WO2019181544A1 - フォワードフライバック方式の絶縁型スイッチング電源 - Google Patents

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WO2019181544A1
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switching element
bypass
current path
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PCT/JP2019/009159
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English (en)
French (fr)
Inventor
羽田　正二
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NTN Corp
Original Assignee
NTN Corp
NTN Toyo Bearing Co Ltd
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC

Definitions

  • the present invention relates to an insulation type switching power supply, and more particularly to a forward flyback insulation type switching power supply.
  • a switching power source that converts AC power to DC power
  • a two-converter type isolated switching power source including a non-insulated boost converter as a power factor correction circuit and an isolated DC / DC converter at a subsequent stage
  • a forward method and a flyback method As a typical method of the latter-stage insulated DC / DC converter, there are a forward method and a flyback method. The forward method is suitable for large output power supplies.
  • a one-converter type isolated AC / DC converter having a power factor improving function is also known.
  • the one-converter type isolated switching power supply is configured by a flyback method that operates substantially the same as a non-insulated boost converter.
  • the flyback method has a power factor correction function, but is not suitable for a large output power source.
  • the number of switching elements on the primary side of the insulated switching power supply may be one.
  • a plurality of switching elements are disclosed as in Patent Document 3 and the like.
  • a full bridge circuit, a push-pull circuit, and the like are known.
  • the conventional one-converter type isolated switching power supply described above has several problems.
  • the flyback method is usually adopted for the one-converter type isolated switching power supply.
  • a withstand voltage characteristic is required for the switching element on the primary side. With a switching configuration such as a full bridge system, the withstand voltage characteristic is reduced, but there are cases where it cannot be adequately handled.
  • a switching configuration such as a full bridge system
  • two groups of switching elements that are turned on and off at an appropriate interval are provided, and MOSFETs are generally used as the switching elements.
  • the body diode of the other group of FETs becomes forward biased against the back electromotive force generated in the primary coil of the transformer when one group of FETs is turned from on to off. Flowing. Such a recirculation reduces the power conversion efficiency of the switching power supply.
  • the output current flows only when the electromotive force generated in the secondary coil of the transformer when the switching element is on exceeds the voltage of the smoothing capacitor at the output end. Therefore, no current is output in a range where the electromotive force of the secondary coil is small, which deteriorates the power factor.
  • the present invention aims to reduce the breakdown voltage characteristics of the switching element while incorporating the advantages of both the flyback method and the forward method in an isolated switching power supply.
  • the present invention provides the following configurations.
  • -An aspect of the present invention is a transformer having a primary coil and a secondary coil; Switching having at least one switching element of the first group and at least one switching element of the second group, which are turned on and off in a mutually contradictory manner with a predetermined interval to conduct or cut off the current of the primary coil.
  • a backflow prevention element connected in series to a current path including the primary coil in order to prevent the return to the input side due to the back electromotive force generated in the primary coil;
  • a rectifier connected to the secondary coil;
  • a smoothing unit including at least one reactor and a smoothing capacitor connected to a subsequent stage of the rectifying unit;
  • the bypass current path is formed by temporarily shorting the reactor in a current path including the reactor, or the bypass current path includes a current path including the reactor. It is preferable that it is another current path through which the flyback current can flow without going through.
  • the at least one reactor is a first and a second reactor; (A) a first external transformer comprising a primary coil that is the first reactor and a secondary coil; (B) a first short-circuit current path including the secondary coil of the first external transformer; (C) a first bypass switching element that is on / off controlled to turn on or off the first short-circuit current path; (D) a second external transformer comprising a primary coil as the second reactor and a secondary coil; (D) a second short-circuit current path including the secondary coil of the second external transformer; (E) a second bypass switching element that is on-off controlled to conduct or block the second short-circuit current path;
  • the current path including the first or second reactor becomes the bypass current path when the first or second reactor is short-circuited.
  • the bypass current path is another current path that allows the flyback current to flow without passing through the current path including the reactor
  • D a second bypass switching element that is on / off controlled to conduct or block the second bypass current path
  • the first or second bypass switching element is controlled so that the first or second bypass current path is conductive at least when a flyback current starts to flow through the secondary coil of the transformer.
  • a first control voltage for controlling on / off of the first group of switching elements is input, and the second bypass switching element is turned on after a predetermined time from the time when the first control voltage is turned off.
  • a second control voltage for ON / OFF control of the second group of switching elements is input, and the first bypass switching element is turned from ON to OFF after a predetermined time from the OFF point of the second control voltage. It is preferable to have a second timer IC that outputs a control voltage.
  • the first capacitor connected to be applied as a control voltage of the first bypass switching element, the first capacitor being a voltage across the first capacitor;
  • a second capacitor the second capacitor connected to be applied as a control voltage of the second bypass switching element, the second capacitor,
  • the first capacitor is charged by a part of the forward current flowing through the secondary coil, and the current of the primary coil is cut off.
  • the voltage across the first capacitor is equal to or higher than a certain voltage, the first bypass switching element is turned on.
  • the second capacitor is charged by a part of the forward current flowing through the secondary coil, and the current of the primary coil is cut off.
  • the second bypass switching element is turned on when the voltage across the second capacitor is equal to or higher than a certain voltage.
  • the backflow prevention element is on a current path through which the current during the ON period of the first group of switching elements exclusively flows and on a current path through which the current during the ON period of the second group of switching elements exclusively flows.
  • Each is preferably connected.
  • the switching unit is configured based on any of a full bridge circuit, a push-pull circuit, or a half bridge circuit.
  • the isolated switching power supply using the forward method and the flyback method according to the present invention has advantages of a large output by the forward method and a power factor improvement by the flyback method, and can suppress a spike at the time of flyback. It is possible to reduce the withstand voltage characteristics.
  • FIG. 1 is a diagram schematically showing a circuit example of a first embodiment of an insulated switching power supply according to the present invention.
  • FIG. 2 is a timing chart showing the control voltage of each switching element in the circuit of FIG.
  • FIG. 3 schematically shows the current that flows during the on period (mode-I) of the switching elements of group A in the circuit of FIG.
  • FIG. 4 schematically shows a current flowing in the off period (mode-II) of the switching elements of group A in the circuit of FIG.
  • FIG. 5 schematically shows the current that flows during the ON period (mode-III) of the switching elements of group B in the circuit of FIG.
  • FIG. 6 schematically shows the current flowing in the off period (mode-IV) of the switching elements of group B in the circuit of FIG.
  • mode-IV off period
  • FIG. 7 is a timing chart schematically showing examples of waveforms of voltages and currents in the circuit of FIG.
  • FIG. 8 is a diagram schematically showing a circuit example of the second embodiment of the isolated switching power supply according to the present invention.
  • FIG. 9A shows the current flowing in the off period (mode-II) of the switching elements in group A in the circuit of FIG. 8, and
  • FIG. 9B shows the current flowing in the off period (mode-IV) of the switching elements in group B.
  • the current is schematically shown.
  • FIG. 10 is a diagram schematically showing a circuit example of the third embodiment of the isolated switching power supply according to the present invention.
  • FIG. 11A shows the current flowing in the off period (mode-II) of the switching element of group A in the circuit of FIG. 10, and FIG.
  • FIG. 11B shows the off period (mode-IV) of the switching element in group B.
  • the current is schematically shown.
  • FIG. 12 is a timing chart showing an example of the control voltage of the bypass switching element in the circuits of the second and third embodiments.
  • FIG. 13 is a timing chart showing another example of the control voltage of the bypass switching element in the circuits of the second and third embodiments.
  • FIG. 14 shows an example of a control circuit that generates a control voltage for the bypass switching element.
  • FIG. 15 is a diagram schematically showing a circuit example of the fourth embodiment of the isolated switching power supply according to the present invention.
  • FIG. 16 is an example of a timing diagram in the circuit of the fourth embodiment.
  • FIG. 17A schematically shows the current flowing during the on period (mode-I) of the switching elements of group A in the circuit of FIG. 15, and FIG. 17B schematically shows the current flowing during the off period (mode-II).
  • 18A schematically shows the current flowing in the on period (mode-III) of the switching elements of group B in the circuit of FIG. 15, and FIG. 18B schematically shows the current flowing in the off period (mode-IV).
  • FIG. 19 is a diagram schematically showing a circuit example of the fifth embodiment of the isolated switching power supply according to the present invention.
  • 20A schematically shows the current flowing during the on period (mode-I) of the switching elements of group A in the circuit of FIG. 19, and
  • FIG. 20B schematically shows the current flowing during the off period (mode-II).
  • FIG. 21A schematically shows the current flowing during the ON period (mode-III) of the switching elements of group B in the circuit of FIG. 19, and FIG. 21B schematically shows the current flowing during the OFF period (mode-IV).
  • FIGS. 22A and 22B are diagrams schematically showing another circuit example on the primary side of the transformer of the switching power supply according to the present invention.
  • FIG. 23 is a diagram schematically illustrating a circuit example of a modification of the first embodiment.
  • the insulated switching power supply of the present invention typically targets a one-converter AC / DC converter. Therefore, a typical input voltage in the switching power supply of the present invention is a rectified sine wave AC voltage. However, the switching power supply of the present invention can function similarly when the input voltage is a square wave or triangular wave voltage other than a sine wave or a constant voltage.
  • FIG. 1 is a diagram schematically showing a circuit example of the first embodiment of the insulated switching power supply according to the present invention. .
  • an input voltage obtained by full-wave rectification of an AC voltage is input to input terminals 1 and 2.
  • the AC voltage here is, for example, a sine wave having a frequency of about several Hz to several tens Hz generated by a system power supply or various power generators.
  • the waveform of the input voltage is not limited to a sine wave, and can be an arbitrary waveform having a positive potential.
  • the transformer T which is the main transformer, is a forward transformer in which the primary coil N1 and the secondary coil N2 are wound with the same polarity (the winding start end of the coil is indicated by a black circle).
  • a switching unit having a plurality of switching elements each of which is controlled to be turned on and off in order to conduct or cut off the current flowing through the primary coil N1 by the input voltage.
  • the switching unit in FIG. 1 basically constitutes a full bridge circuit.
  • This full bridge circuit includes four switching elements QA1, QA2, QB1, and QB2, and is an N-channel MOSFET as an example here.
  • the full bridge circuit is suitable for a high-power switching power supply.
  • the switching elements QA1 and QA2 constitute a first group (hereinafter referred to as “group A”) that is simultaneously turned on / off, and the switching elements QB1 and QB2 are simultaneously controlled to be turned on / off (hereinafter referred to as “group B”). ").
  • Each switching element of the switching unit is on / off controlled by a control voltage applied to a gate which is a control terminal.
  • the on / off control voltage in the switching unit on the primary side is a PWM signal.
  • the frequency of the PWM signal is several tens kHz to several hundreds kHz higher than the frequency of the input AC.
  • Each switching element of group A is ON / OFF controlled by control voltage V A
  • each switching element of group B is ON / OFF controlled by control voltage V B.
  • a switching element QA1 is connected in series between the positive input terminal 1 and the starting end of the primary coil N1. Between the terminal end of the primary coil N1 and the negative input terminal 2, a backflow prevention diode DA1 and a switching element QA2 are connected in series.
  • a switching element QB1 is connected in series between the positive input terminal 1 and the end of the primary coil N1. Between the starting end of the primary coil N1 and the negative input terminal 2, a backflow prevention diode DB1 and a switching element QB2 are connected in series.
  • backflow prevention diodes DA1 and DB1 are connected in series to a current path including a primary coil.
  • the polarities of the backflow prevention diodes DA1 and DB1 are opposite to those of the body diodes of the switching elements QA1, QA2, QB1, and QB2.
  • the backflow prevention diodes DA1 and DB1 can be inserted in series at any position on the current path between the input terminal 1 and the input terminal 2 other than the positions shown in FIG.
  • the backflow prevention diodes DA1 and DB1 are inserted in current paths between the connection point between the drains of the switching element QA1 and the switching element QB1 and the connection point between the sources of the switching element QA2 and the switching element B2, respectively.
  • the backflow prevention diode DA1 is inserted in series in the current path through which the on-period current of the switching elements of group A exclusively flows
  • the backflow prevention diode DB1 is the current through which the on-period current of the switching elements of group B flows exclusively. It is preferred to be inserted in series in the path.
  • the backflow prevention function can also be realized when a diode is inserted on at least one line of the input terminals 1 and 2.
  • inserting a backflow prevention diode on the input line is disadvantageous in that a recovery current is generated when the switching element is turned off.
  • a fast recovery diode (FRD), a Schottky diode using silicon carbide (SIC), or the like is used, a backflow prevention diode can be inserted on these input lines.
  • bypass switching elements S1 and S2 are provided as other switching elements. These can also be MOSFETs as an example.
  • the first bypass switching element S1 forms a first short-circuit current path together with the diode DA5 and the reactor LA2.
  • Reactor LA2 is a secondary coil of a first external transformer TA provided on the secondary side described later.
  • the diode DA5 has an anode connected to the start end of the reactor LA2 and a cathode connected to the drain of the switching element S1.
  • the source of the switching element S1 and the end of the reactor LA2 are connected to the negative input terminal 2.
  • the switching element S1 is on / off controlled to conduct or block the first short-circuit current path.
  • the second bypass switching element S2 forms a second short-circuit current path together with the diode DB5 and the reactor LB2.
  • Reactor LB2 is a secondary coil of a second external transformer TB provided on the secondary side described later.
  • the diode DB5 has an anode connected to the start end of the reactor LB2, and a cathode connected to the drain of the switching element S2.
  • the source of the switching element S2 and the end of the reactor LB2 are connected to the negative input terminal 2.
  • the switching element S2 is on / off controlled to conduct or block the second short-circuit current path.
  • the current flowing through the primary coils of the first and second external transformers TA and TB can take various values depending on the design of the switching power supply. In this case, by appropriately setting the turns ratio of the primary coils LA1 and LB1 and the secondary coils LA2 and LB2 according to the current flowing through the primary coil, even if the current flowing through the primary coil varies greatly, switching for bypassing is possible. Elements of the same standard can be used as the elements S1 and S2.
  • the control voltage of the bypass switching element S1 is a voltage obtained by inverting the control voltage V A of the switching elements of the group A
  • the control voltage of the bypass switching element S2 is control of the switching elements of the group B a voltage obtained by inverting the voltage V B.
  • each of the bypass switching elements S1 and S2 can be controlled by a control voltage independent of the control voltage of each switching element of the full bridge circuit.
  • a controller for generating and outputting a predetermined PWM signal as an on / off control voltage for each switching element shown in FIG. 1 is separately provided.
  • the positive diode DA2 and negative diode DA3 that are the first pair are connected in series, and the positive diode DB2 and negative diode DB3 that are the second pair are connected in series.
  • connection point of the first pair of diodes DA2 and DA3 connected in series is connected to the starting end of the secondary coil N2.
  • the connection point of the second pair of diodes DB2 and DB3 connected in series is connected to the end of the secondary coil N2.
  • the anodes of the negative diodes DA3 and DB3 are connected to the negative terminal of the smoothing capacitor C and the negative output terminal n.
  • the cathodes of the positive diodes DA2 and DB2 are not connected to each other.
  • the cathode of the positive diode DA2 is connected to the start end of the first reactor LA1, which is the primary coil of the first external transformer TA.
  • the cathode of the positive diode DB2 is connected to the start end of the second reactor LB1, which is the primary coil of the second external transformer TB.
  • Respective ends of the reactors LA1 and LB1 are connected to the positive terminal of the smoothing capacitor C and the positive output terminal p.
  • Reactors LA1 and LB1 correspond to external series reactors in a forward type switching power supply.
  • diodes DA4 and DB4 are provided as freewheeling diodes in a forward power supply.
  • the anode of the diode DA4 is connected to the negative output terminal n, and the cathode is connected to the start point of the reactor LA1.
  • the anode of the diode DB4 is connected to the negative output terminal n, and the cathode is connected to the starting point of the reactor LB1.
  • the diodes DA4 and DB4 are not essential. When there is no diode DA4, diodes DA2 and DA3 can function as freewheeling diodes, and when there is no diode DB4, diodes DB2 and DB3 can function as freewheeling diodes.
  • Reactors LA2 and LB2 that are secondary coils of the external transformers TA and TB are elements included in the circuit on the primary side of the transformer T as described above. With this configuration, it is possible to control the current flowing through the reactors LA1 and LB1 while ensuring insulation by using a control signal on the primary side of the transformer T.
  • FIG. 2 is a timing chart showing an on / off control signal of each switching element in the circuit of FIG.
  • FIG. 2A shows the control voltage V A of the switching elements of group A of the full bridge circuit.
  • FIG. 2B shows the control voltage V B of the switching elements of group B of the full bridge circuit.
  • FIG. 2C shows the control voltage V S1 of the bypass switching element S1 that conducts or cuts off the short-circuit current path including the reactor LA2.
  • FIG. 2D shows the control voltage V S2 of the bypass switching element S2 that conducts or cuts off the short-circuit current path including the reactor LB2.
  • the switching elements of group A and the switching elements of group B included in the full bridge circuit are provided with a predetermined interval (a period in which both groups are off). It is on / off controlled in contradiction. Both groups have the same length of the on period, and the length of the off period is the same.
  • the control voltages of the bypass switching elements S1 and S2 are inverted voltages of the control voltages of the switching elements of the groups A and B, respectively.
  • Mode I ON period of switching elements of group A
  • Mode II OFF period of switching elements of group A
  • Mode III ON period of switching elements of group B
  • Mode IV OFF period of switching elements of group B
  • FIG. 2 show an example of the time when a characteristic current flows in each of the four modes I, II, III, and IV.
  • 3 to 6 schematically show characteristic currents flowing in the circuit of FIG. 1 at each of the four time points shown in FIG.
  • FIG. 7 is a timing chart schematically showing examples of waveforms of voltages and currents in the circuit of FIG. 7A and 7B are the same control voltages V A and V B as those in FIGS. 2A and 2B, respectively.
  • FIG. 7C shows the current I N1 flowing through the primary coil N1 of the transformer T
  • FIG. 7D shows the current I N2 flowing through the secondary coil N2.
  • 7E and 7F show the potential Vx at the start end and the potential Vy at the end of the secondary coil N2 of the transformer T, respectively.
  • FIG. 7G shows the current I LA1 flowing through the primary coil LA1 of the transformer TA, and (h) shows the current I LA2 flowing through the secondary coil LA2.
  • FIG. 7I shows the current I LB1 flowing through the primary coil LB1 of the transformer TB
  • (j) shows the current I LB2 flowing through the secondary coil LB2. The operation in each mode will be described below with reference to FIGS.
  • Mode I is the ON period of switching elements QA1 and QA2 of group A.
  • a solid line with an arrow in FIG. 3 (mode-I) indicates a current immediately after the switching element of group A is turned on.
  • a current i1 flows through the primary coil N1 (see FIG. 7C). This current i1 flows in the forward direction of the backflow prevention diode DA1.
  • the reactor LA2 which is the secondary coil of the transformer TA, generates electromotive force when the current i2 flows through the reactor LA1, which is the primary coil. However, no current flows because the bypass switching element S1 is off.
  • the smoothing capacitor C in the steady state is charged with a substantially constant voltage except for ripple fluctuation. Accordingly, the forward current i2 flows only when the electromotive force of the secondary coil N2 exceeds the voltage of the smoothing capacitor C. For example, when a sine wave input voltage is applied to the input terminals 1 and 2, the forward current i2 is not output to the output terminals p and n because the electromotive force of the secondary coil N2 is small in the range where the input voltage is small. This is a feature of the forward operation and causes a reduction in the power factor.
  • Mode II is an off period of group A switching elements QA1 and QA2.
  • the solid line and the dotted line with arrows in FIG. 4 (mode-II) indicate currents immediately after the switching elements of group A are turned off, respectively.
  • the back electromotive force of the primary coil N1 is forward biased with respect to the body diodes of the switching elements QB1 and QB2 (see FIG. 4) of the group B.
  • the backflow prevention diode DB1 is inserted in the current path, Reflux to is prevented. As a result, the energy returned to the input side when there is reflux remains in the transformer T in this circuit.
  • the secondary coil N2 has a low potential at the start and a high potential at the end due to the counter electromotive force (see FIG. 7F).
  • a current i3 that is a commutation current flows through the reactor LA1 via a freewheeling diode DA4 that is forward biased, and is output to the output terminal p and supplied to the load (FIG. 7 ( g)).
  • the magnetic energy accumulated in the reactor LA1 during the ON period is released.
  • the back electromotive force of the secondary coil N2 causes the diodes DA3 and DB2 to be forward-biased, and the flyback current ifb1 flows as shown by the dotted line with an arrow and passes through the reactor LB1 to output terminal p. And supplied to the load (see FIGS. 7D and 7I).
  • the flyback current ifb1 is due to the release of magnetic energy retained in the transformer T because the reflux is blocked by the reverse-side prevention diode DB1 on the primary side.
  • the flyback current ifb1 flows in the secondary coil N2, whereby the transformer T is magnetically reset.
  • the flyback current ifb1 is output to the output terminal p with a magnitude corresponding to the magnitude of the back electromotive force even when the back electromotive force generated in the secondary coil N2 is small.
  • the power factor is improved by the flyback current ifb1 flowing even in a range where the input voltage is small.
  • the circuit of the present invention can be said to be a forward flyback method using both the forward method and the flyback method.
  • Reactor LB1 is short-circuited, which is equivalent to a circuit in which flyback current ifb1 is output directly from the cathode of diode DB2 to positive output terminal p.
  • reactor LB1 in mode II means that reactor LB1 has lost its reactor characteristics and is substantially equivalent to a conductor.
  • the current path is hereinafter referred to as a “bypass current path for the flyback current. ".
  • the bypass current path in the first embodiment is not a permanent circuit element, but is realized by temporarily shorting the reactor in a current path including the reactor.
  • the bypass current path is realized by a permanent circuit element.
  • the bypass current path is realized by another current path other than the current path including the reactor. Therefore, the flyback current bypass current path in the present invention may be realized by temporarily shorting the reactor or may be realized as a permanent circuit element.
  • the condition for short-circuiting reactor LB1 when mode II flyback current ifb1 flows is that the short-circuit current path including reactor LB2 is at least when flyback current ifb1 starts to flow through reactor LB1. It is conducting.
  • the bypass switching element S2 is maintained in the on state for a predetermined period including before and after the time point when the switching element of the group A is turned off from on, and the short-circuit current path is made conductive.
  • the predetermined period may be a length necessary and sufficient for suppressing the spike voltage sp.
  • FIG. 2 (d) it shows an example of the period to maintain the bypass switching element S2 to the ON state by the symbol t II.
  • bypass switching element S2 is said to be in the off state even in the on state. Even if the bypass switching element S2 is in the ON state when the short-circuit current should not flow, the diode DB5 is reverse biased to prevent the short-circuit current.
  • the ON period of the bypass switching element S2 is not overlapped with the ON period of the group B switching elements (in the circuit of FIG. 1, these control voltages are mutually inverted voltages so that they do not overlap each other). This is because the reactor LB1 in which the forward current i5 flows in the mode III, which will be described later, is short-circuited when the ON state of the group B switching element and the bypass switching element S2 overlap.
  • Mode III is an ON period of switching elements QB1 and QB2 of group B. Mode III is substantially the same as mode I described above except that the current flows through a symmetrical path, and will be described briefly.
  • the solid line with an arrow in FIG. 5 shows the current immediately after the group B switching elements are turned on.
  • a current i4 flows through the primary coil N1 (see FIG. 7C).
  • This current i1 flows in the forward direction of the backflow prevention diode DB1.
  • the forward current i5 flows through the forward-biased diodes DA3 and DB2 (see FIG. 7 (d)) and is output through the reactor LB1. It is output to the terminal p and supplied to the load (see FIG. 7 (i)). Reactor LB1 is excited to accumulate magnetic energy.
  • Mode IV is an off period of group B switching elements QB1 and QB2. Since mode IV is substantially the same as mode II described above except that the current flows through a symmetrical path, it will be briefly described.
  • the solid line and the dotted line with arrows in FIG. 6 indicate currents immediately after the switching elements of group B are turned off, respectively.
  • the group B switching elements are turned off, back electromotive force is generated in the primary coil N1 and the secondary coil N2.
  • the back electromotive force of the primary coil N1 is forward biased with respect to the body diodes of the switching elements QA1 and QA2 of group A (see FIG. 6), but the backflow prevention diode DA1 is inserted in the current path, so that the input side Reflux to is blocked and energy remains in the transformer T.
  • the secondary coil N2 has a high potential at the start and a low potential at the end due to the counter electromotive force (see FIG. 7E).
  • a current i6 that is a commutation current flows through the reactor LB1 via a freewheeling diode DB4 that is forward biased, and is output to the output terminal p and supplied to the load (FIG. 7 ( i)).
  • the magnetic energy accumulated in the reactor LB1 during the ON period is released.
  • the diodes DB3 and DA2 are forward biased by the back electromotive force of the secondary coil N2 (see FIG. 7E).
  • a flyback current ifb2 flows and is output to the output terminal p through the reactor LA1 and supplied to the load (see FIGS. 7D and 7G).
  • the flyback current ifb2 is due to the release of magnetic energy retained in the transformer T because the reflux is blocked by the primary side backflow prevention diode DA1.
  • Reactor LA1 is short-circuited, which is equivalent to a circuit in which flyback current ifb2 is directly output from the cathode of diode DA2 to positive output terminal p. Similar to the bypass current path of reactor LB1 in the short circuit state in mode II described above, the current path of reactor LA1 in the short circuit state in mode IV is also a bypass current path for flyback current.
  • the condition for short-circuiting reactor LA1 when flyback current ifb2 in mode IV flows is that the short-circuit current path including reactor LA2 is at least when flyback current ifb2 begins to flow through reactor LA1. It is conducting.
  • the bypass switching element S1 is maintained in the on state for a predetermined period including before and after the time point when the switching element of the group B is turned from on to off, and the short-circuit current path is made conductive.
  • the predetermined period may be a length necessary and sufficient for suppressing the spike voltage sp.
  • FIG. 2 (c) shows an example of the period to maintain the bypass switching element S1 is turned on by symbol t IV.
  • the bypass switching element S1 is said to be in the off state even in the on state. Even if the bypass switching element S1 is on when the short-circuit current should not flow, the diode DA5 prevents the short-circuit current.
  • the on period of the bypass switching element S1 is not overlapped with the on period of the group A switching elements (in the circuit of FIG. 1, since these control voltages are mutually inverted voltages, they do not overlap each other). This is because the reactor LA1 in which the forward current i2 flows in the mode I is short-circuited when the ON state of the switching element S1 of the group A and the switching element S1 for bypass overlap.
  • FIG. 8 is a diagram schematically showing a circuit example of the second embodiment of the insulated switching power supply according to the present invention.
  • the second embodiment differs from the first embodiment in the supply form of the control voltage to the switching elements S1 and S2 for bypass that conduct or cut off the short-circuit current paths of the reactors LA2 and LB2.
  • control voltages V S1 and V S2 of the bypass switching elements S1 and S2 are independent of the control voltages V A and V B of the switching elements of the switching unit of the transformer T.
  • the other circuit configuration is the same as the circuit of FIG.
  • the bypass switching element S2 is turned on in the period t II shown in at least FIG. 2 (d), the and, on at the same time as the switching element of the group B It is controlled not to become.
  • bypass switching element S1 is turned on in the period t IV shown in at least FIG. 2 (c), the and the switching elements of the group A It is controlled not to turn on at the same time.
  • control voltages V S1 and V S2 that satisfy such conditions will be described later.
  • FIG. 9A shows a characteristic current flowing in mode II (the OFF period of the switching element of group A) in the circuit of FIG. 8, and FIG. 4 schematically shows a characteristic current flowing in IV (the OFF period of the switching elements of group B). Note that the operation in mode I and mode III is the same as that in the first embodiment, and a description thereof will be omitted.
  • the reactor LB1 through which the flyback current ifb1 flows is in a short circuit state, and forms a bypass current path for the flyback current.
  • the commutation current i6 flowing through the reactor LB1, the flyback current ifb2 flowing through the reactor LA1, and the short-circuit current is2 flowing through the reactor LA2 are the same as those in the first embodiment shown in FIG. The same as in mode IV.
  • reactor LA1 through which flyback current ifb2 flows is in a short-circuited state, and forms a bypass current path for the flyback current.
  • FIG. 10 is a diagram schematically showing a circuit example of a third embodiment of an insulated switching power supply according to the present invention.
  • the third embodiment is different from the first and second embodiments in that the reactor LA and the reactor LB connected in series with the secondary coil N2 of the transformer T are single coils.
  • a first bypass current path in which a diode DA5 and a first bypass switching element S1 are connected in series is provided between the starting end of the secondary coil N2 of the transformer T and the positive output terminal p. Yes.
  • a second bypass current path in which a diode DB5 and a second bypass switching element S2 are connected in series is provided between the end of the secondary coil N2 of the transformer T and the positive output terminal p. .
  • the bypass switching elements S1 and S2 are on / off controlled in order to conduct or block the first and second bypass current paths, respectively.
  • control voltage V S1, V S2 for each of the bypass switching element S1, S2 is omitted because it is same as the control voltage V S1, V S2 in the second embodiment.
  • the voltages V S1 and V S2 for controlling the on / off of the bypass switching elements S1 and S2 are independent of the voltages V A and V B for controlling the on / off of the switching elements of the switching unit of the transformer T. .
  • bypass switching elements S1 and S2 in the circuit of FIG. 10 are not insulated from the secondary circuit of the transformer T. Therefore, when the control unit that generates and outputs the control voltages V S1 and V S2 belongs to the primary circuit of the transformer T, the control unit and the bypass switching elements S1 and S2 are insulated by a photocoupler or the like. It is preferable to do.
  • the reactor on the current path through which the flyback current flows is temporarily short-circuited, so that the reactor itself is a bypass current path.
  • the circuit of the embodiment has a configuration in which a bypass current path through which a flyback current can flow without going through a reactor is separately provided.
  • FIG. 11A shows a characteristic current flowing in mode II (the OFF period of the switching element of group A) in the circuit of FIG. 10, and FIG. 4 schematically shows a characteristic current flowing in IV (the OFF period of the switching elements of group B). Note that the operation in mode I and mode III is the same as that in the first embodiment, and a description thereof will be omitted.
  • the commutation current i3 flowing through the reactor LA is the same as that in the mode II of the first embodiment shown in FIG.
  • flyback current ifb1 due to the back electromotive force generated in the secondary coil N2 flows through the path of the diode DA3 ⁇ the secondary coil N2 ⁇ the diode DB5 ⁇ the bypass switching element S2 ⁇ the output terminal p. Therefore, flyback current ifb1 passes through the second bypass current path and does not pass through reactor LB.
  • the commutation current i6 flowing through the reactor LB is the same as that in the mode IV of the first embodiment shown in FIG.
  • flyback current ifb2 due to the counter electromotive force generated in the secondary coil N2 flows through the path of the diode DB3 ⁇ the secondary coil N2 ⁇ the diode DA5 ⁇ the bypass switching element S1 ⁇ the output terminal p. Therefore, flyback current ifb2 passes through the first bypass current path and does not pass through reactor LA.
  • the effects of the flyback currents ifb1 and ifb2 passing through the bypass current paths in FIGS. 11A and 11B are the same as those of the first embodiment. That is, the spike voltage of the primary coil N1 and the secondary coil N2 of the transformer T can be suppressed, and the withstand voltage characteristic of the switching element of the switching unit on the primary side can be reduced. Moreover, the power factor of this switching power supply is made good and the power conversion efficiency is improved.
  • FIG. 12 shows an example of the control voltages V S1 and V S2 of the bypass switching elements S1 and S2 in the circuit of the second or third embodiment described above. It is the timing diagram shown.
  • Figure 12 (a) (b) is a control voltage V A, V B of the group A, the switching element B of each switching unit, a control voltage V S1 of (c) the switching element S1, (d) the switching element This is the control voltage V S2 of S2 .
  • the switching element S1 is not turned on simultaneously with the switching element of the group A of the switching unit.
  • the switching element S2 is not turned on simultaneously with the switching elements of the group B of the switching unit.
  • the switching element S1 is turned on with a delay of t1 after the switching element of the group A is turned off, and the switching element of the group A is turned on with a delay of t2 after the switching element S1 is turned off.
  • the voltages V A and V S1 are controlled.
  • the lengths of t1 and t2 are set to be equal to or longer than the minimum length in which both elements are not turned on substantially simultaneously. The same applies to the voltages V B and V S2 for controlling the switching element of group B and the switching element S2, respectively.
  • FIG. 13 shows control voltages V S1 , V of bypass switching elements S 1, S 2 in the second or third embodiment described above. It is the timing figure which showed another example of S2 .
  • Figure 13 (a) (b) the group A of each switching unit, a control voltage V A, V B of the switching element B, (c) a control voltage V S1 of the switching elements S1, (d) the switching element This is the control voltage V S2 of S2 .
  • the switching element S2 is preferably turned on in the period t II shown in at least FIG. 2 (d). That is, the voltage V S2 only needs to be on for a predetermined period t II before and after the time when the voltage V A is turned off from on.
  • the voltage V S2 shown in FIG. 13D is turned on at the same time as the voltage V A, at the time when a predetermined period t3 has elapsed since the voltage V A was turned off, and before the voltage V B is turned on. Turned off.
  • the switching element S1 is preferably set to ON in the period t IV shown in at least FIG. 2 (c). That is, the voltage V S1 may be on for a predetermined period t IV before and after at least the time when the voltage V B is turned off.
  • the voltage V S1 shown in FIG. 13C is turned on at the same time as the voltage V B, at the time when a predetermined period t4 has elapsed after the voltage V B is turned off, and before the voltage V A is turned on. Turned off.
  • the length of the period t3 and the period t4 is set so that the spike suppression effect by the flyback current can be sufficiently obtained.
  • FIG. 14 shows an example of a control circuit that generates the control voltages V S2 and V S2 shown in FIG.
  • the control circuit 10A generates the control voltage V S2 of the bypass switching element S2 by using the control voltage V A of the switching element of the group A on the primary side.
  • the control circuit 10B uses the control voltage V B of the switching elements of the group B to produce the control voltage V S1 of the bypass switching element S1.
  • FIG. 14 specifically shows only the control circuit 10A that generates the control voltage V S2, and the control circuit 10B that generates the control voltage V S1 has the same configuration and is omitted.
  • the control circuit 10A includes a timer TM (for example, a timer IC 555) and a gate driver GD (for example, a high side gate driver FAN7171).
  • the TRG terminal (trigger terminal) of the timer TM is connected to the drain of the switching element Q that is an N-channel MOSFET.
  • the source of the switching element Q is connected to the ground point of the control circuit 10A, and the control voltage V A is input to the gate.
  • the switching element Q when the control voltage VA is turned on from off, the switching element Q is turned on and the TRG terminal is at a low level (ground point potential).
  • the TH terminal (threshold terminal) also becomes low level, and the OUT terminal becomes high level.
  • the capacitor C is discharged.
  • the control voltage V A is on, the OUT terminal is maintained at a high level.
  • the voltage at the OUT terminal is input to the gate driver GD, output from the HO terminal of the gate driver GD, and applied to the gate of the bypass switching element S2 as the control voltage V S2 .
  • the gate driver GD can ensure insulation between its input and output.
  • the Vs terminal that is the reference potential on the output side of the gate driver GD is connected to the source of the bypass switching element S2.
  • the switching element Q When the control voltage VA is turned off from on, the switching element Q is turned off. At this time, the OUT terminal of the timer TM is maintained at a high level.
  • the switching element Q When the switching element Q is turned off, the TRG terminal becomes high level, the diode D is cut off, and the capacitor C starts to be charged through the resistor R.
  • the potential of the TH terminal of the timer TM increases according to the time constant of the capacitor C and the resistor R, and when the predetermined threshold potential is exceeded, the OUT terminal changes from high level to low level.
  • the control voltage V S2 is turned off, and the bypass switching element S2 is turned off.
  • 13D can be set by the timer TM.
  • FIG. 15 is a diagram schematically showing a circuit example of the fourth embodiment of the isolated switching power supply according to the present invention.
  • the fourth embodiment is a modification of the third embodiment shown in FIG.
  • the configuration of the primary side of the transformer T is the same as that of each of the above-described embodiments, and therefore only the primary coil N ⁇ b> 1 is shown and other components are not shown.
  • an intermediate tap ct is provided in the secondary coil of the transformer T, and the intermediate coil ct is divided into secondary coils N21 and N22.
  • the intermediate tap ct is connected to the negative output terminal n and has a ground potential.
  • the first bypass current path is constituted by a diode DA5 and a bypass switching element S1 connected in series between the start end of the first secondary coil N21 and the positive output terminal p.
  • the second bypass current path is configured by a diode DB5 and a bypass switching element S2 connected in series between the terminal end of the second secondary coil N22 and the positive output terminal p.
  • the configuration of the first and second bypass current paths is the same as that of the circuit of FIG.
  • the circuit in FIG. 15 is different from the circuit in FIG. 10 in that the control voltages of the bypass switching elements S1 and S2 are not supplied from the outside but are generated in the secondary circuit.
  • a capacitor CA is connected between the gate and the source (output terminal p) of the switching element S1, which is a MOSFET.
  • a Zener diode ZA is connected in parallel with the capacitor CA.
  • the Zener diode ZA has an anode connected to the source and a cathode connected to the gate.
  • the connection point between the capacitor CA and the gate is connected to the end of the second secondary coil N22 via the resistor R1.
  • the resistor R1 is provided so that an inrush current does not flow through the capacitor CA.
  • a capacitor CB is connected between the gate and the source (output terminal p) of the switching element S2 which is a MOSFET. Furthermore, a Zener diode ZB is connected in parallel with the capacitor CB. The Zener diode ZB has an anode connected to the source and a cathode connected to the gate. The connection point between the capacitor CB and the gate is connected to the starting end of the first secondary coil N21 via the resistor R2. The resistor R2 is provided so that no inrush current flows through the capacitor CB.
  • the rectifying unit is composed only of the positive side diode DA2 and the negative side diode DB2.
  • Diodes DA4 and DB4 are freewheeling diodes.
  • the rectifying unit including the secondary coils N21 and N22 and the two diodes DA2 and DB2 in the circuit of FIG. 15 is changed from the secondary coil N2 and the four diodes DA2, DA3, DB2, and DB3 in the circuit of FIG. It can also be replaced with a rectifying unit.
  • the secondary coil N2 and the rectifier can be replaced with the circuit of FIG.
  • FIG. 16 is a timing chart showing an on / off control signal or an on / off state of each switching element in the circuit of FIG.
  • FIGS. 16A and 16B are control voltages V A and V B of the switching elements of the groups A and B of the primary side full bridge circuit, which are not shown in FIG.
  • FIG. 16C shows the control voltage V S1 of the switching element S1.
  • FIG. 16D shows the control voltage V S2 of the switching element S2.
  • the voltage V S1 and the voltage V S2 are voltages across the capacitor CA and the capacitor CB, respectively.
  • FIG. 16E shows the on / off state of the switching element S1
  • FIG. 16F shows the on / off state of the switching element S2.
  • FIG. 16 shows an example of the time when a characteristic current flows in each of the four modes I, II, III, and IV, as in the above-described embodiment.
  • 17 (a) and 17 (b) schematically show characteristic currents flowing through the circuit of FIG. 15 at the time of modes I and II, respectively
  • FIGS. 18 (a) and 18 (b) schematically show the characteristic currents flowing through the circuit of FIG. Show.
  • the mode I in FIG. 17A shows a current that flows to the secondary side immediately after the switching elements of the group A on the primary side are turned on.
  • a solid line with an arrow on the secondary side indicates a forward current i2 that flows due to an electromotive force generated in the first secondary coil N21.
  • the current i2 is output to the output terminal p through the forward-biased diode DA2 and the reactor LA.
  • Reactor LA is excited by forward current i2 to accumulate magnetic energy. Since the diodes DA4, DB2, DB4, and DB5 are reverse biased, no current flows.
  • an alternate long and short dash line with an arrow indicates a current icb that branches from the forward current i2 and charges the capacitor CB.
  • the capacitor CB is in a discharged state, that is, in a state where the both-end voltage V S2 is zero immediately before the mode I (see FIG. 16D).
  • the voltage V S2 at both ends thereof increases.
  • the switching element S2 is turned on (see FIG. 16F). Due to the Zener diode ZB connected in parallel, the upper limit of the voltage V S2 across the capacitor CB becomes the Zener voltage Vz.
  • the switching element S1 is in an off state because the capacitor CA is in a discharged state and the both-end voltage V S1 is zero. Therefore, even if the diode DA5 is forward-biased with respect to the electromotive force, no current flows through the first bypass current path including the switching element S1.
  • the dotted line with an arrow indicates the flyback current ifb1 due to the counter electromotive force generated in the secondary coil N22. It flows through the path of secondary coil N22 ⁇ diode DB5 ⁇ switching element S2 ⁇ output terminal p. Therefore, flyback current ifb1 passes through the second bypass current path and does not pass through reactor LB.
  • an alternate long and short dash line with an arrow indicates the discharge current idb of the capacitor CB due to the counter electromotive force generated in the secondary coil N21.
  • the voltage V S2 at both ends thereof decreases.
  • the switching element S2 is turned off (see FIG. 16F).
  • the length of the period t3 from when the voltage VA becomes the off voltage to when the switching element S2 is turned off is such that the effect of suppressing the spike by the flyback current ifb1 is sufficiently obtained.
  • the switching element S2 must be turned off before the voltage V B becomes ON voltage.
  • Mode III in FIG. 18A shows a current that flows to the secondary side immediately after the switching elements of the group B on the primary side are turned on. It is substantially the same as mode I in FIG. 17A except that the current flow is symmetrical.
  • a solid line with an arrow on the secondary side indicates a forward current i5 that flows due to an electromotive force generated in the second secondary coil N22, and is output to the output terminal p through the diode DB2 and the reactor LB.
  • an alternate long and short dash line with an arrow indicates a current ica that branches from the forward current i5 and charges the capacitor CA.
  • the capacitor CA is in a discharged state, that is, a state in which the both-end voltage V S1 is zero immediately before the mode III (see FIG. 16C).
  • a discharged state that is, a state in which the both-end voltage V S1 is zero immediately before the mode III (see FIG. 16C).
  • switching element S1 is turned on (see FIG. 16E). Due to the Zener diode ZA connected in parallel, the upper limit of the voltage V S1 across the capacitor CA becomes the Zener voltage Vz.
  • the switching element S2 is in an off state because the capacitor CB is in a discharged state and the voltage V S2 at both ends is zero. Therefore, even when the diode DB5 is forward biased with respect to the electromotive force, no current flows through the second bypass current path including the switching element S2.
  • the dotted line with an arrow indicates the flyback current ifb2 due to the counter electromotive force generated in the secondary coil N21. It flows through the path of secondary coil N21 ⁇ diode DA5 ⁇ switching element S1 ⁇ output terminal p. Therefore, flyback current ifb2 passes through the first bypass current path and does not pass through reactor LA.
  • an alternate long and short dash line with an arrow indicates the discharge current ida of the capacitor CA due to the counter electromotive force generated in the secondary coil N22.
  • the voltage V S1 at both ends thereof decreases.
  • the switching element S1 is turned off (see FIG. 16E).
  • the length of the period t4 from when the voltage V B becomes the off voltage to when the switching element S1 is turned off is such that the effect of suppressing the spike by the flyback current ifb2 is sufficiently obtained.
  • the switching element S1 must be turned off before the voltage VA becomes the on-voltage.
  • the 4th Embodiment can simplify a circuit compared with the case where the control voltage of the switching element of a bypass current path is supplied from the outside like 2nd and 3rd embodiment.
  • the fourth embodiment is preferable in that it is not necessary to perform on / off control of the switching element in the secondary bypass current path in consideration of synchronization with the switching element on the primary side.
  • FIG. 19 is a diagram schematically showing a circuit example of the fifth embodiment of the insulating switching power supply according to the present invention. .
  • the fifth embodiment is a modification of the fourth embodiment.
  • the external reactor on the secondary side is only the reactor LA. That is, the reactor LA also serves as the functions of the two reactors LA and LB in the fourth embodiment.
  • the fifth embodiment can also be applied to the third embodiment shown in FIG. Although not shown, in that case, reactor LB and diode DB4 are removed in the circuit of FIG. 10, and the cathode of diode DB2 is connected to the connection point between one end of reactor LA and the cathode of diode DA2.
  • FIGS. 22A and 22B show another configuration example of the switching unit on the primary side in the circuits of the first to fifth embodiments described above. The other parts of the circuit are not shown. Further, the currents i1 and i4 during the ON period of the switching unit are shown in the figure.
  • the primary coil 22A is based on a push-pull circuit.
  • the primary coil is divided into two parts, a first primary coil N11 and a second primary coil N12.
  • group A in the plurality of switching elements includes only switching element QA
  • group B includes only switching element QB.
  • the switching element QA and the switching element QB are on / off controlled contrarily at a certain interval.
  • backflow prevention diodes DA and DB connected in series in the reverse direction with respect to the body diode of each switching element are disposed.
  • the circuit operation is the same as in the above-described embodiments.
  • group A in the plurality of switching elements includes only switching element QA and is connected in series with capacitor CA1
  • group B includes only switching element QB and is connected in series with capacitor CB1.
  • the switching element QA and the switching element QB are on / off controlled contrarily at a certain interval.
  • backflow prevention diodes DA and DB connected in series in the reverse direction with respect to the body diode of each switching element are disposed.
  • the circuit operation is the same as in the above-described embodiments.
  • FIG. 23 is another configuration example of the rectification unit and the smoothing unit on the secondary side in the first or second embodiment.
  • the rectifying unit in the configuration example of FIG. 23 is also based on a bridge rectifier circuit including four diodes DA2, DA3, DB2, and DB3 as in FIG.
  • the first pair of positive side diode DA2 and negative side diode DA3 are connected in series, and the second pair of positive side diode DB2 and negative side diode DB3 are connected in series.
  • connection point of the first pair of diodes DA2 and DA3 connected in series is connected to the starting end of the secondary coil N2, and the connection point of the second pair of diodes DB2 and DB3 connected in series is the end of the secondary coil N2. It is connected to the.
  • the cathodes of the positive diodes DA2 and DB2 are connected to the positive terminal of the smoothing capacitor and the positive output terminal p.
  • the anodes of the negative side diodes DA3 and DB3 are not connected to each other unlike a normal bridge rectifier circuit.
  • the anode of one negative side diode DA3 is connected to the end of the reactor LA1, and the anode of the other negative side diode DB3 is connected to the end of the reactor LB1.
  • the starting ends of the reactor LA1 and the reactor LB1 are connected to the negative end of the smoothing capacitor and the negative output end n.
  • Reactor LA1 and reactor LB1 constitute a transformer by providing reactor LA2 and reactor LB2, which are secondary coils, respectively.
  • freewheeling diodes DA4 and DB4 are connected.
  • the secondary side circuit of the insulated switching power supply according to the present invention can be variously configured in addition to the illustrated circuit.
  • a forward current flows in the on period
  • a reactor current that releases the magnetic energy of the external reactor flows in the off period
  • a flyback current may flow due to the counter electromotive force generated in the secondary coil. .
  • the secondary side circuit of the isolated switching power supply of the present invention temporarily outputs the flyback current by short-circuiting the reactor on the current path of the flyback current, or bypasses the reactor. Configured to output a flyback current through another current path.
  • the isolated switching power supply according to the present invention is basically applicable to a large output by having a forward operation, and the power factor is improved by a flyback current flowing. Therefore, it is suitable as a high-output one-converter type isolated switching power supply.
  • a power factor improving function is provided and the circuit configuration can be simplified, and safety is ensured because of the insulation type.
  • the switching element in the switching unit may be an IGBT or a bipolar transistor in addition to the MOSFET.
  • the backflow prevention diode provided in the switching unit is for the purpose of preventing the return to the input side
  • a switching element may be used.
  • the backflow prevention switching element is ON / OFF controlled at an appropriate timing to prevent reflux.
  • the body diode of the backflow prevention switching element is connected to be opposite to that of the switching element.
  • these backflow prevention diodes and backflow prevention switching elements are collectively referred to as “backflow prevention elements”.
  • the diode in the circuit configuration on the secondary side can be replaced with a rectifying element having an equivalent function, and such a rectifying element is also included in the concept of the diode.
  • the insulating switching power supply of the present invention described above is not limited to the illustrated configuration example, and various modifications can be made within the scope of the gist of the present invention.

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Abstract

フォワードフライバック方式のスイッチング電源においてスイッチング素子の耐圧特性を軽減する。 トランスと、一次コイルを導通又は遮断するべく背反的にそれぞれオンオフ制御される、第１グループのスイッチング素子と第２グループのスイッチング素子とを有するスイッチング部と、入力側への還流を阻止するために一次コイルを含む電流路に直列接続された逆流防止素子と、二次コイルに接続された整流部と、整流部にそれぞれ接続された少なくとも１つのリアクトルと平滑コンデンサとを含む平滑部と、を有するフォワードフラバック方式の絶縁型スイッチング電源であって、フライバック電流が、二次コイルから、リアクトル特性を有する素子を含まないバイパス電流路を通って出力されるように構成される。

Description

フォワードフライバック方式の絶縁型スイッチング電源
　本発明は、絶縁型スイッチング電源に関し、特にフォワードフライバック方式の絶縁型スイッチング電源に関する。
　交流を直流に電力変換するスイッチング電源として、力率改善回路としての非絶縁型昇圧コンバータとその後段の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとからなるツーコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源が知られている。後段の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの代表的な方式として、フォワード方式とフライバック方式がある。大出力電源にはフォワード方式が適している。
　一方、特許文献１、２等のように、力率改善機能を備えたワンコンバータ方式の絶縁型ＡＣ／ＤＣコンバータも知られている。通常、ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源は、非絶縁型昇圧コンバータと実質的に同じ動作をするフライバック方式で構成されている。フライバック方式は力率改善機能を有するが、大出力電源には適していない。
　また、絶縁型スイッチング電源の一次側のスイッチング素子は、原理的には１つでよいが、大出力化やスイッチング素子の耐圧特性の軽減のために、特許文献３等のように複数のスイッチング素子からなるフルブリッジ回路やプッシュプル回路等が知られている。
特開平５－２３６７４９号公報 特開２００２－３００７８０号公報 特開２０１５－７０７１６号公報
　上述した従来のワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源には、幾つかの問題点がある。ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源は、通常、力率をよくするためにフライバック方式が採用される。しかしながら、スイッチング素子のオフ時に生じるフライバック電圧に大きなスパイク電圧が加重されるため、一次側のスイッチング素子に耐圧特性が要求される。フルブリッジ方式等のスイッチング構成では耐圧特性が軽減されるが、十分に対応できない場合もある。
　さらに、フルブリッジ方式等のスイッチング構成においては、適宜のインターバルを設けて背反的にオンオフする２つのグループのスイッチング素子が設けられ、それらのスイッチング素子として一般的にＭＯＳＦＥＴが用いられる。その場合、一方のグループのＦＥＴがオンからオフになったときにトランスの一次コイルに生じる逆起電力に対して、他方のグループのＦＥＴのボディダイオードが順バイアスとなる結果、入力側へ還流が流れる。このような還流は、スイッチング電源の電力変換効率を低下させることになる。
　さらに、スイッチング電源の大出力化を図るためには、フォワード方式を採り入れることが望ましい。しかしながら、フォワード方式においては、スイッチング素子のオン時にトランスの二次コイルに生じる起電力が、出力端の平滑コンデンサの電圧を超えたときにのみ出力電流が流れる。従って、二次コイルの起電力が小さい範囲では電流が出力されず、このことが力率を悪化させる。
　以上の現状から、本発明は、絶縁型スイッチング電源において、フライバック方式とフォワード方式の双方の長所を取り入れると共に、スイッチング素子の耐圧特性を軽減することを目的とする。
　上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。
・本発明の態様は、一次コイルと二次コイルとを有するトランスと、
　前記一次コイルの電流を導通又は遮断するべく所定のインターバルを設けて互いに背反的にそれぞれオンオフ制御される、第１グループの少なくとも１つのスイッチング素子と第２グループの少なくとも１つのスイッチング素子とを有するスイッチング部と、
　前記一次コイルに生じる逆起電力による入力側への還流を阻止するために前記一次コイルを含む電流路に直列接続された逆流防止素子と、
　前記二次コイルに接続された整流部と、
　前記整流部の後段に接続された少なくとも１つのリアクトルと平滑コンデンサとを含む平滑部と、を有し、
　前記一次コイルの電流が導通すると前記二次コイルに流れるフォワード電流が前記リアクトルを通して出力され、かつ、前記一次コイルの電流が遮断されると前記リアクトルに流れる転流電流が出力されると共に前記二次コイルに流れるフライバック電流が出力されるように構成されたフォワードフラバック方式の絶縁型スイッチング電源であって、
　前記フライバック電流が、前記二次コイルから、リアクトル特性の無い単なる導線と等価であるバイパス電流路を通って出力されるように構成されていることを特徴とする。
・　上記態様において、前記バイパス電流路が、前記リアクトルを含む電流路において該リアクトルを一時的に短絡状態とすることにより形成されるか、又は、前記バイパス電流路が、前記リアクトルを含む電流路を経由せずに前記フライバック電流を流すことが可能な別の電流路であることが、好適である。
・　上記態様において、前記バイパス電流路が、前記リアクトルを含む電流路において該リアクトルを一時的に短絡状態とすることにより形成されるとき、
　前記少なくとも１つのリアクトルが、第１及び第２のリアクトルであり、
　（ａ）前記第１のリアクトルである一次コイルと、二次コイルとを具備する第１の外付けトランスと、
　（ｂ）前記第１の外付けトランスの前記二次コイルを含む第１の短絡電流路と、
　（ｃ）前記第１の短絡電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御される第１のバイパス用スイッチング素子と、
　（ｄ）前記第２のリアクトルである一次コイルと、二次コイルとを具備する第２の外付けトランスと、
　（ｄ）前記第２の外付けトランスの前記二次コイルを含む第２の短絡電流路と、
　（ｅ）前記第２の短絡電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御される第２のバイパス用スイッチング素子と、を有し、
　（ｆ）少なくとも前記第１又は第２のリアクトルにフライバック電流が流れ始める時点において前記第１又は第２の短絡電流路が導通しているように前記第１又は第２のバイパス用スイッチング素子が制御され、それにより、前記第１又は第２のリアクトルが短絡状態となることにより該第１又は第２のリアクトルを含む電流路が前記バイパス電流路となることが、好適である。
・　上記態様において、前記バイパス電流路が、前記リアクトルを含む電流路を経由せずに前記フライバック電流を流すことが可能な別の電流路であるとき、
　（ａ）前記トランスの二次コイルの始端と出力端子とを接続する第１のバイパス電流路と、
　（ｂ）前記第１のバイパス電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御される第１のバイパス用スイッチング素子と、
　（ｃ）前記トランスの二次コイルの終端と出力端子とを接続する第２のバイパス電流路と、
　（ｄ）前記第２のバイパス電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御される第２のバイパス用スイッチング素子と、を有し、
　（ｅ）少なくとも前記トランスの二次コイルにフライバック電流が流れ始める時点において、前記第１又は第２のバイパス電流路が導通しているように前記第１又は第２のバイパス用スイッチング素子が制御されることが、好適である。
・　上記態様において、前記第１グループのスイッチング素子をオンオフ制御するための第１の制御電圧を入力され、前記第１の制御電圧のオフ時点から所定の時間後に前記第２のバイパス用スイッチング素子をオンからオフとする制御電圧を出力する第１のタイマーＩＣと、
　前記第２グループのスイッチング素子をオンオフ制御するための第２の制御電圧を入力され、前記第２の制御電圧のオフ時点から所定の時間後に前記第１のバイパス用スイッチング素子をオンからオフとする制御電圧を出力する第２のタイマーＩＣと、を有することが、好適である。
・　上記態様において、第１のコンデンサであってその両端電圧が、前記第１のバイパス用スイッチング素子の制御電圧として印加されるように接続された、該第１のコンデンサと、
　第２のコンデンサであってその両端電圧が、前記第２のバイパス用スイッチング素子の制御電圧として印加されるように接続された、該第２のコンデンサと、をさらに有し、
　前記第１のコンデンサは、前記第１グループのスイッチング素子により前記一次コイルの電流が導通すると、前記二次コイルに流れるフォワード電流の一部により充電されると共に、前記一次コイルの電流が遮断されると放電され、かつ、前記第１のコンデンサの両端電圧が一定電圧以上のときに前記第１のバイパス用スイッチング素子がオン状態となり、
　前記第２のコンデンサは、前記第２グループのスイッチング素子により前記一次コイルの電流が導通すると、前記二次コイルに流れるフォワード電流の一部により充電されると共に、前記一次コイルの電流が遮断されると放電され、かつ、前記第２のコンデンサの両端電圧が一定電圧以上のときに前記第２のバイパス用スイッチング素子がオン状態となることが、好適である。
・　上記態様において、前記逆流防止素子が、前記第１グループのスイッチング素子のオン期間の電流が専ら流れる電流路上、及び、前記第２グループのスイッチング素子のオン期間の電流が専ら流れる電流路上に、それぞれ接続されることが、好適である。
・　上記態様において、前記スイッチング部が、フルブリッジ回路、プッシュプル回路又はハーフブリッジ回路のいずれかに基づいて構成されることが、好適である。
　本発明によるフォワード方式とフライバック方式を併用した絶縁型スイッチング電源は、フォワード方式による大出力化と、フライバック方式による力率改善の長所を有すると共に、フライバック時のスパイクを抑制できるのでスイッチング素子の耐圧特性を軽減することができる。
図１は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第１の実施形態の回路例を概略的に示した図である。 図２は、図１の回路において、各スイッチング素子の制御電圧を示すタイミング図である。 図３は、図１の回路において、グループＡのスイッチング素子のオン期間（mode-I）に流れる電流を概略的に示している。 図４は、図１の回路において、グループＡのスイッチング素子のオフ期間（mode-II）に流れる電流を概略的に示している。 図５は、図１の回路において、グループＢのスイッチング素子のオン期間（mode-III）に流れる電流を概略的に示している。 図６は、図１の回路において、グループＢのスイッチング素子のオフ期間（mode-IV）に流れる電流を概略的に示している。 図７は、図１の回路において、各電圧及び各電流の波形の例を模式的に示したタイミング図である。 図８は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第２の実施形態の回路例を概略的に示した図である。 図９（ａ）は、図８の回路において、グループＡのスイッチング素子のオフ期間（mode-II）に流れる電流を、（ｂ）はグループＢのスイッチング素子のオフ期間（mode-IV）に流れる電流を概略的に示している。 図１０は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第３の実施形態の回路例を概略的に示した図である。 図１１（ａ）は、図１０の回路において、グループＡのスイッチング素子のオフ期間（mode-II）に流れる電流を、（ｂ）はグループＢのスイッチング素子のオフ期間（mode-IV）に流れる電流を概略的に示している。 図１２は、第２及び第３の実施形態の回路におけるバイパス用スイッチング素子の制御電圧の一例を示したタイミング図である。 図１３は、第２及び第３の実施形態の回路におけるバイパス用スイッチング素子の制御電圧の別の例を示したタイミング図である。 図１４は、バイパス用スイッチング素子の制御電圧を生成する制御回路の一例を示す。 図１５は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第４の実施形態の回路例を概略的に示した図である。 図１６は、第４の実施形態の回路におけるタイミング図の一例である。 図１７（ａ）は、図１５の回路において、グループＡのスイッチング素子のオン期間（mode-I）に流れる電流を、（ｂ）はオフ期間（mode-II）に流れる電流を概略的に示している。 図１８（ａ）は、図１５の回路において、グループＢのスイッチング素子のオン期間（mode-III）に流れる電流を、（ｂ）はオフ期間（mode-IV）に流れる電流を概略的に示している。 図１９は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第５の実施形態の回路例を概略的に示した図である。 図２０（ａ）は、図１９の回路において、グループＡのスイッチング素子のオン期間（mode-I）に流れる電流を、（ｂ）はオフ期間（mode-II）に流れる電流を概略的に示している。 図２１（ａ）は、図１９の回路において、グループＢのスイッチング素子のオン期間（mode-III）に流れる電流を、（ｂ）はオフ期間（mode-IV）に流れる電流を概略的に示している。 図２２（ａ）（ｂ）は、それぞれ本発明のスイッチング電源のトランスの一次側における別の回路例を概略的に示した図である。 図２３は、第１の実施形態の変形形態の回路例を概略的に示した図である。
　以下、例として示した図面を参照して本発明の実施形態を説明する。各図面中、各実施形態の同一又は類似する構成要素については、同じ符号を用いている。
　本発明の絶縁型スイッチング電源は、典型的にはワンコンバータ方式のＡＣ／ＤＣコンバータをターゲットとしている。従って、本発明のスイッチング電源における典型的な入力電圧は、正弦波の交流電圧を整流したものである。しかしながら、本発明のスイッチング電源は、入力電圧が、正弦波以外の方形波若しくは三角波の電圧、又は一定電圧のときも、同様に機能することができる。
（１）第１の実施形態
（１－１）第１の実施形態の回路構成
　図１は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第１の実施形態の回路例を概略的に示した図である。
＜トランスＴの一次側の構成＞
　図１の絶縁型スイッチング電源は、交流電圧を全波整流した入力電圧が入力端子１、２に入力される。ここでの交流電圧は、例えば、系統電源又は各種の発電装置で生成される数Ｈｚ～数十Ｈｚ程度の周波数を有する正弦波である。しかしながら、入力電圧の波形は正弦波に限られず、正電位の任意の波形とすることができる。
　メイントランスであるトランスＴは、一次コイルＮ１と二次コイルＮ２が同極性に巻かれたフォワードトランスである（コイルの巻き始端を黒丸で示す）。トランスＴの一次側には、入力電圧により一次コイルＮ１に流れる電流を導通又は遮断するべくそれぞれオンオフ制御される複数のスイッチング素子を有するスイッチング部が設けられている。
　図１のスイッチング部は、基本的にフルブリッジ回路を構成している。このフルブリッジ回路は、４個のスイッチング素子ＱＡ１、ＱＡ２、ＱＢ１、ＱＢ２を有し、ここでは一例としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。フルブリッジ回路は、大出力のスイッチング電源に好適である。スイッチング素子ＱＡ１、ＱＡ２が、同時にオンオフ制御される第１のグループ（以下「グループＡ」と称する）を構成し、スイッチング素子ＱＢ１、ＱＢ２が、同時にオンオフ制御される第２のグループ（以下「グループＢ」と称する）を構成する。
　スイッチング部の各スイッチング素子は、制御端であるゲートに印加される制御電圧によりオンオフ制御される。一次側のスイッチング部におけるオンオフ制御電圧は、いずれもＰＷＭ信号である。ＰＷＭ信号の周波数は、入力交流の周波数よりも高い数十ｋＨｚ～数百ｋＨｚである。グループＡの各スイッチング素子は、制御電圧ＶＡによりオンオフ制御され、グループＢの各スイッチング素子は、制御電圧ＶＢによりオンオフ制御される。
　正の入力端子１と一次コイルＮ１の始端の間に、スイッチング素子ＱＡ１が直列接続されている。一次コイルＮ１の終端と負の入力端子２の間に、逆流防止ダイオードＤＡ１とスイッチング素子ＱＡ２が直列接続されている。
　同様に、正の入力端子１と一次コイルＮ１の終端との間に、スイッチング素子ＱＢ１が直列接続されている。一次コイルＮ１の始端と負の入力端子２との間に、逆流防止ダイオードＤＢ１とスイッチング素子ＱＢ２が直列接続されている。
　図１のスイッチング部は、基本的なフルブリッジ回路とは異なり、一次コイルを含む電流路に逆流防止ダイオードＤＡ１、ＤＢ１が直列接続されている。逆流防止ダイオードＤＡ１、ＤＢ１の極性は、スイッチング素子ＱＡ１、ＱＡ２、ＱＢ１及びＱＢ２のボディダイオードのそれとは逆方向である。
　逆流防止ダイオードＤＡ１、ＤＢ１は、図１に示した位置以外に入力端子１と入力端子２の間の電流路上のいずれかの位置に直列に挿入することができる。
　好適には、逆流防止ダイオードＤＡ１、ＤＢ１は、スイッチング素子ＱＡ１とスイッチング素子ＱＢ１のドレイン同士の接続点と、スイッチング素子ＱＡ２とスイッチング素子Ｂ２のソース同士の接続点の間の電流路にそれぞれ挿入される。言い換えると、逆流防止ダイオードＤＡ１は、グループＡのスイッチング素子のオン期間電流が専ら流れる電流路に直列に挿入され、一方、逆流防止ダイオードＤＢ１は、グループＢのスイッチング素子のオン期間電流が専ら流れる電流路に直列に挿入されることが好適である。
　なお、入力端子１、２の少なくとも一方のライン上にダイオードを挿入した場合も逆流防止機能を実現できる。しかしながら、入力ライン上に逆流防止ダイオードを挿入した場合、スイッチング素子がオンからオフとなったときにリカバリ電流を生じる点で不利である。但し、ファーストリカバリダイオード（ＦＲＤ）、シリコンカーバイト（ＳＩＣ）を用いたショットキーダイオード等を用いた場合は、これらの入力ライン上に逆流防止ダイオードを挿入することも可能である。
　さらに、別のスイッチング素子として、バイパス用スイッチング素子Ｓ１とＳ２が設けられている。これらも、一例としてＭＯＳＦＥＴとすることができる。
　第１のバイパス用スイッチング素子Ｓ１は、ダイオードＤＡ５及びリアクトルＬＡ２と共に第１の短絡電流路を形成している。リアクトルＬＡ２は、後述する二次側に設けられる第１の外付けトランスＴＡの二次コイルである。ダイオードＤＡ５は、アノードがリアクトルＬＡ２の始端に、カソードがスイッチング素子Ｓ１のドレインに接続されている。スイッチング素子Ｓ１のソースとリアクトルＬＡ２の終端は、負の入力端子２に接続されている。スイッチング素子Ｓ１は、第１の短絡電流路を導通又は遮断するためにオンオフ制御される。
　同様に、第２のバイパス用スイッチング素子Ｓ２は、ダイオードＤＢ５及びリアクトルＬＢ２と共に第２の短絡電流路を形成している。リアクトルＬＢ２は、後述する二次側に設けられる第２の外付けトランスＴＢの二次コイルである。ダイオードＤＢ５は、アノードがリアクトルＬＢ２の始端に、カソードがスイッチング素子Ｓ２のドレインに接続されている。スイッチング素子Ｓ２のソースとリアクトルＬＢ２の終端は、負の入力端子２に接続されている。スイッチング素子Ｓ２は、第２の短絡電流路を導通又は遮断するためにオンオフ制御される。
　第１及び第２の外付けトランスＴＡ、ＴＢの一次コイルに流れる電流は、スイッチング電源の設計により多様な値となり得る。この場合、一次コイルに流れる電流に合わせて一次コイルＬＡ１、ＬＢ１と二次コイルＬＡ２、ＬＢ２の巻数比を適切に設定することにより、一次コイルに流れる電流の大きさが大きく異なってもバイパス用スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２として同じ規格の素子を用いることができる。
　図１の例では、バイパス用スイッチング素子Ｓ１の制御電圧は、グループＡのスイッチング素子の制御電圧ＶＡを反転した電圧であり、バイパス用スイッチング素子Ｓ２の制御電圧は、グループＢのスイッチング素子の制御電圧ＶＢを反転した電圧である。しかしながら、これは一例であり、バイパス用スイッチング素子Ｓ１及びＳ２の各々を、フルブリッジ回路の各スイッチング素子の制御電圧とは独立した制御電圧により制御することもできる。図示しないが、図１に示す各スイッチング素子のオンオフ制御電圧として所定のＰＷＭ信号を生成し、出力する制御部が別途設けられている。
＜トランスＴの二次側の構成＞
　トランスＴの二次側には、整流部及びその後段の平滑部が配置されている。正の出力端子ｐと負の出力端子ｎの間には平滑コンデンサＣが接続されている。
　図１の回路例における整流部は、４つのダイオードＤＡ２、ＤＡ３、ＤＢ２、ＤＢ３からなるブリッジ整流回路を基本とする形態である。第１の対である正側ダイオードＤＡ２と負側ダイオードＤＡ３が直列接続され、第２の対である正側ダイオードＤＢ２と負側ダイオードＤＢ３が直列接続されている。
　直列接続された第１の対のダイオードＤＡ２とＤＡ３の接続点は、二次コイルＮ２の始端に接続されている。直列接続された第２の対のダイオードＤＢ２とＤＢ３の接続点は、二次コイルＮ２の終端に接続されている。負側ダイオードＤＡ３、ＤＢ３の各々のアノードは、平滑コンデンサＣの負極端及び負の出力端子ｎに接続されている。ここで、通常のブリッジ整流回路とは異なり、正側ダイオードＤＡ２、ＤＢ２の各々のカソードは互いに接続されていない。
　図１の回路にはさらに、第１の外付けトランスＴＡ及び第２の外付けトランスＴＢが設けられている。正側ダイオードＤＡ２のカソードは、第１の外付けトランスＴＡの一次コイルである第１のリアクトルＬＡ１の始端に接続されている。正側ダイオードＤＢ２のカソードは、第２の外付けトランスＴＢの一次コイルである第２のリアクトルＬＢ１の始端に接続されている。リアクトルＬＡ１、ＬＢ１の各々の終端は、平滑コンデンサＣの正極端及び正の出力端子ｐに接続されている。リアクトルＬＡ１、ＬＢ１は、フォワード方式のスイッチング電源における外付けの直列リアクトルに相当する。
　好適例として、フォワード方式電源におけるフリーホイーリングダイオードとしてのダイオードＤＡ４、ＤＢ４を設けている。ダイオードＤＡ４のアノードは負の出力端子ｎに、カソードはリアクトルＬＡ１の始点に接続されている。ダイオードＤＢ４のアノードは負の出力端子ｎに、カソードはリアクトルＬＢ１の始点に接続されている。ダイオードＤＡ４とＤＢ４は必須ではない。ダイオードＤＡ４が無い場合はダイオードＤＡ２とＤＡ３が、そしてダイオードＤＢ４が無い場合はダイオードＤＢ２とＤＢ３が、それぞれフリーホイーリングダイオードの役割を果たすことができる。
　外付けトランスＴＡ、ＴＢの各々の二次コイルであるリアクトルＬＡ２、ＬＢ２は、上述した通り、トランスＴの一次側の回路に含まれる素子である。この構成により、リアクトルＬＡ１、ＬＢ１に流れる電流に対する制御を、トランスＴの一次側の制御信号を用いて絶縁を確保しつつ行うことができる。
（１－２）第１の実施形態の回路動作
　図２～図７を参照して、図１に示した第１の実施形態の回路の動作を説明する。
　図２は、図１の回路における各スイッチング素子のオンオフ制御信号を示すタイミング図である。図２（ａ）は、フルブリッジ回路のグループＡのスイッチング素子の制御電圧ＶＡである。図２（ｂ）は、フルブリッジ回路のグループＢのスイッチング素子の制御電圧ＶＢである。図２（ｃ）は、リアクトルＬＡ２を含む短絡電流路を導通又は遮断するバイパス用スイッチング素子Ｓ１の制御電圧ＶＳ１である。図２（ｄ）は、リアクトルＬＢ２を含む短絡電流路を導通又は遮断するバイパス用スイッチング素子Ｓ２の制御電圧ＶＳ２である。
　図２（ａ）（ｂ）に示すように、フルブリッジ回路に含まれるグループＡのスイッチング素子とグループＢのスイッチング素子とは、所定のインターバル（双方のグループがオフとなる期間）を設けて互いに背反的にオンオフ制御される。双方のグループのオン期間の長さは同じであり、オフ期間の長さも同じである。また、図２（ｃ）（ｄ）に示すように、バイパス用スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の制御電圧は、それぞれグループＡ、Ｂのスイッチング素子の制御電圧の反転電圧である。
　図１の回路の動作は、主として４つのモードＩ、II、III、IVを有する。各モードの期間は、おおよそ次の通りとなる。
　モードＩ：グループＡのスイッチング素子のオン期間
　モードII：グループＡのスイッチング素子のオフ期間
　モードIII：グループＢのスイッチング素子のオン期間
　モードIV：グループＢのスイッチング素子のオフ期間
　なお、２つのモードが互いに重なる期間があるが、重なった期間に回路に流れる各モードの電流は独立しており、互いに影響せずに重ね合わされるだけである。
　図２中の矢印は、４つのモードＩ、II、III、IVの各々において特徴的な電流が流れる時点の一例を示している。図３～図６は、図２に示した４つの時点の各々において図１の回路に流れる特徴的な電流を概略的に示している。
　図７は、図１の回路における各電圧及び各電流の波形の例を模式的に示したタイミング図である。
　図７（ａ）（ｂ）はそれぞれ、図２（ａ）（ｂ）と同じ制御電圧ＶＡ、ＶＢである。
　図７（ｃ）は、トランスＴの一次コイルＮ１を流れる電流ＩＮ１であり、（ｄ）は二次コイルＮ２を流れる電流ＩＮ２である。
　図７（ｅ）（ｆ）は、それぞれトランスＴの二次コイルＮ２の始端の電位Ｖｘ、終端の電位Ｖｙである。
　図７（ｇ）は、トランスＴＡの一次コイルＬＡ１を流れる電流ＩＬＡ１であり、（ｈ）は二次コイルＬＡ２を流れる電流ＩＬＡ２である。
　図７（ｉ）は、トランスＴＢの一次コイルＬＢ１を流れる電流ＩＬＢ１であり、（ｊ）は二次コイルＬＢ２を流れる電流ＩＬＢ２である。
　以下、図２～図７を参照して、各モードの動作を説明する。
＜モードＩ＞
　モードＩは、グループＡのスイッチング素子ＱＡ１、ＱＡ２のオン期間である。図３（mode-I）中の矢印付き実線は、グループＡのスイッチング素子がオンになった直後の電流を示している。グループＡのスイッチング素子がオンになると、一次コイルＮ１に電流ｉ１が流れる（図７（ｃ）参照）。この電流ｉ１は、逆流防止ダイオードＤＡ１の順方向に流れる。
　一次コイルに電流ｉ１が流れる結果、相互誘導により二次コイルＮ２に起電力（図７（ｅ）参照）を生じ、順バイアスとなるダイオードＤＢ３とＤＡ２を通して電流ｉ２が流れ（図７（ｄ）参照）、リアクトルＬＡ１を通って出力端子ｐへ出力され負荷に供給される（図７（ｇ）参照）。電流ｉ２は、トランスＴの相互誘導によるフォワード電流である。フォワード電流ｉ２によりリアクトルＬＡ１は励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。その他のダイオードは、逆バイアスとなるため電流が流れない。
　トランスＴＡの二次コイルであるリアクトルＬＡ２は、一次コイルであるリアクトルＬＡ１に電流ｉ２が流れることにより起電力が生じるが、バイパス用スイッチング素子Ｓ１がオフであるので電流は流れない。
　ここで、定常状態における平滑コンデンサＣは、リップル変動を除いてほぼ一定の電圧で充電されている。従って、フォワード電流ｉ２は、二次コイルＮ２の起電力が平滑コンデンサＣの電圧を超えたときにのみ流れる。入力端子１、２に、例えば正弦波の入力電圧が印加される場合、入力電圧の小さい範囲では、二次コイルＮ２の起電力も小さいため、フォワード電流ｉ２は出力端子ｐ、ｎに出力されない。これはフォワード動作の特徴であり、力率を低下させる原因となる。
＜モードII＞
　モードIIは、グループＡのスイッチング素子ＱＡ１、ＱＡ２のオフ期間である。図４（mode-II）中の矢印付き実線及び点線は、グループＡのスイッチング素子がオフになった直後の電流をそれぞれ示している。グループＡのスイッチング素子がオフになると、一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が発生する。一次コイルＮ１の逆起電力は、グループＢのスイッチング素子ＱＢ１、ＱＢ２のボディダイオード（図４参照）に対して順バイアスであるが、逆流防止ダイオードＤＢ１が電流路に挿入されているため、入力側への還流は阻止される。この結果、還流がある場合には入力側に戻されるエネルギーが、本回路ではトランスＴに留まる。
　一方、二次コイルＮ２は、逆起電力により始端が低電位、終端が高電位となる（図７（ｆ）参照）。リアクトルＬＡ１には、矢印付き実線で示すように、順バイアスとなるフリーホイーリングダイオードＤＡ４を介して転流電流である電流ｉ３が流れ、出力端子ｐに出力され負荷に供給される（図７（ｇ）参照）。これにより、オン期間にリアクトルＬＡ１に蓄積された磁気エネルギーが放出される。
　さらに、二次コイルＮ２の逆起電力（図７（ｆ）参照）によりダイオードＤＡ３とＤＢ２が順バイアスとなり、矢印付き点線で示すようにフライバック電流ｉｆｂ１が流れ、リアクトルＬＢ１を通って出力端子ｐに出力され負荷に供給される（図７（ｄ）（ｉ）参照）。フライバック電流ｉｆｂ１は、一次側の逆流防止ダイオードＤＢ１により還流が阻止されたためにトランスＴに留められた磁気エネルギーの放出によるものである。
　本回路では入力側への還流が無い替わりに二次コイルＮ２にフライバック電流ｉｆｂ１が流れることにより、トランスＴの磁気リセットが行われる。
　また、フライバック電流ｉｆｂ１は、フォワード電流ｉ２とは異なり、二次コイルＮ２に生じる逆起電力が小さいときであっても、逆起電力の大きさに応じた大きさで出力端子ｐへ出力される。従って、例えば正弦波の入力電圧の場合、入力電圧が小さい範囲においてもフライバック電流ｉｆｂ１が流れることによって力率が改善される。このように、本発明の回路は、フォワード方式とフライバック方式を併用したフォワードフライバック方式と云える。
　さらに、フライバック電流ｉｆｂ１がリアクトルＬＢ１を流れる（図７（ｉ）参照）ことにより、トランスＴＢの二次コイルであるリアクトルＬＢ２に相互誘導による起電力が生じる。リアクトルＬＢ２の起電力によりダイオードＤＢ５が順バイアスとなりかつこのときバイパス用スイッチング素子Ｓ２はオンであるので、矢印付き点線で示すように短絡電流路に短絡電流ｉｓ１が流れる（図７（ｊ）参照）。二次コイルＬＢ２に短絡電流ｉｓ１が流れることにより、一次コイルであるリアクトルＬＢ１も、その両端が短絡された状態と等価になる。
　リアクトルＬＢ１が短絡状態になることは、フライバック電流ｉｆｂ１がダイオードＤＢ２のカソードから直接、正の出力端子ｐへ出力される回路と等価になる。
　モードIIにおけるリアクトルＬＢ１の短絡状態とは、リアクトルＬＢ１がそのリアクトル特性を消失させられ、実質的に導線と等価の状態となることを意味する。このように二次コイルＮ２から流れ出るフライバック電流が、リアクトル特性の無い単なる導線を通って出力端子へ流れるように誘導される場合、その電流路を、以下、フライバック電流用の「バイパス電流路」と称することとする。
　第１の実施形態におけるバイパス電流路は、永続的な回路要素ではなく、リアクトルを含む電流路においてリアクトルを一時的に短絡状態とすることによって実現される。それに対し、後述する第３、４及び５の実施形態では、バイパス電流路が永続的な回路要素により実現される。具体的には、バイパス電流路が、リアクトルを含む電流路以外の別の電流路により実現される。従って、本発明におけるフライバック電流用のバイパス電流路は、リアクトルを一時的に短絡状態とすることにより実現される場合と、永続的な回路要素として実現される場合がある。
　このようなフライバック電流ｉｆｂ１が流れる結果、スイッチング素子のオフ時に二次コイルＮ２に生じる大きなスパイク電圧ｓｐ（図７（ｆ）の点線参照）が完全に抑制される。それにより、一次コイルＮ１に生じるスパイク電圧も抑制されることから、一次側のスイッチング部における各スイッチング素子の耐圧特性を軽減することができる。加えて、スナバ回路を不要又は縮小することができ、スナバ回路による損失も低減できる。
　図１の回路において、モードIIのフライバック電流ｉｆｂ１が流れる時にリアクトルＬＢ１を短絡状態とするための条件は、少なくともリアクトルＬＢ１にフライバック電流ｉｆｂ１が流れ始める時点において、リアクトルＬＢ２を含む短絡電流路が導通していることである。例えば、グループＡのスイッチング素子がオンからオフになる時点の前後を含む所定の期間にバイパス用スイッチング素子Ｓ２をオン状態に維持し、短絡電流路を導通させる。この所定の期間は、スパイク電圧ｓｐの抑制に必要かつ十分な長さであればよい。図２（ｄ）に、バイパス用スイッチング素子Ｓ２をオン状態に維持するべき期間の一例を符号ｔIIで示す。
　逆に言えば、期間ｔII以外の期間については、バイパス用スイッチング素子Ｓ２はオン状態でもオフ状態でもよいと言える。仮に、短絡電流が流れるべきでないときにバイパス用スイッチング素子Ｓ２がオン状態であってもダイオードＤＢ５が逆バイアスとなることにより短絡電流が阻止される。
　但し、バイパス用スイッチング素子Ｓ２のオン期間は、グループＢのスイッチング素子のオン期間と重ならないようにする（図１の回路では、これらの制御電圧が互いに反転電圧であるので一応重ならない）。グループＢのスイッチング素子とバイパス用スイッチング素子Ｓ２のオン状態が重なった場合、後述するモードIIIでフォワード電流ｉ５が流れるリアクトルＬＢ１が短絡してしまうからである。
＜モードIII＞
　モードIIIは、グループＢのスイッチング素子ＱＢ１、ＱＢ２のオン期間である。モードIIIは、電流が対称的な経路を流れることを除いて、上述したモードＩと実質的に同じ動作となるので、簡単に説明する。
　図５（mode-III）中の矢印付き実線は、グループＢのスイッチング素子がオンになった直後の電流を示している。グループＢのスイッチング素子がオンになると、一次コイルＮ１に電流ｉ４が流れる（図７（ｃ）参照）。この電流ｉ１は、逆流防止ダイオードＤＢ１の順方向に流れる。
　一方、二次コイルＮ２に生じた起電力（図７（ｆ）参照）により、順バイアスとなるダイオードＤＡ３とＤＢ２を通してフォワード電流ｉ５が流れ（図７（ｄ）参照）、リアクトルＬＢ１を通って出力端子ｐへ出力され負荷に供給される（図７（ｉ）参照）。リアクトルＬＢ１は励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。
　トランスＴＢの二次コイルであるリアクトルＬＢ２には起電力が生じるが、スイッチング素子Ｓ２がオフであるので電流は流れない。
＜モードIV＞
　モードIVは、グループＢのスイッチング素子ＱＢ１、ＱＢ２のオフ期間である。モードIVは、電流が対称的な経路を流れることを除いて、上述したモードIIと実質的に同じ動作となるので、簡単に説明する。
　図６（mode-IV）中の矢印付き実線及び点線は、グループＢのスイッチング素子がオフになった直後の電流をそれぞれ示している。グループＢのスイッチング素子がオフになると、一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が発生する。一次コイルＮ１の逆起電力は、グループＡのスイッチング素子ＱＡ１、ＱＡ２のボディダイオード（図６参照）に対して順バイアスであるが、逆流防止ダイオードＤＡ１が電流路に挿入されているため、入力側への還流は阻止され、エネルギーがトランスＴに留まる。
　一方、二次コイルＮ２は、逆起電力により始端が高電位、終端が低電位となる（図７（ｅ）参照）。リアクトルＬＢ１には、矢印付き実線で示すように、順バイアスとなるフリーホイーリングダイオードＤＢ４を介して転流電流である電流ｉ６が流れ、出力端子ｐに出力され負荷に供給される（図７（ｉ）参照）。これにより、オン期間にリアクトルＬＢ１に蓄積された磁気エネルギーが放出される。
　さらに、二次コイルＮ２の逆起電力（図７（ｅ）参照）により、ダイオードＤＢ３とＤＡ２が順バイアスとなる。これにより、矢印付き点線で示すように、フライバック電流ｉｆｂ２が流れ、リアクトルＬＡ１を通って出力端子ｐに出力され負荷に供給される（図７（ｄ）（ｇ）参照）。フライバック電流ｉｆｂ２は、一次側の逆流防止ダイオードＤＡ１により還流が阻止されたためにトランスＴに留められた磁気エネルギーの放出によるものである。
　さらに、フライバック電流ｉｆｂ２がリアクトルＬＡ１を流れる（図７（ｇ）参照）ことにより、トランスＴＡの二次コイルであるリアクトルＬＡ２に相互誘導による起電力が生じる。リアクトルＬＡ２の起電力によりダイオードＤＡ５が順バイアスとなりかつこのときバイパス用スイッチング素子Ｓ１はオンであるので、矢印付き点線で示すように、短絡電流ｉｓ２が流れる（図７（ｈ）参照）。二次コイルＬＡ２に短絡電流ｉｓ２が流れることにより、リアクトルＬＡ１は、その両端が短絡された状態と等価になる。
　リアクトルＬＡ１が短絡状態になることは、フライバック電流ｉｆｂ２がダイオードＤＡ２のカソードから直接、正の出力端子ｐへ出力される回路と等価になる。上述したモードIIにおける短絡状態のリアクトルＬＢ１のバイパス電流路と同様に、このモードIVにおいて短絡状態となるリアクトルＬＡ１の電流路もまた、フライバック電流用のバイパス電流路である。
　このようなフライバック電流ｉｆｂ２が流れる結果、通常スイッチング素子のオフ時に二次コイルＮ２に生じる大きなスパイク電圧ｓｐ（図７（ｅ）の点線参照）が完全に抑制される。それにより、一次コイルＮ１に生じるスパイク電圧も抑制される。
　図１の回路において、モードIVのフライバック電流ｉｆｂ２が流れる時にリアクトルＬＡ１を短絡状態とするための条件は、少なくともリアクトルＬＡ１にフライバック電流ｉｆｂ２が流れ始める時点において、リアクトルＬＡ２を含む短絡電流路が導通していることである。例えば、グループＢのスイッチング素子がオンからオフになる時点の前後を含む所定の期間にバイパス用スイッチング素子Ｓ１をオン状態に維持し、短絡電流路を導通させる。この所定の期間は、スパイク電圧ｓｐの抑制に必要かつ十分な長さであればよい。図２（ｃ）に、バイパス用スイッチング素子Ｓ１をオン状態に維持するべき期間の一例を符号ｔＩＶで示す。
　逆に言えば、期間ｔＩＶ以外の期間については、バイパス用スイッチング素子Ｓ１はオン状態でもオフ状態でもよいと言える。仮に、短絡電流が流れるべきでないときにバイパス用スイッチング素子Ｓ１がオン状態であってもダイオードＤＡ５により短絡電流が阻止される。
　但し、バイパス用スイッチング素子Ｓ１のオン期間は、グループＡのスイッチング素子のオン期間と重ならないようにする（図１の回路では、これらの制御電圧が互いに反転電圧であるので一応重ならない）。グループＡのスイッチング素子とバイパス用スイッチング素子Ｓ１のオン状態が重なった場合、モードＩでフォワード電流ｉ２が流れるリアクトルＬＡ１が短絡するからである。
　＜その他＞
　なお、図７（ｇ）（ｉ）では、リアクトルＬＡ１、ＬＢ１にそれぞれ流れるフライバック電流ｉｆｂ２、ｉｆｂ１の終わり部分が、次のオン期間のフォワード電流ｉ２、ｉ５の立ち上がり部分と重なっていない不連続モードとなっている。これは一例であり、この部分が重なる連続モードでもよい。
（２）第２の実施形態
（２－１）第２実施形態の回路構成
　図８は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第２の実施形態の回路例を概略的に示した図である。第２の実施形態において第１の実施形態と異なる点は、リアクトルＬＡ２、ＬＢ２の各々の短絡電流路を導通又は遮断するバイパス用スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２に対する制御電圧の供給形態である。
　第２の実施形態では、バイパス用スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の制御電圧ＶＳ１、ＶＳ２が、トランスＴのスイッチング部のスイッチング素子の制御電圧ＶＡ及びＶＢとは独立している。その他の回路構成は、図１の回路と同じである。
　第１の実施形態の回路動作のモードIIで説明したように、バイパス用スイッチング素子Ｓ２は、少なくとも図２（ｄ）に示す期間ｔＩＩにおいてオンとされ、かつ、グループＢのスイッチング素子と同時にオンとならないように制御される。
　また、第１の実施形態の回路動作のモードIVで説明したように、バイパス用スイッチング素子Ｓ１は、少なくとも図２（ｃ）に示す期間ｔＩＶにおいてオンとされ、かつ、グループＡのスイッチング素子と同時にオンとならないように制御される。このような条件を満たす制御電圧ＶＳ１及びＶＳ２の具体例については後述する。
（２－２）第２実施形態の回路動作
　図９（ａ）は、図８の回路において、モードII（グループＡのスイッチング素子のオフ期間）に流れる特徴的な電流を、（ｂ）はモードIV（グループＢのスイッチング素子のオフ期間）に流れる特徴的な電流を概略的に示している。なお、モードＩ及びモードIIIの動作については、第１の実施形態と同じであるので説明を省略する。
　図９（ａ）のモードIIにおいて、リアクトルＬＡ１を流れる転流電流ｉ３、リアクトルＬＢ１を流れるフライバック電流ｉｆｂ１、及び、リアクトルＬＢ２を流れる短絡電流ｉｓ１は、図４に示した第１の実施形態のモードIIにおけるものとそれぞれ同じである。このとき、フライバック電流ｉｆｂ１が流れるリアクトルＬＢ１は、短絡状態であり、フライバック電流用のバイパス電流路を形成している。
　図９（ｂ）のモードIVにおいて、リアクトルＬＢ１を流れる転流電流ｉ６、リアクトルＬＡ１を流れるフライバック電流ｉｆｂ２、及び、リアクトルＬＡ２を流れる短絡電流ｉｓ２は、図６に示した第１の実施形態のモードIVにおけるものとそれぞれ同じである。このとき、フライバック電流ｉｆｂ２が流れるリアクトルＬＡ１は、短絡状態であり、フライバック電流のバイパス電流路を形成している。
（３）第３の実施形態
（３－１）第３実施形態の回路構成
　図１０は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第３の実施形態の回路例を概略的に示した図である。第３の実施形態において第１及び第２の実施形態と異なる点は、トランスＴの二次コイルＮ２とそれぞれ直列に接続されているリアクトルＬＡ及びリアクトルＬＢが、単独コイルである点である。
　その替わりに、トランスＴの二次コイルＮ２の始端と正の出力端子ｐとの間に、ダイオードＤＡ５と第１のバイパス用スイッチング素子Ｓ１とを直列接続した第１のバイパス電流路が設けられている。同様に、トランスＴの二次コイルＮ２の終端と正の出力端子ｐとの間に、ダイオードＤＢ５と第２のバイパス用スイッチング素子Ｓ２とを直列接続した第２のバイパス電流路が設けられている。バイパス用スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２は、第１及び第２のバイパス電流路をそれぞれ導通又は遮断するためにオンオフ制御される。
　バイパス用スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の各々に対する制御電圧ＶＳ１、ＶＳ２についての説明は、第２の実施形態における制御電圧ＶＳ１、ＶＳ２と同じであるので省略する。第３の実施形態でも、バイパス用スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２をオンオフ制御する電圧ＶＳ１、ＶＳ２が、トランスＴのスイッチング部のスイッチング素子をオンオフ制御する電圧ＶＡ及びＶＢとは独立している。
　図１０の回路におけるバイパス用スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２は、トランスＴの二次側回路と絶縁されていない。従って、制御電圧ＶＳ１、ＶＳ２を生成し、出力する制御部が、トランスＴの一次側回路に属する場合には、制御部とバイパス用スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２との間をフォトカプラ等で絶縁することが好ましい。
　上述した第１及び第２の実施形態の回路は、フライバック電流が流れる電流路上のリアクトルを一時的に短絡状態とすることにより、そのリアクトル自体をバイパス電流路とするのに対し、第３の実施形態の回路は、フライバック電流がリアクトルを経由せずに流れることができるバイパス電流路を別途設けた構成である。
（３－２）第３実施形態の回路動作
　図１１（ａ）は、図１０の回路において、モードII（グループＡのスイッチング素子のオフ期間）に流れる特徴的な電流を、（ｂ）はモードIV（グループＢのスイッチング素子のオフ期間）に流れる特徴的な電流を概略的に示している。なお、モードＩ及びモードIIIの動作については、第１の実施形態と同じであるので説明を省略する。
　図１１（ａ）のモードIIにおいて、リアクトルＬＡを流れる転流電流ｉ３は、図４に示した第１の実施形態のモードIIにおけるものと同じである。
　一方、二次コイルＮ２に生じた逆起電力によるフライバック電流ｉｆｂ１は、ダイオードＤＡ３→二次コイルＮ２→ダイオードＤＢ５→バイパス用スイッチング素子Ｓ２→出力端子ｐの経路で流れる。よって、フライバック電流ｉｆｂ１は、第２のバイパス電流路を通り、リアクトルＬＢを通らない。
　図１１（ｂ）のモードIVにおいて、リアクトルＬＢを流れる転流電流ｉ６は、図６に示した第１の実施形態のモードIVにおけるものと同じである。
　一方、二次コイルＮ２に生じた逆起電力によるフライバック電流ｉｆｂ２は、ダイオードＤＢ３→二次コイルＮ２→ダイオードＤＡ５→バイパス用スイッチング素子Ｓ１→出力端子ｐの経路で流れる。よって、フライバック電流ｉｆｂ２は、第１のバイパス電流路を通り、リアクトルＬＡを通らない。
　図１１（ａ）（ｂ）におけるバイパス電流路を通るフライバック電流ｉｆｂ１、ｉｆｂ２の効果は、第１の実施形態と同じである。すなわち、トランスＴの一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２のスパイク電圧を抑制し、一次側のスイッチング部のスイッチング素子の耐圧特性を軽減できる。また、このスイッチング電源の力率を良好とし、電力変換効率を向上させる。
（４）バイパス電流路のスイッチング素子のオンオフ制御の例
　図１２は、上述した第２又は第３の実施形態の回路において、バイパス用スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の制御電圧ＶＳ１、ＶＳ２の一例を示したタイミング図である。
　図１２（ａ）（ｂ）はそれぞれスイッチング部のグループＡ、Ｂのスイッチング素子の制御電圧ＶＡ、ＶＢであり、（ｃ）がスイッチング素子Ｓ１の制御電圧ＶＳ１、（ｄ）がスイッチング素子Ｓ２の制御電圧ＶＳ２である。
　上述した通り、スイッチング素子Ｓ１は、スイッチイング部のグループＡのスイッチング素子と同時にオン状態とならないことが好ましい。同様に、スイッチング素子Ｓ２は、スイッチング部のグループＢのスイッチング素子と同時にオン状態とならないことが好ましい。
　図１２では、グループＡのスイッチング素子がオフになってからｔ１だけ遅れてスイッチング素子Ｓ１がオンになり、スイッチング素子Ｓ１がオフになってからｔ２だけ遅れてグループＡのスイッチング素子がオンになるように電圧ＶＡとＶＳ１が制御される。ｔ１及びｔ２の長さは、双方の素子が実質的に同時にオン状態とならない最小限の長さ以上に設定する。グループＢのスイッチング素子とスイッチング素子Ｓ２をそれぞれ制御する電圧ＶＢとＶＳ２についても同様である。
（５）短絡電流路又は迂回電流路のスイッチング素子のオンオフ制御の別の例
　図１３は、上述した第２又は第３の実施形態において、バイパス用スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の制御電圧ＶＳ１、ＶＳ２の別の例を示したタイミング図である。
　図１３（ａ）（ｂ）はそれぞれスイッチング部のグループＡ、Ｂのスイッチング素子の制御電圧ＶＡ、ＶＢであり、（ｃ）がスイッチング素子Ｓ１の制御電圧ＶＳ１、（ｄ）がスイッチング素子Ｓ２の制御電圧ＶＳ２である。
　上述した通り、モードIIに関連して、スイッチング素子Ｓ２は、少なくとも図２（ｄ）に示す期間ｔＩＩにおいてオンとされることが好ましい。すなわち、電圧ＶＳ２は、少なくとも電圧ＶＡがオンからオフになる時点の前後の所定の期間ｔＩＩの間オンであればよい。図１３（ｄ）に示す電圧ＶＳ２は、電圧ＶＡと同時にオンになり、電圧ＶＡがオフになってから所定の期間ｔ３が経過した時点で、かつ、電圧ＶＢがオンになる前にオフとなる。
　また、モードIVに関連して、スイッチング素子Ｓ１は、少なくとも図２（ｃ）に示す期間ｔＩＶにおいてオンとされることが好ましい。すなわち電圧ＶＳ１は、少なくとも電圧ＶＢがオンからオフになる時点を含む前後の所定の期間ｔＩＶの間オンであればよい。図１３（ｃ）に示す電圧ＶＳ１は、電圧ＶＢと同時にオンになり、電圧ＶＢがオフになってから所定の期間ｔ４が経過した時点で、かつ、電圧ＶＡがオンになる前にオフとなる。
　期間ｔ３及び期間ｔ４の長さは、フライバック電流によるスパイク抑制効果が十分に得られるように設定する。
　図１４は、図１３に示した制御電圧ＶＳ２、ＶＳ２を生成する制御回路の一例を示す。制御回路１０Ａは、一次側のグループＡのスイッチング素子の制御電圧ＶＡを利用してバイパス用スイッチング素子Ｓ２の制御電圧ＶＳ２を生成する。制御回路１０Ｂは、グループＢのスイッチング素子の制御電圧ＶＢを利用してバイパス用スイッチング素子Ｓ１の制御電圧ＶＳ１を生成する。
　図１４では、制御電圧ＶＳ２を生成する制御回路１０Ａのみを具体的に示し、制御電圧ＶＳ１を生成する制御回路１０Ｂについては同じ構成であるので省略している。制御回路１０Ａは、タイマーＴＭ（一例としてタイマーＩＣ５５５）と、ゲートドライバＧＤ（一例としてハイサイドゲートドライバＦＡＮ７１７１）により構成されている。タイマーＴＭのＴＲＧ端子（トリガー端子）は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｑのドレインと接続されている。スイッチング素子Ｑのソースは制御回路１０Ａの接地点に接続され、ゲートに制御電圧ＶＡが入力される。
　例えば、図１３（ａ）のモードＩにおいて、制御電圧ＶＡがオフからオンになると、スイッチング素子Ｑがオンになり、ＴＲＧ端子がローレベル（接地点電位）となる。同時にダイオードＤが順バイアスとなるため、ＴＨ端子（閾値端子）もローレベルとなってＯＵＴ端子がハイレベルになる。ＴＨ端子がローレベルになると、コンデンサＣは放電状態となる。制御電圧ＶＡがオンの間は、ＯＵＴ端子はハイレベルに維持される。ＯＵＴ端子の電圧は、ゲートドライバＧＤに入力され、ゲートドライバＧＤのＨＯ端子から出力され、制御電圧ＶＳ２としてバイパス用スイッチング素子Ｓ２のゲートに印加される。ゲートドライバＧＤは、その入出力間の絶縁を確保することができる。ゲートドライバＧＤの出力側の基準電位であるＶｓ端子は、バイパス用スイッチング素子Ｓ２のソースに接続されている。
　制御電圧ＶＡがオンからオフになると、スイッチング素子Ｑがオフする。この時点では、タイマーＴＭのＯＵＴ端子はハイレベルを維持している。スイッチング素子Ｑがオフすると、ＴＲＧ端子がハイレベルとなりダイオードＤが遮断され、コンデンサＣが抵抗Ｒを通して充電され始める。タイマーＴＭのＴＨ端子の電位は、コンデンサＣと抵抗Ｒの時定数に従って上昇していき、所定の閾値電位を超えるとＯＵＴ端子がハイレベルからローレベルになる。これにより、制御電圧ＶＳ２がオフになり、バイパス用スイッチング素子Ｓ２がオフになる。図１３（ｄ）に示した制御電圧ＶＡのオフから制御電圧ＶＳ２のオフまでの時間ｔ３は、タイマーＴＭにより設定可能である。図１３に示したタイマーＩＣ を用いずに、コンデンサと抵抗の時定数のみでタイミングを決める簡易な構成も可能である。しかしながら、タイマーＩＣを用いることによって、オン及びオフを正確な時点で行うことができる。加えて、タイマーＩＣを用いることによって、ＰＷＭ信号の周波数も変更可能であるため、ＰＷＭデューティ比の分解能を上げることができる。
（６）第４の実施形態
（６－１）第４の実施形態の回路例
　図１５は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第４の実施形態の回路例を概略的に示した図である。第４の実施形態は、図１０に示した第３の実施形態の変形形態である。図１５では、トランスＴの一次側の構成は上述した各実施形態と同じであるので、一次コイルＮ１のみを示し、他の構成要素の図示を省略している。
　図１５の回路では、トランスＴの二次コイルに中間タップｃｔが設けられ、中間タップｃｔを境として二次コイルＮ２１とＮ２２に分かれている。中間タップｃｔは、負の出力端子ｎと接続されており、接地電位である。
　第１のバイパス電流路は、第１の二次コイルＮ２１の始端と正の出力端子ｐとの間に、直列接続されたダイオードＤＡ５とバイパス用スイッチング素子Ｓ１により構成されている。同様に、第２のバイパス電流路は、第２の二次コイルＮ２２の終端と正の出力端子ｐとの間に、直列接続されたダイオードＤＢ５とバイパス用スイッチング素子Ｓ２により構成されている。第１及び第２のバイパス電流路の構成は、図１０の回路と同じである。図１５の回路では、バイパス用スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の制御電圧が、外部から供給されるのではなく、二次側回路内で生成される点が図１０の回路とは異なる。
　このために図１５の回路では、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｓ１のゲートとソース（出力端子ｐ）との間に、コンデンサＣＡが接続されている。さらに、コンデンサＣＡと並列にツェナーダイオードＺＡが接続されている。ツェナーダイオードＺＡは、アノードがソースに、カソードがゲートに接続されている。コンデンサＣＡとゲートとの接続点は、抵抗Ｒ１を介して第２の二次コイルＮ２２の終端に接続されている。抵抗Ｒ１は、コンデンサＣＡに突入電流が流れないように設けている。
　同様に、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｓ２のゲートとソース（出力端子ｐ）との間に、コンデンサＣＢが接続されている。さらに、コンデンサＣＢと並列にツェナーダイオードＺＢが接続されている。ツェナーダイオードＺＢは、アノードがソースに、カソードがゲートに接続されている。コンデンサＣＢとゲートとの接続点は、抵抗Ｒ２を介して第１の二次コイルＮ２１の始端に接続されている。抵抗Ｒ２は、コンデンサＣＢに突入電流が流れないように設けている。
　図１５の回路では、整流部は、正側ダイオードＤＡ２と負側ダイオードＤＢ２のみからなる。ダイオードＤＡ４及びＤＢ４はフリーホイーリングダイオードである。
　別の例として、図１５の回路の二次コイルＮ２１、Ｎ２２及び２つのダイオードＤＡ２、ＤＢ２からなる整流部を、図１０の回路の二次コイルＮ２及び４つのダイオードＤＡ２、ＤＡ３、ＤＢ２、ＤＢ３からなる整流部に置き換えることもできる。
　それとは逆に、図１、図８及び図１０の回路において、二次コイルＮ２及び整流部を図１５の回路のように置き換えることもできる。
（６－２）第４の実施形態の動作
　図１６～図１８を参照して、図１５に示した第４の実施形態の回路の動作を説明する。
　図１６は、図１５の回路における各スイッチング素子のオンオフ制御信号又はオンオフ状態を示すタイミング図である。図１６（ａ）（ｂ）は、図１５には図示されていないが、一次側フルブリッジ回路のグループＡ、Ｂの各スイッチング素子の制御電圧ＶＡ、ＶＢである。図１６（ｃ）は、スイッチング素子Ｓ１の制御電圧ＶＳ１である。図１６（ｄ）は、スイッチング素子Ｓ２の制御電圧ＶＳ２である。ここで、電圧ＶＳ１及び電圧ＶＳ２は、それぞれコンデンサＣＡ及びコンデンサＣＢの両端電圧である。図１６（ｅ）は、スイッチング素子Ｓ１のオンオフ状態を示し、図１６（ｆ）は、スイッチング素子Ｓ２のオンオフ状態を示す。
　図１６中の矢印は、上述した実施形態と同様に、４つのモードＩ、II、III、IVの各々において特徴的な電流が流れる時点の一例を示している。図１７（ａ）（ｂ）はそれぞれモードＩ、IIの時点、そして図１８（ａ）（ｂ）はそれぞれモードIII、IVの時点において、図１５の回路に流れる特徴的な電流を概略的に示している。
＜モードＩ＞
　図１７（ａ）のモードＩは、一次側のグループＡのスイッチング素子がオンになった直後に二次側に流れる電流を示している。二次側の矢印付き実線は、第１の二次コイルＮ２１に生じた起電力により流れるフォワード電流ｉ２を示している。電流ｉ２は、順バイアスとなるダイオードＤＡ２及びリアクトルＬＡを通って出力端子ｐへ出力される。フォワード電流ｉ２によりリアクトルＬＡは励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。ダイオードＤＡ４、ＤＢ２、ＤＢ４、ＤＢ５は、逆バイアスとなるため電流が流れない。
　図１７（ａ）において、矢印付き一点鎖線は、フォワード電流ｉ２から分岐してコンデンサＣＢを充電する電流ｉｃｂを示している。コンデンサＣＢは、モードＩの直前には放電状態すなわち両端電圧ＶＳ２が零の状態である（図１６（ｄ）参照）。コンデンサＣＢは、充電されることによりその両端電圧ＶＳ２が上昇していく。電圧ＶＳ２がスイッチング素子Ｓ２のゲート電圧Ｖｇを超えるとスイッチング素子Ｓ２がオンとなる（図１６（ｆ）参照）。並列接続されたツェナーダイオードＺＢにより、コンデンサＣＢの両端電圧ＶＳ２の上限はツェナー電圧Ｖｚとなる。
　スイッチング素子Ｓ２がオンとなっても、ダイオードＤＢ５は逆バイアスであるため、モードＩでは、スイッチング素子Ｓ２を含む第２のバイパス電流路に電流は流れない。
　また、スイッチング素子Ｓ１は、コンデンサＣＡが放電状態であり、両端電圧ＶＳ１が零であるのでオフ状態である。従って、ダイオードＤＡ５が起電力に対して順バイアスであっても、スイッチング素子Ｓ１を含む第１のバイパス電流路に電流は流れない。
＜モードII＞
　図１７（ｂ）のモードIIにおいて、矢印付き実線で示すリアクトルＬＡを流れる転流電流ｉ３は、図１１（ａ）に示した第３の実施形態のモードIIにおけるものと同じである。
　一方、矢印付き点線は、二次コイルＮ２２に生じた逆起電力によるフライバック電流ｉｆｂ１を示している。二次コイルＮ２２→ダイオードＤＢ５→スイッチング素子Ｓ２→出力端子ｐの経路で流れる。よって、フライバック電流ｉｆｂ１は、第２のバイパス電流路を通り、リアクトルＬＢを通らない。
　さらに、矢印付き一点鎖線は、二次コイルＮ２１に生じた逆起電力によるコンデンサＣＢの放電電流ｉｄｂを示している。コンデンサＣＢは、放電することによりその両端電圧ＶＳ２が低下していく。電圧ＶＳ２がスイッチング素子Ｓ２のゲート電圧Ｖｇより低下するとスイッチング素子Ｓ２はオフとなる（図１６（ｆ）参照）。図１６（ｆ）に示すように、電圧ＶＡがオフ電圧となってからスイッチング素子Ｓ２がオフになるまでの期間ｔ３の長さは、フライバック電流ｉｆｂ１によるスパイク抑制効果が十分に得られるように設定する。当然ながら、スイッチング素子Ｓ２は、電圧ＶＢがオン電圧となる前にオフにならなければならない。
　＜モードIII＞
　図１８（ａ）のモードIIIは、一次側のグループＢのスイッチング素子がオンになった直後に二次側に流れる電流を示している。電流の流れが対称的である点が異なるだけで、図１７（ａ）のモードＩと実質的に同じである。二次側の矢印付き実線は、第２の二次コイルＮ２２に生じた起電力により流れるフォワード電流ｉ５を示し、ダイオードＤＢ２及びリアクトルＬＢを通って出力端子ｐへ出力される。
　図１８（ａ）において、矢印付き一点鎖線は、フォワード電流ｉ５から分岐してコンデンサＣＡを充電する電流ｉｃａを示している。コンデンサＣＡは、モードIIIの直前には放電状態すなわち両端電圧ＶＳ１が零の状態である（図１６（ｃ）参照）。コンデンサＣＡが充電され、両端電圧ＶＳ１がスイッチング素子Ｓ１のゲート電圧Ｖｇを超えるとスイッチング素子Ｓ１がオンとなる（図１６（ｅ）参照）。並列接続されたツェナーダイオードＺＡにより、コンデンサＣＡの両端電圧ＶＳ１の上限はツェナー電圧Ｖｚとなる。
　スイッチング素子Ｓ１がオンとなっても、ダイオードＤＡ５は逆バイアスであるため、モードIIIでは、スイッチング素子Ｓ１を含む第１のバイパス電流路に電流は流れない。
　また、スイッチング素子Ｓ２は、コンデンサＣＢが放電状態であり、両端電圧ＶＳ２が零であるのでオフ状態である。従って、ダイオードＤＢ５が起電力に対して順バイアスであっても、スイッチング素子Ｓ２を含む第２のバイパス電流路に電流は流れない。
　＜モードIV＞
　図１８（ｂ）のモードIVにおいて、矢印付き実線で示すリアクトルＬＢを流れる転流電流ｉ６は、図１１に示した第３の実施形態のモードIVにおけるものと同じである。
　一方、矢印付き点線は、二次コイルＮ２１に生じた逆起電力によるフライバック電流ｉｆｂ２を示している。二次コイルＮ２１→ダイオードＤＡ５→スイッチング素子Ｓ１→出力端子ｐの経路で流れる。よって、フライバック電流ｉｆｂ２は、第１のバイパス電流路を通り、リアクトルＬＡを通らない。
　さらに、矢印付き一点鎖線は、二次コイルＮ２２に生じた逆起電力によるコンデンサＣＡの放電電流ｉｄａを示している。コンデンサＣＡは、放電することによりその両端電圧ＶＳ１が低下していく。電圧ＶＳ１がスイッチング素子Ｓ１のゲート電圧Ｖｇより低下するとスイッチング素子Ｓ１はオフとなる（図１６（ｅ）参照）。図１６（ｅ）に示すように、電圧ＶＢがオフ電圧となってからスイッチング素子Ｓ１がオフになるまでの期間ｔ４の長さは、フライバック電流ｉｆｂ２によるスパイク抑制効果が十分に得られるように設定する。当然ながら、スイッチング素子Ｓ１は、電圧ＶＡがオン電圧となる前にオフにならなければならない。
　第４の実施形態は、第２及び第３の実施形態のようにバイパス電流路のスイッチング素子の制御電圧を外部から供給する場合と比べて、回路をシンプル化できる。特に、第４の実施形態では、一次側のスイッチング素子との同期を考慮して二次側のバイパス電流路のスイッチング素子をオンオフ制御する必要がない点で好適である。
（７）第５の実施形態
（７－１）第５の実施形態の回路例
　図１９は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第５の実施形態の回路例を概略的に示した図である。第５の実施形態は、第４の実施形態の変形形態である。
　第５の実施形態では、二次側における外付けリアクトルが、リアクトルＬＡのみである。すなわち、第４の実施形態における２つのリアクトルＬＡ、ＬＢの機能を、リアクトルＬＡが兼任している。
　図１９の回路においては、図１５の回路におけるリアクトルＬＢ及びダイオードＤＢ４が無く、ダイオードＤＢ２のカソードが、リアクトルＬＡの一端とダイオードＤＡ２のカソードとの接続点に接続されている。
（７－２）第５の実施形態の動作
　図２０及び図２１を参照して、図１９に示した第５の実施形態の回路の動作を説明する。なお、図１９の回路のタイミング図は、図１６に示した第４の実施形態のそれと全く同じなので、図１６も参照して説明する。
＜モードＩ、II＞
　図２０（ａ）（ｂ）のモードＩ、IIは、図１７（ａ）（ｂ）のモードＩ、IIと全く同じ電流がそれぞれ流れる。
＜モードIII＞
　図２１（ａ）のモードIIIでは、フォワード電流ｉ５が、ダイオードＤＢ２からリアクトルＬＡを通って出力端子ｐへ出力される。従って、フォワード電流ｉ５によりリアクトルＬＡに磁気エネルギーが蓄積される。コンデンサＣＡの充電電流ｉｃａは、図１８（ａ）と同じである。
　＜モードIV＞
　図２１（ｂ）のモードIVでは、順バイアスとなるフリーホイーリングダイオードＤＡ４を介して転流電流ｉ６が流れて出力され、リアクトルＬＡに蓄積された磁気エネルギーが放出される。フライバック電流ｉｆｂ２及びコンデンサＣＡの放電電流ｉｄａは、図１８（ｂ）と同じである。
　なお、第５の実施形態は、図１０に示した第３の実施形態にも適用可能である。図示しないが、その場合、図１０の回路において、リアクトルＬＢとダイオードＤＢ４を取り除き、ダイオードＤＢ２のカソードを、リアクトルＬＡの一端とダイオードＤＡ２のカソードとの接続点に接続する。
（８）トランスＴの一次側の別の実施形態
　図２２（ａ）（ｂ）は、上述した第１～第５の実施形態の回路における一次側のスイッチング部の別の構成例である。回路の他の部分は図示を省略する。また、図中にスイッチング部のオン期間の電流ｉ１、ｉ４を示している。
　図２２（ａ）の構成例は、プッシュプル回路を基本とする。プッシュプル回路では、一次コイルを第１一次コイルＮ１１と第２一次コイルＮ１２の２つの部分に分割して用いる。この場合、複数のスイッチング素子におけるグループＡはスイッチング素子ＱＡのみを含み、グループＢはスイッチング素子ＱＢのみを含む。スイッチング素子ＱＡとスイッチング素子ＱＢは、一定のインターバルを空けて背反的にオンオフ制御される。各スイッチング素子と一次コイルＮ１１、Ｎ１２との間に、各スイッチング素子のボディダイオードに対して逆方向に直列接続された逆流防止ダイオードＤＡ、ＤＢが挿入配置されている。回路動作については、上述した各実施形態と同様である。
　図２２（ｂ）の構成例は、ハーフブリッジ回路を基本とする。ハーフブリッジ回路では、複数のスイッチング素子におけるグループＡはスイッチング素子ＱＡのみを含みかつコンデンサＣＡ１と直列接続され、グループＢはスイッチング素子ＱＢのみを含みかつコンデンサＣＢ１と直列接続されている。スイッチング素子ＱＡとスイッチング素子ＱＢは、一定のインターバルを空けて背反的にオンオフ制御される。各スイッチング素子と一次コイルとの間に、各スイッチング素子のボディダイオードに対して逆方向に直列接続された逆流防止ダイオードＤＡ、ＤＢが挿入配置されている。回路動作については、上述した各実施形態と同様である。
（９）トランス二次側の別の実施形態
　図２３は、第１又は第２の実施形態における二次側の整流部及び平滑部の別の構成例である。図２３の構成例における整流部も、図１と同様に４つのダイオードＤＡ２、ＤＡ３、ＤＢ２、ＤＢ３からなるブリッジ整流回路を基本とする形態である。第１の対の正側ダイオードＤＡ２と負側ダイオードＤＡ３が直列接続され、第２の対の正側ダイオードＤＢ２と負側ダイオードＤＢ３が直列接続されている。直列接続された第１の対のダイオードＤＡ２とＤＡ３の接続点は二次コイルＮ２の始端に接続され、直列接続された第２の対のダイオードＤＢ２とＤＢ３の接続点は二次コイルＮ２の終端に接続されている。正側ダイオードＤＡ２、ＤＢ２のカソードは、平滑コンデンサの正極端及び正の出力端子ｐに接続されている。
　図２３の構成例では、負側ダイオードＤＡ３、ＤＢ３のアノードが、通常のブリッジ整流回路とは異なり互いに接続されていない。一方の負側ダイオードＤＡ３のアノードは、リアクトルＬＡ１の終端に接続され、他方の負側ダイオードＤＢ３のアノードは、リアクトルＬＢ１の終端に接続されている。リアクトルＬＡ１とリアクトルＬＢ１の始端は、平滑コンデンサの負極端及び負の出力端ｎに接続されている。リアクトルＬＡ１とリアクトルＬＢ１は、それぞれ二次コイルであるリアクトルＬＡ２とリアクトルＬＢ２を設けてトランスを構成している。さらに、フリーホイーリングダイオードＤＡ４、ＤＢ４が接続されている。
　本発明の絶縁型スイッチング電源の二次側回路は、図示した回路以外にも多様に構成することができる。オン期間にフォワード電流が流れ、オフ期間に外付けリアクトルの磁気エネルギーを放出するリアクトル電流が流れると共に、二次コイルに生じる逆起電力によりフライバック電流が流れることができる構成を備えていればよい。
　そして本発明の絶縁型スイッチング電源の二次側回路は、フライバック電流が流れるとき、フライバック電流の電流路上のリアクトルを一時的に短絡状態としてフライバック電流を出力するか、又は、リアクトルを迂回する別の電流路を通してフライバック電流を出力するように構成される。
（１０）まとめ
　本発明の絶縁型スイッチング電源は、基本的にフォワード方式の動作を有することにより大出力に適用可能であると共に、フライバック電流が流れることにより力率が改善される。よって、大出力のワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源として好適である。力率改善機能を備えかつ回路の構成を簡素化できると共に、絶縁型であるので安全性が確保される。
　メイントランスの一次側において２つのグループのスイッチング素子を、所定のインターバルを設けて背反的にスイッチングすることにより、単一スイッチング素子をスイッチングする場合に比べて大出力が得られる。なお、上述した各実施形態おいて、スイッチング部におけるスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ以外にＩＧＢＴ又はバイポーラトランジスタでもよい。
　また、スイッチング部に設けた逆流防止ダイオードは、入力側への還流を防ぐ目的であるのでスイッチング素子を用いてもよい。その場合、逆流防止スイッチング素子は、還流阻止のために適切なタイミングでオンオフ制御される。逆流防止スイッチング素子のボディダイオードは、スイッチング素子のそれとは逆向きとなるように接続される。本明細書では、これらの逆流防止ダイオード及び逆流防止スイッチング素子をまとめて、「逆流防止素子」と称する。
　また、通常のフォワード方式における直列リアクトルを並列な２回路に分割することにより、電流供給能力が増えると共に、一次側の駆動負担が軽減される。なお、二次側の回路構成におけるダイオードは、同等の機能を有する整流素子に置き換えることができ、そのような整流素子もダイオードの概念に含まれるものとする。
　以上に説明した本発明の絶縁型スイッチング電源は、図示の構成例に限られず、本発明の主旨に沿う範囲において多様な変形が可能である。
　ｐ　正の出力端
　ｎ　負の出力端
　Ｔ、ＴＡ、ＴＢ　トランス
　ＬＡ１、ＬＢ１　リアクトル（一次コイル）
　ＬＡ２、ＬＢ２　リアクトル（二次コイル）
　ＬＡ、ＬＢ　リアクトル　
　Ｎ１、Ｎ１１、Ｎ１２　一次コイル
　Ｎ２、Ｎ２１、Ｎ２２　二次コイル
　ＱＡ１、ＱＡ２、ＱＢ１、ＱＢ２、Ｓ１、Ｓ２　スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
　ＤＡ１、ＤＢ１、ＤＡ、ＤＢ　逆流防止ダイオード
　ＤＡ２、ＤＡ３、ＤＢ２、ＤＢ３　ダイオード
　ＤＡ４、ＤＢ４　フリーホイーリングダイオード
　ＤＡ５、ＤＢ５　ダイオード
　Ｃ　平滑コンデンサ
　ＣＡ、ＣＢ　コンデンサ
　ＺＡ、ＺＢ　ツェナーダイオード

Claims (8)

  1. 　一次コイルと二次コイルとを有するトランスと、
    　前記一次コイルの電流を導通又は遮断するべく所定のインターバルを設けて互いに背反的にそれぞれオンオフ制御される、第１グループの少なくとも１つのスイッチング素子と第２グループの少なくとも１つのスイッチング素子とを有するスイッチング部と、
    　前記一次コイルに生じる逆起電力による入力側への還流を阻止するために前記一次コイルを含む電流路に直列接続された逆流防止素子と、
    　前記二次コイルに接続された整流部と、
    　前記整流部の後段に接続された少なくとも１つのリアクトルと平滑コンデンサとを含む平滑部と、を有し、
    　前記一次コイルの電流が導通すると前記二次コイルに流れるフォワード電流が前記リアクトルを通して出力され、かつ、前記一次コイルの電流が遮断されると前記リアクトルに流れる転流電流が出力されると共に前記二次コイルに流れるフライバック電流が出力されるように構成されたフォワードフラバック方式の絶縁型スイッチング電源であって、
    　前記フライバック電流が、前記二次コイルから、リアクトル特性の無い単なる導線と等価であるバイパス電流路を通って出力されるように構成されていることを特徴とする
    　絶縁型スイッチング電源。
  2. 　前記バイパス電流路が、前記リアクトルを含む電流路において該リアクトルを一時的に短絡状態とすることにより形成されるか、又は、前記バイパス電流路が、前記リアクトルを含む電流路を経由せずに前記フライバック電流を流すことが可能な別の電流路であることを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源。
  3. 　前記リアクトルを含む電流路において該リアクトルを一時的に短絡状態とすることにより形成されるとき、
    　前記少なくとも１つのリアクトルが、第１及び第２のリアクトルであり、
    　（ａ）前記第１のリアクトルを一次コイルとし二次コイルを設けた第１の外付けトランスと、
    　（ｂ）前記第１の外付けトランスの二次コイルを含む第１の短絡電流路と、
    　（ｃ）前記第１の短絡電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御される第１のバイパス用スイッチング素子と、
    　（ｄ）前記第２のリアクトルを一次コイルとし二次コイルを設けた第２の外付けトランスと、
    　（ｄ）前記第２の外付けトランスの二次コイルを含む第２の短絡電流路と、
    　（ｅ）前記第２の短絡電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御される第２のバイパス用スイッチング素子と、を有し、
    　（ｆ）少なくとも前記第１又は第２のリアクトルにフライバック電流が流れ始める時点において前記第１又は第２の短絡電流路が導通しているように前記第１又は第２のバイパス用スイッチング素子が制御され、それにより、前記第１又は第２のリアクトルが短絡状態となることにより該第１又は第２のリアクトルを含む電流路が前記バイパス電流路となることを特徴とする
    　請求項２に記載の絶縁型スイッチング電源。
  4. 　前記バイパス電流路が、前記フライバック電流が前記リアクトルを経由せずに流れることができる別の電流路であるとき、
    　（ａ）前記トランスの二次コイルの始端と出力端子とを接続する第１のバイパス電流路と、
    　（ｂ）前記第１のバイパス電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御される第１のバイパス用スイッチング素子と、
    　（ｃ）前記トランスの二次コイルの終端と出力端子とを接続する第２のバイパス電流路と、
    　（ｄ）前記第２のバイパス電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御される第２のバイパス用スイッチング素子と、を有し、
    　（ｅ）少なくとも前記トランスの二次コイルにフライバック電流が流れ始める時点において、前記第１又は第２のバイパス電流路が導通しているように前記第１又は第２のバイパス用スイッチング素子が制御されることを特徴とする
    　請求項２に記載の絶縁型スイッチング電源。
  5. 　前記第１グループのスイッチング素子をオンオフ制御するための第１の制御電圧を入力され、前記第１の制御電圧のオフ時点から所定の時間後に前記第２のバイパス用スイッチング素子をオンからオフとする制御電圧を出力する第１のタイマーＩＣと、
    　前記第２グループのスイッチング素子をオンオフ制御するための第２の制御電圧を入力され、前記第２の制御電圧のオフ時点から所定の時間後に前記第１のバイパス用スイッチング素子をオンからオフとする制御電圧を出力する第２のタイマーＩＣと、を有することを特徴とする
    　請求項４に記載の絶縁型スイッチング電源。
  6. 　第１のコンデンサであってその両端電圧が、前記第１のバイパス用スイッチング素子の制御電圧として印加されるように接続された、該第１のコンデンサと、
    　第２のコンデンサであってその両端電圧が、前記第２のバイパス用スイッチング素子の制御電圧として印加されるように接続された、該第２のコンデンサとをさらに有し、
    　前記第１のコンデンサは、前記第１グループのスイッチング素子により前記一次コイルの電流が導通すると、前記二次コイルに流れるフォワード電流の一部により充電されると共に、前記一次コイルの電流が遮断されると放電され、該第１のコンデンサの両端電圧が一定電圧以上のときに前記第１のバイパス用スイッチング素子がオン状態となり、
    　前記第２のコンデンサは、前記第２グループのスイッチング素子により前記一次コイルの電流が導通すると、前記二次コイルに流れるフォワード電流の一部により充電されると共に、前記一次コイルの電流が遮断されると放電され、該第２のコンデンサの両端電圧が一定電圧以上のときに前記第２のバイパス用スイッチング素子がオン状態となることを特徴とする
    　請求項４に記載の絶縁型スイッチング電源。
  7. 　前記逆流防止素子が、前記第１グループのスイッチング素子のオン期間の電流が専ら流れる電流路上、及び、前記第２グループのスイッチング素子のオン期間の電流が専ら流れる電流路上に、それぞれ接続されることを特徴とする請求項１～６のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源。
  8. 　前記スイッチング部が、フルブリッジ回路、プッシュプル回路又はハーフブリッジ回路のいずれかに基づいて構成されることを特徴とする請求項１～７のいずれかに記載のスイッチング電源。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI714355B (zh) * 2019-11-18 2020-12-21 捷拓科技股份有限公司 單階雙切式寬輸入範圍電源轉換電路
WO2021088925A1 (zh) * 2019-11-07 2021-05-14 广州金升阳科技有限公司 一种正反激式开关电源电路

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100067259A1 (en) * 2008-09-17 2010-03-18 Delta Electronics, Inc. Forward-flyback converter with active-clamp circuit
JP2013063003A (ja) * 2011-09-15 2013-04-04 Fujitsu Telecom Networks Ltd ブースト回路とそれを備えるｄｃ−ｄｃコンバータ、電源装置及びブースト回路の動作方法
US20150333640A1 (en) * 2013-02-28 2015-11-19 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Forward-Flyback Topology Switched Mode Power Supply

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100067259A1 (en) * 2008-09-17 2010-03-18 Delta Electronics, Inc. Forward-flyback converter with active-clamp circuit
JP2013063003A (ja) * 2011-09-15 2013-04-04 Fujitsu Telecom Networks Ltd ブースト回路とそれを備えるｄｃ−ｄｃコンバータ、電源装置及びブースト回路の動作方法
US20150333640A1 (en) * 2013-02-28 2015-11-19 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Forward-Flyback Topology Switched Mode Power Supply

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2021088925A1 (zh) * 2019-11-07 2021-05-14 广州金升阳科技有限公司 一种正反激式开关电源电路
TWI714355B (zh) * 2019-11-18 2020-12-21 捷拓科技股份有限公司 單階雙切式寬輸入範圍電源轉換電路

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