WO2018163677A1 - レーダ装置 - Google Patents

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interference
average amplitude
radar apparatus
beat signal
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梅比良　正弘
武田　茂樹
黒田　浩司
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a radar apparatus.
  • radar devices that detect obstacles and the like around a vehicle are known for use in automatic driving of vehicles and driving support systems.
  • the radar signals transmitted from the radar devices of other vehicles are received as interference signals, so that obstacles etc. can be detected accurately.
  • the risk of being unable to do so increases. Therefore, in such a radar apparatus, it is required to detect the interference when it occurs and take an appropriate countermeasure.
  • Patent Document 1 the amplitude density of a beat signal obtained by mixing a transmission signal and a reception signal is calculated, and an allowable upper limit value and an allowable lower limit value of the beat signal are set based on the amplitude density, so that A signal processing device for FMCW radar that detects and removes noise is disclosed.
  • the allowable upper limit value and the allowable lower limit value of the beat signal are set on the assumption that the amplitude of the reference beat signal does not fluctuate.
  • the amplitude of the beat signal may fluctuate even without interference.
  • the level of the received signal in the radar device of the vehicle varies according to a change in the surrounding environment of the vehicle, and the amplitude of the beat signal also varies accordingly. For this reason, the technique described in Patent Document 1 does not always enable accurate interference detection.
  • a radar apparatus transmits a frequency-modulated transmission signal, receives a reception signal reflected by an object, and measures a distance from the object, wherein the transmission signal And an average amplitude calculator that calculates an average amplitude of the beat signal based on the received signal, and an interference detection that detects an interference signal for the received signal based on the average amplitude of the beat signal calculated by the average amplitude calculator A section.
  • FMCW radar equipment One of the radar apparatuses is an FMCW radar apparatus that transmits a chirp signal having a swept frequency as a transmission signal. When this transmission signal is reflected by the object, a signal delayed by a time corresponding to the distance to the object is received. Therefore, from the frequency of the beat signal obtained by multiplying the transmission signal and the reception signal, the object is obtained. Can be measured.
  • the FMCW radar apparatus is promising as one of means for recognizing the surrounding environment in automatic driving of a car.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a general FMCW radar apparatus. 1 includes a waveform generator 101, a voltage controlled oscillator 102, an amplifier 103, a low noise amplifier 104, a mixer 105, a low-pass filter 106, an AD converter 107, a digital signal processor (DSP) 108, and a transmission antenna 109. , And a receiving antenna 110.
  • the waveform generator 101 generates a voltage waveform whose voltage continuously changes at a predetermined cycle under the control of the DSP 108 and outputs the voltage waveform to the voltage controlled oscillator 102.
  • the voltage controlled oscillator 102 generates a transmission signal having an oscillation frequency controlled according to the voltage waveform input from the waveform generator 101, and outputs the transmission signal to the amplifier 103 and the mixer 105.
  • the amplifier 103 amplifies the transmission signal input from the voltage controlled oscillator 102 and outputs the amplified signal to the transmission antenna 109.
  • the transmission antenna 109 emits the transmission signal input from the amplifier 103 to space. Thereby, the FMCW signal in which the continuous wave is frequency-modulated is transmitted from the radar apparatus.
  • the reception antenna 110 receives a reception signal in which a transmission signal is reflected by an object, and outputs the reception signal to the low noise amplifier 104.
  • the low noise amplifier 104 amplifies the reception signal input from the reception antenna 110 and outputs the amplified signal to the mixer 105.
  • the mixer 105 is configured by a multiplier, and performs a multiplication of the transmission signal input from the voltage controlled oscillator 102 and the reception signal input from the low noise amplifier 104, thereby generating a beat corresponding to the frequency difference between these signals.
  • a signal is generated and output to the low-pass filter 106.
  • the low-pass filter 106 extracts a low-frequency component of the beat signal input from the mixer 105 and outputs it to the AD converter 107.
  • the AD converter 107 generates a digital value of the beat signal by converting the beat signal input from the low-pass filter 106 into a digital signal every predetermined sampling period, and outputs the digital value to the DSP 108.
  • the DSP 108 performs a fast Fourier transform (FFT) on the digital value of the beat signal obtained by the AD converter 107 to obtain a signal waveform obtained by decomposing the beat signal into frequency components. Then, by detecting a peak exceeding a preset threshold in this signal waveform, the frequency of the beat signal corresponding to the distance to the object is obtained, and the distance to the object is calculated.
  • FFT fast Fourier transform
  • the reflected wave from which the transmission signal is reflected by the object is input to the mixer 105 as a reception signal after a delay time proportional to the distance d to the object. Therefore, a beat signal having a frequency proportional to the delay time can be obtained.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining the operation of the FMCW radar apparatus when the waveform generator 101 generates a triangular wave.
  • a transmission signal and a reception signal whose frequency changes in a triangular wave shape are obtained. If the beat signal frequency obtained in the interval where the frequency of the transmitted signal falls is the downbeat frequency f BD and the beat signal frequency obtained in the rise interval is the upbeat frequency f BU , the distance d to the object and the relative speed v is obtained by the following equations (1) and (2), respectively.
  • c is the speed of light
  • f m is the frequency of the triangular wave
  • ⁇ f is the modulation frequency width of the transmission signal
  • f 0 is the center frequency of the transmission signal.
  • d c ⁇ (f BD + f BU ) / (8 ⁇ f ⁇ f m )
  • v c ⁇ (f BD -f BU ) / (4f 0 ) (2)
  • the beat frequencies f BD and f BU for each increase / decrease interval of the frequency of the transmission signal are measured, and the sum and difference thereof are calculated, whereby the distance d from the object It can be seen that the relative velocity v can be calculated.
  • Such an on-vehicle radar device is used to detect a person, an obstacle, another vehicle or the like existing around the vehicle as a target, and detect the distance from the target, the position of the target, or the like as a surrounding environment of the vehicle. .
  • radar signals transmitted from other vehicles in a short distance may be received as interference signals.
  • the transmission signal of one FMCW radar apparatus becomes an interference signal with respect to the other FMCW radar apparatus, resulting in interference.
  • the radar signal that becomes the interference signal is not limited to the FMCW radar system, and even a radar signal of another radar system, such as a pulse radar system or a CW radar system, can be an interference signal in the same frequency band.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining an interference operation in one FMCW radar apparatus when there are two FMCW radar apparatuses as described above.
  • 3A is a diagram showing narrowband interference
  • FIG. 3B is a diagram showing broadband interference.
  • the narrowband interference shown in FIG. 3A occurs when the interference signal lamp (frequency sweep) and the reflected wave lamp from the target (object) are equal.
  • the frequency of the beat signal due to the interference signal and the frequency of the beat signal due to the reflected wave from the target are both constant values as indicated by reference numerals 31 and 32, respectively. Therefore, the interference signal is erroneously detected as a ghost target in the received signal obtained by combining these.
  • the broadband interference shown in FIG. 3B occurs when the lamp of the interference signal and the lamp of the reflected wave from the target are reversed.
  • the frequency of the beat signal due to the reflected wave from the target is a constant value as indicated by reference numeral 31.
  • the frequency of the beat signal due to the interference signal changes in a V shape over a wide band as indicated by reference numeral 33, and has a spectrum similar to that of white noise. Therefore, in the received signal that combines these, the noise floor increases and the signal-to-noise ratio (SNR) decreases, making it difficult to detect a distant target.
  • SNR signal-to-noise ratio
  • FIG. 4 is a diagram showing the configuration of the radar apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • the radar apparatus 1 shown in FIG. 4 is an FMCW radar apparatus, and has the same hardware configuration as FIG. That is, the radar apparatus 1 includes a waveform generator 101, a voltage controlled oscillator 102, an amplifier 103, a low noise amplifier 104, a mixer 105, a low-pass filter 106, an AD converter 107, a DSP 108, and a transmission antenna 109 described with reference to FIG. , And a receiving antenna 110.
  • the DSP 108 includes a control unit 120, a signal amplitude detection unit 121, an average amplitude calculation unit 122, an interference detection unit 123, an interference suppression unit 124, and a distance calculation unit 125 as functions thereof.
  • the control unit 120 controls the waveform generator 101 and controls the operation timing of the radar apparatus 1.
  • the signal amplitude detector 121 detects the amplitude of the beat signal based on the digital value of the beat signal input from the AD converter 107.
  • the average amplitude calculator 122 calculates the average amplitude of the beat signal based on the amplitude of the beat signal detected by the signal amplitude detector 121.
  • the interference detection unit 123 detects an interference signal with respect to the reception signal from the object based on the average amplitude of the beat signal calculated by the average amplitude calculation unit 122.
  • the interference suppression unit 124 performs an interference suppression process for suppressing interference due to the interference signal detected by the interference detection unit 123.
  • the distance calculation unit 125 calculates the distance to the target object using the received signal whose interference is suppressed by the interference suppression process.
  • the radar device 1 can realize the above functions by software processing executed by the DSP 108. Instead of the DSP 108, it may be realized by hardware combining a logic circuit or the like.
  • FIG. 5 is a diagram showing processing of the radar apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • the radar apparatus 1 executes the processing shown in FIG. 5 at predetermined processing cycles by executing a predetermined program in the DSP 108. Note that the processing in FIG. 5 may be realized by hardware as described above.
  • step S ⁇ b> 10 the signal amplitude detector 121 of the DSP 108 detects the amplitude of the beat signal by detecting the absolute value of the beat signal that has been AD converted by the AD converter 107 and converted into a digital value.
  • the absolute values of these data series are detected.
  • the amplitude of the beat signal is detected.
  • step S20 the DSP 108 sets 1 to the variable j.
  • the average amplitude calculation unit 122 of the DSP 108 calculates the j-th average amplitude A j in the beat signal using the current value of the variable j.
  • the average amplitude A j is calculated using M data including the jth data and the data before and after the N data series D 1 to D N for which the amplitude is obtained in step S10. To do.
  • the average amplitude A j may be calculated by a simple average obtained by adding absolute values of M data and dividing by M. Alternatively, the average amplitude A j may be calculated by dividing the sum of absolute values of M pieces of data by the number of samples M.
  • the average amplitude A j as the moving average of the beat signal can be calculated by an arbitrary calculation method using M pieces of data including the j-th data and data before and after the j-th data.
  • M is a design parameter, and an arbitrary value can be set. Assuming the length of time that interference occurs in the beat signal when there is an interference signal, the average amplitude A j is calculated so that the average amplitude A j is calculated for a data interval corresponding to a predetermined time sufficiently longer than this interference time. It is preferable to set a value. As a result, the average amplitude A j can be set to the same value when the interference occurs and when the interference does not occur.
  • step S40 the interference detection unit 123 of the DSP 108 based on the amplitude of the jth data D j in the data series D 1 to D N detected in step S10 and the average amplitude A j calculated in step S30.
  • a threshold is set by multiplying the average amplitude A j by a predetermined magnification NT , and this threshold is compared with the amplitude of the data D j .
  • the amplitude of the data D j is larger than the threshold value, that is, when Dj> A j ⁇ N T , it is determined that there is an interference signal, and the data D j is detected as a data position where the interference signal exists, and processed.
  • Advances to step S50 On the other hand, if the amplitude of the data D j is less than or equal to the threshold value, it is determined that there is no interference signal, and the process proceeds to step S60.
  • magnification NT used for setting the threshold value in step S40 is a design parameter, and an arbitrary value can be set. If the magnification NT is too large, interference signals with a low level cannot be detected. On the other hand, if the magnification NT is too small, the presence of an interference signal is detected even though the interference signal is not present. This causes a decrease in the SNR of the signal. Therefore, the magnification NT needs to be set appropriately as a design parameter.
  • the magnification NT may be appropriately changed according to the surrounding environment of the radar device 1 or the object, for example, the radio wave environment, the structure, the terrain, the road condition, the weather, and the like.
  • step S50 the interference suppression unit 124 of the DSP 108 suppresses interference due to the interference signal by multiplying the beat signal in which the interference signal is detected in step S40 by a predetermined window function.
  • the width (length) of the window function is centered on the data D j detected as the data position where the interference signal exists in step S40.
  • step S60 data D ′ j + k in which interference is suppressed is obtained from original data D j + k including data D j from which an interference signal is detected.
  • interference may be suppressed by invalidating a data series in a predetermined range including data D j in which an interference signal exists.
  • step S80 the distance calculation unit 125 of the DSP 108 performs a Fourier transform on the data series D ′ 1 to D ′ N after interference suppression obtained by the above processing, thereby converting the beat signal into the frequency component f 1. decomposed into ⁇ f N, calculates the power P 1 ⁇ P N of these frequency components.
  • step S90 the distance calculation unit 125 of the DSP 108 uses the powers P 1 to P N calculated in step S80 to calculate the distance of the object by the same method as that of a general FMCW radar apparatus. That is, to detect a large amount of power P k than the predetermined threshold value R k among the power P 1 ⁇ P N, based on the frequency f k corresponding to the power P k, and calculates the distance d k to the object .
  • the DSP 108 After calculating the distance d k to the object in step S90, the DSP 108 outputs the calculation result to the outside of the radar apparatus 1 and then ends the process shown in FIG.
  • the average amplitude calculator 122 calculates a low-pass signal having a filter characteristic corresponding to the parameter M described above, instead of calculating the average amplitude A j as the moving average of the beat signal.
  • the average amplitude of the beat signal may be obtained by using a filter. That is, the average amplitude calculator 122 can be replaced with a low-pass filter.
  • FIGS. 6 and 7 are diagrams illustrating examples of interference suppression.
  • FIG. 6 shows an example of interference suppression when the frequency of the interference signal is higher than the width of the window function.
  • the period of the beat signal subjected to the interference is shorter than the time corresponding to the width 2L + 1 of the window function. Therefore, when the values indicated by reference numerals 61 and 62 are set as interference detection threshold values for the beat signal, the signal range indicated by reference numeral 63 is multiplied by the window function, and the values of the beat signals in this range all become zero. . As a result, the interference signal is completely suppressed.
  • FIG. 7 shows an example of interference suppression when the frequency of the interference signal is lower than the width of the window function.
  • the period of the beat signal subjected to interference becomes longer than the time corresponding to the width 2L + 1 of the window function. Therefore, when the values indicated by reference numerals 71 and 72 are set as interference detection threshold values for the beat signal, each signal range indicated by reference numerals 73, 74, and 75 is multiplied by a window function, and beat signals in these ranges are obtained. Each of the values becomes 0 and the interference signal is suppressed.
  • the level of the interference signal in these remaining sections is small, there is little decrease in SNR due to interference, and this does not hinder the calculation of the distance to the object.
  • the beat signal obtained in that case is a signal in which the states of FIGS. 6 and 7 are mixed.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example in which signals before and after interference suppression by the process described in FIG. 5 are compared.
  • 8A shows an example of a beat signal before interference suppression when an impulse signal is superimposed on a received signal as an interference signal
  • FIG. 8B shows a signal of FIG. 8A by the method of this embodiment.
  • 3 shows an example of a beat signal after interference suppression in which the interference signal is suppressed from FIG. (C) shows the result of Fourier transform of the signals (a) and (b) by FFT. From these figures, it can be seen that the noise level is reduced in the beat signal after interference suppression.
  • the radar apparatus 1 transmits a frequency-modulated transmission signal, receives a reception signal in which the transmission signal is reflected by an object, and measures a distance from the object.
  • the radar apparatus 1 is provided with the average amplitude calculating section 122 that calculates an average amplitude A j of beat signals based on the transmission signal and the reception signal, based on the average amplitude A j of beat signals calculated by the average amplitude calculating section 122
  • An interference detection unit 123 that detects an interference signal with respect to the received signal. Since it did in this way, the interference detection in the radar apparatus 1 can be performed correctly.
  • the interference detection unit 123 sets a threshold value obtained by multiplying the average amplitude A j of the beat signal by a predetermined magnification NT , and detects the interference signal by comparing the beat signal with the threshold value (step S40). Since it did in this way, even when the level of a received signal fluctuates, it is possible to accurately detect interference by setting an appropriate threshold value.
  • the interference detection unit 123 can also change the magnification NT according to the surrounding environment of the radar device 1 or the object. In this way, an appropriate threshold value can be set according to the surrounding environment, and interference detection can be performed more accurately.
  • the radar apparatus 1 further includes an interference suppression unit 124 that suppresses interference due to the interference signal by multiplying the beat signal by the window function W (k). Since it did in this way, even when interference is detected, the influence with interference can be excluded and the distance with a target object can be calculated correctly.
  • the interference suppression unit 124 performs the interference suppression process in step S50 using a function such as a rectangular window having a value at least 0 and less than 1 at the position where the interference signal is detected as the window function W (k). . Since it did in this way, interference can be suppressed easily and reliably.
  • the average amplitude calculator 122 calculates the average value or effective value of the beat signal for a predetermined time as the average amplitude A j of the beat signal (step S30). Since it did in this way, even if interference has arisen with the interference signal, the influence of interference can be excluded and average amplitude Aj can be calculated. As a result, the interference detection unit 123 can set an appropriate threshold value.
  • FIG. 9 is a diagram showing a configuration of a radar apparatus according to the second embodiment of the present invention.
  • a radar apparatus 1A shown in FIG. 9 is an FMCW radar apparatus, similar to the radar apparatus 1 described in the first embodiment.
  • the radar apparatus 1A has the same hardware configuration as the radar apparatus 1 except that the DSP 108A is provided instead of the DSP 108 in FIG.
  • the DSP 108A functions as a first signal amplitude detection unit 211, a first average amplitude calculation unit 212, a subtraction unit 213, a control unit 220, a second signal amplitude detection unit 221, a second average amplitude calculation unit 222, and an interference detection unit. 223, an interference suppression unit 224, and a distance calculation unit 225.
  • the first signal amplitude detector 211 detects the amplitude of the beat signal based on the digital value of the beat signal input from the AD converter 107.
  • the first average amplitude calculator 212 calculates the average amplitude of the beat signal based on the amplitude of the beat signal detected by the first signal amplitude detector 211.
  • the subtractor 213 subtracts the average amplitude of the beat signal calculated by the first signal amplitude detector 211 from the digital value of the beat signal input from the AD converter 107.
  • the control unit 220 controls the waveform generator 101 and controls the operation timing of the radar apparatus 1A.
  • the second signal amplitude detector 221, the second average amplitude calculator 222, the interference detector 223, the interference suppressor 224, and the distance calculator 225 are signals described in the first embodiment based on the output from the subtractor 213.
  • the same processing is performed by the amplitude detection unit 121, the average amplitude calculation unit 122, the interference detection unit 123, the interference suppression unit 124, and the distance calculation unit 125, respectively. That is, the second signal amplitude detection unit 221 detects the amplitude of the beat signal after subtraction based on the digital value of the beat signal after subtraction input from the subtraction unit 213.
  • the second average amplitude calculator 222 calculates the average amplitude of the beat signal after subtraction based on the amplitude of the beat signal after subtraction detected by the second signal amplitude detector 221.
  • the interference detection unit 223 detects an interference signal with respect to the reception signal from the target based on the average amplitude of the beat signal after subtraction calculated by the second average amplitude calculation unit 222.
  • the interference suppression unit 224 performs interference suppression processing for suppressing interference due to the interference signal detected by the interference detection unit 223.
  • the distance calculation unit 225 calculates the distance to the target object using the received signal whose interference is suppressed by the interference suppression process.
  • the radar apparatus 1A can realize the above functions by software processing executed by the DSP 108A. Instead of the DSP 108A, it may be realized by hardware combining a logic circuit or the like.
  • FIGS. 10 and 11 are diagrams showing processing of the radar apparatus according to the second embodiment of the present invention.
  • the radar apparatus 1A executes the processing shown in FIGS. 10 and 11 at predetermined processing cycles by executing a predetermined program in the DSP 108A.
  • the processing of FIGS. 10 and 11 may be realized by hardware.
  • step S210 of FIG. 10 the first signal amplitude detector 211 of the DSP 108A detects the amplitude of the beat signal by detecting the absolute value of the beat signal that has been AD converted by the AD converter 107 and converted to a digital value.
  • N data series D 1 to D N are obtained by AD-converting beat signals at predetermined sampling periods, for example, by the AD converter 107. Is obtained, the amplitude of the beat signal is detected by detecting the absolute value of these data series.
  • step S220 the DSP 108A sets 1 to the variable h.
  • the first average amplitude calculator 212 of the DSP 108A calculates the h-th average amplitude A ′ h in the beat signal using the current value of the variable h.
  • M ′ data including the h-th data and the data before and after the data are used, and the average amplitude A ′ h Is calculated.
  • the average amplitude A ′ h may be calculated by a simple average obtained by adding the absolute values of M ′ data and dividing by M ′.
  • the average amplitude A ′ h may be calculated by taking the absolute value of M ′ data and dividing it by the number of samples M ′. Or you may calculate by the effective value calculated
  • the average amplitude A ′ h as the moving average of the beat signal can be calculated by an arbitrary calculation method using M ′ data including the h-th data and data before and after the h-th data.
  • M ′ is a design parameter, and an arbitrary value can be set. Assuming the length of time that the DC component fluctuates in the beat signal when there is an interference signal, the average amplitude A ′ h is calculated for the data interval corresponding to a predetermined time shorter than this fluctuation time. It is preferable to set the value of M ′. Thereby, in the subtraction part 213, the fluctuation
  • step S240 the subtracting unit 213 of the DSP 108A subtracts the average amplitude A ′ h calculated in step S230 from the h-th data D h in the data series D 1 to D N detected in step S210.
  • the data D "h after subtraction corresponding to h-th data D h is calculated.
  • step S 270 the DSP 108 A inputs the subtracted data series D ′′ 1 to D ′′ N obtained by the above processing to the second signal amplitude detector 221.
  • the DSP 108A includes the second signal amplitude detection unit 221, the second average amplitude calculation unit 222, the interference detection unit 223, the interference suppression unit 224, and the distance calculation unit 225 in the first embodiment.
  • the same processing as that in steps S10 to S90 in FIG. 5 described above is performed on the subtracted beat signal. That is, in step S280, the second signal amplitude detector 221 of the DSP 108A detects the absolute value of the data series D " 1 to D" N after subtraction input in step S270, thereby reducing the amplitude of the subtracted beat signal. To detect.
  • step S290 the DSP 108A sets 1 to the variable j.
  • the second average amplitude calculator 222 of the DSP 108A calculates the j-th average amplitude A j in the subtracted beat signal using the current value of the variable j.
  • M data including the jth data and the data before and after the data are averaged.
  • the amplitude A j is calculated.
  • the average amplitude A j may be calculated by a simple average obtained by adding absolute values of M data and dividing by M. Alternatively, the average amplitude A j may be calculated by dividing the sum of absolute values of M pieces of data by the number of samples M.
  • the average amplitude A j as a moving average of the subtracted beat signal can be calculated by an arbitrary calculation method using M pieces of data including the j-th data and data before and after the j-th data.
  • M is a design parameter, and an arbitrary value can be set.
  • step S310 the interference detection unit 223 of the DSP 108A determines the amplitude of the jth data D " j in the data series D" 1 to D " N after subtraction detected in step S280, and the average amplitude calculated in step S300. based on the a j, it detects the interference signal.
  • the threshold value is set by multiplying a predetermined magnification N T the average amplitude a j, and compares the amplitude of the threshold data D "j.
  • the magnification NT is a design parameter, and an arbitrary value can be set. Further, the magnification NT may be appropriately changed according to the surrounding environment of the radar apparatus 1A and the object.
  • step S320 the interference suppression unit 224 of the DSP 108A multiplies the subtracted beat signal in which the interference signal is detected in step S310 by a predetermined window function, thereby causing interference due to the interference signal.
  • the data D ′′ j detected as the data position where the interference signal exists in step S 310 is the center.
  • This window function W (k) is the same as that in the first embodiment.
  • interference may be suppressed by invalidating a data series in a predetermined range including data D ′′ j in which an interference signal exists.
  • the data D ′ j + k with the interference suppressed is obtained from the original data D ′′ j + k including the data D ′′ j from which the interference signal is detected.
  • the data D ′ j + k after the interference suppression is obtained. If calculated, the process proceeds to step S330.
  • step S350 the distance calculation unit 225 of the DSP 108A performs Fourier transform on the data series D ′ 1 to D ′ N after interference suppression obtained by the above processing, thereby converting the beat signal into the frequency component f 1. decomposed into ⁇ f N, calculates the power P 1 ⁇ P N of these frequency components.
  • step S360 the distance calculation unit 225 of the DSP 108A calculates the distance d k to the object using the powers P 1 to P N calculated in step S350 in the same manner as in the first embodiment.
  • the DSP 108A After calculating the distance d k to the object in step S360, the DSP 108A outputs the calculation result to the outside of the radar apparatus 1A, and then ends the processes shown in FIGS.
  • the first average amplitude calculation unit 212 calculates the filter characteristics corresponding to the parameter M ′ described above instead of calculating the average amplitude A ′ h as the moving average of the beat signal. You may obtain
  • the second average amplitude calculator 222 calculates a low-pass filter having a filter characteristic corresponding to the parameter M described above, instead of calculating the average amplitude A j as the moving average of the beat signal after subtraction. By using this, the average amplitude of the beat signal after subtraction may be obtained. That is, the second average amplitude calculation unit 222 can be replaced with a low-pass filter.
  • subtracting unit 213 in step S240 is 'instead of subtracting the h, average amplitude A' mean amplitude A from the data D h by using a high-pass filter having a filter characteristic corresponding to h, data after subtraction D ′′ h may be obtained. That is, the subtraction unit 213 can be replaced with a high-pass filter. Further, the first average amplitude calculation unit 212 and the subtraction unit 213 are combined and replaced with a high-pass filter. May be.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an example in which signals before and after amplitude fluctuation removal by the processing described in FIGS. 10 and 11 are compared.
  • (a) shows an example of a beat signal before amplitude fluctuation removal outputted from the AD converter 107 when there is phase noise.
  • a short-cycle beat signal having a relatively small level is superimposed on a signal whose amplitude fluctuates greatly in a relatively long cycle. For this reason, even if the method described in the first embodiment is applied as it is, a threshold for detecting interference cannot be set appropriately.
  • (b) shows an example of the beat signal after the amplitude variation is removed from the signal of (a) by removing the amplitude variation from the signal of (a) by the method of the present embodiment.
  • the long-period amplitude fluctuations included in the signal (a) are removed and the average value is 0, so that a threshold for detecting interference can be easily set.
  • the radar apparatus 1A includes the first average amplitude calculation unit 212 that calculates the average amplitude A ′ h of the beat signal based on the transmission signal and the reception signal, and the first An interference detection unit 223 that detects an interference signal with respect to the reception signal based on the average amplitude A ′ h of the beat signal calculated by the average amplitude calculation unit 212. Further, a subtracting unit 213 that calculates a subtracted beat signal obtained by subtracting the average amplitude A ′ h from the beat signal, and a second average amplitude calculating unit 222 that calculates the average amplitude A j of the subtracted beat signal are further provided.
  • the interference detection unit 223 uses the same method as the interference detection unit 123 in the first embodiment to generate the interference signal. To detect. Since it did in this way, in addition to having the effect demonstrated in 1st Embodiment, even when the level of a received signal fluctuate

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Abstract

レーダ装置における干渉検出を正確に行う。レーダ装置１は、送信信号と受信信号とに基づくビート信号の平均振幅を算出する平均振幅算出部１２２と、平均振幅算出部１２２により算出されたビート信号の平均振幅に基づいて受信信号に対する干渉信号を検出する干渉検出部１２３と、を備える。

Description

レーダ装置
　本発明は、レーダ装置に関する。
　従来、車両の自動運転や運転支援システムにおいて利用するために、車両周囲の障害物等を検出するレーダ装置が知られている。自動運転や運転支援システムの普及に伴ってレーダ装置を搭載した車両が増加すると、他の車両のレーダ装置から送信されたレーダ信号が干渉信号として受信されることで、障害物等を正確に検出できない危険性が高まる。そのため、こうしたレーダ装置では、干渉が生じているときにはこれを検出して適切な対処を行うことが求められる。特許文献１には、送信信号と受信信号を混合することにより得られるビート信号の振幅密度を演算し、この振幅密度に基づいてビート信号の許容上限値および許容下限値を設定することで、突発性ノイズを検出して除去するＦＭＣＷレーダの信号処理装置が開示されている。
特開平７－１１０３７３号公報
　特許文献１の信号処理装置では、基準となるビート信号の振幅が変動しないことを前提として、ビート信号の許容上限値および許容下限値を設定している。しかしながら、たとえばミリ波レーダ等のように発信器の位相雑音が比較的大きなレーダ装置では、干渉がなくてもビート信号の振幅が変動する場合がある。また、車両のレーダ装置における受信信号のレベルは、車両の周囲環境の変化に応じて変動し、これに応じてビート信号の振幅も変動する。そのため、特許文献１に記載の手法では、必ずしも正確な干渉検出ができるとは限らない。
　本発明によるレーダ装置は、周波数変調された送信信号を送信し、前記送信信号が対象物で反射された受信信号を受信して前記対象物との距離を測定するものであって、前記送信信号と前記受信信号とに基づくビート信号の平均振幅を算出する平均振幅算出部と、前記平均振幅算出部により算出された前記ビート信号の平均振幅に基づいて前記受信信号に対する干渉信号を検出する干渉検出部と、を備える。
　本発明によれば、レーダ装置における干渉検出を正確に行うことができる。
一般的なＦＭＣＷレーダ装置の構成を示す図である。 ＦＭＣＷレーダ装置の動作を説明する図である。 ＦＭＣＷレーダ装置における干渉動作を説明するための図である。 本発明の第１の実施形態に係るレーダ装置の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係るレーダ装置の処理を示す図である。 干渉信号の周波数が高い場合の干渉抑圧の例を示す図である。 干渉信号の周波数が低い場合の干渉抑圧の例を示す図である。 干渉抑圧前後の信号を比較した例を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係るレーダ装置の構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係るレーダ装置の処理を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係るレーダ装置の処理を示す図である。 振幅変動除去前後の信号を比較した例を示す図である。
（ＦＭＣＷレーダ装置）
　レーダ装置の一つに、周波数を掃引したチャープ信号を送信信号として送信するＦＭＣＷレーダ装置がある。この送信信号が対象物で反射されると、対象物との距離に応じた時間だけ遅延した信号が受信されるため、送信信号と受信信号を乗算して得られるビート信号の周波数から、対象物との距離を測定することができる。ＦＭＣＷレーダ装置は、自動車の自動運転において周囲環境を認識する手段の一つとして有望である。
　図１は、一般的なＦＭＣＷレーダ装置の構成を示す図である。図１のレーダ装置は、波形発生器１０１、電圧制御発振器１０２、増幅器１０３、低雑音増幅器１０４、ミキサ１０５、低域通過フィルタ１０６、ＡＤ変換器１０７、ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）１０８、送信アンテナ１０９、および受信アンテナ１１０を備える。
　波形発生器１０１は、ＤＳＰ１０８の制御により、所定の周期で電圧が連続的に変化する電圧波形を発生して電圧制御発振器１０２に出力する。電圧制御発振器１０２は、波形発生器１０１から入力した電圧波形に応じて制御された発振周波数の送信信号を生成し、増幅器１０３およびミキサ１０５に出力する。増幅器１０３は、電圧制御発振器１０２から入力した送信信号を増幅して送信アンテナ１０９に出力する。送信アンテナ１０９は、増幅器１０３から入力した送信信号を空間に放出する。これにより、連続波が周波数変調されたＦＭＣＷ信号がレーダ装置から送信される。
　受信アンテナ１１０は、送信信号が対象物で反射された受信信号を受信し、低雑音増幅器１０４に出力する。低雑音増幅器１０４は、受信アンテナ１１０から入力した受信信号を増幅してミキサ１０５に出力する。ミキサ１０５は、乗算器で構成されており、電圧制御発振器１０２から入力した送信信号と、低雑音増幅器１０４から入力した受信信号との乗算を行うことで、これらの信号の周波数差に応じたビート信号を生成し、低域通過フィルタ１０６に出力する。低域通過フィルタ１０６は、ミキサ１０５から入力したビート信号の低周波成分を取り出し、ＡＤ変換器１０７に出力する。ＡＤ変換器１０７は、低域通過フィルタ１０６から入力したビート信号を所定のサンプリング周期ごとにディジタル信号に変換することで、ビート信号のディジタル値を生成し、ＤＳＰ１０８に出力する。ＤＳＰ１０８は、ＡＤ変換器１０７で得られたビート信号のディジタル値に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行うことで、ビート信号を周波数成分に分解した信号波形を求める。そして、この信号波形において予め設定された閾値を上回るピークを検出することで、対象物までの距離に応じたビート信号の周波数を求め、対象物までの距離を算出する。
　図１のＦＭＣＷレーダ装置は、たとえば三角波やのこぎり波の電圧波形を波形発生器１０１で生成し、これを電圧制御発振器１０２に出力することで、連続波を周波数変調した送信信号を送信する。この送信信号が対象物で反射された反射波は、対象物との距離dに比例した遅延時間の後、ミキサ１０５に受信信号として入力される。そのため、遅延時間に比例した周波数のビート信号が得られる。
　図２は、波形発生器１０１で三角波を生成した場合のＦＭＣＷレーダ装置の動作を説明する図である。この場合、図２に示すように、三角波状に周波数が変化する送信信号および受信信号が得られる。送信信号の周波数が降下する区間で得られるビート信号の周波数をダウンビート周波数fBD、上昇する区間で得られるビート信号の周波数をアップビート周波数fBUとすると、対象物との距離dおよび相対速度vは、それぞれ以下の式（１）、（２）により求められる。式（１）、（２）において、cは光速、fmは三角波の周波数、Δfは送信信号の変調周波数幅、f0は送信信号の中心周波数である。
  d=c・(fBD+fBU)/(8Δf・fm)　・・・（１）
  v=c・(fBD-fBU)/(4f0)　・・・（２）
　上記の式（１）、（２）から、送信信号の周波数の増減区間毎のビート周波数fBD、fBUをそれぞれ計測し、これらの和と差を計算することで、対象物との距離dおよび相対速度vを算出できることが分かる。
　近年、自動運転や運転者支援システムの普及に伴い、車両へのレーダ装置の搭載が進められている。こうした車載レーダ装置は、車両の周囲に存在する人、障害物、他車両等を対象物として、対象物との距離や対象物の位置などを車両の周囲環境として検出するために利用されている。レーダ装置を搭載した車両が増加すると、近距離の他車両から送信されるレーダ信号が干渉信号として受信される場合がある。
　ここで、同一周波数帯の送信信号を用いるＦＭＣＷレーダ装置が近距離内に２つ存在する場合を考える。この場合、一方のＦＭＣＷレーダ装置の送信信号は、他方のＦＭＣＷレーダ装置に対する干渉信号となって干渉が生じる。なお、干渉信号となるレーダ信号はＦＭＣＷレーダ方式に限らず、他のレーダ方式、たとえばパルスレーダ方式やＣＷレーダ方式のレーダ信号であっても、同一周波数帯であれば干渉信号となり得る。
　図３は、上記のようにＦＭＣＷレーダ装置が２つある場合の一方のＦＭＣＷレーダ装置における干渉動作を説明するための図である。図３において、（ａ）は狭帯域干渉を示す図であり、（ｂ）は広帯域干渉を示す図である。
　図３（ａ）に示す狭帯域干渉は、干渉信号のランプ（周波数掃引）とターゲット（対象物）からの反射波のランプとが等しい場合に生じる。この場合、干渉信号によるビート信号の周波数と、ターゲットからの反射波によるビート信号の周波数とは、符号３１、３２にそれぞれ示すように、いずれも一定値となる。そのため、これらを合わせた受信信号では、干渉信号がゴーストターゲットとして誤って検出される。
　図３（ｂ）に示す広帯域干渉は、干渉信号のランプとターゲットからの反射波のランプとが逆の場合に生じる。この場合、ターゲットからの反射波によるビート信号の周波数は、符号３１に示すように一定値である。一方、干渉信号によるビート信号の周波数は、符号３３に示すように広帯域に渡ってＶ字型に変化し、白色雑音と同様なスペクトルとなる。そのため、これらを合わせた受信信号では、ノイズフロアが増加して信号対雑音比（ＳＮＲ）が低下し、遠方のターゲットの検出が困難になる。
　車両に搭載されるＦＭＣＷレーダ装置では、以上説明したような干渉を低減することが求められている。なお、狭帯域干渉により干渉信号がゴーストターゲットとして誤って検出される確率は、広帯域干渉が発生する確率に比べて小さい。そのため実際には、広帯域干渉による雑音の増加を軽減することがより重要である。以下では、図面を用いて、レーダ装置における干渉を低減するための本発明の実施形態について説明する。
（第１の実施形態）
　図４は、本発明の第１の実施形態に係るレーダ装置の構成を示す図である。図４に示すレーダ装置１は、ＦＭＣＷレーダ装置であり、図１と同様のハードウェア構成を有している。すなわち、レーダ装置１は、図１でそれぞれ説明した波形発生器１０１、電圧制御発振器１０２、増幅器１０３、低雑音増幅器１０４、ミキサ１０５、低域通過フィルタ１０６、ＡＤ変換器１０７、ＤＳＰ１０８、送信アンテナ１０９、および受信アンテナ１１０を備える。ＤＳＰ１０８は、その機能として、制御部１２０、信号振幅検出部１２１、平均振幅算出部１２２、干渉検出部１２３、干渉抑圧部１２４、および距離算出部１２５を備える。
　制御部１２０は、波形発生器１０１の制御を行うと共に、レーダ装置１の動作タイミング等の制御を行う。信号振幅検出部１２１は、ＡＤ変換器１０７から入力したビート信号のディジタル値に基づいて、ビート信号の振幅を検出する。平均振幅算出部１２２は、信号振幅検出部１２１で検出されたビート信号の振幅に基づいて、ビート信号の平均振幅を算出する。干渉検出部１２３は、平均振幅算出部１２２で算出されたビート信号の平均振幅に基づいて、対象物からの受信信号に対する干渉信号を検出する。干渉抑圧部１２４は、干渉検出部１２３で検出された干渉信号による干渉を抑圧するための干渉抑圧処理を行う。距離算出部１２５は、干渉抑圧処理により干渉が抑圧された受信信号を用いて、対象物までの距離を算出する。ＤＳＰ１０８が有するこれらの機能については、後で詳細に説明する。
　レーダ装置１は、上記の各機能を、ＤＳＰ１０８が実行するソフトウェア処理により実現することができる。なお、ＤＳＰ１０８の代わりに、論理回路等を組み合わせたハードウェアにより実現してもよい。
　図５は、本発明の第１の実施形態に係るレーダ装置の処理を示す図である。レーダ装置１は、ＤＳＰ１０８において所定のプログラムを実行することにより、図５に示す処理を所定の処理周期ごとに実行する。なお、前述のようにハードウェアで図５の処理を実現してもよい。
　ステップＳ１０において、ＤＳＰ１０８の信号振幅検出部１２１は、ＡＤ変換器１０７でＡＤ変換されてディジタル値に変換されたビート信号の絶対値を検出することにより、ビート信号の振幅を検出する。ここでは、たとえばＡＤ変換器１０７で所定のサンプリング周期ごとにビート信号をＡＤ変換することでN個のデータ系列D1～DNが得られたとすると、これらのデータ系列の絶対値を検出することで、ビート信号の振幅を検出する。
　ステップＳ２０において、ＤＳＰ１０８は、変数jに１を設定する。
　次にステップＳ３０において、ＤＳＰ１０８の平均振幅算出部１２２は、現在の変数ｊの値を用いて、ビート信号におけるj番目の平均振幅Ajを計算する。ここでは、ステップＳ１０で振幅が求められたN個のデータ系列D1～DNのうち、j番目のデータとその前後のデータとを含むM個のデータを用いて、平均振幅Ajを算出する。平均振幅Ajは、M個のデータの絶対値を加算してMで除算する単純平均で計算してもよい。あるいは、M個のデータの絶対値をとって足し算したものをサンプル数Mで除算して平均振幅Ajを算出してもよい。あるいは以下の式（３）を用いて、M個のデータの２乗平均値の平方根により求められる実効値で計算してもよい。これ以外にも、j番目のデータとその前後のデータとを含むM個のデータを用いた任意の計算手法により、ビート信号の移動平均としての平均振幅Ajを算出することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　なお、上記ステップＳ３０において、Mは設計パラメータであり、任意の値を設定することができる。干渉信号が存在する場合にビート信号において干渉が生じる時間の長さを想定し、この干渉時間よりも十分に長い所定時間に対応するデータ区間について平均振幅Ajが算出されるように、Mの値を設定することが好ましい。これにより、干渉が生じた場合と生じていない場合とで、平均振幅Ajが同程度の値になるようにすることができる。
　次いでステップＳ４０において、ＤＳＰ１０８の干渉検出部１２３は、ステップＳ１０で検出したデータ系列D1～DNのうちj番目のデータDjの振幅と、ステップＳ３０で計算した平均振幅Ajとに基づいて、干渉信号を検出する。ここでは、平均振幅Ajに所定の倍率NTを乗算することで閾値を設定し、この閾値とデータDjの振幅とを比較する。その結果、データDjの振幅が閾値よりも大きい場合、すなわちDj>Aj×NTの場合は、干渉信号ありと判断してデータDjを干渉信号が存在するデータ位置として検出し、処理をステップＳ５０に進める。一方、データDjの振幅が閾値以下である場合は、干渉信号なしと判断して処理をステップＳ６０に進める。
　なお、上記ステップＳ４０において閾値の設定に用いられる倍率NTは設計パラメータであり、任意の値を設定することができる。倍率NTが大きすぎると、レベルの小さな干渉信号を検出できなくなる一方で、倍率NTが小さすぎると、干渉信号が存在していないにも関わらず干渉信号ありと誤検出してしまい、ビート信号のＳＮＲが低下する原因となる。したがって、倍率NTは設計パラメータとして適切に設定する必要がある。ここで、レーダ装置１や対象物の周囲環境、たとえば電波環境、構造物、地形、道路状況、天候等に応じて倍率NTを適宜変化させてもよい。
　ステップＳ４０からステップＳ５０に進んだ場合、ステップＳ５０において、ＤＳＰ１０８の干渉抑圧部１２４は、ステップＳ４０で干渉信号が検出されたビート信号に所定の窓関数を乗算することで、干渉信号による干渉を抑圧する。ここでは、ステップＳ１０で振幅を検出したN個のデータ系列D1～DNのうち、ステップＳ４０で干渉信号が存在するデータ位置として検出されたデータDjを中心に、窓関数の幅（長さ）2L+1の範囲に存在する各データDj+k（k=-L～+L）に対して、所定の窓関数W(k)を乗算する。これにより、干渉信号が検出されたデータDjを含む元のデータDj+kから、干渉が抑圧されたデータD'j+kが得られる。干渉抑圧後のデータD'j+kを算出したら、処理をステップＳ６０に進める。
　なお、ステップＳ４０の干渉抑圧処理で使用される窓関数としては、たとえば、k=jを中心に、kの値がj-L～j+Lの範囲でW(k)=０となる矩形窓や、レイズドコサイン窓などが考えられる。これ以外にも、少なくとも干渉信号が検出されたデータ位置であるk=jにおける値が０以上１未満となる各種の関数を、ステップＳ４０の窓関数として利用できる。また、窓関数を用いる代わりに、干渉信号が存在するデータDjを含む所定範囲のデータ系列を無効化することで、干渉を抑圧してもよい。
　上記の窓関数の幅を定めるLは設計パラメータであり、任意の値を設定することができる。L=0であってもよい。L=0の場合は、ステップＳ４０で干渉信号ありと判断されたデータDjのみに窓関数を乗じて干渉を抑圧し、その前後のデータ系列は干渉を抑圧せずにそのまま利用される。
　ステップＳ６０において、ＤＳＰ１０８は、現在の変数jの値がデータ系列の個数Nに等しいか否かを判定する。jがN未満である場合、ステップＳ７０で変数jの値に１を加算した後、処理をステップＳ３０に戻す。これにより、j=1～Nの間、ステップＳ３０～Ｓ５０の処理が繰り返し実行され、N個のデータ系列D1～DNに対して、干渉抑圧後のデータ系列D'1～D'Nが得られる。ただし、干渉抑圧後のデータ系列D'1～D'Nにおいて、ステップＳ５０で窓関数が一度も乗算されていないデータについては、元のデータの値がそのまま干渉抑圧後のデータの値として用いられる。
　ステップＳ６０でj=Nと判定された場合、処理をステップＳ８０に進める。ステップＳ８０において、ＤＳＰ１０８の距離算出部１２５は、上記の処理で得られた干渉抑圧後のデータ系列D'1～D'Nに対してフーリエ変換を実施することで、ビート信号を周波数成分f1～fNに分解し、これらの周波数成分の電力P1～PNを算出する。
　ステップＳ９０において、ＤＳＰ１０８の距離算出部１２５は、ステップＳ８０で算出した電力P1～PNを用いて、一般のＦＭＣＷレーダ装置と同様の手法により、対象物の距離を算出する。すなわち、電力P1～PNのうちで所定の閾値Rkよりも大きな電力Pkを検出し、この電力Pkに対応する周波数fkに基づいて、対象物との距離dkを算出する。ステップＳ９０で対象物との距離dkを算出したら、ＤＳＰ１０８はその算出結果をレーダ装置１の外部に出力した後、図５に示す処理を終了する。
　なお、以上説明した処理のうち、ステップＳ３０において平均振幅算出部１２２は、ビート信号の移動平均としての平均振幅Ajを算出する代わりに、前述のパラメータMに対応するフィルタ特性を有する低域通過フィルタを用いることで、ビート信号の平均振幅を求めてもよい。すなわち、平均振幅算出部１２２は低域通過フィルタで代替することも可能である。
　ここで、図５のステップＳ５０で行われる干渉抑圧処理における窓関数の幅と干渉信号の周波数との関係について、以下に図６および図７を参照して説明する。図６および図７は、干渉抑圧の例を示す図である。
　図６は、窓関数の幅と比べて干渉信号の周波数が高い場合の干渉抑圧の例を示している。この場合、窓関数の幅2L+1に相当する時間よりも、干渉を受けたビート信号の周期が短くなる。したがって、ビート信号に対して符号６１、６２に示す値を干渉検出の閾値として設定すると、符号６３に示す信号範囲に対して窓関数が乗算され、この範囲のビート信号の値が全て０となる。その結果、干渉信号が完全に抑圧される。
　図７は、窓関数の幅と比べて干渉信号の周波数が低い場合の干渉抑圧の例を示している。この場合、窓関数の幅2L+1に相当する時間よりも、干渉を受けたビート信号の周期が長くなる。したがって、ビート信号に対して符号７１、７２に示す値を干渉検出の閾値として設定すると、符号７３、７４、７５に示す各信号範囲に対して窓関数がそれぞれ乗算され、これらの範囲のビート信号の値がそれぞれ０となって干渉信号が抑圧される。一方、信号範囲７３と信号範囲７４の間、および信号範囲７４と信号範囲７５の間には、窓関数が乗算されずに干渉信号が残存する区間がわずかに生じる。しかし、これらの残存区間における干渉信号のレベルは小さいため、干渉によるＳＮＲの低下は少なく、対象物との距離を算出する際の支障とはならない。
　なお、レーダ装置１の実際の運用時には、周波数変調された信号が干渉信号として入力されることが想定される。その場合に得られるビート信号は、図６と図７の状態が混在した信号となる。
　図８は、図５で説明した処理による干渉抑圧前後の信号を比較した例を示す図である。図８において、（ａ）はインパルス信号が干渉信号として受信信号に重畳された場合の干渉抑圧前のビート信号の例を示しており、（ｂ）は本実施形態の手法により（ａ）の信号から干渉信号を抑圧した干渉抑圧後のビート信号の例を示している。また（ｃ）は、（ａ）、（ｂ）の信号をそれぞれＦＦＴでフーリエ変換した結果を示している。これらの図から、干渉抑圧後のビート信号では雑音レベルが低下していることが分かる。
　以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）レーダ装置１は、周波数変調された送信信号を送信し、送信信号が対象物で反射された受信信号を受信して対象物との距離を測定する。このレーダ装置１は、送信信号と受信信号とに基づくビート信号の平均振幅Ajを算出する平均振幅算出部１２２と、平均振幅算出部１２２により算出されたビート信号の平均振幅Ajに基づいて受信信号に対する干渉信号を検出する干渉検出部１２３と、を備える。このようにしたので、レーダ装置１における干渉検出を正確に行うことができる。
（２）干渉検出部１２３は、ビート信号の平均振幅Ajに所定の倍率NTを乗じた閾値を設定し、ビート信号と閾値とを比較することで干渉信号を検出する（ステップＳ４０）。このようにしたので、受信信号のレベルが変動した場合でも、適切な閾値を設定して正確に干渉検出を行うことができる。
（３）干渉検出部１２３は、レーダ装置１または対象物の周囲環境に応じて倍率NTを変化させることもできる。このようにすれば、周囲環境に合わせて適切な閾値を設定し、より一層正確に干渉検出を行うことができる。
（４）レーダ装置１は、ビート信号に窓関数W(k)を乗算することで、干渉信号による干渉を抑圧する干渉抑圧部１２４をさらに備える。このようにしたので、干渉が検出された場合でも、干渉の影響を除外して対象物との距離を正確に算出することができる。
（５）干渉抑圧部１２４は、少なくとも干渉信号が検出された位置における値が０以上１未満となる矩形窓等の関数を窓関数W(k)に用いて、ステップＳ５０の干渉抑圧処理を行う。このようにしたので、干渉を容易にかつ確実に抑圧することができる。
（６）平均振幅算出部１２２は、所定時間におけるビート信号の平均値または実効値をビート信号の平均振幅Ajとして算出する（ステップＳ３０）。このようにしたので、干渉信号により干渉が生じている場合でも、干渉の影響を除外して平均振幅Ajを算出することができる。その結果、干渉検出部１２３において適切な閾値を設定することができる。
（第２の実施形態）
　図９は、本発明の第２の実施形態に係るレーダ装置の構成を示す図である。図９に示すレーダ装置１Ａは、第１の実施形態で説明したレーダ装置１と同じくＦＭＣＷレーダ装置である。このレーダ装置１Ａは、図１のＤＳＰ１０８に替えてＤＳＰ１０８Ａを備える点以外は、レーダ装置１と同様のハードウェア構成を有している。ＤＳＰ１０８Ａは、その機能として、第１信号振幅検出部２１１、第１平均振幅算出部２１２、減算部２１３、制御部２２０、第２信号振幅検出部２２１、第２平均振幅算出部２２２、干渉検出部２２３、干渉抑圧部２２４、および距離算出部２２５を備える。
　第１信号振幅検出部２１１は、ＡＤ変換器１０７から入力したビート信号のディジタル値に基づいて、ビート信号の振幅を検出する。第１平均振幅算出部２１２は、第１信号振幅検出部２１１で検出されたビート信号の振幅に基づいて、ビート信号の平均振幅を算出する。減算部２１３は、ＡＤ変換器１０７から入力したビート信号のディジタル値から、第１信号振幅検出部２１１で算出されたビート信号の平均振幅を減算する。制御部２２０は、波形発生器１０１の制御を行うと共に、レーダ装置１Ａの動作タイミング等の制御を行う。
　第２信号振幅検出部２２１、第２平均振幅算出部２２２、干渉検出部２２３、干渉抑圧部２２４および距離算出部２２５は、減算部２１３からの出力に基づき、第１の実施形態で説明した信号振幅検出部１２１、平均振幅算出部１２２、干渉検出部１２３、干渉抑圧部１２４および距離算出部１２５とそれぞれ同様の処理を行う。すなわち、第２信号振幅検出部２２１は、減算部２１３から入力した減算後のビート信号のディジタル値に基づいて、減算後のビート信号の振幅を検出する。第２平均振幅算出部２２２は、第２信号振幅検出部２２１で検出された減算後のビート信号の振幅に基づいて、減算後のビート信号の平均振幅を算出する。干渉検出部２２３は、第２平均振幅算出部２２２で算出された減算後のビート信号の平均振幅に基づいて、対象物からの受信信号に対する干渉信号を検出する。干渉抑圧部２２４は、干渉検出部２２３で検出された干渉信号による干渉を抑圧するための干渉抑圧処理を行う。距離算出部２２５は、干渉抑圧処理により干渉が抑圧された受信信号を用いて、対象物までの距離を算出する。ＤＳＰ１０８Ａが有するこれらの機能については、後で詳細に説明する。
　レーダ装置１Ａは、上記の各機能を、ＤＳＰ１０８Ａが実行するソフトウェア処理により実現することができる。なお、ＤＳＰ１０８Ａの代わりに、論理回路等を組み合わせたハードウェアにより実現してもよい。
　図１０および図１１は、本発明の第２の実施形態に係るレーダ装置の処理を示す図である。レーダ装置１Ａは、ＤＳＰ１０８Ａにおいて所定のプログラムを実行することにより、図１０、１１に示す処理を所定の処理周期ごとに実行する。なお、前述のようにハードウェアで図１０、１１の処理を実現してもよい。
　図１０のステップＳ２１０において、ＤＳＰ１０８Ａの第１信号振幅検出部２１１は、ＡＤ変換器１０７でＡＤ変換されてディジタル値に変換されたビート信号の絶対値を検出することにより、ビート信号の振幅を検出する。ここでは、第１の実施形態で説明した図５のステップＳ１０と同様に、たとえばＡＤ変換器１０７で所定のサンプリング周期ごとにビート信号をＡＤ変換することでN個のデータ系列D1～DNが得られたとすると、これらのデータ系列の絶対値を検出することで、ビート信号の振幅を検出する。
　ステップＳ２２０において、ＤＳＰ１０８Ａは、変数hに１を設定する。
　次にステップＳ２３０において、ＤＳＰ１０８Ａの第１平均振幅算出部２１２は、現在の変数hの値を用いて、ビート信号におけるh番目の平均振幅A'hを計算する。ここでは、ステップＳ２１０で振幅が求められたN個のデータ系列D1～DNのうち、h番目のデータとその前後のデータとを含むM'個のデータを用いて、平均振幅A'hを算出する。第１の実施形態で説明した図５のステップＳ３０と同様に、平均振幅A'hは、M'個のデータの絶対値を加算してM'で除算する単純平均で計算してもよい。あるいは、M'個のデータの絶対値をとってし算したものをサンプル数M'で除算して平均振幅A'hを算出してもよい。あるいは以下の式（４）を用いて、M'個のデータの２乗平均値の平方根により求められる実効値で計算してもよい。これ以外にも、h番目のデータとその前後のデータとを含むM'個のデータを用いた任意の計算手法により、ビート信号の移動平均としての平均振幅A'hを算出することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　なお、上記ステップＳ２３０において、M'は設計パラメータであり、任意の値を設定することができる。干渉信号が存在する場合にビート信号において直流成分の変動が生じる時間の長さを想定し、この変動時間よりも短い所定時間に対応するデータ区間について平均振幅A'hが算出されるように、M'の値を設定することが好ましい。これにより、減算部２１３において、ビート信号から直流成分の変動を減算することができる。
　次いでステップＳ２４０において、ＤＳＰ１０８Ａの減算部２１３は、ステップＳ２１０で検出したデータ系列D1～DNのうちh番目のデータDhから、ステップＳ２３０で計算した平均振幅A'hを減算する。これにより、ビート信号から平均振幅A'hを減算した減算ビート信号を表すデータとして、h番目のデータDhに対応する減算後のデータD"hが演算される。
　ステップＳ２５０において、ＤＳＰ１０８Ａは、現在の変数hの値がデータ系列の個数Nに等しいか否かを判定する。hがN未満である場合、ステップＳ２６０で変数hの値に１を加算した後、処理をステップＳ２３０に戻す。これにより、h=1～Nの間、ステップＳ２３０～Ｓ２４０の処理が繰り返し実行され、N個のデータ系列D1～DNに対して、減算ビート信号を表す減算後のデータ系列D"1～D"Nが得られる。
　ステップＳ２５０でh=Nと判定された場合、処理をステップＳ２７０に進める。ステップＳ２７０において、ＤＳＰ１０８Ａは、上記の処理で得られた減算後のデータ系列D"1～D"Nを第２信号振幅検出部２２１へ入力する。
　図１１のステップＳ２８０～Ｓ３６０において、ＤＳＰ１０８Ａは、第２信号振幅検出部２２１、第２平均振幅算出部２２２、干渉検出部２２３、干渉抑圧部２２４および距離算出部２２５により、第１の実施形態で説明した図５のステップＳ１０～Ｓ９０とそれぞれ同様の処理を減算ビート信号に対して実行する。すなわち、ステップＳ２８０において、ＤＳＰ１０８Ａの第２信号振幅検出部２２１は、ステップＳ２７０で入力された減算後のデータ系列D"1～D"Nの絶対値を検出することで、減算ビート信号の振幅を検出する。
　ステップＳ２９０において、ＤＳＰ１０８Ａは、変数jに１を設定する。
　次にステップＳ３００において、ＤＳＰ１０８Ａの第２平均振幅算出部２２２は、現在の変数ｊの値を用いて、減算ビート信号におけるj番目の平均振幅Ajを計算する。ここでは、ステップＳ２８０で振幅が求められたN個の減算後のデータ系列D"1～D"Nのうち、j番目のデータとその前後のデータとを含むM個のデータを用いて、平均振幅Ajを算出する。平均振幅Ajは、M個のデータの絶対値を加算してMで除算する単純平均で計算してもよい。あるいは、M個のデータの絶対値をとって足し算したものをサンプル数Mで除算して平均振幅Ajを算出してもよい。あるいは以下の式（５）を用いて、M個のデータの２乗平均値の平方根により求められる実効値で計算してもよい。これ以外にも、j番目のデータとその前後のデータとを含むM個のデータを用いた任意の計算手法により、減算ビート信号の移動平均としての平均振幅Ajを算出することができる。なお、第１の実施形態と同様に、Mは設計パラメータであり、任意の値を設定することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　次いでステップＳ３１０において、ＤＳＰ１０８Ａの干渉検出部２２３は、ステップＳ２８０で検出した減算後のデータ系列D"1～D"Nのうちj番目のデータD"jの振幅と、ステップＳ３００で計算した平均振幅Ajとに基づいて、干渉信号を検出する。ここでは、平均振幅Ajに所定の倍率NTを乗算することで閾値を設定し、この閾値とデータD"jの振幅とを比較する。その結果、データD"jの振幅が閾値よりも大きい場合、すなわちD"j>Aj×NTの場合は、干渉信号ありと判断してデータD"jを干渉信号が存在するデータ位置として検出し、処理をステップＳ３２０に進める。一方、データD"jの振幅が閾値以下である場合は、干渉信号なしと判断して処理をステップＳ３３０に進める。なお、第１の実施形態と同様に、倍率NTは設計パラメータであり、任意の値を設定することができる。また、レーダ装置１Ａや対象物の周囲環境に応じて倍率NTを適宜変化させてもよい。
　ステップＳ３１０からステップＳ３２０に進んだ場合、ステップＳ３２０において、ＤＳＰ１０８Ａの干渉抑圧部２２４は、ステップＳ３１０で干渉信号が検出された減算ビート信号に所定の窓関数を乗算することで、干渉信号による干渉を抑圧する。ここでは、ステップＳ２８０で振幅を検出したN個の減算後のデータ系列D"1～D"Nのうち、ステップＳ３１０で干渉信号が存在するデータ位置として検出されたデータD"jを中心に、窓関数の幅（長さ）2L+1の範囲に存在する各データD"j+k（k=-L～+L）に対して、所定の窓関数W(k)を乗算する。この窓関数W(k)は、第１の実施形態と同様のものである。また、第１の実施形態と同様に、窓関数を用いる代わりに、干渉信号が存在するデータD"jを含む所定範囲のデータ系列を無効化することで、干渉を抑圧してもよい。これにより、干渉信号が検出されたデータD"jを含む元のデータD"j+kから、干渉が抑圧されたデータD'j+kが得られる。干渉抑圧後のデータD'j+kを算出したら、処理をステップＳ３３０に進める。
　ステップＳ３３０において、ＤＳＰ１０８Ａは、現在の変数jの値がデータ系列の個数Nに等しいか否かを判定する。jがN未満である場合、ステップＳ３４０で変数jの値に１を加算した後、処理をステップＳ３００に戻す。これにより、j=1～Nの間、ステップＳ３００～Ｓ３３０の処理が繰り返し実行され、N個の減算後のデータ系列D"1～D"Nに対して、干渉抑圧後のデータ系列D'1～D'Nが得られる。
　ステップＳ３３０でj=Nと判定された場合、処理をステップＳ３５０に進める。ステップＳ３５０において、ＤＳＰ１０８Ａの距離算出部２２５は、上記の処理で得られた干渉抑圧後のデータ系列D'1～D'Nに対してフーリエ変換を実施することで、ビート信号を周波数成分f1～fNに分解し、これらの周波数成分の電力P1～PNを算出する。
　ステップＳ３６０において、ＤＳＰ１０８Ａの距離算出部２２５は、ステップＳ３５０で算出した電力P1～PNを用いて、第１の実施形態と同様にして対象物との距離dkを算出する。ステップＳ３６０で対象物との距離dkを算出したら、ＤＳＰ１０８Ａはその算出結果をレーダ装置１Ａの外部に出力した後、図１０、１１に示す処理を終了する。
　なお、以上説明した処理のうち、ステップＳ２３０において第１平均振幅算出部２１２は、ビート信号の移動平均としての平均振幅A'hを算出する代わりに、前述のパラメータM'に対応するフィルタ特性を有する低域通過フィルタを用いることで、ビート信号の平均振幅を求めてもよい。すなわち、第１平均振幅算出部２１２は低域通過フィルタで代替することも可能である。同様に、ステップＳ３００において第２平均振幅算出部２２２は、減算後ビート信号の移動平均としての平均振幅Ajを算出する代わりに、前述のパラメータMに対応するフィルタ特性を有する低域通過フィルタを用いることで、減算後ビート信号の平均振幅を求めてもよい。すなわち、第２平均振幅算出部２２２は低域通過フィルタで代替することも可能である。
　また、ステップＳ２４０において減算部２１３は、データDhから平均振幅A'hを減算する代わりに、平均振幅A'hに対応するフィルタ特性を有する高域通過フィルタを用いることで、減算後のデータD"hを求めてもよい。すなわち、減算部２１３は高域通過フィルタで代替することも可能である。さらに、第１平均振幅算出部２１２と減算部２１３を併せて高域通過フィルタで代替してもよい。
　図１２は、図１０および図１１で説明した処理による振幅変動除去前後の信号を比較した例を示す図である。図１２において、（ａ）は位相雑音がある場合にＡＤ変換器１０７から出力される振幅変動除去前のビート信号の例を示している。この信号では、比較的長い周期で振幅が大きく変動する信号の上に、相対的にレベルの小さな短周期のビート信号が重畳されている。このため、第１の実施形態で説明した手法をそのまま適用しても、干渉を検出するための閾値を適切に設定することができない。一方、（ｂ）は本実施形態の手法により（ａ）の信号から振幅変動を除去して、減算部２１３から出力される振幅変動除去後のビート信号の例を示している。この信号では、（ａ）の信号に含まれる長周期の振幅変動が除去されて平均値が０となっているため、干渉を検出するための閾値を容易に設定することができる。
　以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、レーダ装置１Ａは、送信信号と受信信号とに基づくビート信号の平均振幅A'hを算出する第１平均振幅算出部２１２と、第１平均振幅算出部２１２により算出されたビート信号の平均振幅A'hに基づいて受信信号に対する干渉信号を検出する干渉検出部２２３と、を備える。また、ビート信号から平均振幅A'hを減算した減算ビート信号を演算する減算部２１３と、減算ビート信号の平均振幅Ajを算出する第２平均振幅算出部２２２とをさらに備える。そして、干渉検出部２２３は、第２平均振幅算出部２２２により算出された減算ビート信号の平均振幅Ajに基づいて、第１の実施形態における干渉検出部１２３と同様の手法により、干渉信号を検出する。このようにしたので、第１の実施形態で説明した作用効果を奏することに加えて、受信信号のレベルが大きく変動した場合でも、レーダ装置１における干渉検出を正確に行うことができる。
　なお、以上説明した各実施形態や各種変形例はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。また、上記では種々の実施形態や変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。
　１，１Ａ　レーダ装置
　１０１　波形発生器
　１０２　電圧制御発振器
　１０３　増幅器
　１０４　低雑音増幅器
　１０５　ミキサ
　１０６　低域通過フィルタ
　１０７　ＡＤ変換器
　１０８，１０８Ａ　ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）
　１０９　送信アンテナ
　１１０　受信アンテナ
　１２０，２２０　制御部
　１２１　信号振幅検出部
　１２２　平均振幅算出部
　１２３，２２３　干渉検出部
　１２４，２２４　干渉抑圧部
　１２５，２２５　距離算出部
　２１１　第１信号振幅検出部
　２１２　第１平均振幅算出部
　２１３　減算部
　２２１　第２信号振幅検出部
　２２２　第２平均振幅算出部

Claims (13)

  1. 　周波数変調された送信信号を送信し、前記送信信号が対象物で反射された受信信号を受信して前記対象物との距離を測定するレーダ装置であって、
    　前記送信信号と前記受信信号とに基づくビート信号の平均振幅を算出する平均振幅算出部と、
    　前記平均振幅算出部により算出された前記ビート信号の平均振幅に基づいて前記受信信号に対する干渉信号を検出する干渉検出部と、を備えるレーダ装置。
  2. 　請求項１に記載のレーダ装置において、
    　前記干渉検出部は、前記ビート信号の平均振幅に所定の倍率を乗じた閾値を設定し、前記ビート信号と前記閾値とを比較することで前記干渉信号を検出するレーダ装置。
  3. 　請求項２に記載のレーダ装置において、
    　前記干渉検出部は、前記レーダ装置または前記対象物の周囲環境に応じて前記倍率を変化させるレーダ装置。
  4. 　請求項１から請求項３までのいずれか一項に記載のレーダ装置において、
    　前記ビート信号に窓関数を乗算することで、前記干渉信号による干渉を抑圧する干渉抑圧部をさらに備えるレーダ装置。
  5. 　請求項４に記載のレーダ装置において、
    　前記窓関数は、少なくとも前記干渉信号が検出された位置における値が０以上１未満となる関数であるレーダ装置。
  6. 　請求項１から請求項３までのいずれか一項に記載のレーダ装置において、
    　前記平均振幅算出部は、所定時間における前記ビート信号の平均値または実効値を前記ビート信号の平均振幅として算出するレーダ装置。
  7. 　請求項１に記載のレーダ装置において、
    　前記ビート信号から前記平均振幅を減算した減算ビート信号を演算する減算部と、
    　前記減算ビート信号の平均振幅を算出する第２の平均振幅算出部と、をさらに備え、
    　前記干渉検出部は、前記第２の平均振幅算出部により算出された前記減算ビート信号の平均振幅に基づいて前記干渉信号を検出するレーダ装置。
  8. 　請求項７に記載のレーダ装置において、
    　前記干渉検出部は、前記減算ビート信号の平均振幅に所定の倍率を乗じた閾値を設定し、前記減算ビート信号と前記閾値とを比較することで前記干渉信号を検出するレーダ装置。
  9. 　請求項８に記載のレーダ装置において、
    　前記干渉検出部は、前記レーダ装置または前記対象物の周囲環境に応じて前記倍率を変化させるレーダ装置。
  10. 　請求項７から請求項９までのいずれか一項に記載のレーダ装置において、
    　前記干渉信号が検出された位置を含む前記減算ビート信号の所定の範囲に窓関数を乗算することで、前記干渉信号による干渉を抑圧する干渉抑圧部をさらに備えるレーダ装置。
  11. 　請求項１０に記載のレーダ装置において、
    　前記窓関数は、少なくとも前記干渉信号が検出された位置における値が０以上１未満となる関数であるレーダ装置。
  12. 　請求項７から請求項９までのいずれか一項に記載のレーダ装置において、
    　前記第２の平均振幅算出部は、所定時間における前記減算ビート信号の平均値または実効値を前記減算ビート信号の平均振幅として算出するレーダ装置。
  13. 　請求項１から請求項１２までのいずれか一項に記載のレーダ装置において、
    　前記送信信号は、連続波が周波数変調されたＦＭＣＷ信号であるレーダ装置。
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