WO2018230542A1 - モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置 - Google Patents

モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置 Download PDF

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dead time
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axis
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博明 高瀬
亮 皆木
澤田　英樹
孝義 菅原
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日本精工株式会社
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Definitions

  • the driving of the three-phase brushless motor is vector-controlled in the dq axis rotation coordinate system, and based on the function of the motor rotation angle (electric angle) (dq axis angle or three-phase angle-dead time compensation value reference table).
  • the present invention relates to a motor control device that compensates for dead time of an inverter and is smooth and suppresses abnormal noise, and an electric power steering device equipped with the motor control device.
  • Examples of devices equipped with a motor control device include an electric power steering device (EPS) that applies a steering assist force (assist force) to the steering mechanism of a vehicle by the rotational force of a motor, an electric vehicle, and a machine tool.
  • the electric power steering apparatus applies a driving force of a motor as an actuator as a steering assist force to a steering shaft or a rack shaft by a transmission mechanism such as a gear or a belt via a reduction gear.
  • a conventional electric power steering apparatus performs feedback control of the motor current in order to accurately generate the torque of the steering assist force.
  • the motor applied voltage is adjusted so that the difference between the steering assist command value (current command value) and the motor current detection value is small.
  • the adjustment of the motor applied voltage is generally performed by PWM (pulse width). Modulation) is done by adjusting the duty of control.
  • the general configuration of the electric power steering apparatus will be described with reference to FIG. 6b is further connected to the steering wheels 8L and 8R via hub units 7a and 7b.
  • the column shaft 2 is provided with a steering angle sensor 14 for detecting the steering angle ⁇ of the handle 1 and a torque sensor 10 for detecting the steering torque Th of the handle 1 to assist the steering force of the handle 1.
  • a motor 20 is connected to the column shaft 2 via the reduction gear 3.
  • the control unit (ECU) 30 that controls the electric power steering apparatus is supplied with electric power from the battery 13 and also receives an ignition key signal via the ignition key 11.
  • the control unit 30 calculates the current command value of the assist (steering assistance) command based on the steering torque Th detected by the torque sensor 10 and the vehicle speed Vs detected by the vehicle speed sensor 12, and the calculated current command value
  • the current supplied to the motor 20 is controlled by the voltage control command value Vref for which compensation has been applied.
  • the steering angle sensor 14 is not essential and may not be provided, and the steering angle (motor rotation angle) ⁇ can be obtained from a rotation sensor such as a resolver connected to the motor 20.
  • the control unit 30 is connected to a CAN (Controller Area Network) 40 that exchanges various vehicle information, and the vehicle speed Vs can be received from the CAN 40.
  • the control unit 30 can be connected to a non-CAN 41 that exchanges communications, analog / digital signals, radio waves, and the like other than the CAN 40.
  • control unit 30 is mainly composed of a CPU (Central Processing Unit) (including MPU (Micro Processor Unit), MCU (Micro Controller Unit), etc.).
  • CPU Central Processing Unit
  • MPU Micro Processor Unit
  • MCU Micro Controller Unit
  • FIG. 2 A general function to be executed is shown in FIG. 2, for example.
  • the function and operation of the control unit 30 will be described with reference to FIG. 2.
  • the steering torque Th from the torque sensor 10 and the vehicle speed Vs from the vehicle speed sensor 12 are input to the steering assist command value calculation unit 31 to calculate the steering assist command value.
  • the unit 31 calculates a steering assist command value Iref1 using an assist map or the like based on the steering torque Th and the vehicle speed Vs.
  • the calculated steering assist command value Iref1 is added by the adder 32A and the compensation signal CM from the compensator 34 for improving characteristics, and the added steering assist command value Iref2 limits the maximum value by the current limiter 33.
  • the current command value Irefm whose maximum value is limited is input to the subtraction unit 32B, and is subtracted from the motor current detection value Im.
  • the deviation ⁇ I ( Irefm ⁇ Im), which is the subtraction result in the subtraction unit 32B, is subjected to current control such as PI (proportional integration) by the PI (Proportional-Integral) control unit 35, and the current-controlled voltage control command value Vref is obtained.
  • the duty command value is input to the PWM control unit 36 together with the modulation signal (triangular wave carrier) CF, the duty command value is calculated, and the motor 20 is PWM driven via the inverter 37 with the PWM signal calculated the duty command value.
  • the motor current value Im of the motor 20 is detected by the motor current detector 38, and is input to the subtraction unit 32B and fed back.
  • the compensation unit 34 adds the detected or estimated self-aligning torque (SAT) to the inertia compensation value 342 by the addition unit 344, and further adds the convergence control value 341 to the addition result by the addition unit 345, and the addition The result is input to the adder 32A as a compensation signal CM to improve the characteristics.
  • SAT detected or estimated self-aligning torque
  • the current waveform is distorted, and the current control response and steering feel deteriorate.
  • the current control response and steering feel deteriorate.
  • the steering is slowly performed with the steering wheel in the vicinity of the on-center, discontinuous steering feeling due to torque ripple or the like occurs.
  • the back electromotive voltage of the motor during middle / high speed steering and the interference voltage between the windings act as disturbances on the current control, the followability and the steering feeling during turn-back steering are deteriorated.
  • the q axis that controls the torque which is the coordinate axis of the rotor of the three-phase brushless motor, and the d axis that controls the strength of the magnetic field are set independently, and the dq axis is in a 90 ° relationship.
  • a vector control method for controlling current corresponding to an axis (d-axis current command value and q-axis current command value) is known.
  • FIG. 3 shows a configuration example in the case where the three-phase brushless motor 100 is driven and controlled by the vector control method.
  • the steering assist command values for the two axes (dq axis coordinate system) ( Iref2 (idref, iqref)) (control auxiliary command value) is calculated, and the two-axis d-axis current command value id * and q-axis current command value iq * whose maximum values are limited are input to the subtraction units 131d and 131q, respectively.
  • the current deviations ⁇ id * and ⁇ iq * obtained by the subtraction units 131d and 131q are input to the PI control units 120d and 120q, respectively.
  • the voltage command values vd and vq PI-controlled by the PI control units 120d and 120q are respectively input to the subtraction unit 141d and the addition unit 141q, and the command voltages ⁇ vd and ⁇ vq obtained by the subtraction unit 141d and the addition unit 141q are dq axes.
  • Three-phase AC converter 150 is input.
  • the voltage command values Vu *, Vv * and Vw * converted into three phases by the dq axis / 3-phase AC converter 150 are input to the PWM controller 160, and the calculated three-phase duty command values (Dutyu, Dutyv,
  • the motor 100 is driven via an inverter (inverter applied voltage VR) 161 having a bridge configuration of upper and lower arms as shown in FIG. 4 by PWM signals UPWM, VPWM and WPWM based on Dutyw).
  • the upper arm is composed of FETs Q1, Q3 and Q5 as switching elements, and the lower arm is composed of FETs Q2, Q4 and Q6.
  • the three-phase motor currents iu, iv, and iw of the motor 100 are detected by the current detector 162, and the detected three-phase motor currents iu, iv, and iw are input to the three-phase AC / dq axis converter 130, and the three-phase AC
  • the two-phase feedback currents id and iq converted by the / dq axis conversion unit 130 are subtracted and input to the subtraction units 131d and 131q, respectively, and also input to the dq non-interference control unit 140.
  • a rotation sensor or the like is attached to the motor 100, and the motor rotation angle ⁇ and the motor rotation number (rotation speed) ⁇ are output from the angle detection unit 110 that processes the sensor signal.
  • the motor rotation angle ⁇ is input to the dq axis / three-phase AC conversion unit 150 and the three-phase AC / dq axis conversion unit 130, and the motor rotation speed ⁇ is input to the dq non-interference control unit 140.
  • the two-phase voltages vd1 * and vq1 * from the dq non-interference control unit 140 are input to the subtraction unit 141d and the addition unit 141q, respectively, and the subtraction unit 141d and the addition unit 141q calculate the command voltages ⁇ vd and ⁇ vq.
  • the command voltages ⁇ vd and ⁇ vq are input to the dq axis / 3-phase AC converter 150, and the motor 100 is driven via the PWM controller 160 and the inverter 161.
  • Such an electric power steering device of the vector control system is a device that assists the driver's steering, and at the same time, the sound, vibration, torque ripple, etc. of the motor are transmitted to the driver as a sense of force through the steering wheel.
  • FETs are used as power devices for driving inverters, and the motor is energized.
  • FIG. 4 FETs in which upper and lower arms are connected in series as shown in FIG. Is used.
  • the FETs on the upper and lower arms are alternately turned ON / OFF alternately, but the FET is not an ideal switch, and does not turn ON / OFF instantaneously according to the command of the gate signal, requiring a turn-on time or a turn-off time. For this reason, when an ON command to the upper arm FET and an OFF command to the lower arm are simultaneously issued, there is a problem that the upper arm FET and the lower arm FET are simultaneously turned ON and the upper and lower arms are short-circuited. There is a difference between the turn-on time and the turn-off time of the FET.
  • the FET When the command is issued to the FET at the same time, when the ON command is issued to the upper arm FET and the turn-on time is short (for example, 100 ns), the FET is immediately turned on and the lower side If the turn-off time is long even when an OFF command is issued to the arm FET (for example, 400 ns), the FET is not immediately turned off, and the upper arm FET is instantaneously turned on and the lower arm FET is turned on (for example, 100 ns ⁇ ON-ON) may occur for 400 ns.
  • an ON signal is given to the gate drive circuit after a predetermined time called a dead time so that the upper arm FET and the lower arm FET are not turned ON at the same time. Since this dead time is non-linear, the current waveform is distorted, the response performance of the control is deteriorated, and sound, vibration, and ripple are generated.
  • the arrangement of the motor directly connected to the gear box connected to the steering wheel and the steel column shaft is very close to the driver due to its structure, resulting in the motor. Noise, vibration, torque ripple, and the like need to be particularly considered compared to downstream assist type electric power steering devices.
  • the timing at which the dead time occurs is detected and the compensation value is added, or the dead time is compensated by a disturbance observer on the dq axis in current control.
  • Patent Document 1 An electric power steering device that compensates for the dead time of an inverter is disclosed in, for example, Japanese Patent No. 4681453 (Patent Document 1) and Japanese Patent Application Laid-Open No. 2015-171251 (Patent Document 2).
  • Patent Document 1 a current command value is input to a reference model circuit of a current control loop including a motor and an inverter, a model current is created based on the current command value, and the effect of the inverter dead time is compensated based on the model current.
  • a dead band compensation circuit is provided.
  • Patent Document 2 includes a dead time compensation unit that performs correction based on the dead time compensation value for the duty command value, and calculates a basic compensation value that is a basic value of the dead time compensation value based on the current command value.
  • a basic compensation value calculation unit and a filter unit that performs filtering processing corresponding to LPF (Low Pass Filter) on the basic compensation value.
  • the apparatus of Patent Document 1 is a method for estimating a compensation code by using a calculation of a dead time compensation amount based on the magnitude of a q-axis current command value and a three-phase current reference model.
  • the output value of the compensation circuit When the output value of the compensation circuit is below a predetermined fixed value, it is a change value proportional to the model current.
  • the output value When the output value is above the predetermined fixed value, it is the sum of the fixed value and the change value proportional to the model current.
  • tuning work is required to determine the hysteresis characteristic for outputting a predetermined fixed value.
  • the device of Patent Document 2 when determining the dead time compensation value, performs dead time compensation with the q-axis current command value and the compensation value obtained by LPF processing of the q-axis current command value.
  • the dead time compensation value is not manipulated for a correct voltage command.
  • the present invention has been made under the circumstances as described above, and an object of the present invention is to provide a vector control type motor control device that does not require tuning work, compensates for inverter dead time, improves current waveform distortion, and current.
  • An object of the present invention is to provide a motor control device that improves control responsiveness and suppresses sound, vibration, and torque ripple, and an electric power steering device equipped with the motor control device.
  • the present invention calculates a dq-axis control auxiliary command value, calculates a dq-axis current command value from the control auxiliary command value, converts the dq-axis current command value into a three-phase duty command value, and performs PWM control.
  • the present invention relates to a vector control type motor control device that drives and controls a three-phase brushless motor using an inverter, and the object of the present invention is to provide a three-phase dead time reference based on a motor rotation angle that is phase-corrected using the dq-axis current command value.
  • dq-axis dead time compensation value is calculated, the three-phase dead time reference compensation value is processed with gain and sign, and dq-axis dead time compensation value is obtained by three-phase / dq-axis conversion, and dq-axis current command value is processed.
  • dq axis dead time compensation value is calculated based on a motor rotation angle phase-corrected using the dq-axis current command value, and the three-phase dead time reference compensation value is processed with a gain and a sign.
  • a shaft current factor phase correction calculation unit that calculates a phase correction rotation angle by correcting the phase of the motor rotation angle using the dq axis current command value, and a three-phase dead time reference compensation value based on the phase correction rotation angle
  • An angle-dead time compensation value function unit for calculating the voltage, an inverter applied voltage sensitive gain unit for computing a voltage sensitive gain based on the inverter applied voltage, and multiplying the three-phase dead time reference compensation value by the voltage sensitive gain.
  • a dead time compensation value output unit for converting to a dq axis and outputting a dq axis dead time compensation value, and adding the dq axis dead time compensation value to a dq axis voltage command value obtained by processing the dq axis current command value.
  • a space vector modulation unit that converts the dq-axis current command value into a three-phase voltage command value by space vector modulation and a phase correction rotation angle is calculated by correcting the phase of the motor rotation angle using the dq-axis current command value.
  • a shaft current factor phase correction calculation unit that calculates an angle-dead time compensation value function unit that calculates a three-phase dead time reference compensation value based on the phase correction rotation angle, and a voltage sensitive gain based on an inverter applied voltage
  • An inverter applied voltage sensitive gain unit that outputs the first three phase dead time compensation value by multiplying the three phase dead time reference compensation value by the voltage sensitive gain; and the steering assist command value
  • a current command value sensitive gain computing unit for computing a current command value sensitive gain that varies a compensation amount of the first three-phase dead time compensation value according to the first three-phase data.
  • a second three-phase dead time compensation value is obtained by multiplying the current time command value gain by the current command value sensitive gain, and the second three-phase dead time compensation value is added to the three-phase voltage command value. This is achieved by performing dead time compensation.
  • the object of the present invention can be achieved by mounting any of the motor control devices in an electric power steering device that applies assist torque to the steering mechanism of the vehicle.
  • the dead time compensation value of the inverter is calculated based on the function of the motor rotation angle (electrical angle), and the dead time compensation value is calculated on the dq axis.
  • the voltage command value is compensated by addition (feed forward).
  • the inverter dead time can be compensated, and the distortion of the current waveform can be improved and the response of the current control can be improved.
  • the magnitude and direction of the dead time compensation value are adjusted and varied by the control auxiliary command value (iqref) so as not to overcompensate.
  • the present invention Since the control is smoothed by dead time compensation based on the function of the motor rotation angle (electrical angle), motor noise, vibration, and torque ripple can be suppressed. Further, the present invention has high compensation accuracy in the low speed and medium speed steering regions in which the motor angle and the phase of the three-phase current match, and can compensate even when the three-phase compensation waveform is not a rectangular wave.
  • FIG. 6 is a diagram showing an operation example (first embodiment) of an angle-dead time compensation value function unit. It is a block diagram which shows the structural example of a space vector modulation part. It is a diagram which shows the operation example of a space vector modulation part.
  • FIG. 1 It is a diagram which shows the operation example of a space vector modulation part. It is a timing chart which shows the operation example of a space vector modulation part. It is a wave form diagram which shows the effect of space vector modulation. It is a wave form diagram which shows the effect of this invention (1st Embodiment). It is a wave form diagram which shows the effect of this invention (1st Embodiment). It is a block diagram which shows the structural example (2nd Embodiment) of this invention. It is a block diagram which shows in detail the structural example (2nd Embodiment) of the dead time compensation part which concerns on this invention. It is a diagram showing an operation example (second embodiment) of an angle-dead time compensation value function unit.
  • FIG. 10 is a characteristic diagram illustrating an example of an output voltage characteristic of an angle-dead time compensation value reference table. It is a wave form diagram which shows the effect of this invention (2nd Embodiment). It is a wave form diagram which shows the effect of this invention (2nd Embodiment). It is a block diagram which shows the structural example (3rd Embodiment) of this invention. It is a block diagram which shows in detail the structural example (3rd Embodiment) of the dead time compensation part which concerns on this invention. It is a wave form diagram which shows the effect of this invention (3rd Embodiment). It is a wave form diagram which shows the effect of this invention (3rd Embodiment). It is a block diagram which shows the structural example (4th Embodiment) of this invention.
  • the dead time compensation value is set to the motor rotation angle.
  • a function corresponding to (electrical angle) is used, and the three-phase voltage command value after dq axis or space vector modulation is compensated by feedforward (FF).
  • FF feedforward
  • a dq axis or three-phase dead time compensation value is obtained offline in advance using a function corresponding to the motor rotation angle (electrical angle), and a dq axis angle (three-phase angle) -dead time compensation value reference table is obtained based on the output waveform.
  • the dq axis angle (three-phase angle) -dead time compensation value reference table is used to compensate the dead time by feedforward to the dq axis or the three-phase voltage command value.
  • Adjustment of the appropriate dead time compensation amount and estimation of the compensation direction can be performed by the control auxiliary command value of the dq axis or the three-phase command unit, and the dead time compensation amount can be adjusted by the inverter applied voltage. Further, a dead time compensation value based on the motor rotation angle is calculated in real time, and the dead time compensation value corresponding to the motor rotation angle can be compensated on the dq axis or the three-phase voltage command value.
  • the conventional three-phase dead time compensation causes a problem of a compensation deviation at a specific phase current amplitude or a compensation deviation at a specific rotation speed. , Steering feeling worsened, etc.).
  • the conventional three-phase type dead time compensation in order to adjust the timing, it is necessary to consider the number of rotations and the amplitude of the phase current, and it is difficult to perform optimal adjustment in consideration of both.
  • the conventional three-phase type dead time compensation has a problem that it cannot be compensated accurately if the three-phase compensation waveform is not a rectangular wave.
  • the present invention proposes the present invention which is highly effective in a low-speed / medium-speed control state (low-speed / medium-speed steering state in EPS).
  • FIG. 5 shows the overall configuration of the present invention (first embodiment) corresponding to FIG. 3, and a dead time compensation unit 200 for calculating dead time compensation values vd * and vq * on the dq axis is provided.
  • a dead time compensation unit 200 for calculating dead time compensation values vd * and vq * on the dq axis is provided.
  • a q-axis steering assist command value (control assist command value) iqref corresponding to the steering assist command value Iref2 of FIG. 2 is input, and a motor rotation angle ⁇ and a motor rotation speed ⁇ are input.
  • the inverter applied voltage VR applied to the inverter 161 is input to the dead time compensation unit 200.
  • the inverter 161 receives a PWM signal (UPWM, VPWM, WPWM) from a PWM control circuit (not shown) in the PWM control unit 160.
  • the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * in which the maximum values of the steering assist command values idref and iqref are limited are input to the subtraction units 131d and 131q, respectively, and the feedback current id is output from the subtraction units 131d and 131q.
  • current deviations ⁇ id * and ⁇ iq * from iq are calculated.
  • the calculated current deviation ⁇ id * is input to the PI control unit 120d, and the calculated current deviation ⁇ iq * is input to the PI control unit 120q.
  • the PI-controlled d-axis voltage command value vd and q-axis voltage command value vq are respectively input to adders 121d and 121q, and dead time compensation values vd * and vq * from a dead time compensation unit 200 described later are added.
  • the compensated voltage values are input to the subtracting unit 141d and the adding unit 141q.
  • the voltage vd1 * from the dq non-interference control unit 140 is input to the subtraction unit 141d to obtain a voltage command value vd ** that is the difference between them, and the addition unit 141q is supplied from the dq non-interference control unit 140.
  • Voltage vq1 * is input, and a voltage command value vq ** is obtained as a result of the addition.
  • Voltage command values vd ** and vq ** compensated for dead time are converted from two phases of the dq axis to three phases of U phase, V phase and W phase, and a spatial vector modulation unit for superimposing the third harmonic 300 is input.
  • the three-phase voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * vector-modulated by the space vector modulation unit 300 are input to the PWM control unit 160, and the motor 100 passes through the PWM control unit 160 and the inverter 161 in the same manner as described above. Drive controlled.
  • the dead time compensation unit 200 includes a current control delay model 201, a compensation code estimation unit 202, multiplication units 203, 204d and 204q, an addition unit 221, a phase adjustment unit 210, an inverter applied voltage sensitive gain unit 220, an angle-dead time compensation value. It comprises function units 230U, 230V and 230W, multiplication units 231U, 231V and 231W, a three-phase AC / dq axis conversion unit 240, and a current command value sensitive gain unit 250.
  • the multiplication units 231U, 231V, and 231W and the three-phase AC / dq axis conversion unit 240 constitute a dead time compensation value output unit.
  • the current control delay model 201, the compensation code estimation unit 202, the current command value sensitive gain unit 250, and the multiplication unit 203 constitute a current command value sensitive gain calculation unit.
  • the detailed configuration of the dead time compensation unit 200 is shown in FIG. 6, and will be described below with reference to FIG.
  • the q-axis steering assist command value iqref is input to the current control delay model 201.
  • the delay of the entire current control is approximated as a first-order filter model to improve the phase difference.
  • the current control delay model 201 of the present embodiment is a first-order filter of the following formula 1, where T is a filter time constant.
  • the current control delay model 201 may be configured using a second-order or higher-order filter as a model.
  • the current command value Icm output from the current control delay model 201 is input to the current command value sensitive gain unit 250 and the compensation code estimation unit 202.
  • the dead time compensation amount may be overcompensated in the low current region, and the current command value sensitive gain unit 250 calculates a gain that lowers the compensation amount depending on the magnitude of the current command value Icm (steering assist command value iqref). have.
  • a noise reduction process is performed using a weighted average filter so that the gain that lowers the compensation amount does not vibrate due to noise from the current command value Icm (steering assist command value iqref).
  • the current command value sensitive gain unit 250 is configured as shown in FIG. 7, and the current command value Icm is an absolute value in the absolute value unit 251.
  • the absolute value of the absolute value is limited by the input limiting unit 252, and the absolute current command value of which the maximum value is limited is input to the weighted average filter 254 via the scale conversion unit 253.
  • the current command value Iam whose noise has been reduced by the weighted average filter 254 is added to the subtraction unit 255 and the subtraction unit 255 subtracts a predetermined offset OS.
  • the reason for subtracting the offset OS is to prevent chattering due to the minute current command value, and the input value below the offset OS is fixed to the minimum gain.
  • the offset OS is a constant value.
  • the current command value Ias obtained by subtracting the offset OS by the subtracting unit 255 is input to the gain unit 256, and a current command value sensitive gain Gc is output according to the gain characteristics as shown in FIG.
  • the current command value sensitive gain Gc output from the current command value sensitive gain unit 250 has a characteristic as shown in FIG. 9, for example, with respect to the input current command value Icm. That is, the gain is constant gain Gcc1 up to a predetermined current Icm1, increases linearly (or nonlinearly) from the predetermined current Icm1 to the predetermined current Icm2 (> Icm1), and maintains the constant gain Gcc2 above the predetermined current Icm2.
  • the predetermined current Icm1 may be zero.
  • the compensation code estimation unit 202 outputs a positive (+1) or negative ( ⁇ 1) compensation code SN with hysteresis characteristics shown in FIGS. 10 (A) and 10 (B) with respect to the input current command value Icm.
  • the compensation code SN is estimated based on the point where the current command value Icm crosses zero, but has hysteresis characteristics to suppress chattering.
  • the estimated compensation code SN is input to the multiplication unit 203. Note that the positive / negative threshold value of the hysteresis characteristic can be changed as appropriate.
  • the current command value sensitive gain Gcs is input to the multipliers 204d and 204q.
  • the voltage sensitive gain Gv corresponding to the inverter applied voltage VR is calculated to vary the dead time compensation amount.
  • the inverter applied voltage sensitive gain unit 220 that inputs the inverter applied voltage VR and outputs the voltage sensitive gain Gv is configured as shown in FIG. 11, and the inverter applied voltage VR is limited to the maximum value by the input limiting unit 221. Is applied to the inverter application voltage / dead time compensation gain conversion table 222.
  • the characteristics of the inverter applied voltage / dead time compensation gain conversion table 222 are as shown in FIG. 12, for example.
  • the inverter applied voltages 9.0V and 15.0V at the inflection points and the voltage sensitive gains “0.7” and “1.2” are examples, and can be appropriately changed.
  • the calculated voltage sensitive gain Gv is input to the multipliers 231U, 231V, and 231W.
  • the phase adjustment unit 210 is provided for the function of calculating the adjustment angle according to the motor rotation speed ⁇ when it is desired to make the dead time compensation timing earlier or later depending on the motor rotation speed ⁇ . is doing.
  • the phase adjustment unit 210 has characteristics as shown in FIG. 13 in the case of the advance angle control, and the calculated phase adjustment angle ⁇ is input to the addition unit 221 and added to the detected motor rotation angle ⁇ .
  • the angle-dead time compensation value function units 230U, 230V, and 230W are 120 [deg] in the electric angle range of 0 to 359 [deg] with respect to the phase-adjusted motor rotation angle ⁇ m.
  • Each phase dead time reference compensation value Udt, Vdt, and Wdt of a rectangular wave with a phase shift is output.
  • the angle-dead time compensation value function units 230U, 230V, and 230W use the dead time reference compensation value required for the three phases as a function of the angle, and calculate the ECU in real time to calculate the three-phase dead time reference compensation value.
  • Udt, Vdt, and Wdt are output.
  • the angle function of the dead time reference compensation value differs depending on the dead time characteristic of the ECU.
  • the dead time reference compensation values Udt, Vdt, and Wdt are input to the multipliers 231U, 231V, and 231W, respectively, and are multiplied by the voltage sensitive gain Gv.
  • the three-phase AC / dq axis converter 240 converts the three-phase dead time compensation values Udtc, Vdtc, and Wdtc into the two-phase dq axis dead time compensation values vda * and vqa * in synchronization with the motor rotation angle ⁇ m. To do. Dead time compensation values vda * and vqa * are input to multiplication sections 204d and 204q, respectively, and multiplied by a current command value sensitive gain Gcs.
  • the multiplication results in the multiplication units 204d and 204q are the dead time compensation values vd * and vq *, and the dead time compensation values vd * and vq * are added to the voltage command values vd and vq in the addition units 121d and 121q, respectively, and the subtraction unit
  • the voltage command values vd ** and vq ** are input to the space vector modulation unit 300 through 141d and the addition unit 141q.
  • the dead time compensation value is a three-phase function corresponding to the motor rotation angle (electrical angle), and the three-phase / dq axis conversion is performed to feed forward the voltage command value on the dq axis. It is the composition which compensates with.
  • the steering assist command value of the dq axis is used, and the compensation amount is variable so as to be an optimum value depending on the magnitude of the steering assist command value iqref and the magnitude of the inverter applied voltage VR. Yes.
  • the space vector modulation unit 300 converts the two-phase voltages (vd **, vq **) in the dq-axis space into three-phase voltages (Vua, Vva, Vwa), and converts the three-phase voltages (Vua, Vva, Vwa) as long as it has a function of superimposing the third-order harmonic, for example, a space vector modulation method proposed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2017-70066 and WO / 2017/098840 by the present applicant. May be used.
  • the space vector modulation performs coordinate conversion as shown below based on the voltage command values vd ** and vq ** in the dq axis space, the motor rotation angle ⁇ , and the sector number n (# 1 to # 6).
  • the switching pattern S1 to S6 corresponding to the sectors # 1 to # 6, which controls ON / OFF of the FETs (upper arms Q1, Q3, Q5, lower arms Q2, Q4, Q6) of the bridge configuration, are used for the motor. By supplying, it has a function of controlling the rotation of the motor.
  • the voltage command values vd ** and vq ** are coordinate-converted into voltage vectors V ⁇ and V ⁇ in the ⁇ - ⁇ coordinate system based on Equation 2.
  • FIG. 16 shows the relationship between the coordinate axes used for this coordinate conversion and the motor rotation angle ⁇ .
  • Equation 3 there is a relationship as shown in Equation 3 between the target voltage vector in the dq coordinate system and the target voltage vector in the ⁇ - ⁇ coordinate system, and the absolute value of the target voltage vector V is stored.
  • the output voltage of the inverter is changed to eight kinds of discrete reference output voltage vectors V0 to V7 shown in the space vector diagram of FIG. 17 according to the switching patterns S1 to S6 of the FETs (Q1 to Q6).
  • the selection of the reference output voltage vectors V0 to V7 and the generation time thereof are controlled.
  • the space vector can be divided into six sectors # 1 to # 6 using six regions sandwiched between adjacent reference output voltage vectors, and the target voltage vector V is set to the sector # 1 to # 6. It belongs to any one and can be assigned a sector number.
  • the target voltage vector V which is a combined vector of V ⁇ and V ⁇ , exists in the sector as shown in FIG. 17 divided into regular hexagons in the ⁇ - ⁇ space depends on ⁇ of the target voltage vector V. It can be determined based on the rotation angle ⁇ in the ⁇ coordinate system.
  • FIG. 18 shows switching pulses in the ON / OFF signals S1 to S6 (switching patterns) for the FET in order to output the target voltage vector V from the inverter in the digital control by the inverter switching patterns S1, S3 and S5 in the space vector control.
  • a basic timing chart for determining the width and its timing is shown. Space vector modulation is performed within the sampling period Ts every prescribed sampling period Ts, and the calculation result is converted into each switching pulse width and timing in the switching patterns S1 to S6 in the next sampling period Ts. And output.
  • Signals S1, S3, and S5 indicate gate signals of the FETs Q1, Q3, and Q5 corresponding to the upper arm.
  • the horizontal axis indicates time, and Ts corresponds to the switching period and is divided into 8 periods, and T0 / 4, T1 / 2, T2 / 2, T0 / 4, T0 / 4, T2 / 2, T1 / 2 And T0 / 4.
  • the periods T1 and T2 are times depending on the sector number n and the rotation angle ⁇ , respectively.
  • the dead time compensation of this embodiment is applied to the dq axis, and the dead time compensation value waveform (U phase waveform) obtained by converting only the dead time compensation value by dq axis / 3 phase is a broken line in FIG. As a result, the third-order component is removed. The same applies to the V phase and the W phase.
  • space vector modulation instead of dq axis / 3-phase conversion, it is possible to superimpose third-order harmonics on a three-phase signal, and to compensate for third-order components that are lost due to three-phase conversion. It is possible to generate an ideal dead time compensation value waveform as shown by the solid line in FIG.
  • FIG. 20 and 21 are simulation results showing the effects of this embodiment, and FIG. 20 shows the U-phase current, d-axis current, and q-axis current when there is no dead time compensation.
  • FIG. 20 shows the U-phase current, d-axis current, and q-axis current when there is no dead time compensation.
  • FIG. 22 shows the overall configuration of the present invention (second embodiment) corresponding to FIG. 5, and a dead time compensation unit 200A for calculating dead time compensation values vd * and vq * on the dq axis is provided.
  • the detailed configuration of the dead time compensation unit 200A is shown in FIG. 23, and will be described below with reference to FIG.
  • the dead time compensation unit 200A includes a current control delay model 201, a compensation code estimation unit 202, a phase adjustment unit 210, an inverter applied voltage sensitive gain unit 220, an addition unit 221 and a multiplication that perform the same configuration and operation as in the first embodiment.
  • Units 203, 204d and 204q, and a current command value sensitive gain unit 250 are provided.
  • the d-axis angle-dead time compensation value reference table 260d for inputting the motor rotation angle ⁇ m from the adder 221 and outputting the d-axis dead time reference compensation value vda
  • the q-axis A q-axis angle-dead time compensation value reference table 260q for outputting the dead time reference compensation value vqa is provided.
  • the dead time reference compensation values vda and vqa are respectively input to the multipliers 205d and 205q, multiplied by the voltage sensitive gain Gv from the inverter applied voltage sensitive gain unit 220, and the dead time compensated value vdb multiplied by the voltage sensitive gain Gv and vqb is input to the multipliers 204d and 204q, respectively.
  • the current command value sensitive gain Gcs is input to the multipliers 204d and 204q, and dead time compensation values vd * and vq *, which are the results of multiplying the dead time compensation values vdb and vqb by the current command value sensitive gain Gcs, are output. Is done.
  • the angle-dead time compensation value reference tables 260d and 260q calculate a dead time compensation value that is a function of the angle required for the three phases off-line, as shown in detail in FIG. Convert to time compensation value. That is, as described in the first embodiment, the angle-dead-time compensation value function units 230U, 230V, and 230W have an electrical angle in the range of 0 to 359 [deg] with respect to the motor rotation angle ⁇ m phase-adjusted. Each phase dead time reference compensation value Udt, Vdt and Wdt of a rectangular wave whose phase is shifted by 120 [deg] is output.
  • the angle-dead time compensation value function units 230U, 230V, and 230W calculate the dead time reference compensation values required for the three phases offline as a function of the angle, and output the dead time reference compensation values Udt, Vdt, and Wdt. .
  • the angle functions of the dead time reference compensation values Udt, Vdt, and Wdt differ depending on the dead time characteristics of the ECU.
  • the dead time reference compensation values Udt, Vdt, and Wdt are input to the three-phase AC / dq axis conversion unit 261, and output to the d axis dead time compensation value DTd and q axis dead time compensation value DTq of the output waveform as shown in FIG. Converted.
  • the angle-dead time compensation value reference tables 260d and 260q by the angle ( ⁇ m) input are generated. As shown in FIG.
  • the d-axis angle-dead time compensation value reference table 260d has a sawtooth wave output voltage characteristic (d-axis dead time reference compensation value) with respect to the motor rotation angle ⁇ m, and q-axis
  • the angle-dead time compensation value reference table 260q has an output voltage characteristic (q-axis dead time reference compensation value) of a wave shape with an offset voltage added.
  • the dead time reference compensation values vda and vqa from the angle-dead time compensation value reference tables 260d and 260q are input to the multipliers 205d and 205q, respectively, and multiplied by the voltage sensitive gain Gv.
  • the dq axis dead time compensation values vdb and vqb multiplied by the voltage sensitive gain Gv are respectively input to the multipliers 204d and 204q and multiplied by the current command value sensitive gain Gcs.
  • the dead time compensation values vd * and vq * from the multipliers 204d and 204q are added to the voltage command values vd and vq by the adders 121d and 121q, respectively, and after passing through the subtractor 141d and the adder 141q, the voltage command value vd ** And vq ** are input to the space vector modulation unit 300.
  • the dead time compensation value is calculated by the function of the function corresponding to the motor rotation angle (electrical angle) -dead time compensation value reference table, and the dead time compensation value is converted into the voltage command value on the dq axis. It is configured to compensate by direct feedforward.
  • the steering assist command value iqref
  • the compensation amount is variable so as to be an optimum magnitude depending on the magnitude of the steering assist command value and the magnitude of the inverter applied voltage.
  • FIG. 26 and 27 show the results of the bench test apparatus simulating an actual vehicle showing the effect of the second embodiment with respect to the U phase
  • FIG. 26 shows the U phase current, the d-axis current and the dead time compensation without dead time compensation.
  • the q-axis current is shown.
  • FIG. 28 a third embodiment of the present invention is shown in FIG. 28 corresponding to FIG. Details of the dead time compensation unit 200B are shown in FIG.
  • the dead time compensation unit 200B calculates three-phase dead time compensation values Vum, Vvm, and Vwm, and the dead time compensation values Vum, Vvm, and Vwm are obtained from the three-phase voltage command from the space vector modulation unit 300. It is added to the values Vu *, Vv * and Vw * to compensate for dead time.
  • a compensation value adjustment unit 270 including multiplication units 271U, 271V, and 271W is provided.
  • Dead time compensation values Udtc, Vdtc, and Wdtc from the multiplication units 231U, 231V, and 231W are multiplication units 271U, 271V.
  • the multiplication result of the current command value sensitive gain Gcs is output as dead time compensation values Vum, Vvm, and Vwm, and three-phase voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * after space vector modulation and adding units 310U and 310V, respectively.
  • 310W Voltage command values Vuc *, Vvc *, and Vwc * as addition results are input to the PWM controller 160.
  • the dead time compensation value is a three-phase function corresponding to the motor rotation angle (electrical angle), and is directly compensated by feedforward to the three-phase voltage command value.
  • the steering assist command value of the dq axis is used, and the compensation amount is variable depending on the magnitude of the steering assist command value and the magnitude of the inverter applied voltage.
  • FIG. 30 and 31 are simulation results showing the effect of the present embodiment for the U phase
  • FIG. 30 shows the U phase current, the d-axis current, and the q-axis current when there is no dead time compensation.
  • phase In the middle speed / high speed steering area, it is necessary to pass a current through the d-axis to improve the tracking ability. At this time, the phase of the phase current fluctuates with respect to the motor rotation angle (electrical angle) in accordance with the d-axis current amount. If dead time compensation is applied by feed-forward according to the motor rotation angle in a state where current flows through the d-axis, the dead time compensation timing for the phase current may be shifted, leading to torque ripple.
  • the function of calculating the phase difference (variation angle) between the motor rotation angle and the phase current from the d-axis current command value and the q-axis current command value and correcting the phase of the motor rotation angle hereinafter referred to as “phase”.
  • Correction function ”
  • dead time compensation using the motor rotation angle (phase correction rotation angle) phase-corrected by the phase correction function enables dead time compensation with little timing deviation.
  • FIG. 32 shows a configuration example (fourth embodiment) in which a phase correction function is added to the first embodiment, corresponding to FIG. 5, and the dead time compensation unit 200C executes the phase correction function.
  • An axial current factor phase correction calculation unit 280 is provided. Details of the dead time compensator 200C are shown in FIG. 33.
  • the motor current rotation angle ⁇ m, the d-axis current command value id *, and the q-axis current command value iq * are input to the shaft current factor phase correction calculation unit 280.
  • the phase correction rotation angle ⁇ d output from the current factor phase correction calculation unit 280 is input to the angle-dead time compensation value function units 230U, 230V, and 230W.
  • the shaft current factor phase correction calculation unit 280 calculates a current ratio from the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq *, and performs a calculation by an arctangent function (hereinafter referred to as “arctan calculation”). Thus, the fluctuation angle of the phase current caused by the d-axis current is calculated. Then, the calculated fluctuation angle is added to the motor rotation angle ⁇ m, rollover processing is performed, and the phase correction rotation angle ⁇ d is output.
  • a configuration example of the shaft current factor phase correction calculation unit 280 is shown in FIG. 34.
  • the shaft current factor phase correction calculation unit 280 includes absolute value units 281 and 282, a zero division prevention limit unit 283, and a dq axis current ratio calculation unit 284. , An input restriction unit 285, a fluctuation angle calculation unit 286, a sign determination unit 287, a rollover processing unit 288, a multiplication unit 289A, and an addition unit 289B.
  • the dq axis current ratio calculation unit 284 calculates a current ratio Rdq from the d axis current command value and the q axis current command value.
  • the absolute values 281 and 282 calculate the absolute values of the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq *, respectively, and further the q-axis current command value serving as the denominator in the current ratio Rdq calculation.
  • the absolute value of the q-axis current command value iq * is limited by the zero division prevention limiting unit 283.
  • the upper limit value is limited to a maximum detection value (for example, 200 A), and the lower limit value is set to a minimum detection value other than 0 (for example, 0.05 A).
  • the dq-axis current ratio calculation unit 284 calculates the current ratio Rdq.
  • the input limiting unit 285 limits the calculation range as a limit value so that the current ratio Rdq that is the target of the arctan calculation does not fall outside the calculation range.
  • the fluctuation angle calculation unit 286 performs arctan calculation on the current ratio Rdq restricted by the input restriction unit 285 to calculate the fluctuation angle d ⁇ .
  • the arctan calculation is processed off-line, and a table in which the unit of the calculation result is converted from rad (radian) to deg (degree) is created, and the fluctuation angle calculation unit 286 To keep.
  • the fluctuation angle calculation unit 286 calculates the fluctuation angle d ⁇ from the current ratio Rdq based on the created table. If there is no problem in the processing load of the CPU, the arctan calculation and unit conversion may be executed online to calculate the fluctuation angle d ⁇ .
  • the variation angle d ⁇ is input to the multiplication unit 289A.
  • the sign determination unit 287 receives the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq *, and outputs “ ⁇ ” if the signs are different, and outputs “+” if they match.
  • the output value from the sign determination unit 287 is input to the multiplication unit 289A, multiplied by the variation angle d ⁇ by the multiplication unit 289A, and the multiplication result is input to the addition unit 289B as the variation angle d ⁇ ′.
  • the addition unit 289B adds the fluctuation angle d ⁇ ′ to the motor rotation angle ⁇ m, thereby correcting the phase of the motor rotation angle ⁇ m and calculating the phase correction rotation angle ⁇ d0.
  • the phase correction rotation angle ⁇ d0 is input to the rollover processing unit 288 in order to perform rollover processing with an angle of 0 to 360 deg.
  • the rollover processing unit 288 performs rollover processing in units of 360 deg with respect to the phase correction rotation angle ⁇ d0, that is, processing for obtaining a remainder obtained by dividing the value of the phase correction rotation angle ⁇ d0 by 360, and outputs the processing result to the phase
  • the corrected rotation angle ⁇ d is output.
  • the shaft current factor phase correction calculation unit 280 corrects the phase of the motor rotation angle ⁇ m using the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq *, thereby correcting the phase.
  • the rotation angle ⁇ d is calculated.
  • FIGS. 35 to 38 show the results without phase correction
  • FIGS. 39 to 42 show the results with phase correction.
  • 35 and 39 show the motor rotation angle (FIG. 35) or phase correction rotation angle (FIG. 39), U-phase current, d-axis current and q-axis current
  • FIGS. 36 and 40 show U-phase current and The U-phase dead time compensation value
  • FIGS. 37 and 41 show the U-phase current and d-axis dead time compensation value
  • FIGS. 38 and 42 show the U-phase current and q-axis dead time compensation value, respectively. .
  • FIG. 43 shows a configuration example (fifth embodiment) in which a phase correction function is added to the third embodiment, corresponding to FIG. 28, and the dead time compensator 200 ⁇ / b> D is similar to the fourth embodiment.
  • an axis current factor phase correction calculation unit 280 that executes a phase correction function is provided. Details of the dead time compensation unit 200C are shown in FIG. 33, and the shaft current factor phase correction calculation unit 280 performs a phase correction function with the same configuration and operation as in the fourth embodiment.
  • the multiplication units 231U, 231V, and 231W constitute a dead time compensation value output unit.
  • the motor control device mounted on the electric power steering device is described.

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Abstract

【課題】ベクトル制御方式のモータ制御装置において、チューニング作業もなく、インバータのデッドタイムを補償し、電流波形の歪み改善と電流制御の応答性の向上を図り、音や振動、トルクリップルを抑制する。 【解決手段】ｄｑ軸の制御補助指令値を演算し、制御補助指令値からｄｑ軸電流指令値を演算し、ｄｑ軸電流指令値を３相のDuty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御するベクトル制御方式のモータ制御装置において、ｄｑ軸電流指令値を用いて位相補正されたモータ回転角に基づいて３相デッドタイム基準補償値を演算し、３相デッドタイム基準補償値をゲイン及び符号等で処理したデッドタイム補償値を、ｄｑ軸電圧指令値若しくは３相電圧指令値に加算してインバータのデッドタイム補償を行う。

Description

モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置
　本発明は、３相ブラシレスモータの駆動をｄｑ軸回転座標系でベクトル制御すると共に、モータ回転角（電気角）の関数（ｄｑ軸角度若しくは３相角度－デッドタイム補償値基準テーブル）に基づいてインバータのデッドタイムを補償して、滑らかで、異音を抑制したモータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置に関する。
　モータ制御装置を搭載した装置として、車両のステアリング機構にモータの回転力で操舵補助力（アシスト力）を付与する電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）、電気自動車、工作機械などがある。電動パワーステアリング装置は、アクチュエータとしてのモータの駆動力を、減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に操舵補助力として付与するようになっている。かかる従来の電動パワーステアリング装置は、操舵補助力のトルクを正確に発生させるため、モータ電流のフィードバック制御を行っている。フィードバック制御は、操舵補助指令値（電流指令値）とモータ電流検出値との差が小さくなるようにモータ印加電圧を調整するものであり、モータ印加電圧の調整は、一般的にＰＷＭ（パルス幅変調）制御のDutyの調整で行っている。
　電動パワーステアリング装置の一般的な構成を図１に示して説明すると、ハンドル１のコラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４ａ及び４ｂ、ピニオンラック機構５、タイロッド６ａ，６ｂを経て、更にハブユニット７ａ，７ｂを介して操向車輪８Ｌ，８Ｒに連結されている。また、コラム軸２には、ハンドル１の舵角θを検出する舵角センサ１４と、ハンドル１の操舵トルクＴｈを検出するトルクセンサ１０とが設けられており、ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０が減速ギア３を介してコラム軸２に連結されている。電動パワーステアリング装置を制御するコントロールユニット（ＥＣＵ）３０には、バッテリ１３から電力が供給されると共に、イグニションキー１１を経てイグニションキー信号が入力される。コントロールユニット３０は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｈと車速センサ１２で検出された車速Ｖｓとに基づいてアシスト（操舵補助）指令の電流指令値の演算を行い、演算された電流指令値に補償等を施した電圧制御指令値Ｖｒｅｆによってモータ２０に供給する電流を制御する。舵角センサ１４は必須のものではなく、配設されていなくても良く、モータ２０に連結されたレゾルバ等の回転センサから舵角（モータ回転角）θを得ることもできる。
　コントロールユニット３０には、車両の各種情報を授受するＣＡＮ（Controller　Area　Network）４０が接続されており、車速ＶｓはＣＡＮ４０から受信することも可能である。また、コントロールユニット３０には、ＣＡＮ４０以外の通信、アナログ／ディジタル信号、電波等を授受する非ＣＡＮ４１も接続可能である。
　このような電動パワーステアリング装置において、コントロールユニット３０は主としてＣＰＵ(Central　Processing　Unit)（ＭＰＵ（Micro　Processor　Unit）やＭＣＵ（Micro　Controller　Unit）等を含む）で構成されるが、そのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される一般的な機能を示すと、例えば図２に示されるような構成となっている。
　図２を参照してコントロールユニット３０の機能及び動作を説明すると、トルクセンサ１０からの操舵トルクＴｈ及び車速センサ１２からの車速Ｖｓは操舵補助指令値演算部３１に入力され、操舵補助指令値演算部３１は操舵トルクＴｈ及び車速Ｖｓに基づいてアシストマップ等を用いて操舵補助指令値Ｉｒｅｆ１を演算する。演算された操舵補助指令値Ｉｒｅｆ１は加算部３２Ａで、特性を改善するための補償部３４からの補償信号ＣＭと加算され、加算された操舵補助指令値Ｉｒｅｆ２が電流制限部３３で最大値を制限され、最大値を制限された電流指令値Ｉｒｅｆｍが減算部３２Ｂに入力され、モータ電流検出値Ｉｍと減算される。
　減算部３２Ｂでの減算結果である偏差ΔＩ（＝Ｉｒｅｆｍ－Ｉｍ）はＰＩ（Proportional-Integral）制御部３５でＰＩ（比例積分）等の電流制御をされ、電流制御された電圧制御指令値Ｖｒｅｆが変調信号（三角波キャリア）ＣＦと共にＰＷＭ制御部３６に入力されてDuty指令値を演算され、Duty指令値を演算されたＰＷＭ信号でインバータ３７を介してモータ２０をＰＷＭ駆動する。モータ２０のモータ電流値Ｉｍはモータ電流検出器３８で検出され、減算部３２Ｂに入力されてフィードバックされる。
　補償部３４は、検出若しくは推定されたセルフアライニングトルク（ＳＡＴ）を加算部３４４で慣性補償値３４２と加算し、その加算結果に更に加算部３４５で収れん性制御値３４１を加算し、その加算結果を補償信号ＣＭとして加算部３２Ａに入力し、特性改善を実施する。
　近年、電動パワーステアリング装置等のアクチュエータは３相ブラシレスモータが主流となっていると共に、電動パワーステアリング装置は車載製品であるため、稼動温度範囲が広く、フェールセーフの観点からモータを駆動するインバータは家電製品を代表とする一般産業用と比較して、デッドタイムを大きく（産業用機器＜ＥＰＳ）する必要がある。一般にスイッチング素子（例えばＦＥＴ（Field-Effect　Transistor））にはＯＦＦの際に遅れ時間があるため、上下アームのスイッチング素子のＯＦＦ／ＯＮ切り換えを同時に行うと、直流リンクを短絡する状況になり、これを防ぐため、上下アーム両方のスイッチング素子がＯＦＦになる時間（デッドタイム）を設けている。
　その結果、電流波形が歪み、電流制御の応答性や操舵感が悪化する。例えばハンドルがオンセンター付近にある状態でゆっくり操舵すると、トルクリップル等による不連続な操舵感などが生じる。また、中・高速操舵時におけるモータの逆起電圧や、巻線間の干渉電圧が電流制御に対して外乱として作用するため、転追性や切り返し操舵時の操舵感を悪化させている。
　３相ブラシレスモータのロータの座標軸であるトルクを制御するｑ軸と、磁界の強さを制御するｄ軸とを独立に設定し、ｄｑ軸が９０°の関係にあることから、そのベクトルで各軸に相当する電流（ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値）を制御するベクトル制御方式が知られている。
　図３は、ベクトル制御方式で３相ブラシレスモータ１００を駆動制御する場合の構成例を示しており、操舵トルクＴｈ、車速Ｖｓ等に基づいて２軸（ｄｑ軸座標系）の操舵補助指令値（Iref2（idref、iqref））（制御補助指令値）が演算され、最大値を制限された２軸のｄ軸電流指令値id*及びｑ軸電流指令値iq*はそれぞれ減算部１３１ｄ及び１３１ｑに入力され、減算部１３１ｄ及び１３１ｑで求められた電流偏差Δid*及びΔiq*はそれぞれＰＩ制御部１２０ｄ及び１２０ｑに入力される。ＰＩ制御部１２０ｄ及び１２０ｑでＰＩ制御された電圧指令値vd及びvqは、それぞれ減算部１４１ｄ及び加算部１４１ｑに入力され、減算部１４１ｄ及び加算部１４１ｑで求められた指令電圧Δvd及びΔvqはｄｑ軸／３相交流変換部１５０に入力される。ｄｑ軸／３相交流変換部１５０で３相に変換された電圧指令値Vu*、Vv*及びVw*はＰＷＭ制御部１６０に入力され、演算された３相のDuty指令値（Dutyu、Dutyv、Dutyw）に基づくＰＷＭ信号ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ及びＷＰＷＭにより、図４に示すような上下アームのブリッジ構成で成るインバータ（インバータ印加電圧ＶＲ）１６１を介してモータ１００が駆動される。上側アームはスイッチング素子としてのＦＥＴＱ１、Ｑ３及びＱ５で構成され、下側アームはＦＥＴＱ２、Ｑ４及びＱ６で構成されている。
　モータ１００の３相モータ電流iu、iv及びiwは電流検出器１６２で検出され、検出された３相モータ電流iu、iv及びiwは３相交流／ｄｑ軸変換部１３０に入力され、３相交流／ｄｑ軸変換部１３０で変換された２相のフィードバック電流id及びiqはそれぞれ減算部１３１ｄ及び１３１ｑに減算入力されると共に、ｄ－ｑ非干渉制御部１４０に入力される。また、モータ１００には回転センサ等が取り付けられており、センサ信号を処理する角度検出部１１０からモータ回転角θ及びモータ回転数（回転速度）ωが出力される。モータ回転角θはｄｑ軸／３相交流変換部１５０及び３相交流／ｄｑ軸変換部１３０に入力され、モータ回転数ωはｄ－ｑ非干渉制御部１４０に入力される。ｄ－ｑ非干渉制御部１４０からの２相の電圧vd1*及びvq1*はそれぞれ減算部１４１ｄ及び加算部１４１ｑに入力され、減算部１４１ｄ及び加算部１４１ｑで指令電圧Δvd及びΔvqが算出される。指令電圧Δvd及びΔvqがｄｑ軸／３相交流変換部１５０に入力され、ＰＷＭ制御部１６０及びインバータ１６１を介してモータ１００が駆動される。
　このようなベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置は、運転者の操舵をアシストする装置であると同時に、モータの音や振動、トルクリップル等はハンドルを介して運転者へ力の感覚として伝達される。インバータを駆動するパワーデバイスは一般的にＦＥＴが用いられており、モータへ通電を行うが、３相モータの場合には、図４に示されるように相毎に上下アームの直列接続されたＦＥＴが用いられている。上下アームのＦＥＴは交互にＯＮ／ＯＦＦを繰り返すが、ＦＥＴは理想スイッチではなく、ゲート信号の指令通りに瞬時にＯＮ／ＯＦＦせず、ターンオン時間やターンオフ時間を要する。このため、上側アームＦＥＴへのＯＮ指令と下側アームのＯＦＦ指令が同時になされると、上側アームＦＥＴと下側アームＦＥＴが同時にＯＮになって、上下アームが短絡する問題がある。ＦＥＴのターンオン時間とターンオフ時間には差があり、同時にＦＥＴに指令を出した場合、上側アームＦＥＴにＯＮ指令を出してターンオン時間が短い場合（例えば１００ｎｓ）、直ぐにＦＥＴがＯＮになり、下側アームＦＥＴにＯＦＦ指令を出してもターンオフ時間が長い場合（例えば４００ｎｓ）、直ぐにＦＥＴがＯＦＦにならず、瞬間的に上側アームＦＥＴがＯＮ、下側アームＦＥＴがＯＮになる状態（例えば、１００ｎｓ－４００ｎｓ間、ＯＮ－ＯＮ）が発生することがある。
　そこで、上側アームＦＥＴと下側アームＦＥＴが同時にＯＮすることの無い様に、ゲート駆動回路にデッドタイムという所定時間をおいてＯＮ信号を与えることが行われる。このデッドタイムは非線形であるため電流波形は歪み、制御の応答性能が悪化し、音や振動、リップルが発生する。コラム式電動パワーステアリング装置の場合、ハンドルと鋼製のコラム軸で接続されるギアボックスに直結されるモータの配置が、その構造上運転者に極めて近い位置となっているため、モータに起因する音、振動、トルクリップル等には、下流アシスト方式の電動パワーステアリング装置に比べて、特に配慮する必要がある。
　インバータのデッドタイムを補償する手法では、従来はデッドタイムが発生するタイミングを検出して補償値を足し込んだり、電流制御におけるｄｑ軸上の外乱オブザーバによってデッドタイムを補償したりしている。
　インバータのデッドタイムを補償する電動パワーステアリング装置は、例えば特許第４６８１４５３号公報（特許文献１）、特開２０１５－１７１２５１号公報（特許文献２）に開示されている。特許文献１では、モータ、インバータを含む電流制御ループのリファレンスモデル回路に電流指令値を入力して電流指令値を基にモデル電流を作成し、モデル電流を基にインバータのデッドタイムの影響を補償するデッドバンド補償回路を備えている。また、特許文献２では、Duty指令値に対してデッドタイム補償値に基づく補正を行うデッドタイム補償部を備え、電流指令値に基づいてデッドタイム補償値の基礎値である基本補償値を演算する基本補償値演算部と、基本補償値に対してＬＰＦ（Low　Pass　Filter）に対応するフィルタリング処理を施すフィルタ部とを有している。
特許第４６８１４５３号公報 特開２０１５－１７１２５１号公報
　特許文献１の装置は、ｑ軸電流指令値の大きさによるデッドタイム補償量の計算と３相電流リファレンスモデルとを使用して、補償符号を推定する方式である。補償回路の出力値が、所定の固定値以下ではモデル電流に比例する変化値であり、所定の固定値以上では、固定値とモデル電流に比例する変化値の加算値であり、電流指令から電圧指令へと出力されるが、所定の固定値を出力するヒステリシス特性を決めるためのチューニング作業が必要である。
　また、特許文献２の装置は、デッドタイム補償値を決定する際、ｑ軸電流指令値とそれをＬＰＦ処理した補償値とでデッドタイム補償を行っており、遅れが生じ、モータへの最終的な電圧指令に対して、デッドタイム補償値を操作するものではないという問題がある。
　本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、ベクトル制御方式のモータ制御装置において、チューニング作業もなく、インバータのデッドタイムを補償し、電流波形の歪み改善と電流制御の応答性の向上を図り、音や振動、トルクリップルを抑制したモータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置を提供することにある。
　本発明は、ｄｑ軸の制御補助指令値を演算し、前記制御補助指令値からｄｑ軸電流指令値を演算し、前記ｄｑ軸電流指令値を３相のDuty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御するベクトル制御方式のモータ制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記ｄｑ軸電流指令値を用いて位相補正されたモータ回転角に基づいて３相デッドタイム基準補償値を演算し、前記３相デッドタイム基準補償値をゲイン及び符号で処理すると共に、３相／ｄｑ軸変換してｄｑ軸デッドタイム補償値を求め、前記ｄｑ軸電流指令値を処理したｄｑ軸電圧指令値に前記ｄｑ軸デッドタイム補償値を加算して前記インバータのデッドタイム補償を行うことにより、
或いは、前記ｄｑ軸電流指令値を用いて位相補正されたモータ回転角に基づいて３相デッドタイム基準補償値を演算し、前記３相デッドタイム基準補償値をゲイン及び符号で処理した３相デッドタイム補償値を求め、ｄｑ軸空間ベクトル変調後の３相電圧指令値に前記３相デッドタイム補償値を加算して前記インバータのデッドタイム補償を行うことにより、
或いは、前記ｄｑ軸電流指令値を用いてモータ回転角を位相補正して位相補正回転角を演算する軸電流要因位相補正演算部と、前記位相補正回転角に基づいて３相デッドタイム基準補償値を演算する角度－デッドタイム補償値関数部と、インバータ印加電圧に基づいて電圧感応ゲインを演算するインバータ印加電圧感応ゲイン部と、前記３相デッドタイム基準補償値に前記電圧感応ゲインを乗算してｄｑ軸に変換してｄｑ軸デッドタイム補償値を出力するデッドタイム補償値出力部とを備え、前記ｄｑ軸電流指令値を処理したｄｑ軸電圧指令値に前記ｄｑ軸デッドタイム補償値を加算して前記インバータのデッドタイム補償を行うことにより、
或いは、前記ｄｑ軸電流指令値を空間ベクトル変調して３相電圧指令値とする空間ベクトル変調部と、前記ｄｑ軸電流指令値を用いてモータ回転角を位相補正して位相補正回転角を演算する軸電流要因位相補正演算部と、前記位相補正回転角に基づいて３相デッドタイム基準補償値を演算する角度－デッドタイム補償値関数部と、インバータ印加電圧に基づいて電圧感応ゲインを演算するインバータ印加電圧感応ゲイン部と、前記３相デッドタイム基準補償値に前記電圧感応ゲインを乗算して第１の３相デッドタイム補償値を出力するデッドタイム補償値出力部と、前記操舵補助指令値に応じて前記第１の３相デッドタイム補償値の補償量を可変する電流指令値感応ゲインを演算する電流指令値感応ゲイン演算部とを備え、前記第１の３相デッドタイム補償値に前記電流指令値感応ゲインを乗算して第２の３相デッドタイム補償値を求め、前記３相電圧指令値に前記第２の３相デッドタイム補償値を加算して前記インバータのデッドタイム補償を行うことにより達成される。
　また、車両の操舵機構にアシストトルクを付与する電動パワーステアリング装置に上記モータ制御装置のいずれかを搭載することにより、上記本発明の目的が達成される。
　本発明のモータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置によれば、モータ回転角（電気角）の関数に基づいてインバータのデッドタイム補償値を演算し、デッドタイム補償値をｄｑ軸上の電圧指令値に加算（フィードフォワード）で補償している。これにより、チューニング作業もなく、インバータのデッドタイムを補償し、電流波形の歪み改善と電流制御の応答性の向上を図ることができる。また、デッドタイム補償値の大きさ及び方向を制御補助指令値（iqref）により調整して可変し、過補償にならないようにしている。
　モータ回転角（電気角）の関数に基づくデッドタイム補償により制御が滑らかになるので、モータの音や振動、トルクリップルを抑制することができる。また、本発明は、モータ角度と３相電流の位相が合う低速及び中速操舵の領域において補償精度が高く、３相の補償波形が矩形波でない場合においても補償可能である。
一般的な電動パワーステアリング装置の概要を示す構成図である。 電動パワーステアリング装置の制御系の構成例を示すブロック図である。 ベクトル制御方式の構成例を示すブロック図である。 一般的なインバータの構成例を示す結線図である。 本発明の構成例（第１実施形態）を示すブロック図である。 本発明に係るデッドタイム補償部の構成例（第１実施形態）を詳細に示すブロック図である。 電流指令値感応ゲイン部の構成例を示すブロック図である。 電流指令値感応ゲイン部内のゲイン部の特性例を示す特性図である。 電流指令値感応ゲイン部の特性例を示す特性図である。 補償符号推定部の動作例を示す波形図である。 インバータ印加電圧感応ゲイン部の構成例を示すブロック図である。 インバータ印加電圧感応ゲイン部の特性例を示す特性図である。 位相調整部の特性例を示す特性図である。 角度－デッドタイム補償値関数部の動作例（第１実施形態）を示す線図である。 空間ベクトル変調部の構成例を示すブロック図である。 空間ベクトル変調部の動作例を示す線図である。 空間ベクトル変調部の動作例を示す線図である。 空間ベクトル変調部の動作例を示すタイミングチャートである。 空間ベクトル変調の効果を示す波形図である。 本発明（第１実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明（第１実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明の構成例（第２実施形態）を示すブロック図である。 本発明に係るデッドタイム補償部の構成例（第２実施形態）を詳細に示すブロック図である。 角度－デッドタイム補償値関数部の動作例（第２実施形態）を示す線図である。 角度－デッドタイム補償値基準テーブルの出力電圧特性例を示す特性図である。 本発明（第２実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明（第２実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明の構成例（第３実施形態）を示すブロック図である。 本発明に係るデッドタイム補償部の構成例（第３実施形態）を詳細に示すブロック図である。 本発明（第３実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明（第３実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明の構成例（第４実施形態）を示すブロック図である。 本発明に係るデッドタイム補償部の構成例（第４実施形態）を詳細に示すブロック図である。 軸電流要因位相補正演算部の構成例を示すブロック図である。 本発明（第４実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明（第４実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明（第４実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明（第４実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明（第４実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明（第４実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明（第４実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明（第４実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明の構成例（第５実施形態）を示すブロック図である。 本発明に係るデッドタイム補償部の構成例（第５実施形態）を詳細に示すブロック図である。
　本発明は、制御部（ＥＣＵなど）のインバータのデッドタイムの影響により電流歪みが発生し、トルクリップルの発生や操舵音の悪化などの問題を解消するために、デッドタイム補償値をモータ回転角（電気角）に応じた関数とし、ｄｑ軸若しくは空間ベクトル変調後の３相電圧指令値にフィードフォワード（ＦＦ）で補償するようにしている。モータ回転角（電気角）に応じた関数で予めオフラインでｄｑ軸若しくは３相のデッドタイム補償値を求め、その出力波形を基にｄｑ軸角度（３相角度）－デッドタイム補償値基準テーブルを作成し、ｄｑ軸角度（３相角度）－デッドタイム補償値基準テーブルによりｄｑ軸若しくは３相電圧指令値にフィードフォワードでデッドタイム補償するようにしている。
　ｄｑ軸若しくは３相指令部の制御補助指令値により適切なデッドタイム補償量の調整と、補償方向の推定ができると共に、インバータ印加電圧により適切なデッドタイム補償量に調整する。また、実時間上でモータ回転角によるデッドタイム補償値を演算し、モータ回転角に応じたデッドタイム補償値を、ｄｑ軸若しくは３相電圧指令値上で補償することを可能としている。
　低速・中速制御領域において、従来の３相型デッドタイム補償では、特定の相電流の振幅で補償ずれを引き起こしたり、特定の回転数で補償ずれを引き起こしたりする問題（ＥＰＳにおいては操舵音悪化、操舵フィーリング悪化など）が発生していた。従来の３相型デッドタイム補償ではタイミング調整するには、回転数と相電流の振幅の大きさを考慮する必要があり、両方を考慮した最適な調整は困難であった。また、従来の３相型デッドタイム補償では、３相の補償波形が矩形波でない場合、正確に補償できない問題があった。このような問題を解決するために、低速・中速制御状態（ＥＰＳにおいては低速・中速操舵状態）に効果の大きい本発明を提案するものである。
　以下に、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
　図５は本発明（第１実施形態）の全体構成を図３に対応させて示しており、ｄｑ軸上のデッドタイム補償値vd*及びvq*を演算するデッドタイム補償部２００が設けられている。デッドタイム補償部２００には、図２の操舵補助指令値Iref2に相当するｑ軸の操舵補助指令値（制御補助指令値）iqrefが入力されると共に、モータ回転角θ及びモータ回転数ωが入力されている。また、インバータ１６１に印加されているインバータ印加電圧ＶＲが、デッドタイム補償部２００に入力されている。インバータ１６１には、ＰＷＭ制御部１６０内のＰＷＭ制御回路（図示せず）からＰＷＭ信号（ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭ）が入力されている。
　操舵補助指令値idref及びiqrefの最大値を制限されたｄ軸電流指令値id*及びｑ軸電流指令値iq*は、それぞれ減算部１３１ｄ及び１３１ｑに入力され、減算部１３１ｄ及び１３１ｑでフィードバック電流id及びiqとの電流偏差Δid*及びΔiq*が演算される。演算された電流偏差Δid*はＰＩ制御部１２０ｄに入力され、演算された電流偏差Δiq*はＰＩ制御部１２０ｑに入力される。ＰＩ制御されたｄ軸電圧指令値vd及びｑ軸電圧指令値vqはそれぞれ加算部１２１ｄ及び１２１ｑに入力され、後述するデッドタイム補償部２００からのデッドタイム補償値vd*及びvq*を加算されて補償され、それぞれ補償された電圧値が減算部１４１ｄ及び加算部１４１ｑに入力される。減算部１４１ｄにはｄ－ｑ非干渉制御部１４０からの電圧vd1*が入力され、その差である電圧指令値vd**が得られ、加算部１４１ｑにはｄ－ｑ非干渉制御部１４０からの電圧vq1*が入力され、その加算結果で電圧指令値vq**が得られる。デッドタイムを補償された電圧指令値vd**及びvq**は、ｄｑ軸の２相からＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相に変換し、３次高調波を重畳する空間ベクトル変調部３００に入力される。空間ベクトル変調部３００でベクトル変調された３相の電圧指令値Vu*、Vv*及びVw*はＰＷＭ制御部１６０に入力され、モータ１００は前述と同様にＰＷＭ制御部１６０及びインバータ１６１を介して駆動制御される。
　次に、デッドタイム補償部２００について説明する。
　デッドタイム補償部２００は、電流制御遅れモデル２０１、補償符号推定部２０２、乗算部２０３、２０４ｄ及び２０４ｑ、加算部２２１、位相調整部２１０、インバータ印加電圧感応ゲイン部２２０、角度－デッドタイム補償値関数部２３０Ｕ、２３０Ｖ及び２３０Ｗ、乗算部２３１Ｕ、２３１Ｖ及び２３１Ｗ、３相交流／ｄｑ軸変換部２４０、並びに電流指令値感応ゲイン部２５０で構成されている。
　なお、乗算部２３１Ｕ、２３１Ｖ及び２３１Ｗと３相交流／ｄｑ軸変換部２４０とでデッドタイム補償値出力部を構成している。また、電流制御遅れモデル２０１、補償符号推定部２０２、電流指令値感応ゲイン部２５０及び乗算部２０３で電流指令値感応ゲイン演算部を構成している。
　デッドタイム補償部２００の詳細構成は図６であり、以下では図６を参照して説明する。
　ｑ軸操舵補助指令値iqrefは、電流制御遅れモデル２０１に入力される。ｄｑ軸の電流指令値id*及びiq*が実電流に反映されるまでに、ＥＣＵのノイズフィルタ等により遅れが生じる。このため、直接電流指令値iq*から符号を判定しようとすると、タイミングずれが生じる場合がある。この問題を解決するため、本実施形態では、電流制御全体の遅れを1次のフィルタモデルとして近似し、位相差を改善する。本実施形態の電流制御遅れモデル２０１は、Ｔをフィルタ時定数として、下記数１の１次フィルタとしている。電流制御遅れモデル２０１は、２次以上のフィルタをモデルとした構成でもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  
　電流制御遅れモデル２０１から出力される電流指令値Icmは、電流指令値感応ゲイン部２５０及び補償符号推定部２０２に入力される。低電流領域においてデッドタイム補償量が過補償になる場合があり、電流指令値感応ゲイン部２５０は、電流指令値Icm（操舵補助指令値iqref）の大きさにより補償量を下げるゲインを算出する機能を持っている。また、電流指令値Icm（操舵補助指令値iqref）からのノイズなどで、補償量を下げるゲインが振動しないように、加重平均フィルタを使用してノイズの低減処理を行っている。
　電流指令値感応ゲイン部２５０は図７に示すような構成であり、電流指令値Icmは絶対値部２５１で絶対値とされる。絶対値は入力制限部２５２で最大値を制限され、最大値を制限された絶対値の電流指令値がスケール変換部２５３を経て加重平均フィルタ２５４に入力される。加重平均フィルタ２５４でノイズを低減された電流指令値Iamは減算部２５５に加算入力され、減算部２５５で所定のオフセットOSを減算する。オフセットOSを減算する理由は、微小電流指令値によるチャタリング防止のためであり、オフセットOS以下の入力値を最小のゲインに固定する。オフセットOSは一定値である。減算部２５５でオフセットOSを減算された電流指令値Iasはゲイン部２５６に入力され、図８に示すようなゲイン特性に従って電流指令値感応ゲインGcを出力する。
　電流指令値感応ゲイン部２５０から出力される電流指令値感応ゲインGcは、入力される電流指令値Icmに対して例えば図９に示すような特性である。即ち、所定電流Icm1まで一定ゲインGcc1であり、所定電流Icm1から所定電流Icm2（＞Icm1）まで線形（若しくは非線形）に増加し、所定電流Icm2以上で一定ゲインGcc2を保持する特性である。なお、所定電流Icm1は０であっても良い。
　補償符号推定部２０２は入力される電流指令値Icmに対して、図１０（Ａ）及び（Ｂ）に示すヒステリシス特性で正（＋１）又は負（－１）の補償符号SNを出力する。電流指令値Icmがゼロクロスするポイントを基準として補償符号SNを推定するが、チャタリング抑制のためにヒステリシス特性となっている。推定された補償符号SNは乗算部２０３に入力される。なお、ヒステリシス特性の正負閾値は適宜変更可能である。
　単純に相電流指令値モデルの電流符号からデッドタイム補償値の符号を決めた場合、低負荷においてチャタリングが発生する。オンセンターで軽く左右にハンドルを切った時に、トルクリップルが発生する。この問題を改善するために符号判定にヒステリシスを設け、設定した電流値を超えて符号が変化した場合以外、現在の符号を保持してチャタリングを抑制する。
　電流指令値感応ゲイン部２５０からの電流指令値感応ゲインGcは乗算部２０３に入力され、乗算部２０３は補償符号SNを乗算した電流指令値感応ゲインGcs（＝Gc×SN）を出力する。電流指令値感応ゲインGcsは、乗算部２０４ｄ及び２０４ｑに入力される。
　また、最適なデッドタイム補償量はインバータ印加電圧ＶＲに応じて変化するので、本実施形態ではインバータ印加電圧ＶＲに応じた電圧感応ゲインGvを演算し、デッドタイム補償量を可変するようにしている。インバータ印加電圧ＶＲを入力して電圧感応ゲインGvを出力するインバータ印加電圧感応ゲイン部２２０は図１１に示す構成であり、インバータ印加電圧ＶＲは入力制限部２２１で正負最大値を制限され、最大値を制限されたインバータ印加電圧VRlはインバータ印加電圧／デッドタイム補償ゲイン変換テーブル２２２に入力される。インバータ印加電圧／デッドタイム補償ゲイン変換テーブル２２２の特性は、例えば図１２に示すようになっている。変曲点のインバータ印加電圧9.0Ｖ及び15.0Ｖと、電圧感応ゲイン“0.7”及び“1.2”は一例であり、適宜変更可能である。演算された電圧感応ゲインGvは、乗算部２３１Ｕ、２３１Ｖ及び２３１Ｗに入力される。
　更に、モータ回転数ωによりデッドタイム補償のタイミングを早くしたり、遅くしたりしたい場合、モータ回転数ωに応じて調整角度を算出する機能のために、本実施形態では位相調整部２１０を有している。位相調整部２１０は、進角制御の場合は図１３に示すような特性であり、算出された位相調整角Δθは加算部２２１に入力され、検出されたモータ回転角θと加算される。加算部２２１の加算結果であるモータ回転角θｍ（＝θ＋Δθ）は、角度－デッドタイム補償値関数部２３０Ｕ、２３０Ｖ及び２３０Ｗに入力されると共に、３相交流／ｄｑ軸変換部２４０に入力される。
　モータ回転角を検出してDuty指令値を演算してから、実際にＰＷＭ信号に反映されるまで数十～百［μｓ］の時間遅れがある。この間、モータが回転しているので、演算時のモータ回転角と反映時のモータ回転角とで位相ずれが発生する。この位相ずれを補償するため、モータ回転数ωに応じて進角を行い、位相を調整している。
　角度－デッドタイム補償値関数部２３０Ｕ、２３０Ｖ及び２３０Ｗは図１４に詳細を示すように、位相調整されたモータ回転角θｍに対して、電気角０～３５９［deg］の範囲で１２０［deg］ずつ位相のずれた矩形波の各相デッドタイム基準補償値Udt、Vdt及びWdtを出力する。角度－デッドタイム補償値関数部２３０Ｕ、２３０Ｖ及び２３０Ｗは、３相で必要とされるデッドタイム基準補償値を角度による関数とし、ＥＣＵの実時間上で計算し、３相のデッドタイム基準補償値Udt、Vdt及びWdtを出力する。デッドタイム基準補償値の角度関数は、ＥＣＵのデッドタイムの特性により異なる。
　デッドタイム基準補償値Udt、Vdt及びWdtはそれぞれ乗算部２３１Ｕ、２３１Ｖ及び２３１Ｗに入力され、電圧感応ゲインGvと乗算される。電圧感応ゲインGvを乗算された３相のデッドタイム補償値Udtc（＝Gv・Udt）、Vdtc（＝Gv・Vdt）及びWdtc（＝Gv・Wdt）は３相交流／ｄｑ軸変換部２４０に入力される。３相交流／ｄｑ軸変換部２４０は、モータ回転角θｍに同期して、３相のデッドタイム補償値Udtc、Vdtc及びWdtcを２相のｄｑ軸のデッドタイム補償値vda*及びvqa*に変換する。デッドタイム補償値vda*及びvqa*はそれぞれ乗算部２０４ｄ及び２０４ｑに入力され、電流指令値感応ゲインGcsと乗算される。乗算部２０４ｄ及び２０４ｑにおける乗算結果がデッドタイム補償値vd*及びvq*であり、デッドタイム補償値vd*及びvq*はそれぞれ加算部１２１ｄ及び１２１ｑで電圧指令値vd及びvqと加算され、減算部１４１ｄ及び加算部１４１ｑを経て、電圧指令値vd**及びvq**として空間ベクトル変調部３００に入力される。
　このように第１実施形態では、デッドタイム補償値をモータ回転角（電気角）に応じた３相の関数とし、３相／ｄｑ軸変換することにより、ｄｑ軸上の電圧指令値にフィードフォワードで補償する構成となっている。デッドタイムの補償符号についてはｄｑ軸の操舵補助指令値を使用し、操舵補助指令値iqrefの大きさやインバータ印加電圧ＶＲの大きさによって、補償量が最適な大きさになるように可変となっている。
　次に、空間ベクトル変調について説明する。
　空間ベクトル変調部３００は図１５に示すように、ｄｑ軸空間の２相電圧（vd**、vq**）を３相電圧（Vua、Vva、Vwa）に変換し、３相電圧（Vua、Vva、Vwa）に３次高調波を重畳する機能を有していれば良く、例えば本出願人による特開２０１７－７００６６号、ＷＯ／２０１７／０９８８４０号等で提案している空間ベクトル変調の手法を用いても良い。
　即ち、空間ベクトル変調は、ｄｑ軸空間の電圧指令値vd**及びvq**、モータ回転角θ及びセクター番号ｎ（＃１～＃６）に基づいて、以下に示すような座標変換を行い、ブリッジ構成のインバータのＦＥＴ（上側アームＱ１、Ｑ３、Ｑ５、下側アームＱ２、Ｑ４、Ｑ６）のＯＮ／ＯＦＦを制御する、セクター＃１～＃６に対応したスイッチングパターンＳ１～Ｓ６をモータに供給することによって、モータの回転を制御する機能を有する。座標変換については、空間ベクトル変調において、電圧指令値vd**及びvq**は、数２に基づいて、α－β座標系における電圧ベクトルＶα及びＶβに座標変換される。この座標変換に用いる座標軸及びモータ回転角θの関係については、図１６に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
  
そして、ｄ－ｑ座標系における目標電圧ベクトルとα－β座標系における目標電圧ベクトルとの間には、数３のような関係が存在し、目標電圧ベクトルＶの絶対値は保存される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
  
　空間ベクトル制御におけるスイッチングパターンでは、インバータの出力電圧をＦＥＴ（Ｑ１～Ｑ６）のスイッチングパターンＳ１～Ｓ６に応じて、図１７の空間ベクトル図に示す８種類の離散的な基準出力電圧ベクトルＶ０～Ｖ７（π／３［ｒａｄ］ずつ位相の異なる非零電圧ベクトルＶ１～Ｖ６と零電圧ベクトルＶ０及びＶ７）で定義する。そして、それら基準出力電圧ベクトルＶ０～Ｖ７の選択とその発生時間を制御するようにしている。また、隣接する基準出力電圧ベクトルによって挟まれた６つの領域を用いて、空間ベクトルを６つのセクター＃１～＃６に分割することができ、目標電圧ベクトルＶは、セクター＃１～＃６のいずれか１つに属し、セクター番号を割り当てることができる。Ｖα及びＶβの合成ベクトルである目標電圧ベクトルＶが、α－β空間において正六角形に区切られた図１７に示されたようなセクター内のいずれに存在するかは、目標電圧ベクトルＶのα－β座標系における回転角γに基づいて求めることができる。また、回転角γはモータの回転角θとｄ－ｑ座標系における電圧指令値vd**及びvq**の関係から得られる位相δの和として、γ＝θ＋δで決定される。
　図１８は、空間ベクトル制御におけるインバータのスイッチングパターンＳ１、Ｓ３及びＳ５によるディジタル制御で、インバータから目標電圧ベクトルＶを出力させるために、ＦＥＴに対するＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１～Ｓ６（スイッチングパターン）におけるスイッチングパルス幅とそのタイミングを決定する基本的なタイミングチャートを示す。空間ベクトル変調は、規定されたサンプリング期間Ｔｓ毎に演算などをサンプリング期間Ｔｓ内で行い、その演算結果を次のサンプリング期間Ｔｓにて、スイッチングパターンＳ１～Ｓ６における各スイッチングパルス幅とそのタイミングに変換して出力する。
　空間ベクトル変調は、目標電圧ベクトルＶに基づいて求められたセクター番号に応じたスイッチングパターンＳ１～Ｓ６を生成する。図１８には、セクター番号＃１（ｎ＝１）の場合における、インバータのＦＥＴのスイッチングパターンＳ１～Ｓ６の一例が示されている。信号Ｓ１、Ｓ３及びＳ５は、上側アームに対応するＦＥＴＱ１、Ｑ３及びＱ５のゲート信号を示している。横軸は時間を示しており、Ｔｓはスイッチング周期に対応し、８期間に分割され、Ｔ０／４、Ｔ１／２、Ｔ２／２、Ｔ０／４、Ｔ０／４、Ｔ２／２、Ｔ１／２及びＴ０／４で構成される期間である。また、期間Ｔ１及びＴ２は、それぞれセクター番号ｎ及び回転角γに依存する時間である。
　空間ベクトル変調がない場合、本実施形態のデッドタイム補償をｄｑ軸上に適用し、デッドタイム補償値のみｄｑ軸／３相変換したデッドタイム補償値波形（Ｕ相波形）は、図１９の破線のような３次成分が除去された波形となってしまう。Ｖ相及びＷ相についても同様である。ｄｑ軸／３相変換の代わりに空間ベクトル変調を適用することにより、３相信号に３次高調波を重畳させることが可能となり、３相変換によって欠損してしまう３次成分を補うことができ、図１９の実線のような理想的なデッドタイム補償値波形を生成することが可能となる。
　図２０及び図２１は本実施形態の効果を示すシミュレーション結果であり、図２０はデッドタイムの補償がない場合のＵ相電流、ｄ軸電流及びｑ軸電流を示している。本実施形態のデッドタイム補償を適用することにより、低中速操舵でのステアリング操舵状態において、図２１のように相電流及びｄｑ軸電流の波形歪みの改善（ｄｑ軸電流波形にリップルが少なく、正弦波に近い相電流波形）が確認でき、操舵時のトルクリップルの改善と操舵音の改善がみられた。
　なお、図２０及び図２１では、代表してＵ相電流のみを示している。
　次に、本発明の第２実施形態を説明する。
　図２２は本発明（第２実施形態）の全体構成を図５に対応させて示しており、ｄｑ軸上のデッドタイム補償値vd*及びvq*を演算するデッドタイム補償部２００Ａが設けられており、デッドタイム補償部２００Ａの詳細構成は図２３であり、以下では図２３を参照して説明する。
　デッドタイム補償部２００Ａには、第１実施形態と同様な構成及び動作を行う電流制御遅れモデル２０１、補償符号推定部２０２、位相調整部２１０、インバータ印加電圧感応ゲイン部２２０、加算部２２１、乗算部２０３、２０４ｄ及び２０４ｑ、並びに電流指令値感応ゲイン部２５０が設けられている。そして、第２実施形態では、加算部２２１からのモータ回転角θｍを入力して、ｄ軸のデッドタイム基準補償値vdaを出力するｄ軸角度－デッドタイム補償値基準テーブル２６０ｄと、ｑ軸のデッドタイム基準補償値vqaを出力するｑ軸角度－デッドタイム補償値基準テーブル２６０ｑとが設けられている。デッドタイム基準補償値vda及びvqaはそれぞれ乗算部２０５ｄ及び２０５ｑに入力され、インバータ印加電圧感応ゲイン部２２０からの電圧感応ゲインGvと乗算され、電圧感応ゲインGvと乗算されたデッドタイム補償値vdb及びvqbが、それぞれ乗算部２０４ｄ及び２０４ｑに入力されている。乗算部２０４ｄ及び２０４ｑには電流指令値感応ゲインGcsが入力されており、デッドタイム補償値vdb及びvqbに電流指令値感応ゲインGcsを乗算した結果であるデッドタイム補償値vd*及びvq*が出力される。
　角度－デッドタイム補償値基準テーブル２６０ｄ及び２６０ｑは図２４に詳細を示すように、オフライン上で、３相で必要とされる角度の関数であるデッドタイム補償値を計算し、ｄｑ軸上のデッドタイム補償値に変換する。即ち、第１実施形態で説明したように、角度－デッドタイム補償値関数部２３０Ｕ、２３０Ｖ及び２３０Ｗで、位相調整されたモータ回転角θｍに対して、電気角０～３５９［deg］の範囲で１２０［deg］ずつ位相のずれた矩形波の各相デッドタイム基準補償値Udt、Vdt及びWdtを出力する。角度－デッドタイム補償値関数部２３０Ｕ、２３０Ｖ及び２３０Ｗは、３相で必要とされるデッドタイム基準補償値を角度による関数としてオフラインで計算し、デッドタイム基準補償値Udt、Vdt及びWdtを出力する。デッドタイム基準補償値Udt、Vdt及びWdtの角度関数は、ＥＣＵのデッドタイムの特性により異なる。
　デッドタイム基準補償値Udt、Vdt及びWdtは３相交流／ｄｑ軸変換部２６１に入力され、図２４に示されるような出力波形のｄ軸デッドタイム補償値DTd及びｑ軸デッドタイム補償値DTqに変換される。図２４のｄｑ軸出力波形を基に、角度（θｍ）入力による角度－デッドタイム補償値基準テーブル２６０ｄ及び２６０ｑを生成する。ｄ軸角度－デッドタイム補償値基準テーブル２６０ｄは図２５（Ａ）に示すように、モータ回転角θｍに対して鋸歯波状の出力電圧特性（ｄ軸デッドタイム基準補償値）を有し、ｑ軸角度－デッドタイム補償値基準テーブル２６０ｑは図２５（Ｂ）に示すように、オフセット電圧を上乗せした波状波形の出力電圧特性（ｑ軸デッドタイム基準補償値）を有している。
　角度－デッドタイム補償値基準テーブル２６０ｄ及び２６０ｑからのデッドタイム基準補償値vda及びvqaはそれぞれ乗算部２０５ｄ及び２０５ｑに入力され、電圧感応ゲインGｖと乗算される。電圧感応ゲインGｖを乗算されたｄｑ軸のデッドタイム補償値vdb及びvqbはそれぞれ乗算部２０４ｄ及び２０４ｑに入力され、電流指令値感応ゲインGcsと乗算される。乗算部２０４ｄ及び２０４ｑからのデッドタイム補償値vd*及びvq*がそれぞれ加算部１２１ｄ及び１２１ｑで電圧指令値vd及びvqと加算され、減算部１４１ｄ及び加算部１４１ｑを経て、電圧指令値vd**及びvq**として空間ベクトル変調部３００に入力される。
　このように本実施形態では、デッドタイム補償値をモータ回転角（電気角）に応じた関数の角度－デッドタイム補償値基準テーブルにより算出し、デッドタイム補償値をｄｑ軸上の電圧指令値に直接フィードフォワードで補償する構成となっている。デッドタイムの補償符号については操舵補助指令値（iqref）を使用し、操舵補助指令値の大きさやインバータ印加電圧の大きさによって、補償量が最適な大きさになるように可変となっている。
　図２６及び図２７は、第２実施形態の効果をＵ相について示す実車を模擬した台上試験装置による結果であり、図２６はデッドタイムの補償がない場合のＵ相電流、ｄ軸電流及びｑ軸電流を示している。本実施形態のデッドタイム補償を提供することにより、低中速操舵でのステアリング操舵状態において、図２７のように相電流及びｄｑ軸電流の波形歪みの改善（ｄｑ軸電流波形にリップルが少なく、正弦波に近い相電流波形）が確認でき、操舵時のトルクリップルの改善と操舵音の改善がみられた。
　次に、本発明の第３実施形態を、図５に対応させて図２８に示す。デッドタイム補償部２００Ｂの詳細は図２９に示される。第３実施形態では、デッドタイム補償部２００Ｂが３相のデッドタイム補償値Vum、Vvm及びVwmを演算し、デッドタイム補償値Vum、Vvm及びVwmを空間ベクトル変調部３００からの３相の電圧指令値Vu*、Vv*及びVw*に加算してデッドタイム補償するようにしている。
　第３実施形態では、乗算部２７１Ｕ、２７１Ｖ及び２７１Ｗで成る補償値調整部２７０が設けられており、乗算部２３１Ｕ、２３１Ｖ及び２３１Ｗからのデッドタイム補償値Udtc、Vdtc及びWdtcは乗算部２７１Ｕ、２７１Ｖ及び２７１Ｗに入力されて電流指令値感応ゲインGcsと乗算される。電流指令値感応ゲインGcsとの乗算結果がデッドタイム補償値Vum、Vvm及びVwmとして出力され、空間ベクトル変調後の３相の電圧指令値Vu*、Vv*及びVw*とそれぞれ加算部３１０Ｕ、３１０Ｖ及び３１０Ｗで加算される。加算結果である電圧指令値Vuc*、Vvc*及びVwc*がＰＷＭ制御部１６０に入力される。
　このように本実施形態では、デッドタイム補償値をモータ回転角（電気角）に応じた３相の関数とし、直接３相の電圧指令値にフィードフォワードで補償する構成となっている。デッドタイムの補償符号についてはｄｑ軸の操舵補助指令値を使用し、操舵補助指令値の大きさやインバータ印加電圧の大きさによって、補償量が最適な大きさになるように可変となっている。
　図３０及び図３１は本実施形態の効果をＵ相について示すシミュレーション結果であり、図３０はデッドタイムの補償がない場合のＵ相電流、ｄ軸電流及びｑ軸電流を示している。本実施形態のデッドタイム補償を適用することにより、低中速操舵でのステアリング操舵状態において、図３１のように相電流及びｄｑ軸電流の波形歪みの改善（ｄｑ軸電流波形にリップルが少なく、正弦波に近い相電流波形）が確認でき、操舵時のトルクリップルの改善と操舵音の改善がみられた。
　次に、d軸電流指令値及びq軸電流指令値を用いてモータ回転角を位相補正する機能を追加した実施形態について説明する。
　中速・高速操舵領域においては、転追性向上のために、d軸に電流を流す必要がある。このとき、d軸の電流量に応じて、モータ回転角（電気角）に対して相電流の位相が変動する。d軸に電流が流れた状態でモータ回転角に応じてフィードフォワードでデッドタイム補償を適応すると、相電流に対するデッドタイム補償のタイミングがずれ、トルクリップルにつながる場合がある。この問題を解決するために、d軸電流指令値及びq軸電流指令値からモータ回転角と相電流の位相差（変動角度）を算出し、モータ回転角を位相補正する機能（以下、「位相補正機能」とする）を追加し、位相補正機能で位相補正されたモータ回転角（位相補正回転角）を使用してデッドタイム補償することにより、タイミングずれの少ないデッドタイム補償を可能にする。
　図３２は、第１実施形態に対して位相補正機能を追加した構成例（第４実施形態）を図５に対応させて示しており、デッドタイム補償部２００Ｃには、位相補正機能を実行する軸電流要因位相補正演算部２８０が設けられている。デッドタイム補償部２００Ｃの詳細は図３３に示しており、軸電流要因位相補正演算部２８０にはモータ回転角θｍ、ｄ軸電流指令値id*及びｑ軸電流指令値iq*が入力され、軸電流要因位相補正演算部２８０から出力される位相補正回転角θｄが角度－デッドタイム補償値関数部２３０Ｕ、２３０Ｖ及び２３０Ｗに入力される。
　軸電流要因位相補正演算部２８０は、ｄ軸電流指令値id*及びｑ軸電流指令値iq*から電流比率を算出し、逆正接関数による演算（以下、「arctan演算」とする）を行うことにより、ｄ軸電流に起因する相電流の変動角度を算出する。そして、算出された変動角度をモータ回転角θｍに加算し、ロールオーバ処理を行って、位相補正回転角θｄを出力する。軸電流要因位相補正演算部２８０の構成例を図３４に示しており、軸電流要因位相補正演算部２８０は、絶対値部２８１及び２８２、ゼロ除算防止制限部２８３、ｄｑ軸電流比率演算部２８４、入力制限部２８５、変動角度演算部２８６、符号判定部２８７、ロールオーバ処理部２８８、乗算部２８９Ａ並びに加算部２８９Ｂを備える。
　ｄｑ軸電流比率演算部２８４はｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値から電流比率Rdqを算出する。そのために、絶対値部２８１及び２８２において、ｄ軸電流指令値id*及びｑ軸電流指令値iq*の絶対値をそれぞれ算出し、更に、電流比率Rdq算出での分母となるｑ軸電流指令値iq*の絶対値がゼロとなることを防止するために、ゼロ除算防止制限部２８３にてｑ軸電流指令値iq*の絶対値を制限する。例えば、上限値を最大検出値（例えば200A）、下限値を０以外の最小検出値（例えば0.05A）として制限をかける。制限をかけられたｑ軸電流指令値iq*の絶対値でｄ軸電流指令値id*の絶対値を除算することにより、ｄｑ軸電流比率演算部２８４は電流比率Rdqを算出する。
　入力制限部２８５は、arctan演算の対象である電流比率Rdqが演算範囲外とならないように、演算範囲を制限値として制限をかける。
　変動角度演算部２８６は、入力制限部２８５で制限された電流比率Rdqに対してarctan演算を行って、変動角度ｄθを算出する。ＥＣＵに搭載されているＣＰＵの処理負荷を考慮し、arctan演算をオフラインで処理し、更に演算結果の単位をｒａｄ（ラジアン）からｄｅｇ（度）に変換したテーブルを作成し、変動角度演算部２８６に保持しておく。オンラインでは、変動角度演算部２８６は、作成したテーブルを基に、電流比率Rdqから変動角度ｄθを求める。ＣＰＵの処理負荷に問題がない場合は、arctan演算及び単位変換をオンラインで実行して、変動角度ｄθを算出しても良い。変動角度ｄθは乗算部２８９Ａに入力される。
　符号判定部２８７は、ｄ軸電流指令値id*及びｑ軸電流指令値iq*を入力し、両者の符号が異なる場合は“－”を出力し、一致する場合は“＋”を出力する。符号判定部２８７からの出力値は乗算部２８９Ａに入力され、乗算部２８９Ａにて変動角度ｄθに乗算され、乗算結果が変動角度ｄθ’として加算部２８９Ｂに入力される。
　加算部２８９Ｂでは、モータ回転角θｍに変動角度ｄθ’を加算することにより、モータ回転角θｍを位相補正し、位相補正回転角θｄ０を算出する。そして、位相補正回転角θｄ０が360deg以上の場合、0～360degの角度にするロールオーバ処理を行うために、位相補正回転角θｄ０をロールオーバ処理部２８８に入力する。ロールオーバ処理部２８８は、位相補正回転角θｄ０に対して、360degを単位としたロールオーバ処理、即ち、位相補正回転角θｄ０の値を360で割った余りを求める処理を行い、処理結果を位相補正回転角θｄとして出力する。
　このような構成及び各部の処理により、軸電流要因位相補正演算部２８０は、ｄ軸電流指令値id*及びｑ軸電流指令値iq*を用いてモータ回転角θｍを位相補正して、位相補正回転角θｄを演算する。
　図３５～図４２は、本実施形態での位相補正の効果を確認するために、中速操舵条件（モータ印加電圧＝12[V]、ｑ軸電流指令値＝45[A]、ｄ軸電流指令値＝15[A]、モータ回転数＝1200[rpm]）において、位相補正がある場合とない場合とでシミュレーションを行った結果である。図３５～図３８は位相補正がない場合の結果で、図３９～図４２は位相補正がある場合の結果である。また、図３５及び図３９にはモータ回転角（図３５）又は位相補正回転角（図３９）、Ｕ相電流、ｄ軸電流及びｑ軸電流を、図３６及び図４０にはＵ相電流及びＵ相デッドタイム補償値を、図３７及び図４１にはＵ相電流及びｄ軸デッドタイム補償値を、図３８及び図４２にはＵ相電流及びｑ軸デッドタイム補償値を、それぞれ示している。
　図３５に示されるように、ｄ軸に電流を流した場合、Ｕ相電流、ｄ軸電流及びｑ軸電流に歪みが生じる。ｄ軸電流がゼロの場合、Ｕ相電流のゼロクロスポイント（横軸と交わり、値がゼロの点）とモータ回転角がゼロとなる点は一致するが、ｄ軸に電流を流した場合、モータ回転角に対してＵ相電流の位相が進んでいることがわかる。図３６に示されるＵ相デッドタイム補償値は演算途中の信号であるが、ｄ軸に電流を流すことによって位相が進んでＵ相電流に対して、Ｕ相デッドタイム補償値のタイミングがずれていることがわかる。ｄ軸デッドタイム補償値及びｑ軸デッドタイム補償値においても、図３７及び図３８に示されるように、同様にずれが生じている。
　これに対して、ｄ軸電流に応じた位相補正を行うことにより、モータ回転角に応じたフィードフォワードでのデッドタイム補償において、ｄ軸に電流を流した場合でも、図４０に示されるように、デッドタイム補償のタイミングが合うことが確認できる。ｄ軸デッドタイム補償値及びｑ軸デッドタイム補償値においても、図４１及び図４２に示されるように、同様にタイミングが合っている。このように、本実施形態による位相補正を行うことにより、モータ回転角に応じたフィードフォワードでのデッドタイム補償のタイミングが改善され、図３９に示されるように、電流波形の歪みが改善し、ｄ軸電流及びｑ軸電流の波形にはリップルが少なくなり、Ｕ相電流の波形は正弦波に近い波形になることが確認できる。
　図４３は、第３実施形態に対して位相補正機能を追加した構成例（第５実施形態）を図２８に対応させて示しており、デッドタイム補償部２００Ｄには、第４実施形態と同様に、位相補正機能を実行する軸電流要因位相補正演算部２８０が設けられている。デッドタイム補償部２００Ｃの詳細は図３３に示しており、軸電流要因位相補正演算部２８０は、第４実施形態の場合と同様の構成及び動作により位相補正機能を行う。なお、乗算部２３１Ｕ、２３１Ｖ及び２３１Ｗでデッドタイム補償値出力部を構成している。
　第５実施形態においても、図４０に示されるデッドタイム補償値により、直接３相の電圧指令値にフィードフォワードで補償するので、第４実施形態と同様の効果を示す。
　なお、上述の実施形態ではいずれも電動パワーステアリング装置に搭載したモータ制御装置を説明しているが、電気自動車や工作機械等に搭載することは当然に可能である。
１　　　　　　　　　ハンドル
２　　　　　　　　　コラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）
１０　　　　　　　　トルクセンサ
２０、１００　　　　モータ
３０　　　　　　　　コントロールユニット（ＥＣＵ）
３１　　　　　　　　操舵補助指令値演算部
３５、１２０ｄ、１２０ｑ　　　　ＰＩ制御部
３６、１６０　　　　ＰＷＭ制御部
３７，１６１　　　　インバータ
１３０、２４０、２６１　　　　　３相交流／ｄｑ軸変換部
２００，２００Ａ，２００Ｂ、２００Ｃ、２００Ｄ　　デッドタイム補償部
２０１　　　　　　　電流制御遅れモデル
２０２　　　　　　　補償符号推定部
２１０　　　　　　　位相調整部
２２０　　　　　　　インバータ印加電圧感応ゲイン部
２３０Ｕ、２３０Ｖ、２３０Ｗ　　角度－デッドタイム補償値関数部
２５０　　　　　　　電流指令値感応ゲイン部
２７０　　　　　　　補償値調整部
２８０　　　　　　　軸電流要因位相補正演算部
２８４　　　　　　　ｄｑ軸電流比率演算部
２８６　　　　　　　変動角度演算部
３００　　　　　　　空間ベクトル変調部
３０１　　　　　　　２相／３相変換部
３０２　　　　　　　３次高調波重畳部

Claims (12)

  1. ｄｑ軸の制御補助指令値を演算し、前記制御補助指令値からｄｑ軸電流指令値を演算し、前記ｄｑ軸電流指令値を３相のDuty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御するベクトル制御方式のモータ制御装置において、
    前記ｄｑ軸電流指令値を用いて位相補正されたモータ回転角に基づいて３相デッドタイム基準補償値を演算し、前記３相デッドタイム基準補償値をゲイン及び符号で処理すると共に、３相／ｄｑ軸変換してｄｑ軸デッドタイム補償値を求め、前記ｄｑ軸電流指令値を処理したｄｑ軸電圧指令値に前記ｄｑ軸デッドタイム補償値を加算して前記インバータのデッドタイム補償を行うことを特徴とするモータ制御装置。
  2. ｄｑ軸の制御補助指令値を演算し、前記制御補助指令値からｄｑ軸電流指令値を演算し、前記ｄｑ軸電流指令値を３相のDuty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御するベクトル制御方式のモータ制御装置において、
    前記ｄｑ軸電流指令値を用いて位相補正されたモータ回転角に基づいて３相デッドタイム基準補償値を演算し、前記３相デッドタイム基準補償値をゲイン及び符号で処理した３相デッドタイム補償値を求め、ｄｑ軸空間ベクトル変調後の３相電圧指令値に前記３相デッドタイム補償値を加算して前記インバータのデッドタイム補償を行うことを特徴とするモータ制御装置。
  3. 前記ｄｑ軸デッドタイム補償値を前記制御補助指令値に基づいて調整する機能を有する請求項１に記載のモータ制御装置。
  4. 前記３相デッドタイム補償値を前記制御補助指令値に基づいて調整する機能を有する請求項２に記載のモータ制御装置。
  5. 前記モータ回転角の位相をモータ回転数に応じて可変するようになっている請求項１乃至４のいずれかに記載のモータ制御装置。
  6. ｄｑ軸の制御補助指令値を演算し、前記制御補助指令値からｄｑ軸電流指令値を演算し、前記ｄｑ軸電流指令値を３相のDuty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御するベクトル制御方式のモータ制御装置において、
    前記ｄｑ軸電流指令値を用いてモータ回転角を位相補正して位相補正回転角を演算する軸電流要因位相補正演算部と、
    前記位相補正回転角に基づいて３相デッドタイム基準補償値を演算する角度－デッドタイム補償値関数部と、
    インバータ印加電圧に基づいて電圧感応ゲインを演算するインバータ印加電圧感応ゲイン部と、
    前記３相デッドタイム基準補償値に前記電圧感応ゲインを乗算してｄｑ軸に変換してｄｑ軸デッドタイム補償値を出力するデッドタイム補償値出力部と、
    を備え、
    前記ｄｑ軸電流指令値を処理したｄｑ軸電圧指令値に前記ｄｑ軸デッドタイム補償値を加算して前記インバータのデッドタイム補償を行うことを特徴とするモータ制御装置。
  7. 前記デッドタイム補償値出力部が、
    前記３相デッドタイム基準補償値に前記電圧感応ゲインを乗算する乗算部と、
    前記乗算部の３相出力を前記ｄｑ軸デッドタイム補償値に変換する３相交流／ｄｑ軸変換部と、
    で構成されている請求項６に記載のモータ制御装置。
  8. 前記制御補助指令値に応じて前記ｄｑ軸デッドタイム補償値の補償量を可変する電流指令値感応ゲインを演算する電流指令値感応ゲイン演算部が設けられている請求項６又は７に記載のモータ制御装置。
  9. ｄｑ軸の制御補助指令値を演算し、前記制御補助指令値からｄｑ軸電流指令値を演算し、前記ｄｑ軸電流指令値を３相のDuty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御するベクトル制御方式のモータ制御装置において、
    前記ｄｑ軸電流指令値を空間ベクトル変調して３相電圧指令値とする空間ベクトル変調部と、
    前記ｄｑ軸電流指令値を用いてモータ回転角を位相補正して位相補正回転角を演算する軸電流要因位相補正演算部と、
    前記位相補正回転角に基づいて３相デッドタイム基準補償値を演算する角度－デッドタイム補償値関数部と、
    インバータ印加電圧に基づいて電圧感応ゲインを演算するインバータ印加電圧感応ゲイン部と、
    前記３相デッドタイム基準補償値に前記電圧感応ゲインを乗算して第１の３相デッドタイム補償値を出力するデッドタイム補償値出力部と、
    前記制御補助指令値に応じて前記第１の３相デッドタイム補償値の補償量を可変する電流指令値感応ゲインを演算する電流指令値感応ゲイン演算部と、
    を備え、
    前記第１の３相デッドタイム補償値に前記電流指令値感応ゲインを乗算して第２の３相デッドタイム補償値を求め、前記３相電圧指令値に前記第２の３相デッドタイム補償値を加算して前記インバータのデッドタイム補償を行うことを特徴とするモータ制御装置。
  10. 前記電流指令値感応ゲイン演算部が、
    前記制御補助指令値を入力して電流の遅れを補償する電流制御遅れモデルと、
    前記電流制御遅れモデルの出力の符号を推定する補償符号推定部と、
    前記電流制御遅れモデルの出力に基づいて前記電流指令値感応ゲインを出力する電流指令値感応ゲイン部と、
    前記電流指令値感応ゲインに前記符号を乗算する乗算部とで構成されている請求項９に記載のモータ制御装置。
  11. 前記軸電流要因位相補正演算部が、
    前記ｄｑ軸電流指令値の電流比率を演算するｄｑ軸電流比率演算部と、
    前記電流比率に基づいて変動角度を求める変動角度演算部と、
    を具備し、
    前記変動角度を用いて前記モータ回転角を位相補正する請求項６乃至１０のいずれかに記載のモータ制御装置。
  12. 請求項１乃至１１のいずれかに記載のモータ制御装置を搭載し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与することを特徴とする電動パワーステアリング装置。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109850012A (zh) * 2019-01-24 2019-06-07 驭势科技（北京）有限公司 一种无人车横向控制方法、装置、系统及存储介质
JP2020202713A (ja) * 2019-06-13 2020-12-17 株式会社デンソー モータ制御装置

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111034020B (zh) * 2017-08-21 2022-12-13 三菱电机株式会社 功率转换装置及电动助力转向装置
US11496077B2 (en) * 2018-08-07 2022-11-08 Nidec Corporation Drive controller, drive unit, and power steering
JP7205108B2 (ja) * 2018-08-20 2023-01-17 日本電産株式会社 モータ制御装置およびパワーステアリング装置
EP4214829A1 (en) * 2020-09-16 2023-07-26 HELLA GmbH & Co. KGaA Method for compensating for the effects of a dead time when driving analogue switches of a power converter and arrangement for supplying a load

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007110827A (ja) * 2005-10-13 2007-04-26 Matsushita Electric Ind Co Ltd インバータ装置
JP2009165279A (ja) * 2008-01-08 2009-07-23 Nsk Ltd 電動パワーステアリング装置の制御装置
JP4681453B2 (ja) 2003-09-02 2011-05-11 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置の制御装置
WO2012169311A1 (ja) * 2011-06-08 2012-12-13 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置の制御装置
JP2015171251A (ja) 2014-03-07 2015-09-28 株式会社ジェイテクト モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置
WO2017033508A1 (ja) * 2015-08-26 2017-03-02 株式会社 東芝 ドライブシステムおよびインバータ装置
JP2017070066A (ja) 2015-09-29 2017-04-06 日本精工株式会社 電動パワーステアリング制御方法、電動パワーステアリング制御装置、電動パワーステアリング装置および車両
WO2017098840A1 (ja) 2015-12-09 2017-06-15 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置の制御方法及び制御装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4749874B2 (ja) * 2006-01-30 2011-08-17 日立オートモティブシステムズ株式会社 電力変換装置及びそれを用いたモータ駆動装置
JP2011188633A (ja) * 2010-03-09 2011-09-22 Denso Corp モータ制御方法、モータ制御装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置
JP2011193637A (ja) * 2010-03-15 2011-09-29 Omron Automotive Electronics Co Ltd モータ駆動装置
JP5790123B2 (ja) 2011-04-26 2015-10-07 アイシン精機株式会社 モータ駆動制御装置とモータ駆動方法
CN103138671B (zh) * 2013-03-20 2015-02-04 西安航空学院 一种永磁同步电机逆变器死区效应补偿方法及系统
JP6319532B1 (ja) * 2016-07-20 2018-05-09 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置
WO2018147465A1 (ja) * 2017-02-13 2018-08-16 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置
CN110612663A (zh) * 2017-06-16 2019-12-24 日本精工株式会社 电动机控制装置以及搭载了该电动机控制装置的电动助力转向装置

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4681453B2 (ja) 2003-09-02 2011-05-11 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置の制御装置
JP2007110827A (ja) * 2005-10-13 2007-04-26 Matsushita Electric Ind Co Ltd インバータ装置
JP2009165279A (ja) * 2008-01-08 2009-07-23 Nsk Ltd 電動パワーステアリング装置の制御装置
WO2012169311A1 (ja) * 2011-06-08 2012-12-13 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置の制御装置
JP2015171251A (ja) 2014-03-07 2015-09-28 株式会社ジェイテクト モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置
WO2017033508A1 (ja) * 2015-08-26 2017-03-02 株式会社 東芝 ドライブシステムおよびインバータ装置
JP2017070066A (ja) 2015-09-29 2017-04-06 日本精工株式会社 電動パワーステアリング制御方法、電動パワーステアリング制御装置、電動パワーステアリング装置および車両
WO2017098840A1 (ja) 2015-12-09 2017-06-15 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置の制御方法及び制御装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3614558A4

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109850012A (zh) * 2019-01-24 2019-06-07 驭势科技（北京）有限公司 一种无人车横向控制方法、装置、系统及存储介质
JP2020202713A (ja) * 2019-06-13 2020-12-17 株式会社デンソー モータ制御装置
JP7251336B2 (ja) 2019-06-13 2023-04-04 株式会社デンソー モータ制御装置

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