WO2019207700A1 - 増幅器 - Google Patents

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修一 坂田
新庄　真太郎
圭吾 中谷
山中　宏治
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三菱電機株式会社
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    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier

Definitions

  • the present invention relates to a Doherty amplifier.
  • Non-Patent Document 1 discloses a conventional Doherty amplifier.
  • the conventional Doherty amplifier includes an input terminal, an output terminal, a carrier amplifier, a peak amplifier, a load modulation line having an electrical length of 90 degrees connected to the output terminal of the carrier amplifier, and an electrical length of 180 degrees connected to the output terminal of the peak amplifier.
  • Modulation line having integer (n) times
  • output combiner for combining output power of load modulation line and output power of frequency compensation line
  • output matching circuit connected to output combiner and output terminal
  • carrier amplifier Are provided with an input phase adjustment line having an electrical length difference (180 ° ⁇ n ⁇ 90 °) between the load modulation line and the frequency compensation line, and an input distributor for distributing the input signal.
  • each of the carrier amplifier and the peak amplifier includes a transistor, an output matching circuit, and an input matching circuit.
  • the output impedance when the peak amplifier output terminal side is viewed from the output terminal of the carrier amplifier is open during the back-off operation when the peak amplifier operation is stopped.
  • the peak amplifier side of the device is equivalent to an open stub having an integer (n) times the electrical length of 180 degrees. Since this equivalent open stub works in a direction to cancel the frequency dependence caused by the output matching circuit, broadband matching is realized.
  • the load modulation line having an electrical length of 90 degrees
  • the frequency compensation line having an integer (n) times the electrical length of 180 degrees
  • the load modulation line having an integer (n) times the electrical length of 180 degrees
  • the load modulation line having an integer (n) times the electrical length of 180 degrees
  • the load modulation line having an integer (n) times the electrical length of 180 degrees
  • the load modulation line having an integer (n) times the electrical length of 180 degrees
  • the load modulation line the frequency compensation line
  • an input phase adjustment line having an electrical length of 180 ° ⁇ n ⁇ 90 ° is necessary, and there is a problem that the circuit size is increased.
  • the Doherty amplifier of the present invention includes a carrier amplifier transistor, a peak amplifier transistor, a transmission line connected between an output terminal of the carrier amplifier transistor and an output terminal of the peak amplifier transistor, and a peak amplifier transistor. It is connected in parallel to the output terminal and connected to the output terminal and transmission line of the peak amplifier transistor and the output load, and the impedance of the output load is lower than that of the output load. And an output matching circuit for converting to
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to obtain an amplifier capable of widening the Doherty operation without increasing the circuit size.
  • FIG. 6 is a diagram showing the frequency dependence of reflection characteristics (dB ( ⁇ 2, BO ))) when the output load side is viewed from the current source 31 of the carrier amplifier transistor during backoff in the Doherty amplifier according to Embodiment 1 of the present invention. is there. It is a figure explaining the impedance at the time of the saturation operation in which the peak amplifier is operating in the wideband Doherty amplifier according to the first embodiment of the present invention.
  • the frequency dependence of the reflection characteristic seen from the current source 31 of the carrier amplifier transistor when viewed from the output matching circuit 13 at the time of backoff is changed by changing the characteristic impedance of the open stub 12. It is the calculated figure.
  • the output matching circuit 13 side is viewed from the current source 31 of the carrier amplifier transistor during backoff when the electrical length of the open stub 12 is 325 ° and 345 °. It is a figure which shows the frequency dependence of a reflective characteristic.
  • the output matching circuit 13 side is viewed from the current source 31 of the carrier amplifier transistor during backoff when the electrical length of the open stub 12 is 375 ° and 395 °. It is a figure which shows the frequency dependence of a reflective characteristic. It is a figure which shows the example of the short stub in the Doherty amplifier which concerns on Embodiment 1 of this invention.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of a Doherty amplifier according to Embodiment 1 of the present invention.
  • a Doherty amplifier according to Embodiment 1 of the present invention includes a high frequency signal input terminal 1, a high frequency signal output terminal 2, a carrier amplifier transistor 3, a peak amplifier transistor 4, an input distributor 5, a carrier amplifier input matching circuit 6, Input phase adjustment line 7, peak amplifier input matching circuit, carrier amplifier transistor drain terminal 9 (an example of carrier amplifier transistor drain terminal), load modulation line 10 (an example of transmission line), peak amplifier transistor drain A terminal 11 (an example of an output terminal of a peak amplifier transistor, also referred to as an output synthesis point), an open stub 12 (an example of a stub), and an output matching circuit 13 are provided.
  • the input terminal 1 is a terminal to which the input signal of this Doherty amplifier is input.
  • the input terminal 1 is connected to the input distributor 5.
  • a WCDMA ⁇ ⁇ (Wideband ⁇ Code Division Multiple Access) ⁇ signal or LTE (Long Term Evolution) signal or a wide peak-to-average power ratio (Peak-to-Average Power Ratio: PAPR) is used as an input signal. Entered.
  • the output terminal 2 is a terminal that is connected to an output load and outputs an output signal amplified by the Doherty amplifier.
  • the output terminal 2 is connected to the output matching circuit 13.
  • the carrier amplifier transistor 3 is a transistor that amplifies an input signal input from the input terminal 2 at the time of backoff.
  • the carrier amplifier transistor 3 has an output capacitance regardless of whether it is intrinsic or parasitic.
  • the carrier amplifier transistor 3 is generally biased to class A or class AB.
  • the carrier amplifier transistor 3 may be a bipolar transistor, a field effect transistor (FET) or the like.
  • the peak amplifier transistor 4 is a transistor that does not operate at the time of back-off, operates at the time of saturation, and amplifies an input signal input from the input terminal 2 at the time of saturation.
  • the peak amplifier transistor 4 has an output capacitance regardless of whether it is intrinsic or parasitic.
  • the peak amplifier transistor 4 is generally biased to class C.
  • the peak amplifier transistor 4 may be a bipolar transistor, a field effect transistor (FET) or the like.
  • the input divider 5 is a divider that divides the input signal into two and outputs the divided signal to the carrier amplifier transistor 3 and the peak amplifier transistor 4.
  • the input distributor 5 is a Wilkinson distributor.
  • the carrier amplifier input matching circuit 6 is a matching circuit that performs input matching of the carrier amplifier transistor 3.
  • the carrier amplifier input matching circuit 6 may be a low-pass filter type matching circuit, a high-pass type matching circuit, a band-pass type matching circuit or the like composed of a series inductor and a parallel capacitor.
  • the input phase adjustment line 7 is a line for adjusting the phase of the signal input to the peak amplifier transistor 4 with respect to the carrier amplifier transistor 3.
  • the input phase adjustment line 7 is a microstrip line.
  • the peak amplifier input matching circuit 8 is a matching circuit that performs input matching of the peak amplifier transistor 4.
  • the peak amplifier input matching circuit 6 may be a low-pass filter type matching circuit, a high-pass type matching circuit, a band-pass type matching circuit, or the like composed of a series inductor and a parallel capacitor.
  • the drain terminal 9 of the carrier amplifier transistor is an output terminal of the carrier amplifier transistor 3.
  • the drain terminal 9 of the carrier amplifier transistor is a terminal directly connected to the carrier amplifier transistor without passing through an output matching circuit for the carrier amplifier transistor 3 or the like.
  • the load modulation line 10 is a line for performing load modulation of the carrier amplifier transistor 3 in the Doherty amplifier.
  • the load modulation line 10 is directly connected to the drain terminal 9 of the carrier amplifier transistor and the drain terminal of the peak amplifier transistor 4.
  • the load modulation line 10 has an electrical length of less than 90 °, and its characteristic impedance is greater than the output resistance of the carrier amplifier transistor 3.
  • the load modulation line 10 is a micro trip line.
  • the drain terminal 11 of the peak amplifier transistor is an output terminal of the peak amplifier transistor 4.
  • the drain terminal 11 of the peak amplifier transistor is a terminal directly connected to the peak amplifier transistor 4 without passing through an output matching circuit for the peak amplifier transistor 4 or the like.
  • the open stub 12 is a stub that is directly connected in parallel to the drain terminal 11 of the peak amplifier transistor.
  • the open stub 12 has an electrical length that is an integral multiple of 90 ° at the operating frequency, and has both inductive and capacitive characteristics in the operating frequency band.
  • the open stub 12 has a frequency that is open in the used frequency band. For example, as the open stub 12, an open stub having an integral multiple of 180 ° or a short stub having an integral multiple of 90 ° is used instead of the open stub.
  • the output matching circuit 13 is a matching circuit that transforms the output load connected to the output terminal 2 to an impedance lower than that of the output load.
  • the output matching circuit 13 converts the output load 50 ⁇ into an impedance lower than 50 ⁇ so that the impedance when the output terminal 2 side is viewed from the drain terminal 11 of the peak amplifier transistor is both inductive and capacitive in the operating frequency band. To do.
  • the operation of the Doherty amplifier according to the first embodiment will be described.
  • the operation will be described separately for back-off operation and saturation operation.
  • the high frequency signal input from the input terminal 1 is distributed by the input distributor 5.
  • the signal distributed to the carrier amplifier side is amplified by the carrier amplifier transistor 3 and output to the drain terminal 9 of the carrier amplifier transistor 3.
  • the signal distributed to the peak amplifier side is reflected or absorbed by the peak amplifier transistor 4 because the peak amplifier is not operating, and no signal is output to the drain terminal 11 of the peak amplifier transistor 4.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram for explaining the principle of the load modulation line 10 in the Doherty amplifier according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the lower transmission lines ( ⁇ c1 , Z c1 ) in FIG. 2 correspond to the load modulation line 10, and C 1 corresponds to the output capacitance of the carrier amplifier transistor 3 and the peak amplifier transistor 4.
  • the transmission line (Z c ) having an electrical length of 90 degrees can be equivalently expressed by a circuit composed of a parallel capacitor and a transmission line.
  • the characteristic impedance of the 90-degree electric line is Z C
  • the electric length and characteristic impedance of the transmission line are ⁇ C1 and Z C1
  • the value of the parallel capacitor is C 1
  • ⁇ C1 and Z C1 is represented by the following formula.
  • the load modulation line 10 having an electrical length of less than 90 ° is equivalent to a line having an electrical length of 90 ° in consideration of the output capacity of the carrier amplifier transistor 3 and the output capacity of the peak amplifier transistor 4. It means that it can be seen.
  • the characteristic impedance Z c of the equivalent transmission line, the characteristic impedance of the load modulation line 10 becomes lower than Z c1.
  • the output capacitance of the transistor can be divided into an intrinsic capacitance and a parasitic capacitance, but when the parasitic capacitance is large, the output capacitance is almost equal to the parasitic capacitance.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram showing an output portion of the Doherty amplifier according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the carrier amplifier transistor 3 is equivalently represented by an output impedance (R opt ) at saturation, a current source 31, and an output capacitance 32.
  • R opt output impedance
  • FIG. 3 when the output capacitance 32 of the transistor is used and connected by a transmission line having an electrical length ⁇ C1 of less than 90 degrees and a characteristic impedance Z C1 , the inside of the carrier amplifier transistor 3 and the peak amplifier transistor 4 This is equivalent to connecting the carrier amplifier transistor 3 and the peak amplifier transistor 4 with a 90-degree electric line necessary for Doherty operation.
  • the Doherty operation can be performed using the load modulation line 10 having an electrical length of less than 90 degrees between the transistors.
  • FIG. 4 is an equivalent circuit diagram for explaining the operation during the back-off operation of the Doherty amplifier according to Embodiment 1 of the present invention. Since the open stub 12 and the load modulation line 10 having an electrical length of less than 90 degrees are connected to the drain terminal 11 of the peak amplifier transistor 4, the output capacity 42 of the peak amplifier transistor 4 is changed to a peak amplifier as shown in FIG. Even if it is moved from the output side of the transistor 4 for output to the output side of the transistor 3 for carrier amplifier, both are electrically equivalent.
  • the impedance when the peak amplifier transistor 4 is viewed from the drain terminal 11 of the peak amplifier transistor is open (open). Since the peak amplifier transistor 4 is negligible at the time of backoff, when there is no open stub 12, the impedance (Z0) seen from the output matching point (here, the drain terminal 11 of the peak amplifier transistor) and the output matching circuit 13 The impedance (Z 1, BO ) when the output matching circuit 13 is viewed from the output terminal (corresponding to 11a in FIG. 4) of the load modulation line 10 is equivalent.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining impedance transformation during the back-off operation of the Doherty amplifier according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the Smith chart of FIG. 5 is standardized at 50 ⁇ . Since the output matching circuit 13 transforms the output load 50 ⁇ to an impedance lower than the output load 50 ⁇ , as shown in FIG. 5, the impedance expecting the output load side from the output synthesis point (the drain terminal 11 of the peak amplifier transistor 3). Z 0 is capacitive on the low frequency side, becomes inductive on the high frequency side, and becomes R opt / 2 at the center frequency of the used frequency band.
  • the open stub 12 (here, an open stub having an electrical length of 180 °) is capacitive on the high frequency side in the operating frequency band and inductive on the low frequency side, so that the output terminal (11a in FIG. 4) of the load modulation line 10 ),
  • the impedance Z 1, BO viewed from the side of the open stub 12 and the output matching circuit 13 is compensated for frequency characteristics by the open stub 12, and is closer to the center of the Smith chart than Z 0 as shown in FIG. In this way, the open stub 12 can increase the bandwidth.
  • the load modulation line 10 forms a 90 ° line together with the output capacitance 32 of the carrier amplifier transistor 3 and the output capacitance 42 of the peak amplifier transistor 4, the load modulation line 10 Z 1, BO is converted into Z 2, BO (impedance when the load modulation line 10 side is viewed from the current source 31 of the carrier amplifier transistor).
  • the frequency characteristics of Z 2 and BO are reduced.
  • the impedance is open at the center frequency, capacitive on the high frequency side, and capacitive on the low frequency side. Since it becomes inductive, the frequency dependence added by the output matching circuit 13 can be compensated, so that wideband characteristics can be realized.
  • FIG. 6 is a diagram showing a change in impedance when the electrical length of the open stub 12 is changed to 0 degrees, 180 degrees, and 360 degrees in the Doherty amplifier according to Embodiment 1 of the present invention. As shown in FIG. 8, by increasing the electrical length, the correction amount can be increased, and the broadband property is expanded.
  • FIG. 7 shows the frequency dependence of the reflection characteristic (dB ( ⁇ 2, BO ))) as seen from the output load side from the current source 31 of the carrier amplifier transistor during back-off in the Doherty amplifier according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 shows the reflection characteristics when normalized with 2R opt . From FIG. 7, it can be seen that widening can be expanded by increasing the electrical length of the open stub 12.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining the impedance during the saturation operation in which the peak amplifier is operating in the wideband Doherty amplifier according to the first embodiment of the present invention.
  • the characteristic impedance (see FIGS. 2 and 3) of the transmission line equivalently composed of the load modulation line 10, the output capacity 32 of the carrier amplifier transistor, and the output capacity 42 of the peak amplifier transistor is equal to Ropt .
  • FIG. 9 is a diagram for explaining impedance transformation during the saturation operation in the Doherty amplifier according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the Smith chart of FIG. 9 is standardized at 50 ⁇ .
  • the output matching circuit 13, Z 0 is designed to be low impedance R opt than 50 ⁇ at the center frequency. Since it is denatured to an impedance lower than 50 ⁇ , Z 0 is inductive on the high frequency side and capacitive on the low frequency side.
  • the open stub 12 has an open impedance at the center frequency, capacitive at the high frequency side, and inductive at the low frequency side, as in the back-off operation. Therefore, the frequency dependence of Z 0 , which is inductive on the high frequency side and capacitive on the low frequency side, can be compensated , and the frequency dependence of Z 1 and sat becomes small.
  • the impedance (Z 2, sat ) for which an output load is expected from the current source 31 of the carrier amplifier transistor is impedance-converted by the load modulation line 10 and the output capacitors 32 and 42, but the frequency dependence is reduced . Since sat is converted , the frequency dependence of Z 2, sat is also reduced.
  • the impedance (Z 2, sat ) from the current source 31 of the carrier amplifier transistor as viewed from the output matching circuit 13 side and the impedance from the current source 41 from the peak amplifier transistor as viewed from the output matching circuit 13 side. (Z 3, sat ) is less dependent on frequency due to the presence of the open stub 12. This is because the open stub 12 compensates for the frequency characteristic of the impedance that is generated when the output matching circuit 13 impedance-converts the output load 50 ⁇ .
  • the open stub 12 is inductive on the low frequency side in the operating frequency band and capacitive on the high frequency side. Therefore, the open stub 12 compensates for the frequency characteristic generated by the output matching circuit 13 performing impedance conversion.
  • broadband matching can be realized in both the carrier amplifier transistor 3 and the peak amplifier transistor 4 during the saturation operation.
  • FIG. 10 shows the matching from the current source 31 of the carrier amplifier transistor when saturated when the electrical length of the open stub 12 is changed to 0 degrees, 180 degrees, and 360 degrees in the Doherty amplifier according to the first embodiment of the present invention. It is a figure explaining the frequency dependence of the reflection characteristic (dB (( GAMMA ) 2, sat )) which looked at the circuit 13 side.
  • FIG. 10 shows the reflection characteristics when normalized by R opt . From FIG. 10, it can be seen that widening can be expanded by increasing the electrical length of the open stub.
  • the broadband Doherty amplifier of the present invention can eliminate the output matching circuit for the carrier amplifier and the output matching circuit for the peak amplifier, which are necessary for the conventional Doherty amplifier, as compared with the conventional Doherty amplifier (non-patent document).
  • n is an integer.
  • the open stub 12 is connected in parallel (shunt) to the peak amplifier transistor 4, the electrical length of the input phase adjustment line remains 90 °.
  • the electrical length can be shortened compared to
  • the conventional Doherty amplifier since the conventional Doherty amplifier has to connect the frequency compensation lines in series, the length from the input terminal 1 to the output terminal 2 becomes long.
  • the Doherty amplifier of the present invention has an open stub 12. Is connected in parallel with the peak amplifier transistor 4 (shunt), so that the length can be shortened.
  • the frequency characteristics generated by the output matching circuit 13 can be compensated by the open stub 12, so that a wide band can be achieved both during the back-off operation and during the saturation operation. be able to.
  • the characteristic impedance of the open stub 12 having an integer (n) times the electrical length of 180 degrees is assumed to be a certain value, but may be an arbitrary value.
  • FIG. 11 shows the frequency dependence of the reflection characteristics of the Doherty amplifier according to the first embodiment of the present invention when the output matching circuit 13 is viewed from the current source 31 of the carrier amplifier transistor at the time of backoff, and the characteristic impedance of the open stub 12. It is the figure calculated by changing.
  • the characteristic impedance of the open stub is normalized by the real part (R opt ) of the output impedance when the transistor is saturated. As shown in FIG. 11, it can be seen that the wideband property is expanded as the characteristic impedance of the open stub is reduced.
  • the electrical length of the open stub 12 is assumed to be an integer (n) times 180 degrees of the frequency used, but the electrical length is an integer of 180 degrees of the frequency used ( n) Even if it is increased or decreased by about 35 degrees before and after the double, if it has capacitance and inductivity in the used frequency band, the wide band property is expanded as compared with the case where the stub is not used.
  • FIG. 12 shows the output matching circuit 13 from the current source 31 of the carrier amplifier transistor in the backoff when the electrical length of the open stub 12 is 325 ° and 345 ° in the Doherty amplifier according to the first embodiment of the present invention. It is a figure which shows the frequency dependence of the reflection characteristic which looked at the side. From FIG. 12, it can be seen that when the stub with electrical lengths of 325 degrees and 345 degrees shorter than 360 degrees is compared with the case without stub, the band in which reflection of ⁇ 15 dB or less is taken is enlarged.
  • FIG. 13 shows the output matching circuit 13 from the current source 31 of the carrier amplifier transistor in the backoff when the electrical length of the open stub 12 is 375 ° and 395 ° in the Doherty amplifier according to the first embodiment of the present invention. It is a figure which shows the frequency dependence of the reflection characteristic which looked at the side. As shown in FIG. 13, when the stubs with electrical lengths of 395 degrees and 375 degrees longer than 360 degrees are compared with the case without stubs, the band where reflection of ⁇ 15 dB or less is obtained is widened. Recognize.
  • the open stub 12 is composed of an open stub having an electrical length of 180 degrees, which is an integer (n) times.
  • a short stub having a transmission line having an electrical length shorter than 90 degrees and a capacitor short-circuited at one end at a center frequency may be used.
  • FIG. 14 is a diagram showing an example of a short stub in the Doherty amplifier according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the impedance of the short stub shown in FIG. 14 is open at the center frequency, capacitive at the high frequency side, and inductive at the low frequency side, similar to the open stub having an integer (n) times the electrical length of 180 degrees. It is possible to compensate for the frequency dependence loaded by the matching circuit and realize a wide bandwidth.
  • the electrical length of the transmission line of the short stub is assumed to be 90 degrees shorter than an integer (n) times 180 degrees of the frequency to be used. However, if there is inductivity and capacitance in the used frequency band, the wideband property is expanded as compared with the case where the stub is not used.

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Abstract

従来のドハティ増幅器は、電気長９０度を有する負荷変調線路、電気長１８０度の整数（ｎ）倍を有する周波数補償線路、及び負荷変調線路と周波数補償線路との差分（１８０°×ｎ－９０°）の電気長を有する入力位相調整線路が必要であり、回路サイズが大型化するという課題があった。　本発明のドハティ増幅器は、キャリア増幅器用トランジスタと、ピーク増幅器用トランジスタと、キャリア増幅器用トランジスタの出力端子とピーク増幅器用トランジスタの出力端子との間に接続される伝送線路と、ピーク増幅器用トランジスタの出力端子に並列接続され、使用周波数帯で容量性及び誘導性を有するスタブと、ピーク増幅器用トランジスタの出力端子及び伝送線路と出力負荷とに接続され、出力負荷のインピーダンスを出力負荷よりも低いインピーダンスに変換する出力整合回路とを備える。

Description

増幅器
　本発明は、ドハティ増幅器に関するものである。
　非特許文献１には、従来のドハティ増幅器が開示されている。従来のドハティ増幅器は、入力端子、出力端子、キャリア増幅器、ピーク増幅器、キャリア増幅器の出力端子に接続される電気長９０度を有する負荷変調線路、ピーク増幅器の出力端子に接続される電気長１８０度の整数（ｎ）倍を有する負荷変調線路、負荷変調線路の出力電力と周波数補償線路の出力電力とを合成する出力合成器、出力合成器と出力端子とに接続される出力整合回路、キャリア増幅器の入力側に負荷変調線路及び周波数補償線路が有する電気長の差分（１８０°×ｎ－９０°）の電気長を有する入力位相調整線路、入力信号を分配する入力分配器を備える。ここでキャリア増幅器とピーク増幅器はいずれも内部にトランジスタと出力整合回路と入力整合回路を備える。
　従来のドハティ増幅器では、ピーク増幅器の動作が停止しているバックオフ動作時において、キャリア増幅器の出力端子からピーク増幅器の出力端子側をみた出力インピーダンスがオープンとなるため、周波数補償線路は、出力合成器のピーク増幅器側には電気長１８０度の整数（ｎ）倍を有するオープンスタブと等価となる。この等価的なオープンスタブが、出力整合回路により生じた周波数依存性を打ち消す方向に働くため、広帯域整合が実現する。
  Ｊ. Ｈ. Ｑｕｒｅｓｈｉ, ｅｔ. ａｌ, “Ａ ７００－Ｗ Ｐｅａｋ Ｕｌｔｒａ－Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｄｏｈｅｒｔｙ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ”, ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ, ２０１４. 
　従来のドハティ増幅器は上記のように構成されているので、電気長９０度を有する負荷変調線路、電気長１８０度の整数（ｎ）倍を有する周波数補償線路、及び負荷変調線路と周波数補償線との差分（１８０°×ｎ－９０°）の電気長を有する入力位相調整線路が必要であり、回路サイズが大型化するという課題があった。
　本発明のドハティ増幅器は、キャリア増幅器用トランジスタと、ピーク増幅器用トランジスタと、キャリア増幅器用トランジスタの出力端子とピーク増幅器用トランジスタの出力端子との間に接続される伝送線路と、ピーク増幅器用トランジスタの出力端子に並列接続され、使用周波数帯で容量性及び誘導性を有するスタブと、ピーク増幅器用トランジスタの出力端子及び伝送線路と出力負荷とに接続され、出力負荷のインピーダンスを出力負荷よりも低いインピーダンスに変換する出力整合回路とを備える。
　この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、回路サイズが大型化することなく、ドハティ動作の広帯域化が可能となる増幅器を得ることを目的とする。
この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器の一構成例を示す回路図である。 この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器における負荷変調線路１０の原理を説明する等価回路図である。 この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器の出力部分を示した等価回路図である。 この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器のバックオフ動作時の動作を説明する等価回路図である。 この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器のバックオフ動作時におけるインピーダンス変成を説明する図である。 この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器においてオープンスタブ１２の電気長を０度、１８０度、３６０度と変化させた時のインピーダンスの変化を示す図である。 この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器においてバックオフ時にキャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から出力負荷側を見た反射特性(dB(Γ2,BO)))の周波数依存性を示す図である。 この発明の実施の形態１に係る広帯域ドハティ増幅器においてピーク増幅器が動作している飽和動作時のインピーダンスを説明する図である。 この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器における飽和動作時のインピーダンス変成を説明した図である。 この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器においてオープンスタブ１２の電気長を０度、１８０度、３６０度と変化させた時の飽和時のキャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から整合回路１３側を見た反射特性(dB(Γ2,sat))の周波数依存性を説明する図である。 この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器においてバックオフ時にキャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から出力整合回路１３側を見た反射特性の周波数依存性を、オープンスタブ１２の特性インピーダンスを変化させて計算した図である。 この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器において、オープンスタブ１２の電気長が３２５°、３４５°である場合のバックオフ時におけるキャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から出力整合回路１３側を見た反射特性の周波数依存性を示す図である。 この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器において、オープンスタブ１２の電気長が３７５°、３９５°である場合のバックオフ時におけるキャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から出力整合回路１３側を見た反射特性の周波数依存性を示す図である。 この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器におけるショートスタブの例を示す図である。
実施の形態１．
　図１は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器の一構成例を示す回路図である。この発明の実施の形態1に係るドハティ増幅器は、高周波信号入力端子１、高周波信号出力端子２、キャリア増幅器用トランジスタ３、ピーク増幅器用トランジスタ４、入力分配器５、キャリア増幅器用入力整合回路６、入力位相調整線路７、ピーク増幅器用入力整合回路、キャリア増幅器用トランジスタのドレイン端子９（キャリア増幅器用トランジスタのドレイン端子の一例）、負荷変調線路１０（伝送線路の一例）、ピーク増幅器用トランジスタのドレイン端子１１（ピーク増幅器用トランジスタの出力端子の一例、出力合成点とも言う）、オープンスタブ１２（スタブの一例）、出力整合回路１３を備える。
　入力端子１は、本ドハティ増幅器の入力信号が入力される端子である。入力端子１は、入力分配器５に接続される。例えば、入力信号として変調帯域幅が広く、ピーク対平均電力比(Ｐｅａｋ－ｔｏ－Ａｖｅｒａｇｅ　Ｐｏｗｅｒ　Ｒａｔｉｏ: ＰＡＰＲ)が大きなＷＣＤＭＡ (Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：登録商標) 信号やＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）信号が入力される。
　出力端子２は、出力負荷に接続され、本ドハティ増幅器で増幅された出力信号が出力される端子である。出力端子２は、出力整合回路１３に接続される。
　キャリア増幅器用トランジスタ３は、バックオフ時において入力端子２から入力される入力信号を増幅するトランジスタである。キャリア増幅器用トランジスタ３は、真性か寄生かを問わず出力容量を有する。キャリア増幅器用トランジスタ３は、一般的にＡ級、もしくはＡＢ級にバイアスされる。例えば、キャリア増幅器用トランジスタ３は、バイポーラトランジスタ、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ：　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などが用いられる。
　ピーク増幅器用トランジスタ４は、バックオフ時には動作せず、飽和時に動作し、飽和時において入力端子２から入力される入力信号を増幅するトランジスタである。ピーク増幅器用トランジスタ４は、真性か寄生かを問わず出力容量を有する。ピーク増幅器用トランジスタ４は、一般的にＣ級にバイアスされる。例えば、ピーク増幅器用トランジスタ４は、バイポーラトランジスタ、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などが用いられる。
　入力分配器５は、入力信号を２分配し、分配した信号をキャリア増幅器用トランジスタ３及びピーク増幅器用トランジスタ４に出力する分配器である。例えば、入力分配器５はウィルキンソン分配器が用いられる。
　キャリア増幅器用入力整合回路６は、キャリア増幅器用トランジスタ３の入力整合を行う整合回路である。例えば、キャリア増幅器用入力整合回路６は直列インダクタと並列コンデンサから構成されるローパスフィルタ型整合回路、ハイパス型整合回路、バンドパス型整合回路などが用いられる。
　入力位相調整線路７は、キャリア増幅器用トランジスタ３に対してピーク増幅器用トランジスタ４に入力される信号の位相を調整する線路である。例えば、入力位相調整線路７はマイクロストリップ線路が用いられる。
　ピーク増幅器用入力整合回路８は、ピーク増幅器用トランジスタ４の入力整合を行う整合回路である。例えば、ピーク増幅器用入力整合回路６は直列インダクタと並列コンデンサから構成されるローパスフィルタ型整合回路、ハイパス型整合回路、バンドパス型整合回路などが用いられる。
　キャリア増幅器用トランジスタのドレイン端子９は、キャリア増幅器用トランジスタ３の出力端子である。キャリア増幅器用トランジスタのドレイン端子９は、キャリア増幅器用トランジスタ３に対する出力整合回路等を介さず、直接、キャリア増幅器用トランジスタに接続される端子である。
　負荷変調線路１０は、本ドハティ増幅器においてキャリア増幅器用トランジスタ３の負荷変調を行う線路である。負荷変調線路１０は、キャリア増幅器用トランジスタのドレイン端子９とピーク増幅器用トランジスタ４のドレイン端子とに直接、接続される。負荷変調線路１０は、その電気長が９０°未満であって、その特性インピーダンスは、キャリア増幅器用トランジスタ３の出力抵抗より大きい。例えば、負荷変調線路１０は、マイクロトリップ線路が用いられる。
　ピーク増幅器用トランジスタのドレイン端子１１は、ピーク増幅器用トランジスタ４の出力端子である。ピーク増幅器用トランジスタのドレイン端子１１は、ピーク増幅器用トランジスタ４に対する出力整合回路等を介さず、直接、ピーク増幅器用トランジスタ４に接続される端子である。
　オープンスタブ１２は、ピーク増幅器用トランジスタのドレイン端子１１に並列に直接、接続されるスタブである。オープンスタブ１２は、使用周波数においてその電気長が９０°の整数倍であり、使用周波数帯において誘導性及び容量性の両方を有する。また、オープンスタブ１２は、使用周波数帯においてオープンとなる周波数を有する。例えば、オープンスタブ１２は、１８０°の整数倍のオープンスタブ、またはオープンスタブの代わりに９０°の整数倍のショートスタブが用いられる。
　出力整合回路１３は、出力端子２に接続される出力負荷を出力負荷より低いインピーダンスに変成する整合回路である。出力整合回路１３は、ピーク増幅器用トランジスタのドレイン端子１１から出力端子２側を見たインピーダンスが使用周波数帯において誘導性及び容量性の両方を有するように、出力負荷５０Ωを５０Ωより低いインピーダンスに変換する。
　次に実施の形態1に係るドハティ増幅器の動作について説明する。
　バックオフ時の動作と飽和時の動作とに分けて説明する。
　バックオフ時、つまりピーク増幅器が動作していない場合、入力端子１から入力された高周波信号は、入力分配器５により分配される。分配された信号の内、キャリア増幅器側に分配された信号はキャリア増幅器用トランジスタ３により増幅され、キャリア増幅器用トランジスタ３のドレイン端子９に出力される。
　ピーク増幅器側に分配された信号はピーク増幅器が動作していないため、ピーク増幅器用トランジスタ４で反射、もしくは吸収され、ピーク増幅器用トランジスタ４のドレイン端子１１に信号は出力されない。
　図２は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器における負荷変調線路１０の原理を説明する等価回路図である。図２の下の伝送線路（θｃ１、Ｚｃ１）が、負荷変調線路１０に相当し、C1がキャリア増幅器用トランジスタ３及びピーク増幅器用トランジスタ４の出力容量に相当する。図２に示すように、電気長９０度の伝送線路（Ｚｃ）は、並列コンデンサと伝送線路で構成された回路で等価的に表すことが可能である。ここで中心周波数をｆ０、電気長９０度線路の特性インピーダンスをZC、伝送線路の電気長と特性インピーダンスをそれぞれθC1、ZC1、並列コンデンサの値をC1とした場合、θC1とZC1は以下の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　トランジスタには、寄生容量が必ず含まれるためトランジスタの寄生容量をC1、トランジスタの出力インピーダンスの実部（Ropt）をZCとするとθC1とZC1は一意に決定され、θC1は必ず９０度未満、ZC1はトランジスタの出力インピーダンスの実部（Ropt＝ZC）より大きくなる。言い換えれば、これは、電気長が９０°未満の負荷変調線路１０は、キャリア増幅器用トランジスタ３の出力容量及びピーク増幅器用トランジスタ４の出力容量を考慮すると等価的に電気長が９０°の線路とみなせることを意味する。この際、等価的な伝送線路の特性インピーダンスZｃは、負荷変調線路１０の特性インピーダンスはZc1より低くなる。なお、トランジスタの出力容量は、厳密には真性容量と寄生容量とに分けられるが、寄生容量が大きい場合、出力容量≒寄生容量となる。
　図３は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器の出力部分を示した等価回路図である。図３では、キャリア増幅器用トランジスタ３を飽和時の出力インピーダンス（Ropt）、電流源３１、出力容量３２で等価的に示している。図３に示すようにトランジスタの出力容量３２を利用し、９０度未満の電気長θC1と特性インピーダンスZC1を有する伝送線路で接続した場合、キャリア増幅器用トランジスタ３及びピーク増幅器用トランジスタ４の内部において、キャリア増幅器用トランジスタ３とピーク増幅器用トランジスタ４とをドハティ動作に必要な電気長９０度線路で接続したことと等価となる。
　その結果、トランジスタ間に電気長９０度未満の負荷変調線路１０を用いて、ドハティ動作が可能となる。
　図４は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器のバックオフ動作時の動作を説明する等価回路図である。ピーク増幅器用トランジスタ４のドレイン端子１１にオープンスタブ１２と電気長９０度未満の負荷変調線路１０とが接続されているため、ピーク増幅器用トランジスタ４の出力容量４２を図５に示すようにピーク増幅器用トランジスタ４の出力側からキャリア増幅器用トランジスタ３の出力側に動かしても、両者は電気的に等価である。
　バックオフ時においてピーク増幅器用トランジスタ４は動作していないため、ピーク増幅器用トランジスタのドレイン端子１１からピーク増幅器用トランジスタ４を見たインピーダンスはオープン（開放）となる。バックオフ時においてピーク増幅器用トランジスタ４は無視できるので、オープンスタブ１２がない場合、出力合成点（ここでは、ピーク増幅器用トランジスタのドレイン端子１１）から出力整合回路１３を見たインピーダンス（Z0）と負荷変調線路１０の出力端子（図４の１１ａに対応）から出力整合回路１３を見たインピーダンス（Z1,BO）は等価である。
　図５は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器のバックオフ動作時におけるインピーダンス変成を説明する図である。
　図５のスミスチャートは５０Ωで規格化されている。出力整合回路１３は、出力負荷５０Ωを出力負荷５０Ωより低いインピーダンスに変成するので、図５に示すように、出力合成点（ピーク増幅器用トランジスタ３のドレイン端子１１）から出力負荷側を見込んだインピーダンスＺ０は、低周波側で容量性であり、高周波側で誘導性となり、使用周波数帯の中心周波数でRopt/2となる。
　オープンスタブ１２（ここでは電気長１８０°のオープンスタブとする）は使用周波数帯で高周波側において容量性となり、低周波側において誘導性となるため、負荷変調線路１０の出力端子（図４の１１ａに対応）からオープンスタブ１２及び出力整合回路１３側を見たインピーダンスZ1,BOは、オープンスタブ１２により周波数特性が補償され、図７に示すようにＺ０よりもスミスチャートの中心に近づく。このように、オープンスタブ１２により、広帯域化を図ることが出来る。
　図２及び図３で示したように、負荷変調線路１０はキャリア増幅器用トランジスタ３の出力容量３２及びピーク増幅器用トランジスタ４の出力容量４２とともに９０°線路を構成するので、負荷変調線路１０は、Z1,BOをZ2,BO（キャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から負荷変調線路１０側を見たインピーダンス）に変換する。
　図５に示すように、オープンスタブ１２がない場合に比べてオープンスタブ１２がある場合は、Z2,BOの周波数特性を小さくなる。
　このように、バックオフ動作時において、オープンスタブ１２（ここでは電気長１８０°のオープンスタブとする）がある場合、中心周波数ではそのインピーダンスがオープンになり、高周波側で容量性、低周波側で誘導性となるため、出力整合回路１３により付加された周波数依存性を補償できるので、広帯域特性を実現できる。
　図６は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器においてオープンスタブ１２の電気長を０度、１８０度、３６０度と変化させた時のインピーダンスの変化を示す図である。図８に示すように電気長を長くすることにより、補正量を増加させることができ、広帯域性が拡大する。
　図７は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器においてバックオフ時にキャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から出力負荷側を見た反射特性(dB(Γ2,BO)))の周波数依存性を示す図である。
　図７は図６と異なり、2Roptで規格化した場合の反射特性を示している。図７より、オープンスタブ１２の電気長を長くすることにより広帯域性が拡大できることがわかる。
　次に、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器の飽和動作時の動作について説明する。
　図８は、この発明の実施の形態１に係る広帯域ドハティ増幅器においてピーク増幅器が動作している飽和動作時のインピーダンスを説明する図である。
　本実施の形態１では同じサイズのトランジスタをキャリア増幅器用トランジスタ３とピーク増幅器用トランジスタ４に使用している場合を想定しているため、両トランジスタから流れる電流は等しい。したがって、負荷変調線路１０、キャリア増幅器用トランジスタの出力容量３２、ピーク増幅器用トランジスタの出力容量４２から等価的に構成される伝送線路の特性インピーダンス（図２、図３参照）がRoptと等しい場合、中心周波数において図８のZ0、Z1,sat、Z3,satは以下の関係となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　図９は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器における飽和動作時のインピーダンス変成を説明した図である。
　図９のスミスチャートは50Ωで規格化されている。図９に示すように、出力整合回路１３で、Z０は中心周波数で50Ωよりも低いインピーダンスRoptとなるように設計される。50Ωよりも低いインピーダンスに変性されるため、Z０は高周波側では誘導性、低周波側では容量性となる。
　電気長１８０度の整数（ｎ）倍を有するオープンスタブ１２がある場合、バックオフ動作時と同様にオープンスタブ１２は中心周波数ではそのインピーダンスがオープン、高周波側で容量性、低周波側で誘導性となるため、高周波側では誘導性、低周波側では容量性となるZ０の周波数依存性を補償することができ、Z1,satの周波数依存性は小さくなる。
　キャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から出力負荷を見込んだインピーダンス（Z2,sat）は、負荷変調線路１０と出力容量３２、４２によりインピーダンス変換されるが、周波数依存性が小さくなったZ1,satを変換するので、Z2,satの周波数依存性も小さくなる。
　図９に示すように、キャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から出力整合回路１３側を見込んだインピーダンス（Z2,sat）及びピーク増幅器用トランジスタの電流源４１から出力整合回路１３側を見込んだインピーダンス（Z3,sat）は、オープンスタブ１２があることで、周波数依存性が小さくなっている。これは、出力整合回路１３が出力負荷５０Ωをインピーダンス変換することにより生じるインピーダンスの周波数特性をオープンスタブ１２が補償するためである。
　より詳細に言えば、出力整合回路１３が出力負荷５０Ωをインピーダンス変換すると、そのインピーダンスは、使用周波数帯において低周波側で容量性となり、高周波側で誘導性となる。これに対してオープンスタブ１２は、使用周波数帯において低周波側で誘導性となり、高周波側で容量性となる。したがって、オープンスタブ１２は、出力整合回路１３がインピーダンス変換することにより生じた周波数特性を補償することになる。
　これにより、飽和動作時においてキャリア増幅器用トランジスタ３とピーク増幅器用トランジスタ４の両方で広帯域整合を実現することができる。
　図１０は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器においてオープンスタブ１２の電気長を０度、１８０度、３６０度と変化させた時の飽和時のキャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から整合回路１３側を見た反射特性(dB(Γ2,sat))の周波数依存性を説明する図である。
　図１０は、Roptで規格化した場合の反射特性を示している。図１０より、オープンスタブの電気長を長くすることにより広帯域性を拡大できることが分かる。
　次に本発明のドハティ増幅器のサイズについて説明する。本発明の広帯域ドハティ増幅器は従来のドハティ増幅器（非特許文献）と比較して、従来のドハティ増幅器で必要であるキャリア増幅器用出力整合回路とピーク増幅器用出力整合回路を取り除くことができる。
　また、ドハティ動作に必要な負荷変調線路１０と、オープンスタブ１２または周波数補償線路と、入力位相調整線路７との電気長の総和（θSUM）について、従来の広帯域ドハティ増幅器の場合、式（４）に示すような値であるが、本発明のドハティ増幅器は式（５）に示す値の範囲となるため、電気長の総和（θSUM）を小さくすることができる。ここで、ｎは整数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　従来のドハティ増幅器では、ピーク増幅器に対して周波数補償線路を直列に接続しなくてはならないため、ｎ＝２の場合、入力位相調整線路の電気長は２７０°と長くなってしまう。
　これに対して、本発明は、ピーク増幅器用トランジスタ４に対してオープンスタブ１２は並列（シャント）に接続されるため、入力位相調整線路の電気長は９０°のままであり、従来のドハティ増幅器と比較して電気長を短くできる。また、従来のドハティ増幅器は、周波数補償線路を直列に接続しなくてはならないため、入力端子１から出力端子２までの長さが長くなってしまうが、本発明のドハティ増幅器は、オープンスタブ１２はピーク増幅器用トランジスタ４に対して並列（シャント）に接続されるため、上記の長さを短くできる。
　以上で明らかなように、この発明の実施の形態１によれば、出力整合回路１３により生じる周波数特性をオープンスタブ１２で補償できるので、バックオフ動作時と飽和動作時の両方において広帯域化を図ることができる。
なお、電気長１８０度の整数（ｎ）倍を有するオープンスタブ１２の特性インピーダンスはある一つの値を想定しているが、任意の値であってもよい。
　図１１は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器においてバックオフ時にキャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から出力整合回路１３側を見た反射特性の周波数依存性を、オープンスタブ１２の特性インピーダンスを変化させて計算した図である。
　図１１ではオープンスタブの特性インピーダンスをトランジスタの飽和時の出力インピーダンスの実部（Ropt）で規格化している。図１１に示すようにオープンスタブの特性インピーダンスを小さくするほど広帯域性が拡大していることが分かる。
　なお、上記実施の形態１では、オープンスタブ１２の電気長は、使用数する周波数の１８０度の整数（ｎ）倍を想定しているが、その電気長は使用する周波数の１８０度の整数（ｎ）倍から前後３５度程度増減しても、使用周波数帯域内において容量性と誘導性とを有すれば、スタブを使用しない場合と比較して広帯域性が拡大する。
　図１２は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器において、オープンスタブ１２の電気長が３２５°、３４５°である場合のバックオフ時におけるキャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から出力整合回路１３側を見た反射特性の周波数依存性を示す図である。
　図１２より３６０度より短い３２５度と３４５度の電気長を持つスタブ有りの場合とスタブなしの場合を比較すると－１５ｄＢ以下の反射が取れている帯域が拡大していることがわかる。
　図１３は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器において、オープンスタブ１２の電気長が３７５°、３９５°である場合のバックオフ時におけるキャリア増幅器用トランジスタの電流源３１から出力整合回路１３側を見た反射特性の周波数依存性を示す図である。
　図１３に示すように、３６０度より長い３９５度と３７５度の電気長を持つスタブ有りの場合とスタブなしの場合を比較すると－１５ｄＢ以下の反射が取れている帯域が拡大していることがわかる。
　さらに、上記実施の形態１では、オープンスタブ１２は、電気長１８０度の整数（ｎ）倍を有するオープンスタブで構成されるものを想定しているが、電気長１８０度の整数（ｎ）倍から９０度短い電気長を持つ伝送線路と中心周波数でショートとなる片方が短絡されたコンデンサを有するショートスタブであっても良い。
　図１４は、この発明の実施の形態１に係るドハティ増幅器におけるショートスタブの例を示す図である。
　図１４に示すショートスタブのインピーダンスは、電気長１８０度の整数（ｎ）倍を有するオープンスタブと同様に、中心周波数でオープン、高周波側で容量性、低周波側で誘導性となるため、出力整合回路で負荷された周波数依存性を補償し、広帯域性を実現することができる。
　なお、ショートスタブの伝送線路の電気長は、使用する周波数の１８０度の整数（ｎ）倍から９０度短いことを想定しているが、上記で説明したようにそこから前後３５度程度増減しても、使用周波数帯で誘導性及び容量性を有すれば、スタブを使用しない場合と比較して広帯域性が拡大する。
　本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
　１　入力端子、２　出力端子、３　キャリア増幅器用トランジスタ、４　ピーク増幅器用トランジスタ、５　入力分配器、６　キャリア増幅器用入力整合回路、７　入力位相調整線路、８　ピーク増幅器用入力整合回路、９　キャリア増幅器用トランジスタのドレイン端子、１０　負荷変調線路、１１　ピーク増幅器用トランジスタのドレイン端子（出力合成点）、１１ａ　負荷変調線路の出力端子、１２　オープンスタブ、１３　出力整合回路、１４　伝送線路、１５　コンデンサ、３１　キャリア増幅器用トランジスタの電流源、３２　キャリア増幅器用トランジスタ３の出力容量、４１　ピーク増幅器用トランジスタ４の電流源、４２　ピーク増幅器用トランジスタの出力容量。

Claims (5)

  1. 　キャリア増幅器用トランジスタと、
    　ピーク増幅器用トランジスタと、
    　前記キャリア増幅器用トランジスタの出力端子と前記ピーク増幅器用トランジスタの出力端子との間に接続される伝送線路と、
    　前記ピーク増幅器用トランジスタの出力端子に並列接続され、使用周波数帯で容量性及び誘導性を有するスタブと、
    　前記ピーク増幅器用トランジスタの出力端子及び前記伝送線路と出力負荷とに接続され、前記出力負荷のインピーダンスを前記出力負荷よりも低いインピーダンスに変換する出力整合回路と、
    を備えたことを特徴とするドハティ増幅器。
  2. 　前記伝送線路は、その電気長が９０°未満であることを特徴とする請求項１に記載のドハティ増幅器。
  3. 　前記伝送線路は、その特性インピーダンスが前記キャリア増幅器用トランジスタの出力インピーダンスの実部より高いことを特徴とする請求項２に記載のドハティ増幅器。
  4. 　前記スタブは、前記使用周波数帯のうちの一つの周波数でその電気長が１８０°の整数倍であるオープンスタブであることを特徴とする請求項３に記載のドハティ増幅器。
  5. 　前記スタブは、前記使用周波数帯うちの一つの周波数でその電気長が９０°の整数倍であるショートスタブであることを特徴とする請求項３に記載のドハティ増幅器。
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