーダ装置および目標距離計測方法を得ることを目的とする。
　本発明に係るレーダ装置は、送信部、受信部、ゲート処理部、復調処理部、目標候補検出部および目標候補距離算出部を備える。送信部は、パルス内変調を施した送信信号を出力する。受信部は、空間内の目標で反射された前記送信信号に基づいて受信信号を生成する。ゲート処理部は、受信信号に対して複数の受信ゲートを設定したゲート処理を行い、ゲート処理後の信号を生成する。復調処理部は、ゲート処理後の信号に対してパルス内変調に基づいて復調処理を行い、復調処理後の信号を生成する。周波数領域変換理部は、復調処理後の信号に対して周波数領域変換を行い、周波数領域の信号を生成する。目標候補検出部は、周波数領域の信号の強度に基づいて目標候補を検出する。目標候補距離算出部は、目標候補検出部によって検出された目標候補の距離を算出する。
　本発明によれば、パルス内変調を施した送信信号を空間に放射し、空間内の目標で反射された送信信号に基づいて生成された受信信号に対して複数の受信ゲートを設定したゲート処理を行い、ゲート処理後の信号に対して復調処理を行い、復調処理後の信号に対して周波数領域変換を行い、周波数領域の信号の強度に基づいて目標候補を検出し、目標候補の距離を算出する。これにより、受信ゲート内に複数の目標が存在しても目標距離を正確に計測することができる。
実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態１における送信部の構成を示すブロック図である。 実施の形態１における受信部の構成を示すブロック図である。 図４Ａは、実施の形態１に係るレーダ装置の機能を実現するハードウェア構成を示すブロック図である。図４Ｂは、実施の形態１に係るレーダ装置の機能を実現するソフトウェアを実行するハードウェア構成を示すブロック図である。 実施の形態１に係るレーダ装置の動作を示すフローチャートである。 図６Ａは、実施の形態１における信号処理部による処理の概要を示す模式図である。図６Ｂは、同じ速度νの複数の目標に対応する周波数領域の信号を示す図である。図６Ｃは、速度νの目標に対応する周波数領域の信号のゲート番号方向の波形を示す図である。図６Ｄは、速度νの目標に対応する逆周波数領域変換処理後の信号の距離方向の波形を示す図である。 実施の形態１における送信部の動作を示すフローチャートである。 送信ＲＦ信号の波形を示す図である。 実施の形態１における受信部の動作を示すフローチャートである。 受信ビデオ信号の波形を示す図である。 実施の形態１における信号処理部の動作を示すフローチャートである。 ゲート番号ｎＧの受信ゲートとサンプリング番号ｍ’との関係を示す図である。 図１３Ａは、受信ビデオ信号の波形を示す図である。図１３Ｂは、受信ゲートＧ６に対応するゲート処理後の信号の波形を示す図である。図１３Ｃは、受信ゲートＧ７に対応するゲート処理後の信号の波形を示す図である。図１３Ｄは、受信ゲートＧ８に対応するゲート処理後の信号の波形を示す図である。 図１４Ａは、受信ビデオ信号の波形を示す図である。図１４Ｂは、受信ゲートＧ６に対応する復調処理後の信号の波形を示す図である。図１４Ｃは、受信ゲートＧ７に対応する復調処理後の信号の波形を示す図である。図１４Ｄは、受信ゲートＧ８に対応する復調処理後の信号の波形を示す図である。 図１５Ａは、送信信号がパルス内変調されていない場合における、受信ゲート内にある同じ速度の複数の目標に対応する周波数領域の信号の観測値の波形を示す図である。図１５Ｂは、送信信号がパルス内変調されていない場合における、受信ゲート内にある同じ速度の目標ごとの周波数領域の信号の波形を示す図である。図１５Ｃは、送信信号がパルス内変調された場合における、受信ゲート内にある同じ速度の複数の目標に対応する周波数領域の信号の観測値の波形を示す図である。図１５Ｄは、送信信号がパルス内変調された場合における、受信ゲート内にある同じ速度の目標ごとの周波数領域の信号の波形を示す図である。 図１６Ａは、受信ビデオ信号の波形を示す図である。図１６Ｂは、送信信号がパルス内変調されていない場合における、受信ゲート内にある同じ速度の目標ごとの周波数領域の信号の観測値のゲート番号方向の波形を示す図である。図１６Ｃは、送信信号がパルス内変調された場合における、受信ゲート内にある同じ速度の目標ごとの周波数領域の信号の観測値のゲート番号方向の波形を示す図である。 図１７Ａは、受信ゲート内にある同じ速度の目標のそれぞれに対応する周波数領域の信号の波形を示す図である。図１７Ｂは、受信ゲート内にある同じ速度の目標のそれぞれに対応する逆周波数領域変換処理後の信号の波形を示す図である。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係るレーダ装置１の構成を示すブロック図である。レーダ装置１は、パルス内変調を施した送信高周波信号（以下、送信ＲＦ信号と記載する）を空間に放射し、空間内の目標で反射された送信ＲＦ信号を受信高周波信号（以下、受信ＲＦ信号と記載する）として受信し、当該受信ＲＦ信号から生成した受信ビデオ信号に基づいて、観測対象となり得る目標候補の距離を算出する。
　図１に示すように、レーダ装置１は、空中線２、送信部３、送受切替部４、受信部５、信号処理部６および表示器７を備える。信号処理部６は、ゲート処理部６０、復調処理部６１、フィルタ処理部６２、周波数領域変換部６３、高精度化処理部６４、目標候補検出部６５および目標候補距離算出部６６を備える。なお、信号処理部６は、フィルタ処理部６２および高精度化処理部６４のいずれかまたは両方を備えなくてもよい。
　空中線２は、送受切替部４から入力した送信ＲＦ信号を空間に放射する。送信部３は、パルス内変調を施した送信ＲＦ信号を送受切替部４に出力する。送受切替部４は、送信部３から設定されたタイミングで送信部３から空中線２への送信ＲＦ信号の出力と空中線２から受信部５への受信ＲＦ信号の出力を切り替える。
　空中線２は、空間内の目標で反射された送信ＲＦ信号の反射波が入射されて受信する。受信部５は、空中線２によって受信された受信ＲＦ信号を入力し、当該受信ＲＦ信号に基づいて受信ビデオ信号を生成する。信号処理部６は、受信部５から入力した受信ビデオ信号に基づいて目標候補の距離を算出し、算出した目標候補の距離を表示器７に出力する。表示器７は、目標候補の距離に関する情報を表示する。目標候補の距離に関する情報には、例えば、目標候補ごとに設定された目標番号とレーダ装置１から目標候補までの距離を示す情報とが含まれる。
　ゲート処理部６０は、受信部５から受信ビデオ信号を入力し、受信ビデオ信号に対して複数の受信ゲートを設定したゲート処理を施すことで、ゲート処理後の信号を生成する。復調処理部６１は、ゲート処理後の信号に対してパルス内変調に基づき復調処理を行い、復調処理後の信号を生成する。フィルタ処理部６２は、復調処理後の信号に対して帯域通過フィルタ処理を行い、帯域通過フィルタ処理後の信号を生成する。
　周波数領域変換部６３は、帯域通過フィルタ処理後の信号に対して周波数領域変換処理を行い、周波数領域の信号を生成する。また、信号処理部６がフィルタ処理部６２を備えない場合、周波数領域変換部６３は、復調処理部６１から復調処理後の信号を入力して、復調処理後の信号に対して周波数領域変換を行い、周波数領域の信号を生成する。
　高精度化処理部６４は、周波数領域の信号に対して高精度化処理を行い、高精度化処理後の信号を生成する変換処理部である。高精度化処理とは、複数の受信ゲートに対応する複数の周波数領域の信号に対して周波数領域変換処理を行い、さらに周波数領域変換処理後の信号に対して周波数領域変換点数よりも多い点数で逆周波数領域変換処理を行う処理である。高精度化処理後の信号は、上記逆周波数領域変換処理後の信号である。
　目標候補検出部６５は、高精度化処理後の信号の強度に基づいて目標候補を検出する。なお、信号処理部６が高精度化処理部６４を備えない場合、目標候補検出部６５は、周波数領域変換部６３から入力した周波数領域の信号の強度に基づいて目標候補を検出する。目標候補距離算出部６６は、目標候補検出部６５によって検出された目標候補の距離を算出する。
　図２は、送信部３の構成を示すブロック図である。図２に示すように、送信部３は、送信機３０、パルス内変調器３１、パルス変調器３２および局部発振器３３を備える。送信機３０は、パルス内変調器３１によって生成されたパルス内変調後の送信ＲＦ信号を、送受切替部４を通して空中線２に出力する。
　パルス内変調器３１は、パルス変調器３２によって生成されたパルス変調処理後の送信ＲＦ信号に対してパルス内変調を施して、パルス内変調後の送信ＲＦ信号を生成する。パルス変調器３２は、局部発振器３３から入力した局部発振信号に対してパルス変調を施して、パルス変調後の送信ＲＦ信号を生成する。局部発振器３３は、局部発振信号を発生して、図１に示した受信部５と、パルス変調器３２とに出力する。
　図３は、受信部５の構成を示すブロック図である。図３に示すように、受信部５は、受信機５０およびＡ／Ｄ変換器５１を備える。受信機５０は、空中線２で受信された受信ＲＦ信号を、送受切替部４を通して入力する。受信機５０は、局部発振器３３から入力した局部発振信号に基づいて受信ＲＦ信号をダウンコンバートし、さらに信号処理を行って、受信ビデオ信号を生成する。信号処理には、例えば、帯域通過フィルタ処理、増幅処理および位相検波処理が含まれる。
　受信機５０によって生成された受信ビデオ信号は、Ａ／Ｄ変換器５１に出力される。Ａ／Ｄ変換器５１は、受信機５０から入力した受信ビデオ信号をデジタル信号に変換して、変換後の受信ビデオ信号を信号処理部６へ出力する。
　次に、レーダ装置１の機能を実現するハードウェア構成について説明する。
　レーダ装置１における、送信部３、受信部５、および信号処理部６の機能は、処理回路によって実現される。すなわち、レーダ装置１は、図５を用いて後述するステップＳＴ１からステップＳＴ９までの処理を実行するための処理回路を備える。この処理回路は、専用のハードウェアであってもよいが、メモリに記憶されたプログラムを実行するＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）であってもよい。
　図４Ａは、レーダ装置１の機能を実現するハードウェア構成を示すブロック図である。図４Ｂは、レーダ装置１の機能を実現するソフトウェアを実行するハードウェア構成を示すブロック図である。図４Ａおよび図４Ｂにおいて、空中線１００は、図１に示した空中線２であり、表示器１０１は、図１に示した表示器７である。入出力インタフェース１０２は、図１に示した送信部３から空中線１００への送信ＲＦ信号の出力と、空中線１００から図１に示した受信部５への反射ＲＦ信号の出力とを中継するインタフェースである。すなわち、入出力インタフェース１０２は、図１に示した送受切替部４の機能を有する。さらに、入出力インタフェース１０２は、表示器１０１への出力信号を中継するインタフェースとしても機能する。
　外部記憶装置１０３は、図１に示した信号処理部６が行う信号処理に用いられる各種の設定データおよび信号データを記憶する記憶装置である。例えば、外部記憶装置１０３には、シンクロナスダイナミックランダムアクセスメモリ（ＳＤＲＡＭ）といった、揮発性メモリ、ハードディスクドライブ装置（ＨＤＤ）またはソリッドステートドライブ装置（ＳＳＤ）を用いてもよい。また、オペレーティングシステム（ＯＳ）を含むプログラムを外部記憶装置１０３に記憶してもよい。さらに、外部記憶装置１０３に、図４Ｂに示すメモリ１０７を構築してもよい。外部記憶装置１０３は、レーダ装置１とは独立して設けられて、レーダ装置１から通信接続が可能な記憶装置、例えば、クラウド上に設けられた記憶装置であってもよい。
　信号路１０５は、信号データが伝送されるバスであり、図４Ａにおいて、入出力インタフェース１０２、外部記憶装置１０３および処理回路１０４は、信号路１０５によって、相互に接続されている。また、図４Ｂでは、信号路１０５によって入出力インタフェース１０２、外部記憶装置１０３、プロセッサ１０６およびメモリ１０７が相互に接続されている。
　処理回路が、図４Ａに示す専用のハードウェアの処理回路１０４である場合、処理回路１０４は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、または、これらを組み合わせたものが該当する。レーダ装置１における送信部３、受信部５および信号処理部６の機能を、別々の処理回路で実現してもよく、これらの機能をまとめて１つの処理回路で実現してもよい。
　処理回路が、図４Ｂに示すプロセッサ１０６である場合、レーダ装置１における、送信部３、受信部５および信号処理部６の機能は、ソフトウェア、ファームウェア、または、ソフトウェアとファームウェアとの組み合わせによって実現される。なお、ソフトウェアまたはファームウェアは、プログラムとして記述されてメモリ１０７に記憶される。
　プロセッサ１０６は、メモリ１０７に記憶されたプログラムを読み出して実行することによって、レーダ装置１における、送信部３、受信部５および信号処理部６の機能を実現する。すなわち、レーダ装置１は、プロセッサ１０６によって実行されるときに、図５に示すステップＳＴ１からステップＳＴ９までの処理が結果的に実行されるプログラムを記憶するためのメモリ１０７を備える。これらのプログラムは、送信部３、受信部５および信号処理部６の手順または方法をコンピュータに実行させる。メモリ１０７は、コンピュータを、送信部３、受信部５および信号処理部６として機能させるためのプログラムが記憶されたコンピュータ可読記憶媒体であってもよい。
　メモリ１０７には、例えば、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ－ＥＰＲＯＭ）などの不揮発性または揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤなどが該当する。
　送信部３、受信部５および信号処理部６の機能について、一部を専用のハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現してもよい。例えば、送信部３および受信部５は、専用のハードウェアである処理回路１０４で機能を実現し、信号処理部６は、プロセッサ１０６がメモリ１０７に記憶されたプログラムを読み出して実行することによって機能を実現する。このように、処理回路は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェアまたはこれらの組み合わせにより上記機能を実現することができる。
　次に動作について説明する。
　図５は、実施の形態１に係るレーダ装置１の動作を示すフローチャートであり、実施の形態１に係る目標距離計測方法を示している。なお、パルス内変調には、パルス内符号変調およびパルス内周波数変調がある。以降ではパルス内符号変調を例に挙げて説明する。また、図６Ａは、信号処理部６による処理の概要を示す模式図である。図６Ｂは、同じ速度νの複数の目標に対応する周波数領域の信号を示す図である。図６Ｃは、速度νの目標に対応する周波数領域の信号のゲート番号方向の波形を示す図である。図６Ｄは、速度νの目標に対応する逆周波数領域変換処理後の信号（高精度化処理後の信号）の距離方向の波形を示す図である。
　送信部３が、パルス内符号変調を施した送信ＲＦ信号を送受切替部４に出力する（ステップＳＴ１）。送受切替部４は、送信部３から設定されたタイミングで、送信ＲＦ信号を空中線２に出力する。空中線２は、送受切替部４から入力した送信ＲＦ信号を空間に放射する。空間内の目標で反射された送信ＲＦ信号の反射波は空中線２によって受信される。
　受信部５は、空中線２によって受信された信号を受信ＲＦ信号として入力し、受信ＲＦ信号に基づいて受信ビデオ信号を生成する（ステップＳＴ２）。受信部５によって生成された受信ビデオ信号は、信号処理部６に出力される。
　信号処理部６が備えるゲート処理部６０が、受信ビデオ信号に対して複数の受信ゲートを設定したゲート処理を行い、ゲート処理後の信号を生成する（ステップＳＴ３）。
　ゲート番号ｎＧは、受信ゲートの位置を示す番号であり、例えば、図６Ａに示すようにゲート番号ｎＧ＝０，１，２，・・・，ＮＧ－１に対応するそれぞれの位置に受信ゲートが設定される。
　次に、復調処理部６１が、ゲート処理後の信号に対してパルス内変調に基づき復調処理を行い、復調後の信号を生成する（ステップＳＴ４）。図６Ａに示すように、復調処理部６１が、受信ゲートごとに、受信ゲート内にある受信ビデオ信号の符号復調を行う。
　フィルタ処理部６２は、復調処理後の信号に対してフィルタ処理を行い、フィルタ処理後の信号を生成する（ステップＳＴ５）。図６Ａに示すように、フィルタ処理部６２は、受信ゲートごとに、復調処理後の信号に対して狭帯域フィルタ処理を行う。
　周波数領域変換部６３は、フィルタ処理後の信号に対して周波数領域変換処理を行い、周波数領域の信号を生成する（ステップＳＴ６）。例えば、周波数領域変換部６３は、図６Ａに示すように、受信ゲートごとにフィルタ処理された信号に対して高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴと記載する）を行う。周波数領域の信号は、ドップラ周波数、すなわち速度νと、受信ゲート間隔に対応する距離に関する情報とを含む信号である。図６Ｂに示す信号の波形は、同じ速度νの複数の目標のそれぞれに対応する周波数領域の信号の波形である。速度νの目標に対応する周波数領域の信号は、図６Ｃに示すようにゲート番号方向のスペクトル波形を有しており、目標距離に近い受信ゲートのゲート番号ｎＧで最大電力となって、当該目標の測距可能となる。
　高精度化処理部６４は、周波数領域変換部６３によって生成された周波数領域の信号に対して高精度化処理を行い、高精度化処理後の信号を生成する（ステップＳＴ７）。
　例えば、高精度化処理部６４は、図６Ａに示すように、ゲート番号ｎＧ＝０，１，２，・・・，ＮＧ－１のそれぞれの受信ゲートに対応する複数の周波数領域の信号に対して、ＦＦＴ処理を行う。次に、高精度化処理部６４は、ＦＦＴ処理後の信号に対して、ＦＦＴの点数よりも多い点数で逆高速フーリエ変換（以下、ＩＦＦＴと記載する）を行う。
　高精度化処理によって距離方向のサンプリング間隔が細分化されるので、周波数領域の信号が高精度にサンプリングされる。高精度化処理後の信号の波形は、図６Ｄに示すように目標距離の近くで最大のピークとなる。高精度化処理部６４によって生成された高精度化処理後の信号は、目標候補検出部６５へ出力される。
　目標候補検出部６５は、高精度化処理後の信号の強度に基づいて、目標候補の検出処理を行う（ステップＳＴ８）。この後、目標候補距離算出部６６は、目標候補検出部６５によって検出された目標候補の距離を算出する（ステップＳＴ９）。表示器７は、目標候補距離算出部６６から入力した目標候補の距離に関する情報を表示する。
　次に、送信部３の動作の詳細について説明する。
　図７は、送信部３の動作を示すフローチャートであり、図５のステップＳＴ１の処理の詳細を示している。図８は、送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ）の波形を示す図である。
　局部発振器３３は、下記式（１）に示す一定の周波数の局部発振信号Ｌ０（ｔ）を生成する（ステップＳＴ１ａ）。局部発振器３３によって生成された局部発振信号Ｌ０（ｔ）は、受信部５およびパルス変調器３２に出力される。下記式（１）において、ｔは時刻であり、ＡＬは局部発振信号Ｌ０（ｔ）の振幅であり、ｆ０は送信周波数である。さらに、φ０は局部発振信号Ｌ０（ｔ）の初期位相であり、Ｔｏｂｓは観測時間であり、ｊは虚数単位である。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　パルス変調器３２は、局部発振信号Ｌ０（ｔ）に対して、予め設定されたパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉおよびパルス幅Ｔ０を用いて下記式（２）に従うパルス変調処理を行い、パルス変調後の送信ＲＦ信号Ｔｘｐｌｓ（ｔ）を生成する（ステップＳＴ２ａ）。パルス変調器３２によって生成された送信ＲＦ信号Ｔｘｐｌｓ（ｔ）は、パルス内変調器３１へ出力される。ｈは、ヒット番号であり、Ｈは、ヒット数である。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　ヒット数Ｈは、下記式（３）で表される。ｆｌｏｏｒ（Ｘ）は、変数Ｘの小数点以下を切り捨てた整数を意味する。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　パルス内変調器３１は、送信ＲＦ信号Ｔｘｐｌｓ（ｔ）に対して、予め設定されたパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ、パルス幅Ｔ０およびパルス内変調φＭｏｄ（ｔ）を用いて、下記式（４）に従うパルス内変調を行うことで、送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ）を生成する（ステップＳＴ３ａ）。図８に示す送信パルスａは、送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ）の送信パルスである。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
　送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ）のパルス内変調符号ｂは、下記式（５）に示す４ビットのバーカコードで表されるパルス内変調符号である。ここでは、１ビットがサブパルス幅であるものとする。パルス内変調符号ｂのビット数は、４ビット以外であってもよい。送信ＲＦ信号Ｔｘｐｌｓ（ｔ）に施すパルス内変調は、多値の符号変調であってもよいし、パルス内周波数変調であってもよい。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
　送信機３０は、パルス変調器３２から入力した送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ）を送受切替部４に出力する（ステップＳＴ４ａ）。送受切替部４は、送信部３から入力した送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ）を空中線２に出力する。空中線２は、送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ）を空中（空間）に放射する。
　次に、受信部５の動作の詳細について説明する。
　図９は、受信部５の動作を示すフローチャートであり、図５のステップＳＴ２の処理の詳細を示している。図１０は、受信ビデオ信号Ｖ（ｍ’）の波形を示す図である。
　空中の目標で反射された送信ＲＦ信号は、空中線２に入射される。空中線２に入射された信号は、下記式（６）で表される受信ＲＦ信号Ｒｘ（ｔ）として受信機５０に出力される（ステップＳＴ１ｂ）。下記式（６）において、ｎｔｇｔは目標番号であり、Ｎｔｇｔは目標数である。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006
　上記式（６）に含まれる目標番号ｎｔｇｔの目標に対応する受信ＲＦ信号Ｒｘｎｔｇｔ（ｔ）は、下記式（７）で表される。下記式（７）において、ＡＲ，ｎｔｇｔは受信ＲＦ信号Ｒｘｎｔｇｔ（ｔ）の振幅であり、Ｒ０，ｎｔｇｔは目標番号ｎｔｇｔの目標についての初期目標相対距離であり、ｖｎｔｇｔは目標番号ｎｔｇｔの目標についての目標相対速度である。ｃは光速である。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000007
　受信機５０は、上記式（１）で表される局部発振信号Ｌ０（ｔ）を用いて、空中線２から入力した受信ＲＦ信号Ｒｘ（ｔ）をダウンコンバートし、さらに、帯域通過フィルタを通過させた後、増幅および位相検波といった信号処理を行う（ステップＳＴ２ｂ）。これにより、下記式（８）で表される受信ビデオ信号Ｖ０（ｔ）が生成される。受信機５０によって生成された受信ビデオ信号Ｖ０（ｔ）は、Ａ／Ｄ変換器５１に出力される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000008
　上記式（８）のＶ０，ｎｔｇｔ（ｔ）は、下記式（９）で表される目標番号ｎｔｇｔの目標に対応する受信ビデオ信号である。また、ＡＶ，ｎｔｇｔは目標番号ｎｔｇｔの目標に対応する受信ビデオ信号Ｖ０，ｎｔｇｔ（ｔ）の振幅である。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000009
　Ａ／Ｄ変換器５１は、受信機５０から入力した受信ビデオ信号Ｖ０（ｔ）をＡ／Ｄ変換することで、下記式（１０）で表される受信ビデオ信号Ｖ（ｍ’）を生成する（ステップＳＴ３ｂ）。Ａ／Ｄ変換器５１によって生成された受信ビデオ信号Ｖ（ｍ’）は信号処理部６に出力される。ｍ’はサンプリング番号であり、Ｍ’はサンプリング数である。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000010
　上記式（１０）に含まれるＶ０，ｎｔｇｔ（ｍ’）は、目標番号ｎｔｇｔの目標に対応する受信ビデオ信号Ｖ０，ｎｔｇｔ（ｔ）をＡ／Ｄ変換した受信ビデオ信号である。受信ビデオ信号Ｖ０，ｎｔｇｔ（ｍ’）は、下記式（１１）で表される。下記式（１１）において、Δｔは、Ａ／Ｄ変換された受信ビデオ信号Ｖ０，ｎｔｇｔ（ｍ’）のサンプリング間隔である。受信ビデオ信号Ｖ（ｍ’）（図１０に示す受信ビデオ信号ｃ）は、サンプリングされた信号となる。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000011
　複数の目標がある場合、受信ビデオ信号Ｖ（ｍ’）には、送信ＲＦ信号が複数の目標のそれぞれで反射した信号に基づいて生成された複数の受信ビデオ信号が合成されている。例えば、図１０に示す受信ビデオ信号ｃには、目標番号（１）の目標に対応する受信ビデオ信号ｃ１と目標番号（２）の目標に対応する受信ビデオ信号ｃ２とが合成されている。受信ビデオ信号ｃ１にはパルス内変調符号ｃ１’が設定されており、受信ビデオ信号ｃ２にはパルス内変調符号ｃ２’が設定されている。図１０において、ｍｏｄ（Ｘ，Ｙ）は、変数Ｘを変数Ｙで割った後の剰余である。
　次に、信号処理部６の動作の詳細について説明する。
　図１１は、信号処理部６の動作を示すフローチャートであって、図５のステップＳＴ３からステップＳＴ９までの処理の詳細を示している。
　信号処理部６は、受信部５が備えるＡ／Ｄ変換器５１から受信ビデオ信号Ｖ（ｍ’）を入力する。信号処理部６が備えるゲート処理部６０は、受信ビデオ信号Ｖ（ｍ’）に対して、予め設定されたゲートスライド量ΔｍＧおよびゲート幅を用いて、下記式（１２）に従って、ゲート処理後の信号ＶＧ（ｎＧ，ｍ’）を生成する（ステップＳＴ１ｃ）。ここで、Ｍｐｒｉは、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ内のサンプリング数であり、Ｍｐは、パルス内サンプリング数である。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000012
　図１２は、ゲート番号ｎＧの受信ゲートとサンプリング番号ｍ’との関係を示す図である。図１２に示す例では、ゲート処理部６０がゲート幅をパルス幅Ｔ０とみなしてゲート処理を行っている。なお、ゲートの位置およびゲート幅は、任意に設定された値であってもよい。また、ゲート処理部６０は、複数の受信ゲートのそれぞれをパルス幅Ｔ０よりも短いゲート幅で設定してもよい。ゲート処理部６０は、ＮＧ個の受信ゲートを、ゲートスライド量ΔｍＧごとの間隔で、ゲート番号ｎＧ＝０，１，２，・・・，ＮＧ－１に対応するそれぞれの時間軸上の位置に設定する。
　図１３Ａは、受信ビデオ信号ｃの波形を示す図である。図１３Ｂは、受信ゲートＧ６に対応するゲート処理後の信号ｄの波形を示す図である。図１３Ｃは、受信ゲートＧ７に対応するゲート処理後の信号ｅの波形を示す図である。図１３Ｄは、受信ゲートＧ８に対応するゲート処理後の信号ｆの波形を示す図である。ゲート処理部６０は、図１３Ａに示す受信ビデオ信号ｃを入力すると、当該受信ビデオ信号ｃに対して、受信ゲートＧ６、受信ゲートＧ７および受信ゲートＧ８を設定してゲート処理を行う。このゲート処理により、図１３Ｂに示すゲート処理後の信号ｄが生成され、図１３Ｃに示すゲート処理後の信号ｅが生成され、図１３Ｄに示すゲート処理後の信号ｆが生成される。
　また、ゲート処理後の信号は、ＶＧ（ｎＧ，ｍ’）で表すことができる。ゲート処理後の信号ｄは、ゲート処理後の信号ＶＧ（６，ｍ’）であり、ゲート処理後の信号ｅは、ゲート処理後の信号ＶＧ（７，ｍ’）であり、ゲート処理後の信号ｆは、ゲート処理後の信号ＶＧ（８，ｍ’）である。複数の目標が存在する場合、ゲート処理後の信号ＶＧ（ｎＧ，ｍ’）には、複数の目標のそれぞれに対応する複数のゲート処理後の信号が合成されている。
　例えば、目標番号（１）の目標と目標番号（２）の目標とが存在する場合、ゲート処理後の信号ｄには、図１３Ｂに示すように、目標番号（１）の目標に対応するゲート処理後の信号ｄ１と、目標番号（２）の目標に対応するゲート処理後の信号ｄ２とが合成されている。また、ゲート処理後の信号ｄ１にはパルス内変調符号ｄ１’が含まれ、ゲート処理後の信号ｄ２にはパルス内変調符号ｄ２’が含まれる。
　ゲート処理後の信号ｅには、図１３Ｃに示すように、目標番号（１）の目標に対応するゲート処理後の信号ｅ１と、目標番号（２）の目標に対応するゲート処理後の信号ｅ２とが合成されている。また、ゲート処理後の信号ｅ１にはパルス内変調符号ｅ１’が含まれ、ゲート処理後の信号ｅ２にはパルス内変調符号ｅ２’が含まれる。
　ゲート処理後の信号ｆには、図１３Ｄに示すように、目標番号（１）の目標に対応するゲート処理後の信号ｆ１と、目標番号（２）の目標に対応するゲート処理後の信号ｆ２とが合成されている。また、ゲート処理後の信号ｆ１にはパルス内変調符号ｆ１’が含まれ、ゲート処理後の信号ｆ２にはパルス内変調符号ｆ２’が含まれる。
　また、受信ゲートＧ７は、受信ゲートＧ６からゲートスライド量ΔｍＧスライドされたゲートであり、受信ゲートＧ８は、受信ゲートＧ７からゲートスライド量ΔｍＧスライドされたゲートである。ゲート処理部６０がゲート処理を行うことにより、受信ゲート以外の雑音の影響を受けなくなるため、周波数領域変換部６３によって生成された周波数領域の信号における信号対雑音比（以下、ＳＮＲと記載する）が向上し、目標検出性能が向上したレーダ装置１を得ることができる。
　ここで、図１１の説明に戻る。
　続いて、復調処理部６１は、ゲート処理部６０によって生成されたゲート処理後の信号ＶＧ（ｎＧ，ｍ’）に対して、パルス内復調Ｄφ（ｎＧ，ｍ’）に基づき、下記式（１３）に従った復調処理を行うことで、復調処理後の信号ＶＧ，Ｄ（ｎＧ，ｍ’）を生成する（ステップＳＴ２ｃ）。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000013
　復調処理部６１は、パルス内変調符号を復調するため、下記式（１４）に従ってパルス内復調Ｄφ（ｎＧ，ｍ’）を算出し、復調処理に用いる。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000014
　図１４Ａは、受信ビデオ信号ｃの波形を示す図である。図１４Ｂは、受信ゲートＧ６に対応する復調処理後の信号ｇの波形を示す図である。図１４Ｃは、受信ゲートＧ７に対応する復調処理後の信号ｈの波形を示す図である。図１４Ｄは、受信ゲートＧ８に対応する復調処理後の信号ｉの波形を示す図である。復調処理部６１は、図１３Ｂに示したゲート処理後の信号ｄに対して復調処理を行うことで、図１４Ｂに示す復調処理後の信号ｇを生成する。また、復調処理部６１は、図１３Ｃに示したゲート処理後の信号ｅに対して復調処理を行うことで、図１４Ｃに示す復調処理後の信号ｈを生成する。復調処理部６１は、図１３Ｄに示したゲート処理後の信号ｆに対して復調処理を行うことで、図１４Ｄに示す復調処理後の信号ｉを生成する。
　また、復調処理後の信号は、ＶＧ，Ｄ（ｎＧ，ｍ’）で表すことができる。復調処理後の信号ｇは、復調処理後の信号ＶＧ，Ｄ（６，ｍ’）であり、復調処理後の信号ｈは、復調処理後の信号ＶＧ，Ｄ（７，ｍ’）であり、復調処理後の信号ｉは、復調処理後の信号ＶＧ，Ｄ（８，ｍ’）である。目標番号ｎｔｇｔの目標に対応する受信ＲＦ信号に基づいて生成された復調処理後の信号Ｖ０，ｎｔｇｔ，Ｄ（ｎＧ，ｍ’）は、下記式（１５）で表すことができる。下記式（１５）において、Ｖ０，ｎｔｇｔ（ｎＧ，ｍ’）は、目標番号ｎｔｇｔの目標に対応する受信ＲＦ信号に基づいて生成されたゲート処理後の信号であり、φＭｏｄ，Ｄ（ｎＧ，ｍ’）は、復調処理後の符号である。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000015
　図１４Ｂに示すように、受信ゲートＧ６内にある目標番号（１）の目標の受信ＲＦ信号に対応する復調処理後の信号ｇ１では、パルス内変調符号ｄ１’とパルス内復調符号とがともに一致するため、無変調ｇ１’となる。復調処理後の信号ｇ１は、周波数領域変換部６３によって周波数領域の信号に変換されるときにコヒーレントに積分される。
　一方、受信ゲートＧ６内にある目標番号（２）の目標の受信ＲＦ信号に対応する復調処理後の信号ｇ２は、パルス内変調符号ｄ２’とパルス内復調符号が一致しないため、変調符号ｇ２’が残る。変調符号ｇ２’が残った復調処理後の信号ｇ２は、周波数領域の信号に変換されたときにコヒーレントに積分されない。受信ゲートＧ６においては、復調処理後の信号ｇ１がコヒーレントに積分され、目標番号（１）の目標が分離可能である。
　図１４Ｃに示すように、受信ゲートＧ７内にある目標番号（１）の目標の受信ＲＦ信号に対応する復調処理後の信号ｈ１では、パルス内変調符号ｈ１’とパルス内復調符号とが一致しないため、変調符号ｈ１’が残る。受信ゲートＧ７内にある目標番号（２）の目標の受信ＲＦ信号に対応する復調処理後の信号ｈ２では、パルス内変調符号ｈ２’とパルス内復調符号とが一致しないため、変調符号ｈ２’が残る。これにより、復調処理後の信号ｈ１およびｈ２は、周波数領域の信号に変換されるときにコヒーレントに積分されない。
　図１４Ｄに示すように、受信ゲートＧ８内にある目標番号（１）の目標の受信ＲＦ信号に対応する復調処理後の信号ｉ１では、パルス内変調符号ｉ１’とパルス内復調符号とが一致しないため、変調符号ｉ１’が残る。一方、受信ゲートＧ８内にある目標番号（２）の目標の受信ＲＦ信号に対応する復調処理後の信号ｉ２では、パルス内変調符号ｆ２’とパルス内復調符号とがともに一致するため、無変調ｉ２’となる。復調処理後の信号ｆ２は、周波数領域変換部６３によって周波数領域の信号に変換されるときにコヒーレントに積分される。受信ゲートＧ８においては、復調処理後の信号ｆ２がコヒーレントに積分され、目標番号（２）の目標が分離可能である。
　このように変調が残った復調処理後の信号はコヒーレントに積分されないが、無変調となった復調処理後の信号はコヒーレントに積分されるため、レーダ装置１の目標分離性能が向上する。レーダ装置１では、送信信号にパルス内符号変調を施すことで、１つの受信ゲート内に複数の目標が存在しても、ゲートスライド量ΔｍＧ以下の分解能で目標分離が可能である。復調処理部６１によって生成された復調処理後の信号ＶＧ，Ｄ（ｎＧ，ｍ’）は、フィルタ処理部６２に出力される。
　ここで、図１１の説明に戻る。
　続いて、フィルタ処理部６２は、復調処理後の信号ＶＧ，Ｄ（ｎＧ，ｍ’）に対して、周波数領域の中心スペクトル周辺の帯域の信号を通過させる狭帯域フィルタ処理を行い、狭帯域フィルタ処理後の信号を生成する（ステップＳＴ３ｃ）。狭帯域フィルタ処理後の信号ＶＧ，Ｄ，ｆ（ｎＧ，ｍ）は下記式（１６）で表される。下記式（１６）において、ｍは狭帯域フィルタ処理後の信号のサンプリング番号であり、Ｍは狭帯域フィルタ処理後の信号のサンプリング数である。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000016
　上記式（１６）において、ＶＧ，Ｄ，ｆ，ｎｔｇｔ（ｎＧ，ｍ）は、下記式（１７）で表される狭帯域フィルタ処理後の信号であり、ゲート番号ｎＧの受信ゲート内にある目標番号ｎｔｇｔの目標に対応している。また、ＡｎＧ，ｎｔｇｔは、狭帯域フィルタ処理後の信号ＶＧ，Ｄ，ｆ，ｎｔｇｔ（ｎＧ，ｍ）の振幅である。狭帯域フィルタ処理を行うことで、復調処理後の信号の周波数領域の中心スペクトルの情報を損なわずに、サンプリング間隔が粗いサンプリングが可能となる。信号点数が減少して信号処理での演算量が低減されるため、ハードウェア規模が小さいレーダ装置１を実現できる。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000017
　ゲート処理後の信号ＶＧ（ｎＧ，ｍ’）は、受信ゲート間での時刻の同期がとられており、復調処理後の信号ＶＧ，Ｄ（ｎＧ，ｍ’）についても、受信ゲート間における時刻の同期はとられている。このため、フィルタ処理部６２は、複数の受信ゲートのそれぞれの位置によらずに、同時刻（同じサンプリング番号）から狭帯域フィルタ処理を開始する。これにより、狭帯域フィルタ処理後の信号ＶＧ，Ｄ，f（ｎＧ，ｍ）について受信ゲート間で時刻の同期がとられる。狭帯域フィルタ処理後の信号ＶＧ，Ｄ，f（ｎＧ，ｍ）は周波数領域変換部６３に出力される。信号処理部６がフィルタ処理部６２を備えない場合、復調処理部６１によって生成された復調処理後の信号が周波数領域変換部６３に出力される。
　次に、周波数領域変換部６３は、フィルタ処理部６２から入力した狭帯域フィルタ処理後の信号ＶＧ，Ｄ，f（ｎＧ，ｍ）に対して、下記式（１８）に従う周波数領域変換処理を行い、周波数領域の信号ｆｄ（ｎＧ，ｋ）を生成する（ステップＳＴ４ｃ）。ただし、下記式（１８）において、ｋは、周波数領域のサンプリング番号であり、Ｍｆｆｔは、周波数領域変換点数である。周波数領域変換処理に、下記式（１８）に示す離散フーリエ変換を用いたが、ＦＦＴまたはチャープｚ変換を用いて周波数領域変換処理を行ってもよい。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000018
　また、信号処理部６がフィルタ処理部６２を備えていない場合、周波数領域変換部６３は、復調処理部６１から入力した復調処理後の信号に対して、同様に、上記式（１８）に従う周波数領域変換処理を行うことで、周波数領域の信号ｆｄ（ｎＧ，ｋ）を生成する。周波数領域変換部６３によって生成された周波数領域の信号ｆｄ（ｎＧ，ｋ）は、高精度化処理部６４に出力される。
　周波数領域の信号ｆｄ（ｎＧ，ｋ）は、図６Ｂに示したように、速度νとゲート間隔の距離の情報とを含む信号である。また、図６Ｃに示したように、速度νの目標に対応する周波数領域の信号は、ゲート番号方向の波形を有している。この波形は、目標距離に近い受信ゲートで最大電力を示し、受信ゲート内の当該信号を用いた目標の測距が可能である。復調処理後の信号に対してフィルタ処理が施されると、パルスの形状が無くなり、正弦波に変換されるが、周波数領域の信号に変換することで、受信ゲート間で電力が変化する信号となる。これにより、パルス幅Ｔ０よりも接近した目標同士の分離が可能となる。
　図１５Ａは、送信ＲＦ信号がパルス内変調されていない場合における、受信ゲート内にある同じ速度νの複数の目標に対応する周波数領域の信号の観測値の波形を示す図である。図１５Ａにおいて、実線で示す波形は、ゲート番号ｎＧのゲート開始ビンｍＧ（ｎＧ－１），ｍＧ（ｎＧ），ｍＧ（ｎＧ＋１），ｍＧ（ｎＧ＋２）のそれぞれにおける、周波数領域の信号の観測値の波形である。これらの周波数領域の信号は、目標番号（１）の目標に対応する周波数領域の信号と目標番号（２）の目標に対応する周波数領域の信号が合成されている。
　図１５Ｂは、送信ＲＦ信号がパルス内変調されていない場合における、受信ゲート内にある同じ速度νの目標ごとの周波数領域の信号の波形を示す図である。図１５Ｂにおいて、破線で示す波形は、目標番号（１）の目標に対応する周波数領域の信号の波形であり、一点破線で示す波形は、目標番号（２）の目標に対応する周波数領域の信号の波形である。目標番号（１）の目標に対応する周波数領域の信号の波形は、ゲート開始ビンｍＧ（ｎＧ）に対応する距離で最大電力となっているが、その他のゲート開始ビンに対応する距離でも高い電力となっている。目標番号（２）の目標に対応する周波数領域の信号の波形は、ゲート開始ビンｍＧ（ｎＧ＋１）に対応する距離で最大電力となっているが、その他のゲート開始ビンに対応する距離でも高い電力となっている。
　図１５Ｃは、送信ＲＦ信号がパルス内変調された場合における、受信ゲート内にある同じ速度νの複数の目標に対応する周波数領域の信号の観測値の波形を示す図である。ゲート番号ｎＧのゲート開始ビンｍＧ（ｎＧ－１），ｍＧ（ｎＧ），ｍＧ（ｎＧ＋１），ｍＧ（ｎＧ＋２）のそれぞれにおける、周波数領域の信号の観測値の波形である。これらの周波数領域の信号には、目標番号（１）の目標に対応する周波数領域の信号と目標番号（２）の目標に対応する周波数領域の信号とが合成されている。
　図１５Ｄは、送信ＲＦ信号がパルス内変調された場合における、受信ゲート内にある同じ速度νの目標ごとの周波数領域の信号の波形を示す図である。図１５Ｄにおいて、破線で示す波形は、目標番号（１）の目標に対応する周波数領域の信号の波形であり、一点破線で示す波形は、目標番号（２）の目標に対応する周波数領域の信号の波形である。目標番号（１）の目標に対応する周波数領域の信号の波形は、ゲート開始ビンｍＧ（ｎＧ）に対応する距離で最大電力となり、その他のゲート開始ビンに対応する距離では比較的低い電力となっている。目標番号（２）の目標に対応する周波数領域の信号の波形は、ゲート開始ビンｍＧ（ｎＧ＋１）に対応する距離で最大電力となり、その他のゲート開始ビンに対応する距離では比較的低い電力となっている。
　図１６Ａは、受信ビデオ信号ｃの波形を示す図である。図１６Ｂは、送信信号がパルス内変調されていない場合における、受信ゲート内にある同じ速度νの目標ごとの周波数領域の信号の観測値のゲート番号方向の波形を示す図である。図１６Ｂにおいて、波形ｊ１は、パルス内変調されていない送信ＲＦ信号が受信されて得られた受信ビデオ信号ｃ１に基づいて生成された周波数領域の信号の波形である。波形ｊ２は、パルス内変調されていない送信ＲＦ信号が受信されて得られた受信ビデオ信号ｃ２に基づいて生成された周波数領域の信号の波形である。目標番号（１）の目標に対応する周波数領域の信号の波形ｊ１は、ゲート番号ｎＧ＝６の受信ゲートで最大電力となっているが、隣接する受信ゲートでも高い電力となっている。同様に、目標番号（２）の目標に対応する周波数領域の信号の波形ｊ２は、ゲート番号ｎＧ＝８の受信ゲートで最大電力となっているが、隣接する受信ゲートでも高い電力となっている。
　図１６Ｃは、送信ＲＦ信号がパルス内変調された場合における、受信ゲート内にある同じ速度νの目標ごとの周波数領域の信号の観測値のゲート番号方向の波形を示す図である。図１６Ｃにおいて、波形ｋ１は、パルス内変調された送信ＲＦ信号が受信されて得られた受信ビデオ信号ｃ１に基づいて生成された周波数領域の信号の波形である。波形ｋ２は、パルス内変調された送信ＲＦ信号が受信されて得られた受信ビデオ信号ｃ２に基づいて生成された周波数領域の信号の波形である。目標番号（１）の目標に対応する周波数領域の信号の波形ｋ１は、ゲート番号ｎＧ＝６の受信ゲートで最大電力となり、隣接する受信ゲートでは低い電力となっている。同様に、目標番号（２）の目標に対応する周波数領域の信号の波形ｋ２は、ゲート番号ｎＧ＝８の受信ゲートで最大電力となり、隣接する受信ゲートでは低い電力となっている。
　送信信号にパルス内変調を施していない場合は、同じ速度の複数の目標が存在すると、図１５Ａ、図１５Ｂおよび図１６Ｂに示すように、レーダ装置における距離分解能が低くなり、目標の測距性能が劣化する。一方、送信信号にパルス内変調を施した場合、受信信号に対して、ゲート処理、復調処理、フィルタ処理および周波数領域変換処理を行うことにより、図１５Ｃ、図１５Ｄおよび図１６Ｃに示すように、レーダ装置における距離分解能が向上し、目標の測距性能が向上する。
　送信信号にパルス内変調を施していない場合のレーダ装置の距離分解能Δτ０と、送信信号にパルス内変調を施した場合のレーダ装置の距離分解能Δτｂとの間には、下記式（１９）の関係が成り立つ。下記式（１９）に示すように、距離分解能Δτｂは、距離分解能Δτ０よりも高分解能である。送信信号にパルス内変調を施していない場合のレーダ装置の測距精度τ０，ａｃｃｕｒａｃｙと、送信信号にパルス内変調を施した場合のレーダ装置の測距精度τｂ，ａｃｃｕｒａｃｙとの間には、下記式（２０）の関係が成り立つ。下記式（２０）に示すように、測距精度τｂ，ａｃｃｕｒａｃｙは、測距精度τ０，ａｃｃｕｒａｃｙよりも高精度である。下記式（２０）において、ｓｎｒは信号対雑音比である。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000019
　さらに、ゲート番号ｎＧの受信ゲート内の目標番号ｎｔｇｔの目標に対応する周波数領域の信号ｆｄ，ｎｔｇｔ（ｎＧ，ｋ）は、下記式（２１）で表される。下記式（２１）において下記式（２２）に示す関係が成立すると、周波数領域の信号ｆｄ，ｎｔｇｔ（ｎＧ，ｋ）は、振幅最大値を示す。なお、下記式（２２）において、ｋｐｅａｋは、振幅最大値を示す周波数領域の信号ｆｄ，ｎｔｇｔ（ｎＧ，ｋ）のサンプリング番号ｋである。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000020
　図１３Ｂに示したように、ゲート番号ｎＧ＝６の受信ゲートＧ６の通過開始は、サンプリング番号ｍ’＝６からである。また、図１３Ｄに示したように、ゲート番号ｎＧ＝８の受信ゲートＧ８の通過開始は、サンプリング番号ｍ’＝８からである。ゲート処理部６０によるゲート処理では、複数の受信ゲートの通過開始時刻は互いに異なるが、ゲート処理後の信号ＶＧ（ｎＧ，ｍ’）および狭帯域フィルタ処理後の信号ＶＧ（ｎＧ，ｍ）は、受信ゲート間で時刻の同期がとられている。
　また、周波数領域変換部６３は、上記式（１８）に示したように、複数の受信ゲートのそれぞれの位置によらずに、同時刻（同じサンプリング番号）から周波数領域変換処理を開始する。復調処理部６１は、ゲート処理後の信号に対して復調処理を行い、パルス内変調符号が復調される。このため、レーダ装置１では、複数の目標のそれぞれに対応する周波数領域の信号が振幅最大値を示すサンプリング番号ｋｐｅａｋが変化しないような制御が可能である。
　ここで、図１１の説明に戻る。
　続いて、高精度化処理部６４は、周波数領域変換部６３から入力した周波数領域の信号ｆｄ（ｎＧ，ｋ）に対して高精度化処理を行い、高精度化処理後の信号を生成する（ステップＳＴ５ｃ）。例えば、高精度化処理部６４は、複数の受信ゲートのそれぞれに対応する周波数領域の信号ｆｄ（ｎＧ，ｋ）に対して、下記式（２３）に従うフーリエ変換処理を行うことで、周波数領域の信号ｆｄ，Ｇ（ｑ，ｋ）を生成する。ただし、下記式（２３）において、ＮＧ，ｆｆｔはフーリエ変換点数（ゲート間の周波数領域変換点数）であり、ｑはフーリエ変換処理後の信号のサンプリング番号である。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000021
　高精度化処理部６４は、周波数領域の信号ｆｄ，Ｇ（ｑ，ｋ）に対して、下記式（２４）に従う逆フーリエ変換処理を、下記式（２５）に示すようにフーリエ変換点数ＮＧ，ｆｆｔよりも多い変換点数ＮＧ，ｉｆｆｔで行い、高精度化処理後の信号ｆ’ｄ，Ｇ（ｑｉｆｆｔ，ｋ）を生成する。下記式（２４）および下記式（２５）において、ＮＧ，ｉｆｆｔは、逆フーリエ変換点数（逆周波数領域変換点数）であり、高精度化処理後の信号の距離方向のサンプリング数に相当する。ｑｉｆｆｔは、高精度化処理後の信号の距離方向のサンプリング番号である。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000022
　例えば、逆フーリエ変換点数ＮＧ，ｉｆｆｔがフーリエ変換点数ＮＧ，ｆｆｔのＮＧ，ｍｕｌｔｉ倍である場合、高精度化処理後の信号ｆ’ｄ，Ｇ（ｑｉｆｆｔ，ｋ）における距離サンプリング間隔Δτｂ，ｉｆｆｔは、下記式（２６）に示すようにΔｍＧの１／ＮＧ，ｍｕｌｔｉとなる。このように距離サンプリング間隔はΔｍＧからΔτｂ，ｉｆｆｔに細分化される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000023
　図１７Ａは、受信ゲート内にある同じ速度の目標のそれぞれに対応する周波数領域の信号の波形を示す図である。図１７Ａにおいて、ゲート番号ｎＧの受信ゲートは、パルス幅Ｔ０の１／４のゲート幅を有している。破線で示す波形Ｌ１は、目標番号（１）の目標に対応する周波数領域の信号の波形であり、一点破線で示す波形Ｌ２は、目標番号（２）の目標に対応する周波数領域の信号の波形である。
　目標番号（１）の目標の距離は、ゲート番号ｎＧ＝６に対応するサブパルスの中央に相当する距離であり、目標番号（２）の目標の距離は、ゲート番号ｎＧ＝７に対応するサブパルスの中央に相当する距離である。目標番号（１）の目標と目標番号（２）の目標とがパルス幅Ｔ０よりも接近している場合、これらの目標のそれぞれに対応する周波数領域の信号にフィルタ形状損失が発生する。これにより、図１７Ａに示すように、周波数領域の信号に積分損失が発生し、これらの目標の検出と分離が困難になる。
　図１７Ｂは、受信ゲート内にある同じ速度の目標のそれぞれに対応する高精度化処理後の信号の波形を示す図である。図１７Ｂにおいて、ゲート番号ｎＧに対応する距離サンプリング間隔はΔｍＧからΔτｂ，ｉｆｆｔに細分化されている。実線で示す波形ｍ１は、目標番号（１）の目標に対応する高精度化処理後の信号の波形であり、一点破線で示す波形ｍ２は、目標番号（２）の目標に対応する高精度化処理後の信号の波形である。目標番号（１）の目標の距離は、ゲート番号ｎＧ＝６に対応するサブパルスの中央に相当する距離であり、目標番号（２）の目標の距離は、ゲート番号ｎＧ＝７に対応するサブパルスの中央に相当する距離である。
　図１７Ｂに示すように、目標番号（１）の目標に対応する周波数領域の信号と目標番号（２）の目標に対応する周波数領域の信号とに高精度化処理を行うことで、距離サンプリング間隔がΔτｂ，ｉｆｆｔに細分化される。これにより、目標番号（１）の目標と目標番号（２）の目標とがパルス幅Ｔ０よりも接近しても周波数領域の信号に積分損失せず、これらの目標の検出と分離が可能である。
　高精度化処理部６４によって生成された高精度化処理後の信号ｆ’ｄ，Ｇ（ｑｉｆｆｔ，ｋ）は、目標候補検出部６５に出力される。なお、信号処理部６が高精度化処理部６４を備えていない場合は、目標候補検出部６５は、周波数領域変換部６３から周波数領域の信号ｆｄ（ｎＧ，ｋ）を入力する。
　目標候補検出部６５は、高精度化処理後の信号ｆ’ｄ，Ｇ（ｑｉｆｆｔ，ｋ）の強度に基づいて目標候補を検出する（ステップＳＴ６ｃ）。例えば、目標候補検出部６５は、セル平均－定誤警報確率（ＣＡ－ＣＦＡＲ）処理を用いて目標候補を検出する。ＣＡ－ＣＦＡＲ処理においては、誤警報確率Ｐｆａが一定の指定値になるように目標候補が検出される。このため、目標候補検出部６５は、目標候補の誤検出を制御することができるので、雑音をなるべく検出せずに、高精度化処理後の信号または周波数領域の信号の強度に基づいて目標候補を検出することが可能である。また、目標候補検出部６５は、信号強度に基づいて目標候補を検出するので、目標候補に対応する信号の強度を制御することができ、信号の強度に基づく距離精度が得られる。
　この後、目標候補検出部６５は、高精度化処理部６４から入力した高精度化処理後の信号ｆ’ｄ，Ｇ（ｑｉｆｆｔ，ｋ）と、ＣＡ－ＣＦＡＲ処理で検出した目標番号ｎｔｇｔの目標候補に対応する、高精度化処理後の信号の距離方向のサンプリング番号ｑｉｆｆｔ，ｎｔｇｔおよび速度方向のサンプリング番号ｋｎｔｇｔとを、目標候補距離算出部６６に出力する。高精度化処理後の信号の距離方向のサンプリング番号ｑｉｆｆｔ，ｎｔｇｔと速度方向のサンプリング番号ｋｎｔｇｔとによって、図６Ａに示した一連の処理で得られる信号の距離方向の値と速度方向の値とが特定される（図６Ａに示した距離と速度の関係を参照）。
　信号処理部６が高精度化処理部６４を備えない場合、目標候補検出部６５は、周波数領域変換部６３によって生成された周波数領域の信号ｆｄ（ｎＧ，ｋ）の強度に基づいて目標候補を検出する。目標候補検出部６５は、周波数領域変換部６３から入力した周波数領域の信号ｆｄ（ｎＧ，ｋ）と、ＣＡ－ＣＦＡＲ処理で検出した目標番号ｎｔｇｔの目標候補に対応する、周波数領域の信号のゲート番号ｎＧ，ｎｔｇｔおよび速度方向のサンプリング番号ｋｎｔｇｔとを、目標候補距離算出部６６に出力する。
　目標候補距離算出部６６は、目標候補検出部６５によって検出された目標番号ｎｔｇｔの目標候補の距離Ｒ’０，ｎｔｇｔを、下記式（２７）に従って算出する（ステップＳＴ７ｃ）。目標候補距離算出部６６によって算出された距離Ｒ’０，ｎｔｇｔは、表示器７に出力される。表示器７は、目標候補距離算出部６６から入力した目標番号ｎｔｇｔの目標候補の距離Ｒ’０，ｎｔｇｔを、目標情報として画面上に表示する。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000024
　信号処理部６が高精度化処理部６４を備えない場合、目標候補距離算出部６６は、目標候補検出部６５によって検出された目標番号ｎｔｇｔの目標候補の距離Ｒ’０，ｎｔｇｔを、下記式（２８）に従って算出する。目標候補距離算出部６６によって算出された距離Ｒ’０，ｎｔｇｔは、表示器７に出力される。表示器７は、目標候補距離算出部６６から入力した目標番号ｎｔｇｔの目標候補の距離Ｒ’０，ｎｔｇｔを、目標情報として画面上に表示する。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000025
　目標候補の速度を表示する場合は、目標候補距離算出部６６は、目標番号ｎｔｇｔの目標候補の速度ｖ’ｎｔｇｔを下記式（２９）に従って算出してもよい。目標候補距離算出部６６によって算出されたｖ’ｎｔｇｔは、表示器７に出力される。表示器７は、目標候補距離算出部６６から入力した目標番号ｎｔｇｔの目標候補の速度ｖ’ｎｔｇｔを、目標候補として画面上に表示する。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000026
　以上のように、実施の形態１に係るレーダ装置１は、パルス内変調を施した送信ＲＦ信号を空間に放射して、空間内の目標で反射された送信ＲＦ信号に基づいて生成された受信ビデオ信号に対して複数の受信ゲートを設定したゲート処理を行い、ゲート処理後の信号に対して復調処理を行い、復調処理後の信号に対して周波数領域変換を行い、周波数領域の信号の強度に基づいて目標候補を検出し、目標候補の距離を算出する。これによって、受信ゲート内に複数の目標が存在する場合であっても、目標距離を正確に計測することができる。複数の受信ゲートを設定したゲート処理を行うことで、受信ゲート間での雑音の影響が抑圧され、レーダ装置１の目標検出性能が向上する。
　実施の形態１に係るレーダ装置１は、周波数領域変換部６３によって生成された周波数領域の信号に対して高精度化処理を行うことで、高精度化処理後の信号を生成する高精度化処理部６４を備える。目標候補検出部６５は、高精度化処理後の信号の強度に基づいて目標候補を検出する。高精度化処理によってフィルタ形状損失が低減されるので、レーダ装置１の目標検出性能が向上し、目標分離性能も向上する。
　実施の形態１に係るレーダ装置１は、復調処理後の信号に対して帯域通過フィルタ処理を行い、帯域通過フィルタ処理後の信号を生成するフィルタ処理部６２を備える。周波数領域変換部６３は、帯域通過フィルタ処理後の信号に対して周波数領域変換を行い、周波数領域の信号を生成する。帯域通過フィルタ処理を行うことで、サンプリング間隔が粗いサンプリングが可能となる。これにより、信号点数が減少して信号処理での演算量が低減されるため、ハードウェア規模が小さいレーダ装置１を実現できる。
　なお、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の範囲内において、実施の形態の任意の構成要素の変形もしくは実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。
　本発明に係るレーダ装置は、受信ゲート内に複数の目標が存在する場合であっても目標距離を正確に計測することができるので、各種のレーダ装置に利用可能である。
　１　レーダ装置、２，１００　空中線、３　送信部、４　送受切替部、５　受信部、６　信号処理部、７，１０１　表示器、３０　送信機、３１　パルス内変調器、３２　パルス変調器、３３　局部発振器、５０　受信機、５１　Ａ／Ｄ変換器、６０　ゲート処理部、６１　復調処理部、６２　フィルタ処理部、６３　周波数領域変換部、６４　高精度化処理部、６５　目標候補検出部、６６　目標候補距離算出部、１０２　入出力インタフェース、１０３　外部記憶装置、１０４　処理回路、１０５　信号路、１０６　プロセッサ、１０７　メモリ。

Claims (11)

  1. 　パルス内変調を施した送信信号を出力する送信部と、
    　空間内の目標で反射された前記送信信号に基づいて受信信号を生成する受信部と、
    　前記受信信号に対して複数の受信ゲートを設定したゲート処理を行い、ゲート処理後の信号を生成するゲート処理部と、
    　前記ゲート処理後の信号に対してパルス内変調に基づいて復調処理を行い、復調処理後の信号を生成する復調処理部と、
    　前記復調処理後の信号に対して周波数領域変換処理を行い、周波数領域の信号を生成する周波数領域変換部と、
    　前記周波数領域の信号の強度に基づいて目標候補を検出する目標候補検出部と、
    　前記目標候補検出部によって検出された目標候補の距離を算出する目標候補距離算出部と、
    　を備えたことを特徴するレーダ装置。
  2. 　前記送信部は、パルス内符号変調を施した前記送信信号を生成すること
    　を特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
  3. 　前記送信部は、パルス内周波数変調を施した前記送信信号を生成すること
    　を特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
  4. 　前記ゲート処理部は、複数の受信ゲートのそれぞれをパルス幅よりも短い間隔で設定すること
    　を特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
  5. 　前記周波数領域変換部は、前記ゲート処理部によって設定されたそれぞれの受信ゲートにおいて同時刻に周波数領域変換処理を開始すること
    　を特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
  6. 　複数の受信ゲートに対応する複数の前記周波数領域の信号に対して周波数領域変換処理を行い、周波数領域変換処理後の信号に対して周波数領域変換点数よりも多い変換点数で逆周波数領域変換処理を行って、逆周波数領域変換処理後の信号を生成する高精度化処理部を備え、
    　前記目標候補検出部は、前記逆周波数領域変換処理後の信号の強度に基づいて目標候補を検出すること
    　を特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
  7. 　前記復調処理後の信号に対して帯域通過フィルタ処理を行い、帯域通過フィルタ処理後の信号を生成するフィルタ処理部を備え、
    　前記周波数領域変換部は、前記帯域通過フィルタ処理後の信号に対して周波数領域変換を行い、前記周波数領域の信号を生成すること
    　を特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
  8. 　前記フィルタ処理部は、前記ゲート処理部によって設定されたそれぞれの受信ゲートにおいて同時刻に帯域通過フィルタ処理を開始すること
    　を特徴とする請求項７記載のレーダ装置。
  9. 　送信部が、パルス内変調を施した送信信号を出力するステップと、
    　受信部が、空間内の目標で反射された前記送信信号に基づいて受信信号を生成するステップと、
    　ゲート処理部が、前記受信信号に対して複数の受信ゲートを設定したゲート処理を行い、ゲート処理後の信号を生成するステップと、
    　復調処理部が、前記ゲート処理後の信号に対してパルス内変調に基づいて復調処理を行い、復調後の信号を生成するステップと、
    　周波数領域変換部が、前記復調後の信号に対して周波数領域変換を行い、周波数領域の信号を生成するステップと、
    　目標候補検出部が、前記周波数領域の信号の強度に基づいて目標候補を検出するステップと、
    　目標候補距離算出部が、前記目標候補検出部によって検出された目標候補の距離を算出するステップと、
    　を備えたことを特徴する目標距離計測方法。
  10. 　高精度化処理部が、複数の受信ゲートに対応する複数の前記周波数領域の信号に対して周波数領域変換処理を行い、周波数領域変換処理後の信号に対して周波数領域変換点数よりも多い変換点数で逆周波数領域変換処理を行って、逆周波数領域変換処理後の信号を生成するステップを備え、
    　前記目標候補検出部が、前記逆周波数領域変換処理後の信号の強度に基づいて目標候補を検出すること
    　を特徴とする請求項９記載の目標距離計測方法。
  11. 　フィルタ処理部が、前記復調後の信号に対して帯域通過フィルタ処理を行い、帯域通過フィルタ処理後の信号を生成するステップを備え、
    　前記周波数領域変換部が、前記帯域通過フィルタ処理後の信号に対して周波数領域変換を行い、前記周波数領域の信号を生成すること
    　を特徴とする請求項９または請求項１０記載の目標距離計測方法。
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