WO2018181201A1 - 送信装置、受信装置、送信方法及び受信方法 - Google Patents

送信装置、受信装置、送信方法及び受信方法 Download PDF

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WO2018181201A1
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transmission
phase
beam angle
unit
amplitude
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PCT/JP2018/012187
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黒田　淳
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日本電気株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a transmission device, a reception device, a transmission method, and a reception method, and more particularly to a transmission device, a reception device, a transmission method, and a reception method that perform beamforming.
  • transmission / reception is performed by adjusting the phase of the transmission signal applied to each element of the vibration element array and phased array antenna, which are the transmitting and receiving parts, and the phase of the received signal received by each element.
  • a technique for producing a narrow directional beam (beamforming) is used in both or either of the waves.
  • the sonar system and radar system steer the beam sequentially to a predetermined angle (beam steering), spatially separate and collect the sound waves and radio waves coming from each direction, and perform the necessary signal processing. By applying, the object can be detected and its position and speed can be surveyed.
  • Patent Document 1 discloses a sonar in which ultrasonic waves are transmitted into water by a plurality of ultrasonic transducers, and reception signals from the target are received by the plural ultrasonic transducers to detect the target.
  • the sonar disclosed in Patent Literature 1 includes a signal processing device, and the signal processing device includes a transmission beam control unit and a reception beam forming unit.
  • the transmission beam control unit forms the transmission beam B1 at the depression angle 1
  • the reception beam forming unit forms the reception beam B2 in the steering direction of the depression angle 2 based on the received signal, but the depression angle 1 of the transmission beam B1 is It is smaller than the depression angle 2 of the reception beam B2.
  • data sampled from the hydrophone is digitized by the ADC and stored in a space-time store accessible by the primary coupling unit.
  • This sample data is processed by the malfunctioning hydrophone detection unit and passed directly to the primary coupling unit.
  • the malfunctioning hydrophone detection unit generates several error codes that the SACM unit stores in memory accessible by the primary coupling unit.
  • the primary combining unit comprises an interpolation subunit that interpolates sample data into a spatio-temporal store, a malfunctioning sensor compensation unit that replaces faulty samples with estimated data, and several blocks of beamformed output data.
  • a delay sum subunit that selects the samples needed to generate.
  • each element of the vibration element array and the phased array antenna has the same characteristics (amplitude / phase frequency response characteristics, amplitude / phase transient response characteristics and single directivity), and the other is Each element of the vibration element array and the phased array antenna has a sufficiently wide single directivity with respect to the scanning space.
  • the beam forming and beam steering performance is impaired, and the detection performance is degraded. If the above two assumptions are significantly impaired, for example, a functional defect may occur such that the beam itself is not formed at all and the beam orientation cannot be changed at all.
  • Patent Document 1 is an invention about control of the depression angle of beam steering of transmission / reception waves, and a solution to the problem that beam steering is hindered due to variations in characteristics of each element of the vibration element array and the phased array antenna. There is no matching point.
  • Patent Document 2 is an invention for compensating a sensor that has caused a problem such as a failure. Patent Document 2 does not describe any filter bank or its control method.
  • An object of the present invention is to provide a transmission device, a reception device, a transmission method, and a reception method that reduce a decrease in detection performance of an object due to variations in characteristics of each element of a transmission unit and a reception unit.
  • a transmission device includes a transmission signal generation unit that generates a transmission signal, a plurality of elements, a transmission unit that transmits radio waves or sound waves at a desired beam angle, and the beam angle of the radio waves or sound waves.
  • a beam former that adjusts the phase of the transmission signal supplied to the transmission unit, and a correction unit that corrects the amplitude and phase of the transmission signal supplied to the transmission unit according to the beam angle. And having.
  • the phase is adjusted, and the amplitude and phase of the transmission signal supplied to the transmission unit are corrected according to the beam angle.
  • a receiving apparatus includes a received signal processing unit that processes a received signal, a receiving unit that includes a plurality of elements and receives radio waves or sound waves at a desired beam angle, and the radio waves or sound waves.
  • the beam former for adjusting the phase of the received signal supplied from the receiving unit, and the amplitude and phase of the received signal supplied from the receiving unit according to the beam angle are corrected.
  • a correction unit for adjusting the phase of the received signal supplied from the receiving unit, and the amplitude and phase of the received signal supplied from the receiving unit according to the beam angle.
  • a reception method for receiving a radio wave or a sound wave having a desired beam angle at a wave receiving unit and changing a beam angle of the radio wave or the sound wave, and receiving signals supplied from the wave receiving unit. And the amplitude and phase of the received signal supplied from the receiving unit are corrected according to the beam angle.
  • the present invention it is possible to reduce a decrease in detection performance of an object due to variations in characteristics of each element of the transmission unit and the reception unit.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the second embodiment.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view showing a schematic configuration of the wave transmission section of FIG.
  • FIG. 4 is a perspective view showing a detailed configuration of the wave transmission section of FIG.
  • FIG. 5 is a flowchart showing a transmission signal correction operation by the transmission apparatus of FIG.
  • FIG. 6 is a flowchart showing the received signal correction operation by the receiving apparatus of FIG.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating the amplitude of vibration in the transmission unit when the vibration of the vibration element is uniform.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating the phase of vibration in the transmission unit when the vibration of the vibration element is uniform.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the second embodiment.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view showing a schematic configuration of the wave transmission section of FIG.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating the amplitude of vibration in the transmission unit when amplitude and phase variations and crosstalk between adjacent channels exist and amplitude phase correction is not performed.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating the vibration phase of the transmission unit when amplitude and phase variations and crosstalk between adjacent channels exist and amplitude phase correction is not performed.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating the far-field directivity generated by the vibration of the transmission unit illustrated in FIGS. 9 and 10.
  • FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration of the transmission apparatus according to the third embodiment.
  • FIG. 13 is a block diagram illustrating a configuration of a receiving apparatus according to the third embodiment.
  • FIG. 14 is a diagram showing the far-field directivity characteristic of FIG.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of the first modification of FIG.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of the second modified example of FIG.
  • FIG. 17 is a block diagram illustrating a configuration of the fourth embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the first embodiment.
  • a transmission / reception system 1 according to the first embodiment includes a plurality of elements 101 to 10M that transmit radio waves or sound waves, and a wave transmission unit 11 that transmits radio waves or sound waves at a desired beam angle.
  • a receiving device 20 having a plurality of elements 201 to 20M for receiving radio waves or sound waves and having a wave receiving unit 21 for receiving radio waves or sound waves at a desired beam angle.
  • the transmission apparatus 10 includes a transmission signal generation unit 12 that generates a transmission signal for transmission.
  • the receiving device 20 includes a received signal processing unit 22 that performs signal processing of the received signal, and detects the target 2.
  • the transmission signal generation unit 12 distributes the transmission signals to a number corresponding to the plurality of elements 101 to 10M and outputs the transmission signals.
  • the reception signal processing unit 22 receives a number of reception signals corresponding to the plurality of elements 201 to 20M.
  • the transmission device 10 is supplied to the wave transmission unit 11 according to the beam former 13 for adjusting the phase of the transmission signal supplied to the wave transmission unit 11 and the beam angle in order to change the beam angle of the radio wave or the sound wave.
  • a correction unit 14 that corrects the amplitude and phase of the transmission signal.
  • the receiving device 20 changes the beam angle of the radio wave or the sound wave, and supplies the beam former 23 that adjusts the phase of the received signal supplied to the wave receiving unit 21 and the wave receiving unit 21 according to the beam angle.
  • a correction unit 24 that corrects the amplitude and phase of the received signal.
  • the transmission signal generation unit 12 of the transmission device 10 generates a transmission signal.
  • the beam former 13 of the transmission apparatus 10 adjusts the phase of the transmission signal supplied to the transmission unit 11.
  • the correction unit 14 of the transmission device 10 corrects the amplitude and phase of the transmission signal supplied to the wave transmission unit 11 according to the beam angle.
  • reception signals which are electrical signals
  • the beam former 23 of the reception device 20 changes the beam angle of radio waves or sound waves.
  • the phase of the received signal supplied to 21 is adjusted.
  • the correction unit 24 of the reception device 20 corrects the amplitude and phase of the reception signal supplied to the wave reception unit 11 according to the beam angle.
  • the present embodiment is an embodiment of an underwater sonar system that transmits sound waves and detects the target 2 using the received sound waves.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the present embodiment.
  • the sonar system 3 includes a transmission device 30 having a transmission unit 31 having a plurality of vibration elements 301 to 30M for transmitting sound waves, and a plurality of vibration elements 401 to vibration elements for receiving sound waves.
  • a receiving device 40 having a wave receiving unit 41 having 40M is provided.
  • the wave transmission unit 31 includes an electrical interface for inputting a transmission signal to a plurality of elements, a level shifter, a D / A converter, and the like.
  • the wave receiving unit 41 includes an electrical interface, a level shifter, an A / D converter, and the like for electrically sending a received signal to the subsequent correction unit 45.
  • the transmission device 30 includes a transmission signal generation unit 32 that generates a transmission signal that is an electric signal applied to the plurality of vibration elements 301 to 30M of the wave transmission unit 31 for transmission.
  • the receiving device 20 includes a reception signal processing unit 42 that performs signal processing of a reception signal that is an electric signal generated in the plurality of vibration elements 401 to 40M of the wave reception unit 41 by reception, and detects a target. .
  • the transmission device 30 includes a beam former 33 that forms a beam having a predetermined beam angle by adjusting the phase of the transmission signal, and a plurality of vibration elements 301 to vibration elements of the transmission unit 31 for the transmission signal for each beam angle. And a correction unit 35 that performs correction according to the variation of 30M.
  • the receiving device 40 also adjusts the phase of the received signal to form a beam having a predetermined beam angle, and a plurality of vibration elements 401 to oscillate in the receiving unit 41 for the received signal for each beam angle.
  • a correction unit 45 that performs correction according to the variation of the element 40M.
  • the wave transmitting unit 31 converts the generated digital transmission signal into an analog signal and inputs the analog signal to the plurality of vibration elements 301 to 30M.
  • the plurality of vibration elements 301 to 30M radiate sound waves based on the input analog signal.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view showing a schematic configuration of the vibration element portion of the wave transmission section of FIG.
  • the wave transmission unit 31 includes a plurality of, for example, 40 channels of vibration elements 301 to 30M for each channel arranged in a direction perpendicular to the longitudinal direction of the vibration elements 301 to 30M.
  • the vibration element array comprised is provided.
  • the vibration elements 301 to 30M are piezoelectric elements that are polarized in the vertical direction of FIG. 3, for example, and are used as longitudinal vibration elements.
  • the beam former 33 controls the phase of the transmission signal for each channel so that the phase difference between adjacent channels becomes a phase difference that radiates sound waves at a desired beam angle.
  • the angle in the transmission direction with reference to the longitudinal direction of the vibration elements 301 to 30M is referred to as a beam angle.
  • X1 indicates the position of the surface of the transmission unit 31 positioned immediately above the channel 1 vibration element 301
  • XM indicates the transmission unit 31 positioned directly above the channel M vibration element 30M. The position of the surface of is shown.
  • the beam former 33 has a phase difference with an adjacent channel when the distance between the centers of the vibration elements is ⁇ d, the sound velocity is c, and the angular frequency is ⁇ with respect to the beam angle ⁇ .
  • the phase of the signal input to the vibration element for each channel is corrected so that By such phase control, beam steering to the beam angle ⁇ can be realized. Therefore, as shown in FIG. 4, when the beam angle is set to 0 °, the phase difference of vibration of the vibration element for each channel is 0, and the phases are aligned at each position.
  • the beam former 33 controls the phase of the transmission signal for each channel so that the phase of the transmission signal distributed for each channel is aligned. When the beam angle is larger than ⁇ 1, ⁇ 2, the phase difference from the adjacent channel becomes larger than when the beam angle is ⁇ 1.
  • the transmission signal generation unit 32 generates a pulse wave having a desired digital transmission waveform (sine wave, chirp signal, etc.) by a user operation, for example.
  • the transmission signal generation unit 32 may realize generation of a digital transmission waveform by causing a processor such as a DSP, FPGA, or CPU to read software recorded in a memory and execute signal generation processing.
  • FIG. 4 is a perspective view showing a detailed configuration of the wave transmission section of FIG.
  • the vibration element 301 to the vibration element 30M are configured so as to have an acoustic impedance lower than that of a single piezoelectric ceramic, which is advantageous for matching acoustic impedance with water.
  • the water pressure resistance design is facilitated when a large water pressure is applied in the sea.
  • the vibration element 301 to the vibration element 30M are configured by alternately disposing the in-channel resin layers 310 and the piezoelectric ceramics in the channel and by disposing the inter-adjacent channel resin layer 320 between the adjacent channels. A composite vibration element is used.
  • the wave transmission unit 31 includes a backing layer 330 for preventing the elastic wave from coming off on the side opposite to the wave transmission direction of the vibration elements 301 to 30M. Furthermore, it has a low-impedance first layer in the backing layer 330 and a high-impedance second layer in the backing layer 330, and combining these causes multiple reflections from the vibrating elements 301 to 30M to the second layer. By doing so, it is possible to prevent the elastic wave from coming off to the side opposite to the transmission direction.
  • the wave transmission unit 31 includes a waterproof resin layer 340 that covers the vibration element 301 to the vibration element 30M in order to keep the wave transmission part 31 in contact with seawater waterproof.
  • the wave transmission unit 31 is waterproofed so that water does not enter the inside of the wave transmission unit 31 by molding with a waterproof resin layer 340 such as urethane.
  • a matching layer 350 is also provided between the vibration elements 301 to 30M and the waterproof resin layer 340 so that the acoustic impedances of the vibration elements 301 to 30M and the waterproof resin layer 340, which are piezoelectric ceramics, can be easily matched.
  • a hard resin material such as epoxy or polyimide is usually used.
  • the vibration element 301 to the vibration element 30M of the wave transmission section 31 are not piezoelectric ceramics alone, but the resin layers 310 and 320 are disposed in the channel and between the adjacent channels, and the matching layer 350 and the backing layer 330 are further formed. It has a complicated structure. For this reason, if the same signal is input, it is not easy to manufacture the transmission unit 31 so that the same amplitude and phase can be obtained in all the vibration elements 301 to 30M. As a result, the same amplitude and phase cannot be obtained by the channels, so that the performance of beam forming and beam steering is impaired.
  • the transmission device 30 includes a correction unit 35 that corrects the amplitude and phase of the transmission signal or reception signal of each channel in accordance with the beam angle in order to suppress degradation of beam forming and beam steering performance due to variations in the vibration element;
  • a correction coefficient transmission unit 36 that transmits the correction coefficient of the amplitude and phase according to the beam angle to the correction unit 35 is provided.
  • the correction coefficient transmission unit 36 acquires the beam angle from the beam angle instruction unit 34 when the beam angle instruction unit 34 instructs the beam former 33 about the beam angle.
  • the correction coefficient transmission unit 36 corrects the amplitude of the transmission signal or reception signal for each channel and the transmission signal or signal for each channel for each beam angle.
  • a phase correction coefficient for correcting the phase of the received signal is acquired and transmitted to the correction unit 35.
  • the correction coefficient transmission unit 36 stores the amplitude correction coefficient and the phase correction coefficient for each channel in advance in the correction coefficient storage unit for each beam angle, and when the beam angle is acquired, for each channel corresponding to the beam angle.
  • the amplitude correction coefficient and the phase correction coefficient may be read from the correction coefficient storage unit and transmitted to the correction unit 35.
  • the correction unit 35 receives the amplitude correction coefficient and the phase correction coefficient for each channel corresponding to the beam angle instructed by the beam angle instruction unit 34 from the correction coefficient transmission unit 36.
  • the correction unit 35 receives a transmission signal or a reception signal for each channel.
  • the correction unit 35 corrects the amplitude and phase of the transmission signal for each channel based on the amplitude correction coefficient and the phase correction coefficient for each channel.
  • the correction unit 35 outputs a transmission signal for each channel whose amplitude and phase are corrected for each beam angle.
  • the amplitude correction coefficient and the phase correction coefficient for each channel according to the beam angle may be created in any manner. The calculation may be performed as in the third embodiment described below, or the optimum amplitude correction coefficient and phase correction coefficient may be determined from the result of actual measurement with respect to the beam angle.
  • FIG. 5 is a flowchart showing a transmission signal correction operation by the transmission apparatus of FIG.
  • the beam angle instruction unit 34 of the transmission device 30 instructs the beam former 33 about the transmission beam angle (step S1).
  • the correction coefficient transmission unit 36 of the transmission device 30 acquires the beam angle from the beam angle instruction unit 34.
  • the correction coefficient transmission unit 36 of the transmission device 30 reads and acquires the amplitude correction coefficient and phase correction coefficient for each channel, for example, from a storage unit (not shown) for each acquired beam angle. Transmit (step S2).
  • the correction unit 35 of the transmission device 30 receives the amplitude correction coefficient and the phase correction coefficient for each channel from the correction coefficient transmission unit 36 for each beam angle indicated by the beam angle instruction unit 34.
  • the transmission signal for each channel is input from the transmission signal generation unit 32 to the correction unit 35 of the transmission device 30.
  • the correction unit 35 of the transmission device 30 corrects the amplitude and phase of the transmission signal supplied to each channel of the transmission unit based on the amplitude correction coefficient and phase correction coefficient of each channel (step S3).
  • the correction unit 35 of the transmission device 30 outputs the transmission signal of each channel whose amplitude and phase are corrected for each transmission beam angle to the beam former 33.
  • the beam former 33 corrects the phase of the transmission signal for each channel so that the phase difference with the adjacent channel becomes the phase difference calculated by the equation (1) according to the desired beam angle (step S4).
  • the beam former 33 outputs the transmission signal whose phase has been corrected to the transmission unit 31.
  • the wave transmission unit 31 transmits a sound wave at a desired beam angle from the vibration element for each channel of the transmission unit based on the input transmission signal for each channel (step S5).
  • the configuration of the vibration element portion of the wave receiving unit 41 can be configured with the same structure as the wave transmitting unit 31 shown in FIGS. 3 and 4.
  • the wave receiving unit 41 amplifies the electrical signal of each channel output from the vibration element 401 to the vibration element 40M for each channel with a low noise preamplifier, converts the analog signal into a digital signal, and outputs a digital reception signal of each channel.
  • the beam former 43 corrects the phase of the electric signal of each channel so that the phase difference with the adjacent channel is the phase difference calculated by the expression (1), thereby performing beam forming and beam steering of the beam angle ⁇ . realizable.
  • the reception signal processing unit 42 adds the reception signals for each channel output from the beam former 43 to generate one reception signal having a beam angle ⁇ , and performs various signal processing on the one reception signal. Do.
  • the received signal processing unit 42 includes, for example, filter processing, sampling rate conversion, bit depth conversion, directivity synthesis, TS (Target strength) conversion, TVG (Time variant gain) correction, signal processing for conversion into image pixel values, etc. I do.
  • the receiving device 40 may include an image generator (not shown) that generates an image based on the pixel value data generated by the received signal processing unit 42.
  • the reception device 40 of the present embodiment includes a correction unit 45 that corrects the amplitude and phase of the reception signal for each channel in order to suppress beam steering performance deterioration due to variations in the vibration elements 401 to 40M. I have.
  • the reception device 40 transmits a correction coefficient transmission for transmitting to the correction unit 45 an amplitude correction coefficient for correcting the amplitude of the reception signal for each channel and a phase correction coefficient for correcting the phase of the reception signal for each channel for each beam angle.
  • a portion 46 is provided.
  • the correction coefficient transmission unit 46 acquires the beam angle from the beam angle instruction unit 44 when the beam angle instruction unit 44 instructs the beam former 43 about the reception beam angle.
  • the correction coefficient transmission unit 46 acquires an amplitude correction coefficient and a phase correction coefficient for each channel for each beam angle, and transmits them to the correction unit 45.
  • the correction coefficient transmitting unit 46 stores the amplitude correction coefficient and phase correction coefficient for each channel in advance in a storage unit (not shown) in association with the beam angle, and when the beam angle is acquired, each channel corresponding to the beam angle is acquired.
  • the amplitude correction coefficient and the phase correction coefficient may be read from a storage unit (not shown) and transmitted to the correction unit 45.
  • the correction unit 45 receives the amplitude correction coefficient and the phase correction coefficient for each channel from the correction coefficient transmission unit 46 for each beam angle indicated by the beam angle instruction unit 44. In addition, the reception signal of each channel is input to the correction unit 45 from the wave reception unit 41.
  • the correction unit 45 corrects the amplitude and phase of the reception signal of each channel based on the amplitude correction coefficient and phase correction coefficient for each channel.
  • the correction unit 45 outputs a reception signal for each channel with the amplitude and phase corrected for each reception beam angle to the beam former 43.
  • FIG. 6 is a flowchart showing the received signal correction operation by the receiving apparatus of FIG.
  • the beam angle instruction unit 44 instructs the beamformer 43 on the received beam angle (step S11).
  • the correction coefficient transmission unit 46 acquires the beam angle from the beam angle instruction unit 44.
  • the correction coefficient transmission unit 46 reads and acquires the amplitude correction coefficient and phase correction coefficient for each channel for each acquired reception beam angle, for example, from a storage unit (not shown), and transmits it to the correction unit 45.
  • the correction unit 45 of the reception device 40 acquires the amplitude correction coefficient and the phase correction coefficient for each channel from the correction coefficient transmission unit 46 for each reception beam angle indicated by the beam angle instruction unit 44 (step S12).
  • the reception signal of each channel is input from the reception unit 41 to the correction unit 45 of the reception device 40.
  • the correcting unit 45 of the receiving device 40 corrects the amplitude and phase of the received signal of each channel based on the amplitude correction coefficient and the phase correction coefficient for each channel (step S13).
  • the correction unit 45 outputs the reception signal of each channel whose amplitude and phase are corrected to the beam former 43 for each reception beam angle.
  • the beam former 43 shifts the phase of the input reception signal of each channel by the amount of phase shift corresponding to the reception beam angle, and outputs it to the reception signal processing unit 42 (step S14).
  • the reception signal processing unit 42 adds the signals of the respective channels output from the beam former 43, generates a reception signal corresponding to the desired beam angle, and performs signal processing on the reception signal (step S15). .
  • the correction coefficient transmission unit when the beam angle instruction unit instructs the beam former to the beam angle, the correction coefficient transmission unit also acquires the beam angle.
  • the correction coefficient transmission unit transmits the amplitude correction coefficient and the phase correction coefficient for each channel to the correction unit for each acquired beam angle.
  • the correction unit performs correction processing for each beam angle by correcting the amplitude and phase of the signal of each channel based on the amplitude correction coefficient and phase correction coefficient of each channel.
  • a correction unit that corrects the amplitude and phase of the transmission signal or the reception signal according to the beam angle, and the phase of the transmission signal or the reception signal is adjusted to change the beam angle.
  • the present invention is not limited to this.
  • an amplitude adjustment unit that adjusts the amplitude of the transmission signal or the reception signal according to the beam angle, and the phase of the transmission signal or the reception signal according to the beam angle while adjusting the phase of the transmission signal or the reception signal to change the beam angle
  • a phase adjustment unit that performs the above correction.
  • the reception signal output from the reception unit and the transmission signal output from the transmission signal generation unit are first corrected by the correction unit and then input by the beamformer.
  • the present invention is not limited to this. After beam forming is first performed by the beam former, it may be input to the correction unit, or these may be performed in parallel.
  • the beam formation in free space is completely the same for both transmission and reception. It is the basic solution of reversibility of electroacoustic transformation and partial differential equations in free space (including elliptic partial differential equations such as Helmholtz equation describing stationary sound field, hyperbolic partial differential equations such as wave equation), i.e. It is guaranteed mathematically based on the reciprocity of the Green function. Therefore, it can be discussed in the same way whether the wave is transmitted from the vibration element or the wave is received, but in the following discussion, the discussion is as if the vibration source (source) was placed on the vibration element side even if the wave was received. This is more convenient for formulation, so do so.
  • a vector represents a row vector of a discrete Fourier transform region with respect to time
  • a subscript m represents a channel number.
  • the array directivity of the vibration element array is obtained by multiplying the far-field directivity by the arrangement of the vibration element center points assuming the single directivity to be non-directional and the single directivity.
  • a vibrating element itself gain vector g m of the transfer function between the propagating wave (physical field by waves) and the wave source to the m-th transducer elements as an array manifold vector.
  • N is the number of sampling points in the discrete Fourier transform domain.
  • ⁇ is a phase delay between adjacent channels of the vibration element for a physical wave coming from a certain distant direction.
  • the phase difference is By providing the phase delay so that From the above, note that the phase delay between adjacent channels is ⁇ , The phase delay vector a m and gain vector g m is, The array manifold vector b m is a transfer function for the propagation wave for the m-th channel.
  • ° indicates a Hadamard product.
  • the transmission signal and the reception signal are phased with respect to a certain scanning direction (referred to as directivity synthesis).
  • the vector that results in the directional synthesis for a certain direction is called the steering vector w m , It can be expressed.
  • * is a complex conjugate
  • a fraction represents a division for each element
  • ⁇ represents a square root calculation for each element.
  • W It becomes.
  • W Means division by element.
  • the window function y m that gives the shading factor for the array sensors, and the like Turkey windows, Chebyshev windows.
  • m, n, i, and k are integers of 1 or more, and these are temporary variables used only in the equations (9) to (11), and are not related to other equations.
  • the above equation (9) is the i-th order Chebyshev polynomial, and s is the attenuation ratio of the side lobe to the main lobe.
  • the final steering vector v m and steering matrix V are obtained by multiplying the steering vector w m, the window function y m and the window matrix Y as element products, It becomes.
  • the beamformer is a unidirectional vector that is common to all oscillators and the spatial discrete Fourier transform of the array. A beam is generated for a certain direction using a steering vector and a steering matrix.
  • the elements of the directivity function ⁇ n are a steering vector and an array manifold vector. It becomes.
  • ⁇ d is the distance between the centers of the channels of the vibration element, and r 0 is the distance between the vibration element array and the observation point.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating the amplitude of vibration in the transmission unit when it is assumed that the vibration of the vibration element is uniform.
  • the diagram on the left side of FIG. 7 shows the amplitude of vibration of each vibration element when the beam angle is 0 °.
  • FIG. 8 is a diagram showing the phase of vibration in the transmission section when it is assumed that the vibration of the vibration element is uniform, as in FIG.
  • the diagram on the left side of FIG. 8 shows the vibration phase of each vibration element when the beam angle is 0 °.
  • FIG. 7 shows the distribution of the vibration velocity amplitude and the vibration velocity phase in the case of vibration by a drive signal that performs beam steering according to Equation (4) for the amplitude according to the Chebyshev window and the phase delay. .
  • the single directivity of the vibration element is omnidirectional.
  • Transmission and reception beam formation and beam steering can be controlled by the weighting (shading) of each vibration element and the delay time between each channel. If beam steering is performed based on the above in, for example, 1 deg step, the sound wave radiation direction plane in the steering direction can be resolved with a distance grid corresponding to 1 deg.
  • the sound wave is reflected by a strong reflected sound returned from only the target direction. Since the signal is received only at the corresponding reception beam angle, the reaction as the target can be confirmed.
  • X Sensitivity amplitude and phase variation with respect to the front incoming wave for each channel
  • Y Sensitivity amplitude and phase directivity variation for each channel
  • Z Physical crosstalk between channels The influence of X, Y, and Z described above will be described.
  • ⁇ Inhibition factor X When this obstruction factor X occurs, first, the phase error vector ⁇ m of the channel of each vibration element is added to the equation (2). And change. For the gain vector g m , g mn ⁇ 1 for n of 1 ⁇ n ⁇ N. In the formulation of the array manifold vector and matrix, only the contents of the above a m and g m change, and the form of the expression using these as variables does not change.
  • the obstruction factor Z is a vibration distribution extending between the channels because each channel of the vibration element array is separated and does not vibrate. This results in an inhibition factor Y as a result. Further, the cause of the inhibition factor Y is not only the inhibition factor Z, but also occurs when, for example, the transmission wave opening area of each channel of the vibration element is not equal and uniform due to some manufacturing size error. Since the vibration of the adjacent channel leaks and accumulates, the original vibration distribution changes.
  • the formula (7) for calculating far-field directivity by spatial discrete Fourier transform is calculated on the assumption that the directivity of all channels is equal in the series of formulas of the vibration element array. Is done.
  • the expression (7) can no longer be applied, and it is necessary to integrate all vibrations on the surface of the entire vibration element. In other words, it is necessary to obtain far-field directivity by discretizing vibration with a spatial pitch smaller than the pitch between the vibrating element channels and spatially Fourier transforming the vector of the discrete vibration distribution thus obtained. Become.
  • FIG. 9 and FIG. 10 show the results of calculating the amplitude and phase of vibration when crosstalk occurs at a rate of 1.
  • FIG. 11 shows the result of calculating the far-field directivity when the beam angles produced by the vibration velocity distributions of FIGS. 9 and 10 are 0 °, 30 °, and 60 °.
  • FIG. 9 is a diagram showing the amplitude of vibration in the transmission section when there are amplitude and phase variations and crosstalk between adjacent channels.
  • FIG. 9 shows, for example, the amplitude when the amplitude varies 0.5 to 2 times the center value, the phase varies ⁇ 50 deg with respect to the center value, and crosstalk occurs between both adjacent channels at a ratio of 1: 1. Show.
  • FIG. 10 is a diagram showing the vibration phase in the transmission section when there are amplitude and phase variations and crosstalk between adjacent channels.
  • FIG. 10 shows a case where the amplitude varies from 0.5 to 2 times the center value, the phase varies by ⁇ 50 deg from the center value, and crosstalk occurs between both adjacent channels at a ratio of 1: 1 as in FIG. Shows the phase.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating the far-field directivity generated by the vibration of the transmission unit illustrated in FIGS. 9 and 10.
  • the amplitude varies 0.5 to 2 times the center value
  • the phase varies ⁇ 50 deg with respect to the center value
  • crosstalk occurs between both adjacent channels at a ratio of 1: 1 as shown in FIG.
  • the side lobes are large at all beam angles, and the beam gain decreases as the beam angle increases. Side lobes are increasing.
  • the gain of the beam is lowered by increasing the beam angle. It can be seen that when the beam is steered to ⁇ 2, ie 60 °, the main beam is almost buried in the side lobe and disappears.
  • Inhibition factor X The factor that converts equation (16) into equation (2) and the reciprocal of the gain vector are included in the steering vector / matrix.
  • signal processing for creating a steering matrix having M ⁇ N elements may be performed on the number M of channels and the discrete frequency sample point N, that is, filter processing.
  • the solution procedure of the present invention is as follows.
  • Correcting the channel variation by the above procedures (a) and (b) means that the variation of each channel of the vibration element array is forcibly corrected by the array manifold matrix corresponding to each beam.
  • the steering matrix has the number of elements of M ⁇ N ⁇ Q.
  • the directivity measurement result of each channel in the above steps a and b is obtained, and the vibration amplitude vector of the spatial sampling point by the discrete inverse Fourier transform is obtained.
  • the result of directivity measurement for a single channel (only the amplitude is described) and its discrete inverse Fourier transform result in the calculation of the vibration amplitude distribution at a spatial sampling point on the single channel.
  • the amplitude directivity is sampled at, for example, 60 points.
  • the vibration amplitude distribution at the spatial sampling point in the single channel is calculated by discrete inverse Fourier transform (including phase data of directivity measurement in the calculation).
  • the amplitude distribution of 60 spatial sampling points equal to the number of directivity measurement points in a single channel is calculated.
  • Measuring the directivity of the Q point for a single channel is mathematically equivalent to providing a spatial sampling point of the Q point by the discrete inverse Fourier transform and measuring the corresponding vibration amplitude distribution. .
  • a specific method for realizing the above a and b is to design a frequency filter that corrects each channel for each beam. That is, a specific method for realizing the above a and b is to generate M ⁇ Q filters.
  • FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration of the transmission apparatus according to the third embodiment.
  • FIG. 13 is a block diagram illustrating a configuration of a receiving apparatus according to the third embodiment.
  • the transmission device 50 includes a wave transmission unit 31 having a plurality of vibration elements 301 to 30M that transmit sound waves, as in the second embodiment.
  • the receiving device 60 includes a wave receiving unit 41 having a plurality of vibration elements 401 to 40M that receive sound waves, as in the second embodiment.
  • the wave transmission unit 31 includes an electrical interface for inputting a transmission signal to a plurality of elements, a level shifter, a D / A converter, and the like.
  • the wave receiving unit 41 includes an electrical interface for electrically transmitting a reception signal to the subsequent stage, a level shifter, an A / D converter, and the like.
  • the transmission device 50 includes a transmission signal generation unit 52 that generates a transmission signal that is an electrical signal applied to the plurality of vibration elements 301 to 30M of the wave transmission unit 31 for transmission.
  • the reception device 60 includes a reception signal processing unit 67 that performs signal processing of reception signals that are electrical signals generated in the plurality of vibration elements 401 to 40M of the wave reception unit 41 by reception.
  • the transmission signal generation unit 52 includes a signal generation unit 521 that generates a transmission signal, and a distribution unit 522 that distributes the generated transmission signal for each channel.
  • the reception signal processing unit 67 includes an addition unit 671 that adds the reception signals of the respective channels and a signal processing unit 672 that performs signal processing on the reception signals.
  • the transmitting device 50 and the receiving device 60 include beam formers 53 and 63 that adjust the phase of the received signal to form a beam having a predetermined beam angle.
  • the beam formers 53 and 63 of this embodiment include phase shifters 531 and 631 and shading coefficient multipliers 532 and 632.
  • the transmission device 50 and the reception device 60 of this embodiment include IIR filter banks 55 and 65 in place of the correction unit of the second embodiment.
  • a frequency filter that performs correction according to variations in the plurality of vibration elements of the transmission unit 31 and the reception unit 41 for each beam is implemented by an IIR filter.
  • the IIR filter is designed in the filter coefficient time domain, or carefully designed so that the group delay due to the filter itself does not differ from channel to channel by performing phase correction with an all-pass filter after performing frequency domain design. There is a need.
  • the transmission device 50 switches the steering matrix for each beam and corrects the variation related to the amplitude phase of the channel.
  • the process of correcting the variation and the steering matrix for performing the directivity matching for each beam is performed by the IIR filter bank 55 and Processing is performed by the phase shifter 531 and the shading coefficient multiplier 532.
  • the instruction is given by the beam angle instruction unit 34.
  • the receiving apparatus 60 switches the steering matrix for each beam, and processes the correction matrix for the amplitude phase of the channel and the steering matrix for performing directivity matching for each beam are performed by the IIR filter bank 65, the phase shifter 631, the shading coefficient. Processing is performed by the multiplier 632 and the adder 671.
  • the instruction is given by the beam angle instruction unit 44.
  • the transmission device 50 and the reception device 60 of the present embodiment include correction coefficient transmission units 56 and 66.
  • the correction coefficient transmission units 56 and 66 transmit the filter coefficient to the IIR filter bank 55 in accordance with instructions from the beam angle instruction units 34 and 44.
  • the IIR filter banks 55 and 65 are generally configured by cascading several sections of biquad filters (biquadratic filters). With the number of sections as H, the z-transform domain transfer function can be expressed as follows:
  • the correction coefficient transmitters 56 and 66 need to transmit 5H coefficients to the IIR filter banks 55 and 65 for each beam.
  • the IIR filter banks 55 and 65 act on the amplitude factor and phase factor of the steering matrix W q described in detail by the equation (22).
  • the phase shifters 531 and 631 apply a phase factor corresponding to the beam angle.
  • the phase shifters 531 and 631 can also be realized by designing an arbitrary group delay filter and an all-pass filter in the IIR filter bank.
  • the phase shifter is also provided with a storage unit that stores the filter coefficient corresponding to the beam angle, and when the beam angle is input, the coefficient of the all-pass filter corresponding to the beam angle is output to the phase shifter. May be.
  • the IIR filter banks 55 and 65 may apply only the amplitude factor of the steering matrix W q described in detail by the equation (22).
  • the group delay characteristics by the IIR filter banks 55 and 65 are designed so as not to be different for each channel. This can be designed by time domain optimization using, for example, the extended Yule-Walker method.
  • the phase shifter 531,631 includes a phase factor of steering matrices W q for correcting the variation about the channel phase, both the steering matrices performing directional consistency, to act for each beam.
  • the shading coefficient multipliers 532 and 632 multiply the steering matrix W q by the shading coefficient matrix Y q to operate the final steering matrix V q .
  • the shading coefficient is not changed for each frequency.
  • the phase shifters 531 and 631 can also be realized by changing the phase of the local oscillator used for frequency conversion.
  • the adding unit 671 of the receiving device 60 adds the time series data of each channel output from the shading coefficient multiplier 632 in all channels.
  • a reception signal for which the directivity synthesis processing is completed by the addition processing of the addition unit 671 is output to the signal processing unit 672.
  • FIG. 14 is a diagram showing the far-field directivity of FIG. As shown in FIG. 14, it can be seen that the side lobes in the far-field directivity are reduced, and the deterioration of the main beam during beam steering is reduced.
  • the side lobe is reduced by correcting the amplitude and phase of the transmission signal and the reception signal of each channel by the IIR filter banks 55 and 65 that are corrected by correcting the steering vector for each beam. Reduction during beam steering is reduced. That is, as in the first and second embodiments, even if the characteristics of each element of the transmission unit and the reception unit vary, the degradation of the performance of beam forming and beam steering is reduced, and thereby the object The degradation of the detection performance can be reduced.
  • FIG. 15 is a block diagram showing the configuration of the first modification of the present embodiment of the present invention.
  • the sonar function is realized only at a single frequency, it is not necessary to use a Biquad filter in order to operate the steering matrix V q , and the signal is multiplied by a coefficient of V q calculated only for the single frequency. do it.
  • FIG. 15 is a diagram showing the configuration in that case.
  • a correction matrix multiplier 75 is provided instead of the IIR filter bank 65, and the correction coefficient transmission unit 66 and the correction coefficient storage unit 661 are replaced.
  • the correction matrix transmission unit 76 and the correction matrix storage unit 761 are different.
  • the correction matrix transmission unit 76 reads out a correction matrix corresponding to the beam angle from the correction matrix storage unit 761 for each beam angle in accordance with an instruction from the beam angle instruction unit 44 and supplies the correction matrix multiplier 75 with the correction matrix.
  • the amplitude and phase of the received signal are corrected based on the correction matrix.
  • the array manifold matrices B q and C q are measured and calculated for all the beams having the numbers 1 ⁇ q ⁇ Q.
  • the numerical difference between the array manifold matrix is small, groups the plurality of beams, they shared with one array manifold matrix B q and, it is also possible to perform processing by C q is there.
  • the amplitude and phase of the transmission signal and reception signal of each channel are corrected by the correction matrix multiplier 75 corrected for each beam, thereby reducing side lobes and main beam beam steering. Is reduced. That is, as in the above-described embodiment, even if the characteristics of each element of the transmission unit and the reception unit vary, the deterioration of the performance of beam forming and beam steering is reduced, thereby improving the detection performance of the object. Reduction can be reduced.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of a second modification of the present embodiment of the present invention.
  • the present modification includes an FIR (Finite Impulse Response) filter bank 77 instead of an IIR filter bank, as compared with the configuration of FIG.
  • the correction coefficient storage unit 781 stores the coefficients of the FIR filter
  • the correction coefficient transmission unit 78 transmits the FIR filter coefficients to the FIR filter bank 77 in accordance with an instruction from the beam angle instruction unit 44.
  • the correction coefficient transmission unit 78 reads the coefficient of the FIR filter corresponding to the beam angle from the correction coefficient storage unit 781 for each beam angle and transmits it to the FIR filter bank 77 according to the instruction of the beam angle instruction unit 44. To do.
  • the FIR filter bank 77 corrects the amplitude and phase of the received signal based on the coefficients of the FIR filter.
  • the z-transform of the transfer function of the FIR filter is Therefore, the correction coefficient transmitting unit 78 needs to transmit the coefficients of the MH FIR filters for each beam angle.
  • the FIR filter bank 77 corrected for each beam corrects the amplitude and phase of the transmission signal and reception signal of each channel, thereby reducing the side lobe and the main beam during beam steering. Is reduced. That is, as in the above-described embodiment, even if the characteristics of each element of the transmission unit and the reception unit vary, the deterioration of the performance of beam forming and beam steering is reduced, thereby improving the detection performance of the object. Reduction can be reduced.
  • the present embodiment is an embodiment of a radar system that transmits a radio wave and detects the target 2 using the received radio wave.
  • FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of the present embodiment.
  • the radar system 4 includes a transmission device 80 including a transmission unit 81 including a phased array antenna 800 including a plurality of antenna elements that transmit radio waves, and a phased array including a plurality of antenna elements that receive radio waves.
  • a receiving device 90 having a wave receiving unit 91 including an array antenna 900 is provided.
  • the wave transmission unit 81 includes an electrical interface, a level shifter, a D / A converter, and the like for inputting transmission signals to a plurality of antenna elements of the phased array antenna 800.
  • the wave receiving unit 91 includes an electrical interface, a level shifter, an A / D converter, and the like for electrically transmitting reception signals received by the plurality of antenna elements of the phased array antenna 900 to the beam former 83 at the subsequent stage. Yes.
  • the transmission device 80 includes a transmission signal generation unit 82 that generates a transmission signal for transmission.
  • the receiving device 90 includes a received signal processing unit 92 that performs signal processing of the received signal, and detects a target.
  • the transmission signal generator 82 distributes the transmission signals to the number corresponding to the plurality of antenna elements of the phased array antenna 800 and outputs the transmission signals.
  • the reception signal processing unit 92 receives a number of reception signals corresponding to the plurality of antenna elements of the phased array antenna 900.
  • the transmission device 80 supplies the beam former 83 that adjusts the phase of the transmission signal supplied to the transmission unit 81 and the transmission unit 81 according to the transmission beam angle in order to change the transmission beam angle of the radio wave. And a correction unit 84 that corrects the amplitude and phase of the transmission signal. Further, the receiving device 90 is supplied from the wave receiving unit 91 according to the beam former 83 and the beam former 83 that adjusts the phase of the received signal supplied from the wave receiving unit 91 in order to change the reception beam angle of the radio wave. And a correction unit 94 that corrects the amplitude and phase of the received signal.
  • the transmission signal generation unit 82 of the transmission device 80 generates a transmission signal.
  • the beam former 83 adjusts the phase of the transmission signal supplied to the wave transmission unit 81 in order to change the transmission beam angle of the radio wave.
  • the correction unit 84 corrects the amplitude and phase of the transmission signal supplied to the transmission unit 11 according to the transmission beam angle.
  • the transmission unit 81 transmits a radio wave at a desired beam angle based on a transmission signal whose phase is adjusted and whose amplitude and phase are corrected.
  • the beam former 93 is supplied from the wave receiving unit 21 to change the received beam angle of the radio wave. Adjust the phase of the received signal.
  • the correction unit 94 corrects the amplitude and phase of the reception signal supplied from the wave reception unit 91 according to the reception beam angle.
  • the reception signal processing unit 92 adds the reception signals of the respective channels whose phases are adjusted and whose amplitude and phase are corrected to generate a reception signal having a desired beam angle, and performs signal processing on the reception signal.

Abstract

送波部及び受波部の各素子の特性のバラツキによる対象物の探知性能の低下を軽減するため、送信装置１０は、送信信号を生成する送信信号生成部１２と、複数の素子を有し、所望ビーム角度の電波又は音波を送信する送波部１１と、電波又は音波のビーム角度を変更するため、送波部１１に供給される送信信号の位相を調整するビームフォーマー１３と、ビーム角度に応じて送波部１１に供給される送信信号の振幅と位相を補正する補正部１４と、を備えている。

Description

送信装置、受信装置、送信方法及び受信方法
　本発明は、送信装置、受信装置、送信方法及び受信方法に関し、特にビームフォーミングを行う送信装置、受信装置、送信方法及び受信方法に関する。
　ソーナーシステムやレーダーシステムにおいて、送波部や受波部である振動素子アレイやフェーズドアレイアンテナの各素子に加えられる送信信号や、各素子で受信された受信信号の位相を調整することにより、送受波の両方、もしくはいずれか一方において、狭指向性ビームを作り出す（ビームフォーミング）技術が利用されている。ソーナーシステムやレーダーシステムは、そのビームを所定の角度に順次ステアリングすることにより（ビームステアリング）、各方向から到来する音波や電波を空間的に分離して、集録した上で、必要な信号処理を施すことにより、対象物を探知しその位置や速度を測量することができる。
　ビームフォーミング及びビームステアリングに関連する技術が、例えば、特許文献１、２に開示されている。特許文献１には、複数の超音波振動子により水中に超音波を送信し、ターゲットからの受信信号を複数の超音波振動子により受信してターゲットを探知するソーナーが開示されている。特許文献１のソーナーは、信号処理装置を有し、信号処理装置は、送信ビーム制御部と、受信ビーム形成部とを有している。送信ビーム制御部は、俯角１に送信ビームＢ１を形成し、受信ビーム形成部は、受信信号に基づいて、俯角２のステアリング方向に受信ビームＢ２を形成するが、送信ビームＢ１の俯角１は、受信ビームＢ２の俯角２よりも小さい。
　また、特許文献２に開示されているビームフォーマーにおいては、ハイドロホンからサンプリングされたデータがＡＤＣによってデジタル化され、１次結合ユニットによってアクセス可能な空間時間ストアに格納される。このサンプルデータが、機能不良ハイドロホン検出ユニットによって処理され、１次結合ユニットに直接に渡される。機能不良ハイドロホン検出ユニットは、１次結合ユニットによってアクセス可能なメモリにＳＡＣＭユニットが格納するいくつかのエラーコードを生成する。１次結合ユニットは、サンプルデータを空間時間ストアに補間する補間サブユニットと、障害のあるサンプルを推定されたデータで置き換える機能不良センサ補償ユニットと、ビームフォームされた出力データのいくつかのブロックを生成するために必要とされるサンプルを選択する遅延和サブユニットとを備える。
特開２０１４－１５７０８３号公報 特表２００２－５２５５８４号公報
　上述のソーナーシステムやレーダーシステムにおいて、ビームフォーミング、ビームステアリング機能を設計する場合は、基本的に下記２点を前提として考える。１つは振動素子アレイやフェーズドアレイアンテナの各素子が同一の特性（振幅／位相の周波数応答特性、振幅／位相の過渡応答特性および単体指向性）を持っていることであり、もう１つは、振動素子アレイやフェーズドアレイアンテナの各素子は、走査する空間に対して、十分に広い単体指向性を持っていることである。
　上記２つの前提が満たされない場合には、ビームフォーミング、ビームステアリングの性能が損なわれるため、探知性能が低下する。上記２つの前提が著しく損なわれる場合には、例えばビーム自体がまったく形成されない、ビームの方位が全く変化させられないといった機能欠陥が生じることになる。
　特許文献１は、送受波のビームステアリングの俯角についての制御についての発明であり、振動素子アレイやフェーズドアレイアンテナの各素子の特性のバラつきに起因してビームステアリングが阻害されるという課題の解決策とは何ら一致する点がない。
　特許文献２は、故障等の問題を起こしたセンサを補償する発明である。特許文献２には、フィルタバンクやその制御方法が一切記載されていない。
　本発明の目的は、送波部及び受波部の各素子の特性のバラツキによる対象物の探知性能の低下を軽減する送信装置、受信装置、送信方法及び受信方法を提供することにある。
　本発明の１側面による送信装置は、送信信号を生成する送信信号生成部と、複数の素子を有し、所望ビーム角度の電波又は音波を送信する送波部と、前記電波又は音波のビーム角度を変更するため、前記送波部に供給される送信信号の位相を調整するビームフォーマーと、前記ビーム角度に応じて前記送波部に供給される送信信号の振幅と位相を補正する補正部と、を有する。
　また本発明の他の側面による送信方法は、送波部から所望ビーム角度の電波又は音波を送信し、前記電波又は音波のビーム角度を変更するため、前記送波部に供給される送信信号の位相を調整し、前記ビーム角度に応じて、前記送波部に供給される送信信号の振幅と位相を補正する。
　また本発明のさらに他の側面による受信装置は、受信信号を処理する受信信号処理部と、複数の素子を有し、所望ビーム角度の電波又は音波を受信する受波部と、前記電波又は音波のビーム角度を変更するため、前記受波部から供給される受信信号の位相を調整するビームフォーマーと、前記ビーム角度に応じて前記受波部から供給される受信信号の振幅と位相を補正する補正部と、を有する。
　また本発明のさらに他の側面による受信方法は、受波部で所望ビーム角度の電波又は音波を受信し、前記電波又は音波のビーム角度を変更するため、前記受波部から供給される受信信号の位相を調整し、前記ビーム角度に応じて、前記受波部から供給される受信信号の振幅と位相を補正する。
　本発明によれば、送波部及び受波部の各素子の特性のバラツキによる対象物の探知性能の低下を軽減することができる。
図１は、第１の実施形態の構成を示すブロック図である。 図２は、第２の実施形態の構成を示すブロック図である。 図３は、図２の送波部の概略構成を示す断面図である。 図４は、図２の送波部の詳細構成を示す斜視図である。 図５は、図２の送信装置による送信信号の補正動作を示すフローチャートである。 図６は、図２の受信装置による受信信号の補正動作を示すフローチャートである。 図７は、振動素子の振動が均一な場合の送波部における振動の振幅を示す図である。 図８は、振動素子の振動が均一な場合の送波部における振動の位相を示す図である。 図９は、振幅及び位相のバラツキと隣接チャンネル間クロストークが存在し振幅位相補正を行わない場合の送波部における振動の振幅を示す図である。 図１０は、振幅及び位相のバラツキと隣接チャンネル間クロストークが存在し振幅位相補正を行わない場合の送波部の振動の位相を示す図である。 図１１は、図９、図１０に示した送波部の振動が作り出す遠方界指向特性を示す図である。 図１２は、第３の実施形態の送信装置の構成を示すブロック図である。 図１３は、第３の実施形態の受信装置の構成を示すブロック図である。 図１４は、図１３の遠方界指向特性を示す図である。 図１５は、図１３の第１の変形例の構成を示すブロック図である。 図１６は、図１３の第２の変形例の構成を示すブロック図である。 図１７は、第４の実施形態の構成を示すブロック図である。
　以下、本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。まず図１を参照して第１の実施形態の概要を説明する。
　図１は、第１の実施形態の構成を示すブロック図である。図１に示すように、第１の実施形態の送受波システム１は、電波又は音波を送信する複数の素子１０１～素子１０Ｍを有し、所望ビーム角度の電波又は音波を送信する送波部１１を有する送信装置１０と、電波又は音波を受信する複数の素子２０１～素子２０Ｍを有し、所望ビーム角度の電波又は音波を受信する受波部２１を有する受信装置２０を備えている。送信装置１０は、送信のため送信信号を生成する送信信号生成部１２を備えている。また受信装置２０は、受信信号の信号処理を行う受信信号処理部２２を備え、目標物２の探知を行う。なお送信信号生成部１２は、複数の素子１０１～素子１０Ｍに対応した数に送信信号に分配して出力する。受信信号処理部２２には、複数の素子２０１～素子２０Ｍに対応した数の受信信号が入力される。
　送信装置１０は、電波又は音波のビーム角度を変更するため、送波部１１に供給される送信信号の位相を調整するビームフォーマー１３と、そのビーム角度に応じて送波部１１に供給される送信信号の振幅と位相を補正する補正部１４と、を備えている。また受信装置２０は、電波又は音波のビーム角度を変更するため、受波部２１に供給される受信信号の位相を調整するビームフォーマー２３と、そのビーム角度に応じて受波部２１に供給される受信信号の振幅と位相を補正する補正部２４と、を備えている。
　まず送信装置１０の送信信号生成部１２が、送信信号を生成する。そして送信装置１０のビームフォーマー１３は、送波部１１に供給される送信信号の位相を調整する。また送信装置１０の補正部１４は、そのビーム角度に応じて送波部１１に供給される送信信号の振幅と位相を補正する。
　また受信により受波部２１の複数の素子２０１～素子２０Ｍに電気信号である受信信号が発生すると、受信装置２０のビームフォーマー２３は、電波又は音波のビーム角度を変更するため、受波部２１に供給される受信信号の位相を調整する。また受信装置２０の補正部２４は、そのビーム角度に応じて受波部１１に供給される受信信号の振幅と位相を補正する。
　このような構成により送波部及び受波部の各素子の特性にバラツキがあっても、ビームフォーミング、ビームステアリングの性能の低下を軽減し、これによって対象物の探知性能の低下を軽減することができる。
　次に第２の実施形態の構成について説明する。本実施形態は、音波を送信し、受信された音波により目標物２の探知を行う水中ソーナーシステムの実施形態である。図２は、本実施形態の構成を示すブロック図である。
　図２に示すように、ソーナーシステム３は、音波を送信する複数の振動素子３０１～振動素子３０Ｍを有する送波部３１を有する送信装置３０と、音波を受信する複数の振動素子４０１～振動素子４０Ｍを有する受波部４１を有する受信装置４０を備えている。送波部３１は、送信信号を複数の素子に入力するための電気的インターフェース、レベルシフタ、Ｄ／Ａ変換器等を備えている。受波部４１は、第２の実施形態と同様、受信信号を電気的に後段の補正部４５に送るための電気的インターフェース、レベルシフタ、Ａ／Ｄ変換器等を備えている。
　送信装置３０は、送信のため送波部３１の複数の振動素子３０１～振動素子３０Ｍに加える電気信号である送信信号を生成する送信信号生成部３２を備えている。また受信装置２０は、受信により受波部４１の複数の振動素子４０１～振動素子４０Ｍに発生する電気信号である受信信号の信号処理を行う受信信号処理部４２を備え、目標物の探知を行う。
　送信装置３０は、送信信号の位相を調整して所定のビーム角度のビームを形成するビームフォーマー３３と、そのビーム角度毎に送信信号に対し送波部３１の複数の振動素子３０１～振動素子３０Ｍのバラつきに応じた補正を行う補正部３５と、を備えている。また受信装置４０は、受信信号の位相を調整して所定のビーム角度のビームを形成するビームフォーマー４３と、そのビーム角度毎に受信信号に対し受波部４１の複数の振動素子４０１～振動素子４０Ｍのバラつきに応じた補正を行う補正部４５と、を備えている。
　送波部３１は、生成されたデジタルの送信信号をアナログ信号へと変換して複数の振動素子３０１～振動素子３０Ｍに入力する。複数の振動素子３０１～振動素子３０Ｍは、入力されたアナログ信号に基づき音波を放射する。
　図３は、図２の送波部の振動素子部分の概略構成を示す断面図である。図３に示すように、送波部３１は、各チャンネル用の振動素子３０１～振動素子３０Ｍが、複数、例えば４０チャンネル、振動素子３０１～振動素子３０Ｍの長手方向に垂直な方向に並べられて構成される振動素子アレイを備えている。振動素子３０１～振動素子３０Ｍは、例えば図３の上下方向に分極されており、縦振動素子として使用される圧電素子である。振動素子３０１～振動素子３０Ｍに、同じ波形で、隣のチャンネル振動素子と一定の位相差を持つ送信信号が入力されることにより、一定の送波方向にビーム状に音波が放射される。
　ビームフォーマー３３は、隣接チャンネル間の位相差が所望のビーム角度に音波を放射する位相差となるよう各チャンネル用の送信信号の位相を制御する。なお、図３に示すように振動素子３０１～振動素子３０Ｍの長手方向を基準とした送波方向の角度はビーム角度という。また図３に示すようにＸ１はチャンネル１用の振動素子３０１の直上に位置する送波部３１の表面の位置を示し、ＸＭはチャンネルＭ用の振動素子３０Ｍの直上に位置する送波部３１の表面の位置を示す。
　ビームフォーマー３３は、ビーム角度θに対して、振動素子の中心間の距離をΔｄ、音速をｃ、角周波数をωとすると、隣接チャンネルとの位相差が、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
となるよう各チャンネル用の振動素子に入力される信号の位相を補正する。このような位相の制御により、ビーム角度θへのビームステアリングが実現できる。したがって図４に示すように、ビーム角度を０°とするときは、各チャンネル用の振動素子の振動の位相差が０となり、各位置で位相がそろっている。ビームフォーマー３３は、各チャンネル用に分配された送信信号の位相がそろうよう各チャンネル用の送信信号の位相を制御する。ビーム角度がθ１より大きいθ２のときは、隣接チャンネルとの位相差が、ビーム角度θ１のときより大きくなる。
　送信信号生成部３２は、例えば、ユーザの操作により、所望のデジタル送信波形（正弦波、チャープ信号等）をもつパルス波を生成する。送信信号生成部３２は、ＤＳＰ、ＦＰＧＡ、ＣＰＵ等のプロセッサに、メモリに記録されているソフトウェアを読み込ませ、信号生成処理を実行させることによりデジタル送信波形の生成を実現してもよい。
　図４は、図３の送波部の詳細構成を示す斜視図である。振動素子３０１～振動素子３０Ｍは、単体の圧電セラミックスよりも音響インピーダンスを低く抑え、水との音響インピーダンスマッチング整合に有利となるよう構成される。また、海中で大きな水圧がかかった際の耐水圧設計も容易となるように構成される。このため振動素子３０１～振動素子３０Ｍは、チャンネル内においてチャンネル内樹脂層３１０と圧電セラミックスを交互に配置して構成されるとともに隣接チャンネル間にも隣接チャンネル間樹脂層３２０を配置して構成されたコンポジット振動素子とされる。
　また送波部３１は、振動素子３０１～振動素子３０Ｍの送波方向と反対側に、弾性波が抜けるのを防止するためのバッキング層３３０を備えている。さらにバッキング層３３０内の低インピーダンスの第１層と、バッキング層３３０内の高インピーダンスの第２層をもっており、これらを組み合わせることで、振動素子３０１～振動素子３０Ｍから第２層間で多重反射を起こさせることにより、送波方向と反対側への弾性波の抜けが防止できる。
　また送波部３１は、海水に接する送波部３１の防水を保つため振動素子３０１～振動素子３０Ｍを覆う防水樹脂層３４０を備える。送波部３１は、ウレタンなどの防水樹脂層３４０でモールド処理することにより、送波部３１の内部に水が浸入することがないよう防水加工されている。さらに圧電セラミックスである振動素子３０１～振動素子３０Ｍと防水樹脂層３４０の音響インピーダンスが整合しやすくなるように振動素子３０１～振動素子３０Ｍと防水樹脂層３４０の間にも整合層３５０を備えている。整合層３５０の材料としては、通常、エポキシ、ポリイミド等の硬質の樹脂材料が用いられる。
　このように送波部３１の振動素子３０１～振動素子３０Ｍは、圧電セラミックス単体ではなく、チャンネル内及び隣接チャンネル間に樹脂層３１０，３２０が配置され、さらに整合層３５０やバッキング層３３０が形成された複雑な構成となっている。このため同一信号が入力されればすべての振動素子３０１～振動素子３０Ｍで同一の振幅及び位相が得られるように送波部３１を製造することは容易ではない。この結果、チャンネルによって同一の振幅及び位相が得られないことにより、ビームフォーミング及びビームステアリングの性能が損なわれる。
　図２に戻り、本実施形態の構成についてさらに説明する。送信装置３０は、振動素子のバラツキによりビームフォーミング及びビームステアリング性能が劣化することを抑制するため、各チャンネルの送信信号又は受信信号の振幅及び位相をビーム角度に応じて補正する補正部３５と、ビーム角度に応じた振幅及び位相の補正係数を補正部３５に送信する補正係数送信部３６を備えている。
　補正係数送信部３６は、ビーム角度指示部３４がビーム角度をビームフォーマー３３に指示するときビーム角度指示部３４からそのビーム角度を取得する。補正係数送信部３６は、ビーム角度指示部３４からビーム角度を取得すると、そのビーム角度毎に、各チャンネル用の送信信号又は受信信号の振幅を補正する振幅補正係数及び各チャンネル用の送信信号又は受信信号の位相を補正する位相補正係数を取得し、補正部３５に送信する。
　補正係数送信部３６は、予めビーム角度毎に、各チャンネル用の振幅補正係数及び位相補正係数を補正係数記憶部に格納しておき、ビーム角度を取得すると、そのビーム角度に対応する各チャンネル用の振幅補正係数及び位相補正係数を補正係数記憶部から読みだして補正部３５に送信するよう構成されてもよい。
　補正部３５は、補正係数送信部３６から、ビーム角度指示部３４の指示したビーム角度に対応する、各チャンネル用の振幅補正係数及び位相補正係数を受信する。また補正部３５には、各チャンネル用の送信信号又は受信信号が入力される。
　補正部３５は、各チャンネル用の送信信号の振幅及び位相を、各チャンネル用の振幅補正係数及び位相補正係数に基づいて補正する。補正部３５は、ビーム角度毎に、振幅及び位相が補正された各チャンネル用の送信信号を出力する。
　なおビーム角度に応じた各チャンネル用の振幅補正係数及び位相補正係数は、どのように作成されてもよい。以下に説明する第３の実施形態のように算出してもよいし、ビーム角度に対し実測した結果から最適な振幅補正係数及び位相補正係数が決定されてもよい。
　次に本実施形態の振動素子のバラツキによるビームステアリング性能劣化抑制のための送信信号及び受信信号の補正動作について説明する。図５は、図２の送信装置による送信信号の補正動作を示すフローチャートである。
　まず、送信装置３０のビーム角度指示部３４が送信ビーム角度をビームフォーマー３３に指示する（ステップＳ１）。このとき送信装置３０の補正係数送信部３６は、ビーム角度指示部３４からそのビーム角度を取得する。次に、送信装置３０の補正係数送信部３６は、取得したビーム角度毎に、各チャンネル用の振幅補正係数及び位相補正係数を、例えば図示しない記憶部から読みだして取得し、補正部３５に送信する（ステップＳ２）。送信装置３０の補正部３５は、補正係数送信部３６から、ビーム角度指示部３４の指示したビーム角度毎に、各チャンネルについての振幅補正係数及び位相補正係数を受信する。
　次に送信装置３０の補正部３５には、送信信号生成部３２から各チャンネル用の送信信号が入力される。送信装置３０の補正部３５は、送波部の各チャンネルに供給される送信信号の振幅及び位相を、各チャンネルの振幅補正係数及び位相補正係数に基づいて補正する（ステップＳ３）。送信装置３０の補正部３５は、送信ビーム角度毎に振幅及び位相が補正された各チャンネルの送信信号をビームフォーマー３３に出力する。
　ビームフォーマー３３は、隣接チャンネルとの位相差が、所望ビーム角度に応じて、（１）式で算出される位相差となるよう各チャンネル用の送信信号の位相を補正する（ステップＳ４）。ビームフォーマー３３は、位相が補正された送信信号を送波部３１に出力する。
　送波部３１は、入力された各チャンネル用の送信信号に基づき送波部の各チャンネル用の振動素子から所望ビーム角度に音波を送信する（ステップＳ５）。
　次に本実施形態の受信装置について説明する。受波部４１の振動素子部分の構成は、同一周波数帯域において使用される場合、図３及び図４で示す送波部３１と全く同じ構造で構成することができる。受波部４１は、各チャンネル用の振動素子４０１～振動素子４０Ｍから出力された各チャンネルの電気信号を低ノイズプリアンプで増幅しアナログデジタル変換して各チャンネルのデジタルの受信信号を出力する。
　ビームフォーマー４３は、隣接チャンネルとの位相差が（１）式で算出される位相差となるよう、各チャンネルの電気信号の位相を補正することにより、ビーム角度θのビームフォーミング及びビームステアリングが実現できる。
　受信信号処理部４２は、ビームフォーマー４３から出力される各チャンネル用の受信信号を加算して、ビーム角度θの１つの受信信号を生成し、１つの受信信号に対して種々の信号処理を行う。受信信号処理部４２は、例えば、フィルタ処理、サンプリングレート変換、ビット深度変換、指向性合成、ＴＳ（Ｔａｒｇｅｔ　ｓｔｒｅｎｇｔｈ）変換、ＴＶＧ　（Ｔｉｍｅ　ｖａｒｉｅｄ　ｇａｉｎ）補正、画像の画素値へと変換する信号処理などを行う。また受信装置４０は、受信信号処理部４２により生成された画素値データに基づき画像を生成する図示しない画像生成機を備えてもよい。
　また本実施形態の受信装置４０は、送信装置３０と同様、振動素子４０１～振動素子４０Ｍのバラツキによるビームステアリング性能劣化抑制のため各チャンネル用の受信信号の振幅及び位相を補正する補正部４５を備えている。また受信装置４０は、ビーム角度毎に、各チャンネル用の受信信号の振幅を補正する振幅補正係数及び各チャンネル用の受信信号の位相を補正する位相補正係数を補正部４５に送信する補正係数送信部４６を備えている。
　補正係数送信部４６は、ビーム角度指示部４４が受信ビーム角度をビームフォーマー４３に指示するときビーム角度指示部４４からそのビーム角度を取得する。補正係数送信部４６は、ビーム角度指示部４４からビーム角度を取得すると、そのビーム角度毎に、各チャンネル用の振幅補正係数及び位相補正係数を取得し、補正部４５に送信する。補正係数送信部４６は、予めビーム角度に対応させて各チャンネル用の振幅補正係数及び位相補正係数を図示しない記憶部に格納しておき、ビーム角度を取得すると、そのビーム角度に対応する各チャンネルについての振幅補正係数及び位相補正係数を図示しない記憶部から読みだして補正部４５に送信するよう構成されてもよい。
　補正部４５は、補正係数送信部４６から、ビーム角度指示部４４の指示したビーム角度毎に、各チャンネル用の振幅補正係数及び位相補正係数を受信する。また補正部４５には、各チャンネルの受信信号が、受波部４１から入力される。
　補正部４５は、各チャンネルの受信信号の振幅及び位相を、各チャンネル用の振幅補正係数及び位相補正係数に基づいて補正する。補正部４５は、受信ビーム角度毎に、振幅及び位相を補正した各チャンネル用の受信信号をビームフォーマー４３に出力する。
　次に受信装置４０による受信信号の補正動作について説明する。図６は、図２の受信装置による受信信号の補正動作を示すフローチャートである。
　まず、ビーム角度指示部４４が受信ビーム角度をビームフォーマー４３に指示する（ステップＳ１１）。このとき補正係数送信部４６は、ビーム角度指示部４４からそのビーム角度を取得する。次に、補正係数送信部４６は、取得した受信ビーム角度毎に、各チャンネル用の振幅補正係数及び位相補正係数を、例えば図示しない記憶部から読みだして取得し、補正部４５に送信する。受信装置４０の補正部４５は、補正係数送信部４６から、ビーム角度指示部４４の指示した受信ビーム角度毎に、各チャンネル用の振幅補正係数及び位相補正係数を取得する（ステップＳ１２）。
　次に受信装置４０の補正部４５には、各チャンネルの受信信号が、受波部４１から入力される。受信装置４０の補正部４５は、各チャンネルの受信信号の振幅及び位相を、各チャンネル用の振幅補正係数及び位相補正係数に基づいて補正する（ステップＳ１３）。補正部４５は、受信ビーム角度毎に、振幅及び位相が補正された各チャンネルの受信信号をビームフォーマー４３に出力する。
　ビームフォーマー４３は、入力された各チャンネルの受信信号を受信ビーム角度に応じた移相量でそれぞれ移相して受信信号処理部４２に出力する（ステップＳ１４）。
　受信信号処理部４２は、ビームフォーマー４３から出力される各チャンネルの信号を加算して、所望ビーム角度に対応する受信信号を生成し、その受信信号に対して信号処理を行う（ステップＳ１５）。
　以上説明したように、本実施形態によれば水中ソーナーシステムにおいて、ビーム角度指示部がビーム角度をビームフォーマーに指示するとき補正係数送信部も、そのビーム角度を取得する。補正係数送信部は、取得したビーム角度毎に、各チャンネルについての振幅補正係数及び位相補正係数を補正部に送信する。補正部は、各チャンネルの信号の振幅及び位相を、各チャンネルの振幅補正係数及び位相補正係数に基づいて補正することにより、ビーム角度毎に補正処理を行う。この構成により、水中ソーナーシステムにおいて第１の実施形態と同様、送波部及び受波部の各素子の特性にバラツキがあっても、ビームフォーミング、ビームステアリングの性能の低下を軽減し、これによって対象物の探知性能の低下を軽減することができる。
　なお第１、第２の実施形態の説明において、ビーム角度に応じて送信信号又は受信信号の振幅及び位相を補正する補正部と、ビーム角度を変更するため送信信号又は受信信号の位相を調整するビームフォーマーとを備えるとして説明したが、これに限られない。例えばビーム角度に応じて送信信号又は受信信号の振幅を調整する振幅調整部と、ビーム角度を変更するため送信信号又は受信信号の位相を調整するとともにビーム角度に応じた送信信号又は受信信号の位相の補正を行う位相調整部とを備えるよう構成してもよい。
　また第１、第２の実施形態の説明において、受波部から出力された受信信号や送信信号生成部から出力された送信信号が、先に補正部により補正された後、ビームフォーマーにより入力されるように説明したが、これに限られない。先にビームフォーマーによりビームフォーミングが行われた後、補正部に入力されてもよいし、これらが並行に行われてもよい。
　次に、第３の実施形態について説明する。第３の実施形態の構成を説明する前に、まずビームフォーミング及びビームステアリングについて数式を用いて説明する。
　まず基礎的事項の整理として、振動素子アレイが理想的にすべて、まったく等しい特性であった場合について説明する。課題については、以下の定式が、実際の振動素子アレイのばらつき等によりどのように変化するかを述べることにより明確化する。
　自由空間におけるビームの形成については送波、受波ともに完全に共通である。それは、電気音響変換の可逆性及び、自由空間における偏微分方程式(定常音場を記述するヘルムホルツ方程式など楕円型偏微分方程式、波動方程式などの双曲型偏微分方程式も含む)の基本解、すなわちグリーン関数の相反性に基づいて数学的に保証される。したがって、振動素子から送波する場合も、受波する場合もまったく同様に議論できるが、下記の議論において、受波であっても振動素子側に振動源(ソース)を置いたかのような議論をした方が、定式化においては都合が良いので、そのようにする。
　以下、ベクトルは時間についての離散フーリエ変換領域の行ベクトルを表し、下添え字ｍはチャンネル番号を表すものとする。振動素子に限らず振動素子アレイのアレイ指向性は、単体指向性を無指向性と仮定した振動素子中心点の配列による遠方界指向性と単体指向性を掛け合わせたものとなる。すなわち、ｍ番目の振動素子への伝搬波(物理的場による波)と波源間の伝達関数の位相遅延ベクトルａｍと振動素子自体のゲインベクトルｇｍの積をアレイマニフォールドベクトルとして定義する。Ｎは、離散フーリエ変換領域におけるサンプリング点数である。また、十分に遠方から到来する物理波に対して、振幅はすべてのチャンネルで等しいから、１以上Ｎ以下のすべてのｎについてｇｍｎ＝１となるが、一応、以降で課題を述べていくために因子として残しておくことにする。Ｎ点の離散フーリエ変換領域において、ある遠方の方位から到来する物理波に対して、振動素子の隣接するチャンネル間の位相遅延をτとする。
　物理波の到来するビーム角度θに対して、振動素子の各チャンネル間の中心距離Δｄ、音速ｃ、振動素子の総チャンネル数Ｍ、角周波数をωとすると、上述のように、隣接チャンネルとの位相差が、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
となるよう位相遅延を与えることにより、ビームフォーミングが実現できる。以上から、隣接チャンネル間の位相遅延がτとなることに注意して、

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005

である位相遅延ベクトルａｍとゲインベクトルｇｍに対して、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006
となるアレイマニフォールドベクトルｂｍは、ｍ番目のチャンネルについて伝搬波に対する伝達関数である。ここで、°は、アダマール積を示す。
　（４）式を正負ナイキスト周波数内の全体域内（番号１からＭとする）について列方向に並べることにより全離散フーリエ領域内のアレイマニフォールド行列を得ることができる。
すなわち、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000007
とすると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000008
とかける。
　次に、アレイマニフォールドベクトルｂｍの位相をキャンセルさせることにより送信信号及び受信信号はあるスキャン方向に対して整相される（指向性合成と呼ぶ）。ある方位に対する指向性合成をもたらすベクトルはステアリングベクトルｗｍと呼ばれ、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000009
と表せる。ただし、＊は複素共役であり、分数は要素毎の除算を、√は要素ごとの平方根計算を示すものとする。同様にステアリング行列Ｗについて書けば、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000010
となる。ただし、．／は、要素毎の除算を意味するものとする。
　アレイセンサに対するシェーディング係数を与える窓関数ｙｍとしては、Ｔｕｒｋｅｙ窓、Ｃｈｅｂｙｓｈｅｖ窓などがある。ｍチャンネルにおいての時間的な離散フーリエ変換によるフーリエ成分に対するＣｈｅｂｙｓｈｅｖ窓関数は下記のｙｍｎは、以下のようにかける。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000011

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000012

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000013
ただし、ｍ，ｎ，ｉ，ｋは１以上の整数であり、これらは（９）～（１１）式のみで使用する一時的な変数であり、その他の式とは無関係である。また、上記（９）式は、ｉ次Ｃｈｅｂｙｓｈｅｖ多項式、ｓはメインローブに対するサイドローブの減衰比である。
　最終的なステアリングベクトルｖｍ及びステアリング行列Ｖは、ステアリングベクトルｗｍ及び窓関数ｙｍ及び窓行列Ｙを要素積としてかけ合わせることにより、

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000014

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000015

となる。特に理由がない限り、窓関数は周波数毎に変更する必要がないので、すべてのｎ１，ｎ２についてｙｍ［ｎ１］＝ｙｍ［ｎ２］であり、Ｙの全列は同じベクトルとなる。
窓関数により与えられるシェーディング係数により、遠方界において中心で振幅が最大となり、その他の角度に大きなサイドローブが発生しないよう、ビームフォーミングを実現できたとする。ビームフォーマーは、すなわち配列の空間的離散フーリエ変換と全ての振動素子で共通している単体指向性ベクトル
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000016
を含め、ステアリングベクトル、ステアリング行列を使って、ある方位に対してビームを生成する。指向性関数ξｎの要素は、ステアリングベクトルとアレイマニフォールドベクトルで、各方位の振幅として記述すると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000017
となる。
　ここで、ｋｎは時間に関する離散フーリエ変換領域における波数ベクトルｋの要素、ξｎｌは指向性関数ξｎの要素、ｖｍｎ（ｍは１以上の整数，１≦ｍ≦Ｍ）はステアリングベクトルｖｍの要素であり、θｌはその方位である。Δｄは振動素子の各チャンネルの中心間距離であり、ｒ０は、振動素子アレイと観測点の距離である。
　図７は、振動素子の振動が均一であると仮定した場合の送波部における振動の振幅を示す図である。図７の左側の図は、ビーム角度が０°の場合の各振動素子の振動の振幅を示す。図７の中央の図はビーム角度がθ１＝３０°の場合の各チャンネル用の振動素子の振動の振幅を示す。図７の右側の図はビーム角度がθ１より大きいθ２＝６０°の場合の各チャンネル用の振動素子の振動の振幅を示す。
　また図８は、図７と同様、振動素子の振動が均一であると仮定した場合の送波部における振動の位相を示す図である。図８の左側の図は、ビーム角度が０°の場合の各振動素子の振動の位相を示す。図８の中央の図はビーム角度がθ１＝３０°の場合の各チャンネル用の振動素子の振動の位相を示す。図８の右側の図はビーム角度がθ１より大きいθ２＝６０°の場合の各チャンネル用の振動素子の振動の位相を示す。
　図７は、振幅はＣｈｅｂｙｓｈｅｖ窓に従い、位相遅延については、（４）式に従ってビームステアリングするような駆動信号により、振動していた場合の振動速度振幅及び振動速度位相の分布を算出したものである。振動素子の単体指向性は無指向性としている。
　送受波のビーム形成とビームステアリングが各振動素子の重みづけ（シェーディング）と、各チャンネル間の遅延時間により制御可能となる。ビームステアリングを上記に基づき、例えば１ｄｅｇステップで行えば、ステアリング方向に音波放射方向面を１ｄｅｇに対応した距離格子で分解することができる。
　例えば、送波部から全方向に放射し、受波部でビームフォーミングとビームステアリングを行うことにより探査する場合においては、音波は、目標物がある方向のみから帰ってきた強い反射音が、それに相当する受信ビーム角度のみで受波されるため、目標物としての反応が確認できる。
　次に、振動素子の特性差による影響について説明する。アレイセンサのビームフォーミングと、ビームステアリングを阻害する要因としては下記の３点があげられる。
Ｘ：チャンネル毎の正面到来波に対する感度の振幅および位相ばらつき
Ｙ：チャンネル毎の感度の振幅および位相の指向性ばらつき
Ｚ：チャンネル間の物理的クロストーク
上記Ｘ、Ｙ、Ｚの与える影響について説明する。
○阻害要因Ｘについて：
この阻害要因Ｘが発生すると、まず（２）式にそれぞれの振動素子のチャンネルの位相誤差ベクトルχｍが加わるため、

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000018

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000019

と変化する。また、ゲインベクトルｇｍについては、１≦ｎ≦Ｎのｎについてｇｍｎ≠１となる。アレイマニフォールドベクトル、行列の定式においては、上記ａｍとｇｍの中身が変化するだけでこれらを変数として用いる式の形は変化しない。
○阻害要因ＹとＺについて：
Ｎ番目の離散周波数について考えると、阻害要因Ｚは、振動素子アレイの各チャンネルが各々分離して振動しないため、チャンネル間にまたがった振動分布となる。このことは、結果的に阻害要因Ｙに帰結する。また、阻害要因Ｙの要因は阻害要因Ｚのみではなく、例えば振動素子の各チャンネルの受送波開口面積が何らかの製造寸法誤差により等しく均一でない場合などにも発生する。隣接チャンネルの振動が漏れて重累されるために本来の振動分布が変化する。
　前項で述べた理想状態では、振動素子アレイの一連の定式においては、すべてのチャンネルの指向性が等しいことを前提として、空間的離散フーリエ変換による遠方界指向性の計算式（７）式が計算される。阻害要因ＹとＺが発生した場合、もはや（７）式は適用できず、振動素子全体の表面上の振動をすべて積分する必要がある。すなわち、振動素子チャンネル間ピッチよりもより微小な空間ピッチにより振動を離散化し、そのようにして得た離散振動分布のベクトルを空間的にフーリエ変換することによって遠方界指向性を得ることが必要となる。
　すなわち、（１５）式において新たな２以上の自然数Ｐを用いて、チャンネル内を更にＰ倍にリサンプルすることにより、遠方界指向性は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000020
となり、和記号Σがチャンネルをインデックスのみで定式化されなくなり、各チャンネルという考え方が定式上明示されなくなるが、このことは、振動素子アレイの制御信号（受波の場合には、受波した信号の処理）を行うステアリングベクトルにより遠方界指向性φｎが制御できないことを示す。これは、アレイマニフォールドベクトルの各要素ｂｍｎに対応するステアリングベクトルの要素ｖｍｎがインデックスｐに対する和記号Σに対して一定であることから自明である。すなわち、リサンプルされたのちの空間上の離散サンプル数Ｍ×Ｐのアレイマニフォールドベクトルが必要となるが、振動素子はＭチャンネルしかないので制御信号が足りず制御が不可能である。
　以上に示した、阻害要因Ｘとして振幅が中心値に対し０．５～２倍のバラツキ、阻害要因Ｙに対して±５０ｄｅｇの位相バラツキ、阻害要因Ｚに対して両隣接チャンネル間が互いに１：１の割合でクロストークしたとした場合の振動の振幅および位相を算出した結果を示したものが、図９及び図１０である。また図９、図１０の振動速度分布が作り出すビーム角度０°、３０°、６０°の場合の遠方界指向特性を算出した結果を示したものが図１１である。
　図９は、振幅及び位相のバラツキと隣接チャンネル間クロストークが存在する場合の、送波部における振動の振幅を示す図である。図９は、例えば振幅が中心値に対し０．５～２倍にばらつき、位相が中心値に対し±５０ｄｅｇにばらつき、両隣接チャンネル間が互いに１：１の割合でクロストークする場合の振幅を示している。
　また図１０は、振幅及び位相のバラツキと隣接チャンネル間クロストークが存在する場合の、送波部における振動の位相を示す図である。図１０は、図９と同じく振幅が中心値に対し０．５～２倍にばらつき、位相が中心値に対し±５０ｄｅｇにばらつき、両隣接チャンネル間が互いに１：１の割合でクロストークする場合の位相を示している。
　また図１１は、図９、図１０に示した送波部の振動が作り出す遠方界指向特性を示す図である。振幅が中心値に対し０．５～２倍にばらつき、位相が中心値に対し±５０ｄｅｇにばらつき、両隣接チャンネル間が互いに１：１の割合でクロストークする場合には、図１１に示すように、阻害要因Ｘ、Ｙ、Ｚが発生したことにより、すべてのビーム角度でサイドローブが大きく、ビーム角度を大きくするほどビームのゲインが低下している。サイドローブが増大している。また図１１の右側の図に示すように、ビーム角度を大きくすることによりビームのゲインの低下が起こっている。θ２、すなわち６０°までビームステアリングするとほぼメインビームがサイドローブに埋もれて消失していることがわかる。
　このような各振動素子の特性差による課題を解決するため、理想的には、
・阻害要因Ｘ：（１６）式を（２）式に変換する因子と、ゲインベクトルの逆数をステアリングベクトル／行列に含める
・阻害要因Ｙ／Ｚ：（１７）式を（１５）式の理想的な定式に変換する
ということが必要となる。阻害要因Ｘの変換は、チャンネル数Ｍ、離散周波数サンプルポイントＮに対して、要素数Ｍ×Ｎのステアリング行列を作り出す信号処理、すなわちフィルタ処理を行えばよい。一方、阻害要因Ｙ／Ｚの変換については、すでに述べたとおり（１７）式において、遠方界指向性を離散空間上において表現するためのポイント数が上記のステアリング行列要素に対してチャンネル内リサンプル倍数Ｐが掛け合わされてＭ×Ｎ×Ｐとなるため、要素数Ｍ×Ｎのステアリング行列では、変換が不可能である。
　以上を踏まえて、本発明は実用的にこの課題を解決する方法を提案する。本発明の解決手順は、下記のとおりである。
　（ア）ソーナーシステムに課せられた仕様上、空間上にＱ点のステアリングされたビームが必要であるとし、Ｑ以下の自然数インデックスｑそれぞれに対応する方向から到来する音波に対して振動素子各チャンネルのアレイマニフォールド行列Ｂｑ測定により得る。それぞれのＢｑの定式化は（１）～（６）式と同様である。
　（イ）上記（ア）で算出したアレイマニフォールド行列Ｂｑは、（１６）式のとおり位相遅延の誤差を含んでいるため補正する必要がある。ｑ番目のビーム方向に対して期待される位相遅延を算出した上で、（１６）式の位相誤差ベクトルχｍが除去される。χｍを全チャンネルについて並べた誤差行列をＸｑ、補正後のアレイマニフォールド行列をＣｑとすると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000021
となる。
　（ウ）ｑ番目のビームに対するステアリング行列Ｗｑを、Ｃｑの各チャンネルのゲインを等しく揃え、位相遅延を相殺するように計算すると
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000022
とステアリング行列Ｗｑが得られる。また、シェーディングの窓関数を用いる場合には、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000023
として、最終的なステアリング行列が定まる。Ｂｑに対応するステアリング行列Ｖｑに関する定式化は（７）～（１４）式と同様である。
　上記ア、イの手順でチャンネルばらつきを補正するということは、それぞれのビーム毎に対応させて強制的にアレイマニフォールド行列による振動素子アレイ各チャンネルのばらつき補正を行うことを意味している。
　まず、結果的に見て、ステアリング行列はＭ×Ｎ×Ｑの要素数となり、（１７）式のＰに対して、Ｑ＝Ｐとなる場合には、チャンネル間を空間的にＰ倍にリサンプルした上で完全に補正するのと同様の情報量をもって補正することになる。
　上記の手順ア、イによる解決方法は、ｎ番目のフーリエ成分について考えれば、（１７）式のＰをＱに置き換えて、各チャンネル間の空間をＱ倍にリサンプルした上で、さらにアレイマニフォールドベクトルの要素数をＭ×Ｑだけとって制御することと同等である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000024
このことについて下記に補足説明する。
　上記手順ア、イでの各チャンネルの指向性測定結果が得られ、その離散逆フーリエ変換による空間サンプリング点の振動振幅ベクトルが得られる。ある単一のチャンネルについての指向性測定結果（振幅のみ記載）とその離散逆フーリエ変換により、単一チャンネル上の空間サンプリング点における振動振幅分布を計算した結果において、ある単一チャンネルについて遠方界指向性を測定結果のうち、振幅指向性を、例えば６０点でサンプリングする。そして、このサンプリング結果から離散逆フーリエ変換（計算には指向性測定の位相データも含める）により単一チャンネル内の空間サンプリング点における振動振幅分布が計算される。このことにより、単一チャンネル内に指向性測定点数と同じ６０点分の空間サンプリング点の振幅分布が計算される。ある単一のチャンネルについてＱ点の指向性測定を行うことは、その離散逆フーリエ変換によりＱ点の空間サンプリング点を設けてそれに対応した振動振幅分布を測定することと数学的には同値である。
　上記ア、イを実現するための具体的方法は、ビーム毎に各チャンネルの補正を行う周波数フィルタを設計することである。すなわち上記ア、イを実現するための具体的方法は、Ｍ×Ｑ個のフィルタを生成することである。
　図１２は、第３の実施形態の送信装置の構成を示すブロック図である。また図１３は、第３の実施形態の受信装置の構成を示すブロック図である。図１２に示すように、送信装置５０は、第２の実施形態と同様、音波を送信する複数の振動素子３０１～振動素子３０Ｍを有する送波部３１を備えている。また図１３に示すように、受信装置６０は、第２の実施形態と同様、音波を受信する複数の振動素子４０１～振動素子４０Ｍを有する受波部４１を備えている。送波部３１は、第２の実施形態と同様、送信信号を複数の素子に入力するための電気的インターフェース、レベルシフタ、Ｄ／Ａ変換器等を備えている。受波部４１は、第２の実施形態と同様、受信信号を電気的に後段に送るための電気的インターフェース、レベルシフタ、Ａ／Ｄ変換器等を備えている。
　送信装置５０は、送信のため送波部３１の複数の振動素子３０１～振動素子３０Ｍに加える電気信号である送信信号を生成する送信信号生成部５２を備えている。受信装置６０は、受信により受波部４１の複数の振動素子４０１～振動素子４０Ｍに発生する電気信号である受信信号の信号処理を行う受信信号処理部６７を備える。送信信号生成部５２は、送信信号を生成する信号生成部５２１と、生成された送信信号を各チャンネル用に分配する分配部５２２を備える。受信信号処理部６７は、各チャンネルの受信信号を加算する加算部６７１と受信信号に対し信号処理を行う信号処理部６７２を備える。
　また送信装置５０及び受信装置６０は、受信信号の位相を調整して所定のビーム角度のビームを形成するビームフォーマー５３、６３を備えている。本実施形態のビームフォーマー５３、６３は、移相器５３１、６３１と、シェーディング係数乗算器５３２、６３２を備えている。
　また本実施形態の送信装置５０及び受信装置６０は、第２の実施形態の補正部に代えて、ＩＩＲフィルタバンク５５、６５を備えている。本実施形態では、ビーム毎に送波部３１、受波部４１の複数の振動素子のバラつきに応じた補正を行う周波数フィルタが、ＩＩＲフィルタで実装される。ＩＩＲフィルタは、フィルタ係数時間領域にて設計する、もしくは周波数領域設計を行った後にオールパスフィルタにて位相補正することによって、フィルタ自体による群遅延がチャンネル毎に異なることがないよう注意して設計する必要がある。
　送信装置５０は、ビーム毎にステアリング行列を切り替え、チャンネルの振幅位相に関するばらつきを補正するが、このばらつき補正と指向整合性を行うステアリング行列をビーム毎に作用させるという処理は、ＩＩＲフィルタバンク５５および移相器５３１、シェーディング係数乗算器５３２により処理する。その指示はビーム角度指示部３４により行う。受信装置６０は、ビーム毎にステアリング行列を切り替え、チャンネルの振幅位相に関するばらつき補正と指向整合性を行うステアリング行列をビーム毎に作用させるという処理は、ＩＩＲフィルタバンク６５および移相器６３１、シェーディング係数乗算器６３２、加算部６７１により処理する。その指示はビーム角度指示部４４により行う。
　本実施形態の送信装置５０及び受信装置６０は、補正係数送信部５６、６６を備えている。補正係数送信部５６、６６は、ビーム角度指示部３４、４４の指示に従いＩＩＲフィルタバンク５５にフィルタ係数を送信する。ここで、ＩＩＲフィルタバンク５５、６５は、通常、Ｂｉｑｕａｄフィルタ（双二次フィルタ）を数セクション縦続接続することにより構成される。セクション数をＨとして、ｚ変換領域伝達関数は下記の通り表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000025
　したがって、補正係数送信部５６、６６は、ビーム毎に、５Ｈ個の係数をＩＩＲフィルタバンク５５、６５に送信する必要がある。ＩＩＲフィルタバンク５５、６５は、（２２）式により詳細を述べたステアリング行列Ｗｑの振幅因子及び位相因子を作用させる。
　移相器５３１、６３１は、ビーム角度に応じた位相因子を作用させる。移相器５３１、６３１は、ＩＩＲフィルタバンクにて任意群遅延フィルタ、オールパスフィルタを設計することにより実現することも可能である。この場合、移相器にもビーム角度に応じたフィルタ係数を記憶する記憶部を備え、ビーム角度が入力されると、ビーム角度に対応するオールパスフィルタの係数を移相器に出力するよう構成してもよい。
　なおＩＩＲフィルタバンク５５、６５は、（２２）式により詳細を述べたステアリング行列Ｗｑの振幅因子のみを作用させてもよい。この場合、ＩＩＲフィルタバンク５５、６５による群遅延特性は、チャンネル毎に異なることなきよう設計する。これは、例えば拡張Ｙｕｌｅ－Ｗａｌｋｅｒ法などによる時間領域最適化により、そのような設計が可能となる。この場合、移相器５３１、６３１は、チャンネルの位相に関するばらつきを補正するステアリング行列Ｗｑの位相因子と、指向整合性を行うステアリング行列の両方を、ビーム毎に作用させる。
　シェーディング係数乗算器５３２、６３２は、ステアリング行列Ｗｑにシェーディング係数行列Ｙｑを乗算し、最終的なステアリング行列Ｖｑを作用させる。なお、ここではシェーディング係数は、周波数毎に変化させないものとする。なお移相器５３１、６３１は、周波数変換に用いる局部発振器の位相を変化させることにより実現することも可能である。
　受信装置６０の加算部６７１はシェーディング係数乗算器６３２が出力した各チャンネルの時系列データを全チャンネルで加算する。加算部６７１の加算処理により指向性合成処理が完了した受信信号が信号処理部６７２に出力される。
　図１４は、図１３の遠方界指向特性を示す図である。図１４に示すように、遠方界指向特性におけるサイドローブが低減され、メインビームのビームステアリング時の低下が軽減されていることがわかる。本実施形態によれば、ビーム毎にステアリングベクトルを補正し補正されたＩＩＲフィルタバンク５５、６５によって各チャンネルの送信信号及び受信信号の振幅及び位相を補正することにより、サイドローブの低減、メインビームのビームステアリング時の低下が軽減される。すなわち、第１、第２の実施形態と同様に、送波部及び受波部の各素子の特性にバラツキがあっても、ビームフォーミング、ビームステアリングの性能の低下を軽減し、これによって対象物の探知性能の低下を軽減することができる。
　図１５は、本発明の本実施形態の第１の変形例の構成を示すブロック図である。単一周波数のみにてソーナー機能を実現する場合には、ステアリング行列Ｖｑの作用させるために、Ｂｉｑｕａｄフィルタを使用する必要はなく、単一周波数のみについて計算されるＶｑの係数を信号に乗算すればよい。図１５は、その場合の構成を示す図である。本変形例では、図１５に示すように、図１３の構成と比較して、ＩＩＲフィルタバンク６５に代えて、補正行列乗算器７５を備え、補正係数送信部６６、補正係数記憶部６６１に代えて、補正行列送信部７６、補正行列記憶部７６１を備えている点で異なる。本変形例では、補正行列送信部７６が、ビーム角度指示部４４の指示に従い、ビーム角度毎に、補正行列記憶部７６１からビーム角度に対応する補正行列が読み出されて補正行列乗算器７５に送信され、補正行列に基づいて受信信号の振幅及び位相が補正される。
　なお解決方法の定式化による整理において、アレイマニフォールド行列Ｂｑおよび、Ｃｑは、１≦ｑ≦Ｑなる全ての番号のビームに対して測定し、算出している。しかし近い番号のビームで、アレイマニフォールド行列の数値差が小さい場合には、複数のビームをグループ化し、それらを共通化して一つのアレイマニフォールド行列Ｂｑおよび、Ｃｑによって処理を行うことも可能である。
　本変形例の構成によれば、ビーム毎に補正された補正行列乗算器７５によって各チャンネルの送信信号及び受信信号の振幅及び位相を補正することにより、サイドローブの低減、メインビームのビームステアリング時の低下が軽減される。すなわち、上述の実施形態と同様に、送波部及び受波部の各素子の特性にバラツキがあっても、ビームフォーミング、ビームステアリングの性能の低下を軽減し、これによって対象物の探知性能の低下を軽減することができる。
　図１６は、本発明の本実施形態の第２の変形例の構成を示すブロック図である。本変形例は、図１６に示すように、図１３の構成と比較して、ＩＩＲフィルタバンクではなく、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタバンク７７を備えている。また本変形例では、補正係数記憶部７８１はＦＩＲフィルタの係数を格納しており、補正係数送信部７８は、ビーム角度指示部４４の指示に従いＦＩＲフィルタバンク７７にＦＩＲフィルタ係数を送信する。本変形例では、補正係数送信部７８は、ビーム角度指示部４４の指示に従い、ビーム角度毎に、補正係数記憶部７８１からビーム角度に対応するＦＩＲフィルタの係数を読み出してＦＩＲフィルタバンク７７に送信する。ＦＩＲフィルタバンク７７は、ＦＩＲフィルタの係数に基づいて受信信号の振幅及び位相を補正する。ＦＩＲフィルタの伝達関数のｚ変換は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000026
となるので、補正係数送信部７８は、ＭＨ個のＦＩＲフィルタの係数をビーム角度ごとに送信する必要がある。
　本変形例の構成によればビーム毎に補正されたＦＩＲフィルタバンク７７によって各チャンネルの送信信号及び受信信号の振幅及び位相を補正することにより、サイドローブの低減、メインビームのビームステアリング時の低下が軽減される。すなわち、上述の実施形態と同様に、送波部及び受波部の各素子の特性にバラツキがあっても、ビームフォーミング、ビームステアリングの性能の低下を軽減し、これによって対象物の探知性能の低下を軽減することができる。
　次に第４の実施形態の構成について説明する。本実施形態は、電波を送信し、受信された電波により目標物２の探知を行うレーダーシステムの実施形態である。図１７は、本実施形態の構成を示すブロック図である。
　図１７に示すように、レーダーシステム４は、電波を送信する複数のアンテナ素子を有するフェーズドアレイアンテナ８００を備える送波部８１を有する送信装置８０と、電波を受信する複数のアンテナ素子を有するフェーズドアレイアンテナ９００を備える受波部９１を有する受信装置９０を備えている。送波部８１は、送信信号をフェーズドアレイアンテナ８００の複数のアンテナ素子に入力するための電気的インターフェース、レベルシフタ、Ｄ／Ａ変換器等を備えている。受波部９１は、フェーズドアレイアンテナ９００の複数のアンテナ素子で受信された受信信号を電気的に後段のビームフォーマー８３に送るための電気的インターフェース、レベルシフタ、Ａ／Ｄ変換器等を備えている。
　送信装置８０は、送信のため送信信号を生成する送信信号生成部８２を備えている。また受信装置９０は、受信信号の信号処理を行う受信信号処理部９２を備え、目標物の探知を行う。なお送信信号生成部８２は、フェーズドアレイアンテナ８００の複数のアンテナ素子に対応した数に送信信号に分配して出力する。受信信号処理部９２には、フェーズドアレイアンテナ９００の複数のアンテナ素子に対応した数の受信信号が入力される。
　送信装置８０は、電波の送信ビーム角度を変更するため、送波部８１に供給される送信信号の位相を調整するビームフォーマー８３と、送信ビーム角度に応じて送波部８１に供給される送信信号の振幅と位相を補正する補正部８４と、を備えている。また受信装置９０は、電波の受信ビーム角度を変更するため、受波部９１から供給される受信信号の位相を調整するビームフォーマー８３と、受信ビーム角度に応じて受波部９１から供給される受信信号の振幅と位相を補正する補正部９４と、を備えている。
　まず送信装置８０の送信信号生成部８２が、送信信号を生成する。そしてビームフォーマー８３は、電波の送信ビーム角度を変更するため、送波部８１に供給される送信信号の位相を調整する。また補正部８４は、送信ビーム角度に応じて送波部１１に供給される送信信号の振幅と位相を補正する。送波部８１は、位相が調整され振幅及び位相が補正された送信号に基づき所望ビーム角度に電波を送信する。
　また受信により受波部９１のフェーズドアレイアンテナ９００の複数の素子に電気信号である受信信号が発生すると、ビームフォーマー９３は、電波の受信ビーム角度を変更するため、受波部２１から供給される受信信号の位相を調整する。また補正部９４は、受信ビーム角度に応じて受波部９１から供給される受信信号の振幅と位相を補正する。受信信号処理部９２は、位相が調整され振幅と位相が補正された各チャンネルの受信信号を加算して所望ビーム角度の受信信号を生成し、その受信信号に対して信号処理を行う。
　このような構成により、送波部及び受波部のフェーズドアレイアンテナの複数の各素子の特性にバラツキがあっても、ビームフォーミング、ビームステアリングの性能の低下を軽減し、これによって対象物の探知性能の低下を軽減することができる。
　以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　この出願は、２０１７年３月３１日に出願された日本出願特願２０１７－０６９８２３を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　１　　送受波システム
　２　　目標物
　１０、３０、５０、８０　　送信装置
　１１、３１、８１　　送波部
　１２、３２、５２、８２　　送信信号生成部
　１３、２３、３３、４３、５３、６３、８３、９３　　ビームフォーマー
　１４、２４、３５、４５、８４、９４　　補正部
　２０、４０、６０、９０　　受信装置
　２１、４１、９１　　受波部
　２２、４２、６７、９２　　受信信号処理部
　１０１、１０Ｍ、２０１、２０Ｍ　　素子
　３　　ソーナーシステム
　３４、４４　　ビーム角度指示部
　３６、４６、５６、６６、７８　　補正係数送信部
　３０１、３０２、３０Ｍ、４０１、４０２、４０Ｍ　　振動素子
　３１０　　チャンネル内樹脂層
　３２０　　隣接チャンネル間樹脂層
　３３０　　バッキング層
　３４０　　防水樹脂層
　３５０　　整合層
　５２１　　信号生成部
　５２２　　分配部
　５３１、６３１　　移相器
　５３２、６３２　　シェーディング係数乗算器
　５５、６５　　ＩＩＲフィルタバンク
　５６１、６６１、７８１　　補正係数記憶部
　６７１　　加算部
　６７２　　信号処理部
　７５　　補正行列乗算器
　７６　　補正行列送信部
　７６１　　補正行列記憶部
　７７　　ＦＩＲフィルタバンク
　４　　レーダーシステム
　８００、９００　　フェーズドアレイアンテナ

Claims (10)

  1. 　送信信号を生成する送信信号生成手段と、
    　複数の素子を有し、所望ビーム角度の電波又は音波を送信する送波手段と、
    　前記電波又は音波のビーム角度を変更するため、前記送波手段に供給される送信信号の位相を調整するビームフォーマーと、
    　前記ビーム角度に応じて前記送波手段に供給される送信信号の振幅と位相を補正する補正手段と、
    　を有する送信装置。
  2. 　前記送波手段に供給される送信信号の振幅を補正する振幅補正係数と、前記送波手段に供給される送信信号の位相を補正する位相補正係数と、を前記補正手段に送信する補正係数送信手段を更に備える請求項１記載の送信装置。
  3. 　前記ビームフォーマーと前記補正係数送信手段とに、前記ビーム角度を指示するための信号を出力するビーム角度指示手段と、
    を更に備える請求項２記載の送信装置。
  4. 　前記補正手段は、前記送信信号に対してフィルタ処理を行うフィルタバンクであり、
    　前記補正係数送信手段は、前記フィルタ処理の係数を記憶する補正係数記憶手段を有する、
    　請求項２に記載の送信装置。
  5. 　送波手段から所望ビーム角度の電波又は音波を送信し、
    　前記電波又は音波のビーム角度を変更するため、前記送波手段に供給される送信信号の位相を調整し、
    　前記ビーム角度に応じて、前記送波手段に供給される送信信号の振幅と位相を補正する、
    　送信方法。
  6. 　複数の素子を有し、電波又は音波を受信する受波手段と、
    　所望ビーム角度の受信信号を処理する受信信号処理手段と、
    　前記電波又は音波のビーム角度を変更するため、前記受波手段から供給される受信信号の位相を調整するビームフォーマーと、
    　前記ビーム角度に応じて前記受波手段から供給される受信信号の振幅と位相を補正する補正手段と、
    　を有する受信装置。
  7. 　前記受波手段から供給される受信信号の振幅を補正する振幅補正係数と、手段から供給される受信信号の位相を補正する位相補正係数と、を前記補正手段に送信する補正係数送信手段を更に備える請求項６記載の受信装置。
  8. 　前記ビームフォーマーと前記補正係数送信手段とに、前記ビーム角度を指示するための信号を出力するビーム角度指示手段と、
    を更に備える請求項７記載の受信装置。
  9. 　前記補正手段は、前記受信信号に対してフィルタ処理を行うフィルタバンクであり、
    　前記補正係数送信手段は、前記フィルタ処理の係数を記憶する補正係数記憶手段を有する、
    　請求項７に記載の受信装置。
  10. 　所望ビーム角度の受信信号を処理し、
    　電波又は音波のビーム角度を変更するため、受波手段から供給される受信信号の位相を調整し、
    　前記電波又は音波のビーム角度に応じて、前記受波手段から供給される受信信号の振幅と位相を補正する、
    　受信方法。
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