WO2019087524A1 - 半導体レーザ駆動回路、半導体レーザ駆動回路の駆動方法、距離測定装置及び電子機器 - Google Patents

半導体レーザ駆動回路、半導体レーザ駆動回路の駆動方法、距離測定装置及び電子機器 Download PDF

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大野　智輝
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Definitions

  • the present disclosure relates to a semiconductor laser drive circuit, a drive method of the semiconductor laser drive circuit, a distance measurement device, and an electronic apparatus.
  • Patent Document 1 Conventionally, a semiconductor laser device as described in Patent Document 1 has been proposed.
  • the semiconductor laser device can be applied to various devices, for example, a distance measurement device (ranging device) that measures the distance to a measurement object.
  • a distance measurement device ranging device
  • an object of the present disclosure is to provide a semiconductor laser drive circuit having a simple configuration and a circuit configuration excellent in controllability, a drive method of the semiconductor laser drive circuit, a distance measurement device, and an electronic apparatus.
  • the present disclosure is, for example, An anode electrode separated into at least one gain region and at least one light absorption region; A cathode electrode common to the gain region and the light absorption region; And a resistor connected to the anode electrode of the light absorption region.
  • the present disclosure is, for example, An anode electrode separated into at least one gain region and at least one light absorption region; A cathode electrode common to the gain region and the light absorption region; A semiconductor laser drive circuit configured to modulate the output of the laser by turning on / off a switching element connected between the cathode electrode and the ground.
  • the present disclosure is, for example, A driving method of a semiconductor laser drive circuit having an anode electrode separated into at least one gain region and at least one light absorption region, and a cathode electrode common to the gain region and the light absorption region, This is a method of driving a semiconductor laser drive circuit that modulates the laser output by turning on / off a switching element connected between the cathode electrode and the ground.
  • the present disclosure is, for example, A semiconductor laser device having the above-described semiconductor laser drive circuit; A light receiving unit that receives the reflected light that the laser light emitted from the semiconductor laser device is reflected by the object; And a calculation unit for acquiring the distance to the object based on the emission timing and the light reception timing of the laser light.
  • the present disclosure may be an electronic device having a distance measurement device.
  • a semiconductor laser drive circuit or the like having a circuit configuration with excellent controllability with a simple configuration can be realized.
  • the effect described here is not necessarily limited, and may be any effect described in the present disclosure. Further, the contents of the present disclosure should not be interpreted as being limited by the exemplified effects.
  • FIG. 1A and FIG. 1B are diagrams showing a schematic configuration example of a Q-switched semiconductor laser according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2 is a diagram showing an equivalent circuit of a drive circuit for driving a general Q-switched semiconductor laser.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining an operation example of a drive circuit for driving a general Q-switched semiconductor laser.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of a drive circuit for driving the Q-switched semiconductor laser according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining an operation example of a drive circuit for driving the Q-switched semiconductor laser according to the first embodiment.
  • FIG. 1A and FIG. 1B are diagrams showing a schematic configuration example of a Q-switched semiconductor laser according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2 is a diagram showing an equivalent circuit of a drive circuit for driving a general Q-switched semiconductor laser.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining an operation example
  • FIG. 6 is a view showing a modification of the drive circuit for driving the Q-switched semiconductor laser according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a view showing a configuration example of a drive circuit for driving the Q-switched semiconductor laser according to the second embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram referred to in describing an operation example of a drive circuit for driving the Q-switched semiconductor laser according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a view showing a modification of the drive circuit for driving the Q-switched semiconductor laser according to the second embodiment.
  • FIG. 10 is a view showing a modification of the drive circuit for driving the Q-switched semiconductor laser according to the second embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram referred to in describing an operation example of a drive circuit for driving a Q-switched semiconductor laser according to a modification of the second embodiment.
  • FIG. 12 is a view showing a modification of the drive circuit for driving the Q-switched semiconductor laser according to the second embodiment.
  • FIG. 13 is a view for explaining an example of the storage body according to the third embodiment.
  • FIG. 14A and FIG. 14B are diagrams for explaining another example of the storage body according to the third embodiment.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration example of a distance measuring device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 16 is a diagram for explaining an example of an electronic device to which the distance measuring device is applied.
  • FIG. 17 is a block diagram showing an example of a schematic configuration of a vehicle control system according to an application example.
  • FIG. 18 is an explanatory view showing an example of installation positions of the external information detection unit and the imaging unit according to the application example.
  • a pulse excitation method As a method for obtaining short pulse light (short pulse light) in a laser device, a pulse excitation method, a Q switch method, a mode synchronization method and the like are known.
  • a Q switch system In the generation of sub-nanosecond pulse light, a Q switch system (for example, the system described in Patent Document 1) is often used.
  • a passive Q-switched laser has the advantage of being able to be manufactured with a relatively simple structure, but self-sustained oscillation tends to remain in pulsed light, and the timing at which pulsed light is generated can not be actively controlled. Therefore, there is a drawback that the strength does not increase sufficiently.
  • the active Q-switched laser it is possible to actively control the generation timing of pulsed light and can compensate for the drawbacks of the passive Q-switched laser, but the device configuration including the drive circuit is complicated. Therefore, there are disadvantages in terms of controllability, size, and cost. Therefore, based on these viewpoints, it is desirable to set the circuit configuration appropriately.
  • a light absorption region is provided in a resonator formed by opposing end faces formed by cleavage or the like.
  • a forward voltage is applied to the pn junction of the semiconductor laser, a forward current flows and spontaneous emission light is obtained.
  • the refractive index of the active layer is higher than that of the cladding layer, light is confined vertically in the vicinity, including the active layer, and horizontally confined in the vicinity, including the lower portion of the ridge by the ridge structure, and thus confined
  • the light propagating mode reciprocates in a resonator whose mirrors are at both end faces of the ridge structure. At this time, light induces a light emission transition of another electron in an excited state to cause a stimulated emission.
  • the number of photons is amplified as it travels back and forth in the resonator, leading to lasing when its gain exceeds the loss.
  • the light absorption characteristics of the light absorption region under reverse bias application depend on various factors.
  • the light absorption is increased due to the decrease of the band gap of the active layer (for example, quantum well) and the increase of the tunneling probability from the quantum well to the adjacent layer.
  • the carrier density of the p layer and the n layer is increased by light excitation, when the anode and the cathode are not connected, the potential difference applied to the PN junction by the photocarriers is reduced and the absorption is reduced. Therefore, the decrease in absorption can be suppressed by connecting the anode and the cathode.
  • the potential difference applied to the PN junction can be reduced by the voltage drop.
  • the photovoltaic current can be suppressed by increasing the time constant of the closed circuit.
  • a structure in which the light absorption characteristics of the light absorption region are transiently changed by light generated in the gain region is generally called passive type.
  • the active type the light absorption characteristics of the light absorption region are directly modulated by the drive circuit.
  • FIGS. 1A and 1B schematically show an example of the structure of the Q-switched semiconductor laser (semiconductor laser 1) according to the first embodiment, FIG. 1A is a perspective view thereof, and FIG. 1B is FIG. 1A. 6 is a cross-sectional view of the semiconductor laser 1 taken along the line AA 'in FIG.
  • the semiconductor laser 1 separates a p-type semiconductor layer formed by epitaxial growth or the like on the n-type semiconductor substrate 10 and an anode electrode formed on the p-type semiconductor layer into at least two or more, A gain region 20a that plays a role is used, and at least a part of the other is a light absorption region denoted by reference numeral 20b. That is, the anode electrode of the semiconductor laser according to the present embodiment is separated into at least one gain region and at least one light absorption region.
  • the light absorption region changes in the light absorption rate and functions as a Q switch region. Therefore, in the following description, the light absorption region is appropriately referred to as the Q switch region 20b.
  • the applicant has proposed Japanese Patent Application No. 2016-164934 as a configuration in which the anode electrode is separated into the gain region and the Q switch region, and the matters disclosed in the application can be applied to the present disclosure.
  • the cathode electrode of the semiconductor laser 1 may be separated into two or more, but it is necessary to electrically connect the separated electrodes in order to obtain the electrical characteristics of the cathode common which will be described later.
  • the structural example of the semiconductor laser 1 mentioned above is applied also to other embodiment.
  • FIG. 2 shows the most simplified equivalent circuit of a semiconductor laser having such a configuration. It is assumed that the anode of the gain region 2a and the anode of the Q switch region 2b are independent of each other, and the cathodes are also independent of each other.
  • a pulse voltage V_GAIN (hereinafter abbreviated as V_GAIN as appropriate) having a peak voltage of several volts (volts) and a pulse width of, for example, subnanosecond to several nanoseconds is applied to the anode of the gain region 2a.
  • V_GAIN a pulse voltage V_QSW (hereinafter referred to as V_QSW) having a pulse width of subnanosecond to several nanoseconds with a potential difference with the cathode having a peak of zero V to several V from a base of minus several V Is abbreviated as appropriate).
  • the horizontal axis of the graph of FIG. 3 indicates time (nanosecond (ns)), and the vertical axis of the graph indicates voltage (volt (V)) or carrier density (arbitrary unit (au)).
  • line L1 shows the time change of V_QSW
  • line L2 shows the time change of (V_GAIN-V_CATHODE) which is the difference between V_GAIN and the voltage V_CATHODE on the cathode side
  • line L3 shows the gain region 2a.
  • V_QSW is a base state in which the potential difference with the cathode is a negative number V, and V_GAIN is applied.
  • the light absorption of the Q switch region 2 b is large, the light absorption coefficient of the semiconductor laser resonator is large, and the laser oscillation due to the application of V-GAIN is suppressed. Accordingly, the radiative recombination of the active layer by the pulse voltage applied to the gain region 2a is dominated by spontaneous emission.
  • the time constant of spontaneous emission is several nanoseconds, and the carrier density N_GAIN in the active layer of the gain region 2a gradually increases from the application timing of V-GAIN and is saturated after several nanoseconds.
  • V_QSW is rapidly changed from zero V to several V at timings before and after saturation.
  • the light absorption of the Q switch region 2 b sharply decreases, and as a result, the light absorption coefficient of the semiconductor laser resonator instantaneously lowers and becomes transparent, thereby inducing laser oscillation.
  • the carrier density N_GAIN of the active layer in the gain region 2a is much larger than the transparent carrier density, and the excessive carriers are instantaneously recombined by stimulated emission, leading to pulsed laser oscillation of high intensity and short pulse width.
  • the carrier density N_GAIN of the gain region 2a once falls below the transparent carrier density and then recovers. Immediately after recovery, the application of V_GAIN is stopped and V_QSW is returned to the base voltage so that normal laser oscillation does not occur.
  • Stabilization of the timing of V_GAIN and V_QSW is essential to obtain a pulse laser stable in both light output and pulse width.
  • Such driving is possible by closely controlling the mutual phase while driving V_GAIN and V_QSW independently by a highly controlled driving circuit.
  • cost reduction and size reduction are required in consideration of mass productivity and convenience of the system.
  • the semiconductor laser drive circuit according to the present embodiment will be described based on such a viewpoint.
  • FIG. 4 shows a simplified equivalent circuit of the semiconductor laser 1 according to the first embodiment.
  • the semiconductor laser 1 according to the first embodiment realizes the Q switch driving of the semiconductor laser 1 with only a single switching.
  • Q switch drive is meaning including modulating the light absorption coefficient of a light area
  • the cathode electrodes of the gain region 20a and the Q switch region 20b are shared, and the voltage is represented by V_CATHODE.
  • the cathode is connected to a drain (D) of a source (S) -grounded NMOSFET (N-Channel Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) 21 (hereinafter abbreviated as NMOS 21 as appropriate).
  • semiconductor switching elements such as PMOSFETs (P-Channel Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors) or bipolar transistors can also be applied as switching elements instead of the NMOS 21, and mechanical elements such as MEMS (Micro Electro Mechanical Systems) or carbon nanotubes can also be applied. Can be applied, regardless of the form of the switching element.
  • the cathode is displaced from being electrically floating from ground to being grounded.
  • the Q switch region 20 b has a parasitic capacitance (capacitance component) SC_QSW in parallel with a diode formed of a PN junction.
  • SC_QSW depends on the semiconductor layer structure, the waveguide structure, the anode electrode structure, etc., and can be adjusted with a value of several pF to several tens pF.
  • an external capacitor is connected between the cathode and the anode of the Q switch region 20b, specifically, between the connection midpoint of the anode of the Q switch region 20b and the resistor R_QSW and the connection midpoint of the cathode and the NMOS 21.
  • C_QSW is connected. By selecting the external capacitor C_QSW appropriately, it is adjusted to an arbitrary capacitance.
  • a constant voltage source V_1 is connected to an anode electrode (hereinafter referred to as an anode) of the Q switch region 20b, and a resistor R_QSW is connected between the anode and the constant voltage source V_1.
  • the constant voltage source V_1 corresponds to a predetermined potential.
  • the constant voltage source V_1 may be ground.
  • the time constant ⁇ of the anode when the cathode is at a low potential is defined by the product of the combined capacitance of SC_QSW and C_QSW and the resistance R_QSW. That is, the time constant ⁇ can be set arbitrarily.
  • the line L14 shows the time change of V_CATHODE
  • the line L15 shows the time change of (V_QSW-V_CATHODE).
  • a specific numerical value is used to facilitate understanding, but the content of the present disclosure is not limited to the numerical value.
  • the time change of each element is shown in the range required for description of an operation example.
  • V_GAIN connect V_GAIN to a constant voltage source of 6.5V.
  • the voltage of V_CATHODE is a value obtained by subtracting the band gap of the PN junction from V_GAIN, and is 5 V in the case of a PN junction (1.5 V) corresponding to a wavelength of 830 nm.
  • the constant voltage source V_1 is 1 V
  • a reverse bias of ⁇ (minus) 4 V is generated at the PN junction of the Q switch region 20b.
  • a pulse is applied to the gate of the NMOS 21 to switch the NMOS 21 to the on state.
  • V_CATHODE is grounded to 0V.
  • the time constant of the NMOS 21 is sufficiently smaller than the time constant ⁇ of the anode of the Q switch region 20b, the charge amount of the anode of the Q switch region 20b can not follow the change of V_CATHODE, so V_QSW becomes minus 4 V once. Thereafter, V_QSW recovers toward V_1 according to the time constant ⁇ of the anode.
  • V_QSW approaches 0 V, the reverse bias of the PN junction of the Q switch region 20b is eliminated.
  • V_QSW rapidly rises due to the photovoltaic power and then decreases toward V_1 according to the time constant ⁇ of the anode.
  • V_CATHODE recovers to 5V, and the charge amount of the anode of the Q switch region 20b can not follow the change of V_CATHODE, so V_QSW becomes 6V once. After that, it decreases toward the V_1 according to the time constant ⁇ of the anode.
  • the laser output of the Q switch semiconductor laser 1 is modulated (variable) by switching the NMOS 21.
  • the output of the laser is modulated by modulating the absorption variable of the Q switch region 20b.
  • turning on the NMOS 21 reduces the absorption coefficient of the Q switch region 20b to perform laser oscillation
  • turning off the NMOS 21 increases the absorption coefficient of the Q switch region 20b to suppress laser oscillation.
  • V_1 may be smaller than 1 V and around 0 V, and even in that case, Q switch laser oscillation occurs similarly. It is desirable that the light intensity is larger as the time differential when V_QSW becomes 0 V by Q switch laser oscillation is larger, V_1 is as large as slightly smaller than the band gap, and it is desirable that V_GAIN be sufficiently large.
  • SC_QSW can be adjusted, for example, by the electrode area of the Q switch region 20b, the p-type semiconductor film thickness, and the layer thickness of the insulating film between the p-type semiconductor layer and the electrode.
  • C_QSW can be adjusted by an external capacitor or a capacitor formed between the cathode pad of the submount for mounting the semiconductor laser and the anode of the Q switch and the submount Q switch anode pad connected by wire bonding.
  • R_QSW can be adjusted by an external capacitor or a thin film resistor formed on a submount.
  • FIG. 6 shows a configuration example of a drive circuit according to a modification.
  • an output terminal (electrode) FOUT connected to the anode of the Q switch region 20b via the C filter 22 is added.
  • the differential signal of V_QSW can be output from FOUT, it is possible to observe a sharp change in V_QSW due to the photovoltaic power at the Q switch laser oscillation timing by FOUT.
  • the emitted pulsed laser and the output from FOUT are synchronized and can be used as a trigger of a system using this pulsed laser, for example, a trigger for turning on the NMOS 21.
  • a pulse signal for driving the Q-switched semiconductor laser for example, a gate voltage of the NMOS 21 is used as a trigger
  • various kinds of fluctuation such as thermal noise in current injection of the semiconductor laser are superimposed to increase the jitter of the system.
  • the pulse laser is triggered and output by an external light receiving element, there are problems such as an increase in cost due to additional components, an increase in outer size, and an increase in jitter due to fluctuation of the optical path.
  • the C filter 22 of FOUT is a capacitor formed between the pad for Q switch anode for the submount and the pad for FOUT connected by wire bonding to the anode of the submount Q switch for mounting an external capacitor or semiconductor laser, etc. It is formed by In addition, the semiconductor laser 1 itself may be provided with an anode of the Q switch region 20b and an FOUT electrode having a capacitance.
  • FIG. 7 shows a simplified equivalent circuit of the semiconductor laser 1 according to the second embodiment.
  • the Q switch driving of the semiconductor laser is realized by only a single switching.
  • a pulse laser with higher intensity can be obtained than the circuit configuration of the semiconductor laser according to the first embodiment.
  • the items described in the first embodiment are also applicable to the second embodiment unless otherwise specified. Further, similar to the configuration described in the first embodiment, the same configuration is given the same reference numeral, and the redundant description is appropriately omitted.
  • the gain region 20a and the cathode of the Q switch region 20b are made common, and the voltage thereof is represented by V_CATHODE.
  • the cathode is connected to the drain of the NMOS 21 whose source is grounded. By applying a single switching signal to the gate of the NMOS 21, the cathode is displaced from being electrically floating from ground to being grounded.
  • the Q switch region 20 b has a parasitic capacitance SC_QSW in parallel with a diode formed of a PN junction.
  • SC_QSW depends on the semiconductor layer structure, the waveguide structure, the anode electrode structure, etc., and can be adjusted with a value of several pF to several tens pF.
  • an external capacitor C_QSW is connected between the cathode and the anode of the Q switch region 20b, and the capacitance is adjusted to an arbitrary capacitance by appropriately selecting the external capacitor C_QSW.
  • a resistor R_QSW is connected between the anode and the constant voltage source V_1.
  • the time constant ⁇ of the anode when the cathode is at a low potential is defined by the product of the combined capacitance of SC_QSW and C_QSW and the resistance R_QSW. That is, the time constant ⁇ can be set arbitrarily.
  • the anode electrode of the Q switch region 20b is connected to one terminal of the impedance-matched delay line (DELAY LINE) 25, and the other terminal (other) of the delay line 25 is connected to the constant voltage source V_2.
  • the delay line 25 can be exemplified by an inductor or the like, but is not limited to this.
  • the constant voltage source V_2 corresponds to a predetermined potential.
  • the constant voltage source V_2 may be ground.
  • R_QSW is 50 ⁇
  • the characteristic impedance of the delay line 25 is also 50 ⁇ .
  • the time delay of the delay line 25 is 1 ns.
  • the other terminal of the delay line 25 is directly connected to the ground, resulting in impedance mismatch.
  • V_GAIN connect V_GAIN to a constant voltage source of 6.5V.
  • the voltage of V_CATHODE is a value obtained by subtracting the band gap of the PN junction from V_GAIN, and is 5 V in the case of a PN junction (1.5 V) corresponding to a wavelength of 830 nm.
  • the constant voltage source V_1 is grounded, a reverse bias of ⁇ (minus) 5 V is generated at the PN junction of the Q switch region 20b.
  • a pulse is applied to the gate of the NMOS 21 to switch the NMOS 21 to the on state.
  • V_CATHODE is grounded to 0V.
  • the time constant of the NMOS 21 is sufficiently smaller than the time constant ⁇ of the anode of the Q switch region 20b, the charge amount of the anode of the Q switch region 20b can not follow the change of V_CATHODE, so V_QSW becomes negative 5 V once. After that, V_QSW recovers toward V_1 (0 V) according to the time constant of the anode. Since the relaxation path is two systems of R_QSW and the delay line, the time constant ⁇ of the anode is half that in the case without the delay line 25.
  • V_QSW is also modulated by switching of the cathode potential of the semiconductor laser 1.
  • the modulation voltage of V_QSW having passed through the delay line 25 is reflected by the impedance mismatch at the end of the delay line 25 and reaches the anode of the Q switch region 20b again, thereby sharply reducing the absorption coefficient of the Q switch region 20b.
  • V_QSW rises rapidly at a predetermined timing, and Q switch laser oscillation occurs.
  • the reflection caused by the impedance mismatch reaches the anode of the Q switch region 20b after twice the inherent delay time of the delay line 25 has elapsed.
  • the time t1 corresponding to the difference between the time when V_QSW rises sharply and the time when V_QSW rises the same voltage as V_QSW during the operation of NMOS 21 becomes twice the time delay t0 of delay line 25 .
  • FIG. 8 is a graph showing an example (example of calculation result) of the time change of V_QSW.
  • the horizontal axis indicates time (s) and the vertical axis indicates voltage (V).
  • line L21 represents the time change of V_QSW when the delay line 25 is not provided in the equivalent circuit shown in FIG. 7, and line L22 represents the case where the delay line 25 is provided in the equivalent circuit shown in FIG. That is, it shows the time change of V_QSW in the equivalent circuit shown in FIG.
  • the time differentiation when V_QSW crosses 0 V is large, and a high-intensity pulse laser can be obtained.
  • the timing of oscillation can be stably and easily adjusted by the time delay of the delay line 25.
  • by changing the combined capacitance of SC_QSW and C_QSW it is possible to adjust V_QSW at the timing when the reflected wave due to the impedance mismatch at the end of the delay line 25 reaches the anode of the Q switch region 20b. And the overshoot voltage can be adjusted.
  • the oscillation timing and time derivative can be adjusted also by adjusting V_1 and V_2. Therefore, the numerical value of each part is adjusted suitably.
  • the propagation loss of the delay line 25 is small, it takes time to attenuate the reflected wave, which may be a noise source of the next pulse oscillation. Therefore, small resistances may be inserted before or after or both sides of the delay line 25.
  • FIG. 9 shows a configuration example of a circuit in which the drive circuit shown in FIG. 7 is modified.
  • the output FOUT is added via the C filter 27 to the anode of the Q switch region 20b of the semiconductor laser drive circuit.
  • the differential signal of V_QSW can be output from FOUT, it is possible to observe a sharp change in V_QSW due to the photovoltaic power at the Q switch laser oscillation timing by FOUT.
  • the emitted pulsed laser and the output from FOUT are synchronized and can be used as a trigger for a system using this pulsed laser.
  • a pulse signal for driving a Q-switched semiconductor laser for example, a gate voltage of the NMOS 21 is used as a trigger, various kinds of fluctuations such as thermal noise in current injection of the semiconductor laser are superimposed to increase the jitter of the system.
  • the pulse laser is triggered and output by an external light receiving element, there are problems such as an increase in cost due to additional components, an increase in outer size, and an increase in jitter due to fluctuation of the optical path.
  • the C filter 27 of FOUT is an external capacitor or a capacitor formed between the pad for Q switch anode for F switch and the pad for Q switch anode for sub mount connected by wire bond with the anode of Q switch for sub mount for mounting the semiconductor laser It is formed. Further, the semiconductor laser itself may be provided with an anode of the Q switch region 20b and an FOUT electrode having a capacitance.
  • FIG. 10 shows a configuration example of a circuit in which the drive circuit shown in FIG. 7 is modified.
  • a bipolar transistor 31 is inserted between the delay line 25 of the semiconductor laser drive circuit according to the second embodiment and the constant voltage source V_2.
  • the terminal on the opposite side to the anode of the Q switch region 20 b is connected to the emitter (E) of the bipolar transistor 31.
  • the collector (C) of the bipolar transistor 31 is connected to the constant voltage source V_2, and the base (B) is connected to the constant voltage source V_3.
  • V_1 and V_2 are grounded.
  • the voltage of the emitter changes due to the modulation voltage of V_QSW that has passed through the delay line 25.
  • the potential difference with the base reaches a predetermined value, current flows between the emitter and the collector. This results in a reflected wave from the collector.
  • the emitter-collector turns off and the reflection decreases.
  • FIG. 11 is a graph showing an example (example of calculation result) of time change of V_QSW.
  • the horizontal axis represents time (s), and the vertical axis represents voltage (V).
  • a line L31 shows the time change of V_QSW when the delay line 25 is not provided in the drive circuit shown in FIG. 10
  • a line L32 shows the case where the delay line 25 is provided in the equivalent circuit shown in FIG. That is, it shows the time change of V_QSW in the drive circuit shown in FIG.
  • Lines L33 to L39 show time change of V_QSW when base voltage of bipolar transistor 31 is changed, line L33 has base voltage of -5 V, line L34 has base voltage of -3 V, line L35 has base voltage , L36 represents a base voltage of 0 V, line L37 represents a base voltage of 1 V, line L38 represents a base voltage of 3 V, and line L39 represents a base voltage of 5 V, respectively.
  • the overshoot is suppressed even in some cases where the base voltage is changed by inserting the bipolar transistor 31 as compared with the case where the delay line 25 is provided.
  • the base voltage is set to -5 V
  • the bipolar transistor 31 remains off, and V_QSW approaches as it is when there is no delay line.
  • V_QSW crosses 0 V
  • the overshoot gradually increases due to the rise of the base voltage.
  • the overshoot can be adjusted by changing the base voltage in this manner. Further, as described above, the timing can be adjusted by SC_QSW, C_QSW, and R_QSW in addition to V_1 and V_2.
  • the propagation loss of the delay line When the propagation loss of the delay line is small, it takes time to attenuate the reflected wave, which may be a noise source of the next pulse oscillation. In consideration of such a case, small resistances may be inserted before or after or both sides of the delay line 25.
  • FIG. 12 shows a configuration example of a circuit in which the drive circuit shown in FIG. 10 is modified.
  • an output terminal FOUT is added via the C filter 32 to the anode of the Q switch region 20b of the semiconductor laser drive circuit.
  • the differential signal of V_QSW can be output from FOUT, so that a sharp change in V_QSW due to the photovoltaic power at the Q switch laser oscillation timing can be observed by FOUT.
  • the emitted pulsed laser and the output from FOUT are synchronized and can be used as a trigger for a system using this pulsed laser.
  • the FOUT C filter 32 is an external capacitor or a capacitor formed between the pad for the Q switch anode of the submount connected by wire bonding to the anode of the Q switch of the submount for mounting the semiconductor laser and the pad for FOUT. It is formed. Further, the semiconductor laser itself may be provided with an anode of the Q switch region 20b and an FOUT electrode having a capacitance.
  • the third embodiment is an example of a housing in which the semiconductor laser drive circuit in each of the above-described embodiments is housed.
  • a Q switch semiconductor laser may be mounted P side up on a ceramic substrate as shown in FIG. 13 as a housing, and an NMOS having a large modulation current and C_QSW or R_QSW for adjusting time constant may be mounted.
  • FPC flexible printed circuits
  • a storage body 41 called CAN type as shown in FIG. 14A and a box-shaped storage body 42 as shown in FIG. 14B can be exemplified. Since these enclosures can enclose elements other than the semiconductor laser, the wiring impedance can be optimized or the wiring length can be designed to be short by arranging a minimum necessary chip such as an NMOS in the vicinity of the semiconductor laser. This enables faster Q switch driving.
  • the semiconductor laser drive circuit is sealed by the housing, it is possible to shield the unnecessary radiation. In the case of complete sealing with respect to the open air, it is necessary to provide a window at the laser beam irradiation port. As the window in this configuration, an AR (Anti Reflection) coated glass material or resin material designed according to the wavelength of the laser light may be used, or an optical lens may be embedded.
  • reflection, attenuation, delay and the like may occur under the influence of the impedance determined by the parasitic capacitance of the peripheral element and the wiring inductance, the frequency band of the transmission signal, and the like. Therefore, in the semiconductor laser drive circuit, the elements such as the elements constituting the circuit and the parameters such as the voltage are optimized in consideration of these influences. For example, it is desirable that the delay line be impedance matched with the peripheral circuit. However, on the other hand, although the impedance of the delay line is determined by the capacitance and inductance of the delay line, it is considered that the capacitance plays a role similar to a decap used for stabilizing the power supply in a general circuit.
  • the fourth embodiment is an example in which a semiconductor laser device including the semiconductor laser drive circuit of the present disclosure is applied to a distance measurement device.
  • FIG. 15 shows a schematic configuration example of the distance measuring device (distance measuring device 500) according to the fourth embodiment.
  • the distance measuring device 500 measures the distance to the object 550 (object) by the TOF (Time Of Flight) method.
  • the distance measuring device 500 includes a semiconductor laser device 501 as a light source.
  • the semiconductor laser device 501 includes a laser driver for driving a semiconductor laser, and the semiconductor laser drive circuit described above can be applied to the semiconductor laser device 501.
  • the distance measuring device 500 includes a light receiving unit 502, lenses 503 and 504, an amplifying unit 505, a measuring unit 506, a control unit 507, and an arithmetic unit 508. .
  • the light receiving unit 502 detects the light reflected by the subject 550.
  • the light receiving unit 502 is configured of, for example, a photodetector.
  • the light receiving unit 502 may be configured by an avalanche photodiode (APD), a single photon avalanche diode (SPAD), a silicon multiplier (SiPM), a multi-pixel single photon avalanche diode (MP-SPAD), or the like.
  • APD avalanche photodiode
  • SPAD single photon avalanche diode
  • SiPM silicon multiplier
  • MP-SPAD multi-pixel single photon avalanche diode
  • the lens 503 is a lens for collimating the light emitted from the semiconductor laser device 501, and is, for example, a collimating lens.
  • a lens 504 for condensing the light reflected by the object 550 and guiding it to the light receiving unit 502 is disposed.
  • the amplifier unit 505 is, for example, an amplifier circuit for amplifying a detection signal output from the light receiving unit 502.
  • the measurement unit 506 is, for example, a circuit for generating a signal corresponding to the difference between the signal input from the amplification unit 505 and the reference signal.
  • the measuring unit 506 is configured of, for example, a time to digital converter (TDC).
  • TDC time to digital converter
  • the reference signal may be a signal input from the control unit 507 or may be an output signal of a detection unit that directly detects the output of the semiconductor laser device 501.
  • the control unit 507 is, for example, a processor that controls the light receiving unit 502, the amplification unit 505, and the measurement unit 506.
  • the calculation unit 508 is a circuit that acquires distance information based on the signal generated by the measurement unit 506.
  • the distance measuring device 500 may include a polarization beam splitter (PBS) between the lens and the object 550, and may also include a reflection mirror that causes the light reflected by the PBS to be incident on the light receiving unit 502.
  • PBS polarization beam splitter
  • the light emitted from the semiconductor laser device 501 and the light reflected by the subject 550 pass through the same optical path between the PBS and the subject 550, so that the measurement accuracy can be improved.
  • Any optical system having the same function as PBS can be substituted.
  • the distance measuring device 500 may be provided with a scanning unit for scanning the light emitted from the semiconductor laser device 501 between the lens 503 and the object 550.
  • the scanning unit performs, for example, distance information on one axis of the object 550, that is, two-dimensional measurement. Two-dimensional measurement can be performed by the configuration provided with the scanning unit.
  • a scanning unit for example, distance information on two axes of the object 550, that is, three-dimensional measurement may be performed.
  • the distance measuring device 500 adopting such a configuration can perform three-dimensional measurement.
  • the distance measurement device 500 may include a PBS, a reflection mirror, and a scanning unit. When such a configuration is adopted, not only measurement accuracy can be improved, but also two-dimensional measurement or three-dimensional measurement can be performed.
  • a semiconductor laser device 501 is used as a light source. Thus, high-output laser light can be emitted, so that detection accuracy can be improved.
  • a semiconductor laser (pulsed light) is output from the semiconductor laser device 501 to the subject 550.
  • the pulse light reflected by the object 550 is received by the light receiving unit 502.
  • the measurement unit 506 measures the light reception timing, for example, the timing when the pulse light exceeds a predetermined level.
  • the calculation unit 508 multiplies the speed of light by the difference between the emission timing of pulsed light and the light reception timing, and divides the result by 2 to calculate the distance to the object 550.
  • Such emission timing may use a signal observed by FOUT in the above-described circuit as a trigger, or a photodetector may be separately provided outside.
  • the distance measurement device 500 of the present disclosure can be realized not only as a single device but also as various electronic devices integrated with various devices. An example of the electronic device is described.
  • FIG. 16 shows an example in which the distance measurement device 500 is applied to a gesture recognition device which is an example of an electronic device.
  • the distance measuring device 500 measures, for example, the distance to the hand of the person 51 in the room, and measures the movement of the hand or finger from the change in the distance.
  • This enables remote gesture recognition.
  • the gesture recognition device may recognize not only the movement of hands and fingers but also the movement of face, feet, and whole body. Further, a system using a plurality of gesture recognition devices may be used according to the recognition target. Further, the gesture recognition device may recognize motions other than the person 51.
  • AR Augmented Reality
  • display can be performed on the target person and the periphery using a projector device or the like by operating a game or various electronic devices, and the gesture recognition device is disposed in a public place Human behavior can be obtained as big data.
  • the distance measuring device 500 may be applied to a projector device that is another example of the electronic device. Then, distance measurement may be performed on each point of the wall surface which is a projection plane, and the unevenness of the wall surface may be identified. Correction processing (contrast improvement processing, color tone improvement processing, etc.) may be performed on all or part of the image data of the projection image according to the unevenness of the identified wall surface.
  • the distance measurement device of the present disclosure is also applicable to a safety device that detects the distance to a pedestrian, an obstacle, or the like, and operates the brake according to the distance. That is, the distance measurement device of the present disclosure is also applicable to mobile objects such as automobiles, trains, airplanes, helicopters, small aircraft, etc. in which such safety devices can be used.
  • the distance measurement device of the present disclosure is also applicable to robots (robots for customer service, robots for disaster relief, robots for cleaning, etc.) and security devices. Since some electrical processing is performed in these safety devices, mobile units, and security devices, they are included in the above-described electronic devices. A specific application example will be described later.
  • the present disclosure can also take the following forms.
  • (6) The semiconductor laser drive circuit according to any one of (1) to (5), wherein an output terminal is connected to the anode electrode via a capacitor.
  • (7) The semiconductor laser drive circuit according to any one of (1) to (6), further including a delay line to which one terminal is connected to the anode electrode.
  • (8) The semiconductor laser drive circuit according to (7), wherein the other terminal of the delay line is connected to ground or a constant voltage source with impedance mismatch.
  • 9 The semiconductor laser drive circuit according to (7), wherein an output terminal is connected to the anode electrode via a capacitor.
  • the switching element is a transistor, the other terminal of the delay line is connected to the emitter of the transistor, and the ground or the constant voltage source is connected to the collector of the transistor.
  • a semiconductor laser device having the semiconductor laser drive circuit according to any one of (1) to (14); A light receiving unit that receives the reflected light reflected by the object from the laser beam emitted from the semiconductor laser device; A computing unit configured to acquire a distance to the object based on an emission timing and a light reception timing of the laser light.
  • the electronic device which has a distance measurement apparatus as described in (16).
  • the technology according to the present disclosure can be applied to various products.
  • the technology according to the present disclosure is any type of movement, such as automobiles, electric vehicles, hybrid electric vehicles, motorcycles, bicycles, personal mobility, airplanes, drones, ships, robots, construction machines, agricultural machines (tractors), etc. It may be realized as a device mounted on the body.
  • FIG. 17 is a block diagram showing a schematic configuration example of a vehicle control system 7000 which is an example of a mobile control system to which the technology according to the present disclosure can be applied.
  • Vehicle control system 7000 comprises a plurality of electronic control units connected via communication network 7010.
  • the vehicle control system 7000 includes a drive system control unit 7100, a body system control unit 7200, a battery control unit 7300, an external information detection unit 7400, an in-vehicle information detection unit 7500, and an integrated control unit 7600. .
  • the communication network 7010 connecting the plurality of control units is, for example, an arbitrary standard such as CAN (Controller Area Network), LIN (Local Interconnect Network), LAN (Local Area Network), or FlexRay (registered trademark). It may be an in-vehicle communication network.
  • CAN Controller Area Network
  • LIN Local Interconnect Network
  • LAN Local Area Network
  • FlexRay registered trademark
  • Each control unit includes a microcomputer that performs arithmetic processing in accordance with various programs, a storage unit that stores programs executed by the microcomputer or parameters used in various arithmetic operations, and drive circuits that drive devices to be controlled. Equipped with Each control unit is provided with a network I / F for communicating with other control units via the communication network 7010, and by wired communication or wireless communication with an apparatus or sensor inside or outside the vehicle. A communication I / F for performing communication is provided. In FIG.
  • a microcomputer 7610 a general-purpose communication I / F 7620, a dedicated communication I / F 7630, a positioning unit 7640, a beacon receiving unit 7650, an in-vehicle device I / F 7660, an audio image output unit 7670, An in-vehicle network I / F 7680 and a storage unit 7690 are illustrated.
  • the other control units also include a microcomputer, a communication I / F, a storage unit, and the like.
  • Drive system control unit 7100 controls the operation of devices related to the drive system of the vehicle according to various programs.
  • drive system control unit 7100 includes a drive force generation device for generating a drive force of a vehicle such as an internal combustion engine or a drive motor, a drive force transmission mechanism for transmitting the drive force to the wheels, and a steering angle of the vehicle. It functions as a control mechanism such as a steering mechanism that adjusts and a braking device that generates a braking force of the vehicle.
  • the drive system control unit 7100 may have a function as a control device such as an ABS (Antilock Brake System) or an ESC (Electronic Stability Control).
  • Vehicle state detection unit 7110 is connected to drive system control unit 7100.
  • the vehicle state detection unit 7110 may be, for example, a gyro sensor that detects an angular velocity of an axial rotational movement of a vehicle body, an acceleration sensor that detects an acceleration of the vehicle, or an operation amount of an accelerator pedal, an operation amount of a brake pedal, and steering of a steering wheel. At least one of the sensors for detecting the angle, the engine speed, the rotational speed of the wheel, etc. is included.
  • Drive system control unit 7100 performs arithmetic processing using a signal input from vehicle state detection unit 7110 to control an internal combustion engine, a drive motor, an electric power steering device, a brake device, and the like.
  • Body system control unit 7200 controls the operation of various devices equipped on the vehicle body according to various programs.
  • the body control unit 7200 functions as a keyless entry system, a smart key system, a power window device, or a control device of various lamps such as a head lamp, a back lamp, a brake lamp, a blinker or a fog lamp.
  • the body system control unit 7200 may receive radio waves or signals of various switches transmitted from a portable device substituting a key.
  • Body system control unit 7200 receives the input of these radio waves or signals, and controls a door lock device, a power window device, a lamp and the like of the vehicle.
  • the battery control unit 7300 controls the secondary battery 7310 which is a power supply source of the drive motor according to various programs. For example, information such as the battery temperature, the battery output voltage, or the remaining capacity of the battery is input to the battery control unit 7300 from the battery device provided with the secondary battery 7310. The battery control unit 7300 performs arithmetic processing using these signals, and performs temperature adjustment control of the secondary battery 7310 or control of a cooling device or the like provided in the battery device.
  • Outside-vehicle information detection unit 7400 detects information outside the vehicle equipped with vehicle control system 7000.
  • the imaging unit 7410 and the external information detection unit 7420 is connected to the external information detection unit 7400.
  • the imaging unit 7410 includes at least one of a time-of-flight (ToF) camera, a stereo camera, a monocular camera, an infrared camera, and another camera.
  • ToF time-of-flight
  • an environment sensor for detecting the current weather or weather, or another vehicle, an obstacle or a pedestrian around the vehicle equipped with the vehicle control system 7000 is detected in the outside-vehicle information detection unit 7420, for example.
  • the ambient information detection sensors at least one of the ambient information detection sensors.
  • the environment sensor may be, for example, at least one of a raindrop sensor that detects wet weather, a fog sensor that detects fog, a sunshine sensor that detects sunshine intensity, and a snow sensor that detects snowfall.
  • the ambient information detection sensor may be at least one of an ultrasonic sensor, a radar device, and a light detection and ranging (LIDAR) device.
  • the imaging unit 7410 and the external information detection unit 7420 may be provided as independent sensors or devices, or may be provided as an integrated device of a plurality of sensors or devices.
  • FIG. 18 illustrates an example of installation positions of the imaging unit 7410 and the external information detection unit 7420.
  • the imaging units 7910, 7912, 7914, 7916, 7918 are provided at, for example, at least one of the front nose of the vehicle 7900, the side mirror, the rear bumper, the back door, and the upper portion of the windshield of the vehicle interior.
  • An imaging unit 7910 provided in the front nose and an imaging unit 7918 provided in the upper part of the windshield in the vehicle cabin mainly acquire an image in front of the vehicle 7900.
  • the imaging units 7912 and 7914 provided in the side mirror mainly acquire an image of the side of the vehicle 7900.
  • An imaging unit 7916 provided in the rear bumper or back door mainly acquires an image behind the vehicle 7900.
  • the imaging unit 7918 provided on the upper part of the windshield in the passenger compartment is mainly used to detect a leading vehicle or a pedestrian, an obstacle, a traffic light, a traffic sign, a lane, or the like.
  • FIG. 18 illustrates an example of the imaging range of each of the imaging units 7910, 7912, 7914, and 7916.
  • the imaging range a indicates the imaging range of the imaging unit 7910 provided on the front nose
  • the imaging ranges b and c indicate the imaging ranges of the imaging units 7912 and 7914 provided on the side mirrors
  • the imaging range d indicates The imaging range of the imaging part 7916 provided in the rear bumper or the back door is shown.
  • a bird's-eye view of the vehicle 7900 as viewed from above can be obtained.
  • the external information detection units 7920, 7922, 7924, 7926, 7928, and 7930 provided on the front, rear, sides, and corners of the vehicle 7900 and above the windshield of the vehicle interior may be, for example, ultrasonic sensors or radar devices.
  • the external information detection units 7920, 7926, 7930 provided on the front nose of the vehicle 7900, the rear bumper, the back door, and the upper part of the windshield of the vehicle interior may be, for example, a LIDAR device.
  • These outside-of-vehicle information detection units 7920 to 7930 are mainly used for detecting a preceding vehicle, a pedestrian, an obstacle or the like.
  • the out-of-vehicle information detection unit 7400 causes the imaging unit 7410 to capture an image outside the vehicle, and receives the captured image data. Further, the external information detection unit 7400 receives detection information from the external information detection unit 7420 connected. When the out-of-vehicle information detection unit 7420 is an ultrasonic sensor, a radar device, or a LIDAR device, the out-of-vehicle information detection unit 7400 transmits ultrasonic waves or electromagnetic waves and receives information on the received reflected waves.
  • the external information detection unit 7400 may perform object detection processing or distance detection processing of a person, a car, an obstacle, a sign, a character on a road surface, or the like based on the received information.
  • the external information detection unit 7400 may perform environment recognition processing for recognizing rainfall, fog, road surface conditions and the like based on the received information.
  • the external information detection unit 7400 may calculate the distance to an object outside the vehicle based on the received information.
  • the external information detection unit 7400 may perform image recognition processing or distance detection processing for recognizing a person, a car, an obstacle, a sign, a character on a road surface, or the like based on the received image data.
  • the external information detection unit 7400 performs processing such as distortion correction or alignment on the received image data, and combines the image data captured by different imaging units 7410 to generate an overhead image or a panoramic image. It is also good.
  • the external information detection unit 7400 may perform viewpoint conversion processing using image data captured by different imaging units 7410.
  • An in-vehicle information detection unit 7500 detects information in the vehicle.
  • a driver state detection unit 7510 that detects a state of a driver is connected to the in-vehicle information detection unit 7500.
  • the driver state detection unit 7510 may include a camera for imaging the driver, a biometric sensor for detecting the driver's biological information, a microphone for collecting sound in the vehicle interior, and the like.
  • the biological sensor is provided, for example, on a seat or a steering wheel, and detects biological information of an occupant sitting on a seat or a driver who grips the steering wheel.
  • the in-vehicle information detection unit 7500 may calculate the degree of fatigue or concentration of the driver based on the detection information input from the driver state detection unit 7510, or determine whether the driver does not go to sleep You may The in-vehicle information detection unit 7500 may perform processing such as noise canceling processing on the collected audio signal.
  • the integrated control unit 7600 controls the overall operation in the vehicle control system 7000 in accordance with various programs.
  • An input unit 7800 is connected to the integrated control unit 7600.
  • the input unit 7800 is realized by, for example, a device such as a touch panel, a button, a microphone, a switch or a lever, which can be input operated by the passenger.
  • the integrated control unit 7600 may receive data obtained by speech recognition of speech input by the microphone.
  • the input unit 7800 may be, for example, a remote control device using infrared rays or other radio waves, or an external connection device such as a mobile phone or a PDA (Personal Digital Assistant) corresponding to the operation of the vehicle control system 7000.
  • PDA Personal Digital Assistant
  • the input unit 7800 may be, for example, a camera, in which case the passenger can input information by gesture. Alternatively, data obtained by detecting the movement of the wearable device worn by the passenger may be input. Furthermore, the input unit 7800 may include, for example, an input control circuit that generates an input signal based on the information input by the passenger or the like using the above-described input unit 7800 and outputs the generated signal to the integrated control unit 7600. The passenger or the like operates the input unit 7800 to input various data to the vehicle control system 7000 and instruct processing operations.
  • the storage unit 7690 may include a ROM (Read Only Memory) that stores various programs executed by the microcomputer, and a RAM (Random Access Memory) that stores various parameters, calculation results, sensor values, and the like.
  • the storage unit 7690 may be realized by a magnetic storage device such as a hard disk drive (HDD), a semiconductor storage device, an optical storage device, a magneto-optical storage device, or the like.
  • HDD hard disk drive
  • semiconductor storage device an optical storage device
  • magneto-optical storage device or the like.
  • the general-purpose communication I / F 7620 is a general-purpose communication I / F that mediates communication with various devices existing in the external environment 7750.
  • General-purpose communication I / F 7620 is a cellular communication protocol such as GSM (registered trademark) (Global System of Mobile communications), WiMAX, LTE (Long Term Evolution) or LTE-A (LTE-Advanced), or wireless LAN (Wi-Fi)
  • GSM registered trademark
  • WiMAX Wireless LAN
  • LTE Long Term Evolution
  • LTE-A Long Term Evolution-A
  • Wi-Fi wireless LAN
  • Other wireless communication protocols such as (registered trademark), Bluetooth (registered trademark), etc. may be implemented.
  • the general-purpose communication I / F 7620 is connected to, for example, an apparatus (for example, an application server or control server) existing on an external network (for example, the Internet, a cloud network, or an operator-specific network) via a base station or access point
  • an apparatus for example, an application server or control server
  • an external network for example, the Internet, a cloud network, or an operator-specific network
  • the general-purpose communication I / F 7620 is a terminal (for example, a driver, a pedestrian or a shop terminal, or an MTC (Machine Type Communication) terminal) existing near the vehicle using, for example, P2P (Peer To Peer) technology. It may be connected with
  • the dedicated communication I / F 7630 is a communication I / F that supports a communication protocol designed for use in a vehicle.
  • the dedicated communication I / F 7630 is, for example, a standard protocol such as WAVE (Wireless Access in Vehicle Environment), DSRC (Dedicated Short Range Communications), or cellular communication protocol, which is a combination of lower layer IEEE 802.11p and upper layer IEE 16609. May be implemented.
  • the dedicated communication I / F 7630 is typically used for Vehicle to Vehicle communication, Vehicle to Infrastructure communication, Vehicle to Home communication, and Vehicle to Pedestrian. 2.) Perform V2X communication, a concept that includes one or more of the communication.
  • the positioning unit 7640 receives a GNSS signal (for example, a GPS signal from a Global Positioning System (GPS) satellite) from, for example, a Global Navigation Satellite System (GNSS) satellite and executes positioning, thereby performing latitude, longitude, and altitude of the vehicle.
  • Generate location information including Positioning section 7640 may specify the current position by exchanging signals with the wireless access point, or may acquire position information from a terminal such as a mobile phone having a positioning function, a PHS, or a smartphone.
  • the beacon receiving unit 7650 receives, for example, radio waves or electromagnetic waves transmitted from a radio station or the like installed on a road, and acquires information such as the current position, traffic jams, closing times or required time.
  • the function of the beacon reception unit 7650 may be included in the above-described dedicated communication I / F 7630.
  • An in-vehicle apparatus I / F 7660 is a communication interface that mediates the connection between the microcomputer 7610 and various in-vehicle apparatuses 7760 existing in the vehicle.
  • the in-car device I / F 7660 may establish a wireless connection using a wireless communication protocol such as wireless LAN, Bluetooth (registered trademark), NFC (Near Field Communication), or WUSB (Wireless USB). Further, the in-vehicle device I / F 7660 is connected via USB (Universal Serial Bus), HDMI (High-Definition Multimedia Interface), or MHL (registered trademark) via a connection terminal (and a cable, if necessary) (not shown). A wired connection such as a trademark (Mobile High-definition Link) may be established.
  • a trademark Mobile High-definition Link
  • the in-vehicle device 7760 may include, for example, at least one of a mobile device or wearable device owned by a passenger, or an information device carried in or attached to a vehicle. Further, the in-vehicle device 7760 may include a navigation device for performing a route search to any destination.
  • the in-vehicle device I / F 7660 exchanges control signals or data signals with these in-vehicle devices 7760.
  • the in-vehicle network I / F 7680 is an interface that mediates communication between the microcomputer 7610 and the communication network 7010.
  • the in-vehicle network I / F 7680 transmits and receives signals and the like in accordance with a predetermined protocol supported by the communication network 7010.
  • the microcomputer 7610 of the integrated control unit 7600 is connected via at least one of a general-purpose communication I / F 7620, a dedicated communication I / F 7630, a positioning unit 7640, a beacon reception unit 7650, an in-vehicle device I / F 7660 and an in-vehicle network I / F 7680.
  • the vehicle control system 7000 is controlled in accordance with various programs based on the information acquired. For example, the microcomputer 7610 calculates a control target value of the driving force generation device, the steering mechanism or the braking device based on the acquired information inside and outside the vehicle, and outputs a control command to the driving system control unit 7100. It is also good.
  • the microcomputer 7610 realizes the function of an advanced driver assistance system (ADAS) including collision avoidance or shock mitigation of a vehicle, follow-up traveling based on an inter-vehicle distance, vehicle speed maintenance traveling, vehicle collision warning, vehicle lane departure warning, etc. Cooperative control for the purpose of In addition, the microcomputer 7610 automatically runs without using the driver's operation by controlling the driving force generating device, the steering mechanism, the braking device, etc. based on the acquired information of the surroundings of the vehicle. Coordinated control may be performed for the purpose of driving and the like.
  • ADAS advanced driver assistance system
  • the microcomputer 7610 is information acquired via at least one of a general-purpose communication I / F 7620, a dedicated communication I / F 7630, a positioning unit 7640, a beacon reception unit 7650, an in-vehicle device I / F 7660, and an in-vehicle network I / F 7680. Based on the above, three-dimensional distance information between the vehicle and an object such as a surrounding structure or a person may be generated, and local map information including the peripheral information of the current position of the vehicle may be created. Further, the microcomputer 7610 may predict a danger such as a collision of a vehicle or a pedestrian or the like approaching a road or the like on the basis of the acquired information, and may generate a signal for warning.
  • the warning signal may be, for example, a signal for generating a warning sound or lighting a warning lamp.
  • the audio image output unit 7670 transmits an output signal of at least one of audio and image to an output device capable of visually or aurally notifying information to a passenger or the outside of a vehicle.
  • an audio speaker 7710, a display unit 7720, and an instrument panel 7730 are illustrated as output devices.
  • the display unit 7720 may include, for example, at least one of an on-board display and a head-up display.
  • the display portion 7720 may have an AR (Augmented Reality) display function.
  • the output device may be another device such as a headphone, a wearable device such as a glasses-type display worn by a passenger, a projector, or a lamp other than these devices.
  • the display device may obtain information obtained from various processes performed by the microcomputer 7610 or information received from another control unit in various formats such as text, images, tables, graphs, etc. Display visually.
  • the audio output device converts an audio signal composed of reproduced audio data or audio data into an analog signal and outputs it in an auditory manner.
  • At least two control units connected via the communication network 7010 may be integrated as one control unit.
  • each control unit may be configured by a plurality of control units.
  • the vehicle control system 7000 may comprise another control unit not shown.
  • part or all of the functions of any control unit may be provided to another control unit. That is, as long as transmission and reception of information are performed via the communication network 7010, predetermined arithmetic processing may be performed by any control unit.
  • a sensor or device connected to any control unit is connected to another control unit, a plurality of control units may mutually transmit and receive detection information via the communication network 7010. .
  • the configuration, functions, and the like of the semiconductor laser drive circuit or the distance measurement device having the semiconductor laser drive device described above can be applied to, for example, the external information detection unit 7400.

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Abstract

少なくとも１つの利得領域と少なくとも１つの光吸収領域とに分離されるアノード電極と、前記利得領域及び前記光吸収領域に対して共通とされるカソード電極と、前記光吸収領域のアノード電極に接続される抵抗とを有する半導体レーザ駆動回路である。

Description

半導体レーザ駆動回路、半導体レーザ駆動回路の駆動方法、距離測定装置及び電子機器
　本開示は、半導体レーザ駆動回路、半導体レーザ駆動回路の駆動方法、距離測定装置及び電子機器に関する。
　従来から特許文献１に記載されているような半導体レーザ装置が提案されている。半導体レーザ装置は、様々な装置、例えば、測定対象物までの距離を計測する距離測定装置（測距装置）に対して適用され得る。
特開平１０－２２９２５２号公報
　このような半導体レーザを駆動する回路（半導体レーザ駆動回路）の分野では、極力、簡易的な構成で制御性に優れた回路構成が望まれている。
　したがって、本開示は、簡易的な構成で制御性に優れた回路構成を有する半導体レーザ駆動回路、半導体レーザ駆動回路の駆動方法、距離測定装置及び電子機器を提供することを目的の一つとする。
　本開示は、例えば、
　少なくとも１つの利得領域と少なくとも１つの光吸収領域とに分離されるアノード電極と、
　利得領域及び光吸収領域に対して共通とされるカソード電極と、
　光吸収領域のアノード電極に接続される抵抗と
　を有する半導体レーザ駆動回路である。
　本開示は、例えば、
　少なくとも１つの利得領域と少なくとも１つの光吸収領域とに分離されたアノード電極と、
　利得領域及び光吸収領域に対して共通とされるカソード電極と、
　カソード電極とグランドとの間に接続されるスイッチング素子をオン／オフすることにより、レーザの出力を変調するように構成された
　半導体レーザ駆動回路である。
　本開示は、例えば、
　少なくとも１つの利得領域と少なくとも１つの光吸収領域とに分離されたアノード電極と、利得領域及び光吸収領域に対して共通とされるカソード電極とを有する半導体レーザ駆動回路の駆動方法であり、
　カソード電極とグランドとの間に接続されるスイッチング素子をオン／オフすることにより、レーザの出力を変調する
　半導体レーザ駆動回路の駆動方法である。
　本開示は、例えば、
　上述した半導体レーザ駆動回路を有する半導体レーザ装置と、
　半導体レーザ装置から出射されたレーザ光が対象物によって反射された反射光を受光する受光部と、
　レーザ光の出射タイミングと受光タイミングとに基づいて対象物までの距離を取得する演算部と
　を有する距離測定装置である。
　本開示は、距離測定装置を有する電子機器であっても良い。
　本開示の少なくとも１つの実施の形態によれば、簡易的な構成で制御性に優れた回路構成を有する半導体レーザ駆動回路等を実現することができる。なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本開示中に記載されたいずれの効果であってもよい。また、例示された効果により本開示の内容が限定して解釈されるものではない。
図１Ａ及び図１Ｂは、本開示の実施の形態に係るQスイッチ半導体レーザの概略構成例を示す図である。 図２は、一般的なQスイッチ半導体レーザを駆動する駆動回路の等価回路を示す図である。 図３は、一般的なQスイッチ半導体レーザを駆動する駆動回路の動作例を説明するための図である。 図４は、第１の実施の形態に係るQスイッチ半導体レーザを駆動する駆動回路の構成例を示す図である。 図５は、第１の実施の形態に係るQスイッチ半導体レーザを駆動する駆動回路の動作例を説明するための図である。 図６は、第１の実施の形態に係るQスイッチ半導体レーザを駆動する駆動回路の変形例を示す図である。 図７は、第２の実施の形態に係るQスイッチ半導体レーザを駆動する駆動回路の構成例を示す図である。 図８は、第２の実施の形態に係るQスイッチ半導体レーザを駆動する駆動回路の動作例の説明に際して参照される図である。 図９は、第２の実施の形態に係るQスイッチ半導体レーザを駆動する駆動回路の変形例を示す図である。 図１０は、第２の実施の形態に係るQスイッチ半導体レーザを駆動する駆動回路の変形例を示す図である。 図１１は、第２の実施の形態の変形例に係るQスイッチ半導体レーザを駆動する駆動回路の動作例の説明に際して参照される図である。 図１２は、第２の実施の形態に係るQスイッチ半導体レーザを駆動する駆動回路の変形例を示す図である。 図１３は、第３の実施の形態に係る収納体の例を説明するための図である。 図１４Ａ及び図１４Ｂは、第３の実施の形態に係る収納体の他の例を説明するための図である。 図１５は、第４の実施の形態に係る距離測定装置の構成例を示すブロック図である。 図１６は、距離測定装置を応用した電子機器の一例を説明するための図である。 図１７は、応用例に係る車両制御システムの概略的な構成の一例を示すブロック図である。 図１８は、応用例に係る車外情報検出部及び撮像部の設置位置の一例を示す説明図である。
　以下、本開示の実施の形態等について図面を参照しながら説明する。なお、説明は以下の順序で行う。
＜一般的な技術に関する説明＞
＜１．第１の実施の形態＞
＜２．第２の実施の形態＞
＜３．第３の実施の形態＞
＜４．第４の実施の形態＞
＜５．変形例＞
＜６．応用例＞
　以下に説明する実施の形態等は本開示の好適な具体例であり、本開示の内容がこれらの実施の形態等に限定されるものではない。
＜一般的な技術に関する説明＞
　本開示の複数の実施の形態を説明する前に、各実施の形態の理解を容易とするために実施の形態が属する技術分野の一般的な技術に関して説明する。
　レーザ装置において短いパルス光（短パルス光）を得る方式として、パルス励起方式、Qスイッチ方式、モード同期方式などが知られている。サブナノ秒のパルス光の生成においてはQスイッチ方式（例えば、特許文献１に記載の方式）が用いられる事が多い。
　Qスイッチ方式は、レーザ共振器の光損失を大きくして発振を抑えながら励起を続け、レーザ媒質中の励起状態にあるキャリア数が十分大きくなった時点で共振器の該光損失を急激に小さくすることでレーザ発振させるものである。すなわち、共振器のQ値が瞬時に高められることで高強度のパルス光が得られる。
　Qスイッチ方式には可飽和吸収体を用いた受動型と、吸収率を能動的に制御する能動型がある。受動型Qスイッチレーザは、構造が比較的シンプルな構成で作製できるという利点を有するものの、パルス光に自励振動が残りやすく、また、パルス光の発生するタイミングを能動的に制御することができないため強度が十分に大きくならないという欠点がある。これに対して、能動型Qスイッチレーザでは、パルス光の発生タイミングを能動的に制御でき、受動型Qスイッチレーザの欠点を補うことが可能であるが、駆動回路を含めた装置構成が複雑になるため、その制御性やサイズ、コストの面において不利な点が存在する。従って、これらの観点を踏まえ、回路構成を適切に設定することが望まれる。
　半導体レーザにおけるQスイッチ方式では、劈開等により形成された対向する端面が成す共振器内に光吸収領域が設けられる。半導体レーザのpn接合に順方向に電圧を印加すると、順方向電流が流れ、自然放出光が得られる。活性層の屈折率はクラッド層の屈折率より高いため光は活性層を含む、近傍に垂直方向に閉じこめられ、またリッジ構造によりリッジ下部を含む、近傍に水平方向に閉じ込められ、このように閉じ込められた光伝搬モードはリッジ構造の両端面をミラーとする共振器内を往復する。このとき、光は励起状態にある他の電子の発光遷移を誘発し、誘導放出を引き起こす。光子数は共振器内を往復するうちに増幅され、その利得が損失を上回るとレーザ発振に至る。
　半導体レーザのpn接合（PNジャンクション）に逆方向の電圧を印加すると、活性層では光吸収が増加する。このとき、PNジャンクションには光起電力が発生し、光起電流が逆方向に流れることになる。半導体Qスイッチレーザにおいては、逆方向バイアスの印加によって発生する光吸収の性質をQスイッチとして利用する。
　逆方向バイアス印加下における光吸収領域の光吸収特性は種々の要因による。活性層（例えば量子井戸）のバンドギャップの減少、量子井戸から隣接層へのトンネル確率の増加等により光吸収が増加する。一方、p層、n層のキャリア密度が光励起により増加するため、アノード、カソードが結線されていない場合には光キャリアによるPNジャンクションにかかる電位差が低下して吸収が低下する。従って、アノード、カソード間を結線することで該吸収低下を抑制することが出来る。また、アノード、カソード間の閉回路に抵抗を挿入すると、電圧降下によりPNジャンクションにかかる電位差を低減できる。また、該閉回路の時定数を大きくすると光起電流を抑制することが出来る。光吸収領域の光吸収特性が利得領域で生じた光によって過渡的に変化する構造は一般的に受動型と呼ばれる。一方、能動型では、光吸収領域の光吸収特性を駆動回路にて直接変調する。
＜１．第１の実施の形態＞
［半導体レーザの構成例］
　図１Ａ及び１Ｂは、第１の実施の形態に係るQスイッチ方式の半導体レーザ（半導体レーザ１）の構造例を概略的に示しており、図１Ａはその斜視図であり、図１Ｂは図１ＡにおけるＡ－Ａ’線で半導体レーザ１を切断した場合の断面図である。
　半導体レーザ１は、ｎ型半導体基板１０上にエピタキシャル成長等により形成されたｐ型半導体層及びｐ型半導体層上に形成されたアノード電極を少なくとも２つ以上に分離し、その一部を利得媒質の役割を成す利得領域２０ａとし、その他の少なくとも一部を参照符号２０ｂが付された光吸収領域としている。すなわち、本実施の形態に係る半導体レーザのアノード電極は、少なくとも１つの利得領域と少なくとも１つの光吸収領域とに分離されている。光吸収領域は光の吸収率が変化するものであって、Qスイッチ領域として機能する。従って、以下の説明において光吸収領域をQスイッチ領域２０ｂと適宜、称する。
　なお、アノード電極を利得領域とQスイッチ領域に分離した構成として、本出願人は特願２０１６－１６４９３４を提案しており、当該出願にて開示された事項を本開示に適用することができる。半導体レーザ１のカソード電極を２つ以上に分離してあってもよいが、後述するカソードコモンの電気特性を得るために分離された電極を電気的に接続する必要がある。なお、上述した半導体レーザ１の構造例は他の実施の形態にも適用される。
［半導体レーザを駆動する際に考慮すべき問題について］
　ここで、アノード電極を利得領域及びQスイッチ領域に分離した半導体レーザ（以下、Qスイッチ半導体レーザとも適宜称する）を駆動する際に考慮すべき問題について説明する。図２は、係る構成を有する半導体レーザの最も単純化した等価回路を示す。利得領域２ａのアノードとQスイッチ領域２ｂのアノードは互いに独立しており、カソードも同様に互いに独立しているとする。利得領域２ａのアノードには、例えばピーク電圧が数V（ボルト）、パルス幅がサブナノ秒～数ナノ秒のパルス電圧V_GAIN（以下、V_GAINと適宜略称する）が印加される。一方、Qスイッチ領域２ｂのアノードには、例えばカソードとの電位差がマイナス数VのベースからゼロV～数Vのピークを持ち、パルス幅がサブナノ秒～数ナノ秒のパルス電圧V_QSW（以下、V_QSWと適宜略称する）が印加される。
　次に、図３のグラフを参照してV_GAINとV_QSWの時間応答例について説明する。図３のグラフの横軸は時間（ナノ秒(ns)）を示し、グラフの縦軸は電圧（ボルト(V)）又はキャリア密度（任意単位(a.u.)）を示している。また、図３のグラフにおいて、ラインＬ１はV_QSWの時間変化を示し、ラインＬ２はV_GAINとカソード側の電圧V_CATHODEとの差である(V_GAIN－V_CATHODE)の時間変化を示し、ラインＬ３は利得領域２ａの活性層におけるキャリア密度N_GAINの時間変化を示している。
　V_QSWはカソードとの電位差がマイナス数Vであるベース状態であって、V_GAINが印加される。Qスイッチ領域２ｂは光吸収が大きく、半導体レーザ共振器の光吸収係数が大きくなりV-GAINの印加によるレーザ発振が抑制される。従って、利得領域２ａに印加されたパルス電圧による活性層の輻射再結合は自然放出が支配的である。自然放出の時定数は数ナノ秒であり、V-GAINの印加タイミングから徐々に利得領域２ａの活性層におけるキャリア密度N_GAINが増加して数ナノ秒後に飽和する。
　飽和前後のタイミングでV_QSWをゼロV～数Vまで急峻に変化させる。Qスイッチ領域２ｂの光吸収が急激に小さくなり、この結果半導体レーザ共振器の光吸収係数が瞬時に低下して透明化するためレーザ発振が誘起される。利得領域２ａの活性層のキャリア密度N_GAINは透明キャリア密度よりも遥かに大きく、過剰なキャリアが誘導放出により瞬時に再結合するため高強度かつパルス幅が短いパルスレーザ発振に至る。
　利得領域２ａのキャリア密度N_GAINは一旦透明キャリア密度以下に落ち込み、その後回復する。回復後に通常のレーザ発振が起きないように、速やかにV_GAINの印加を停止し、V_QSWをベース電圧に戻す。
　光出力、パルス幅ともに安定なパルスレーザを得るためには、V_GAINとV_QSWのタイミングの安定化が必要不可欠である。高度に制御された駆動回路によりV_GAINおよびV_QSWを独立に駆動しつつ、相互の位相を厳密に制御することでこのような駆動が可能である。しかしながら量産性やシステムの利便性を考えた場合には、低コスト化や小サイズ化が求められる。このような観点を踏まえつつ、本実施の形態に係る半導体レーザ駆動回路について説明する。
［第１の実施の形態に係る半導体レーザ駆動回路］
（回路構成例）
　図４は、第１の実施の形態に係る半導体レーザ１について簡略化した等価回路を示している。第１の実施の形態に係る半導体レーザ１は、単一のスイッチングのみで半導体レーザ１のQスイッチ駆動を実現する。なお、Qスイッチ駆動とは、スイッチング制御により光領域の光吸収係数を変調してQスイッチレーザ発振を行うことを含む意味である。
　利得領域２０ａとQスイッチ領域２０ｂのカソード電極（以下、カソードと適宜略称する）は共通化され、その電圧はV_CATHODEで表される。カソードはソース（Ｓ）接地されたNMOSFET(N-Channel Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)２１（以下、NMOS２１と適宜略称する）のドレイン（Ｄ）に接続されている。なお、スイッチング素子として、NMOS２１に替えてPMOSFET(P-Channel Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)やバイポーラトランジスタといった半導体スイッチング素子も適用可能であり、また、MEMS(Micro Electro Mechanical Systems)やカーボンナノチューブなどのメカニカルなスイッチング素子も適用可能であり、スイッチング素子の形態を問わない。単一のスイッチング信号をNMOS２１のゲート（Ｇ）に印加することで、カソードはグランドから電気的に浮いた状態から接地状態に変位する。
　Qスイッチ領域２０ｂは、PNジャンクションからなるダイオードと並列に寄生容量（容量成分）SC_QSWを有している。SC_QSWは半導体層構造、導波路構造、アノード電極構造などに依存し、数pF～数十pFの値で調整できる。また、カソードとQスイッチ領域２０ｂのアノード間、具体的には、Qスイッチ領域２０ｂのアノードと抵抗R_QSWとの接続中点と、カソードとNMOS２１との間の接続中点との間には外部コンデンサC_QSWが接続されている。外部コンデンサC_QSWを適宜選択することにより任意の静電容量に調整される。
　また、Qスイッチ領域２０ｂのアノード電極（以下、アノードと適宜略称する）には定電圧源V_1が接続されており、アノードと定電圧源V_1との間には抵抗R_QSWが接続されている。定電圧源V_1は、所定の電位に対応している。なお、定電圧源V_1はグランドであっても良い。カソードを低電位とした場合のアノードの時定数τはSC_QSWとC_QSWの合成静電容量と抵抗R_QSWの積とにより規定される。即ち、時定数τは、任意に設定することができる。
（動作例）
　次に、図５のグラフを参照して半導体レーザ１の動作例について説明する。図５のグラフの横軸は時間（ナノ秒(ns)）を示し、グラフの縦軸は電圧（ボルト(V)）又はキャリア密度（任意単位(a.u.)）を示している。また、図５のグラフにおいて、ラインＬ１１はV_QSWの時間変化を示し、ラインＬ１２はV_GAINとカソード側の電圧V_CATHODEとの差である(V_GAIN－V_CATHODE)の時間変化を示し、ラインＬ１３は利得領域２０ａの活性層におけるキャリア密度N_GAINの時間変化を示し、ラインＬ１４はV_CATHODEの時間変化を示し、ラインＬ１５は(V_QSW－V_CATHODE)の時間変化を示している。なお、以下の動作例の説明では、理解を容易とするために具体的な数値を用いた説明を行うが、本開示の内容が当該数値に限定されるものではない。また、図５のグラフでは、動作例の説明に必要な範囲で各要素の時間変化が示されている。
　一例としてV_GAINを６.５Vの定電圧源に接続する。NMOS２１がオフ状態ではV_CATHODEの電圧は、V_GAINからPNジャンクションのバンドギャップを引いた値になり、波長８３０nm相当のPNジャンクションの場合（１．５V）では５Vになる。定電圧源V_1を１VとするとQスイッチ領域２０ｂのPNジャンクションには－（マイナス）４Vの逆バイアスが生じている。
　NMOS２１のゲートにパルスを印加し、NMOS２１をオン状態にスイッチする。V_CATHODEは接地され０Vになる。NMOS２１の時定数をQスイッチ領域２０ｂのアノードの時定数τよりも十分に小さくする場合、Qスイッチ領域２０ｂのアノードの電荷量がV_CATHODEの変化に追従できないため、V_QSWは一旦マイナス４Vになる。その後、V_QSWはアノードの時定数τに従ってV_1に向けて回復する。V_QSWが０Vに近づくとQスイッチ領域２０ｂのPNジャンクションの逆バイアスが解消される。Qスイッチ領域２０ｂの吸収係数の低下によりQスイッチレーザ発振が生じると、V_QSWは光起電力により急激に上昇しその後V_1に向けてアノードの時定数τに従って低下する。
　再びNMOS２１をオフにするとV_CATHODEは５Vに回復し、Qスイッチ領域２０ｂのアノードの電荷量がV_CATHODEの変化に追従できないため、V_QSWは一旦６V強になる。その後V_1に向けてアノードの時定数τに従って低下する。
　即ち、本開示の実施の形態では、NMOS２１をスイッチングすることによりQスイッチ半導体レーザ１のレーザ出力を変調（可変）としている。例えば、NMOS２１をスイッチングすることにより、Qスイッチ領域２０ｂの吸収変数を変調することでレーザの出力を変調する。具体的には、NMOS２１をオンすることによりQスイッチ領域２０ｂの吸収係数を小さくしてレーザ発振を行い、NMOS２１をオフすることによりQスイッチ領域２０ｂの吸収係数を大きくしてレーザ発振を抑制する。
　なお、上述した半導体レーザ１の動作例（駆動例）は現象を分かりやすくするために利得領域からの自然放出光および誘導放出光がQスイッチ領域で吸収され光起電力を生じる現象などを除いている。実際の系では、Qスイッチ領域２０ｂのPNジャンクションのバイアスが低下するにしたがって、誘導放出の増加により光起電力が増加するためV_QSWの過渡応答の飽和が少なくなる。この光起電力によりV_1が１Vよりも小さく０V前後であっても良く、その場合でも同様にしてQスイッチレーザ発振が生じる。Qスイッチレーザ発振により光強度はV_QSWが０Vになる際の時間微分が大きいほど大きく、V_１はバンドギャップよりもわずかに小さい程度に大きい事が望ましく、V_GAINも十分に大きいことが望ましい。
　SC_QSWは、例えばQスイッチ領域２０ｂの電極面積や、ｐ型半導体膜厚、ｐ型半導体層と電極間の絶縁膜の層厚で調整できる。C_QSWは外付けのコンデンサや半導体レーザを実装するサブマウントのカソード用パッドとQスイッチのアノードとワイヤーボンドで接続されるサブマウントのQスイッチアノード用パッド間で形成されるコンデンサなどにより調整できる。R_QSWは外付けのコンデンサやサブマントに形成した薄膜抵抗などにより調整できる。
［第１の実施の形態の変形例］
　第１の実施の形態は、例えば、以下の変形が可能である。図６は、変形例に係る駆動回路の構成例を示している。第１の実施の形態に係る半導体レーザ１の駆動回路において、Qスイッチ領域２０ｂのアノードにCフィルタ２２を介して接続される出力端子（電極）FOUTを追加する。係る構成によればV_QSWの微分信号をFOUTから出力することができるため、Qスイッチレーザ発振タイミングにおける光起電力による急峻なV_QSWの変化をFOUTで観測することができる。
　出射されるパルスレーザとFOUTからの出力とは同期されており、このパルスレーザを用いるシステムのトリガー、例えば、NMOS２１をオンするトリガーとして利用することができる。Qスイッチ半導体レーザの駆動用のパルス信号、例えばNMOS２１のゲート電圧などをトリガーとする場合には半導体レーザの電流注入における熱雑音など多種の揺らぎが重畳してシステムのジッタが増加する。パルスレーザを外部受光素子によりトリガー出力する場合には、付加部品によるコスト増、外寸の大型化や光路の揺らぎによるジッタの増加などの問題がある。FOUTのCフィルタ２２は、外付けのコンデンサや半導体レーザを実装するサブマウントのQスイッチのアノードとワイヤーボンドで接続されるサブマウントのQスイッチアノード用パッドとFOUT用パッド間で形成されるコンデンサなどで形成される。また、半導体レーザ１自体にQスイッチ領域２０ｂのアノードと静電容量をもつFOUT電極を形成してもよい。
　以上説明した第１の実施の形態によれば、単一のスイッチング動作、即ち高度且つ厳密な制御を行う必要がなく、Qスイッチ半導体レーザを駆動することができる。
＜２．第２実施の形態＞
［第２の実施の形態に係る半導体レーザ駆動回路］
（回路構成例）
　図７は、第２の実施の形態に係る半導体レーザ１の簡略化した等価回路を示している。第２実施の形態に係る半導体レーザの回路構成では、単一のスイッチングのみで半導体レーザのQスイッチ駆動を実現する。第２の実施の形態によれば、第１の実施の形態に係る半導体レーザの回路構成よりも、より高強度のパルスレーザを得ることができる。なお、第１の実施の形態で説明した事項は、特に断らない限り第２の実施の形態にも適用可能である。また、第１の実施の形態で説明した構成と同様、同質の構成については同じ参照符号を付し、重複した説明を適宜省略する。
　利得領域２０ａとQスイッチ領域２０ｂのカソードとは共通化され、その電圧はV_CATHODEで表される。カソードはソース接地されたNMOS２１のドレインに接続される。単一のスイッチング信号をNMOS２１のゲートに印加することで、カソードはグランドから電気的に浮いた状態から接地状態に変位する。
　Qスイッチ領域２０ｂは、PNジャンクションからなるダイオードと並列に寄生容量SC_QSWを有している。SC_QSWは半導体層構造、導波路構造、アノード電極構造などに依存し、数pF～数十pFの値で調整できる。また、カソードとQスイッチ領域２０ｂのアノード間には外部コンデンサC_QSWが接続され、外部コンデンサC_QSWを適宜選択することにより任意の静電容量に調整される。
　アノードと定電圧源V_1の間には抵抗R_QSWが接続される。カソードを低電位とした場合のアノードの時定数τはSC_QSWとC_QSWの合成静電容量と抵抗R_QSWの積で規定される。即ち、時定数τを任意に設定することができる。
　Qスイッチ領域２０ｂのアノード電極は、インピーダンス整合したディレイライン（DELAY LINE）２５の一方の端子に接続され、ディレイライン２５の反対側（他方）の端子は定電圧源V_2に接続されている。ディレイライン２５は、インダクタ等を例示することができるがこれに限定されるものではない。定電圧源V_2は、所定の電位に対応している。定電圧源V_2はグランドであっても良い。
　以下の説明では、簡単のためV_1及びV_2が接地している場合について説明する。また、一例としてR_QSWを50Ωとして、ディレイライン２５の特性インピーダンスも50Ωとする。ディレイライン２５の時間遅延を1nsとする。ディレイライン２５の反対側の端子は直接グランドに接続されるためインピーダンス不整合となる。
（動作例）
　一例としてV_GAINを６.５Vの定電圧源に接続する。NMOS２１がオフ状態ではV_CATHODEの電圧は、V_GAINからPNジャンクションのバンドギャップを引いた値になり、波長８３０nm相当のPNジャンクションの場合（１．５V）では５Vになる。定電圧源V_1をグランドとするとQスイッチ領域２０ｂのPNジャンクションには－（マイナス）５Vの逆バイアスが生じている。
　NMOS２１のゲートにパルスを印加し、NMOS２１をオン状態にスイッチする。V_CATHODEは接地され０Vになる。NMOS２１の時定数をQスイッチ領域２０ｂのアノードの時定数τよりも十分に小さくする場合、Qスイッチ領域２０ｂのアノードの電荷量がV_CATHODEの変化に追従できないため、V_QSWは一旦マイナス５Vになる。その後、V_QSWはアノードの時定数に従ってV_1（０V）に向けて回復する。緩和経路はR_QSWとディレイラインの2系統のためアノードの時定数τはディレイライン２５が無い場合の半分になる。ここで、半導体レーザ１のカソード電位のスイッチングによりV_QSWも変調される。ディレイライン２５を通過したV_QSWの変調電圧がディレイライン２５端のインピーダンス不整合により反射して、再度Qスイッチ領域２０ｂのアノードに到達し、Qスイッチ領域２０ｂの吸収係数を急峻に小さくする。これにより、所定のタイミングでV_QSWが急激に上昇し、Qスイッチレーザ発振が生じる。なお、インピーダンス不整合により生じた反射は、ディレイライン２５の固有の遅延時間の２倍経過後にQスイッチ領域２０ｂのアノードに到達する。即ち、V_QSWが急激に上昇した時刻と、V_QSWが急激に上昇した時刻におけるV_QSWと同じ電圧をNMOS２１動作時に生じた時刻の差に相当する時間t1はディレイライン２５の時間遅延t0の2倍になる。
　図８は、V_QSWの時間変化の一例（計算結果例）を示すグラフである。図８のグラフにおいて、横軸は時間(s)を示し、縦軸は電圧(V)を示している。また、図８において、ラインＬ２１は図７に示す等価回路でディレイライン２５を設けない場合のV_QSWの時間変化を示し、ラインＬ２２は、図７に示す等価回路でディレイライン２５を設けた場合、即ち図７に示した等価回路におけるV_QSWの時間変化を示している。
　ディレイライン２５を設けた場合にはV_QSWは非常に急峻に０V横切り、バンドギャップ以上になることもある。ディレイライン２５が無い場合と比較してV_QSWが０Vを横切る際の時間微分が大きく、高強度のパルスレーザが得られる。発振のタイミングはディレイライン２５の時間遅延で安定かつ容易に調整が可能である。また、SC_QSWとC_QSWの合成静電容量を変えることでディレイライン２５端のインピーダンス不整合による反射波がQスイッチ領域２０ｂのアノードに到達したタイミングのV_QSWを調整することができるため発振のタイミングの調整やオーバーシュート電圧の調整が可能である。またV_1及びV_2の調整でも発振タイミングや時間微分の調整ができる。従って、各部位の数値は適宜調整される。なお、ディレイライン２５の伝搬損失が小さい場合には反射波の減衰に時間がかかり、次のパルス発振のノイズ源になることがある。そこで、小さい抵抗をディレイライン２５の前後いずれか、あるいは両側に挿入しても良い。
［第２の実施の形態の変形例１］
　図９は、図７に示す駆動回路を変形した回路の構成例を示している。図９に示す駆動回路では、半導体レーザ駆動回路のQスイッチ領域２０ｂのアノードにCフィルタ２７を介して出力FOUTが追加される。係る構成によればV_QSWの微分信号をFOUTから出力することができるため、Qスイッチレーザ発振タイミングにおける光起電力による急峻なV_QSWの変化をFOUTで観測することができる。
　出射されるパルスレーザとFOUTからの出力とは同期されており、このパルスレーザを用いるシステムのトリガーとして利用することができる。Qスイッチ半導体レーザ駆動用のパルス信号、例えばNMOS２１のゲート電圧などをトリガーとする場合には半導体レーザの電流注入における熱雑音など多種の揺らぎが重畳してシステムのジッタが増加する。パルスレーザを外部受光素子によりトリガー出力する場合には、付加部品によるコスト増、外寸の大型化や光路の揺らぎによるジッタの増加などの問題がある。FOUTのCフィルタ２７は外付けのコンデンサや半導体レーザを実装するサブマウントのQスイッチのアノードとワイヤーボンドで接続されるサブマウントのQスイッチアノード用パッドとFOUT用パッド間で形成されるコンデンサなどで形成される。また、半導体レーザ自体にQスイッチ領域２０ｂのアノードと静電容量をもつFOUT電極を形成してもよい。
［第２の実施の形態の変形例２］
　図１０は、図７に示す駆動回路を変形した回路の構成例を示している。図１０に示す駆動回路では、第２の実施の形態に係る半導体レーザ駆動回路のディレイライン２５と定電圧源V_2との間に例えばバイポーラトランジスタ３１が挿入されている。ディレイライン２５の両側の端子のうち、Qスイッチ領域２０ｂのアノードとは反対側の端子がバイポーラトランジスタ３１のエミッタ（E）に接続されている。バイポーラトランジスタ３１のコレクタ（C）が定電圧源V_2に、ベース（B）が定電圧源V_3に接続されている。
　理解を容易とするために、V_１及びV_2を接地した場合を考える。ディレイライン２５を通過したV_QSWの変調電圧によりエミッタの電圧が変化し、ベースとの電位差が所定の値になるとエミッタ－コレクタ間が通電する。この結果、コレクタからの反射波が生じる。エミッタの電圧が上昇してベースとの電位差が所定の値を下回ると、エミッタ－コレクタ間がオフになり反射が減少する。
　図１１は、V_QSWの時間変化の一例（計算結果例）を示すグラフである。図１１のグラフにおいて、横軸は時間(s)を示し、縦軸は電圧(V)を示している。また、図１１において、ラインＬ３１は図１０に示す駆動回路でディレイライン２５を設けない場合のV_QSWの時間変化を示し、ラインＬ３２は、図１０に示す等価回路でディレイライン２５を設けた場合、即ち図１０に示した駆動回路におけるV_QSWの時間変化を示している。また、ラインＬ３３～Ｌ３９は、バイポーラトランジスタ３１のベース電圧を変化させた場合のV_QSWの時間変化を示し、ラインＬ３３はベース電圧が－５V、ラインＬ３４はベース電圧が－３V、ラインＬ３５はベース電圧が－１V、Ｌ３６はベース電圧が０V、ラインＬ３７はベース電圧が１V、ラインＬ３８はベース電圧が３V、ラインＬ３９はベース電圧が５Vの例をそれぞれ示している。
　ディレイライン２５を設けた場合と比較してバイポーラトランジスタ３１を挿入してベース電圧を変更したいくつかの場合でもオーバーシュートが抑制されていることが分かる。ベース電圧を－５Vにした場合にはバイポーラトランジスタ３１がOFFのままであり、V_QSWはディレイラインが無い場合に漸近する。ベース電圧が－１V以上でV_QSWが０Vを横切り、ベース電圧の上昇により徐々にオーバーシュートが大きくなる。このようにベース電圧を変えることでオーバーシュートの調整ができる。また前述のようにV_1、V_2の他SC_QSW、C_QSW、R_QSWでもタイミングの調整が可能である。なお、ディレイラインの伝搬損失が小さい場合には反射波の減衰に時間がかかり、次のパルス発振のノイズ源になることがある。このような場合を考慮して、小さい抵抗をディレイライン２５の前後いずれか、あるいは両側に挿入しても良い。
［第２の実施の形態の変形例３］
　図１２は、図１０に示す駆動回路を変形した回路の構成例を示している。図１２に示す駆動回路では、半導体レーザ駆動回路のQスイッチ領域２０ｂのアノードにCフィルタ３２を介して出力端子FOUTが追加されている。係る構成によりV_QSWの微分信号をFOUTから出力することができるため、Qスイッチレーザ発振タイミングにおける光起電力による急峻なV_QSWの変化をFOUTで観測することができる。出射されるパルスレーザとFOUTからの出力とは同期されており、このパルスレーザを用いるシステムのトリガーとして利用することができる。Qスイッチ半導体レーザ駆動用のパルス信号、例えばNMOS２１のゲート電圧などをトリガーとする場合には半導体レーザの電流注入における熱雑音など多種の揺らぎが重畳してシステムのジッタが増加する。パルスレーザを外部受光素子によりトリガー出力する場合には、付加部品によるコスト増、外寸の大型化や光路の揺らぎによるジッタの増加などの問題がある。FOUTのCフィルタ３２は外付けのコンデンサや半導体レーザを実装するサブマウントのQスイッチのアノードとワイヤーボンドで接続されるサブマウントのQスイッチアノード用パッドとFOUT用パッド間で形成されるコンデンサなどで形成される。また半導体レーザ自体にQスイッチ領域２０ｂのアノードと静電容量をもつFOUT電極を形成してもよい。
＜３．第３の実施の形態＞
　第３の実施の形態は、上述した各実施の形態における半導体レーザ駆動回路が収納される収納体の例である。収納体として図１３に示すようなセラミック基板にQスイッチ半導体レーザがPサイドアップで実装され変調電流が大きいNMOSと時定数調整用のC_QSWやR_QSWが実装されてあってもよい。セラミック基板から例えばFPC（Flexible printed circuits）などでNMOSのゲートへの入力信号の他、Qスイッチアノード線、各種定電圧源を引き出し、全体を金属筐体で覆うことで不要輻射の発生を抑えたり、NMOSとカソード間の反射を低減したりすることができる。
　また、別の収納体としては図１４Ａに示すようなCAN型と称される収納体４１や、図１４Ｂに示すような、箱形の収納体４２を例示することができる。これらの収納体は半導体レーザ以外の素子を同封できるため、NMOSなど必要最小限のチップを半導体レーザの近傍に配置することで配線インピーダンスが最適化され、若しくは、その配線長が短く設計されることにより、より高速なQスイッチ駆動が可能になる。また、半導体レーザ駆動回路を収納体により封止した場合には、不要輻射を遮蔽することも可能になる。外気に対して完全に封止する場合には、レーザ光の照射口には窓が設置される必要がある。この構成における窓としては、レーザ光の波長に合わせて設計されたAR（Anti Reflection）コートされたガラス材や樹脂材を用いても良いし、光学レンズを埋め込んだものであっても良い。
　なお、上述した各実施形態における半導体レーザ駆動回路では、周辺素子の寄生容量や配線インダクタンス、および伝送信号の周波数帯等によって決まるインピーダンスの影響を受け、反射、減衰、遅延等が発生し得る。従って、半導体レーザ駆動回路においてはこれらの影響を考慮しながら回路を構成する素子や電圧等のパラメータが最適化される。例えば、ディレイラインは周辺回路とインピーダンス整合していることが望ましい。しかし、一方で、ディレイラインのインピーダンスはディレイラインの静電容量とインダクタンスとで決まるが、静電容量は一般的な回路において電源の安定化に用いられるパスコンと同様な役割を果たすことが考えられ、V_QSWの電圧変化を妨げることが考えられ、また、インダクタンスの増加は信号の高周波成分を遮断し、その応答を鈍らせる可能性があり、その点についても留意する必要がある。SC-QSWとC-QSWとの合成静電容量と、R_QSWとで決まる時定数においてR_QSWを大きくした場合に、ディレイラインのインピーダンスを大きくする必要があり前述の問題が顕著になる。
＜４．第４の実施の形態＞
　第４の実施の形態は、本開示の半導体レーザ駆動回路を含む半導体レーザ装置を距離測定装置に適用した例である。
（距離測定装置の構成例）
　図１５は、第４の実施の形態に係る距離測定装置（距離測定装置５００）の概略的な構成例を示している。距離測定装置５００は、TOF（Time Of Flight）方式により被検体５５０（対象物）までの距離を測定するものである。距離測定装置５００は、光源として半導体レーザ装置５０１を備えている。半導体レーザ装置５０１は、半導体レーザを駆動するレーザドライバを含み、当該半導体レーザ装置５０１に対して、上述した半導体レーザ駆動回路を適用することができる。
　また、距離測定装置５００は、半導体レーザ装置５０１以外に、受光部５０２と、レンズ５０３，５０４と、増幅部５０５と、計測部５０６と、制御部５０７と、演算部５０８とを有している。
　受光部５０２は、被検体５５０で反射された光を検出する。受光部５０２は、例えば、フォトディテクタによって構成されている。受光部５０２は、アバランシェフォトダイオード（APD）、シングルフォトンアバランシェダイオード（SPAD）、または、シリコンマルチプライヤー（SiPM）、マルチピクセルシングルフォトンアバランシェダイオード（MP-SPAD）などによって構成されていても良い。
　レンズ５０３は、半導体レーザ装置５０１から出射された光を平行光化するためのレンズであり、例えばコリメートレンズである。被検体５５０で反射された光を集光し、受光部５０２に導くためのレンズ５０４が配される。
　増幅部５０５は、例えば、受光部５０２から出力された検出信号を増幅するためのアンプ回路である。計測部５０６は、例えば、増幅部５０５から入力された信号と、参照信号との差分に対応する信号を生成するための回路である。計測部５０６は、例えば、Time to Digital Converter (TDC)によって構成されている。参照信号は、制御部５０７から入力される信号であってもよいし、半導体レーザ装置５０１の出力を直接検出する検出部の出力信号であってもよい。
　制御部５０７は、例えば、受光部５０２、増幅部５０５及び計測部５０６を制御するプロセッサである。演算部５０８は、計測部５０６で生成された信号に基づいて、距離情報を取得する回路である。
　距離測定装置５００は、レンズと被検体５５０との間に偏光ビームスプリッタ（PBS）を備えるとともに、PBSで反射された光を受光部５０２に入射させる反射ミラーを備えていても良い。この構成の場合には、半導体レーザ装置５０１から出射された光と、被検体５５０で反射した光が、PBSと被検体５５０との間で同じ光路を通るので、計測精度を向上させることができる。PBSと同等の機能を有する光学系であれば代用することができる。
　距離測定装置５００は、レンズ５０３と被検体５５０との間に、半導体レーザ装置５０１から出射された光を走査させる走査部を備えていても良い。走査部は、例えば、被検体５５０の１軸上の距離情報、すなわち２次元計測を行うようになっている。走査部を備えた構成により、２次元計測を行うことができる。走査部、例えば、被検体５５０の２軸上の距離情報、即ち３次元計測を行うようになっていても良い。このような構成を採用した距離測定装置５００は、３次元計測を行うことができる。さらに、距離測定装置５００は、ＰＢＳ、反射ミラー及び走査部を備えていても良い。このような構成を採用した場合には、計測精度を向上させることができるだけでなく、２次元計測または３次元計測を行うことができる。距離測定装置５００において、光源として半導体レーザ装置５０１が用いられている。これにより、高出力のレーザ光を出射させることができるので、検出精度を向上させることができる。
（動作例）
　距離測定装置５００の動作例について概略的に説明する。半導体レーザ装置５０１から被検体５５０に対して、半導体レーザ（パルス光）が出力される。被検体５５０により反射されたパルス光が受光部５０２で受光される。計測部５０６は、受光タイミング、例えば、パルス光が所定のレベルを超えたタイミングを計測する。演算部５０８は、例えば、パルス光の出射タイミングと受光タイミングとの差分に対して光速を乗算し、その結果を２で除算することにより被検体５５０までの距離を算出する。このような出射タイミングは前述した回路におけるFOUTで観測される信号をトリガーとして用いてもよいし、別途外部にフォトディテクタを配してもよい。通常の半導体レーザを駆動電流でパルス変調する場合や、可飽和吸収によるパルス半導体レーザと比較すると光強度が大きく、パルス幅が狭いため距離計測の感度が向上し、また距離精度が上がる。
（測距装置を応用した電子機器）
　本開示の距離測定装置５００は、単体としてではなく、各種の機器とシステム化された電子機器として実現することも可能である。電子機器の例について説明する。
　図１６は、距離測定装置５００を電子機器の一例であるジェスチャ認識装置に適用した例を示している。距離測定装置５００は、例えば、部屋の中にいる人物５１の手までの距離を測定し、その距離の変化から手や指の動きを計測する。これにより、遠隔からのジェスチャ認識ができる。勿論、ジェスチャ認識装置は、手や指の動きだけでなく、顔、足、全身の動きを認識しても良い。また、認識対象に応じて、複数のジェスチャ認識装置を用いたシステムであっても良い。また、ジェスチャ認識装置は、人物５１以外の動きを認識するものであっても良い。係るジェスチャ認識装置により、ゲームや各種電子機器の操作をしたり、プロジェクタ装置などを用いて対象者および周辺にAR（Augmented Reality）表示したりできるほか、ジェスチャ認識装置を公共の場所に配置して人の動作をビッグデータとして得ることができる。
　また、距離測定装置５００が、電子機器の他の例であるプロジェクタ装置に適用されても良い。そして、投影面である壁面の各点に対して測距がなされるようにし、当該壁面の凹凸を識別するようにしても良い。識別した壁面の凹凸に応じて投影画像の画像データの全体または一部に補正処理（コントラスト改善処理や色調改善処理等）が行われても良い。
　また、本開示の距離測定装置は、歩行者や障害物等までの距離を検知し、距離に応じてブレーキを作動させる安全装置にも適用可能である。即ち、本開示の距離測定装置は、このような安全装置が使用され得る自動車、電車、飛行機、ヘリコプター、小型飛行体等の移動体にも適用可能である。また、本開示の距離測定装置は、ロボット（接客用ロボットや災害救助用ロボット、掃除用ロボット等）や防犯装置にも適用可能である。これらの安全装置、移動体、防犯装置においても何らかの電気的な処理が行われるものであることから、上述した電子機器に含まれる。なお、具体的な応用例については後述する。
＜５．変形例＞
　以上、本開示の複数の実施の形態について具体的に説明したが、本開示の内容は上述した実施の形態に限定されるものではなく、本開示の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。
　例えば、上述の実施の形態において挙げた構成、方法、工程、形状、材料および数値などはあくまでも例に過ぎず、必要に応じてこれと異なる構成、方法、工程、形状、材料および数値などを用いてもよい。また、各実施の形態および変形例で説明した事項は、技術的な矛盾が生じない限り相互に組み合わせることができる。
　本開示は、以下の形態も採ることが可能である。
（１）
　少なくとも１つの利得領域と少なくとも１つの光吸収領域とに分離されるアノード電極と、
　前記利得領域及び前記光吸収領域に対して共通とされるカソード電極と、
　前記光吸収領域のアノード電極に接続される抵抗と
　を有する半導体レーザ駆動回路。
（２）
　前記抵抗がグランド又は定電圧源に接続されている
　（１）に記載の半導体レーザ駆動回路。
（３）
　前記カソード電極とグランドとの間に接続されるスイッチング素子を有する
　（１）又は（２）に記載の半導体レーザ駆動回路。
（４）
　前記アノード電極と前記抵抗との接続中点と、前記カソード電極と前記スイッチング素子との間の接続中点との間に、コンデンサが接続されている
　（３）に記載の半導体レーザ駆動回路。
（５）
　前記光吸収領域が容量成分を有している
　（１）から（４）までの何れかに記載の半導体レーザ駆動回路。
（６）
　前記アノード電極に対してコンデンサを介して出力端子が接続されている
　（１）から（５）までの何れかに記載の半導体レーザ駆動回路。
（７）
　前記アノード電極に一方の端子が接続されるディレイラインを有する
　（１）から（６）までの何れかに記載の半導体レーザ駆動回路。
（８）
　前記ディレイラインの他方の端子がグランド又は定電圧源にインピーダンス不整合で接続される
　（７）に記載の半導体レーザ駆動回路。
（９）
　前記アノード電極に対してコンデンサを介して出力端子が接続されている
　（７）に記載の半導体レーザ駆動回路。
（１０）
　前記ディレイラインとグランド又は定電圧源との間に接続されるスイッチング素子を有する
　（７）から（８）までの何れかに記載の半導体レーザ駆動回路。
（１１）
　前記スイッチング素子がトランジスタであり、前記ディレイラインの他方の端子が前記トランジスタのエミッタに接続され、前記グランド又は前記定電圧源が前記トランジスタのコレクタに接続される
　（１０）に記載の半導体レーザ駆動回路。
（１２）
　少なくとも１つの利得領域と少なくとも１つの光吸収領域とに分離されたアノード電極と、
　前記利得領域及び前記光吸収領域に対して共通とされるカソード電極と、
　前記カソード電極とグランドとの間に接続されるスイッチング素子をオン／オフすることにより、レーザの出力を変調するように構成された
　半導体レーザ駆動回路。
（１３）
　前記スイッチング素子をオン／オフすることにより前記光吸収領域の吸収係数を変調することで前記レーザの出力を変調するように構成された
　（１２）に記載の半導体レーザ駆動回路。
（１４）
　前記スイッチング素子をオンすることにより前記吸収係数が小さくされ、前記スイッチング素子をオフすることにより前記吸収係数が大きくされる
　（１３）に記載の半導体レーザ駆動回路。
（１５）
　少なくとも１つの利得領域と少なくとも１つの光吸収領域とに分離されたアノード電極と、前記利得領域及び前記光吸収領域に対して共通とされるカソード電極とを有する半導体レーザ駆動回路の駆動方法であり、
　前記カソード電極とグランドとの間に接続されるスイッチング素子をオン／オフすることにより、レーザの出力を変調する
　半導体レーザ駆動回路の駆動方法。
（１６）
　（１）から（１４）までの何れかに記載の半導体レーザ駆動回路を有する半導体レーザ装置と、
　前記半導体レーザ装置から出射されたレーザ光が対象物によって反射された反射光を受光する受光部と、
　前記レーザ光の出射タイミングと受光タイミングとに基づいて前記対象物までの距離を取得する演算部と
　を有する距離測定装置。
（１７）
　（１６）に記載の距離測定装置を有する電子機器。
＜６．応用例＞
　本開示に係る技術は、様々な製品へ応用することができる。例えば、本開示に係る技術は、自動車、電気自動車、ハイブリッド電気自動車、自動二輪車、自転車、パーソナルモビリティ、飛行機、ドローン、船舶、ロボット、建設機械、農業機械（トラクター）などのいずれかの種類の移動体に搭載される装置として実現されてもよい。
　図１７は、本開示に係る技術が適用され得る移動体制御システムの一例である車両制御システム７０００の概略的な構成例を示すブロック図である。車両制御システム７０００は、通信ネットワーク７０１０を介して接続された複数の電子制御ユニットを備える。図１７に示した例では、車両制御システム７０００は、駆動系制御ユニット７１００、ボディ系制御ユニット７２００、バッテリ制御ユニット７３００、車外情報検出ユニット７４００、車内情報検出ユニット７５００、及び統合制御ユニット７６００を備える。これらの複数の制御ユニットを接続する通信ネットワーク７０１０は、例えば、ＣＡＮ（Controller　Area　Network）、ＬＩＮ（Local　Interconnect　Network）、ＬＡＮ（Local　Area　Network）又はＦｌｅｘＲａｙ（登録商標）等の任意の規格に準拠した車載通信ネットワークであってよい。
　各制御ユニットは、各種プログラムにしたがって演算処理を行うマイクロコンピュータと、マイクロコンピュータにより実行されるプログラム又は各種演算に用いられるパラメータ等を記憶する記憶部と、各種制御対象の装置を駆動する駆動回路とを備える。各制御ユニットは、通信ネットワーク７０１０を介して他の制御ユニットとの間で通信を行うためのネットワークＩ／Ｆを備えるとともに、車内外の装置又はセンサ等との間で、有線通信又は無線通信により通信を行うための通信Ｉ／Ｆを備える。図１７では、統合制御ユニット７６００の機能構成として、マイクロコンピュータ７６１０、汎用通信Ｉ／Ｆ７６２０、専用通信Ｉ／Ｆ７６３０、測位部７６４０、ビーコン受信部７６５０、車内機器Ｉ／Ｆ７６６０、音声画像出力部７６７０、車載ネットワークＩ／Ｆ７６８０及び記憶部７６９０が図示されている。他の制御ユニットも同様に、マイクロコンピュータ、通信Ｉ／Ｆ及び記憶部等を備える。
　駆動系制御ユニット７１００は、各種プログラムにしたがって車両の駆動系に関連する装置の動作を制御する。例えば、駆動系制御ユニット７１００は、内燃機関又は駆動用モータ等の車両の駆動力を発生させるための駆動力発生装置、駆動力を車輪に伝達するための駆動力伝達機構、車両の舵角を調節するステアリング機構、及び、車両の制動力を発生させる制動装置等の制御装置として機能する。駆動系制御ユニット７１００は、ＡＢＳ（Antilock　Brake　System）又はＥＳＣ（Electronic　Stability　Control）等の制御装置としての機能を有してもよい。
　駆動系制御ユニット７１００には、車両状態検出部７１１０が接続される。車両状態検出部７１１０には、例えば、車体の軸回転運動の角速度を検出するジャイロセンサ、車両の加速度を検出する加速度センサ、あるいは、アクセルペダルの操作量、ブレーキペダルの操作量、ステアリングホイールの操舵角、エンジン回転数又は車輪の回転速度等を検出するためのセンサのうちの少なくとも一つが含まれる。駆動系制御ユニット７１００は、車両状態検出部７１１０から入力される信号を用いて演算処理を行い、内燃機関、駆動用モータ、電動パワーステアリング装置又はブレーキ装置等を制御する。
　ボディ系制御ユニット７２００は、各種プログラムにしたがって車体に装備された各種装置の動作を制御する。例えば、ボディ系制御ユニット７２００は、キーレスエントリシステム、スマートキーシステム、パワーウィンドウ装置、あるいは、ヘッドランプ、バックランプ、ブレーキランプ、ウィンカー又はフォグランプ等の各種ランプの制御装置として機能する。この場合、ボディ系制御ユニット７２００には、鍵を代替する携帯機から発信される電波又は各種スイッチの信号が入力され得る。ボディ系制御ユニット７２００は、これらの電波又は信号の入力を受け付け、車両のドアロック装置、パワーウィンドウ装置、ランプ等を制御する。
　バッテリ制御ユニット７３００は、各種プログラムにしたがって駆動用モータの電力供給源である二次電池７３１０を制御する。例えば、バッテリ制御ユニット７３００には、二次電池７３１０を備えたバッテリ装置から、バッテリ温度、バッテリ出力電圧又はバッテリの残存容量等の情報が入力される。バッテリ制御ユニット７３００は、これらの信号を用いて演算処理を行い、二次電池７３１０の温度調節制御又はバッテリ装置に備えられた冷却装置等の制御を行う。
　車外情報検出ユニット７４００は、車両制御システム７０００を搭載した車両の外部の情報を検出する。例えば、車外情報検出ユニット７４００には、撮像部７４１０及び車外情報検出部７４２０のうちの少なくとも一方が接続される。撮像部７４１０には、ＴｏＦ（Time　of　Flight）カメラ、ステレオカメラ、単眼カメラ、赤外線カメラ及びその他のカメラのうちの少なくとも一つが含まれる。車外情報検出部７４２０には、例えば、現在の天候又は気象を検出するための環境センサ、あるいは、車両制御システム７０００を搭載した車両の周囲の他の車両、障害物又は歩行者等を検出するための周囲情報検出センサのうちの少なくとも一つが含まれる。
　環境センサは、例えば、雨天を検出する雨滴センサ、霧を検出する霧センサ、日照度合いを検出する日照センサ、及び降雪を検出する雪センサのうちの少なくとも一つであってよい。周囲情報検出センサは、超音波センサ、レーダ装置及びＬＩＤＡＲ（Light　Detection　and　Ranging、Laser　Imaging　Detection　and　Ranging）装置のうちの少なくとも一つであってよい。これらの撮像部７４１０及び車外情報検出部７４２０は、それぞれ独立したセンサないし装置として備えられてもよいし、複数のセンサないし装置が統合された装置として備えられてもよい。
　ここで、図１８は、撮像部７４１０及び車外情報検出部７４２０の設置位置の例を示す。撮像部７９１０，７９１２，７９１４，７９１６，７９１８は、例えば、車両７９００のフロントノーズ、サイドミラー、リアバンパ、バックドア及び車室内のフロントガラスの上部のうちの少なくとも一つの位置に設けられる。フロントノーズに備えられる撮像部７９１０及び車室内のフロントガラスの上部に備えられる撮像部７９１８は、主として車両７９００の前方の画像を取得する。サイドミラーに備えられる撮像部７９１２，７９１４は、主として車両７９００の側方の画像を取得する。リアバンパ又はバックドアに備えられる撮像部７９１６は、主として車両７９００の後方の画像を取得する。車室内のフロントガラスの上部に備えられる撮像部７９１８は、主として先行車両又は、歩行者、障害物、信号機、交通標識又は車線等の検出に用いられる。
　なお、図１８には、それぞれの撮像部７９１０，７９１２，７９１４，７９１６の撮影範囲の一例が示されている。撮像範囲ａは、フロントノーズに設けられた撮像部７９１０の撮像範囲を示し、撮像範囲ｂ，ｃは、それぞれサイドミラーに設けられた撮像部７９１２，７９１４の撮像範囲を示し、撮像範囲ｄは、リアバンパ又はバックドアに設けられた撮像部７９１６の撮像範囲を示す。例えば、撮像部７９１０，７９１２，７９１４，７９１６で撮像された画像データが重ね合わせられることにより、車両７９００を上方から見た俯瞰画像が得られる。
　車両７９００のフロント、リア、サイド、コーナ及び車室内のフロントガラスの上部に設けられる車外情報検出部７９２０，７９２２，７９２４，７９２６，７９２８，７９３０は、例えば超音波センサ又はレーダ装置であってよい。車両７９００のフロントノーズ、リアバンパ、バックドア及び車室内のフロントガラスの上部に設けられる車外情報検出部７９２０，７９２６，７９３０は、例えばＬＩＤＡＲ装置であってよい。これらの車外情報検出部７９２０～７９３０は、主として先行車両、歩行者又は障害物等の検出に用いられる。
　図１７に戻って説明を続ける。車外情報検出ユニット７４００は、撮像部７４１０に車外の画像を撮像させるとともに、撮像された画像データを受信する。また、車外情報検出ユニット７４００は、接続されている車外情報検出部７４２０から検出情報を受信する。車外情報検出部７４２０が超音波センサ、レーダ装置又はＬＩＤＡＲ装置である場合には、車外情報検出ユニット７４００は、超音波又は電磁波等を発信させるとともに、受信された反射波の情報を受信する。車外情報検出ユニット７４００は、受信した情報に基づいて、人、車、障害物、標識又は路面上の文字等の物体検出処理又は距離検出処理を行ってもよい。車外情報検出ユニット７４００は、受信した情報に基づいて、降雨、霧又は路面状況等を認識する環境認識処理を行ってもよい。車外情報検出ユニット７４００は、受信した情報に基づいて、車外の物体までの距離を算出してもよい。
　また、車外情報検出ユニット７４００は、受信した画像データに基づいて、人、車、障害物、標識又は路面上の文字等を認識する画像認識処理又は距離検出処理を行ってもよい。車外情報検出ユニット７４００は、受信した画像データに対して歪補正又は位置合わせ等の処理を行うとともに、異なる撮像部７４１０により撮像された画像データを合成して、俯瞰画像又はパノラマ画像を生成してもよい。車外情報検出ユニット７４００は、異なる撮像部７４１０により撮像された画像データを用いて、視点変換処理を行ってもよい。
　車内情報検出ユニット７５００は、車内の情報を検出する。車内情報検出ユニット７５００には、例えば、運転者の状態を検出する運転者状態検出部７５１０が接続される。運転者状態検出部７５１０は、運転者を撮像するカメラ、運転者の生体情報を検出する生体センサ又は車室内の音声を集音するマイク等を含んでもよい。生体センサは、例えば、座面又はステアリングホイール等に設けられ、座席に座った搭乗者又はステアリングホイールを握る運転者の生体情報を検出する。車内情報検出ユニット７５００は、運転者状態検出部７５１０から入力される検出情報に基づいて、運転者の疲労度合い又は集中度合いを算出してもよいし、運転者が居眠りをしていないかを判別してもよい。車内情報検出ユニット７５００は、集音された音声信号に対してノイズキャンセリング処理等の処理を行ってもよい。
　統合制御ユニット７６００は、各種プログラムにしたがって車両制御システム７０００内の動作全般を制御する。統合制御ユニット７６００には、入力部７８００が接続されている。入力部７８００は、例えば、タッチパネル、ボタン、マイクロフォン、スイッチ又はレバー等、搭乗者によって入力操作され得る装置によって実現される。統合制御ユニット７６００には、マイクロフォンにより入力される音声を音声認識することにより得たデータが入力されてもよい。入力部７８００は、例えば、赤外線又はその他の電波を利用したリモートコントロール装置であってもよいし、車両制御システム７０００の操作に対応した携帯電話又はＰＤＡ（Personal　Digital　Assistant）等の外部接続機器であってもよい。入力部７８００は、例えばカメラであってもよく、その場合搭乗者はジェスチャにより情報を入力することができる。あるいは、搭乗者が装着したウェアラブル装置の動きを検出することで得られたデータが入力されてもよい。さらに、入力部７８００は、例えば、上記の入力部７８００を用いて搭乗者等により入力された情報に基づいて入力信号を生成し、統合制御ユニット７６００に出力する入力制御回路などを含んでもよい。搭乗者等は、この入力部７８００を操作することにより、車両制御システム７０００に対して各種のデータを入力したり処理動作を指示したりする。
　記憶部７６９０は、マイクロコンピュータにより実行される各種プログラムを記憶するＲＯＭ（Read　Only　Memory）、及び各種パラメータ、演算結果又はセンサ値等を記憶するＲＡＭ（Random　Access　Memory）を含んでいてもよい。また、記憶部７６９０は、ＨＤＤ（Hard　Disc　Drive）等の磁気記憶デバイス、半導体記憶デバイス、光記憶デバイス又は光磁気記憶デバイス等によって実現してもよい。
　汎用通信Ｉ／Ｆ７６２０は、外部環境７７５０に存在する様々な機器との間の通信を仲介する汎用的な通信Ｉ／Ｆである。汎用通信Ｉ／Ｆ７６２０は、ＧＳＭ（登録商標）（Global　System　of　Mobile　communications）、ＷｉＭＡＸ、ＬＴＥ（Long　Term　Evolution）若しくはＬＴＥ－Ａ（LTE－Advanced）などのセルラー通信プロトコル、又は無線ＬＡＮ（Ｗｉ－Ｆｉ（登録商標）ともいう）、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）などのその他の無線通信プロトコルを実装してよい。汎用通信Ｉ／Ｆ７６２０は、例えば、基地局又はアクセスポイントを介して、外部ネットワーク（例えば、インターネット、クラウドネットワーク又は事業者固有のネットワーク）上に存在する機器（例えば、アプリケーションサーバ又は制御サーバ）へ接続してもよい。また、汎用通信Ｉ／Ｆ７６２０は、例えばＰ２Ｐ（Peer　To　Peer）技術を用いて、車両の近傍に存在する端末（例えば、運転者、歩行者若しくは店舗の端末、又はＭＴＣ（Machine　Type　Communication）端末）と接続してもよい。
　専用通信Ｉ／Ｆ７６３０は、車両における使用を目的として策定された通信プロトコルをサポートする通信Ｉ／Ｆである。専用通信Ｉ／Ｆ７６３０は、例えば、下位レイヤのＩＥＥＥ８０２．１１ｐと上位レイヤのＩＥＥ１６６０９との組合せであるＷＡＶＥ（Wireless　Access　in　Vehicle　Environment）、ＤＳＲＣ（Dedicated　Short　Range　Communications）、又はセルラー通信プロトコルといった標準プロトコルを実装してよい。専用通信Ｉ／Ｆ７６３０は、典型的には、車車間（Vehicle　to　Vehicle）通信、路車間（Vehicle　to　Infrastructure）通信、車両と家との間（Vehicle　to　Home）の通信及び歩車間（Vehicle　to　Pedestrian）通信のうちの１つ以上を含む概念であるＶ２Ｘ通信を遂行する。
　測位部７６４０は、例えば、ＧＮＳＳ（Global　Navigation　Satellite　System）衛星からのＧＮＳＳ信号（例えば、ＧＰＳ（Global　Positioning　System）衛星からのＧＰＳ信号）を受信して測位を実行し、車両の緯度、経度及び高度を含む位置情報を生成する。なお、測位部７６４０は、無線アクセスポイントとの信号の交換により現在位置を特定してもよく、又は測位機能を有する携帯電話、ＰＨＳ若しくはスマートフォンといった端末から位置情報を取得してもよい。
　ビーコン受信部７６５０は、例えば、道路上に設置された無線局等から発信される電波あるいは電磁波を受信し、現在位置、渋滞、通行止め又は所要時間等の情報を取得する。なお、ビーコン受信部７６５０の機能は、上述した専用通信Ｉ／Ｆ７６３０に含まれてもよい。
　車内機器Ｉ／Ｆ７６６０は、マイクロコンピュータ７６１０と車内に存在する様々な車内機器７７６０との間の接続を仲介する通信インタフェースである。車内機器Ｉ／Ｆ７６６０は、無線ＬＡＮ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）、ＮＦＣ（Near　Field　Communication）又はＷＵＳＢ（Wireless　USB）といった無線通信プロトコルを用いて無線接続を確立してもよい。また、車内機器Ｉ／Ｆ７６６０は、図示しない接続端子（及び、必要であればケーブル）を介して、ＵＳＢ（Universal　Serial　Bus）、ＨＤＭＩ（登録商標）（High-Definition　Multimedia　Interface）、又はＭＨＬ（登録商標）（Mobile　High-definition　Link）等の有線接続を確立してもよい。車内機器７７６０は、例えば、搭乗者が有するモバイル機器若しくはウェアラブル機器、又は車両に搬入され若しくは取り付けられる情報機器のうちの少なくとも１つを含んでいてもよい。また、車内機器７７６０は、任意の目的地までの経路探索を行うナビゲーション装置を含んでいてもよい。車内機器Ｉ／Ｆ７６６０は、これらの車内機器７７６０との間で、制御信号又はデータ信号を交換する。
　車載ネットワークＩ／Ｆ７６８０は、マイクロコンピュータ７６１０と通信ネットワーク７０１０との間の通信を仲介するインタフェースである。車載ネットワークＩ／Ｆ７６８０は、通信ネットワーク７０１０によりサポートされる所定のプロトコルに則して、信号等を送受信する。
　統合制御ユニット７６００のマイクロコンピュータ７６１０は、汎用通信Ｉ／Ｆ７６２０、専用通信Ｉ／Ｆ７６３０、測位部７６４０、ビーコン受信部７６５０、車内機器Ｉ／Ｆ７６６０及び車載ネットワークＩ／Ｆ７６８０のうちの少なくとも一つを介して取得される情報に基づき、各種プログラムにしたがって、車両制御システム７０００を制御する。例えば、マイクロコンピュータ７６１０は、取得される車内外の情報に基づいて、駆動力発生装置、ステアリング機構又は制動装置の制御目標値を演算し、駆動系制御ユニット７１００に対して制御指令を出力してもよい。例えば、マイクロコンピュータ７６１０は、車両の衝突回避あるいは衝撃緩和、車間距離に基づく追従走行、車速維持走行、車両の衝突警告、又は車両のレーン逸脱警告等を含むＡＤＡＳ（Advanced　Driver　Assistance　System）の機能実現を目的とした協調制御を行ってもよい。また、マイクロコンピュータ７６１０は、取得される車両の周囲の情報に基づいて駆動力発生装置、ステアリング機構又は制動装置等を制御することにより、運転者の操作に拠らずに自律的に走行する自動運転等を目的とした協調制御を行ってもよい。
　マイクロコンピュータ７６１０は、汎用通信Ｉ／Ｆ７６２０、専用通信Ｉ／Ｆ７６３０、測位部７６４０、ビーコン受信部７６５０、車内機器Ｉ／Ｆ７６６０及び車載ネットワークＩ／Ｆ７６８０のうちの少なくとも一つを介して取得される情報に基づき、車両と周辺の構造物や人物等の物体との間の３次元距離情報を生成し、車両の現在位置の周辺情報を含むローカル地図情報を作成してもよい。また、マイクロコンピュータ７６１０は、取得される情報に基づき、車両の衝突、歩行者等の近接又は通行止めの道路への進入等の危険を予測し、警告用信号を生成してもよい。警告用信号は、例えば、警告音を発生させたり、警告ランプを点灯させたりするための信号であってよい。
　音声画像出力部７６７０は、車両の搭乗者又は車外に対して、視覚的又は聴覚的に情報を通知することが可能な出力装置へ音声及び画像のうちの少なくとも一方の出力信号を送信する。図１７の例では、出力装置として、オーディオスピーカ７７１０、表示部７７２０及びインストルメントパネル７７３０が例示されている。表示部７７２０は、例えば、オンボードディスプレイ及びヘッドアップディスプレイの少なくとも一つを含んでいてもよい。表示部７７２０は、ＡＲ（Augmented　Reality）表示機能を有していてもよい。出力装置は、これらの装置以外の、ヘッドホン、搭乗者が装着する眼鏡型ディスプレイ等のウェアラブルデバイス、プロジェクタ又はランプ等の他の装置であってもよい。出力装置が表示装置の場合、表示装置は、マイクロコンピュータ７６１０が行った各種処理により得られた結果又は他の制御ユニットから受信された情報を、テキスト、イメージ、表、グラフ等、様々な形式で視覚的に表示する。また、出力装置が音声出力装置の場合、音声出力装置は、再生された音声データ又は音響データ等からなるオーディオ信号をアナログ信号に変換して聴覚的に出力する。
　なお、図１７に示した例において、通信ネットワーク７０１０を介して接続された少なくとも二つの制御ユニットが一つの制御ユニットとして一体化されてもよい。あるいは、個々の制御ユニットが、複数の制御ユニットにより構成されてもよい。さらに、車両制御システム７０００が、図示されていない別の制御ユニットを備えてもよい。また、上記の説明において、いずれかの制御ユニットが担う機能の一部又は全部を、他の制御ユニットに持たせてもよい。つまり、通信ネットワーク７０１０を介して情報の送受信がされるようになっていれば、所定の演算処理が、いずれかの制御ユニットで行われるようになってもよい。同様に、いずれかの制御ユニットに接続されているセンサ又は装置が、他の制御ユニットに接続されるとともに、複数の制御ユニットが、通信ネットワーク７０１０を介して相互に検出情報を送受信してもよい。
　なお、上述した半導体レーザ駆動回路又は半導体レーザ駆動装置を有する距離測定装置の構成、機能等は、例えば、車外情報検出ユニット７４００に対して適用することができる。
　１・・・Qスイッチ半導体レーザ、２０ａ・・・利得領域、２０ｂ・・・Qスイッチ領域（光吸収領域）、２１・・・NMOS、２２・・・コンデンサ、２５・・・ディレイライン、２７・・・コンデンサ、３１・・・トランジスタ、５００・・・距離測定装置、５０１・・・半導体レーザ装置、５０２・・・受光部、５０８・・・演算部

Claims (17)

  1. 　少なくとも１つの利得領域と少なくとも１つの光吸収領域とに分離されるアノード電極と、
    　前記利得領域及び前記光吸収領域に対して共通とされるカソード電極と、
    　前記光吸収領域のアノード電極に接続される抵抗と
    　を有する半導体レーザ駆動回路。
  2. 　前記抵抗がグランド又は定電圧源に接続されている
    　請求項１に記載の半導体レーザ駆動回路。
  3. 　前記カソード電極とグランドとの間に接続されるスイッチング素子を有する
    　請求項１に記載の半導体レーザ駆動回路。
  4. 　前記アノード電極と前記抵抗との接続中点と、前記カソード電極と前記スイッチング素子との間の接続中点との間に、コンデンサが接続されている
    　請求項３に記載の半導体レーザ駆動回路。
  5. 　前記光吸収領域が容量成分を有している
    　請求項１に記載の半導体レーザ駆動回路。
  6. 　前記アノード電極に対してコンデンサを介して出力端子が接続されている
    　請求項１に記載の半導体レーザ駆動回路。
  7. 　前記アノード電極に一方の端子が接続されるディレイラインを有する
    　請求項１に記載の半導体レーザ駆動回路。
  8. 　前記ディレイラインの他方の端子がグランド又は定電圧源にインピーダンス不整合で接続される
    　請求項７に記載の半導体レーザ駆動回路。
  9. 　前記アノード電極に対してコンデンサを介して出力端子が接続されている
    　請求項７に記載の半導体レーザ駆動回路。
  10. 　前記ディレイラインとグランド又は定電圧源との間に接続されるスイッチング素子を有する
    　請求項７に記載の半導体レーザ駆動回路。
  11. 　前記スイッチング素子がトランジスタであり、前記ディレイラインの他方の端子が前記トランジスタのエミッタに接続され、前記グランド又は前記定電圧源が前記トランジスタのコレクタに接続される
    　請求項１０に記載の半導体レーザ駆動回路。
  12. 　少なくとも１つの利得領域と少なくとも１つの光吸収領域とに分離されたアノード電極と、
    　前記利得領域及び前記光吸収領域に対して共通とされるカソード電極と、
    　前記カソード電極とグランドとの間に接続されるスイッチング素子をオン／オフすることにより、レーザの出力を変調するように構成された
    　半導体レーザ駆動回路。
  13. 　前記スイッチング素子をオン／オフすることにより前記光吸収領域の吸収係数を変調することで前記レーザの出力を変調するように構成された
    　請求項１２に記載の半導体レーザ駆動回路。
  14. 　前記スイッチング素子をオンすることにより前記吸収係数が小さくされ、前記スイッチング素子をオフすることにより前記吸収係数が大きくされる
    　請求項１３に記載の半導体レーザ駆動回路。
  15. 　少なくとも１つの利得領域と少なくとも１つの光吸収領域とに分離されたアノード電極と、前記利得領域及び前記光吸収領域に対して共通とされるカソード電極とを有する半導体レーザ駆動回路の駆動方法であり、
    　前記カソード電極とグランドとの間に接続されるスイッチング素子をオン／オフすることにより、レーザの出力を変調する
    　半導体レーザ駆動回路の駆動方法。
  16. 　請求項１に記載の半導体レーザ駆動回路を有する半導体レーザ装置と、
    　前記半導体レーザ装置から出射されたレーザ光が対象物によって反射された反射光を受光する受光部と、
    　前記レーザ光の出射タイミングと受光タイミングとに基づいて前記対象物までの距離を取得する演算部と
    　を有する距離測定装置。
  17. 　請求項１６に記載の距離測定装置を有する電子機器。
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