WO2019245034A1 - 測距装置 - Google Patents

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WO2019245034A1
WO2019245034A1 PCT/JP2019/024745 JP2019024745W WO2019245034A1 WO 2019245034 A1 WO2019245034 A1 WO 2019245034A1 JP 2019024745 W JP2019024745 W JP 2019024745W WO 2019245034 A1 WO2019245034 A1 WO 2019245034A1
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spad
potential
detection
monitoring
distance measuring
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PCT/JP2019/024745
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武廣 秦
善英 立野
勇 高井
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株式会社デンソー
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    • H04N25/77—Pixel circuitry, e.g. memories, A/D converters, pixel amplifiers, shared circuits or shared components
    • H04N25/772—Pixel circuitry, e.g. memories, A/D converters, pixel amplifiers, shared circuits or shared components comprising A/D, V/T, V/F, I/T or I/F converters
    • H04N25/773—Pixel circuitry, e.g. memories, A/D converters, pixel amplifiers, shared circuits or shared components comprising A/D, V/T, V/F, I/T or I/F converters comprising photon counting circuits, e.g. single photon detection [SPD] or single photon avalanche diodes [SPAD]
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    • H01L31/101—Devices sensitive to infrared, visible or ultraviolet radiation
    • H01L31/102—Devices sensitive to infrared, visible or ultraviolet radiation characterised by only one potential barrier
    • H01L31/107—Devices sensitive to infrared, visible or ultraviolet radiation characterised by only one potential barrier the potential barrier working in avalanche mode, e.g. avalanche photodiodes

Definitions

  • the present disclosure relates to a distance measuring device that measures a distance from an emission of a signal light for distance measurement to a time at which the signal light is reflected upon the object, thereby measuring a distance to the object.
  • This type of distance measuring device usually emits a signal light from a light emitting unit that emits signal light for distance measurement, a photodetector that detects reflected light that has been reflected by the signal light hitting an object, and a light emitting unit. Thereafter, the distance measuring unit measures the time until the reflected light is detected by the photodetector.
  • SPAD is an abbreviation for Single Photon Avalanche Diode, and is an avalanche photodiode (APD) that operates in Geiger mode.
  • APD avalanche photodiode
  • SPADs have higher light receiving sensitivity than general photodiodes (PDs) and APDs. Therefore, in the distance measuring device proposed above, reflected light is more accurately reflected by using SPADs as photodetectors. Detection is performed to ensure distance measurement accuracy.
  • the detection sensitivity of APD and SPAD greatly changes according to the temperature.
  • Patent Document 2 in a photodetector using an APD, in order to perform temperature compensation of the APD, the temperature characteristic of the current amplification factor is substantially the same as that of the APD, and a reverse biased reference is used. It has been proposed to make use of a bonding structure.
  • the photodetector described in Patent Document 2 uses a transistor having a junction for current injection for injecting a reference current into the junction for reference, and uses the APD and the reference so as to maintain the amplification factor of the reference current at a predetermined value.
  • the multiplication factor of the APD is controlled by controlling the voltage applied to the bonding structure.
  • JP 2017-75906 A Japanese Patent No. 5211095
  • Patent Document 1 cannot be applied to an APD operating in a Kaiger mode, that is, a photodetector provided with a SPAD, as an element for photodetection. , Was found.
  • the reverse bias voltage is set to a voltage value higher than the breakdown voltage. Since the SPAD breaks down in response to the incidence of photons, the photodetector using the SPAD is configured to output a pulse signal having a predetermined pulse width when the SPAD breaks down.
  • One aspect of the present disclosure is a distance measurement device configured to detect a signal light for distance measurement using a photodetector including a SPAD, by temperature-compensating the sensitivity of detection of photons by the SPAD, It is desirable to suppress fluctuation in distance measurement accuracy due to temperature.
  • the distance measuring apparatus includes a light emitting unit that emits a signal light for distance measurement, a photodetector that detects the signal light, and a distance measuring unit.
  • the distance measuring unit emits the signal light from the light emitting unit, measures the time until the emitted signal light is reflected by the object and detected by the photodetector, and based on the measured time, , Calculate the distance to the object.
  • the photodetector also includes a detection unit, a monitoring SPAD, a current source, and a driving unit.
  • the detection unit includes a detection SPAD, which is an avalanche photodiode operable in Geiger mode, and a quenching element connected in series to the detection SPAD.
  • the quenching element is used to stop the detection SPAD from breaking down due to the incidence of photons and causing Geiger discharge.
  • the detection unit outputs, as a detection signal, a change in potential at a connection point between the detection SPAD and the quenching element, which occurs when the detection SPAD is broken down by the incidence of photons.
  • the monitor SPAD is a SPAD having the same characteristics as the SPAD constituting the detection unit, operates in a Geiger mode when a constant current is supplied from a current source, and generates a breakdown voltage at both ends. This breakdown voltage changes in accordance with the temperature of the monitoring SPAD, and for example, increases as the temperature increases.
  • the driving unit is configured to control the series circuit of the detection SPAD and the quenching element in the detection unit based on the potential at both ends of the monitoring SPAD or the potential on the current source side of the monitoring SPAD. Set the potential at both ends of.
  • the drive unit obtains the potential at both ends of the monitoring SPAD or the current source side as a parameter representing the breakdown voltage of the detection SPAD, and sets the potential at both ends of the series circuit of the detection SPAD and the quenching element. I do.
  • the reverse bias voltage applied to the detection SPAD via the quenching element is set to a voltage corresponding to the breakdown voltage of the monitoring SPAD and applied to a series circuit of the quenching element and the detection SPAD. can do.
  • the voltage applied to the series circuit is applied to the detection SPAD as a reverse bias voltage for photon detection until a photon enters the detection SPAD and a current flows through the quenching element.
  • the photodetector of the present disclosure as in the case where the reverse bias voltage is set to a constant voltage, the excess voltage obtained by subtracting the breakdown voltage from the reverse bias voltage changes according to the temperature of the detection SPAD. Can be suppressed.
  • the photodetector of the present disclosure it is possible to suppress a change in the detection sensitivity of the detection SPAD due to a change in the excess voltage due to a temperature change. That is, according to the photodetector of the present disclosure, the detection sensitivity of the detection SPAD is temperature-compensated, and the light detection can be performed at a desired detection sensitivity without being affected by the temperature change of the detection SPAD. Become.
  • the ranging device of the present disclosure it is possible to suppress the variation in the ranging accuracy due to the change in the detection sensitivity of the detection SPAD constituting the photodetector, and to stabilize the ranging accuracy. Can be.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of an entire distance measuring apparatus according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of a photodetector according to the first embodiment. It is a block diagram showing the structure of the photodetector of a 2nd embodiment. It is a block diagram showing the composition of the photodetector of a 3rd embodiment.
  • FIG. 5 is a circuit diagram illustrating a configuration of a sample and hold circuit illustrated in FIG. 4. It is a block diagram showing the composition of the photodetector of a 4th embodiment. It is a block diagram showing the structure of the photodetector of a 5th embodiment. It is a block diagram showing the structure of the photodetector of a 6th embodiment.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram illustrating characteristics of the buffer circuit illustrated in FIGS.
  • FIG. 9 is an explanatory diagram illustrating characteristics of the buffer circuit illustrated in FIGS.
  • the distance measuring apparatus 100 is mounted on a vehicle, for example, and measures a distance to an obstacle around the vehicle. As shown in FIG. 1, a photodetector 1 and a light emitting unit 80 and a distance measuring unit 90.
  • the light emitting section 80 emits signal light for distance measurement to the outside of the vehicle, and includes, for example, a light emitting diode that generates a laser beam as a light emitting element.
  • the light emitting unit 80 causes the light emitting diode to emit light in response to the drive signal VLD input from the distance measuring unit 90, and emits a laser beam as a signal light in a predetermined direction via a predetermined optical system such as a lens. .
  • the distance measuring section 90 includes a distance calculating section 92 and a time measuring section 94.
  • Each of these units is configured by an electric circuit including a timer circuit, an arithmetic circuit, and the like.
  • the distance calculation unit 92 outputs the drive signal VLD to the light emitting unit 80 at a predetermined distance measurement timing, and causes the light emitting unit 80 to emit signal light.
  • the distance calculation unit 92 When the signal light is emitted from the light emitting unit 80, the distance calculation unit 92 outputs the drive signal V ON to the photodetector 1 after a predetermined delay time has elapsed, thereby activating the photodetector 1 and causing the signal light to start. Is started.
  • the reason why the detection operation of the photodetector 1 is started after the elapse of the predetermined delay time is that the signal light emitted from the light emitting unit 80 is reflected directly or within the distance measuring device 100 to the photodetector 1. This is to prevent the detection signal from being output from the photodetector 1 when the light enters.
  • Time measuring unit 94 measures a transmission pulse P S of the light emitting unit 80 is entered when emitted from the signal light, the time difference between the detection pulse P R that is input when the light detector 1 detects a signal light I do. That is, the time measuring unit 94 measures the time from when the signal light is emitted from the light emitting unit 80 until the signal light is reflected by the object to be measured and detected by the photodetector 1.
  • the distance calculation unit 92 calculates the distance from the distance measurement device 100 to the object based on the time measured by the time measurement unit 94, and outputs the calculation result to another vehicle-mounted device such as a driving support device.
  • the photodetector 1 is provided with a detection unit 10 having a plurality of SPADs 2 as detection SPADs.
  • the input path of the detection pulse P R to the distance measuring unit 90 when the number of pulse signals output simultaneously from each SPAD2 detection unit 10 reaches a preset threshold or more, the signal light is detected and it determined to be, and outputs a detection pulse P R, the determination unit 70 is provided.
  • the photodetector 1 includes a plurality of photodetectors 1A as illustrated in FIGS. 2 to 4 and FIGS. Since these photodetectors 1A to 1J will be described in the following description.
  • the photodetector 1 ⁇ / b> A of the first embodiment includes a detection unit 10 having a plurality of SPADs 2 as detection SPADs, and a monitor having the same configuration and similar characteristics as the SPADs 2 in the detection unit 10. And a SPAD 12 for use.
  • the SPAD 2 and the monitoring SPAD 12 are APDs that can operate in the Geiger mode as described above, and in the detection unit 10, the quenching elements 4 are connected to the cathodes of the plurality of SPADs 2, respectively.
  • the quenching element 4 generates a voltage drop by a current flowing when a photon is incident on the SPAD 2 and the SPAD 2 is broken down, and stops the Geiger discharge of the SPAD 2.
  • the quenching element 4 may be an element having a predetermined resistance value RQ , and may be configured by a resistance element that is a general passive element, or may be configured by an active element such as a transistor. Alternatively, in the present embodiment, an FET is used as shown by a dotted arrow in FIG.
  • the quenching element 4 the input or stop of the driving signal V ON, the FET capable of switching conduction or interruption of the current path of the SPAD2 utilized .
  • the quenching element 4 does not necessarily need to be configured by an FET to switch the operation or stop of the detection unit 10, and the quenching element 4 may be configured by a switching element other than the FET.
  • a switching element may be provided in the power supply path to the detection unit 10 to switch on or off the power supply path to the detection unit 10 so as to switch the operation or stop of the detection unit 10.
  • the pulse converter 6 is for outputting a pulse signal having a predetermined pulse width as a detection signal when a photon is incident on the corresponding SPAD 2.
  • a current flows through the quenching element 4, the potential of the connection point is reduced.
  • a digital pulse which becomes "1" when it is lowered is generated.
  • each SPAD 2 depends on the temperature.
  • the detection sensitivity changes.
  • the photodetector 1A of the present embodiment based on the breakdown voltage V BD of the monitoring SPAD12 placed under the same environment and the detection unit 10, the reverse bias voltage applied to each SPAD2 in the detection unit 10 It is configured to be set.
  • the photodetector 1A are both ends of a series circuit of a current source 14 supplies current to the monitor SPAD12, potential V A across the monitor SPAD12, based on V C, each SPAD2 and quenching element 4 And a drive unit 20 for setting each of the potentials.
  • potential V A represents the potential of the anode of the monitor SPAD12
  • potential V C represents the potential of the cathode of the monitor SPAD12.
  • the current source 14 operates the monitor SPAD 12 in the Geiger mode by supplying a constant current I SPAD to the monitor SPAD 12 in the opposite direction, and supplies current to the anode of the monitor SPAD 12 and the monitor SPAD 12. It is provided between the negative electrode of the path. The cathode of the monitoring SPAD 12 is connected to the positive side of the current path.
  • the monitoring SPAD 12 In order to supply a constant current I SPAD to the monitoring SPAD 12 via the current source 14, it is necessary to break down the monitoring SPAD 12 .
  • light is generally incident on the monitoring SPAD 12.
  • the monitoring SPAD 12 is provided with a light-shielding film 13 for preventing light from entering.
  • the driving unit 20 determines the potentials of the anodes of the respective SPADs 2 and the detecting SPADs 2 of the quenching elements 4. Sets the potential on the opposite side.
  • the driver 20, a first potential setting section of the present disclosure, the anode potential V A of the monitoring SPAD12, as a negative potential -V SPAD reverse bias voltage, a buffer circuit for applying to the anode of each SPAD2 22 are provided.
  • the driver 20 as a second potential setting section of the present disclosure, the voltage source 24 to increase the cathode potential V C of the monitoring SPAD12 predetermined excess voltage V EX is provided. Then, the output from the voltage source 24, a positive potential V Q of the reverse bias voltage is applied to the opposite side of the SPAD2 of each quenching element 4 in the detection portion 10.
  • the excess voltage V EX changes depending on the temperature of the SPAD2, as in the case where the reverse bias voltage applied to each SPAD2 in the detection unit 10 is constant. , The change of the photon detection sensitivity by the SPAD2 can be suppressed.
  • the detection sensitivity of each SPAD 2 in the detection unit 10 is temperature-compensated, and the photodetection is performed at a desired detection sensitivity without being affected by the temperature change of each SPAD 2. Will be able to do it.
  • the photodetector 1B according to the second embodiment includes a detection unit 10 having a plurality of SPADs 2 as detection SPADs, similar to the photodetector 1A according to the first embodiment. And a monitoring SPAD 12 having the same configuration and the same characteristics as the SPAD 2 of FIG.
  • the quenching element 4 is connected to the anode of each SPAD 2 in the detection unit 10, and the pulse conversion unit 6 is connected to the connection point between each SPAD 2 and the quenching element 4. I have.
  • the pulse converter 6 generates a digital pulse that becomes “1” when a photon enters the corresponding SPAD 2 and breaks down, and the potential at the connection point between the SPAD 2 and the quenching element 4 rises. .
  • the photodetector 1B of the present embodiment also has a current source 14 for supplying a current to the monitoring SPAD 12 and each SPAD2 in the detection unit 10 and a quenching element, similarly to the photodetector 1A of the first embodiment. 4 is provided with a drive unit 20 for setting the potentials at both ends of the series circuit.
  • the current source 14 is provided between the cathode of the monitoring SPAD 12 and the positive electrode of the current path to the monitoring SPAD 12, and the anode of the monitoring SPAD 12 is connected to the negative electrode of the current path.
  • the light-shielding film 13 is provided on the monitoring SPAD 12 as in the photodetector 1A of the first embodiment.
  • the driver 20 a third potential setting section of the present disclosure, the cathode potential V C of the monitoring SPAD12, a positive potential V SPAD reverse bias voltage, a buffer circuit for applying to the cathode of each SPAD2 26 are provided.
  • a voltage source 28 to reduce the anode potential V A of the monitoring SPAD12 predetermined excess voltage V EX is provided. Then, the output from the voltage source 28 is applied as a negative potential ⁇ V Q of the reverse bias voltage to the opposite side of each quenching element 4 in the detection unit 10 from the SPAD 2.
  • both ends of the series circuit of the respective SPAD2 and quenching element 4 in the detection portion 10 the breakdown voltage V BD of the monitoring SPAD12 A reverse bias voltage to which a predetermined excess voltage V EX is added is applied.
  • the detection sensitivity of each SPAD2 in the detecting unit 10 is temperature compensated, and the influence of the temperature change of each SPAD2 is reduced.
  • Light detection can be performed with a desired detection sensitivity without receiving light. For this reason, even if the distance measuring device 100 is configured using the photodetector 1B of the present embodiment, the distance measuring accuracy of the distance measuring device 100 can be stabilized.
  • the basic configuration of the photodetector 1C of the third embodiment is the same as that of the photodetector 1A of the first embodiment. The difference from the first embodiment is that, as shown in FIG. The point is that a sample and hold circuit 30 is provided at a connection portion with the current source 14.
  • Sample-and-hold circuit 30 is temporarily conducting the cause of the current path to monitor SPAD12 including a current source 14, and holds the anode potential V A of the monitoring SPAD12, the retained potential V A, the driving unit 20 Is output to the buffer circuit 22.
  • the sample-and-hold circuit 30 sets an energizing path between the anode of the monitoring SPAD 12 and the current source 14 and an output path of the potential VA from the energizing path to the buffer circuit 22.
  • the switches 32 and 34 are semiconductor switches that can be turned on / off by inputting a switching signal from outside.
  • a capacitor 36 connected to the anode of the monitoring SPAD and holding the anode potential VA when the switch 34 is on is provided on the output path of the potential VA from the switch 34 to the buffer circuit 22. Has been.
  • the sample-and-hold circuit 30 turns on the switches 32 and 34 and applies a constant current I SPAD to the monitoring SPAD 12 in the opposite direction, thereby increasing the potential VA corresponding to the breakdown voltage of the monitoring SPAD 12. , And the capacitor 36.
  • the switches 32 and 34 are periodically turned on, and the potential V of the anode when the monitoring SPAD 12 is broken down. A is held.
  • the temperature of each SPAD 2 of the detection unit 10 can be compensated for by using the current source 14 without continuously flowing the constant current I SPAD to the monitoring SPAD 12 . It is possible to prevent the SPAD 12 from being deteriorated due to long-term continuous energization. For this reason, even if the distance measuring device 100 is configured using the photodetector 1C of the present embodiment, the distance measuring accuracy of the distance measuring device 100 can be stabilized.
  • the basic configuration of the photodetector 1D of the fourth embodiment is the same as that of the photodetector 1B of the second embodiment. The difference from the second embodiment is that, as shown in FIG. The point is that a sample and hold circuit 30 is provided at a connection portion with the current source 14.
  • This sample and hold circuit 30 is configured similarly to the sample and hold circuit 30 of the third embodiment shown in FIG.
  • the sample hold circuit 30 is holding the cathode potential V C of the monitoring SPAD12, it outputs the potential V C, the buffer circuit 26 of the driving unit 20 Will be able to
  • the photodetector 1E of the fifth embodiment has the same basic configuration as the photodetector 1A of the first embodiment, and differs from the first embodiment in that, as shown in FIG. Is divided into two groups 10a and 10b.
  • the two groups 10a and 10b of the detection unit 10 are provided with a plurality of SPADs 2 and a quenching element 4 and a pulse conversion unit 6 connected to each SPAD 2, respectively.
  • the groups 10a and 10b of the detection unit 10 are divided according to the arrangement positions of the SPADs 2 in the detection unit 10 so that, for example, adjacent SPADs 2 belong to the same group.
  • the currents respectively connected to the two monitoring SPADs 12a, 12b and the anodes of the monitoring SPADs 12a, 12b correspond to the groups 10a, 10b of the detecting unit 10, respectively.
  • Sources 14a, 14b are provided.
  • the drive unit 20 applies the potentials V Aa and V Ab of the anodes of the monitoring SPADs 12a and 12b to the anodes of the SPADs 2 of the groups 10a and 10b, respectively, as the negative potential ⁇ V SPAD of the reverse bias voltage.
  • Buffer circuits 22a and 22b are provided.
  • the drive unit 20 is provided with a common voltage source 24 for each of the groups 10a and 10b. This is because the cathodes of the monitoring SPADs 12a and 12b are both connected to the positive electrode of the current supply path to the monitoring SPADs 12a and 12b, and the potentials V Ca and V Cb of the cathodes of the monitoring SPADs 12a and 12b are the same. That's why.
  • a reverse bias voltage corresponding to the breakdown voltage of the monitoring SPADs 12a and 12b corresponding to the groups 10a and 10b is applied to the SPADs 2 of the groups 10a and 10b in the detection unit 10.
  • the photodetector 1F according to the sixth embodiment has the same basic configuration as the photodetector 1B according to the second embodiment, and differs from the first embodiment only in the same manner as the fifth embodiment. Is divided into two groups 10a and 10b.
  • the two groups 10a and 10b of the detection unit 10 are provided with a plurality of SPADs 2 and a quenching element 4 and a pulse conversion unit 6 connected to each SPAD 2, respectively.
  • the currents connected to the two monitoring SPADs 12a, 12b and the cathodes of the monitoring SPADs 12a, 12b respectively correspond to the groups 10a, 10b of the detecting unit 10.
  • Sources 14a, 14b are provided.
  • the drive unit 20 applies the potentials V Ca and V Cb of the cathodes of the monitoring SPADs 12a and 12b to the cathodes of the SPADs 2 of the groups 10a and 10b as positive potentials V SPAD of reverse bias voltages, respectively.
  • Buffer circuits 26a and 26b are provided.
  • the drive unit 20 is provided with a common voltage source 28 for each of the groups 10a and 10b. Then, the SPAD2 of each group 10a, 10b quenching element 4 on the opposite side, the output from the voltage source 28 is applied as a negative potential -V Q of the bias voltage.
  • the breakdown voltages of the monitoring SPADs 12a and 12b corresponding to the SPAD2 of each group 10a and 10b in the detection unit 10 are provided. Is applied.
  • the photodetector 1G according to the seventh embodiment has the same basic configuration as the photodetector 1A according to the first embodiment.
  • the difference from the first embodiment is that the driving unit 20 includes a first potential setting unit.
  • the difference is that a potential setting section 40 for setting the potential -V SPAD applied to the anode of SPAD2 by calculation is provided.
  • the potential setting unit 40 includes an A / D converter (hereinafter, ADC) 42, a microcomputer (hereinafter, MCU) 44 as an arithmetic unit, and a D / A converter (hereinafter, DAC) 46. I have.
  • ADC A / D converter
  • MCU microcomputer
  • DAC D / A converter
  • ADC42 is the anode potential V A of the monitoring SPAD12 converted A / D, the potential input to MCU44, MCU44 is that based on the digital data of the input voltage V A, is applied to the anode of each SPAD2 - Calculate V SPAD .
  • This calculation estimates the temperature of the monitoring SPAD12 from the anode potential V A of the monitoring SPAD12, required to set the reverse bias voltage applied to each SPAD2 in accordance with the estimated temperature, the conversion map Is used.
  • This conversion map absorbs the difference between the temperature characteristics of the breakdown voltage of the monitoring SPAD 12 and the temperature characteristics of the breakdown voltage of each SPAD 2, and calculates the potential ⁇ V SPAD applied to the anode of each SPAD 2 . It is set in advance so that it can be set appropriately.
  • the calculation result of the potential ⁇ V SPAD calculated by the MCU 44 is input to the DAC 46, and the potential ⁇ V SPAD corresponding to the calculation result is applied from the DAC 46 to the anode of each SPAD 2 .
  • each SPAD 2 is temperature-compensated and Can be prevented from changing due to temperature. Therefore, even when the distance measuring device 100 is configured using the photodetector 1G of the present embodiment, the distance measuring accuracy of the distance measuring device 100 can be stabilized.
  • the drive unit 20 as a second potential setting section, than the cathode potential V C of the monitor SPAD12
  • a voltage source 24 for setting a potential higher by the excess voltage V EX is provided.
  • the potential setting section 40 can arbitrarily set the potential ⁇ V SPAD of the anode of each SPAD 2 in the detection section 10, and thus, for example, the potential V Q applied to the quenching element 4 of the detection section 10. and it may be set to the cathode the same potential V C of the monitoring SPAD12.
  • the photodetector 1H according to the eighth embodiment has the same basic configuration as the photodetector 1B according to the second embodiment.
  • the difference from the second embodiment is that the drive unit 20 includes a third potential setting unit.
  • the difference is that a potential setting unit 50 for setting the potential V SPAD applied to the cathode of the SPAD 2 by calculation is provided.
  • the potential setting unit 50 includes an ADC 52, an MCU 54 as a calculation unit, and a DAC 56, like the potential setting unit 40 of the seventh embodiment.
  • ADC52 is the cathode potential V C of the monitoring SPAD12 converted A / D, input to MCU 54, MCU 54, based on the digital data of the input voltage V C, the potential V applied to the cathode of each SPAD2 Calculate SPAD .
  • This calculation estimates the temperature of the monitoring SPAD12 from the cathode potential V C of the monitoring SPAD12, required to set the reverse bias voltage applied to each SPAD2 in accordance with the estimated temperature, the conversion map Is used.
  • This conversion map absorbs the difference between the temperature characteristics of the breakdown voltage of the monitoring SPAD 12 and the temperature characteristics of the breakdown voltage of each SPAD 2, and makes the potential V SPAD applied to the cathode of each SPAD 2 more appropriate. Is set in advance so that it can be set to.
  • the calculation result of the potential V SPAD calculated by the MCU 44 is input to the DAC 56, and the DAC 56 applies a potential V SPAD corresponding to the calculation result to the cathode of each SPAD 2 .
  • each SPAD 2 is temperature-compensated and the photon is compensated. Can be prevented from changing due to temperature. Therefore, even when the distance measuring device 100 is configured using the photodetector 1H of the present embodiment, the distance measuring accuracy of the distance measuring device 100 can be stabilized.
  • the drive unit 20 as a fourth potential setting section, the anode of the monitoring SPAD12 potential V A A voltage source 24 for setting a potential lower by the excess voltage V EX than the voltage source 24 is provided.
  • the potential setting unit 50 can arbitrarily set the potential V SPAD of the cathode of each SPAD 2 in the detection unit 10. Therefore, for example, the potential ⁇ V Q applied to the quenching element 4 of the detection unit 10. and it may be set to the cathode the same potential V C of the monitoring SPAD12.
  • the photodetector 1I according to the ninth embodiment has the same basic configuration as the photodetector 1G according to the seventh embodiment.
  • the difference from the seventh embodiment is that the potential setting unit 40 uses the SPAD2, the quenching element 4, The positive and negative potentials V Q and ⁇ V SPAD applied to both ends of the series circuit are set by calculation.
  • the potential setting section 40 of the present embodiment includes a ADC 42, and MCU48, a DAC 46, MCU48, based on the anode potential V A of the monitor SPAD12 input from ADC 42, The positive / negative potentials V Q and ⁇ V SPAD are calculated.
  • the calculation result of the potential ⁇ V SPAD calculated by the MCU 48 is input to the DAC 46, and the potential ⁇ V SPAD corresponding to the calculation result is applied from the DAC 46 to the anode of each SPAD 2 .
  • the drive unit 20 instead of the voltage source 24, D / A converter (DAC) 49 is provided, the operation result of the computed potential V Q at MCU48 is input to the DAC 49. Then, DAC 49 is the potential V Q corresponding to the operation result is applied to the opposite side of the SPAD2 quenching element 4.
  • DAC D / A converter
  • the photodetector 1I of the present embodiment similarly to the photodetector 1G of the seventh embodiment, the temperature characteristics of the monitoring SPAD 12 and the temperature characteristics of each SPAD2 in the detection unit 10 are different. Even so, each SPAD 2 can be temperature compensated. Therefore, even when the distance measuring device 100 is configured using the photodetector 1I of the present embodiment, the distance measuring accuracy of the distance measuring device 100 can be stabilized.
  • the photodetector 1J according to the tenth embodiment has the same basic configuration as the photodetector 1H according to the eighth embodiment.
  • the difference from the eighth embodiment is that the potential setting unit 50 uses the SPAD2, the quenching element 4, Is to set the positive and negative potentials V SPAD , ⁇ V Q applied to both ends of the series circuit by calculation.
  • the calculation result of the potential V SPAD calculated by the MCU 48 is input to the DAC 56, and the DAC 56 applies a potential V SPAD corresponding to the calculation result to the cathode of each SPAD 2 .
  • the drive unit 20 instead of the voltage source 28, D / A converter (DAC) 59 is provided, the operation result of the computed potential -V Q at MCU58 is input to the DAC 49. Then, the DAC 49 applies the potential ⁇ V Q corresponding to the calculation result to the opposite side of the quenching element 4 from the SPAD 2.
  • DAC D / A converter
  • the temperature characteristic of the monitoring SPAD 12 and the temperature characteristic of each SPAD2 in the detection unit 10 are different. Even so, each SPAD 2 can be temperature compensated. Therefore, even when the distance measuring device 100 is configured using the photodetector 1J of the present embodiment, the distance measuring accuracy of the distance measuring device 100 can be stabilized.
  • MCU58 as an arithmetic unit, based on the potential of the cathode V C of the monitoring SPAD12, positive and negative potentials V SPAD, since setting the -V Q, the reverse bias voltage Can be simplified.
  • the photodetector 1A of the first embodiment shown in FIG. 2 and the photodetectors 1C and 1E of the third and fifth embodiments, which are modifications thereof, are connected to the anode of the SPAD2 in the detection unit 10 with a monitor.
  • a buffer circuit 22 for applying the potential VA of the anode of the SPAD 12 is provided.
  • the buffer circuit is generally constituted by an amplifier circuit having an amplification factor of “1”, and the potential of the output terminal matches the potential of the input terminal.
  • the buffer circuit 22 if configured by an amplifier circuit amplification factor "1", to the anode of SPAD2 in the detection unit 10, the anode potential V A of the monitoring SPAD12, reverse bias
  • the voltage can be applied as a negative potential -V SPAD .
  • the SPAD2 in the detection unit 10 always becomes a reverse bias voltage is applied greater than the breakdown voltage V BD of the monitoring SPAD12.
  • the buffer circuit 22 changes the anode potential V of the monitoring SPAD 12 when the breakdown voltage V BD is equal to the threshold voltage V BDth.
  • A may be configured to be output.
  • the breakdown voltage V BD of the monitoring SPAD 12 is equal to or higher than the threshold voltage V BDth , the negative potential ⁇ V SPAD of the reverse bias voltage is set, and the breakdown voltage V BD is set to the threshold voltage V BDth .
  • the anode of the monitor SPAD12 of potential V a of the time can be fixed to
  • the negative potential ⁇ V SPAD of the reverse bias voltage becomes too low due to the temperature change, and the reverse bias voltage applied to the SPAD 2 in the detection unit 10 becomes an overvoltage, and the SPAD 2 becomes Deterioration can be suppressed.
  • the breakdown voltage V BD of the monitoring SPAD12 is lower than the threshold voltage V BDth is similar to the above embodiments, the anode potential V A of the monitoring SPAD12, outputs a negative potential -V SPAD reverse bias voltage Thus, the temperature of the SPAD 2 can be compensated.
  • the buffer circuit 26 has the amplification factor “1”.
  • An amplifier circuit may be used, or a circuit having the characteristics shown in FIG.
  • the buffer circuit 26 sets the potential of the cathode of the monitoring SPAD 12 when the breakdown voltage V BD is equal to the threshold voltage V BDth. it may be configured to output a V C.
  • the cathode of the monitoring SPAD12 of can be fixed to the potential V C.
  • the positive potential V SPAD of the reverse bias voltage becomes too high due to the temperature change, and the reverse bias voltage applied to the SPAD 2 in the detection unit 10 becomes an overvoltage, and the SPAD 2 is deteriorated. Can be suppressed.
  • the cathode of the monitoring SPAD12 potential V C when the breakdown voltage V BD of the monitoring SPAD12 is lower than the threshold voltage V BDth is similar to the above embodiment, the cathode of the monitoring SPAD12 potential V C, and outputs a positive potential V SPAD reverse bias voltage
  • SPAD2 can be temperature compensated.
  • the buffer circuits 22 and 26 are set so that the amplification factor is “1” and the breakdown voltage V BD of the monitoring SPAD 12 is equal to the threshold value.
  • An amplifier circuit that saturates when the voltage becomes higher than the voltage VBDth may be used.
  • the buffer circuits 22 and 26 have an amplification circuit having an amplification factor of “1” and an output from the amplification circuit is equal to or higher than the potential when the breakdown voltage V BD of the monitoring SPAD 12 is equal to the threshold voltage V BDth.
  • a holding circuit for holding the output at that potential may be used.
  • the detection unit 10 is described as being provided with a plurality of SPADs 2.
  • the configuration described above may be employed.
  • the light-shielding film 13 for preventing light from being incident on the monitor SPAD 12 has been described.
  • the light-shielding film 13 is not necessarily provided. Light may be prevented from entering.
  • a plurality of functions of one component in the above embodiment may be realized by a plurality of components, or one function of one component may be realized by a plurality of components.
  • a plurality of functions of a plurality of components may be realized by one component, or one function realized by a plurality of components may be realized by one component.
  • a part of the configuration of the above embodiment may be omitted.
  • at least a part of the configuration of the above-described embodiment may be added to or replaced with the configuration of another above-described embodiment.

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Abstract

発光部８０と、光検出器１と、測距部９０とを備えた測距装置において、光検出器は、検出用ＳＰＡＤ２とこれに直列接続されたクエンチング素子４を備え、これらの接続点からフォトンの検出信号を出力する検出部１０と、検出用ＳＰＡＤと同様の特性を有するモニタ用ＳＰＡＤ１２と、モニタ用ＳＰＡＤに定電流を供給してガイガーモードで動作させる電流源１４と、モニタ用ＳＰＡＤの両端若しくは電流源側の電位に基づき、検出用ＳＰＡＤとクエンチング素子との直列回路の両端の電位を設定して印加する駆動部２０と、を備える。

Description

測距装置 関連出願の相互参照
　本国際出願は、２０１８年６月２２日に日本国特許庁に出願された日本国特許出願第２０１８－１１８８２１号に基づく優先権を主張するものであり、日本国特許出願第２０１８－１１８８２１号の全内容を本国際出願に参照により援用する。
　本開示は、測距用の信号光を出射してから、信号光が物体に当たって反射してくるまでの時間を計測することで、物体までの距離を測定する測距装置に関する。
　この種の測距装置は、通常、測距用の信号光を出射する発光部と、信号光が物体に当たって反射してきた反射光を検出する光検出器と、発光部から信号光を出射させ、その後光検出器にて反射光が検出されるまでの時間を計測する測距部とにより構成される。
　また、この種の測距装置を、例えば、走行中の車両と周囲の物体との距離を計測するのに利用する場合には、特許文献1に記載のように、発光部にレーザ光を出射するレーザーダイオードにて構成し、光検出器にＳＰＡＤを用いることが提案されている。
　なお、ＳＰＡＤは、Single Photon Avalanche Diode の略であり、ガイガーモードで動作するアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）である。
　ＳＰＡＤは、一般的なフォトダイオード（ＰＤ）やＡＰＤに比べて、高い受光感度を有することから、上記提案の測距装置では、光検出器にＳＰＡＤを利用することで、反射光をより精度よく検出して、測距精度を確保するようにしている。
　ところで、ＡＰＤやＳＰＡＤは、温度に応じて検出感度が大きく変化する。
　そこで、特許文献２に開示されているように、ＡＰＤを利用する光検出器においては、ＡＰＤの温度補償を行うために、電流増幅率の温度特性がＡＰＤと略同じで、逆バイアスされた参照用接合構造を利用することが提案されている。
　つまり、特許文献２に記載の光検出器は、参照用接合構造に参照電流を注入する電流注入用接合構造を有するトランジスタを利用し、参照電流の増幅率を所定値に保つようにＡＰＤと参照用接合構造に印加する電圧を制御することで、ＡＰＤの増倍率を制御する。
特開２０１７－７５９０６号公報 特許第５２１１０９５号公報
　特許文献２に記載された光検出器では、ＡＰＤの増倍率を制御することでＡＰＤを温度補償制御することから、ＡＰＤにブレイクダウン電圧未満の逆バイアス電圧を印加して動作させるリニアモードでは有効である。
　しかし、発明者の詳細な検討の結果、引用文献１に開示された技術は、光検出用の素子として、カイガーモードで動作するＡＰＤ、つまりＳＰＡＤを備えた光検出器に適用することができない、という課題が見出された。
　つまり、ＳＰＡＤにおいては、逆バイアス電圧がブレイクダウン電圧よりも高い電圧値に設定される。そして、ＳＰＡＤはフォトンの入射に応答すると、ブレイクダウンするため、ＳＰＡＤを利用する光検出器は、ＳＰＡＤがブレイクダウンしたときに所定パルス幅のパルス信号が出力されるよう構成される。
　従って、ＳＰＡＤを利用する光検出器の出力は「１」か「０」であり、この種の光検出器では、増倍率を制御する概念はない。このため、特許文献１に開示された技術を利用して、ＳＰＡＤによる検出感度を温度補償することは困難である。
　本開示の一局面は、ＳＰＡＤを備えた光検出器を利用して測距用の信号光を検出するように構成された測距装置において、ＳＰＡＤによるフォトンの検出感度を温度補償することで、測距精度が温度によって変動するのを抑制することが望ましい。
　本開示の一局面の測距装置は、測距用の信号光を出射する発光部と、信号光を検出する光検出器と、測距部とを備える。
　そして、測距部は、発光部から信号光を出射させると共に、その出射させた信号光が物体で反射して光検出器にて検出されるまでの時間を計測し、その計測した時間に基づき、物体までの距離を算出する。
　また、光検出器は、検出部と、モニタ用ＳＰＡＤと、電流源と、駆動部とを備える。
　検出部は、ガイガーモードで動作可能なアバランシェフォトダイオードである検出用ＳＰＡＤと、検出用ＳＰＡＤに直列接続されたクエンチング素子と、を備える。クエンチング素子は、フォトンの入射により検出用ＳＰＡＤがブレイクダウンしてガイガー放電するのを停止させるためのものである。
　そして、検出部は、フォトンの入射によって検出用ＳＰＡＤがブレイクダウンしたときに生じる、検出用ＳＰＡＤとクエンチング素子との接続点の電位の変化を、検出信号として出力する。
　モニタ用ＳＰＡＤは、検出部を構成するＳＰＡＤと同様の特性を有するＳＰＡＤであり、電流源から定電流が供給されることによってガイガーモードで動作し、その両端にブレイクダウン電圧が発生する。このブレイクダウン電圧は、モニタ用ＳＰＡＤの温度に応じて変化し、例えば、温度が高いほど高くなる。
　そこで、本開示の光検出器では、駆動部が、モニタ用ＳＰＡＤの両端の電位、若しくは、モニタ用ＳＰＡＤの電流源側の電位に基づき、検出部における検出用ＳＰＡＤとクエンチング素子との直列回路の両端の電位を設定する。
　つまり、駆動部は、モニタ用ＳＰＡＤの両端若しくは電流源側の電位を、検出用ＳＰＡＤのブレイクダウン電圧を表すパラメータとして取得し、検出用ＳＰＡＤとクエンチング素子との直列回路の両端の電位を設定する。
　このため、クエンチング素子を介して検出用ＳＰＡＤに印加される逆バイアス電圧を、モニタ用ＳＰＡＤのブレイクダウン電圧に対応した電圧に設定して、クエンチング素子と検出用ＳＰＡＤとの直列回路に印加することができる。
　つまり、直列回路に印加される電圧は、検出用ＳＰＡＤにフォトンが入射してクエンチング素子に電流が流れるまでは、検出用ＳＰＡＤにフォトン検出用の逆バイアス電圧として印加されることになる。
　そして、この逆バイアス電圧は、検出用ＳＰＡＤと特性が同じモニタ用ＳＰＡＤの温度に応じて変化することから、検出用ＳＰＡＤには、検出用ＳＰＡＤのブレイクダウン電圧に対応した逆バイアス電圧を印加することができる。
　よって、本開示の光検出器によれば、逆バイアス電圧を一定電圧にしたときのように、逆バイアス電圧からブレイクダウン電圧を減じた余剰電圧であるエクセス電圧が、検出用ＳＰＡＤの温度により変化するのを抑制できる。
　このため、本開示の光検出器によれば、温度変化に伴うエクセス電圧の変化によって、検出用ＳＰＡＤの検出感度が変化するのを抑制できる。つまり、本開示の光検出器によれば、検出用ＳＰＡＤの検出感度を温度補償し、検出用ＳＰＡＤの温度変化の影響を受けることなく、所望の検出感度で光検出を行うことができるようになる。
　よって、本開示の測距装置によれば、光検出器を構成する検出用ＳＰＡＤの検出感度の変化によって、測距精度が変動するのを抑制することができ、測距精度を安定化させることができる。
実施形態の測距装置全体の構成を表すブロック図である。 第１実施形態の光検出器の構成を表すブロック図である。 第２実施形態の光検出器の構成を表すブロック図である。 第３実施形態の光検出器の構成を表すブロック図である。 図４に示すサンプルホールド回路の構成を表す回路図である。 第４実施形態の光検出器の構成を表すブロック図である。 第５実施形態の光検出器の構成を表すブロック図である。 第６実施形態の光検出器の構成を表すブロック図である。 第７実施形態の光検出器の構成を表すブロック図である。 第８実施形態の光検出器の構成を表すブロック図である。 第９実施形態の光検出器の構成を表すブロック図である。 第１０実施形態の光検出器の構成を表すブロック図である。 図２，４，７に示すバッファ回路の特性を表す説明図である。 図３，６，８に示すバッファ回路の特性を表す説明図である。
　以下に本開示の実施形態を図面と共に説明する。
　本実施形態の測距装置１００は、例えば、車両に搭載されて、車両周囲の障害物までの距離を測定するためのものであり、図１に示すように、光検出器１と、発光部８０と、測距部９０とを備える。
　発光部８０は、車両外部に向けて測距用の信号光を出射するためのものであり、発光素子として、例えば、レーザ光を発生する発光ダイオードを備える。そして、発光部８０は、測距部９０から入力される駆動信号ＶＬＤにより発光ダイオードを発光させ、レンズ等の所定の光学系を介して、所定方向に、信号光であるレーザービームを出射する。
　次に、測距部９０は、距離演算部９２と時間計測部９４とを備える。なお、これら各部はタイマ回路や演算回路等を含む電気回路にて構成される。
　距離演算部９２は、所定の測距タイミングで、発光部８０に駆動信号ＶＬＤを出力して、発光部８０から信号光を出射させる。
　また、距離演算部９２は、発光部８０から信号光を出射させると、所定の遅延時間経過後に光検出器１に駆動信号ＶＯＮを出力することで、光検出器１を起動し、信号光の検出動作を開始させる。
　なお、このように所定の遅延時間経過後に光検出器１の検出動作を開始させるのは、発光部８０から出射した信号光が、直接若しくは測距装置１００内で反射して光検出器１に入射した際に、光検出器１から検出信号が出力されるのを抑制するためである。
　時間計測部９４は、発光部８０が信号光を出射したときに入力される送信パルスＰＳと、光検出器１が信号光を検出した際に入力される検出パルスＰＲとの時間差を計測する。つまり、時間計測部９４は、発光部８０から信号光が出射されてから、その信号光が測定対象となる物体で反射して光検出器１で検出されるまでの時間を計測する。
　そして、距離演算部９２は、時間計測部９４による計測時間に基づき、測距装置１００から物体までの距離を算出し、算出結果を、運転支援装置等の他の車載装置に出力する。
　次に、光検出器１には、図２～図４、図６～図１２に示すように、検出用ＳＰＡＤとして複数のＳＰＡＤ２を備えた検出部１０が備えられている。
　このため、光検出器１に信号光が入射すると、検出部１０を構成する複数のＳＰＡＤ２が同時に応答して、各ＳＰＡＤ２からパルス信号が出力される。
　そこで、測距部９０への検出パルスＰＲの入力経路には、検出部１０の各ＳＰＡＤ２から同時に出力されたパルス信号の数が予め設定された閾値以上となったときに、信号光が検出されたと判定して、検出パルスＰＲを出力する、判定部７０が設けられている。
　次に、光検出器１について説明する。
　なお、本実施形態の測距装置１００の全体構成は上記の通りであるが、光検出器１としては、図２～図４、図６～図１２に例示するように複数の光検出器１Ａ～１Ｊを挙げることができるので、以下の説明では、これら各光検出器１Ａ～１Ｊについて説明する。
［第１実施形態］
　図２に示すように、第１実施形態の光検出器１Ａは、検出用ＳＰＡＤとして、複数のＳＰＡＤ２を備えた検出部１０と、検出部１０内のＳＰＡＤ２と同一構成で同様の特性を有するモニタ用ＳＰＡＤ１２とを備える。
　ＳＰＡＤ２及びモニタ用ＳＰＡＤ１２は、上述したようにガイガーモードで動作可能なＡＰＤであり、検出部１０においては、複数のＳＰＡＤ２のカソードに、それぞれ、クエンチング素子４が接続されている。
　クエンチング素子４は、ＳＰＡＤ２にフォトンが入射してＳＰＡＤ２がブレイクダウンしたときに流れる電流により電圧降下を発生して、ＳＰＡＤ２のガイガー放電を停止させるものである。
　なお、クエンチング素子４は、所定の抵抗値ＲＱ　を有する素子であればよく、一般的な受動素子である抵抗素子にて構成してもよいし、トランジスタのような能動素子で構成してもよいが、本実施形態では、図２に点線矢印で示すように、ＦＥＴが利用される。
　これは、ＦＥＴのゲートに駆動信号ＶＯＮを入力して、ＦＥＴをオンさせることで、ＳＰＡＤ２への通電経路をＦＥＴのオン抵抗で導通させて、検出部１０を動作させ、駆動信号ＶＯＮの入力を停止することで、検出部１０の動作を停止できるようにするためである。
　そして、後述する他の光検出器１Ｂ～１Ｊにおいても、クエンチング素子４には、駆動信号ＶＯＮの入力又は停止によって、ＳＰＡＤ２への通電経路の導通又は遮断を切り替え可能なＦＥＴが利用される。
　但し、検出部１０の動作又は停止を切り換えるには、必ずしもクエンチング素子４をＦＥＴにて構成する必要はなく、クエンチング素子４をＦＥＴ以外のスイッチング素子にて構成してもよい。
　また、検出部１０への電源供給経路にスイッチング素子を設けて、検出部１０への電源供給経路を導通又は遮断させることで、検出部１０の動作又は停止を切り換えるようにしてもよい。
　次に、各ＳＰＡＤ２とクエンチング素子４との接続点には、それぞれ、ＳＰＡＤ２がブレイクダウンしてクエンチング素子４に電流が流れることにより生じる電位の変化をパルス信号に変換して出力する、パルス変換部６が接続されている。
　パルス変換部６は、対応するＳＰＡＤ２にフォトンが入射した際に、検出信号として、所定パルス幅のパルス信号を出力するためのものであり、クエンチング素子４に電流が流れて接続点の電位が低下したときに「１」となるデジタルパルスを発生する。
　ところで、検出部１０を動作させるには、各ＳＰＡＤ２に、ブレイクダウン電圧よりも大きい逆バイアス電圧ＶＳＰＡＤを印加する必要があるが、逆バイアス電圧ＶＳＰＡＤを一定にしていると、温度によって各ＳＰＡＤ２の検出感度が変化してしまう。
　これは、ＳＰＡＤ２のブレイクダウン電圧は、温度に応じて変化するため、逆バイアス電圧ＶＳＰＡＤを一定にしていると、逆バイアス電圧ＶＳＰＡＤからブレイクダウン電圧を減じた余剰電圧であるエクセス電圧が温度に応じて変化するからである。
　このため、本実施形態の光検出器１Ａは、検出部１０と同様の環境下に置かれるモニタ用ＳＰＡＤ１２のブレイクダウン電圧ＶＢＤに基づき、検出部１０内の各ＳＰＡＤ２に印加する逆バイアス電圧を設定するように構成されている。
　つまり、光検出器１Ａには、モニタ用ＳＰＡＤ１２に電流を供給する電流源１４と、モニタ用ＳＰＡＤ１２の両端の電位ＶＡ　、ＶＣ　に基づき、各ＳＰＡＤ２とクエンチング素子４との直列回路の両端の電位をそれぞれ設定する駆動部２０と、が備えられている。
　ここで、電位ＶＡ　はモニタ用ＳＰＡＤ１２のアノードの電位を表し、電位ＶＣ　はモニタ用ＳＰＡＤ１２のカソードの電位を表している。
　電流源１４は、モニタ用ＳＰＡＤ１２に対し、逆方向に一定電流ＩＳＰＡＤを流すことで、モニタ用ＳＰＡＤ１２をガイガーモードで動作させるためのものであり、モニタ用ＳＰＡＤ１２のアノードとモニタ用ＳＰＡＤ１２への通電経路の負極との間に設けられている。そして、モニタ用ＳＰＡＤ１２のカソードは、その通電経路の正極側に接続されている。
　なお、電流源１４を介してモニタ用ＳＰＡＤ１２に一定電流ＩＳＰＡＤを流すには、モニタ用ＳＰＡＤ１２をブレイクダウンさせる必要がある。そして、そのためには、モニタ用ＳＰＡＤ１２に光を入射させるのが一般的であるが、本実施形態では、モニタ用ＳＰＡＤ１２に、光が入射するのを阻止する遮光膜１３が設けられている。
　これは、モニタ用ＳＰＡＤ１２に遮光膜１３を設けても、モニタ用ＳＰＡＤ１２はノイズによってブレイクダウンするためである。そして、このように遮光膜１３を設けることで、ブレイクダウン電圧ＶＢＤがモニタ用ＳＰＡＤ１２に入射する光の影響を受けて変化するのを抑制できる。
　次に、本実施形態では、検出部１０において、各ＳＰＡＤ２のカソードにクエンチング素子４が接続されているため、駆動部２０は、各ＳＰＡＤ２のアノードの電位とクエンチング素子４の検出用ＳＰＡＤ２とは反対側の電位をそれぞれ設定する。
　つまり、駆動部２０には、本開示の第１電位設定部として、モニタ用ＳＰＡＤ１２のアノードの電位ＶＡ　を、逆バイアス電圧の負の電位－ＶＳＰＡＤとして、各ＳＰＡＤ２のアノードに印加するバッファ回路２２が設けられている。
　また、駆動部２０には、本開示の第２電位設定部として、モニタ用ＳＰＡＤ１２のカソードの電位ＶＣ　を所定のエクセス電圧ＶＥＸだけ上昇させる電圧源２４が設けられている。そして、この電圧源２４からの出力は、逆バイアス電圧の正の電位ＶＱ　として、検出部１０内の各クエンチング素子４のＳＰＡＤ２とは反対側に印加される。
　従って、検出部１０内の各ＳＰＡＤ２とクエンチング素子４との直列回路の両端には、モニタ用ＳＰＡＤ１２のブレイクダウン電圧ＶＢＤに所定のエクセス電圧ＶＥＸを加えた逆バイアス電圧が印加されることになる。
　このため、本実施形態の光検出器１Ａによれば、検出部１０内の各ＳＰＡＤ２に印加する逆バイアス電圧を一定電圧にしたときのように、エクセス電圧ＶＥＸがＳＰＡＤ２の温度により変化して、ＳＰＡＤ２によるフォトンの検出感度が変化するのを抑制できる。
　よって、本実施形態の光検出器１Ａによれば、検出部１０内の各ＳＰＡＤ２の検出感度を温度補償して、各ＳＰＡＤ２の温度変化の影響を受けることなく、所望の検出感度で光検出を行うことができるようになる。
　従って、本実施形態の光検出器１Ａを用いて、図１に示す測距装置１００を構成すれば、　検出部１０を構成するＳＰＡＤ２の検出感度の変化によって、測距精度が変動するのを抑制することができ、測距精度を安定化させることができるようになる。
［第２実施形態］
　図３に示すように、第２実施形態の光検出器１Ｂは、第１実施形態の光検出器１Ａと同様、検出用ＳＰＡＤとして、複数のＳＰＡＤ２を備えた検出部１０と、検出部１０内のＳＰＡＤ２と同一構成で同様の特性を有するモニタ用ＳＰＡＤ１２とを備える。
　本実施形態では、検出部１０において、クエンチング素子４が、各ＳＰＡＤ２のアノードに、それぞれ接続されており、各ＳＰＡＤ２とクエンチング素子４との接続点に、パルス変換部６がそれぞれ接続されている。
　そして、パルス変換部６は、対応するＳＰＡＤ２にフォトンが入射して、ブレイクダウンし、ＳＰＡＤ２とクエンチング素子４との接続点の電位が上昇したときに、「１」となるデジタルパルスを発生する。
　また、本実施形態の光検出器１Ｂにも、第１実施形態の光検出器１Ａと同様、モニタ用ＳＰＡＤ１２に電流を供給する電流源１４、及び、検出部１０内の各ＳＰＡＤ２とクエンチング素子４との直列回路の両端の電位をそれぞれ設定する駆動部２０が備えられている。
　そして、電流源１４は、モニタ用ＳＰＡＤ１２のカソードとモニタ用ＳＰＡＤ１２への通電経路の正極との間に設けられており、モニタ用ＳＰＡＤ１２のアノードは、その通電経路の負極側に接続されている。なお、モニタ用ＳＰＡＤ１２には、第１実施形態の光検出器１Ａと同様、遮光膜１３が設けられている。
　次に、駆動部２０には、本開示の第３電位設定部として、モニタ用ＳＰＡＤ１２のカソードの電位ＶＣ　を、逆バイアス電圧の正の電位ＶＳＰＡＤとして、各ＳＰＡＤ２のカソードに印加するバッファ回路２６が設けられている。
　また、駆動部２０には、本開示の第４電位設定部として、モニタ用ＳＰＡＤ１２のアノードの電位ＶＡ　を所定のエクセス電圧ＶＥＸだけ低下させる電圧源２８が設けられている。そして、この電圧源２８からの出力は、逆バイアス電圧の負の電位－ＶＱ　として、検出部１０内の各クエンチング素子４のＳＰＡＤ２とは反対側に印加される。
　従って、本実施形態の光検出器１Ｂにおいても、第１実施形態と同様、検出部１０内の各ＳＰＡＤ２とクエンチング素子４との直列回路の両端に、モニタ用ＳＰＡＤ１２のブレイクダウン電圧ＶＢＤに所定のエクセス電圧ＶＥＸを加えた逆バイアス電圧が印加される。
　よって、本実施形態の光検出器１Ｂによれば、第１実施形態の光検出器１Ａと同様、検出部１０内の各ＳＰＡＤ２の検出感度を温度補償して、各ＳＰＡＤ２の温度変化の影響を受けることなく、所望の検出感度で光検出を行うことができるようになる。このため、本実施形態の光検出器１Ｂを用いて測距装置１００を構成しても、測距装置１００の測距精度を安定化させることができる。
［第３実施形態］
　第３実施形態の光検出器１Ｃは、基本構成は第１実施形態の光検出器１Ａと同様であり、第１実施形態と異なる点は、図４に示すように、モニタ用ＳＰＡＤ１２のアノードと電流源１４との接続部分にサンプルホールド回路３０が設けられている点である。
　そこで、本実施形態では、第１実施形態と同様の構成については、図面に同一符号を付与することで詳細な説明は省略し、第１実施形態との相違点について説明する。
　サンプルホールド回路３０は、電流源１４を含むモニタ用ＳＰＡＤ１２への通電経路を一時的に導通させて、モニタ用ＳＰＡＤ１２のアノードの電位ＶＡ　を保持し、その保持した電位ＶＡ　を、駆動部２０のバッファ回路２２に出力するよう構成されている。
　つまり、サンプルホールド回路３０は、図５に例示するように、モニタ用ＳＰＡＤ１２のアノードと電流源１４との間の通電経路、及び、この通電経路からバッファ回路２２への電位ＶＡ　の出力経路を、それぞれ導通・遮断させるスイッチ３２、３４を備える。
　なお、スイッチ３２、３４は、外部から切替信号を入力することによりオン・オフさせることのできる半導体スイッチである。
　そして、スイッチ３４からバッファ回路２２への電位ＶＡ　の出力経路には、スイッチ３４がオン状態にあるとき、モニタ用ＳＰＡＤのアノードに接続されて、アノードの電位ＶＡ　を保持するコンデンサ３６が設けられている。
　このため、サンプルホールド回路３０は、スイッチ３２、３４をオン状態にして、モニタ用ＳＰＡＤ１２に対し逆方向に一定電流ＩＳＰＡＤを流すことで、モニタ用ＳＰＡＤ１２のブレイクダウン電圧に対応した電位ＶＡ　を、コンデンサ３６に保持させることができる。
　そして、その後は、スイッチ３２、３４をオフ状態にしても、コンデンサ３６には電位ＶＡ　が保持されることから、バッファ回路２２には、その電位ＶＡ　を継続して出力することができる。
　そこで、本実施形態では、スイッチ３２、３４に周期的に変化する切り替え信号を入力することで、各スイッチ３２、３４を周期的にオンさせ、モニタ用ＳＰＡＤ１２がブレイクダウンしたときのアノードの電位ＶＡ　を保持させる。
　従って、本実施形態によれば、電流源１４を利用して、モニタ用ＳＰＡＤ１２に一定電流ＩＳＰＡＤを流し続けることなく、検出部１０の各ＳＰＡＤ２を温度補償することができるようになり、モニタ用ＳＰＡＤ１２が長期間の連続通電により劣化するのを抑制できる。このため、本実施形態の光検出器１Ｃを用いて測距装置１００を構成しても、測距装置１００の測距精度を安定化させることができる。
［第４実施形態］
　第４実施形態の光検出器１Ｄは、基本構成は第２実施形態の光検出器１Ｂと同様であり、第２実施形態と異なる点は、図６に示すように、モニタ用ＳＰＡＤ１２のカソードと電流源１４との接続部分にサンプルホールド回路３０が設けられている点である。
　このサンプルホールド回路３０は、図５に示した第３実施形態のサンプルホールド回路３０と同様に構成されている。
　従って、サンプルホールド回路３０に切替信号を入力することにより、サンプルホールド回路３０にモニタ用ＳＰＡＤ１２のカソードの電位ＶＣ　を保持させ、その電位ＶＣ　を、駆動部２０のバッファ回路２６に出力することができるようになる。
　よって、本実施形態の光検出器１Ｄにおいても、第３実施形態の光検出器１Ｃと同様、モニタ用ＳＰＡＤ１２に一定電流ＩＳＰＡＤを流し続けることなく、検出部１０の各ＳＰＡＤ２を温度補償することができるようになる。このため、本実施形態の光検出器１Ｄを用いて測距装置１００を構成しても、測距装置１００の測距精度を安定化させることができる。
［第５実施形態］
　第５実施形態の光検出器１Ｅは、基本構成は第１実施形態の光検出器１Ａと同様であり、第１実施形態と異なる点は、図７に示すように、検出部１０内の複数のＳＰＡＤ２が２つのグループ１０ａ、１０ｂに分けられている点である。
　そこで、本実施形態では、第１実施形態と同様の構成については、図面に同一符号を付与することで詳細な説明は省略し、第１実施形態との相違点について説明する。
　図７に示すように、検出部１０の２つのグループ１０ａ、１０ｂには、それぞれ、複数のＳＰＡＤ２と各ＳＰＡＤ２に接続されるクエンチング素子４及びパルス変換部６が設けられている。
　なお、検出部１０の各グループ１０ａ、１０ｂは、例えば、近接するＳＰＡＤ２同士が同一グループに属するように、検出部１０内でのＳＰＡＤ２の配置位置によって分けられている。
　また、本実施形態の光検出器１Ｅには、検出部１０の各グループ１０ａ、１０ｂに対応して、２つのモニタ用ＳＰＡＤ１２ａ、１２ｂと、各モニタ用ＳＰＡＤ１２ａ、１２ｂのアノードにそれぞれ接続される電流源１４ａ、１４ｂと、が備えられている。
　そして、駆動部２０には、モニタ用ＳＰＡＤ１２ａ、１２ｂのアノードの電位ＶＡａ、ＶＡｂを、それぞれ、逆バイアス電圧の負の電位－ＶＳＰＡＤとして、各グループ１０ａ、１０ｂの各ＳＰＡＤ２のアノードに印加する、バッファ回路２２ａ、２２ｂが設けられている。
　また、駆動部２０には、各グループ１０ａ、１０ｂ共通の電圧源２４が設けられている。これは、モニタ用ＳＰＡＤ１２ａ、１２ｂのカソードは、共に、モニタ用ＳＰＡＤ１２ａ、１２ｂへの通電経路の正極に接続されており、モニタ用ＳＰＡＤ１２ａ、１２ｂのカソードの電位ＶＣａ、ＶＣｂは同電位であるためである。
　そして、各グループ１０ａ、１０ｂのクエンチング素子４のＳＰＡＤ２とは反対側には、電圧源２４からの出力が、逆バイアス電圧の正の電位ＶＱ　として印加される。
　この結果、検出部１０内の各グループ１０ａ、１０ｂのＳＰＡＤ２には、各グループ１０ａ、１０ｂに対応するモニタ用ＳＰＡＤ１２ａ、１２ｂのブレイクダウン電圧に対応した逆バイアス電圧が印加されることになる。
　従って、本実施形態のように、検出部１０内の複数のＳＰＡＤ２をグループ分けしても、各グループ１０ａ、１０ｂに対応するモニタ用ＳＰＡＤ１２ａ、１２ｂを利用することで、各グループ１０ａ、１０ｂのＳＰＡＤ２を温度補償することができるようになる。このため、本実施形態の光検出器１Ｅを用いて測距装置１００を構成しても、測距装置１００の測距精度を安定化させることができる。
［第６実施形態］
　第６実施形態の光検出器１Ｆは、基本構成は第２実施形態の光検出器１Ｂと同様であり、第１実施形態と異なる点は、第５実施形態と同様、検出部１０内の複数のＳＰＡＤ２が２つのグループ１０ａ、１０ｂに分けられている点である。
　すなわち、図８に示すように、検出部１０の２つのグループ１０ａ、１０ｂには、それぞれ、複数のＳＰＡＤ２と各ＳＰＡＤ２に接続されるクエンチング素子４及びパルス変換部６が設けられている。
　また、本実施形態の光検出器１Ｆには、検出部１０の各グループ１０ａ、１０ｂに対応して、２つのモニタ用ＳＰＡＤ１２ａ、１２ｂと、各モニタ用ＳＰＡＤ１２ａ、１２ｂのカソードにそれぞれ接続される電流源１４ａ、１４ｂと、が備えられている。
　そして、駆動部２０には、モニタ用ＳＰＡＤ１２ａ、１２ｂのカソードの電位ＶＣａ、ＶＣｂを、それぞれ、逆バイアス電圧の正の電位ＶＳＰＡＤとして、各グループ１０ａ、１０ｂのＳＰＡＤ２のカソードに印加する、バッファ回路２６ａ、２６ｂが設けられている。
　また、駆動部２０には、各グループ１０ａ、１０ｂ共通の電圧源２８が設けられている。そして、各グループ１０ａ、１０ｂのクエンチング素子４のＳＰＡＤ２とは反対側には、電圧源２８からの出力が、バイアス電圧の負の電位－ＶＱ　として印加される。
　従って、本実施形態の光検出器１Ｆにおいても、第５実施形態の光検出器１Ｅと同様、検出部１０内の各グループ１０ａ、１０ｂのＳＰＡＤ２に、対応するモニタ用ＳＰＡＤ１２ａ、１２ｂのブレイクダウン電圧に対応した逆バイアス電圧が印加されることになる。
　よって、本実施形態の光検出器１Ｆにおいても、検出部１０内の各グループ１０ａ、１０ｂのＳＰＡＤ２を温度補償することができる。このため、本実施形態の光検出器１Ｆを用いて測距装置１００を構成しても、測距装置１００の測距精度を安定化させることができる。
［第７実施形態］
　第７実施形態の光検出器１Ｇは、基本構成は第１実施形態の光検出器１Ａと同様であり、第１実施形態と異なる点は、駆動部２０に、第１電位設定部として、各ＳＰＡＤ２のアノードに印加する電位－ＶＳＰＡＤを演算により設定する電位設定部４０を設けた点である。
　図９に示すように、電位設定部４０は、Ａ／Ｄコンバータ（以下ＡＤＣ）４２と、演算部としてのマイコン（以下ＭＣＵ）４４と、Ｄ／Ａコンバータ（以下ＤＡＣ）４６とにより構成されている。
　ＡＤＣ４２は、モニタ用ＳＰＡＤ１２のアノードの電位ＶＡ　をＡ／Ｄ変換して、ＭＣＵ４４に入力し、ＭＣＵ４４は、その入力された電位ＶＡ　のデジタルデータに基づき、各ＳＰＡＤ２のアノードに印加する電位－ＶＳＰＡＤを演算する。
　この演算には、モニタ用ＳＰＡＤ１２のアノードの電位ＶＡ　からモニタ用ＳＰＡＤ１２の温度を推定して、その推定した温度に応じて各ＳＰＡＤ２に印加する逆バイアス電圧を設定するのに要する、変換用マップが用いられる。
　この変換用マップは、モニタ用ＳＰＡＤ１２のブレイクダウン電圧の温度特性と、各ＳＰＡＤ２のブレイクダウン電圧の温度特性との特性のずれを吸収して、各ＳＰＡＤ２のアノードに印加する電位－ＶＳＰＡＤをより適正に設定できるように、予め設定されている。
　そして、ＭＣＵ４４にて演算された電位－ＶＳＰＡＤの演算結果は、ＤＡＣ４６に入力され、ＤＡＣ４６から各ＳＰＡＤ２のアノードへ、その演算結果に対応した電位－ＶＳＰＡＤが印加される。
　従って、本実施形態の光検出器１Ｇによれば、モニタ用ＳＰＡＤ１２の温度特性と、検出部１０内の各ＳＰＡＤ２の温度特性とが異なる場合であっても、各ＳＰＡＤ２を温度補償して、フォトンの検出感度が温度により変化するのを抑制できる。このため、本実施形態の光検出器１Ｇを用いて測距装置１００を構成しても、測距装置１００の測距精度を安定化させることができる。
　なお、図９に示すように、本実施形態の光検出器１Ｇにおいては、第１実施形態と同様、駆動部２０に、第２電位設定部として、モニタ用ＳＰＡＤ１２のカソードの電位ＶＣ　よりもエクセス電圧ＶＥＸだけ高い電位を設定する電圧源２４が設けられている。
　しかし、本実施形態では、電位設定部４０により、検出部１０内の各ＳＰＡＤ２のアノードの電位－ＶＳＰＡＤを任意に設定できるので、例えば、検出部１０のクエンチング素子４に印加する電位ＶＱ　を、モニタ用ＳＰＡＤ１２のカソードと同電位ＶＣ　に設定するようにしてもよい。
　つまり、このようにしても、検出部１０の各ＳＰＡＤ２には、その温度に対応した逆バイアス電圧を印加し、エクセス電圧ＶＥＸが変化することにより、フォトンの検出感度が変化するのを抑制できる。
［第８実施形態］
　第８実施形態の光検出器１Ｈは、基本構成は第２実施形態の光検出器１Ｂと同様であり、第２実施形態と異なる点は、駆動部２０に、第３電位設定部として、各ＳＰＡＤ２のカソードに印加する電位ＶＳＰＡＤを演算により設定する電位設定部５０を設けた点である。
　図１０に示すように、電位設定部５０は、第７実施形態の電位設定部４０と同様、ＡＤＣ５２と、演算部としてのＭＣＵ５４と、ＤＡＣ５６とにより構成されている。
　ＡＤＣ５２は、モニタ用ＳＰＡＤ１２のカソードの電位ＶＣ　をＡ／Ｄ変換して、ＭＣＵ５４に入力し、ＭＣＵ５４は、その入力された電位ＶＣ　のデジタルデータに基づき、各ＳＰＡＤ２のカソードに印加する電位ＶＳＰＡＤを演算する。
　この演算には、モニタ用ＳＰＡＤ１２のカソードの電位ＶＣ　からモニタ用ＳＰＡＤ１２の温度を推定して、その推定した温度に応じて各ＳＰＡＤ２に印加する逆バイアス電圧を設定するのに要する、変換用マップが用いられる。
　この変換用マップは、モニタ用ＳＰＡＤ１２のブレイクダウン電圧の温度特性と、各ＳＰＡＤ２のブレイクダウン電圧の温度特性との特性のずれを吸収して、各ＳＰＡＤ２のカソードに印加する電位ＶＳＰＡＤをより適正に設定できるように、予め設定されている。
　そして、ＭＣＵ４４にて演算された電位ＶＳＰＡＤの演算結果は、ＤＡＣ５６に入力され、ＤＡＣ５６から各ＳＰＡＤ２のカソードへ、その演算結果に対応した電位ＶＳＰＡＤが印加される。
　従って、本実施形態の光検出器１Ｈによれば、モニタ用ＳＰＡＤ１２の温度特性と、検出部１０内の各ＳＰＡＤ２の温度特性とが異なる場合であっても、各ＳＰＡＤ２を温度補償して、フォトンの検出感度が温度により変化するのを抑制できる。このため、本実施形態の光検出器１Ｈを用いて測距装置１００を構成しても、測距装置１００の測距精度を安定化させることができる。
　なお、図１０に示すように、本実施形態の光検出器１Ｈにおいては、第１実施形態と同様、駆動部２０に、第４電位設定部として、モニタ用ＳＰＡＤ１２のアノードの電位ＶＡ
　よりもエクセス電圧ＶＥＸだけ低い電位を設定する電圧源２４が設けられている。
　しかし、本実施形態では、電位設定部５０により、検出部１０内の各ＳＰＡＤ２のカソードの電位ＶＳＰＡＤを任意に設定できるので、例えば、検出部１０のクエンチング素子４に印加する電位－ＶＱ　を、モニタ用ＳＰＡＤ１２のカソードと同電位ＶＣ　に設定するようにしてもよい。
　つまり、このようにしても、検出部１０の各ＳＰＡＤ２には、その温度に対応した逆バイアス電圧を印加し、エクセス電圧ＶＥＸが変化することにより、フォトンの検出感度が変化するのを抑制できる。
［第９実施形態］
　第９実施形態の光検出器１Ｉは、基本構成は第７実施形態の光検出器１Ｇと同様であり、第７実施形態と異なる点は、電位設定部４０が、ＳＰＡＤ２とクエンチング素子４との直列回路の両端に印加する正・負の電位ＶＱ　、－ＶＳＰＡＤを、演算により設定する点である。
　すなわち、図１１に示すように、本実施形態の電位設定部４０は、ＡＤＣ４２と、ＭＣＵ４８と、ＤＡＣ４６とを備え、ＭＣＵ４８が、ＡＤＣ４２から入力されるモニタ用ＳＰＡＤ１２のアノードの電位ＶＡ　に基づき、正・負の電位ＶＱ　、－ＶＳＰＡＤを演算する。
　なお、この演算には、モニタ用ＳＰＡＤ１２のアノードの電位ＶＡ　から温度を推定して、ＳＰＡＤ２の温度に対応した電位ＶＱ　、－ＶＳＰＡＤを求めることができるように予め設定された変換用マップが用いられる。
　そして、ＭＣＵ４８にて演算された電位－ＶＳＰＡＤの演算結果は、ＤＡＣ４６に入力され、ＤＡＣ４６から各ＳＰＡＤ２のアノードへ、その演算結果に対応した電位－ＶＳＰＡＤが印加される。
　また、駆動部２０には、電圧源２４に代えて、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）４９が設けられており、ＭＣＵ４８にて演算された電位ＶＱ　の演算結果は、ＤＡＣ４９に入力される。そして、ＤＡＣ４９は、その演算結果に対応した電位ＶＱ　を、クエンチング素子４のＳＰＡＤ２とは反対側に印加する。
　従って、本実施形態の光検出器１Ｉによれば、第７実施形態の光検出器１Ｇと同様、モニタ用ＳＰＡＤ１２の温度特性と、検出部１０内の各ＳＰＡＤ２の温度特性とが異なる場合であっても、各ＳＰＡＤ２を温度補償することができる。このため、本実施形態の光検出器１Ｉを用いて測距装置１００を構成しても、測距装置１００の測距精度を安定化させることができる。
　また、本実施形態の光検出器１Ｉにおいては、演算部としてのＭＣＵ４８が、モニタ用ＳＰＡＤ１２のアノードの電位ＶＡ　に基づき、正負の電位ＶＱ　、－ＶＳＰＡＤを設定することから、逆バイアス電圧を設定するための回路構成を簡単にすることができる。
［第１０実施形態］
　第１０実施形態の光検出器１Ｊは、基本構成は第８実施形態の光検出器１Ｈと同様であり、第８実施形態と異なる点は、電位設定部５０が、ＳＰＡＤ２とクエンチング素子４との直列回路の両端に印加する正・負の電位ＶＳＰＡＤ、－ＶＱを演算により設定する点である。
　すなわち、図１２に示すように、本実施形態の電位設定部５０は、ＡＤＣ５２と、ＭＣＵ５８と、ＤＡＣ５６とを備え、ＭＣＵ５８が、ＡＤＣ５２から入力されるモニタ用ＳＰＡＤ１２のカソードの電位ＶＣ　に基づき、正・負の電位ＶＳＰＡＤ、－ＶＱ　を演算する。
　なお、この演算には、モニタ用ＳＰＡＤ１２のカソードの電位ＶＡ　から温度を推定して、ＳＰＡＤ１２の温度に対応した電位ＶＳＰＡＤ、－ＶＱ　を求めることができるように予め設定された変換用マップが用いられる。
　そして、ＭＣＵ４８にて演算された電位ＶＳＰＡＤの演算結果は、ＤＡＣ５６に入力され、ＤＡＣ５６から各ＳＰＡＤ２のカソードへ、その演算結果に対応した電位ＶＳＰＡＤが印加される。
　また、駆動部２０には、電圧源２８に代えて、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）５９が設けられており、ＭＣＵ５８にて演算された電位－ＶＱ　の演算結果は、ＤＡＣ４９に入力される。そして、ＤＡＣ４９は、その演算結果に対応した電位－ＶＱ　を、クエンチング素子４のＳＰＡＤ２とは反対側に印加する。
　従って、本実施形態の光検出器１Ｊによれば、第８実施形態の光検出器１Ｈと同様、モニタ用ＳＰＡＤ１２の温度特性と、検出部１０内の各ＳＰＡＤ２の温度特性とが異なる場合であっても、各ＳＰＡＤ２を温度補償することができる。このため、本実施形態の光検出器１Ｊを用いて測距装置１００を構成しても、測距装置１００の測距精度を安定化させることができる。
　また、本実施形態の光検出器１Ｊにおいては、演算部としてのＭＣＵ５８が、モニタ用ＳＰＡＤ１２のカソードの電位ＶＣ　に基づき、正負の電位ＶＳＰＡＤ、－ＶＱ　を設定することから、逆バイアス電圧を設定するための回路構成を簡単にすることができる。
　以上、本開示を実施するための形態について説明したが、本開示は上述の実施形態に限定されることなく、種々変形して実施することができる。
　例えば、図２に示した第１実施形態の光検出器１Ａ及びその変形例である第３、第５実施形態の光検出器１Ｃ及び１Ｅには、検出部１０内のＳＰＡＤ２のアノードに、モニタ用ＳＰＡＤ１２のアノードの電位ＶＡ　を印加する、バッファ回路２２が備えられている。
　バッファ回路は、一般に、増幅率「１」の増幅回路にて構成され、出力端子の電位は入力端子の電位と一致する。
　このため、上記実施形態において、バッファ回路２２を、増幅率「１」の増幅回路にて構成すれば、検出部１０内のＳＰＡＤ２のアノードに、モニタ用ＳＰＡＤ１２のアノードの電位ＶＡ　を、逆バイアス電圧の負の電位－ＶＳＰＡＤとして印加することができる。
　しかし、このようにすると、検出部１０内のＳＰＡＤ２には、常に、モニタ用ＳＰＡＤ１２のブレイクダウン電圧ＶＢＤよりも大きい逆バイアス電圧が印加されることになる。
　このため、温度変化によってモニタ用ＳＰＡＤ１２のブレイクダウン電圧ＶＢＤが上昇しすぎると、検出部１０内のＳＰＡＤ２に印加される逆バイアス電圧が過電圧となり、ＳＰＡＤ２が劣化することが考えられる。
　そこで、バッファ回路２２は、図１３に示すように、ブレイクダウン電圧ＶＢＤが閾値電圧ＶＢＤｔｈ以上になると、ブレイクダウン電圧ＶＢＤが閾値電圧ＶＢＤｔｈであるときのモニタ用ＳＰＡＤ１２のアノードの電位ＶＡ　を出力するよう構成してもよい。
　このようにすれば、モニタ用ＳＰＡＤ１２のブレイクダウン電圧ＶＢＤが閾値電圧ＶＢＤｔｈ以上であるときに、逆バイアス電圧の負の電位－ＶＳＰＡＤを、ブレイクダウン電圧ＶＢＤが閾値電圧ＶＢＤｔｈであるときのモニタ用ＳＰＡＤ１２のアノードの電位ＶＡ
　に固定できる。
　従って、図１３に点線で示すように、温度変化によって逆バイアス電圧の負の電位－ＶＳＰＡＤが低くなりすぎ、検出部１０内のＳＰＡＤ２に印加される逆バイアス電圧が過電圧になって、ＳＰＡＤ２が劣化するのを抑制できる。
　また、モニタ用ＳＰＡＤ１２のブレイクダウン電圧ＶＢＤが閾値電圧ＶＢＤｔｈよりも低いときには、上記実施形態と同様、モニタ用ＳＰＡＤ１２のアノードの電位ＶＡ　を、逆バイアス電圧の負の電位－ＶＳＰＡＤとして出力して、ＳＰＡＤ２を温度補償することができる。
　一方、図３に示した第２実施形態の光検出器１Ｂ及びその変形例である第４、第６実施形態の光検出器１Ｄ及び１Ｆにおいても、バッファ回路２６は、増幅率「１」の増幅回路にて構成してもよく、図１４に示す特性を有する回路構成にしてもよい。
　つまり、バッファ回路２６を増幅率「１」の増幅回路にて構成すれば、検出部１０内のＳＰＡＤ２のカソードに、モニタ用ＳＰＡＤ１２のカソードの電位ＶＣ　を、逆バイアス電圧の正の電位ＶＳＰＡＤとして印加することができる。
　しかし、このようにすると、温度変化によってモニタ用ＳＰＡＤ１２のブレイクダウン電圧ＶＢＤが上昇したときに、検出部１０内のＳＰＡＤ２に印加される逆バイアス電圧が過電圧となり、ＳＰＡＤ２が劣化することが考えられる。
　このため、バッファ回路２６は、図１４に示すように、ブレイクダウン電圧ＶＢＤが閾値電圧ＶＢＤｔｈ以上になると、ブレイクダウン電圧ＶＢＤが閾値電圧ＶＢＤｔｈであるときのモニタ用ＳＰＡＤ１２のカソードの電位ＶＣ　を出力するよう構成してもよい。
　このようにすれば、モニタ用ＳＰＡＤ１２のブレイクダウン電圧ＶＢＤが閾値電圧ＶＢＤｔｈ以上であるときに、逆バイアス電圧の正の電位ＶＳＰＡＤを、ブレイクダウン電圧ＶＢＤが閾値電圧ＶＢＤｔｈであるときのモニタ用ＳＰＡＤ１２のカソードの電位ＶＣ　に固定できる。
　従って、図１４に点線で示すように、温度変化によって逆バイアス電圧の正の電位ＶＳＰＡＤが高くなりすぎ、検出部１０内のＳＰＡＤ２に印加される逆バイアス電圧が過電圧になって、ＳＰＡＤ２が劣化するのを抑制できる。
　また、モニタ用ＳＰＡＤ１２のブレイクダウン電圧ＶＢＤが閾値電圧ＶＢＤｔｈよりも低いときには、上記実施形態と同様、モニタ用ＳＰＡＤ１２のカソードの電位ＶＣ　を、逆バイアス電圧の正の電位ＶＳＰＡＤとして出力して、ＳＰＡＤ２を温度補償することができる。
　なお、バッファ回路２２、２６を、図１３、１４に示す特性で動作させるには、例えば、バッファ回路２２、２６を、増幅率が「１」で、モニタ用ＳＰＡＤ１２のブレイクダウン電圧ＶＢＤが閾値電圧ＶＢＤｔｈ以上となると飽和する、増幅回路にて構成してもよい。
　また、例えば、バッファ回路２２、２６は、増幅率が「１」の増幅回路と、この増幅回路からの出力が、モニタ用ＳＰＡＤ１２のブレイクダウン電圧ＶＢＤが閾値電圧ＶＢＤｔｈであるときの電位以上になると、出力をその電位に保持する保持回路と、で構成してもよい。
　次に、上記各実施形態では、検出部１０には、複数のＳＰＡＤ２が設けられるものとして説明したが、検出部１０に一つのＳＰＡＤ２が設けられる場合であっても、上記のように構成することで、検出部１０の検出感度が温度によって変化するのを抑制できる。
　また、上記各実施形態では、モニタ用ＳＰＡＤ１２に、光が入射するのを阻止する遮光膜１３が設けられるものとして説明したが、必ずしも遮光膜１３を設ける必要はなく、例えば、モニタ用ＰＡＤ１２の配置によって光が入射するのを抑制するようにしてもよい。
　また、上記実施形態における１つの構成要素が有する複数の機能を、複数の構成要素によって実現したり、１つの構成要素が有する１つの機能を、複数の構成要素によって実現したりしてもよい。また、複数の構成要素が有する複数の機能を、１つの構成要素によって実現したり、複数の構成要素によって実現される１つの機能を、１つの構成要素によって実現したりしてもよい。また、上記実施形態の構成の一部を省略してもよい。また、上記実施形態の構成の少なくとも一部を、他の上記実施形態の構成に対して付加又は置換してもよい。

Claims (14)

  1. 　測距用の信号光を出射する発光部（８０）と、
    　前記信号光を検出する光検出器（１，１Ａ～１Ｊ）と、
    　前記発光部から前記信号光を出射させると共に、該出射させた前記信号光が物体で反射して前記光検出器にて検出されるまでの時間を計測し、該計測した時間に基づき前記物体までの距離を算出するよう構成された測距部（９０）と、
    　を備え、
    　前記光検出器は、
    　ガイガーモードで動作可能なアバランシェフォトダイオードである検出用ＳＰＡＤ（２）と、該検出用ＳＰＡＤに直列接続され、フォトンの入射により前記検出用ＳＰＡＤがブレイクダウンしてガイガー放電するのを停止させるクエンチング素子（４）とを備え、前記検出用ＳＰＡＤと前記クエンチング素子との接続点から前記フォトンの検出信号を出力するように構成された検出部（１０）と、
    　前記検出用ＳＰＡＤと同様の特性を有するモニタ用ＳＰＡＤ（１２）と、
    　前記モニタ用ＳＰＡＤに定電流を供給してガイガーモードで動作させる電流源（１４）と、
    　前記モニタ用ＳＰＡＤの両端の電位、若しくは、前記モニタ用ＳＰＡＤの前記電流源側の電位に基づき、前記検出部における前記検出用ＳＰＡＤと前記クエンチング素子との直列回路の両端の電位をそれぞれ設定して、前記直列回路に印加する駆動部（２０）と、
    　を備えている、測距装置。
  2. 　前記光検出器において、
    　前記検出部における前記直列回路は、前記検出用ＳＰＡＤのカソードに前記クエンチング素子を接続することにより構成されており、
    　前記駆動部は、
    　前記モニタ用ＳＰＡＤのアノードの電位に基づき、前記検出用ＳＰＡＤのアノードの電位を設定する第１電位設定部（２２，４０）と、
    　前記モニタ用ＳＰＡＤのカソードの電位に基づき、前記クエンチング素子の前記検出用ＳＰＡＤとは反対側の電位を設定する第２電位設定部（２４）と、
    　を備えた、請求項１に記載の測距装置。
  3. 　前記第１電位設定部は、前記モニタ用ＳＰＡＤのアノードの電位を前記検出用ＳＰＡＤのアノードに印加するバッファ回路にて構成され、
    　前記第２電位設定部は、前記モニタ用ＳＰＡＤのカソードの電位を所定のエクセス電圧だけ上昇させて、前記クエンチング素子の前記検出用ＳＰＡＤとは反対側に印加する電圧源にて構成されている、請求項２に記載の測距装置。
  4. 　前記バッファ回路は、前記モニタ用ＳＰＡＤのブレイクダウン電圧が閾値電圧よりも低いときに前記モニタ用ＳＰＡＤのアノードの電位を出力し、前記ブレイクダウン電圧が前記閾値電圧以上であるときには、前記ブレイクダウン電圧が前記閾値電圧であるときの前記モニタ用ＳＰＡＤのアノードの電位を出力するよう構成されている、請求項３に記載の測距装置。
  5. 　前記第１電位設定部は、前記モニタ用ＳＰＡＤのアノードの電位に基づき、前記検出用ＳＰＡＤのアノードに印加する電位を演算する演算部（４４）を備えている、請求項２に記載の測距装置。
  6. 　前記光検出器において、
    　前記検出部における前記直列回路は、前記検出用ＳＰＡＤのカソードに前記クエンチング素子を接続することにより構成されており、
    　前記駆動部は、前記モニタ用ＳＰＡＤのアノードの電位に基づき、前記直列回路の両端に印加する電位をそれぞれ演算する演算部（４８）を備えている、請求項１に記載の測距装置。
  7. 　前記検出部において、前記直列回路は、前記検出用ＳＰＡＤのアノードに前記クエンチング素子を接続することにより構成されており、
    　前記駆動部は、
    　前記モニタ用ＳＰＡＤのカソードの電位に基づき、前記検出用ＳＰＡＤのカソードの電位を設定する第３電位設定部（２６，５０）と、
    　前記モニタ用ＳＰＡＤのアノードの電位に基づき、前記クエンチング素子の前記検出用ＳＰＡＤとは反対側の電位を設定する第４電位設定部（２８）と、
    　を備えた、請求項１に記載の測距装置。
  8. 　前記第３電位設定部は、前記モニタ用ＳＰＡＤのカソードの電位を前記検出用ＳＰＡＤのカソードに印加するバッファ回路（２６）にて構成され、
    　前記第４電位設定部は、前記モニタ用ＳＰＡＤのアノードの電位を所定のエクセス電圧だけ低下させて、前記クエンチング素子の前記検出用ＳＰＡＤとは反対側に印加する電圧源（２８）にて構成されている、請求項７に記載の測距装置。
  9. 　前記バッファ回路は、前記モニタ用ＳＰＡＤのブレイクダウン電圧が閾値電圧よりも低いときに前記モニタ用ＳＰＡＤのカソードの電位を出力し、前記ブレイクダウン電圧が前記閾値電圧以上であるときには、前記ブレイクダウン電圧が前記閾値電圧であるときの前記モニタ用ＳＰＡＤのカソードの電位を出力するよう構成されている、請求項８に記載の測距装置。
  10. 　前記第３電位設定部は、前記モニタ用ＳＰＡＤのカソードの電位に基づき、前記検出用ＳＰＡＤのカソードに印加する電位を演算する演算部（５４）を備えている、請求項７に記載の測距装置。
  11. 　前記検出部において、前記直列回路は、前記検出用ＳＰＡＤのアノードに前記クエンチング素子を接続することにより構成されており、
    　前記駆動部は、前記モニタ用ＳＰＡＤのカソードの電位に基づき、前記直列回路の両端に印加する電位をそれぞれ演算する演算部（５８）を備えている、請求項１に記載の測距装置。
  12. 　前記モニタ用ＳＰＡＤは、遮光され、ノイズによりブレイクダウンするよう構成されている、請求項１～請求項１１の何れか１項に記載の測距装置。
  13. 　前記電流源により形成される前記モニタ用ＳＰＡＤへの通電経路を導通させて、前記モニタ用ＳＰＡＤと前記電流源との間の電位を保持し、前記検出部に出力するサンプルホールド回路（３０）、
    　を備えている、請求項１～請求項１２の何れか１項に記載の測距装置。
  14. 　前記検出部は、前記検出信号を出力するための前記直列回路を複数備え、
    　前記モニタ用ＳＰＡＤ、及び、前記電流源は、前記検出部内の複数の前記直列回路を複数にグループ分けしたグループ毎に設けられ、
    　前記駆動部は、前記複数の直列回路の両端に印加する電位を、前記グループ毎に、前記モニタ用ＳＰＡＤの両端もしくは一端の電位に基づき設定するよう構成されている、請求項１～請求項１３の何れか１項に記載の測距装置。
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