WO2018230071A1 - 新エネルギー源統合電力変換装置 - Google Patents

Abstract

新エネルギー源の発電電力を所定の交流電力に変換して電力送電網に出力するインバータ１０４と、インバータを制御するＰＷＭ制御手段１０９と、インバータの入力の電圧と電流を検出する検出手段１０６と、インバータの出力の電圧と電流と周波数とを検出する検出手段１０７と、検出手段が検出した入力と出力のそれぞれの電圧と電流からインバータの入力電力と出力電力と、それらの電力の差異を算出するとともに、出力電力指令を参照して補正出力電力指令を算出する電力変更決定手段１１１と、第２の検出手段が検出した出力の電圧と電流と周波数と補正出力電力指令とを、基に仮想慣性特性を算出して、ＰＷＭ制御手段へ参照指令を出力する仮想同期慣性制御手段１１０と、を備える。

Description

新エネルギー源統合電力変換装置

　本発明は、新エネルギー源の電力を変換する新エネルギー源統合電力変換装置に関する。

　ＣＯＰ２１（国連気候変動枠組条約第２１回締約国会議）の開催以降において、ＣＯＰ２１の世界の参加各国は、風力発電や太陽光発電に代表される新エネルギー源を、従来の電力源に統合するための活動を、一層、促進している。
　新エネルギー源の統合を図るためには、格子状の各拠点（グリッド）で連結された送電網における新エネルギー源の電力変換装置、およびその関連技術が不可欠である。その理由は、新エネルギー源は一般的に環境の急激な変化に影響を受けやすいので、前述の格子状の各拠点において新エネルギー源が生成した電力を調整、変換して送電網に連結する必要があるからである。
　近い将来において、新エネルギー源の統合の中長期計画は現実化しつつあり、連結された送電網における電力の安定性の低下に関わる問題が予見されている。それは、新エネルギー源の電力変換装置が、電力変動を受けやすく、従来の主として同期発電機を用いた電力源のような同期機としての安定した慣性（イナーシャ）がないからである。

　従来の電力システムでは、殆どの電力発電所では同期機が使用されている。これらの同期機は回転子を備えており、電力網との接続点（格子点）における周波数と同期した周波数で回転している。これらの回転子は、大きな慣性の回転モーメント（慣性モーメント）を有している。そのためすべての同期機が一緒に回転すると、非常に大きな慣性の回転モーメントと安定性を持って、電力網との接続点（格子点）の周波数である５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚで安定して回転している。
　しかしながら、電力網に格子点から接続される新エネルギー源が増加するにつれ、相対的に電力網の安定性が低減する。それは前記の新エネルギー源における電力変換装置が同期機としての慣性がなく、電力網の接続点（格子点）において連携性の少ない個別の電力源としてあたかも振る舞うからである。

　この課題に対して、電力変換装置の仮想同期慣性（イナーシャ）制御が、新エネルギー源の電力網の安定性を向上させる一つの解決策として考えられる。
　仮想同期慣性制御は、電力変換の制御アルゴリズムに同期機の特徴をもたらす。そのため、仮想同期慣性制御は、電力網の格子点における安定性をもたらす慣性を有する同期発電機のように振る舞う。
　仮想同期慣性制御は、出力電力の発振を安定させる慣性モーメントを動的に調整する方法として知られている。しかしながら、新エネルギー源の電力生成の突然に喪失する状況においては、電力変換装置の出力は、電力バランスを維持するために、直ちに制限されなければならない。
　この電力変換装置の出力を直ちに制限する操作がなされるが、その操作の期間において、実際の出力電力は、出力電力指令に従って動作する反応時間が必要である。
　この状況（状態）は、電力変換装置の入力電力と出力電力との間に非常に大きなエネルギーの乖離をもたらす。それとともに、直流キャパシタ電圧が通常値の電圧から大きく逸脱する原因となる。
　そのため、電力変換装置の操作と動作は不安定となることがある。
　この理由によって、電力変換装置の出力電力を変更する間において、直流キャパシタ電圧の変動を緩和する方法が求められている。

　このような電力変換装置としては、例えば、特許文献１がある。
　特許文献１の要約には、「本発明は、静止型電力コンバータに基く同期電力コントローラに関するものであり、前記コントローラは以下に参照される２つの主なブロック：ブロック１（電気ブロック）及びブロック２（電気機械ブロック）を備える。電気ブロック１（１０）は仮想の電気特性制御コントローラ（１１）と、仮想のアドミタンスコントローラ（１２）とで形成されまた電気機械ブロック２（１０）は仮想の超電力特性コントローラ（２１）と、慣性及び減衰係数コントローラ（２２）とで形成される。」と記載され、同期電力コントローラの技術が開示されている。

　また、非特許文献１には、仮想同期回転子の回転周波数の状態に基づいて、慣性モーメント値を動的に調整制御することによって、出力端子の発振を安定化させる方法について開示されている。

特開２０１４－５０９１７９号公報

J. Alipoor et al., "Power system stabilization using virtual synchronous generator with alternating moment of inertia," in IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, vol. 3, no. 2, pp. 451-458, June 2015.

　しかしながら、特許文献１、および非特許文献１に開示された技術では、電力変換装置の入力電力と出力電力との間に非常に大きなエネルギーの乖離を未だもたらしているという課題がある。特に、新エネルギー源の発生電力の突然の低下によって、電力指令値と差異が生じた状況においては、前記した電力変換装置の操作と動作が不安定となる課題がある。

　本発明は、前記した課題に鑑みて創案されたものであって、新エネルギー源の発生電力の突然の低下が起きても電力変換装置の入力電力と出力電力の乖離を緩和し、安定した動作をする電力変換装置を提供することを課題とする。

　前記の課題を解決するために、本発明を以下のように構成した。
　すなわち、本発明の新エネルギー源統合電力変換装置は、新エネルギー源の発電電力を所定の交流電力に変換して電力送電網に出力するインバータと、該インバータを制御するＰＷＭ制御手段と、前記インバータの入力の電圧と電流を検出する第１の検出手段と、前記インバータの出力の電圧と電流と周波数とを検出する第２の検出手段と、前記第１，第２の検出手段が検出した入力と出力のそれぞれの電圧と電流から前記インバータの入力側の入力電力と出力側の出力電力と、前記入力電力と前記出力電力との差異を算出するとともに、出力電力指令を参照して補正出力電力指令を算出する電力変更決定手段と、前記第２の検出手段が検出した出力の電圧と電流と周波数と前記補正出力電力指令とを、基に仮想慣性特性を算出して、前記ＰＷＭ制御手段へ参照指令を出力する仮想同期慣性制御手段と、を備え、前記電力変更決定手段の前記入力電力の変化に対する応答時間は、前記入力電力の変化した総量に応じて変化する、ことを特徴とする。
　また、その他の手段は、発明を実施するための形態の中で説明する。

　本発明によれば、新エネルギー源の発生電力の突然の低下が起きても電力変換装置の入力電力と出力電力の乖離を緩和し、安定した動作をする電力変換装置を提供できる。

本発明の第１実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置の構成の一例と、新エネルギー源との接続、および電力送電網との接続の関係を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置に備えられるインバータの構成例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置に備えられる第１の仮想同期慣性制御手段の構成例を示す図である。 第１比較例の第２の仮想同期慣性制御手段の構成を示す図である。 第１比較例の慣性モーメントＪを調整する原理を示すためのモード照合とその調整結果の関連を示す図である。 第１比較例の慣性モーメントＪを調整する原理を示すための各モードの関連を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変更決定手段の構成の一例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る出力電力変更指令手段の構成例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る出力電力変更指令手段の動作を説明するものである。 第２比較例のモード対応慣性調整手段無しの場合における第２の仮想同期慣性制御手段の特性例を示す図である。 第１比較例のモード対応慣性調整手段有り場合の第２の仮想同期慣性制御手段の特性例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る仮想同期慣性制御の特性を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置の構成および新エネルギー源と三相交流電源との接続関係を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置の第３の仮想同期慣性制御手段の等価回路を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置における第３の仮想同期慣性制御手段の構成の一例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置における電力変更決定手段の構成の一例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置における出力電力変更指令手段の構成の一例を示す図である。 本発明の第２実施形態における仮想インピーダンス値決定手段の入力信号、出力信号、制御信号を示す図である。 本発明の第２実施形態における仮想インピーダンス値決定手段の入力信号と出力信号の関係を示す変換図である。 本発明の第２実施形態における仮想インピーダンス値決定手段の制御信号の時間変化を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る第３の仮想同期慣性制御を用いた場合の特性例を示す図である。

　以下、本発明を実施するための形態（以下においては「実施形態」と表記する）を、適宜、図面を参照して説明する。

≪本発明の第１実施形態≫
　本発明の第１実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置（電力変換装置）１００を、図を参照して説明する。なお、「新エネルギー源統合電力変換装置」を、適宜、「電力変換装置」と表記する。
　図１は、本発明の第１実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置１００の構成の一例と、新エネルギー源（新エネルギー源のフロントエンド）１０１との接続、および電力送電網のグリッドである三相交流電源１０２との接続の関係を示す図である。
　太陽光発電や風力発電などに代表される新エネルギー源は、そのまま直接、電力送電網に接続されるわけではない。その理由は、一般に新エネルギー源で生成する発電電力は、気象の変化などもあって、周波数や電圧が必ずしも安定して生成されないからである。そのため、電力変換装置で電力変換をしてから、電力送電網に配電される。

　なお、三相交流電源１０２は、網目状に構成された電力送電網が複数の電力の供給源を有して、その網目状の一つの格子点に相当している。そのため、前記の電力の供給源の一つである三相交流電源１０２を「グリッドである三相交流電源」、あるいは「三相交流電源グリッド」などと適宜、表記する。
　また、電力送電網のグリッドである三相交流電源１０２から新エネルギー源を見た場合には、本来の新エネルギー源は、新エネルギー源のフロントエンドである新エネルギー源１０１と新エネルギー源のバックエンドである新エネルギー源統合電力変換装置１００を備えて構成される。しかし、以降においては、表記の簡単化のために、単に、フロントエンドを「新エネルギー源１０１」、またバックエンドを「新エネルギー源統合電力変換装置１００」と表記して扱う。

　また、太陽光発電や風力発電などに代表される新エネルギー源は、従来の主なエネルギー源である火力発電、水力発電、原子力発電などに比較すると、前記したように電力の供給が不安定である。しかしながら、電力を配送する送電網から見るときに、火力発電、水力発電、原子力発電の発電機と同様に扱えたら都合がよい。
　したがって、新エネルギー源１０１の電力を変換するバッファである新エネルギー源統合電力変換装置１００を、火力発電、水力発電、原子力発電などに用いられる慣性力のある同期発電機として見立て、仮想の同期発電機として取り扱うことがある。
　そのため、新エネルギー源統合電力変換装置１００において、仮想の同期発電機、仮想同期イナーシャ（仮想同期慣性）、慣性モーメント、調速機（調整機）、回転子角速度（仮想回転子角度）、機械入力などの概念や用語を、適宜、導入する。

《第１実施形態の新エネルギー源統合電力変換装置１００の概要》
　図１において、新エネルギー源統合電力変換装置（電力変換装置）１００は、インバータ（直流－交流変換）１０４、直流コンデンサ１０５、検出器（電圧電流検出器）１０６，１０７、第１の仮想同期慣性制御手段１０８、ＰＷＭ制御手段（パルス幅制御手段）１０９を備えている。
　また、新エネルギー源統合電力変換装置１００は、太陽光発電や風力発電などに代表される新エネルギー源の生成された当初の状態である新エネルギー源１０１から、直流電力を主とする有効電力（有効入力電力）Ｐ_ｄｃの電力を入力している。

　新エネルギー源統合電力変換装置１００は、入力した電力（有効電力Ｐ_ｄｃ）を仮想的に電力のイナーシャ（慣性）を制御して、出力電力Ｐ_ｏｕｔとして電力送電網のグリッドである三相交流電源１０２に出力する。なお、電力送電網のグリッドである三相交流電源１０２は、新エネルギー源統合電力変換装置１００側から見て、グリッドとしてのインピーダンスＸ_Ｓ１０３を有している。また、三相交流電源１０２において、グリッドとしての電圧をＥｇ、仮想回転子角度δを基準として０にとっているため、グリッドにおける三相交流電源１０２の電圧と位相（仮想回転子角度）の特性を「Ｅｇ∠０」と表記している。
　新エネルギー源統合電力変換装置１００は、新エネルギー源の電力が生成された初期状態の新エネルギー源１０１の直流電力を主とする有効電力Ｐ_ｄｃを交流電力に変換するとともに、新エネルギー源１０１の電力に対して、仮想同期慣性制御（仮想同期イナーシャ制御）を行い、安定な電力として、電力送電網のグリッドである三相交流電源１０２に出力電力Ｐ_ｏｕｔを出力している。

《本発明の第１実施形態の新エネルギー源統合電力変換装置１００の詳細》
　図１において、新エネルギー源１０１から入力した電力（有効入力電力）Ｐ_ｄｃを、直流コンデンサ１０５を介して、直流－交流変換するインバータ１０４に入力する。インバータ１０４は、三相交流に変換された電力（有効出力電力）Ｐ_ｏｕｔを出力する。なお、直流コンデンサ１０５は、新エネルギー源１０１から供給される電圧を平滑化、安定化させている。
　また、検出器（電圧電流検出器、第１の検出手段）１０６は、インバータ１０４に入力する電力Ｐ_ｄｃの電圧Ｖ_ｄｃと電流Ｉ_ｄｃを検出する。検出器（電圧電流検出器、第２の検出手段）１０７は、インバータ１０４が出力した電力Ｐ_ｏｕｔの電圧Ｖと電流Ｉ、および電圧Ｖの出力周波数ω_ｇを検出する。

　第１の仮想同期慣性制御手段１０８は、前記の電圧Ｖ_ｄｃ、電流Ｉ_ｄｃ、電圧Ｖ、電流Ｉ、出力周波数ω_ｇ、および出力電力指令Ｐ^＊を入力する。そして、第１の仮想同期慣性制御手段１０８は、参照指令Ｅ^＊∠δ^＊を生成し、ＰＷＭ制御手段１０９に入力する。なお、「Ｅ^＊∠δ^＊」は、仮想の同期発電機の出力電圧Ｅと仮想回転子角度δの参照指令であることを表記している。
　ＰＷＭ制御手段１０９は、参照指令Ｅ^＊∠δ^＊に従い、インバータ１０４の制御に必要なパルスを生成して、インバータ１０４を駆動制御する。
　なお、インバータ１０４と第１の仮想同期慣性制御手段１０８の詳細については後記する。

《本発明のインバータ１０４》
　図２は、本発明の第１実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置１００に備えられるインバータ（直流－交流変換）１０４の構成例を示す図である。
　図２において、インバータ１０４は、スイッチング素子であるＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）２０１～２０６と複数のリアクトル２０７を備えている。なお、ＩＧＢＴ２０１～２０６のそれぞれに逆並列ダイオードが接続されている。
　ＩＧＢＴ２０１～２０６は、ＰＷＭ制御手段１０９で生成される制御信号によって、それぞれのオン・オフ（ＯＮ／ＯＦＦ）とパルス幅が統合的に制御される。
　この統合的な制御によって直流コンデンサ１０５（図１）の両端の直流電圧（Ｖ_ｄｃ）は、三相交流電圧（Ｖ_ａｃ）に変換される。
　また、これらの三相交流電圧Ｖ_ａｃは、複数のリアクトル２０７を介して出力される。複数のリアクトル２０７は、ＩＧＢＴ２０１～２０６のスイッチングによって生ずるリプル（ノイズ）の影響を低減する。

《本発明の第１実施形態の第１の仮想同期慣性制御手段１０８》
　図３は、本発明の第１実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置１００に備えられる第１の仮想同期慣性制御手段１０８の構成例を示す図である。
　図３において、第１の仮想同期慣性制御手段１０８は、第２の仮想同期慣性制御手段１１０と、電力変更決定手段１１１とを備えて構成される。
　電力変更決定手段１１１は、検出器（電圧電流検出器）１０６の検出したインバータ１０４の入力側の電圧Ｖ_ｄｃと電流Ｉ_ｄｃと、検出器（電圧電流検出器）１０７の検出したインバータ１０４の出力側の電圧Ｖと電流Ｉと、出力電力指令Ｐ^＊を入力している。
　そして、これらの入力信号と指令（Ｖ_ｄｃ，Ｉ_ｄｃ，Ｖ，Ｉ，Ｐ^＊）によって、電力変更決定手段１１１は、補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊を生成し、第２の仮想同期慣性制御手段１１０に、この補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊を入力している。
　第２の仮想同期慣性制御手段１１０は、インバータ１０４の出力側の電圧Ｖと電流Ｉと出力周波数ω_ｇ、および前記の補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊とによって制御し、参照指令Ｅ^＊∠δ^＊を出力する。

　第２の仮想同期慣性制御手段１１０は、後記するように、第１比較例としての簡易的な仮想同期慣性制御手段である。
　それに対して、本発明の第１実施形態の新エネルギー源統合電力変換装置１００に用いられる第１の仮想同期慣性制御手段１０８は、前記の第２の仮想同期慣性制御手段１１０に、さらに電力変更決定手段１１１を用いて精緻に制御することによって、より優れた仮想同期慣性制御を実施するものである。
　そのため、図３に示した第１の仮想同期慣性制御手段１０８の詳細な機能、動作の説明は、第１比較例として示す第２の仮想同期慣性制御手段１１０の構成、機能、動作を説明した後で、再度、説明する。

　なお、図３に示した第１の仮想同期慣性制御手段１０８は、第２の仮想同期慣性制御手段１１０によって仮想同期慣性制御の機能を有し、電力変更決定手段１１１によってアクティブパワーコントロール（有効電力制御）の機能を有している。
　ただし、有効電力制御の機能は、電力変更決定手段１１１のみならず、第２の仮想同期慣性制御手段１１０との組み合わせによって効果が鮮明となるので、図３に示すように、第２の仮想同期慣性制御手段１１０と電力変更決定手段１１１とを併せて表記している。

＜第１比較例＞
　第１比較例としての第２の仮想同期慣性制御手段１１０の構成、機能、動作ついて説明する。

《第１比較例の第２の仮想同期慣性制御手段１１０の構成》
　図４は、第１比較例の第２の仮想同期慣性制御手段１１０の構成を示す図である。
　図４において、第２の仮想同期慣性制御手段１１０は、電力計算手段３０１、ＶＳＧモデル（Virtual Synchronous Generator model、仮想同期発電機モデル）３０２、積分手段（１／ｓ）３０３、調整手段（調速手段）３０４、電圧制御手段３０５、モード対応慣性調整手段３０６、合成手段（掛算器）３０９を備えて構成されている。
　また、モード対応慣性調整手段３０６は、モード照合手段３０７と慣性値調整手段３０８とを具備している。
　また、第２の仮想同期慣性制御手段１１０には、検出器（電圧電流検出器）１０７の検出したインバータ１０４の出力側の電圧Ｖと電流Ｉと出力周波数ω_ｇ、および前記の補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊を入力している。そして、第２の仮想同期慣性制御手段１１０は、参照命令Ｅ^＊∠δ^＊を出力する。

　電力計算手段３０１には、インバータ１０４の出力の電圧Ｖと電流Ｉが入力する。そして、電力計算手段３０１は、新エネルギー源統合電力変換装置１００の出力の有効電力（有効出力電力）Ｐ_ｏｕｔと無効電力（無効出力電力）Ｑ_ｏｕｔが算出される。

　ＶＳＧモデル（仮想同期発電機モデル）３０２には、前記の出力の有効電力Ｐ_ｏｕｔと、出力周波数ω_ｇと、調整手段（調速機）３０４の出力する電力（機械入力）Ｐ_ｉｎと、モード対応慣性調整手段３０６の出力する慣性モーメントＪとを入力する。そして、ＶＳＧモデル３０２から仮想的な回転子の角速度ω_ＰＣＳを算出する。そして、この回転子の角速度ω_ＰＣＳの信号を、積分手段３０３と調整手段３０４とモード対応慣性調整手段３０６とに供給する。
　調整手段３０４は、前記の出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊と、出力周波数ω_ｇと、回転子の角速度ω_ＰＣＳの信号を入力する。そして、調整手段（調整機）３０４は、電力（機械入力）Ｐ_ｉｎを出力して、ＶＳＧモデル３０２に供給する。
　モード対応慣性調整手段３０６は、前記の回転子の角速度ω_ＰＣＳの信号と出力周波数ω_ｇとを入力して、慣性モーメントＪを算出する。そして、ＶＳＧモデル３０２に、前記の慣性モーメントＪの信号を供給する。

　また、積分手段（１／ｓ）３０３は、ＶＳＧモデル３０２の出力である回転子の角速度ω_ＰＣＳの信号を積分して、仮想的な回転子の角度（仮想回転子角度）δを算出する。そして、この仮想回転子角度δの信号を合成手段３０９に出力する。
　電圧制御手段３０５は、インバータ１０４の出力側の電圧Ｖと、電力計算手段３０１の算出した無効電力Ｑ_ｏｕｔと、無効電力指令Ｑ^＊とを入力して、出力電圧Ｅを算出する。そして、この出力電圧Ｅの信号を合成手段３０９に出力する。
　また、合成手段３０９において、出力電圧Ｅと仮想回転子角度δとを合成して、ＰＷＭ制御信号Ｅ∠δを生成する。このＰＷＭ制御信号Ｅ∠δは、そのままＰＷＭ制御指令Ｅ^＊∠δ^＊となる。
　第２の仮想同期慣性制御手段１１０は、ＰＷＭ制御指令Ｅ^＊∠δ^＊を出力する。

　なお、ＶＳＧモデル３０２は、調整手段（調速機）３０４との間で、回転子の角速度（回転子角速度）ω_ＰＣＳの信号と電力（機械入力）Ｐ_ｉｎの信号によって、信号がループしている。
　また、ＶＳＧモデル３０２は、モード対応慣性調整手段３０６との間で、回転子の角速度ω_ＰＣＳの信号と慣性モーメントＪの信号によって、信号がループしている。
　これらの信号がループすることによって、演算が収束して解が得られる。
　なお、ＶＳＧモデル（仮想同期発電機モデル）３０２の詳細については、後記する。
　また、調整手段（調速機）３０４のモデルの詳細については、後記する。
　また、電圧制御手段３０５の詳細と電圧制御モデルについては、後記する。
　また、モード対応慣性調整手段３０６の詳細については、後記する。
　また、慣性モーメントＪの調整原理の詳細については、後記する。

《第１比較例のＶＳＧモデル３０２》
　図４における第１比較例のＶＳＧモデル３０２は、次の（１）式に従って、実行される。

　仮想的な同期機の回転子の特性によって、（１）式は、表記されている。
　なお、（１）式において、Ｐ_ｉｎは機械入力（電力）、Ｐ_ｏｕｔは出力の有効電力、Ｊは慣性モーメント、ω_ＰＣＳは回転子の角速度、ω_ｇは出力周波数、Ｄは回転の振動抑制係数である。
　以上の（１）式において、前記の各要素で表記されるのは、ＶＳＧモデル３０２が、システムの中に実際の機械（同期発電機）が備えられているわけではないからである。各要素の変化量は、仮想の同期発電機と、その回転子に関連している。

《第１比較例の調整手段（調速機）３０４のモデル》
　同期発電機の制御においては、調整手段（調速機）３０４は、電力（パワー）を制御するために行われる。
　第１比較例の仮想同期慣性制御においては、調整手段（調速機）３０４は、次の（２）式で表される線形の減衰の関係式によって実行される。

　ここで、Ｐ_ｉｎは機械入力（電力）、Ｐ_ｏｕｔ ^＊は補正出力電力指令、ω_ＰＣＳは積分された回転子の角速度、ω_ｇは出力周波数、Ｋ_ｇｏｖは調整手段（調速機）３０４に係る比例定数である。
　なお、（２）式において、表記上の都合により、「Ｐ^＊ _ｏｕｔ」と「Ｐ_ｏｕｔ ^＊」は同義語とする。

《第１比較例の電圧制御手段３０５の電圧制御モデル》
　図４において、電圧制御手段３０５は、出力端における無効電力（無効出力電力）Ｑ_ｏｕｔを、無効電力指令値Ｑ^＊に従って制御する。また、無効電力指令値Ｑ^＊は、検出された出力電圧Ｖと出力端における無効電力Ｑ_ｏｕｔを用いて、電圧制御手段３０５の出力端子における出力電圧Ｅを調整する。
　この制御は、次の（３）式によるＰＩ制御（proportional and integral control：比例積分制御）で行われる。

　ここで、前記したように、Ｅは電圧制御手段３０５の出力電圧、Ｖは検出器１０７が検出した電力変換装置（新エネルギー源統合電力変換装置）１００の出力側の電圧、Ｑ^＊は無効電力指令値、Ｑ_ｏｕｔは電力計算手段３０１が算出した出力端における無効電力である。また、Ｋ_ＰＱは比例制御に関する比例定数であり、Ｋ_ＩＱは積分制御に関する比例定数である。

《第１比較例のモード対応慣性調整手段３０６》
　図４における第１比較例のモード対応慣性調整手段３０６は、モード照合手段３０７と、慣性値調整手段３０８とを備えて構成されている。
　モード照合手段３０７に、回転子の角速度ω_ＰＣＳと、検出器１０７で検出した出力電圧（グリッドの出力電圧）の周波数による角速度ω_ｇとを入力し、後記する関係によりモードを選択して、このモード（Ｍｏｄｅ）を慣性値調整手段３０８に入力する。
　慣性値調整手段３０８は、選択されたモードによって、慣性モーメントＪを動的に変更、選択して、第１比較例のＶＳＧモデル３０２に、慣性モーメントＪを伝達する。
　このようにして、第１比較例の第２の仮想同期慣性制御手段１１０において、慣性モーメントＪを最適化することで、第１比較例の第２の仮想同期慣性制御手段１１０を用いた第１比較例の新エネルギー源統合電力変換装置の出力端子における発振を防止し、安定化させている。

《第１比較例の慣性モーメントＪの調整原理》
　図５Ａと図５Ｂは、第１比較例の慣性モーメントＪを調整する原理を示す図である。
　図５Ａは、第１比較例の慣性モーメントＪを調整する原理を示すためのモード照合とその調整結果の関連を示す図である。図５Ｂは、第１比較例の慣性モーメントＪを調整する原理を示すための各モードの関連を示す図である。
　図５Ａにおいて、モード照合手段３０７（図４）のモード照合と、モード照合によって定められるモードと、慣性値調整手段３０８（図４）の調整結果（調整）の各要素を示している。
　図５Ａに示すように、回転子の角速度ω_ＰＣＳは、モード照合（モード照合手段３０７）によって、インバータ１０４（図１）の出力、すなわち電力送電網との接続点（グリッド、格子点）である三相交流電源１０２（図１）の周波数（角速度）ω_ｇと比較される。
　この比較した結果と、回転子の角速度ω_ＰＣＳが増加しているか減少しているかによって、モード照合手段３０７で比較結果が判定される。

　図５Ａにおいて、モード（Ｍｏｄｅ）１は、モード照合（モード照合手段３０７）において、ω_ＰＣＳ＞ω_ｇかつω_ＰＣＳが増加している場合であり、このとき慣性モーメントＪは、通常の場合におけるＪ_{ｎｏｒｍａｌ}が選択される。
　また、モード（Ｍｏｄｅ）２は、モード照合において、ω_ＰＣＳ＞ω_ｇかつω_ＰＣＳが減少している場合であり、このとき慣性モーメントＪは、通常の場合よりも小さい値のＪ_{ｓｍａｌｌ}が選択される。
　また、モード（Ｍｏｄｅ）３は、モード照合において、ω_ＰＣＳ＜ω_ｇかつω_ＰＣＳが減少している場合であり、このとき慣性モーメントＪは、通常の場合のＪ_{ｎｏｒｍａｌ}が選択される。
　また、モード（Ｍｏｄｅ）４は、モード照合において、ω_ＰＣＳ＜ω_ｇかつω_ＰＣＳが増加している場合であり、このとき慣性モーメントＪは、通常の場合よりも小さい値のＪ_{ｓｍａｌｌ}が選択される。
　なお、通常の場合におけるＪ_{ｎｏｒｍａｌ}は、通常の場合に用いている慣性モーメントＪを変化させないという意味でもある。

　図５Ｂにおいて、ω_ＰＣＳとω_ｇとモード（Ｍｏｄｅ１～Ｍｏｄｅ４）との関係を図示している。また、Ｍｏｄｅ１およびＭｏｄｅ４の近傍に付された右向きの矢印はω_ＰＣＳが増加していることを示し、Ｍｏｄｅ２およびＭｏｄｅ３の近傍に付された左向きの矢印はω_ＰＣＳが減少していることを示している。

　以上の図４および図５Ａ、図５Ｂを参照して示した第１比較例の第２の仮想同期慣性制御手段１１０を用いた特性については、図８（第２比較例）と図９（第１比較例）とを参照して後記する。
　しかしながら、図８（第２比較例）と図９（第１比較例）で説明する特性においては、後記するような改善点をまだ有している。
　そのため、次に、さらに改良を加えた本発明（第１実施形態）を説明する。

《本発明の第１実施形態の電力変更決定手段１１１》
　次に、本発明の第１実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置１００（図１）に備えられる第１の仮想同期慣性制御手段１０８における電力変更決定手段１１１（図３、図６）について詳しく説明する。なお、電力変更決定手段１１１は、前記した第１比較例の第２の仮想同期慣性制御手段１１０、および第１比較例そのものに存在しない構成要素である。

　図６は、本発明の第１実施形態に係る電力変更決定手段１１１の構成の一例を示す図である。なお、前記したように第１実施形態は、第２の仮想同期慣性制御手段１１０と電力変更決定手段１１１とを備えた第１の仮想同期慣性制御手段１０８を用いることが特徴であるので、電力変更決定手段１１１が重要な役目をする。
　図６において、電力変更決定手段１１１は、電力計算手段４０１，４０２、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）４０３、絶対値算出手段（ＡＢＳ）４０４、閾値比較判定手段４０５、フラッグ発生手段４０６、出力電力変更指令手段４０７を備えて構成されている。
　また、電力変更決定手段１１１は、図３において説明したように、検出器（電圧電流検出器）１０６の検出したインバータ１０４の入力側の電圧Ｖ_ｄｃと電流Ｉ_ｄｃと、検出器１０７の検出したインバータ１０４の出力側の電圧Ｖと電流Ｉと、出力電力指令Ｐ^＊とを入力している。
　そして、これらの入力信号と指令（Ｖ_ｄｃ，Ｉ_ｄｃ，Ｖ，Ｉ，Ｐ^＊）によって、電力変更決定手段１１１は、補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊を生成し、第２の仮想同期慣性制御手段１１０に、この補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊を供給している。

　電力計算手段（第１の電力計算手段）４０１には、検出器１０７で検出したインバータ１０４（図１）の出力の電圧Ｖと電流Ｉが入力する。そして、電力計算手段４０１は、新エネルギー源統合電力変換装置１００の出力の有効電力（有効出力電力）Ｐ_ｏｕｔを算出する。
　電力計算手段（第２の電力計算手段）４０２には、検出器１０６で検出したインバータ１０４の入力側の電圧Ｖ_ｄｃと電流Ｉ_ｄｃが入力する。そして、電力計算手段４０２は、新エネルギー源統合電力変換装置１００の入力の有効電力（有効入力電力）Ｐ_ｄｃを算出する。
　新エネルギー源統合電力変換装置１００の出力の有効電力Ｐ_ｏｕｔと入力の有効電力Ｐ_ｄｃは、差分手段４０９にそれぞれ入力する。

　差分手段４０９において、出力の有効電力Ｐ_ｏｕｔと入力の有効電力Ｐ_ｄｃの差が検出される。差分手段４０９の出力は、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）４０３に入力する。
　ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）４０３で高周波（ノイズ）成分が除去される。高周波成分を除去することによって、次の工程での精度が向上する。
　ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）４０３の出力は、絶対値算出手段（ＡＢＳ）４０４に入力する。絶対値算出手段（ＡＢＳ）４０４に入力した信号は、絶対値算出手段４０４によって、その絶対値が算出される。絶対値をとるのは、出力電力Ｐ_ｏｕｔと入力電力Ｐ_ｄｃの大小関係が二通りあるからである。

　絶対値算出手段４０４の出力信号は、閾値比較判定手段４０５の一つの入力端子に入力する。閾値比較判定手段４０５のもう一つの入力端子には予め定められた閾値が入力している。閾値比較判定手段４０５において、前記の絶対値算出手段４０４の出力信号は、前記の予め定められた閾値と比較される。
　絶対値算出手段（ＡＢＳ）４０４の出力信号が、前記の閾値より小さいか等しい場合には、意図されていた電力変換操作は、引き続き、そのまま実行される。
　しかしながら、絶対値算出手段（ＡＢＳ）４０４の出力信号が、閾値より大きい場合には、意図されていた電力変換操作は変更する必要があることになる。

　もしこの電力変換操作を変更しない場合には、絶対値算出手段４０４の出力信号が、閾値より大きい状態が続いて、直流コンデンサ１０５（図１）の直流電圧が変化しつづける状態となって、電力変換装置が動作を停止する結果となる。
　そのため、閾値比較判定手段４０５において、絶対値算出手段（ＡＢＳ）４０４の出力信号が閾値より大きくなる場合には、フラッグ発生手段４０６が活性化して作動し、その状態の警告のフラッグ信号Ｆを立てる。そして、そのフラッグ信号Ｆを出力電力変更指令手段４０７に送る。
　出力電力変更指令手段４０７は、前記のフラッグ信号Ｆと、電力計算手段４０２の出力信号である有効入力電力Ｐ_ｄｃと、出力電力指令Ｐ^＊とを入力している。出力電力変更指令手段４０７は、前記の三つの信号を参照して、補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊を出力する。また、補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊の設定が初期化される。

《本発明の第１実施形態の出力電力変更指令手段４０７》
　次に、前記の出力電力変更指令手段４０７の詳細な構成と動作について説明する。
　図７Ａは、本発明の第１実施形態に係る出力電力変更指令手段４０７の構成例を示す図である。
　図７Ｂは、本発明の第１実施形態に係る出力電力変更指令手段４０７の動作を示す図である。
　なお、出力電力変更指令手段４０７は、本発明の第１実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置１００に備えられる第１の仮想同期慣性制御手段１０８の電力変更決定手段１１１に具備されている。
　図７Ａにおいて、出力電力変更指令手段４０７は、時系列電力指令手段４０８と切替手段４１０とゲート手段４１１とを有している。また、出力電力変更指令手段４０７には、出力電力指令Ｐ^＊と新エネルギー源１０１からの有効入力電力Ｐ_ｄｃと、フラッグ発生手段４０６からのフラッグ信号Ｆとが入力されている。そして、出力電力変更指令手段４０７からは、補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊が出力されている。

　ゲート手段４１１は、フラッグ信号Ｆによって開閉される。ゲート手段４１１の入力側は有効入力電力Ｐ_ｄｃの信号が入力され、出力側は原出力電力指令Ｐ_{ｏｒｉｇｉｎａｌ} ^＊となる。
　時系列電力指令手段４０８の第１端子には原出力電力指令Ｐ_{ｏｒｉｇｉｎａｌ} ^＊が入力し、時系列電力指令手段４０８において、図７Ｂで後記するように信号が変換され、第２端子から補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊となって出力される。
　切替手段４１０の第１端子には、出力電力指令Ｐ^＊が入力し、第２端子には時系列電力指令手段４０８の出力の補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊が入力している。また、切替手段４１０は、フラッグ信号Ｆによって第１端子と第２端子との信号の切り替えが制御される。

　切替手段４１０において、フラッグ信号Ｆが立っていない場合には、通常状態として、第１端子の出力電力指令Ｐ^＊が選択される。そして、出力電力指令Ｐ^＊がそのまま補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊として、出力される。
　また、フラッグ信号Ｆが立っている場合には、電力変更が必要とされて、新エネルギー源１０１からの有効入力電力Ｐ_ｄｃがゲート手段４１１を通過し、原出力電力指令Ｐ_{ｏｒｉｇｉｎａｌ} ^＊となって、時系列電力指令手段４０８に入力する。前記したように、時系列電力指令手段４０８は、原出力電力指令Ｐ_{ｏｒｉｇｉｎａｌ} ^＊を補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊に変換する。
　そして、切替手段４１０においては、フラッグ信号Ｆが立っているので、第２端子の時系列電力指令（時系列電力指令手段４０８の指令）を反映した補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊が、切替手段４１０の出力信号として出力される。

　すなわち、図６のフラッグ発生手段４０６でフラッグ信号Ｆが立って、有効電力の乖離が検出された場合には、原出力電力指令Ｐ_{ｏｒｉｇｉｎａｌ} ^＊として、新エネルギー源１０１からの有効入力電力Ｐ_ｄｃを用いる方が、通常状態の出力電力指令Ｐ^＊で有効電力の不均衡による直流コンデンサ１０５の電圧の不安定を防止する方法よりも、前記の有効電力の乖離が調整される。

　このように、出力電力指令を変更することが有効電力の不均衡を安定化させることの解決策となる。
　しかし、出力電力変更指令の過渡期においては、直流コンデンサ１０５の直流電圧の大きな逸脱に対処する必要がある。
　したがって、時系列電力指令（時系列電力指令手段４０８）においては、具体的に、前記の過渡期における直流コンデンサ１０５の直流電圧の大きな逸脱を緩和する方法をとる必要がある。

　図７Ｂは、前記の過渡期における具体的な対策を示すものである。
　図７Ｂにおいて、原出力電力指令Ｐ_{ｏｒｉｇｉｎａｌ} ^＊を正側に変化させる場合と、負側に変化される場合を表記している。正側に変化させる場合を図７Ｂの上側に、負側に変化される場合を図７Ｂの下側に示している。
　図７Ｂの上側（正電力変更）に示すように、原出力電力指令Ｐ_{ｏｒｉｇｉｎａｌ} ^＊を正側に変化させる場合（正電力変更）には、原出力電力指令Ｐ_{ｏｒｉｇｉｎａｌ} ^＊の正側への変化点から時間Δｔ_ｓｃｈの間において、補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊をΔＰ_ｓｃｈだけ多くなるように指令する。そして、時間Δｔ_ｓｃｈの間にエネルギーとして、ΔＥ_ｓｃｈ＝ΔＰ_ｓｃｈ・Δｔ_ｓｃｈをより多く供給して、その後は、補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊を、原出力電力指令Ｐ_{ｏｒｉｇｉｎａｌ} ^＊と同じ電力量とする。
　このように、変化点において、ΔＥ_ｓｃｈ＝ΔＰ_ｓｃｈ・Δｔ_ｓｃｈをより多く供給することにより、過渡期の直流コンデンサ１０５における電圧の大きな逸脱を緩和する。

　また、図７Ｂの下側（負電力変更）に示すように、原出力電力指令Ｐ_{ｏｒｉｇｉｎａｌ} ^＊を負側に変化させる場合（負電力変更）には、原出力電力指令Ｐ_{ｏｒｉｇｉｎａｌ} ^＊の負側への変化点から時間Δｔ_ｓｃｈの間において、補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊をΔＰ_ｓｃｈだけ少なくなるように指令する。そして、時間Δｔ_ｓｃｈの間にエネルギーとして、ΔＥ_ｓｃｈ＝ΔＰ_ｓｃｈ・Δｔ_ｓｃｈをより少なく供給して、その後は、補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊を、原出力電力指令Ｐ_{ｏｒｉｇｉｎａｌ} ^＊と同じ電力量とする。
　このように、変化点において、ΔＥ_ｓｃｈ＝ΔＰ_ｓｃｈ・Δｔ_ｓｃｈをより少なく供給することにより、過渡期の直流コンデンサ１０５における電圧の大きな逸脱を緩和する。

　なお、変化点において、より多く、またはより少なく供給する期間の時間Δｔ_ｓｃｈは、電力変換装置である新エネルギー源統合電力変換装置１００のダイナミック応答の応答時間（動的応答時間）によって決定される。
　また、電力量をより多く、または、より少なく供給する有効電力ΔＰ_ｓｃｈは、時間Δｔ_ｓｃｈにおける補償エネルギーΔＥ_ｓｃｈによって決定される。すなわち、電力変更決定手段の入力変化に対する応答時間は、入力電力の変化した総量に応じて変化する。
　また、第１の仮想同期慣性制御手段１０８において電力および電力量を計算する時間も時系列電力指令（時系列電力指令手段４０８）において考慮する必要がある。
　この図７Ａ、図７Ｂに示した補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊によって、直流コンデンサ１０５における直流電圧の変動は緩和される。

＜本発明（第１実施形態）と比較例の仮想同期慣性制御の特性比較＞
　次に、本発明（第１実施形態）と比較例の仮想同期慣性制御の特性を比較して説明する。
　なお、比較例として第１比較例と第２比較例がある。
　第２比較例は、図４におけるモード対応慣性調整手段３０６を備えていない場合である。
　第１比較例は、図４におけるモード対応慣性調整手段３０６を備えている場合である。
　次に、比較例の第１比較例と第２比較例について、順に説明する。

《第２比較例におけるモード対応慣性調整手段無しの場合の仮想同期慣性制御の特性》
　図８は、第２比較例のモード対応慣性調整手段（３０６）無しの場合における第２の仮想同期慣性制御手段の特性例を示す図である。なお、モード対応慣性調整手段（３０６）無しの場合であるため、時系列電力指令手段４０８も用いていない。
　図８において、縦軸には、入力電圧Ｖ_ｄｃ、残余エネルギーΔＥ_ｐｃｓ、慣性モーメントＪ、回転子の角速度ω_ＰＣＳ、入力電力（機械入力）Ｐ_ｉｎ、出力電力Ｐ_ｏｕｔが表記されている。
　なお、縦軸におけるそれぞれの単位は、残余エネルギーΔＥ_ｐｃｓが［ＭＪ］以外の項目は、すべて単位法であるｐｕ（ｐ．ｕ．）で示している。また横軸は、時間（時間の推移）である。

　図８は、前記したように、第２比較例のモード対応慣性調整手段無しの場合なので、特性線２００３で示した慣性モーメントＪは、常に一定の値を保っている。
　また、符号Ｆで示した０．５秒後に電力変換装置（新エネルギー源統合電力変換装置）が電力変換制御を始動すると、入力電圧Ｖ_ｄｃ、残余エネルギーΔＥ_ｐｃｓ、回転子の角速度ω_ＰＣＳ、入力電力（機械入力）Ｐ_ｉｎ、出力電力Ｐ_ｏｕｔは、変化する。
　０．５秒後に前記の各特性が変化しても、補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊は、一定であって、適切な制御ではないので、出力電力Ｐ_ｏｕｔは、特性線２００６に示すように、減少はするものの発振波形となる。
　そして、電力変換装置の直流コンデンサ１０５で変動して残余となっている残余エネルギーΔＥ_ｐｃｓ（特性線２００２）によって、直流コンデンサ１０５における入力電圧Ｖ_ｄｃを変動させる（特性線２００１）。
　このように、モード対応慣性調整手段無しの場合の操作においては、制御システムが出力端子における発振現象を抑制するために、１秒以上を必要とする。
　さらに、直流コンデンサ１０５の電圧が、変動の過渡期において、平常値の２．４倍である２．４［ｐｕ］の電圧値にまで達する（特性線２００１のピーク値２００１Ｐ）。

　なお、直流コンデンサ１０５の静電容量値を大きくすれば、直流コンデンサ１０５の電圧のピーク値（２００１Ｐ）を低減できる。また、直流コンデンサ１０５の静電容量値を大きくすることによって、過大な電圧を抑制し、安定的な動作をもたらす。
　しかし、直流コンデンサ１０５の静電容量値を大きくすることは、電力変換装置のコストの上昇を招くことになる。

《第１比較例におけるモード対応慣性調整手段有りの場合の仮想同期慣性制御の特性》
　図９は、第１比較例のモード対応慣性調整手段（３０６）有り場合の第２の仮想同期慣性制御手段の特性例を示す図である。ただし、モード対応慣性調整手段（３０６）有りの場合であるが、時系列電力指令手段４０８（図７Ａ）は用いていない。
　図９において、縦軸には、入力電圧Ｖ_ｄｃ、残余エネルギーΔＥ_ｐｃｓ、慣性モーメントＪ、回転子の角速度ω_ＰＣＳ、入力電力Ｐ_ｉｎ、出力電力Ｐ_ｏｕｔが表記されている。
　なお、縦軸におけるそれぞれの単位は、残余エネルギーΔＥ_ｐｃｓが［ＭＪ］以外の項目は、すべて単位法であるｐｕ（ｐ．ｕ．）で示している。また横軸は、時間（時間の推移）である。

　図９においては、前記したように、第１比較例のモード対応慣性調整手段（３０６）有りの場合であるので、過渡期およびそれ以降において、慣性モーメントＪは変化している（特性線３００３）。
　第１比較例の図９に示す特性は、第２比較例の図８に示す特性と異なっている。この相違は、過渡期における慣性モーメントＪの制御の相違に起因する。
　図８における慣性モーメントＪ（特性線２００３）は、制御されずに一定値であったが、図９における慣性モーメントＪ（特性線３００３）は、細かく制御されて変化している。
　この図９の慣性モーメントＪ（特性線３００３）の制御の結果、第２比較例における出力端子における出力電力Ｐ_ｏｕｔ（特性線２００６：図８）の過渡的な発振現象が、第１比較例では特性線３００６（図９）に示すように、出力電力Ｐ_ｏｕｔ（特性線３００６）の過渡現象は素早く減衰し、収束している。

　しかしながら、第１比較例の図９における入力電圧Ｖ_ｄｃ（特性線３００１）の過渡状態におけるピーク値は、第２比較例の図８における入力電圧Ｖ_ｄｃ（特性線２００１）の過渡状態におけるピーク値とほぼ同一の２．４［ｐｕ］の電圧値にまで達している。
　したがって、仮想同期電力変換装置として、過大な電圧を抑制し、安定的な動作をもたらすための制御という観点では、第１比較例も第２比較例と同様に、直流コンデンサ１０５の静電容量値をさらに大きくする等の対策をとる必要がある。

《本発明の第１実施形態における仮想同期慣性制御の特性、図１０》
　図１０は、本発明の第１実施形態に係る第１の仮想同期慣性制御手段１０８を用いた場合の特性例を示す図である。
　図１０において、縦軸には、入力電圧Ｖ_ｄｃ、残余エネルギーΔＥ_ｐｃｓ、慣性モーメントＪ、回転子の角速度ω_ＰＣＳ、入力電力Ｐ_ｉｎ、出力電力Ｐ_ｏｕｔが表記されている。また、出力電力Ｐ_ｏｕｔの項に図７Ｂに示した補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊（特性線１００７）を併せて表記している。
　なお、縦軸におけるそれぞれの単位は、残余エネルギーΔＥ_ｐｃｓが［ＭＪ］以外の項目は、すべて単位法であるｐｕ（ｐ．ｕ．）で示している。また横軸は、時間（時間の推移）である。
　図１０における出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊（特性線１００７）の効果により、過渡期における入力電圧Ｖ_ｄｃ（特性線１００１）の過渡状態におけるピーク値（１００１Ｐ）は、２．１［ｐｕ］の電圧値となって、第１比較例と第２比較例の入力電圧Ｖ_ｄｃの過渡状態におけるピーク値の２．４［ｐｕ］に対して減少している。このようにピーク値が低減することは、電力変換装置（新エネルギー源統合電力変換装置１００）として望ましいことである。

　なお、図１０における補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊（特性線１００７）は、図７Ｂにおける上側の原出力電力指令Ｐ_{ｏｒｉｇｉｎａｌ} ^＊を正側に変化させる場合について示した。
　図１０において、図７Ｂにおける下側の原出力電力指令Ｐ_{ｏｒｉｇｉｎａｌ} ^＊を負側に変化させる場合については示していないが、正側と負側の差はあっても、入力電圧Ｖ_ｄｃの過渡状態におけるピーク値を低減する作用は、概ね同一であるので、重複する説明は省略する。

＜第１実施形態の新エネルギー源統合電力変換装置１００の構成・機能・動作の総括＞
　以上、述べたように、第１の仮想同期慣性制御手段１０８は、第２の仮想同期慣性制御手段１１０と電力変更決定手段１１１とを備えている。そして、第２の仮想同期慣性制御手段１１０は、前記したように、仮想同期慣性モーメントを制御する機能を有している。
　また、電力変更決定手段１１１は、第２の仮想同期慣性制御手段１１０との組み合わせによって、有効出力電力を調整・制御する機能（アクティブパワーコントロール）を有している。
　また、電力変更決定手段１１１は、電力変化時の対応を詳細に規定した時系列電力指令手段４０８を具備した出力電力変更指令手段４０７を有している。
　以上の構成によって、第１実施形態の新エネルギー源統合電力変換装置１００は、主として新エネルギー源１０１に起因する電力変動が起きた際に、電力変換装置（１００）の入力と出力とのエネルギー差（電力差）を過渡的に緩和する。
　そのため、インバータ１０４の入力側に設けられた直流コンデンサ１０５の電圧を通常の操作範囲（動作範囲）に保たれる。この機能によって、仮想同期慣性制御に基づく電力変換装置（１００）は、新エネルギー源１０１（図１）の急激な環境の変動から守られて、動作停止が避けられるのである。

＜本発明の第１実施形態の効果＞
　以上、本発明の第１実施形態の新エネルギー源統合電力変換装置１００によれば、新エネルギー源１０１において、電力の変動があった場合にも、その変動による影響を速やかに低減し、収束させることができる。すなわち、新エネルギー源統合電力変換装置１００を介して新エネルギー源（フロントエンド＋バックエンド）に等価的に、大きな慣性モーメントを付与することができるという効果がある。
　したがって、新エネルギー源を有する送電線網に対して、電力品質を向上する電力変換装置（新エネルギー源統合電力変換装置１００）を提供できる。
　また、新エネルギー源統合電力変換装置１００における直流コンデンサに過渡的に生成される電圧を軽減させることができるので、新エネルギー源統合電力変換装置１００の安定動作、信頼性の向上に寄与するという効果がある。
　また、以上の効果を新エネルギー源統合電力変換装置１００における直流コンデンサの静電容量を増加させることなく実現できるので、同じ効果を直流コンデンサの静電容量を増加させる方法に比較して、低コストで実現して提供できるという効果がある。

≪本発明の第２実施形態≫
　本発明の第２実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置１００Ｂを、図１１Ａ～図１１Ｂ、図１２～図１４、図１５Ａ～図１５Ｃを、適宜、参照して説明する。

《本発明の第２実施形態の新エネルギー源統合電力変換装置１００Ｂの概要》
　図１１Ａ、図１１Ｂは、本発明の第２実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置（電力変換装置）１００Ｂの構成の一例を示す図である。
　図１１Ａは、本発明の第２実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置１００Ｂの構成および新エネルギー源１０１と三相交流電源１０２との接続関係を示す図である。
　図１１Ｂは、本発明の第２実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置１００Ｂの第３の仮想同期慣性制御手段５０８の等価回路を示す図である。
　図１１Ａにおいて、新エネルギー源統合電力変換装置（電力変換装置）１００Ｂは、インバータ１０４、直流コンデンサ１０５、検出器（電圧電流検出器）１０６，１０７、第１の仮想同期慣性制御手段５０８、ＰＷＭ制御手段１０９を備えている。
　また、新エネルギー源統合電力変換装置１００Ｂは、太陽光発電や風力発電などに代表される新エネルギー源のフロントエンドである新エネルギー源１０１から、有効入力電力Ｐ_ｄｃの電力を入力している。

　以上において、図１１Ａに示した第２実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置１００Ｂと、図１に示した第１実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置１００との相違は、図１１Ａの第３の仮想同期慣性制御手段５０８と図１の第１の仮想同期慣性制御手段１０８との相違のみである。したがって、その他の重複する説明は、適宜、省略する。
　図１１Ａにおける第３の仮想同期慣性制御手段５０８については、図１１Ｂの説明の後で、詳細に説明する。

　図１１Ｂは、前記したように、第３の仮想同期慣性制御手段５０８の等価回路を示している。
　図１１Ｂにおいて、後記するように、仮想インピーダンス値決定手段５１２（図１２）と仮想インピーダンス制御手段５１３（図１２）とによって生成された仮想インピーダンス値Ｘ_Ｖを用いるか、用いないか（０）を、第３の仮想同期慣性制御手段５０８が後記する電力変更の指令であるフラッグ信号Ｆによって、切替手段５１４で選択することを表している。
　次に、第３の仮想同期慣性制御手段５０８について説明する。

《本発明の第２実施形態における第３の仮想同期慣性制御手段５０８》
　図１２は、本発明の第２実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置１００Ｂにおける第３の仮想同期慣性制御手段５０８の構成の一例を示す図である。
　図１２において、第３の仮想同期慣性制御手段５０８は、第２の仮想同期慣性制御手段１１０と、電力変更決定手段５１１と、仮想インピーダンス値決定手段５１２と、仮想インピーダンス制御手段５１３と、切替手段５１４と、合成手段（加算器）５１９とを備えて構成されている。
　第３の仮想同期慣性制御手段５０８には、インバータ１０４の出力側の電圧Ｖと電流Ｉと出力周波数ω_ｇとインバータ１０４の入力側の電圧Ｖ_ｄｃと電流Ｉ_ｄｃと、出力電力指令Ｐ^＊と、を入力している。そして、第３の仮想同期慣性制御手段５０８は、参照指令Ｅ^＊∠δ^＊を出力する。

　電力変更決定手段５１１は、前記の入力信号と指令（Ｖ_ｄｃ，Ｉ_ｄｃ，Ｖ，Ｉ，Ｐ^＊）によって、補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊、および、その変化分（差分）の信号ΔＰ_ｏｕｔ ^＊と、電力指令の変更が決定されたことを伝達するフラッグ信号Ｆを生成している。
　そして、電力変更決定手段５１１は、第２の仮想同期慣性制御手段１１０に、前記の補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊を供給し、仮想インピーダンス値決定手段５１２に、前記補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊の変化分（差分）の信号ΔＰ_ｏｕｔ ^＊を供給している。
　また、電力変更決定手段５１１は、フラッグ信号Ｆを仮想インピーダンス値決定手段５１２と、切替手段５１４に供給している。
　第２の仮想同期慣性制御手段１１０は、インバータ１０４（図１１Ａ）の出力側の電圧Ｖと電流Ｉと出力周波数ω_ｇ、および前記の補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊とによって制御し、暫定の参照指令である暫定参照指令信号Ｅ∠δを出力する。

　仮想インピーダンス値決定手段５１２は、補正出力電力指令の変化分（差分）の信号ΔＰ_ｏｕｔ ^＊とフラッグ信号Ｆとによって、仮想インピーダンス値Ｘ_Ｖを算出する。
　仮想インピーダンス制御手段５１３は、出力側の電流Ｉと仮想インピーダンス値Ｘ_Ｖを用いて、補正参照指令を導出する。具体的には、電流Ｉの位相を－９０度（－π／２）、変化させるとともに、仮想インピーダンス値Ｘ_Ｖを参照して増幅（バッファ）した信号を補正参照指令として、切替手段５１４の第２入力端子に送っている。
　切替手段５１４は、第２入力端子の補正参照指令か、第１入力端子の０（変更なし）かをフラッグ信号Ｆによって選択し、その出力信号を合成手段（加算器）５１９の第２端子に入力している。なお、フラッグ信号Ｆが立った場合には、仮想インピーダンス制御手段５１３の出力する補正参照指令が選択される。
　合成手段（加算器）５１９の第１端子には、第２の仮想同期慣性制御手段１１０の出力である暫定参照指令Ｅ∠δが入力している。
　合成手段（加算器）５１９は、切替手段５１４の仮想インピーダンス値の制御に関する補正参照指令と、第２の仮想同期慣性制御手段１１０の出力である暫定指令信号Ｅ∠δと、を合成（加算）して参照指令Ｅ^＊∠δ^＊を出力する。

　以上の構成によって、仮想出力インピーダンスの調整は、より改善される。すなわち、電力変換装置（新エネルギー源統合電力変換装置１００Ｂ）が電力調整変化の動作（操作）を行うときに、一時的に仮想インピーダンス制御を挿入することによって、直流コンデンサ１０５（図１１Ａ）における直流電圧の大きな逸脱を回避することができる。
　なお、第２の仮想同期慣性制御手段１１０は、図３（第１実施形態）、図４（第１の比較例）において前記したとおりである。
　また、電力変更決定手段５１１と、仮想インピーダンス値決定手段５１２のそれぞれの詳細については、後記する。

《本発明の第２実施形態における電力変更決定手段５１１》
　次に本発明の第２実施形態の特徴的な構成要素である電力変更決定手段５１１について詳しく説明する。
　図１３は、本発明の第２実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置１００Ｂにおける電力変更決定手段５１１の構成の一例を示す図である。
　図１３において、電力変更決定手段５１１は、電力計算手段４０１，４０２、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）４０３、絶対値算出手段（ＡＢＳ）４０４、閾値比較判定手段４０５、フラッグ発生手段４０６、出力電力変更指令手段６０９を備えて構成されている。
　以上の図１３で示した電力変更決定手段５１１の構成において、図６で示した電力変更決定手段１１１と異なるのは、出力電力変更指令手段６０９である。出力電力変更指令手段６０９の詳細な構成と動作については後記するが、出力電力変更指令手段６０９が電力変更決定手段５１１に備えられたことで、電力変更決定手段５１１からは、補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊のみならず補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊の変化分（差分）の信号ΔＰ_ｏｕｔ ^＊が出力される。
　図１３における他の構成は、図６の同じ符号を付したそれぞれの構成と同一であるので、重複する説明は、省略する。

《本発明の第２実施形態における出力電力変更指令手段６０９》
　次に出力電力変更指令手段６０９について詳しく説明する。
　図１４は、本発明の第２実施形態に係る新エネルギー源統合電力変換装置１００Ｂにおける出力電力変更指令手段６０９の構成の一例を示す図である。
　図１４において、出力電力変更指令手段６０９は、絶対値算出手段（ＡＢＳ）６１０と、保持手段６１１と、切替手段６１２と、差分手段（差分器）６１３とを備えて構成されている。
　出力電力変更指令手段６０９には、新エネルギー源１０１からの有効入力電力Ｐ_ｄｃと、出力電力指令Ｐ^＊と、フラッグ発生手段４０６のフラッグ信号Ｆとを入力している。
　また、出力電力変更指令手段６０９は、補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊と、補正出力電力指令の変化分（差分）の信号ΔＰ_ｏｕｔ ^＊を出力している。

　出力電力指令Ｐ^＊と有効入力電力Ｐ_ｄｃは、それぞれ差分器６１３に入力し、出力電力指令Ｐ^＊と有効入力電力Ｐ_ｄｃの差分が出力して、この差分の信号が、絶対値算出手段（ＡＢＳ）６１０に入力する。
　絶対値算出手段（ＡＢＳ）６１０は、出力電力指令Ｐ^＊と有効入力電力Ｐ_ｄｃの差分の絶対値を演算して、保持手段６１１に入力する。
　切替手段６１２の第１端子には、出力電力指令Ｐ^＊が入力し、第２端子には、有効入力電力Ｐ_ｄｃが入力している。
　切替手段６１２における信号の切り替えは、フラッグ信号Ｆによって制御される。電力変更の指令であるフラッグ信号Ｆが立っていない場合には、切替手段６１２の補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊として、出力電力指令Ｐ^＊が出力される。

　切替手段６１２において、電力変更の指令であるフラッグ信号Ｆが立った場合には、切替手段６１２の補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊として、有効入力電力Ｐ_ｄｃが出力される。
　また、電力変更の指令であるフラッグ信号Ｆが立った場合には、このフラッグ信号Ｆによって、保持手段６１１は、絶対値算出手段（ＡＢＳ）６１０の信号を保持して、補正出力電力指令の変化分（差分）の信号ΔＰ_ｏｕｔ ^＊として出力する。

　以上の構成によって、電力変更の指令による操作が始まってフラッグ信号Ｆが立った場合には、補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊は、通常の操作である出力電力指令Ｐ^＊ではなく、有効入力電力Ｐ_ｄｃに合うように調整される。その理由は、入力と出力との間で不均衡となった有効電力によって直流コンデンサ１０５（図１１）の電圧が不安定となることを防止するためである。
　このように、補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊を変更することによって、安定状態から不均衡となった有効電力の状況を解決する。
　しかしながら、電力指令を変更する操作の過程において、直流コンデンサ１０５（図１）の電圧が直流電圧の大きな乖離に耐えられるかどうかは保障されない。
　第２実施形態における出力電力変更指令手段６０９の構成によって、仮想インピーダンスを用いる方法は、過渡的な直流コンデンサ１０５の電圧が安定状態から逸脱することを緩和するように、調整する。
　電力指令を変更する操作の過程における仮想インピーダンス値を決定するために、出力電力指令Ｐ^＊と有効入力電力Ｐ_ｄｃの電力の絶対値を読み取ることで、電力変更の指令による操作が始まってからの補正出力電力指令の変化分（差分）の信号ΔＰ_ｏｕｔ ^＊を変化させた総量が検出される。

《本発明の第２実施形態における仮想インピーダンス値決定手段５１２の特性、動作》
　次に本発明の第２実施形態における仮想インピーダンス値決定手段５１２（図１２、図１５Ａ）の特性、動作について詳しく説明する。
　図１５Ａ、図１５Ｂ、図１５Ｃは、本発明の第２実施形態における仮想インピーダンス値決定手段５１２の特性、動作の一例を示す図である。
　図１５Ａは、本発明の第２実施形態における仮想インピーダンス値決定手段５１２の入力信号、出力信号、制御信号を示す図である。
　図１５Ｂは、本発明の第２実施形態における仮想インピーダンス値決定手段５１２の入力信号と出力信号の関係を示す変換図（マップ）である。
　図１５Ｃは、本発明の第２実施形態における仮想インピーダンス値決定手段５１２の仮想インピーダンス値Ｘ_Ｖの時間変化を示す図である。
　図１５Ａにおいて、制御信号である電力変更の指令のフラッグ信号Ｆが立つと、仮想インピーダンス値決定手段５１２は、動作を開始して、入力信号である補正出力電力指令の変化分（差分）の信号ΔＰ_ｏｕｔ ^＊を出力信号である仮想インピーダンス値Ｘ_Ｖに変換して、出力する。

　図１５Ｂにおいて、横軸に示した補正出力電力指令の変化分（差分）の信号ΔＰ_ｏｕｔ ^＊と、縦軸に示した仮想インピーダンス値Ｘ_Ｖとの関係を、特性線１５０１で表している。また、図１５Ｂにおいて縦軸上に「－Ｘ_Ｓ」と表記した点は、図１における三相交流電源１０２のグリッドとしてのインピーダンスＸ_Ｓ１０３のインピーダンス値を示している。
　また、図１５Ｃにおいて、縦軸は仮想インピーダンス値Ｘ_Ｖであり、横軸は時間（時間の推移）を示している。図１５Ｃにおいては、制御信号であって電力変更の指令であるフラッグ信号Ｆが変化をした際における仮想インピーダンス値Ｘ_Ｖの時間変化を示している。
　以上のように、電力変更の指令のフラッグ信号Ｆが有効な状態において、仮想インピーダンス値Ｘ_Ｖは、変換図（マップ）に従って、補正出力電力指令の変化分（差分）の信号ΔＰ_ｏｕｔ ^＊から変換されて算出される。

　図１５Ａ、図１５Ｂ、図１５Ｃによって説明した仮想インピーダンス値Ｘ_Ｖは、図１２における切替手段５１４の第２入力端子に補正参照指令として入力している。
　すなわち、フラッグ信号Ｆが立った場合には、仮想インピーダンス値Ｘ_Ｖによる補正参照指令によって、図１２において、暫定参照指令Ｅ∠δが参照指令Ｅ^＊∠δ^＊に補正される。

《本発明の第２実施形態における第３の仮想同期慣性制御の特性、図１６》
　図１６は、本発明の第２実施形態に係る第３の仮想同期慣性制御手段５０８を用いた場合の特性例を示す図である。
　図１６において、縦軸には、入力電圧Ｖ_ｄｃ、残余エネルギーΔＥ_ｐｃｓ、慣性モーメントＪ、回転子の角速度ω_ＰＣＳ、入力電力Ｐ_ｉｎ、出力電力Ｐ_ｏｕｔが表記されている。また、出力電力Ｐ_ｏｕｔの項に補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊を併せて表記している。
　なお、縦軸におけるそれぞれの単位は、残余エネルギーΔＥ_ｐｃｓが［ＭＪ］以外の項目は、すべて単位法であるｐｕ（ｐ．ｕ．）で示している。また横軸は、時間（時間の推移）である。

　図１６において、フラッグ信号Ｆによって、０．５秒後に電力変換装置（新エネルギー源統合電力変換装置１００Ｂ）は、電力変換動作（操作）を開始している。そのため、補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊（特性線１１０７）が直ちに変化している。
　このとき、電力変換装置の出力電力Ｐ_ｏｕｔ（特性線１１０６）が発振現象を起こしている。しかし、速やかに、この発振現象は減衰している。その理由は、慣性モーメントＪ（特性線１１０３）を変化させているからである。
　さらに、それに加えて、出力端子の仮想インピーダンスＸ_Ｖを挿入し、電力変換装置の直流コンデンサ１０５（図１１）の残余エネルギーΔＥ_ｐｃｓ（特性線１１０２：図１６）を抑制しているからである。

　そのため、この残余エネルギーΔＥ_ｐｃｓ（特性線１１０２：図１６）は、図８の残余エネルギーΔＥ_ｐｃｓ（特性線２００２、第２比較例）や、図９の残余エネルギーΔＥ_ｐｃｓ（特性線３００２、第１比較例）に比較して小さい。
　この結果、電力変換装置（新エネルギー源統合電力変換装置１００Ｂ）の直流コンデンサ１０５の入力電圧Ｖ_ｄｃ（特性線１１０１：図１６）の逸脱したピーク値１１０１Ｐ（約２．１ｐｕ）は、図８の電力変換装置の直流コンデンサ１０５の入力電圧Ｖ_ｄｃ（特性線２００１、第２比較例）の逸脱したピーク値２００１Ｐ（約２．４ｐｕ）や、図９の電力変換装置の直流コンデンサ１０５の入力電圧Ｖ_ｄｃ（特性線３００１、第１比較例）の逸脱したピーク値３００１Ｐ（約２．４ｐｕ）より小さい。
　つまり、第２比較例の図８、および第１比較例の図９のピーク値の２．４ｐｕから、本発明の第２実施形態の図１６に示すピーク値では２．１ｐｕに改善されている。

＜第２実施形態の新エネルギー源統合電力変換装置１００Ｂの構成・機能・動作の総括＞
　以上、述べたように、第３の仮想同期慣性制御手段５０８は、第２の仮想同期慣性制御手段１１０と電力変更決定手段５１１と仮想インピーダンス値決定手段５１２と仮想インピーダンス制御手段５１３とを備えている。そして、第２の仮想同期慣性制御手段１１０は、前記したように、仮想同期慣性モーメントを制御する機能を有している。
　また、電力変更決定手段５１１は、第２の仮想同期慣性制御手段１１０との組み合わせによって、入力電力と出力電力との間の有効電力を調整・制御する機能（アクティブパワーコントロール）を有している。
　また、電力変更決定手段５１１は、通常時の操作の出力電力指令Ｐ^＊と、電力変更の指令であるフラッグ信号Ｆが立った場合の補正出力電力指令Ｐ_ｏｕｔ ^＊として有効入力電力Ｐ_ｄｃと、補正出力電力指令の変化分の信号ΔＰ_ｏｕｔ ^＊とが出力される出力電力変更指令手段６０９を有している。

　仮想インピーダンス値決定手段５１２は、前記したように、補正出力電力指令の変化分の信号ΔＰ_ｏｕｔ ^＊とフラッグ信号Ｆとによって、仮想インピーダンス値Ｘ_Ｖを算出する。
　仮想インピーダンス制御手段５１３は、前記したように、出力側の電流Ｉと仮想インピーダンス値Ｘ_Ｖを用いて、補正参照指令を導出する。
　切替手段５１４は、前記したように、第２入力端子の補正参照指令か、第１入力端子の０（変更なし）かをフラッグ信号Ｆによって選択し、その出力信号を合成手段（加算器）５１９の第２端子に入力している。
　合成手段（加算器）５１９は、前記したように、切替手段５１４の仮想インピーダンス値の制御に関する補正参照指令と、第２の仮想同期慣性制御手段１１０の出力である暫定参照指令信号Ｅ∠δと、を合成（加算）して参照指令Ｅ^＊∠δ^＊を出力する。なお、切替手段５１４において、「補正なし」を意味する「０」が選択された場合には、暫定参照指令信号Ｅ∠δが、そのまま参照指令Ｅ^＊∠δ^＊として出力される。

　以上の構成によって、第２実施形態の新エネルギー源統合電力変換装置１００Ｂは、主として新エネルギー源１０１に起因する電力変動が起きた場合、電力調整変化の動作（操作）を行うときに、一時的に仮想インピーダンス制御を挿入することによって、直流コンデンサ１０５（図１１Ａ）における直流電圧の大きな逸脱を回避することができる。
　そのため、インバータ１０４の入力側に設けられた直流コンデンサ１０５の電圧を通常の操作範囲（動作範囲）に保たれる。この機能によって、第３の仮想同期慣性制御とアクティブパワーコントロールに基づく電力変換装置（１００Ｂ）は、新エネルギー源１０１（図１１Ａ）の急激な環境の変動から守られて、動作停止が避けられるのである。

＜本発明の第２実施形態の効果＞
　以上、本発明の第２実施形態の新エネルギー源統合電力変換装置１００Ｂによれば、新エネルギー源１０１において、電力の変動があった場合にも、その変動による影響を速やかに低減し、収束させることができる。すなわち、新エネルギー源統合電力変換装置１００Ｂを介して新エネルギー源（フロントエンド＋バックエンド）に等価的に、大きな慣性モーメントを付与することができるという効果がある。
　そのため、新エネルギー源を有する送電線網に対して電力品質を向上する新エネルギー源統合電力変換装置１００Ｂを提供できる。
　また、新エネルギー源統合電力変換装置１００Ｂにおける直流コンデンサ１０５に過渡的に生成される電圧を軽減させることができるので、新エネルギー源統合電力変換装置１００Ｂの安定動作、信頼性の向上に寄与するという効果がある。
　また、以上の効果を新エネルギー源統合電力変換装置１００Ｂにおける直流コンデンサの静電容量を増加させることなく実現できるので、同じ効果を直流コンデンサの静電容量を増加させる方法に比較して、低コストで実現して提供できるという効果がある。

≪その他の実施形態≫
　なお、本発明は、以上に説明した実施形態に限定されるものでなく、さらに様々な変形例が含まれる。例えば、前記の実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために、詳細に説明したものであり、必ずしも説明したすべての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成の一部で置き換えることが可能であり、さらに、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成の一部または全部を追加・削除・置換をすることも可能である。
　以下に、その他の実施形態や変形例について、さらに説明する。

《三相以外の方法》
　図１、図２で示した第１実施形態の例では、三相交流の場合であったが、単相交流に変換する場合にも適用できる。

《スイッチング手段》
　図２において、スイッチング素子（２０１～２０６）をＩＧＢＴで説明したが、これに限定されない。ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor）や、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴなどでもよい。

《インバータ》
　図１において、インバータ１０４とＰＷＭ制御手段１０９を別々に表記したが、ＰＷＭ制御手段１０９をインバータを構成する一部として、インバータの中に含めて構成してもよい。

《第１の仮想同期慣性制御手段》
　図１において、第１の仮想同期慣性制御手段１０８を一つの機能ブロックとして表記したが、図３に示すように、第２の仮想同期慣性制御手段１１０と電力変更決定手段１１１を別々の機能ブロックとして備えて構成してもよい。

《検出器、検出手段》
　図１、および図１１Ａにおいて、インバータ１０４の入力側の電圧、電流を検出する検出器（第１の検出手段）１０６とインバータ１０４の出力側の電圧、電流を検出する検出器（第２の検出手段）１０７を別々に分けて記載し説明した。しかし、インバータ１０４の入力側と出力側のそれぞれの電圧、電流を検出すればよいので、２個の検出器１０６，１０７の構成に限定されない。
　検出器１０６，１０７を一体化してもよいし、また、検出器１０６，１０７をそれぞれ電圧検出器と電流検出器に分けて、４個以上の検出器で構成してもよい。

《出力電力変更指令手段》
　図７Ａにおいて、出力電力変更指令手段４０７は、時系列電力指令手段４０８と切替手段４１０とゲート手段４１１とを備えて構成する例を示したが、フラッグ信号Ｆによって、時系列電力指令手段４０８の時系列電力指令と、出力電力指令Ｐ^＊とを切り替えればよいので、この回路に限定されない。
　例えば、ゲート手段４１１を取り除いた回路構成もある。

《仮想インピーダンス値決定手段》
　図１５Ａにおいて、仮想インピーダンス値決定手段５１２は、図１５Ｂに示す補正出力電力指令の変化分（差分）の信号ΔＰ_ｏｕｔ ^＊と仮想インピーダンス値Ｘ_Ｖとの関係による一つの変換マップで仮想インピーダンス値Ｘ_Ｖを算出している。しかしながら、変換マップは一つに限定されない。様々な諸条件により、変換マップの特性（特性線１５０１）が変化する可能性がある。
　そのため、変換マップを複数、備えて、諸条件の変化により、切り替える方法もある。

　１００　　新エネルギー源統合電力変換装置、電力変換装置
　１０１　　新エネルギー源（新エネルギー源のフロントエンド）
　１０２　　三相交流電源、三相交流電源グリッド
　１０３　　インピーダンス（グリッドとしてのインピーダンス）
　１０４　　インバータ
　１０５　　直流コンデンサ、コンデンサ
　１０６　　検出器、電圧電流検出器、検出手段（第１の検出手段）
　１０７　　検出器、電圧電流検出器、検出手段（第２の検出手段）
　１０８　　第１の仮想同期慣性制御手段
　１０９　　ＰＷＭ制御手段
　１１０　　第２の仮想同期慣性制御手段（仮想同期慣性制御手段）
　１１１，５１１　　電力変更決定手段
　２０１～２０６　　ＩＧＢＴ、スイッチング素子
　２０７　　リアクトル
　３０１　　電力計算手段
　３０２　　ＶＳＧモデル、仮想同期発電機モデル
　３０３　　積分手段（１／ｓ）
　３０４　　調整手段、調速機
　３０５　　電圧制御手段
　３０６　　モード対応慣性調整手段
　３０７　　モード照合手段_S
　３０８　　慣性値調整手段
　３０９　　合成手段（掛算器）
　４０１　　電力計算手段（第１の電力計算手段）
　４０２　　電力計算手段（第２の電力計算手段）
　４０３　　ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）
　４０４，６１０　　絶対値算出手段（ＡＢＳ）
　４０５　　閾値比較判定手段
　４０６　　フラッグ発生手段
　４０７，６０９　　出力電力変更指令手段
　４０８　　時系列電力指令手段
　４０９，６１３　　差分手段（差分器）
　４１０，５１４，６１２　　切替手段
　４１１　　ゲート手段
　５０８　　第３の仮想同期慣性制御手段
　５１２　　仮想インピーダンス値決定手段
　５１３　　仮想インピーダンス制御手段
　５１９　　合成手段（加算器）
　６１１　　保持手段

Claims (11)

1. 　新エネルギー源の発電電力を所定の交流電力に変換して電力送電網に出力するインバータと、
   　該インバータを制御するＰＷＭ制御手段と、
   　前記インバータの入力の電圧と電流を検出する第１の検出手段と、
   　前記インバータの出力の電圧と電流と周波数とを検出する第２の検出手段と、
   　前記第１，第２の検出手段が検出した入力と出力のそれぞれの電圧と電流から前記インバータの入力側の入力電力と出力側の出力電力と、前記入力電力と前記出力電力との差異を算出するとともに、出力電力指令を参照して補正出力電力指令を算出する電力変更決定手段と、
   　前記第２の検出手段が検出した出力の電圧と電流と周波数と前記補正出力電力指令とを、基に仮想慣性特性を算出して、前記ＰＷＭ制御手段へ参照指令を出力する仮想同期慣性制御手段と、
   を備え、
   　前記電力変更決定手段の前記入力電力の変化に対する応答時間は、前記入力電力の変化した総量に応じて変化する、
   ことを特徴とする新エネルギー源統合電力変換装置。
2. 　請求項１において、
   　前記電力変更決定手段は、
   　前記インバータの出力の電圧と電流から出力電力を計算する第１の電力計算手段と、
   　前記インバータの入力の電圧と電流から入力電力を計算する第２の電力計算手段と、
   　前記第１の電力計算手段が計算した出力電力と第２の電力計算手段が計算した入力電力との差の絶対値が事前に定められていた閾値を超すか否かを判定する閾値比較判定手段と、
   　該閾値比較判定手段が前記出力電力と前記入力電力との差の絶対値が閾値を超したと判定した場合に、電力変更決定操作のフラッグ信号を出力するフラッグ発生手段と、
   　前記フラッグ信号が出力された場合に、前記入力電力と出力電力指令とに基づき補正出力電力指令を出力する出力電力変更指令手段と、
   を備える、
   ことを特徴とする新エネルギー源統合電力変換装置。
3. 　請求項２において、
   　前記出力電力変更指令手段は、
   　スケジュール化された電力指令を基に構成される時系列電力指令手段と、
   　第１端子に前記出力電力指令を入力し、第２端子に前記時系列電力指令手段の出力する指令が入力し、前記フラッグ信号によって前記第２端子もしくは第１端子の指令を選択して前記補正出力電力指令として出力する切替手段と、
   を備える、
   ことを特徴とする新エネルギー源統合電力変換装置。
4. 　請求項３において、
   　前記時系列電力指令手段のスケジュール化された電力指令は、新エネルギー源統合電力変換装置の動的応答時間と電力が計算される時間とに応じて決定される、
   ことを特徴とする新エネルギー源統合電力変換装置。
5. 　請求項２において、
   　前記出力電力と前記入力電力との差の絶対値を算出する前段に、ハイパスフィルタを備える、
   ことを特徴とする新エネルギー源統合電力変換装置。
6. 　新エネルギー源の発電電力を所定の交流電力に変換して電力送電網に出力するインバータと、
   　該インバータを制御するＰＷＭ制御手段と、
   　前記インバータの入力の電圧と電流を検出する第１の検出手段と、
   　前記インバータの出力の電圧と電流と周波数とを検出する第２の検出手段と、
   　前記第１，第２の検出手段が検出した入力と出力のそれぞれの電圧と電流と出力電力指令とを基に補正出力電力指令を算出して出力するとともに、前記補正出力電力指令の変化分の信号と、電力指令の変更が決定されることを伝達するフラッグ信号と、を出力する電力変更決定手段と、
   　前記第２の検出手段が検出した出力の電圧と電流と周波数と前記補正出力電力指令とを、基に仮想慣性特性を算出して、暫定参照指令を出力する仮想同期慣性制御手段と、
   　前記補正出力電力指令の変化分の信号と前記フラッグ信号とを基に仮想インピーダンス値を算出する仮想インピーダンス値決定手段と、
   　前記出力の電流と前記仮想インピーダンス値を基に補正参照指令を導出する仮想インピーダンス制御手段と、
   を備え、
   　前記フラッグ信号によって、前記補正参照指令が選択された場合には、前記暫定参照指令と前記暫定参照指令を合成して参照指令を生成し、前記補正参照指令が選択さない場合には、前記暫定参照指令で参照指令を生成し、いずれかの場合の参照指令を前記ＰＷＭ制御手段に供給する、
   ことを特徴とする新エネルギー源統合電力変換装置。
7. 　請求項６において、
   　前記電力変更決定手段は、
   　前記インバータの出力の電圧と電流から出力電力を計算する第１の電力計算手段と、
   　前記インバータの入力の電圧と電流から入力電力を計算する第２の電力計算手段と、
   　前記第１の電力計算手段が計算した出力電力と前記第２の電力計算手段が計算した入力電力との差の絶対値が事前に定められていた閾値を超すか否かを判定する閾値比較判定手段と、
   　該閾値比較判定手段が前記出力電力と前記入力電力との差の絶対値が閾値を超したと判定した場合に、電力変更決定操作のフラッグ信号を出力するフラッグ発生手段と、
   　前記フラッグ信号が出力された場合に、前記入力電力と出力電力指令とに基づき前記補正出力電力指令と当該補正出力電力指令の変化分の信号とを出力する出力電力変更指令手段と、
   を備える、
   ことを特徴とする新エネルギー源統合電力変換装置。
8. 　請求項７において、
   　前記出力電力変更指令手段は、
   　前記出力電力指令と前記入力電力との差の絶対値を算出する絶対値算出手段と、
   　前記フラッグ信号の有無によって、前記入力電力と前記出力電力指令とを切り替えて、前記補正出力電力指令を出力する切替手段と、
   　前記絶対値算出手段の出力信号を前記フラッグ信号によって、記憶して保持する保持手段と、
   を備える、
   ことを特徴とする新エネルギー源統合電力変換装置。
9. 　請求項６において、
   　前記仮想インピーダンス値決定手段は、前記補正出力電力指令の変化分の信号を仮想インピーダンス値に変換して出力する、
   ことを特徴とする新エネルギー源統合電力変換装置。
10. 　請求項１または請求項６において、
    　前記インバータは、直流電力を三相交流電力に変換する三相インバータである、
    ことを特徴とする新エネルギー源統合電力変換装置。
11. 　請求項１または請求項６において、
    　前記第１の検出手段と前記第２の検出手段を一体化して一つの検出手段として構成する、
    ことを特徴とする新エネルギー源統合電力変換装置。

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