WO2019135388A1 - 絶縁型スイッチング電源 - Google Patents

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WO2019135388A1
WO2019135388A1 PCT/JP2018/048194 JP2018048194W WO2019135388A1 WO 2019135388 A1 WO2019135388 A1 WO 2019135388A1 JP 2018048194 W JP2018048194 W JP 2018048194W WO 2019135388 A1 WO2019135388 A1 WO 2019135388A1
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current
switching
power supply
group
secondary coil
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PCT/JP2018/048194
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羽田　正二
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Ntn株式会社
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply, and more particularly to a single converter type isolated switching power supply having a power factor correction function.
  • a power factor improving circuit such as Patent Documents 1 to 3 is used at the input stage of a switching power supply for converting alternating current into direct current.
  • the power factor correction circuit is, for example, a circuit that inputs a sine wave current that is as phase-matched as possible with respect to a sine wave input voltage.
  • the power factor correction circuit is usually composed of a non-isolated boost converter. Therefore, it is general to configure one isolated switching power supply by a two-converter system in which an isolated DC / DC converter is disposed at the subsequent stage of the power factor correction circuit.
  • Patent Documents 4 and 5 there is also known a one-converter system which is an insulation type DC / DC converter having a power factor improvement function.
  • the isolated DC / DC converter of the one converter system is configured in a flyback system that operates substantially the same as the boost converter.
  • the flyback system has a power factor improvement function but is not suitable for a large output power source.
  • the number of switching elements on the primary side of the isolated DC / DC converter may be one in principle, in order to increase the output and reduce the withstand voltage characteristics of the switching elements, a plurality of switchings as in Patent Document 6 etc.
  • isolated DC / DC converters with good power factor are usually flyback systems, but high power In order to achieve this, it is desirable to adopt a forward method. However, there are some problems with this. Those problems will be described with reference to FIG. 8 and FIG.
  • FIG. 8 schematically shows an example of a conventional forward type isolated switching power supply.
  • an input voltage obtained by full-wave rectification of a sine wave alternating current is input to the input terminals 1 and 2.
  • a switching unit formed of a full bridge circuit consisting of four MOSFETs (hereinafter simply referred to as "FET") Q1 to Q4 is disposed on the primary side of transformer T, and four diodes D1 to D4 are disposed on the secondary side of transformer T. Is arranged, and a smoothing circuit consisting of a reactor L and a capacitor C is arranged at the subsequent stage, and a direct current is output from both ends p and n of the capacitor C.
  • FET MOSFET
  • the full bridge circuit is on / off controlled at a frequency higher than the frequency of the input AC.
  • the arrowed solid line in the circuit of FIG. 8 schematically indicates the current during the on period of the switching element, and the dotted line with the arrow schematically indicates the current during the off period.
  • FIG. 9 is a schematic timing diagram of the operation of the circuit of FIG. FIGS. 9A and 9B schematically show on / off of the FETs Q1 and Q4 in the first group and the FETs Q2 and Q3 in the second group.
  • the FETs of the first group and the FETs of the second group are on / off controlled alternately at regular intervals of the same length and at regular intervals.
  • FIGS. 9C, 9D, and 9E schematically show an example of the current flowing through the primary coil N1, the secondary coil N2 and the reactor L of the transformer T in the circuit of FIG.
  • the current i1 flows through the primary coil, and accordingly, the current i2 flows through the secondary coil N2 and is output through the reactor L.
  • the FETs Q1 and Q4 of the first group are turned off, the magnetic energy stored in the reactor L is output as the current i3 on the secondary side.
  • the current i4 flows through the primary coil N1
  • the current i5 flows through the secondary coil N2 and is output, and when it is off, the current i6 is output. This is a forward operation.
  • a back electromotive force is generated in the primary coil N1 at the moment when the FETs Q1 and Q4 of the first group are turned off. Since this back electromotive force is forward biased with respect to the body diodes of the FETs Q2 and Q3, the current iB shown in FIGS. 8 and 9 (c) flows. Similarly, at the moment when the second group FETs Q2 and Q3 are turned off, a current iA flows. The currents iA and iB play the role of magnetic reset of the transformer T. However, since the currents iA and iB are refluxes to the input side, they are energy not transmitted to the secondary side of the transformer, and it can be said that the power conversion efficiency is lowered.
  • the secondary side currents i2 and i5 of the transformer T in the on period flow only when the electromotive force generated in the secondary coil N2 exceeds the voltage of the smoothing capacitor C. Therefore, no current is output in the range where the electromotive force of the secondary coil N2 is small, which degrades the power factor.
  • the forward system is more suitable than the flyback system for the large output power source, but the flyback system is usually adopted in the isolated switching power supply of the one converter system because of the problems described above.
  • the present invention aims at adopting a forward system capable of achieving a large output and achieving a good power factor in an isolated switching power supply of a one converter system.
  • the present invention provides the following configuration.
  • the aspect of the present invention is A transformer having a primary coil and a secondary coil;
  • a switching unit having a plurality of switching elements which are on / off controlled to conduct or cut off the current flowing to the primary coil by an input voltage;
  • a rectifying unit connected to the secondary coil;
  • An isolated switching power supply comprising: a smoothing unit connected to the rectifying unit and including at least one reactor and a smoothing capacitor.
  • the switching element is characterized by including a backflow prevention element connected in series to the switching element. .
  • the plurality of switching elements in the switching unit includes a first group including at least one switching element and a second group including at least one switching element, the first group and the second group
  • the switching elements are characterized in that they are on / off controlled alternately at regular intervals of the same length.
  • the backflow prevention element is on the current path through which the current of the on period of the switching element of the first group flows exclusively, and on the current path along which the current of the switching element of the second group flows exclusively.
  • Each is characterized by being connected in series.
  • the switching unit is characterized in that any one of a full bridge circuit, a push-pull circuit, and a half bridge circuit is used as a basic configuration.
  • the rectifier includes two pairs of series-connected positive and negative diodes, and the connection point of each pair of diodes connected in series is connected to each end of the secondary coil.
  • each of two reactors is connected to the cathode of each of the two positive side diodes, and the other end of each of the two reactors is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor, and An anode of each of the two negative side diodes is connected to a negative end of the smoothing capacitor.
  • the rectifier includes two pairs of series-connected positive and negative diodes, and the connection point of each pair of diodes connected in series is connected to each end of the secondary coil.
  • One end of each of two reactors is connected to the anode of each of the two negative side diodes, and the other end of each of the two reactors is connected to the negative end of the smoothing capacitor, and A cathode of each of the two positive side diodes is connected to a positive terminal of the smoothing capacitor.
  • the isolated switching power supply according to the present invention is a switching power supply of a one-converter system, and realizes a large output by adopting a forward system, and transfers power from the primary side to the secondary side without waste.
  • the power efficiency can also be improved by increasing the conversion efficiency and further enabling the output of current even in the range where the electromotive force of the secondary coil is small.
  • FIG. 1 is a view schematically showing a circuit example of the embodiment of the isolated switching power supply of the present invention, in which (a) shows the current during the on period of the first group FET, and (b) shows the first group FET The current during the off period is also shown.
  • FIG. 2 shows the current during the on period of the second group FET and the current during the off period of the second group FET in the circuit example of FIG.
  • FIG. 3 is a diagram schematically showing an example of a timing chart of each current shown in FIG. 1 and FIG.
  • FIG. 4 is a view schematically showing another configuration example of the primary side of the transformer of the switching power supply according to the present invention.
  • FIG. 5 is a view schematically showing still another configuration example of the primary side of the transformer of the switching power supply according to the present invention.
  • FIG. 6 is a view schematically showing still another structural example of the secondary side of the transformer of the switching power supply according to the present invention.
  • FIG. 7 is a view schematically showing a preferred example of the transformer in the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram schematically showing an example of a conventional forward type isolated switching power supply.
  • FIG. 9 is a schematic timing diagram of the circuit of FIG.
  • the isolated switching power supply of the present invention targets the one-converter system.
  • the typical input voltage is a rectified sinusoidal voltage.
  • the isolated switching power supply of the present invention functions in the same manner when the input voltage is a square wave or triangular wave other than a sine wave, or a constant voltage.
  • FIG. 1A is a view schematically showing a circuit example of the embodiment of the insulating switching power supply of the present invention.
  • FIG. 1A also shows the current during the on period of the first group of FETs, which will be described later.
  • the same or similar reference numerals are given to the same or similar components as the conventional forward type isolated switching power supply of FIG. 8 described above.
  • an input voltage obtained by full-wave rectifying an alternating voltage is input to input terminals 1 and 2.
  • the AC voltage here is, for example, a sine wave having a frequency of about several Hz to several tens Hz generated by 50 Hz or 60 Hz of the system power supply or various power generation devices.
  • the waveform of the input voltage is not limited to a sine wave, and can be an arbitrary waveform of positive potential.
  • the transformer T is a forward transformer in which the primary coil N1 and the secondary coil N2 are wound in the same polarity (the winding start end of the coil is indicated by a black circle).
  • the primary side of the transformer T is provided with a plurality of switching elements, in this case, MOSFETs, which are on / off controlled to conduct or cut off the current flowing through the primary coil N1 by the input voltage.
  • the switching unit includes four N-channel MOSFETs (hereinafter simply referred to as “FET”) Q1 to Q4 as switching elements, and basically constitutes a full bridge circuit.
  • the full bridge circuit is suitable for a high output switching power supply.
  • the voltage applied to each FET is half that of a single FET switching portion.
  • the FET Q1 and the FET Q4 constitute a first group which is simultaneously on / off controlled, and the FET Q2 and the FET Q3 constitute a second group which is simultaneously on / off controlled.
  • Each FET is on / off controlled by a control voltage applied to its gate.
  • the frequency of the control voltage is several tens kH to several hundreds kH, which is higher than the frequency of the input AC.
  • the FET Q1 is connected in series between the positive input terminal 1 and one end of the primary coil N1. Between the other end of the primary coil N1 and the negative input terminal 2, a backflow preventing diode D1 and a FET Q4 are connected in series. Unlike the basic full bridge circuit, a backflow prevention diode D1 is inserted. The polarity of the backflow prevention diode D1 is reverse to that of the body diodes of the FET Q1 and the FET Q4.
  • the FET Q2 is connected in series between the positive input terminal 1 and the other end of the primary coil N1. Between the one end of the primary coil N1 and the negative input terminal 2, a backflow preventing diode D2 and a FET Q3 are connected in series. Unlike the basic full bridge circuit, a backflow prevention diode D2 is inserted. The polarity of the backflow prevention diode D2 is reverse to that of the body diode of the FET Q2 and the FET Q3.
  • the backflow prevention diode D1 can be inserted in series at any position on the current path between point a ⁇ FET Q1 ⁇ primary coil N1 ⁇ FET Q4 ⁇ b, in addition to the position shown in FIG.
  • the backflow prevention diode D2 can be inserted in series at any position on the current path of point a ⁇ FET Q 2 ⁇ primary coil N 1 ⁇ FET Q 3 ⁇ b other than the position shown in FIG.
  • the backflow prevention diode D1 is inserted in series on the current path on which the on-period current of the first group FET flows exclusively, while the backflow prevention diode D2 is a current on which the on-period current of the second group FET flows only It is preferred to be inserted on the road. In either case, the polarity of the backflow prevention diodes D1 and D2 is opposite to that of the body diode of each FET.
  • the rectifying unit in the configuration example of FIG. 1 has a configuration based on a bridge rectifier circuit including four diodes D3 to D6.
  • the first pair of positive side diode D3 and negative side diode D5 are connected in series, and the second pair of positive side diode D4 and negative side diode D6 are connected in series.
  • the connection point of the first pair of diodes D3 and D5 connected in series is connected to one end of the secondary coil N2, and the connection point of the second pair of diodes D4 and D6 connected in series is the other of the secondary coil N2. Connected to the end.
  • the cathodes of the positive side diodes D3 and D4 are not connected to each other.
  • the cathode of one positive side diode D3 is connected to one end of the first reactor L1
  • the cathode of the other positive side diode D4 is connected to one end of the second reactor L2.
  • the inductances of the first reactor L1 and the second reactor L2 have substantially the same value.
  • each of the first reactor L1 and the second reactor L2 is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor C, and this point is also the positive output terminal p.
  • each of the two negative diodes D5 and D6 is connected to the negative terminal of the smoothing capacitor C, which is also the negative output terminal n.
  • FIG. 1A shows the current during the on period of the FETs of the first group in a solid line with arrows
  • FIG. 1B shows the current in the off periods of the FETs of the first group in dotted lines with an arrow
  • FIG. 2A shows the current in the on period of the FETs of the second group in a solid line with arrows
  • FIG. 2B shows the current in the off period of the FETs of the second group in dotted lines with arrows.
  • FIG. 3 is a diagram schematically showing an example of a timing chart of each current shown in FIG. 1 and FIG.
  • FIG. 1 (a) and FIG. 3C When the FETs Q1 and Q4 of the first group are turned on, a current i1 flows through the primary coil N1 (see FIG. 3C). The current i1 flows in the forward direction of the backflow prevention diode D1. As a result of the current i1 flowing through the primary coil, an electromotive force (meaning a voltage) is generated in the secondary coil N2 by mutual induction, and a current i2 flows. The current i2 flows in the path of the diode D6 ⁇ secondary coil N2 ⁇ diode D3 ⁇ reactor L1 and is output from the output terminal p and supplied to the load (see FIG.
  • the current i2 is a forward current due to mutual induction of the transformer T.
  • the first reactor L1 is excited by the current i2 to store magnetic energy. Since the diodes D4 and D5 are reverse biased, no current flows.
  • the smoothing capacitor C in the steady state is charged at a substantially constant voltage except for the ripple fluctuation. Therefore, the current i2 flows only when the electromotive force of the secondary coil N2 exceeds the voltage of the smoothing capacitor.
  • the electromotive force of the secondary coil N2 is also small in the range where the input voltage is small, so the forward current i2 is not output to the output terminals p and n. This is a feature of the forward operation, which reduces the power factor. This is the reason why the forward method has not been conventionally adopted as a one converter having a power factor improvement function.
  • FIG. 1 (b) and FIG. 3 will be referred to.
  • the FETs Q1 and Q4 of the first group are turned off, the current i1 of the primary coil N1 is cut off and a back electromotive force is generated in the primary coil N1 and the secondary coil N2.
  • the back electromotive force of the primary coil N1 is forward biased to the body diodes of the FETs Q2 and Q3, but no current flows because the backflow preventing diode D2 is inserted in the current path. That is, unlike the normal full bridge circuit of FIG. 8 described above, the reflux to the input side is blocked. As a result, in the normal full bridge circuit, the energy returned to the input side remains in the transformer T.
  • the winding start end has a low potential and the winding end has a high potential. Since the first reactor L1 tries to maintain the current in the same direction as the on period, the current i3 flows through the path of diode D5 ⁇ diode D3 ⁇ reactor L1 and is output to the output terminal p and supplied to the load (FIG. 3) (D) (e)). Thereby, the magnetic energy accumulated in the first reactor L1 in the on period is released. The diode D6 is reverse biased.
  • the diode D4 becomes forward biased, and a current ifb flows along the path of the diode D5 ⁇ secondary coil N2 ⁇ diode D4 ⁇ reactor L2, and is output to the output terminal p and supplied to the load. (See FIG. 3 (d) (f)).
  • the current ifb is not due to the mutual induction of the transformer T, but is due to the release of the magnetic energy retained in the transformer T because the reflux is prevented by the backflow preventing diode D2 on the primary side. Therefore, the current ifb can be said to be a flyback current.
  • the flyback current ifb is different from the forward current i2, and the output terminal p has a magnitude according to the magnitude of the back electromotive force even when the input voltage is small and the back electromotive force generated in the secondary coil N2 is small. Output. Therefore, for example, in the case of a sinusoidal input voltage, the power factor is improved by the flyback current ifb flowing even in the range where the input voltage is small.
  • this circuit is basically of the forward type, it also has a power factor correction function since the flyback current ifb can also flow. This is realized by providing the backflow prevention diode D2 on the primary side.
  • the reflux to the input side at the off time plays the role of the magnetic reset of the transformer T.
  • the flyback current to the secondary coil instead of the reflux to the input side The magnetic reset of the transformer T is performed by the flow of ifb. Accordingly, magnetic saturation of the transformer T can be avoided also in this circuit.
  • FIG. 2 (a) and FIG. 3 will be referred to.
  • the second group of FETs Q2 and Q3 are turned on at regular intervals after the first group of FETs Q1 and Q4 are turned off.
  • a current i4 flows through the primary coil N1 (see FIG. 3C).
  • the current i4 flows in the forward direction of the backflow prevention diode D2.
  • the direction of the current i4 in the primary coil N1 is opposite to the current i1 during the on period of the first group of FETs.
  • the current i5 flows in a path of the diode D5 ⁇ secondary coil N2 ⁇ diode D4 ⁇ reactor L2 and is output from the output terminal p and supplied to the load (see FIGS. 3 (d) and 3 (f)).
  • the current i5 is a forward current due to mutual induction of the transformer T.
  • the second reactor L2 is excited to accumulate magnetic energy. Since the diodes D3 and D6 are reverse biased, no current flows.
  • the electromotive force of the secondary coil N2 is also small in the small range of the input voltage, so the forward current i5 is not output.
  • FIG. 2 (b) and FIG. 3 will be referred to.
  • the FETs Q2 and Q3 of the second group are turned off, the current i4 of the primary coil N1 is cut off, and a back electromotive force is generated in the primary coil N1 and the secondary coil N2.
  • the back electromotive force of the primary coil N1 is forward biased to the body diodes of the FETs Q1 and Q4, but no current flows because the backflow prevention diode D1 is inserted in the current path. As a result, the energy stays in the transformer T.
  • the winding start end has a high potential and the winding end has a low potential. Since the second reactor L2 tries to maintain the current during the on period, the current i6 flows through the path of the diode D6 ⁇ the diode D4 ⁇ the reactor L2 and is output to the output terminal p and supplied to the load (FIG. 3 (d)) (F)). Thereby, the magnetic energy accumulated in the second reactor L2 in the on period is released.
  • the diode D5 is reverse biased.
  • the diode D3 becomes forward biased, and a current ifb flows along the path of the diode D6 ⁇ secondary coil N2 ⁇ diode D3 ⁇ reactor L1 and is output to the output terminal p and supplied to the load. (See FIG. 3 (d) (e)).
  • the current ifb is not due to the mutual induction of the transformer T, but is a flyback current due to the release of magnetic energy that is retained in the transformer T because the reflux is prevented by the backflow prevention diode D1 on the primary side.
  • the current ifb is output regardless of the magnitude of the back electromotive force of the secondary coil N2, the power factor is improved.
  • FIG. 4 shows another example of the configuration of the switching part on the primary side in the circuit of FIG.
  • the secondary side circuit is not illustrated, it may be the same as the configuration example of FIG.
  • the configuration example of FIG. 4 is based on a push-pull circuit.
  • the primary coil is divided into two parts of a first primary coil N11 and a second primary coil N12.
  • the first group of the plurality of FETs includes only the FET Q1
  • the second group includes only the FET Q2.
  • the FET Q1 and the FET Q2 are on / off controlled alternately at constant intervals and with the same length of on period.
  • anti-backflow diodes D1 and D2 connected in series in the reverse direction to the body diodes of the FETs are inserted.
  • the circuit operation is the same as the circuit of FIG. 1 on both the primary side and the secondary side.
  • FIG. 5 is still another configuration example of the switching unit on the primary side in the circuit of FIG.
  • the secondary side circuit is not illustrated, it may be the same as the configuration example of FIG.
  • the configuration example of FIG. 5 is based on a half bridge circuit.
  • the first group of FETs includes only FET Q1 and the second group includes only FET Q2.
  • the FET Q1 and the FET Q2 are on / off controlled alternately at constant intervals and with the same length of on period.
  • reverse blocking diodes D1 and D2 connected in series in the reverse direction to the body diode of each FET are inserted.
  • the circuit operation is the same as the circuit of FIG. 1 on both the primary side and the secondary side.
  • FIG. 6 shows another example of the configuration of the rectifying part and the smoothing part on the secondary side in the circuit of FIG.
  • the rectifying unit in the configuration example of FIG. 6 is also based on a bridge rectifying circuit consisting of four diodes D3 to D6 as in FIG.
  • the first pair of positive side diode D3 and negative side diode D5 are connected in series, and the second pair of positive side diode D4 and negative side diode D6 are connected in series.
  • the connection point of the first pair of diodes D3 and D5 connected in series is connected to one end of the secondary coil N2, and the connection point of the second pair of diodes D4 and D6 connected in series is the other of the secondary coil N2. Connected to the end.
  • the anodes of the negative side diodes D5 and D6 are not connected to each other unlike a normal bridge rectifier circuit.
  • the anode of one negative side diode D5 is connected to one end of the first reactor L1
  • the anode of the other negative side diode D6 is connected to one end of the second reactor L2.
  • the inductances of the first reactor L1 and the second reactor L2 have substantially the same value.
  • each of the first reactor L1 and the second reactor L2 is connected to the negative terminal of the smoothing capacitor C, and this point is also the negative output terminal n.
  • each of the two positive side diodes D3 and D4 is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor C, and this point is also the positive output terminal p.
  • the secondary side circuit of the isolated switching power supply according to the present invention can be variously configured in addition to the circuits shown in FIG. 1 and FIG. It is preferable that the secondary side circuit is basically configured in the forward mode.
  • the forward current may flow in the on period
  • the reactor current for releasing the magnetic energy of the external reactor may flow in the off period
  • the flyback current may flow due to the back electromotive force generated in the secondary coil.
  • the conventional forward secondary side circuit shown in FIG. 8 can also be employed.
  • the flyback current flowing through the secondary coil is due to the release of the magnetic energy held in the transformer T by providing the backflow prevention diode in the switching section on the primary side.
  • FIG. 7 is a cross-sectional view showing a preferred example of the transformer T used in the isolated switching power supply of the present invention.
  • the core of the transformer T is basically an EI-type core formed by butting an I-shaped core 20 with an E-shaped core 10 having a central leg 11 and two outer legs 12, 12. It is preferable to provide gaps 14 and 14 between the end faces of the two outer legs 12 and 12 and the I-shaped core 20 respectively. By providing the gaps 14, the magnetic permeability can be reduced to avoid magnetic saturation.
  • the primary coil N1 and the secondary coil N2 are lap-wound on the central leg 11 so as to be tightly coupled. There is no gap between the central leg 11 and the I-shaped core 20. Generally, the magnetic flux is likely to leak at the gap, but in this transformer T, there is no gap where the magnetic flux is likely to leak around the primary coil N1 and the secondary coil N2, and the gaps 14, 14 are located far from each coil It is provided. Thereby, close coupling between the primary coil N1 and the secondary coil N2 can be secured, and high power conversion efficiency can be maintained.
  • the isolated switching power supply of the present invention is basically applicable to a large output by having a forward operation, and the power factor is improved by the flow of the flyback current. Therefore, it is suitable as a high power, one converter type isolated switching power supply.
  • the power factor correction function can be provided, the circuit configuration can be simplified, and the safety is ensured because of the isolation type.
  • the switching element in the switching unit may be an IGBT or a bipolar transistor other than the MOSFET.
  • the backflow prevention diode provided in the switching unit is for the purpose of preventing reflux to the input side
  • an FET may be used.
  • the backflow prevention FET is on / off controlled at the same timing as the corresponding FET targeted for the reflux prevention, but the body diode of the backflow prevention FET is connected in the reverse direction to that of the corresponding FET.
  • these backflow prevention diodes and backflow prevention FETs are collectively referred to as “backflow prevention elements”.
  • the current supply capacity is increased and the drive load on the primary side is reduced. Be done.
  • the diode in the circuit configuration on the secondary side can be replaced with a rectifying element having an equivalent function, and such a rectifying element is also included in the concept of the diode.
  • the insulating switching power supply according to the present invention described above is not limited to the illustrated configuration example, and various modifications can be made within the scope of the present invention.

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Abstract

ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源において、大出力化を図れるフォワード方式を採用しかつ力率を良好とする。 一次コイルと二次コイルとを有するトランスと、入力電圧により前記一次コイルに流れる電流を導通又は遮断するべくそれぞれオンオフ制御される複数のスイッチング素子を有するスイッチング部と、前記二次コイルに接続された整流部と、前記整流部に接続されかつ少なくとも１つのリアクトルと平滑コンデンサとを含む平滑部と、を有する絶縁型スイッチング電源において、前記スイッチング素子を通して前記一次コイルに流れる電流を阻止するために、該スイッチング素子と該一次コイルとの間に直列接続された逆流防止素子を有する。

Description

絶縁型スイッチング電源
　本発明は、スイッチング電源に関し、特に力率改善機能を備えたワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源に関する。
　交流を直流に電力変換するスイッチング電源の入力段に、特許文献１～３等の力率改善回路を用いたものが知られている。力率改善回路は、例えば正弦波の入力電圧に対してできるだけ位相の一致した正弦波の電流を入力させる回路である。力率改善回路は、通常、非絶縁型の昇圧コンバータで構成されている。従って、力率改善回路の後段に絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを配置したツーコンバータ方式で１つの絶縁型スイッチング電源を構成することが一般的である。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの代表的な方式として、フォワード方式とフライバック方式がある。大出力電源にはフォワード方式が適している。
　一方、特許文献４、５等のように、力率改善機能を備えた絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであるワンコンバータ方式も知られている。ワンコンバータ方式の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、昇圧コンバータと実質的に同じ動作をするフライバック方式で構成されている。フライバック方式は力率改善機能を有するが、大出力電源には適していない。
　また、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの一次側のスイッチング素子は原理的には１つでよいが、大出力化やスイッチング素子の耐圧特性の軽減のために、特許文献６等のように複数のスイッチング素子からなるフルブリッジ回路やプッシュプル回路等も知られている。
特開平５－１１１２４６号公報 特開２００７－３７２９７号公報 特開２０１５－２３７２２号公報 特開平５－２３６７４９号公報 特開２００２－３００７８０号公報 特開２０１５－７０７１６号公報
　力率の良好なワンコンバータ方式の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（以下、本明細書では、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを絶縁型スイッチング電源と称する）は、通常、フライバック方式であるが、大出力化を図るためにはフォワード方式を採用することが望ましい。しかしながら、これには幾つかの問題点がある。それらの問題点を図８、図９を参照して説明する。
　図８は、従来のフォワード方式の絶縁型スイッチング電源の一例を概略的に示している。入力端子１、２には、例えば正弦波の交流を全波整流した入力電圧が入力される。トランスＴの一次側に４個のＭＯＳＦＥＴ（以下、単に「ＦＥＴ」とする）Ｑ１～Ｑ４からなるフルブリッジ回路からなるスイッチング部が配置され、トランスＴの二次側に４個のダイオードＤ１～Ｄ４からなるブリッジ整流回路が配置され、その後段にリアクトルＬとコンデンサＣからなる平滑回路が配置され、コンデンサＣの両端ｐ、ｎから直流が出力される。フルブリッジ回路は、入力交流の周波数よりも高い周波数でオンオフ制御される。図８の回路中の矢印付きの実線はスイッチング素子のオン期間の電流を、矢印付き点線はオフ期間の電流を、それぞれ概略的に示している。
　図９は、図８の回路の動作の概略的なタイミング図である。図９（ａ）（ｂ）は、第１グループのＦＥＴＱ１、Ｑ４と第２グループのＦＥＴＱ２、Ｑ３のオンオフを模式的に示している。第１グループのＦＥＴと第２グループのＦＥＴは、同じ長さのオン期間で交互にかつ一定のインターバルを空けてオンオフ制御される。
　図９（ｃ）（ｄ）（ｅ）は、図８の回路のトランスＴの一次コイルＮ１、二次コイルＮ２及びリアクトルＬを流れる電流の一例を模式的に示している。第１グループのＦＥＴＱ１、Ｑ４のオン期間には一次コイルに電流ｉ１が流れ、それに応じて二次コイルＮ２に電流ｉ２が流れ、リアクトルＬを通して出力される。第１グループのＦＥＴＱ１、Ｑ４がオフになると、二次側ではリアクトルＬに蓄積された磁気エネルギーが電流ｉ３として出力される。同様に第２グループのＦＥＴＱ２、Ｑ３のオン期間には、一次コイルＮ１に電流ｉ４が流れ、二次コイルＮ２に電流ｉ５が流れて出力され、オフになると電流ｉ６が出力される。これは、フォワード方式の動作である。
　ここで、図８の回路では、第１グループのＦＥＴＱ１、Ｑ４がオンからオフになった瞬間に一次コイルＮ１に逆起電力が生じる。この逆起電力は、ＦＥＴＱ２、Ｑ３のボディダイオードに対して順バイアスであるため、図８及び図９（ｃ）に示す電流ｉＢが流れる。同様に、第２グループのＦＥＴＱ２、Ｑ３がオンからオフになった瞬間には、電流ｉＡが流れる。電流ｉＡ及びｉＢは、トランスＴの磁気リセットの役割を果たしている。しかしながら、電流ｉＡ及びｉＢは入力側への還流であるので、トランスの二次側に伝達されないエネルギーであり、電力変換効率を低下させているとも言える。
　さらに、フォワード方式では、オン期間におけるトランスＴの二次側電流ｉ２、ｉ５は、二次コイルＮ２に生じる起電力が平滑コンデンサＣの電圧を超えたときにのみ流れる。従って、二次コイルＮ２の起電力が小さい範囲では電流が出力されず、このことが力率を悪化させる。
　大出力電源には、フライバック方式よりもフォワード方式の方が適しているが、上述した問題点があるためワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源では、通常、フライバック方式が採用されている。
　以上の現状から、本発明は、ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源において、大出力化を図れるフォワード方式を採用しかつ力率を良好とすることを目的とする。
　上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。
・　本発明の態様は、
　一次コイルと二次コイルとを有するトランスと、
　入力電圧により前記一次コイルに流れる電流を導通又は遮断するべくそれぞれオンオフ制御される複数のスイッチング素子を有するスイッチング部と、
　前記二次コイルに接続された整流部と、
　前記整流部に接続されかつ少なくとも１つのリアクトルと平滑コンデンサとを含む平滑部と、を有する絶縁型スイッチング電源において、
　前記スイッチング部において前記スイッチング素子がオンからオフになったときに該スイッチング素子を通して前記一次コイルに流れる電流を阻止するために、該スイッチング素子に直列接続された逆流防止素子を有することを特徴とする。
・　上記態様において、前記スイッチング部における複数のスイッチング素子が、少なくとも１つのスイッチング素子を含む第１グループと、少なくとも１つのスイッチング素子を含む第２グループとからなり、前記第１グループと前記第２グループのスイッチング素子は、同じ長さのオン期間で交互に一定のインターバルを空けてオンオフ制御されることを特徴とする。
・　上記態様において、前記逆流防止素子が、前記第１グループのスイッチング素子のオン期間の電流が専ら流れる電流路上、及び、前記第２グループのスイッチング素子のオン期間の電流が専ら流れる電流路上に、それぞれ直列接続されていることを特徴とする。
・　上記態様において、前記スイッチング部が、フルブリッジ回路、プッシュプル回路又はハーフブリッジ回路のいずれかを基本構成とすることを特徴とする。
・　上記態様において、前記第１グループ及び前記第２グループのスイッチング素子のそれぞれのオン期間に前記一次コイルに電流が流れると共に前記二次コイルにフォワード電流が流れ、かつ、前記スイッチング素子がオンからオフになり前記一次コイルの電流が遮断されたとき、該一次コイルに発生した逆起電力による電流が前記逆流防止素子により阻止されると共に前記二次コイルに発生した逆起電力により該二次コイルにフライバック電流が流れるように構成されていることを特徴とする。
・　上記態様において、前記整流部が、２対の直列接続された正側ダイオードと負側ダイオードを有し、直列接続された各対のダイオードの接続点が二次コイルの各端とそれぞれ接続されており、
　２つの前記正側ダイオードの各々のカソードに２つのリアクトルの各々の一端がそれぞれ接続されると共に、２つの該リアクトルの各々の他端が前記平滑コンデンサの正極端に接続されており、かつ、
　２つの前記負側ダイオードの各々のアノードが前記平滑コンデンサの負極端に接続されていることを特徴とする。
・　上記態様において、前記整流部が、２対の直列接続された正側ダイオードと負側ダイオードを有し、直列接続された各対のダイオードの接続点が二次コイルの各端とそれぞれ接続されており、
　２つの前記負側ダイオードの各々のアノードに２つのリアクトルの各々の一端がそれぞれ接続されると共に、２つの該リアクトルの各々の他端が前記平滑コンデンサの負極端に接続されており、かつ、
　２つの前記正側ダイオードの各々のカソードが前記平滑コンデンサの正極端に接続されていることを特徴とする。
　本発明による絶縁型スイッチング電源は、ワンコンバータ方式のスイッチング電源であって、フォワード方式を採用することにより大出力化を実現すると共に、一次側のエネルギーを無駄なく二次側に伝達することで電力変換効率を高め、さらに二次コイルの起電力が小さい範囲でも電流の出力が可能であることにより力率も良好とすることができる。　
図１は、本発明の絶縁型スイッチング電源の実施形態の回路例を概略的に示した図であり、（ａ）は第１グループＦＥＴのオン期間の電流を、（ｂ）は第１グループＦＥＴのオフ期間の電流を合わせて示している。 図２は、図１の回路例において、（ａ）は第２グループＦＥＴのオン期間の電流を、（ｂ）は第２グループＦＥＴのオフ期間の電流を合わせて示している。 図３は、図１及び図２に示した各電流のタイミングチャートの一例を模式的に示した図である。 図４は、本発明のスイッチング電源のトランスの一次側の別の構成例を概略的に示した図である。 図５は、本発明のスイッチング電源のトランスの一次側のさらに別の構成例を概略的に示した図である。 図６は、本発明のスイッチング電源のトランスの二次側のさらに別の構成例を概略的に示した図である。 図７は、本発明におけるトランスの好適例を概略的に示した図である。 図８は、従来のフォワード方式の絶縁型スイッチング電源の一例を概略的に示した図である。 図９は、図８の回路の概略的なタイミング図である。
　以下、例として示した図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。本発明の絶縁型スイッチング電源は、ワンコンバータ方式をターゲットとしている。その典型的な入力電圧は、正弦波の交流電圧を整流したものである。しかしながら、本発明の絶縁型スイッチング電源は、入力電圧が、正弦波以外の方形波若しくは三角波の電圧、又は一定電圧のときも、同様に機能するものである。
（１）第１実施形態
（１－１）第１実施形態の回路例
　図１（ａ）は、本発明の絶縁型スイッチング電源の実施形態の回路例を概略的に示した図である。図１（ａ）には第１グループのＦＥＴのオン期間の電流も合わせて示しているが、これについては後述する。上述した図８の従来のフォワード方式の絶縁型スイッチング電源と同一又は類似の構成要素には同一又は類似の符号を付している。
　図１の絶縁型スイッチング電源は、交流電圧を全波整流した入力電圧が入力端子１、２に入力される。ここでの交流電圧は、例えば、系統電源の５０Ｈｚ若しくは６０Ｈｚ又は各種の発電装置で生成される数Ｈｚ～数十Ｈｚ程度の周波数を有する正弦波である。しかしながら、入力電圧の波形は正弦波に限られず、正電位の任意の波形とすることができる。
　トランスＴは、一次コイルＮ１と二次コイルＮ２が同極性に巻かれたフォワードトランスである（コイルの巻き始端を黒丸で示す）。トランスＴの一次側には、入力電圧により一次コイルＮ１に流れる電流を導通又は遮断するべくそれぞれオンオフ制御される複数のスイッチング素子、ここではＭＯＳＦＥＴを有するスイッチング部が設けられている。
　図１の構成例では、スイッチング部は、スイッチング素子として４個のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（以下、単に「ＦＥＴ」とする）Ｑ１～Ｑ４を有し、基本的にフルブリッジ回路を構成している。フルブリッジ回路は、大出力のスイッチング電源に好適である。さらに、各ＦＥＴに印加される電圧は、単一ＦＥＴによるスイッチング部の半分となる。ＦＥＴＱ１とＦＥＴＱ４が、同時にオンオフ制御される第１グループを構成し、ＦＥＴＱ２とＦＥＴＱ３が、同時にオンオフ制御される第２グループを構成する。各ＦＥＴは、ゲートに印加される制御電圧によりオンオフ制御される。その制御電圧の周波数は、入力交流の周波数よりも高い数十ｋＨ～数百ｋＨである。
　正の入力端子１と一次コイルＮ１の一端の間にＦＥＴＱ１が直列接続されている。一次コイルＮ１の他端と負の入力端子２の間に、逆流防止ダイオードＤ１とＦＥＴＱ４が直列接続されている。基本的なフルブリッジ回路とは異なり、逆流防止ダイオードＤ１が挿入されている。逆流防止ダイオードＤ１の極性は、ＦＥＴＱ１及びＦＥＴＱ４のボディダイオードのそれとは逆方向である。
　同様に、正の入力端子１と一次コイルＮ１の他端との間にＦＥＴＱ２が直列接続されている。一次コイルＮ１の一端と負の入力端子２との間に、逆流防止ダイオードＤ２とＦＥＴＱ３が直列接続されている。基本的なフルブリッジ回路とは異なり、逆流防止ダイオードＤ２が挿入されている。逆流防止ダイオードＤ２の極性は、ＦＥＴＱ２及びＦＥＴＱ３のボディダイオードのそれとは逆方向である。
　別の例として、逆流防止ダイオードＤ１は、図１に示した位置以外に、ａ点→ＦＥＴＱ１→一次コイルＮ１→ＦＥＴＱ４→ｂ点の電流路上のいずれかの位置に直列に挿入することができる。同様に、逆流防止ダイオードＤ２は、図１に示した位置以外に、ａ点→ＦＥＴＱ２→一次コイルＮ１→ＦＥＴＱ３→ｂ点の電流路上のいずれかの位置に直列に挿入することができる。
　言い換えると、逆流防止ダイオードＤ１は、第１グループのＦＥＴのオン期間電流が専ら流れる電流路上に直列に挿入され、一方、逆流防止ダイオードＤ２は、第２グループのＦＥＴのオン期間電流が専ら流れる電流路上に挿入されることが好適である。いずれの場合も、逆流防止ダイオードＤ１、Ｄ２の極性は、各ＦＥＴのボディダイオードとは逆方向とする。
　なお、入力端子１とａ点との間、又は、入力端子２とｂ点との間の電流路にダイオードを挿入した場合も逆流防止機能は有するが、これらの電流路に挿入された逆流防止ダイオードは、ＦＥＴがオンからオフとなったときにリカバリ電流を生じる点で不利である。但し、ファーストリカバリダイオード（ＦＲＤ）、シリコンカーバイト（ＳＩＣ）を用いたショットキーダイオード等を用いた場合は、これらの入力ラインの電流路に逆流防止ダイオードを挿入することも可能である。
　トランスＴの二次側には、整流部及びその後段の平滑部が配置されている。図１の構成例における整流部は、４つのダイオードＤ３～Ｄ６からなるブリッジ整流回路を基本とする形態である。第１の対の正側ダイオードＤ３と負側ダイオードＤ５が直列接続され、第２の対の正側ダイオードＤ４と負側ダイオードＤ６が直列接続されている。直列接続された第１の対のダイオードＤ３、Ｄ５の接続点は二次コイルＮ２の一端に接続され、直列接続された第２の対のダイオードＤ４、Ｄ６の接続点は二次コイルＮ２の他端に接続されている。
　通常のブリッジ整流回路とは異なり、図１の構成例では、正側ダイオードＤ３、Ｄ４のカソードが互いに接続されていない。一方の正側ダイオードＤ３のカソードは、第１のリアクトルＬ１の一端に接続され、他方の正側ダイオードＤ４のカソードは、第２のリアクトルＬ２の一端に接続されている。第１のリアクトルＬ１と第２のリアクトルＬ２の各々のインダクタンスは、実質的に同じ値とする。
　第１のリアクトルＬ１及び第２のリアクトルＬ２の各々の他端は、平滑コンデンサＣの正極端に接続されており、この点は正の出力端子ｐでもある。
　また、２つの負側ダイオードＤ５、Ｄ６の各々のアノードは、平滑コンデンサＣの負極端に接続されており、この点は負の出力端子ｎでもある。
（１－２）第１実施形態の動作
　図１～図３を参照して、第１の実施形態の回路の動作を説明する。
　図１（ａ）は、第１グループのＦＥＴのオン期間の電流を矢印付き実線で、（ｂ）は第１グループのＦＥＴのオフ期間の電流を矢印付き点線で示している。
　図２（ａ）は、第２グループのＦＥＴのオン期間の電流を矢印付き実線で、（ｂ）は第２グループのＦＥＴのオフ期間の電流を矢印付き点線で示している。
　図３は、図１及び図２に示した各電流のタイミングチャートの一例を模式的に示した図である。
＜第１グループのＦＥＴのオンオフ制御による動作＞
　図１（ａ）及び図３を参照する。第１グループのＦＥＴＱ１、Ｑ４がオンになると、一次コイルＮ１に電流ｉ１が流れる（図３（ｃ）参照）。この電流ｉ１は、逆流防止ダイオードＤ１の順方向に流れる。一次コイルに電流ｉ１が流れる結果、相互誘導により二次コイルＮ２に起電力（電圧を意味する）が発生し、電流ｉ２が流れる。電流ｉ２は、ダイオードＤ６→二次コイルＮ２→ダイオードＤ３→リアクトルＬ１の経路で流れ、出力端子ｐから出力され負荷に供給される（図３（ｄ）（ｅ）参照）。電流ｉ２は、トランスＴの相互誘導によるフォワード電流である。電流ｉ２により第１のリアクトルＬ１は励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。ダイオードＤ４、Ｄ５は逆バイアスとなるため電流が流れない。
　ここで、定常状態における平滑コンデンサＣは、リップル変動を除いてほぼ一定の電圧で充電されている。従って、電流ｉ２は、二次コイルＮ２の起電力が平滑コンデンサの電圧を超えたときにのみ流れる。入力端子１、２に、例えば正弦波の入力電圧が印加される場合、入力電圧の小さい範囲では、二次コイルＮ２の起電力も小さいため、フォワード電流ｉ２は出力端子ｐ、ｎに出力されない。これはフォワード動作の特徴であり、力率を低下させることとなる。このことが、従来、力率改善機能を備えたワンコンバータとしてフォワード方式が採用されなかった理由である。
　次に、図１（ｂ）及び図３を参照する。第１グループのＦＥＴＱ１、Ｑ４がオフになると、一次コイルＮ１の電流ｉ１が遮断され、一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が発生する。一次コイルＮ１の逆起電力は、ＦＥＴＱ２、Ｑ３のボディダイオードに対して順バイアスであるが、逆流防止ダイオードＤ２が電流路に挿入されているため電流は流れない。すなわち、前述した図８の通常のフルブリッジ回路とは異なり、入力側への還流は阻止される。この結果、通常のフルブリッジ回路では、入力側に戻されるエネルギーがトランスＴに留まる。
　一方、二次コイルＮ２の逆起電力により、巻き始端が低電位、巻き終端が高電位となる。第１のリアクトルＬ１はオン期間と同方向の電流を維持しようとするので、ダイオードＤ５→ダイオードＤ３→リアクトルＬ１の経路で電流ｉ３が流れ、出力端子ｐに出力され負荷に供給される（図３（ｄ）（ｅ）参照）。これにより、オン期間に第１のリアクトルＬ１に蓄積された磁気エネルギーが放出される。ダイオードＤ６は逆バイアスとなる。
　さらに、二次コイルＮ２の逆起電力により、ダイオードＤ４が順バイアスとなり、ダイオードＤ５→二次コイルＮ２→ダイオードＤ４→リアクトルＬ２の経路で電流ｉｆｂが流れ、出力端子ｐに出力され負荷に供給される（図３（ｄ）（ｆ）参照）。電流ｉｆｂは、トランスＴの相互誘導によるものではなく、一次側の逆流防止ダイオードＤ２により還流が阻止されたためにトランスＴに留められた磁気エネルギーの放出によるものである。従って電流ｉｆｂは、フライバック電流と言うことができる。
　フライバック電流ｉｆｂは、フォワード電流ｉ２とは異なり、入力電圧が小さく二次コイルＮ２に発生する逆起電力が小さいときであっても、逆起電力の大きさに応じた大きさで出力端子ｐへ出力される。従って、例えば正弦波の入力電圧の場合、入力電圧が小さい範囲においてもフライバック電流ｉｆｂが流れることによって力率が改善される。本回路は、基本的にフォワード形式であるが、フライバック電流ｉｆｂも流れることができるので力率改善機能を備えている。これは、一次側に逆流防止ダイオードＤ２を設けたことにより実現されている。
　図８の通常のフルブリッジ回路では、オフ時の入力側への還流がトランスＴの磁気リセットの役割を果たしていたが、本回路では入力側への還流が無い替わりに二次コイルにフライバック電流ｉｆｂが流れることにより、トランスＴの磁気リセットが行われる。従って、本回路においてもトランスＴの磁気飽和を回避することができる。
＜第２グループのＦＥＴのオンオフ制御による動作＞
　次に、図２（ａ）及び図３を参照する。第２グループのＦＥＴＱ２、Ｑ３は、第１グループのＦＥＴＱ１、Ｑ４がオフになってから一定のインターバルを空けてオンになる。第２グループのＦＥＴＱ２、Ｑ３がオンになると、一次コイルＮ１に電流ｉ４が流れる（図３（ｃ）参照）。この電流ｉ４は、逆流防止ダイオードＤ２の順方向に流れる。一次コイルＮ１における電流ｉ４の向きは、第１グループのＦＥＴのオン期間の電流ｉ１とは逆である。
　一次コイルに電流ｉ４が流れる結果、相互誘導により二次コイルＮ２に起電力が発生し、電流ｉ５が流れる。電流ｉ５は、ダイオードＤ５→二次コイルＮ２→ダイオードＤ４→リアクトルＬ２の経路で流れ、出力端子ｐから出力され負荷に供給される（図３（ｄ）（ｆ）参照）。電流ｉ５は、トランスＴの相互誘導によるフォワード電流である。これにより第２のリアクトルＬ２は励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。ダイオードＤ３、Ｄ６は逆バイアスとなるため電流が流れない。
　上述した通り、入力端子１、２に、例えば正弦波の入力電圧が印加される場合、入力電圧の小さい範囲では、二次コイルＮ２の起電力も小さいため、フォワード電流ｉ５は出力されない。
　次に、図２（ｂ）及び図３を参照する。第２グループのＦＥＴＱ２、Ｑ３がオフになると、一次コイルＮ１の電流ｉ４が遮断され、一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が発生する。一次コイルＮ１の逆起電力は、ＦＥＴＱ１、Ｑ４のボディダイオードに対して順バイアスであるが、逆流防止ダイオードＤ１が電流路に挿入されているため電流は流れない。この結果、エネルギーがトランスＴに留まる。
　一方、二次コイルＮ２の逆起電力により、巻き始端が高電位、巻き終端が低電位となる。第２のリアクトルＬ２はオン期間の電流を維持しようとするので、ダイオードＤ６→ダイオードＤ４→リアクトルＬ２の経路で電流ｉ６が流れ、出力端子ｐに出力され負荷に供給される（図３（ｄ）（ｆ）参照）。これにより、オン期間に第２のリアクトルＬ２に蓄積された磁気エネルギーが放出される。ダイオードＤ５は逆バイアスとなる。
　さらに、二次コイルＮ２の逆起電力により、ダイオードＤ３が順バイアスとなり、ダイオードＤ６→二次コイルＮ２→ダイオードＤ３→リアクトルＬ１の経路で電流ｉｆｂが流れ、出力端子ｐに出力され負荷に供給される（図３（ｄ）（ｅ）参照）。電流ｉｆｂは、トランスＴの相互誘導によるものではなく、一次側の逆流防止ダイオードＤ１により還流が阻止されたためにトランスＴに留められた磁気エネルギーの放出によるフライバック電流である。上述した通り、電流ｉｆｂは、二次コイルＮ２の逆起電力の大きさによらず出力されるため、力率が改善される。
　図３（ｅ）（ｆ）では、第１のリアクトルＬ１及び第２のリアクトルＬ２にそれぞれ流れるフライバック電流ｉｆｂの終わり部分が、次のオン期間のフォワード電流ｉ２、ｉ５の立ち上がり部分と重なる連続モードとなっている。これは一例であり、この部分が重ならない不連続モードでもよい。
（２）トランス一次側の別の実施形態
　図４は、図１の回路における一次側のスイッチング部の別の構成例である。二次側回路は図示を省略するが、図１の構成例と同じでもよい。図４の構成例は、プッシュプル回路を基本とする。プッシュプル回路では、一次コイルを第１一次コイルＮ１１と第２一次コイルＮ１２の２つの部分に分割して用いる。この場合、複数のＦＥＴの第１グループはＦＥＴＱ１のみを含み、第２グループはＦＥＴＱ２のみを含む。ＦＥＴＱ１とＦＥＴＱ２は、同じ長さのオン期間で交互に、一定のインターバルを空けてオンオフ制御される。各ＦＥＴと一次コイルＮ１１、Ｎ１２との間に、各ＦＥＴのボディダイオードに対して逆方向に直列接続された逆流防止ダイオードＤ１、Ｄ２が挿入配置されている。回路動作については、一次側及び二次側のいずれも図１の回路と同様である。
　図５は、図１の回路における一次側のスイッチング部のさらに別の構成例である。二次側回路は図示を省略するが、図１の構成例と同じでもよい。図５の構成例は、ハーフブリッジ回路を基本とする。ハーフブリッジ回路では、複数のＦＥＴの第１グループはＦＥＴＱ１のみを含み、第２グループはＦＥＴＱ２のみを含む。ＦＥＴＱ１とＦＥＴＱ２は、同じ長さのオン期間で交互に、一定のインターバルを空けてオンオフ制御される。各ＦＥＴと一次コイルとの間に、各ＦＥＴのボディダイオードに対して逆方向に直列接続された逆流防止ダイオードＤ１、Ｄ２が挿入配置されている。回路動作については、一次側及び二次側のいずれも図１の回路と同様である。
（３）トランス二次側の別の実施形態
　図６は、図１の回路における二次側の整流部及び平滑部の別の構成例である。図６の構成例における整流部も、図１と同様に４つのダイオードＤ３～Ｄ６からなるブリッジ整流回路を基本とする形態である。第１の対の正側ダイオードＤ３と負側ダイオードＤ５が直列接続され、第２の対の正側ダイオードＤ４と負側ダイオードＤ６が直列接続されている。直列接続された第１の対のダイオードＤ３、Ｄ５の接続点は二次コイルＮ２の一端に接続され、直列接続された第２の対のダイオードＤ４、Ｄ６の接続点は二次コイルＮ２の他端に接続されている。
　図６の構成例では、負側ダイオードＤ５、Ｄ６のアノードが、通常のブリッジ整流回路とは異なり互いに接続されていない。一方の負側ダイオードＤ５のアノードは、第１のリアクトルＬ１の一端に接続され、他方の負側ダイオードＤ６のアノードは、第２のリアクトルＬ２の一端に接続されている。第１のリアクトルＬ１と第２のリアクトルＬ２の各々のインダクタンスは、実質的に同じ値とする。
　第１のリアクトルＬ１及び第２のリアクトルＬ２の各々の他端は、平滑コンデンサＣの負極端に接続されており、この点は負の出力端子ｎでもある。
　また、２つの正側ダイオードＤ３、Ｄ４の各々のカソードは、平滑コンデンサＣの正極端に接続されており、この点は正の出力端子ｐでもある。
　本発明の絶縁型スイッチング電源の二次側回路は、図１及び図６に示した回路以外にも多様に構成することができる。二次側回路は、基本的にフォワード形式で構成することが好適である。オン期間にフォワード電流が流れ、オフ期間に外付けリアクトルの磁気エネルギーを放出するリアクトル電流が流れると共に、二次コイルに生じる逆起電力によりフライバック電流が流れることができる構成を備えていればよい。図８に示した従来のフォワード方式の二次側回路も採用できる。二次コイルに流れるフライバック電流は、一次側のスイッチング部に逆流防止ダイオードを設けたことによりトランスＴに留められた磁気エネルギーが放出されることによるものである。
（４）トランスの構成
　図７は、本発明の絶縁型スイッチング電源で用いるトランスＴの好適例を示す断面図である。
　トランスＴのコアは、基本形としては、中央脚１１と２つの外脚１２、１２とを有するＥ型コア１０と、Ｉ型コア２０を突き合わせて形成されたＥＩ型コアである。２つの外脚１２、１２の各端面とＩ型コア２０との間にギャップ１４、１４をそれぞれ設けることが好適である。ギャップ１４、１４を設けることにより、透磁率を小さくして磁気飽和を回避することができる。
　さらに、中央脚１１に一次コイルＮ１と二次コイルＮ２が密結合となるように重ね巻きされている。中央脚１１とＩ型コア２０の間にはギャップはない。一般的にギャップの箇所においては磁束が漏れやすいが、このトランスＴでは、一次コイルＮ１と二次コイルＮ２の周囲には磁束が漏れやすいギャップがなく、ギャップ１４、１４は各コイルから遠い位置に設けられている。これにより一次コイルＮ１と二次コイルＮ２の密結合を確保することができ、高い電力変換効率を維持できる。
（５）まとめ
　本発明の絶縁型スイッチング電源は、基本的にフォワード方式の動作を有することにより大出力に適用可能であると共に、フライバック電流が流れることにより力率が改善される。よって、大出力のワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源として好適である。力率改善機能を備えかつ回路の構成を簡素化できると共に、絶縁型であるので安全性が確保される。
　図１、図４及び図５に示したように、トランスの一次側において２つのＭＯＳＦＥＴグループを交互にスイッチングすることにより、単一スイッチング素子をスイッチングする場合に比べて大出力が得られる。なお、上述した各実施形態おいて、スイッチング部におけるスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ以外にＩＧＢＴ又はバイポーラトランジスタでもよい。
　また、スイッチング部に設けた逆流防止ダイオードは、入力側への還流を防ぐ目的であるのでＦＥＴを用いてもよい。その場合、逆流防止ＦＥＴは、還流阻止対象の対応するＦＥＴと同じタイミングでオンオフ制御されるが、逆流防止ＦＥＴのボディダイオードは、対応するＦＥＴのそれとは逆向きとなるように接続される。本明細書では、これらの逆流防止ダイオード及び逆流防止ＦＥＴをまとめて、「逆流防止素子」と称する。
　また図１及び図６に示したように、トランスの二次側において、通常のフォワード方式におけるリアクトルを並列な２回路に分割することにより、電流供給能力が増えると共に、一次側の駆動負担が軽減される。なお、二次側の回路構成におけるダイオードは、同等の機能を有する整流素子に置き換えることができ、そのような整流素子もダイオードの概念に含まれるものとする。
　以上に説明した本発明の絶縁型スイッチング電源は、図示の構成例に限られず、本発明の主旨に沿う範囲において多様な変形が可能である。
　ｐ　正の出力端
　ｎ　負の出力端
　Ｔ　トランス
　Ｎ１、Ｎ１１、Ｎ１２　一次コイル
　Ｎ２　二次コイル
　Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４　ＭＯＳＦＥＴ
　Ｄ１、Ｄ２　逆流防止ダイオード
　Ｄ３～Ｄ６　ダイオード
　Ｌ１　第１のリアクトル
　Ｌ２　第２のリアクトル
　Ｃ　平滑コンデンサ

Claims (7)

  1. 　一次コイルと二次コイルとを有するトランスと、
    　入力電圧により前記一次コイルに流れる電流を導通又は遮断するべくそれぞれオンオフ制御される複数のスイッチング素子を有するスイッチング部と、
    　前記二次コイルに接続された整流部と、
    　前記整流部に接続されかつ少なくとも１つのリアクトルと平滑コンデンサとを含む平滑部と、を有する絶縁型スイッチング電源において、
    　前記スイッチング部において前記スイッチング素子がオンからオフになったときに該スイッチング素子を通して前記一次コイルに流れる電流を阻止するために、該スイッチング素子に直列接続された逆流防止素子を有することを特徴とする絶縁型スイッチング電源。
  2. 　前記スイッチング部における複数のスイッチング素子が、少なくとも１つのスイッチング素子を含む第１グループと、少なくとも１つのスイッチング素子を含む第２グループとからなり、前記第１グループと前記第２グループのスイッチング素子は、同じ長さのオン期間で交互に一定のインターバルを空けてオンオフ制御されることを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源。
  3. 　前記逆流防止素子が、前記第１グループのスイッチング素子のオン期間の電流が専ら流れる電流路上、及び、前記第２グループのスイッチング素子のオン期間の電流が専ら流れる電流路上に、それぞれ直列接続されていることを特徴とする請求項２に記載の絶縁型スイッチング電源。
  4. 　前記スイッチング部が、フルブリッジ回路、プッシュプル回路又はハーフブリッジ回路のいずれかを基本構成とすることを特徴とする請求項１～３のいずれかに記載のスイッチング電源。
  5. 　前記第１グループ及び前記第２グループのスイッチング素子のそれぞれのオン期間に前記一次コイルに電流が流れると共に前記二次コイルにフォワード電流が流れ、かつ、前記スイッチング素子がオンからオフになり前記一次コイルの電流が遮断されたとき、該一次コイルに発生した逆起電力による電流が前記逆流防止素子により阻止されると共に前記二次コイルに発生した逆起電力により該二次コイルにフライバック電流が流れるように構成されていることを特徴とする請求項１～４のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源。
  6. 　前記整流部が、２対の直列接続された正側ダイオードと負側ダイオードを有し、直列接続された各対のダイオードの接続点が二次コイルの各端とそれぞれ接続されており、
    　２つの前記正側ダイオードの各々のカソードに２つのリアクトルの各々の一端がそれぞれ接続されると共に、２つの該リアクトルの各々の他端が前記平滑コンデンサの正極端に接続されており、かつ、
    　２つの前記負側ダイオードの各々のアノードが前記平滑コンデンサの負極端に接続されていることを特徴とする請求項１～５のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源。
  7. 　前記整流部が、２対の直列接続された正側ダイオードと負側ダイオードを有し、直列接続された各対のダイオードの接続点が二次コイルの各端とそれぞれ接続されており、
    　２つの前記負側ダイオードの各々のアノードに２つのリアクトルの各々の一端がそれぞれ接続されると共に、２つの該リアクトルの各々の他端が前記平滑コンデンサの負極端に接続されており、かつ、
    　２つの前記正側ダイオードの各々のカソードが前記平滑コンデンサの正極端に接続されていることを特徴とする請求項１～５のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源。
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