WO2018147158A1 - 加速度センサ - Google Patents

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WO2018147158A1
WO2018147158A1 PCT/JP2018/003368 JP2018003368W WO2018147158A1 WO 2018147158 A1 WO2018147158 A1 WO 2018147158A1 JP 2018003368 W JP2018003368 W JP 2018003368W WO 2018147158 A1 WO2018147158 A1 WO 2018147158A1
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WO
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ripple
frequency
acceleration sensor
resistor
voltage
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PCT/JP2018/003368
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English (en)
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Inventor
鷹一 中吉
Original Assignee
パナソニックＩｐマネジメント株式会社
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    • G01P15/00—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration
    • G01P15/02—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses
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    • G01P21/00—Testing or calibrating of apparatus or devices covered by the preceding groups

Definitions

  • the present invention relates to an acceleration sensor used for a vehicle, a portable terminal, or the like.
  • FIG. 12 is a sectional side view of a conventional acceleration sensor 1 equipped with a failure diagnosis function.
  • the conventional acceleration sensor 1 is provided on the weight portion 2, the outer frame portion 3, the beam portion 4 having one end connected to the outer frame portion 3 and the other end connected to the weight portion 2, and the weight portion 2.
  • a conductor 6 provided on the upper lid 8.
  • the upper lid 8 is connected to the outer frame portion 3 so as to face the weight portion 2.
  • the outer frame portion 3 and the weight portion 2 are formed from one substrate 9.
  • the substrate 9 is an SOI wafer having a support substrate 9a made of a silicon substrate, an insulating layer 9b (intermediate oxide film) made of a silicon oxide film on the support substrate 9a, and a silicon layer 9c (active layer) on the insulating layer 9b. Used.
  • the weight portion 2 When the acceleration G is applied to the acceleration sensor 1, the weight portion 2 is displaced up and down in FIG. 12, and accordingly, the beam portion 4 is distorted to detect the acceleration G.
  • the pulse voltage VP 1 is applied between the conductor 6 in the upper lid 8 and the conductor 5 in the weight portion 2.
  • FIG. 13 shows the pulse voltage VP1.
  • a voltage is present between the conductor 6 and the conductor 5
  • an electrostatic force is generated in the direction of attracting the weight portion 2 and the conductor 6, and as a result, the weight portion 2 bends.
  • the pulse voltage VP1 is input to the acceleration sensor 1, the weight portion 2 vibrates. Due to this vibration, the resistance value of the piezoresistor provided in the beam portion 4 changes, and the acceleration sensor 1 operates as if the acceleration G is applied.
  • Patent Document 1 A conventional acceleration sensor similar to the acceleration sensor 1 is disclosed in Patent Document 1, for example.
  • the acceleration sensor includes a sensor element, a charge pump, and a ripple frequency adjustment unit.
  • the charge pump operates in accordance with the control clock to boost the DC voltage, generates a boosted voltage including ripple, and supplies the boosted voltage to the failure diagnosis electrode of the sensor element.
  • the ripple frequency adjustment unit makes the ripple frequency substantially constant. Alternatively, the ripple frequency adjusting unit may be able to set the frequency of the ripple to at least two frequencies.
  • This acceleration sensor can accurately detect a failure.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram of the acceleration sensor according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a top view of the sensor element of the acceleration sensor according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a side sectional view of the sensor element according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a circuit block diagram of the booster circuit of the acceleration sensor according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the booster circuit of the acceleration sensor according to the first embodiment.
  • 6A is a top view of the sensor element according to Embodiment 1.
  • FIG. 6B is a circuit diagram of the acceleration sensor according to Embodiment 1 when detecting acceleration.
  • FIG. 6C is a circuit diagram of the acceleration sensor according to Embodiment 1 when detecting acceleration.
  • FIG. 6A is a top view of the sensor element according to Embodiment 1.
  • FIG. 6B is a circuit diagram of the acceleration sensor according to Embodiment 1 when detecting acceleration.
  • FIG. 6C is a circuit diagram of the acceleration sensor according to
  • FIG. 6D is a circuit diagram of the acceleration sensor according to Embodiment 1 when detecting acceleration.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an output voltage of the circuit unit of the acceleration sensor according to the first embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram showing input / output characteristics of the hysteresis comparator section of the booster circuit of the acceleration sensor according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram showing the voltage of the booster circuit of the acceleration sensor in the first embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram showing the voltage of the booster circuit of the acceleration sensor in the first embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of the booster circuit of the acceleration sensor according to the second embodiment.
  • FIG. 12 is a side sectional view of a conventional acceleration sensor.
  • FIG. 13 is a diagram showing a pulse voltage for failure diagnosis of a conventional acceleration sensor.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram of an acceleration sensor 1001 according to the first embodiment.
  • the acceleration sensor 1001 includes a sensor element 101 that detects acceleration, and a circuit unit 54 connected to the sensor element 101.
  • FIG. 2 is a top view of the sensor element 101.
  • FIG. 3 is a side sectional view of the sensor element 101. As shown in FIG. 3, the sensor element 101 has an upper lid 52.
  • FIG. 2 shows the sensor element 101 with the upper lid 52 removed.
  • the sensor element 101 has a frame part 20.
  • the frame portion 20 includes fixing portions 21a to 21d that are connected to each other to form a ring shape.
  • the fixing portions 21a to 21d surround the hollow region 22.
  • the sensor element 101 includes beam portions 23a and 23b extending from the fixed portion 21a to the hollow region 22, beam portions 24a and 24b extending from the fixed portion 21b to the hollow region 22, and beam portions extending from the fixed portion 21c to the hollow region 22. 25a, 25b and beam portions 26a, 26b extending from the fixed portion 21d to the hollow region 22 are further provided.
  • the fixed portion 21a is connected to one end of each of the beam portions 23a and 23b.
  • the fixed portion 21b is connected to one end of each of the beam portions 24a and 24b.
  • the fixed portion 21c is connected to one end of each of the beam portions 25a and 25b.
  • the fixed portion 21d is connected to one end of each of the beam portions 26a and 26b.
  • the sensor element 101 further has weight portions 27-30.
  • the weight portion 27 is connected to the other end of each of the beam portions 23a and 23b, and is connected to the fixed portion 21a via the beam portions 23a and 23b.
  • the weight portion 28 is connected to the other end of each of the beam portions 24a and 24b, and is connected to the fixed portion 21b via the beam portions 24a and 24b.
  • the weight portion 29 is connected to the other end of each of the beam portions 25a and 25b, and is connected to the fixed portion 21c via the beam portions 25a and 25b.
  • the weight portion 30 is connected to the other end of each of the beam portions 26a and 26b, and is connected to the fixed portion 21d via the beam portions 26a and 26b.
  • the sensor element 101 includes strain resistors 31a and 31b provided on the upper surfaces of the beam portions 23a and 23b, strain resistors 32a and 32b provided on the upper surfaces of the beam portions 24a and 24b, and upper surfaces of the beam portions 25a and 25b, respectively.
  • the weight parts 27 and 28 face each other through the center 22c of the hollow region 22.
  • the weight portions 29 and 30 face each other through the center 22c.
  • the sensor element 101 further includes conductors 51a to 51d provided on the upper surfaces of the weight portions 27 to 30, respectively.
  • the sensor element 101 further includes a power supply electrode 35, output electrodes 36 and 37, and a ground (GND) electrode 38 provided on the fixing portions 21a and 21b. A voltage is applied to the power supply electrode 35.
  • the GND electrode 38 is connected to the ground and grounded.
  • the sensor element 101 further includes a wiring pattern 41 provided in the fixing portions 21a to 21d.
  • the strain resistors 31a, 31b, 32a, 32b, 33a, 33b, 34a, and 34b are electrically connected by the wiring pattern 41 to constitute a bridge circuit.
  • the sensor element 101 includes fault diagnosis electrodes 39a, 39b, 40a, and 40b that apply a fault diagnosis voltage provided in the fixing portions 21a and 21b, and wirings connected to the fault diagnosis electrodes 39a, 39b, 40a, and 40b, respectively. Patterns 48a, 48b, 48c, and 48d are further provided. Fault diagnosis electrodes 39a, 39b, 40a, and 40b are connected to conductors 51a, 51b, 51c, and 51d through wiring patterns 48a, 48b, 48c, and 48d, respectively.
  • the circuit unit 54 includes an element power supply 42, a booster circuit 55, an amplifier circuit 43, an analog-digital (AD) converter 44, an arithmetic circuit 45, and a serial peripheral interface (SPI) circuit 50.
  • the output voltage from the element power supply 42 is input to the power supply electrode 35 of the sensor element 101 via the terminal 42a.
  • An output voltage for failure diagnosis is applied from the booster circuit 55 to the failure diagnosis electrodes 39a and 39b of the sensor element 101 via the terminal 55a.
  • the output signals from the output electrodes 36 and 37 of the sensor element 101 are accelerations applied to the sensor element 101 via the terminals 43a and 43b, respectively, through the amplifier circuit 43, the AD converter 44, the arithmetic circuit 45, and the SPI circuit 50. Is output from the circuit unit 54 to the outside as an acceleration output signal corresponding to.
  • the weight parts 27 to 30, the beam parts 23a, 23b, 24a, 24b, 25a, 25b, 26a and 26b, the fixing parts 21a to 21d and the circuit part 54 constitute the sensor part 19.
  • the sensor element 101 further includes an upper lid 52 having a lower surface joined to the fixing portions 21a to 21d, and four conductors 53 provided on the lower surface of the upper lid 52.
  • the conductor 53 opposes the conductors 51a to 51d with a space therebetween.
  • An output voltage VF is applied to the failure diagnosis electrodes 39a, 39b, 40a, and 40b from the booster circuit 55 in the circuit unit 54.
  • FIG. 4 is a circuit block diagram of the booster circuit 55.
  • the booster circuit 55 operates on the basis of the charge pump 56, the hysteresis comparator unit 97 to which the output signal from the charge pump 56 is input, and the output voltage Vo from the hysteresis comparator unit 97 to generate the clock signal CLK2 to generate the charge pump.
  • the control clock generation circuit 58 that is input to 56 and the control unit 197 that controls the hysteresis comparator unit 97 are configured.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the booster circuit 55, and also shows the circuit of the sensor element 101.
  • the charge pump 56 is connected between a plurality of diodes 556 connected in series to the terminal 55a, a plurality of switches 256 for switching between the power supply voltage Vcc and the ground, and a connection point 756 to which the diode 556 is connected and the switch 256.
  • the signal inverter 656 generates a clock having the same phase as the clock signal CLK2 and a clock having the opposite phase.
  • the switch 256 is switched in response to these clocks, and the capacitor 156 alternately repeats charging and discharging, thereby causing the capacitor 356 to generate an output voltage VF higher than the power supply voltage Vcc.
  • the circuit of the charge pump 56 illustrated in FIG. 5 is an example, and may have other circuit configurations.
  • the target voltage proportional to the output voltage VF is input to the hysteresis comparator unit 97 as the input voltage Vin by dividing the output voltage VF of the charge pump 56 with a resistor.
  • the hysteresis comparator unit 97 includes a comparator 57 and resistors 59 and 60.
  • the resistor 59 is a variable resistor
  • the resistor 60 is a fixed resistor.
  • the resistor 60 is connected in series between the output terminal 57c of the comparator 57 and the non-inverting input terminal 57a.
  • the resistor 59 is connected in series between the non-inverting input terminal 57a of the comparator 57 and the reference potential Vref.
  • the input voltage Vin is input to the inverting input terminal 57 b of the comparator 57.
  • the resistance value of the resistor 59 which is a variable resistor
  • the divided voltage input to the non-inverting input terminal 57a of the comparator 57 is adjusted.
  • the ripple frequency of the output voltage VF can be changed by changing the resistance value of the resistor 59 which is a variable resistor.
  • the control clock generation circuit 58 includes a clock oscillator 158 that generates the clock signal CLK1, and a switch unit 258 that generates the clock signal CLK2 by masking the clock signal CLK1 in accordance with the output voltage Vo of the hysteresis comparator unit 97.
  • the control unit 197 includes a phase comparator 64 and a reference oscillator 65.
  • the phase comparator 64 compares the frequency of the output voltage VF or the input voltage Vin from the charge pump 56 with the frequency of the reference signal input from the reference oscillator 65.
  • the phase comparator 64 changes the ripple frequency of the output voltage VF of the charge pump 56 by changing the resistance value of the resistor 59 which is a variable resistor based on the comparison result.
  • the hysteresis comparator unit 97, the control clock generation circuit 58, and the control unit 197 constitute a ripple frequency adjusting unit 63.
  • the booster circuit 55 having the ripple frequency adjustment unit 63 and the failure diagnosis electrodes 39a, 39b, 40a, and 40b constitute a failure diagnosis unit 98.
  • the ripple frequency is set to 500 kHz by setting the resistance values of both the resistors 59 and 60 to 10 k ⁇ , and the ripple frequency is changed by changing the resistance value of the resistor 59 to 40 k ⁇ . Is 1.25 MHz.
  • the lower lid 61 is joined to the lower surfaces of the fixing portions 21a to 21d.
  • FIG. 6A is a top view of the sensor element 101 and shows a portion related to acceleration detection.
  • an X axis, a Y axis, and a Z axis that are orthogonal to each other are defined.
  • the weight portion 28 is disposed from the weight portion 27 in the negative direction of the X axis.
  • the weight portion 27 is disposed in the negative direction of the X axis from the fixed portion 21a.
  • the weight portion 28 is disposed in the positive direction opposite to the negative direction of the X axis from the fixed portion 21b.
  • the weight portion 30 is disposed from the weight portion 29 in the negative direction of the Y axis.
  • the weight portion 29 is disposed in the negative direction of the Y axis from the fixed portion 21c.
  • the weight portion 30 is disposed in the positive direction opposite to the negative direction of the Y axis from the fixed portion 21d.
  • 6B to 6D are circuit diagrams of the acceleration sensor 1001 when detecting acceleration.
  • FIGS. 6B to 6D are circuit diagrams of the acceleration sensor 1001 when detecting acceleration.
  • the strain resistors 31a and 31b are referred to as strain resistors R2 and R4, respectively.
  • the strain resistors 32a and 32b are referred to as strain resistors R3 and R1, respectively.
  • the strain resistors 33a and 33b are referred to as strain resistors R7 and R5, respectively.
  • the strain resistors 34a and 34b are referred to as strain resistors R6 and R8, respectively.
  • the strain resistors 91a and 91b are referred to as strain resistors R9 and R10, respectively.
  • FIG. 6B shows a circuit of the acceleration sensor 1001 when detecting the acceleration in the X-axis direction.
  • the strain resistors R1, R2, R3, R4 are bridge-connected, a voltage is applied between a pair of opposing connection points Vdd, GND, and another pair of connection points Vx1, Vx2 (output electrode 36). , 37), the acceleration in the X-axis direction can be detected.
  • FIG. 6C shows a circuit of the acceleration sensor 1001 when detecting the acceleration in the direction of the Y-axis.
  • the strain resistors R5, R6, R7, R8 are bridge-connected, a voltage is applied between a pair of opposing connection points Vdd, GND, and another pair of connection points Vy1, Vy2 (output electrode 36). , 37), the acceleration in the Y-axis direction can be detected.
  • FIG. 6D shows a circuit of the acceleration sensor 1001 when detecting the acceleration in the Z-axis direction.
  • the strain resistors R5, R10, R8, and R9 are bridge-connected, a voltage is applied between a pair of opposing connection points Vdd and GND, and another pair of connection points Vz1 and Vz2 (output electrode 36). , 37), the acceleration in the Z-axis direction can be detected.
  • the weights 27 to 30 are repeatedly largely displaced, whereby the beam portions 23a to 26a and 23b to 26b may be fatigued and cracks may occur.
  • the output voltage VF is applied to the failure diagnosis electrodes 39a and 39b, and the failure diagnosis electrodes 40a and 40b are grounded.
  • the conductors 51a to 51d are attracted to the conductor 53 by the electrostatic force by the voltage VF, so that the weight portions 27 to 30 is displaced by approximately the same amount in the positive direction of the Z-axis toward the upper lid 52 and lifts up.
  • the output signal from the acceleration sensor 1001 is offset and a signal corresponding to zero acceleration is output.
  • the weight portion connected to the beam portion of the weight portions 27 to 30 that is cracked is not displaced, and the wiring patterns 48a to 48d. Among them, the wiring pattern provided in the beam portion becomes open. Therefore, the output signal from the acceleration sensor 1001 is not offset. That is, failure diagnosis of the acceleration sensor 1001 is performed based on whether or not the output signal from the acceleration sensor 1001 is offset when the output voltage VF is applied to the failure diagnosis electrodes 39a and 39b.
  • the failure diagnosis electrodes 39a and 39b are interposed between the conductors 51a to 51d on the upper surfaces of the weights 27 to 30 and the conductor 53 on the lower surface of the upper lid 52, respectively.
  • a pulse voltage VP101 is applied as the output voltage VF.
  • FIG. 7 shows the pulse voltage VP101.
  • the weight portions 27 to 30 vibrate. Accordingly, the resistance values of the strain resistors 31a to 34a and 31b to 34b change, and the operation is as if acceleration is applied. By checking the output from the acceleration sensor 1001, it is possible to determine whether or not the failure diagnosis of the acceleration sensor 1001 is operating normally.
  • the resistance value of the resistor 59 which is a variable resistor connected to the comparator 57, can be changed to change the ripple frequency of the output voltage VF of the charge pump 56 to different values between 500 kHz and 1.25 MHz.
  • the difference between the output signals from the output electrodes 36 and 37 varies depending on the ripple frequency.
  • the wiring patterns 41, 48a to 48d exhibit inter-wiring transfer characteristics due to the inductance, stray capacitance, and inter-wiring capacitance 141 of the wiring patterns 41, 48a to 48d.
  • the resistance value of the resistor 59 is changed to set the ripple frequency of the output voltage VF of the charge pump 56 to a frequency higher than the cut-off frequency of the inter-wire transfer characteristics and a frequency lower than the cut-off frequency.
  • the cutoff frequency is 800 kHz
  • the ripple frequency of the output voltage VF is set to 1.25 MHz and 500 kHz.
  • FIG. 8 shows input / output characteristics which are the relationship between the input voltage Vin and the output voltage Vo of the hysteresis comparator unit 97.
  • the hysteresis comparator unit 97 has two threshold values: a low voltage threshold value Vt_lo and a high voltage threshold value Vt_hi higher than the low voltage threshold value Vt_lo.
  • the output voltage Vo takes two values, a maximum voltage Vo_max and a minimum voltage Vo_min. When the input voltage Vin is equal to or lower than the low voltage threshold Vt_lo, the output voltage Vo is the highest voltage Vo_max.
  • the output voltage Vo When the input voltage Vin is higher than the high voltage threshold Vt_hi, the output voltage Vo is the lowest voltage Vo_min. When the input voltage Vin becomes a value exceeding the high voltage threshold Vt_hi from a value equal to or lower than the high voltage threshold Vt_hi, the output voltage Vo becomes the minimum voltage Vo_min. When the input voltage Vin changes from a value exceeding the low voltage threshold Vt_lo to a value equal to or lower than the low voltage threshold Vt_lo, the output voltage Vo becomes the maximum voltage Vo_max. When the input voltage Vin is equal to or lower than the high voltage threshold Vt_hi and exceeds the low voltage threshold Vt_lo, the value of the output voltage Vo does not change.
  • FIG. 9 shows an input voltage Vin proportional to the output voltage VF of the charge pump 56 of the booster circuit 55, an output voltage Vo of the hysteresis comparator unit 97, a clock signal CLK1 generated by the clock oscillator 158, and a control clock generation circuit 58.
  • the clock signal CLK2 to be performed is shown.
  • the clock signals CLK1 and CLK2 take two values, an active level LA and an inactive level LD.
  • the clock signal CLK1 repeats alternately with an active level LA and an inactive level LD at a predetermined frequency.
  • the switch unit 258 outputs the clock signal CLK1 when the output voltage Vo of the hysteresis comparator unit 97 is the maximum voltage Vo_max, and masks the clock signal CLK1 when the output voltage Vo is the minimum voltage Vo_min, and the inactive level LD. To output the clock signal CLK2.
  • the capacitor 156 when the value of the clock signal CLK2 is the inactive level LD, the capacitor 156 is discharged while charging the capacitor 156, and the output voltage VF is lowered. By discharging the charged capacitor 156 when the value of the clock signal CLK2 is the active level LA, the capacitor 356 is charged and the output voltage VF is increased.
  • the switch unit 258 outputs the clock signal CLK1 as the clock signal CLK2.
  • the output voltage VF increases and the input voltage Vin increases.
  • the output voltage Vo becomes the minimum voltage Vo_min.
  • the switch unit 258 When the output voltage Vo becomes the minimum voltage Vo_min, the switch unit 258 masks the clock signal CLK1 and sets the level of the clock signal CLK2 to the inactive level LD.
  • the output voltage VF decreases from the time point t12, that is, the input voltage Vin decreases, and at the time point t13, the output voltage Vo becomes equal to or lower than the low voltage threshold Vt_lo, so that the output voltage Vo of the hysteresis comparator unit 97 becomes the maximum voltage Vo_max.
  • the switch unit 258 outputs the clock signal CLK1 as the clock signal CLK2.
  • the output voltage VF increases and the input voltage Vin increases.
  • the output voltage VF increases in accordance with one pulse of the clock signal CLK2 (CLK1) in the period PT11 from time t11 to time t12, and decreases in the period PT12 from time t12 to time t13.
  • period PT13 from time t13 to time t14 it increases in response to one pulse of the clock signal CLK2 (CLK1), decreases to the period PT14 from time t14 to time t15, and in the period PT15 from time t15 to time t16 It increases in response to one pulse of the clock signal CLK2 (CLK1), decreases in a period PT16 from time t16 to time t17, and becomes one pulse of the clock signal CLK2 (CLK1) in a period PT17 from time t17 to time t18.
  • the output voltage VF contains a ripple Rp that varies with the period of the sum of the periods PT11 and PT12. That is, the ripple Rp has a frequency that is the reciprocal of the sum of the periods PT11 and PT12.
  • FIG. 9 shows the ripple Rp in an enlarged manner.
  • the frequency of the ripple Rp can be changed by changing the threshold difference Vtd, which is the difference between the high voltage threshold Vt_hi and the low voltage threshold Vt_lo of the hysteresis comparator unit 97.
  • FIG. 10 shows the input voltage Vin, the output voltage Vo, and the clock signals CLK1, CLK2 when the threshold difference Vtd is larger than that shown in FIG. 10, the same parts as those in FIG. 9 are denoted by the same reference numerals.
  • the input voltage Vin becomes equal to or lower than the low voltage threshold value Vt_lo at time t21, and the output voltage Vo of the hysteresis comparator unit 97 becomes the maximum voltage Vo_max.
  • the switch unit 258 outputs the clock signal CLK1 as the clock signal CLK2.
  • the output voltage VF increases and the input voltage Vin increases.
  • the output voltage Vo becomes the minimum voltage Vo_min.
  • the switch unit 258 When the output voltage Vo becomes the minimum voltage Vo_min, the switch unit 258 masks the clock signal CLK1 and sets the level of the clock signal CLK2 to the inactive level LD.
  • the output voltage VF decreases from the time point t22, that is, the input voltage Vin decreases, and at the time point t23, the output voltage Vo becomes equal to or lower than the low voltage threshold value Vt_lo, and the output voltage Vo of the hysteresis comparator unit 97 becomes the maximum voltage Vo_max.
  • the switch unit 258 outputs the clock signal CLK1 as the clock signal CLK2.
  • the output voltage VF increases and the input voltage Vin increases.
  • the output voltage VF contains a ripple Rp that varies with the period of the sum of the periods PT21 and PT22. That is, the ripple Rp has a frequency that is the reciprocal of the sum of the periods PT21 and PT22.
  • FIG. 10 shows the ripple Rp in an enlarged manner.
  • the amplitude of the ripple Rp shown in FIG. 10 is larger than the amplitude of the ripple Rp shown in FIG. Since the rate of change of voltage in charging and discharging of the capacitors 156 and 356 in the operation shown in FIG. 9 is almost the same as those shown in FIG. 10, the period of the ripple Rp shown in FIG. It is longer than the period, that is, the frequency of the ripple Rp shown in FIG. 10 is lower than the frequency of the ripple Rp shown in FIG.
  • the threshold difference Vtd is expressed by the following equation using the resistance values R59 and R60 of the resistors 59 and 60, the maximum voltage Vo_max, the minimum voltage Vo_min, and the reference potential Vref.
  • the threshold difference Vtd can be changed by changing at least one of the resistance values R59 and R60.
  • the resistor 59 is a fixed resistor
  • the resistor 60 is a variable resistor
  • the threshold value difference Vtd is changed by changing the resistance value R60 of the resistor 60.
  • the frequency of the ripple Rp of the output voltage VF from the charge pump 56 may increase.
  • a phase difference occurs between the output signal from the reference oscillator 65 and the ripple Rp included in the output voltage VF from the charge pump 56.
  • the phase comparator 64 increases the resistance value of the resistor 59 in the hysteresis comparator section 87 in accordance with this phase difference. Then, as shown in the above equation, the threshold difference Vtd increases, and as a result, the frequency of the ripple Rp decreases.
  • phase comparator 64 reduces the resistance value of the resistor 59 in the hysteresis comparator unit 97 according to this phase difference. Then, as shown in the above equation, the threshold difference Vtd decreases, and as a result, the frequency of the ripple Rp increases.
  • the ripple frequency adjustment unit 66 including the hysteresis comparator unit 87 and the control clock generation circuit 58 connected to the charge pump 56 causes the ripple Rp of the output voltage VF output from the charge pump 56 to be reduced.
  • the frequency can be made substantially constant. According to this configuration, even if the ripple Rp is superimposed on the pulse voltage as a noise component and the temperature around the acceleration sensor 1001 changes, the frequency of the ripple Rp becomes substantially constant.
  • the fluctuation amount of the output voltage VF due to propagation between the diagnostic wiring patterns 48a to 48d is stabilized, and it is possible to reliably determine whether or not the failure diagnosis function of the sensor element 101 is normal.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of a booster circuit of the acceleration sensor 1002 according to the second embodiment.
  • the same reference numerals are assigned to the same portions as those of the acceleration sensor 1001 shown in FIG.
  • An acceleration sensor 1002 illustrated in FIG. 11 includes a control unit 297 instead of the control unit 197 including the phase comparator 64 and the reference oscillator 65 of the acceleration sensor 1001 illustrated in FIG.
  • the control unit 297 changes the resistance value of the resistor 59 of the hysteresis comparator unit 97 to change the frequency of the ripple Rp of the output voltage VF of the charge pump 56.
  • the control unit 297 changes the resistance value of the resistor 59 so that the frequency of the ripple Rp of the output voltage VF of the charge pump 56 is higher than the cut-off frequency of the inter-wire transfer characteristic and the cut-off frequency.
  • the cutoff frequency is 800 kHz
  • the ripple frequency of the output voltage VF is set to 1.25 MHz and 500 kHz.
  • the frequency of the ripple Rp varies somewhat compared to the acceleration sensor 1001 in the first embodiment, but it is possible to detect whether insulation between the wiring patterns 41 and 18a to 48d is secured. it can.
  • the acceleration sensor according to the present invention can accurately detect a failure state when a high frequency component of a voltage applied from the outside propagates between wiring patterns, and is useful as an acceleration sensor used in a vehicle, a portable terminal, or the like. It is.

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Abstract

加速度センサは、センサ素子とチャージポンプとリップル周波数調整部とを備える。チャージポンプは、制御クロックにより動作して直流電圧を昇圧して、リップルを含む昇圧電圧を発生してセンサ素子の故障診断電極に供給する。リップル周波数調整部はリップルの周波数を実質的に一定にする。もしくは、リップル周波数調整部は、リップルの周波数を少なくとも２つの周波数にできてもよい。この加速度センサは正確に故障を検出することができる。

Description

加速度センサ
　本発明は、車両や携帯端末等に用いられる加速度センサに関する。
　図１２は故障診断機能を搭載した従来の加速度センサ１の側断面図である。従来の加速度センサ１は、錘部２と、外枠部３と、外枠部３に一端が接続され、錘部２に他端が接続された梁部４と、錘部２上に設けられた導体５と、錘部２と対向するように外枠部３に接続された上蓋８と、上蓋８に設けられた導体６とで構成される。外枠部３と錘部２とは１つの基板９から形成される。基板９は、シリコン基板からなる支持基板９ａと、支持基板９ａ上のシリコン酸化膜からなる絶縁層９ｂ（中間酸化膜）と、絶縁層９ｂ上のシリコン層９ｃ（活性層）を有するＳＯＩウエハを用いている。
　加速度センサ１に加速度Ｇが印加されると、錘部２が図１２の上下に変位し、これに伴って梁部４に歪みが発生することで加速度Ｇを検出する。
　加速度センサ１について、正常に機能しているかどうか否かを確認する故障診断について説明する。
　加速度センサ１の故障診断を行うときには、上蓋８における導体６と錘部２における導体５との間にパルス電圧ＶＰ１が印加される。図１３はパルス電圧ＶＰ１を示す。導体６と導体５との間に電圧が存在しているときには、錘部２と導体６を吸引する方向に静電力が発生し、その結果、錘部２がたわむ。パルス電圧ＶＰ１が加速度センサ１に入力された場合には、錘部２は振動する。この振動により梁部４に設けられたピエゾ抵抗の抵抗値が変化し、あたかも加速度Ｇが加わったかのごとく加速度センサ１は動作する。加速度センサ１からの出力をチェックすることにより、加速度センサ１が正常に動作しているか否かを判断する。
　加速度センサ１に類似の従来の加速度センサは、例えば、特許文献１に開示されている。
特開平５－３２２９２５号公報
　加速度センサは、センサ素子とチャージポンプとリップル周波数調整部とを備える。チャージポンプは、制御クロックにより動作して直流電圧を昇圧して、リップルを含む昇圧電圧を発生してセンサ素子の故障診断電極に供給する。リップル周波数調整部はリップルの周波数を実質的に一定にする。もしくは、リップル周波数調整部は、リップルの周波数を少なくとも２つの周波数にできてもよい。
　この加速度センサは正確に故障を検出することができる。
図１は実施の形態１における加速度センサの回路ブロック図である。 図２は実施の形態１における加速度センサのセンサ素子の上面図である。 図３は実施の形態１におけるセンサ素子の側断面図である。 図４は実施の形態１における加速度センサの昇圧回路の回路ブロック図である。 図５は実施の形態１における加速度センサの昇圧回路の回路図である。 図６Ａは実施の形態１におけるセンサ素子の上面図である。 図６Ｂは加速度を検出する際の実施の形態１における加速度センサの回路図である。 図６Ｃは加速度を検出する際の実施の形態１における加速度センサの回路図である。 図６Ｄは加速度を検出する際の実施の形態１における加速度センサの回路図である。 図７は実施の形態１における加速度センサの回路部の出力電圧を示す図である。 図８は実施の形態１における加速度センサの昇圧回路のヒステリシスコンパレータ部の入出力特性を示す図である。 図９は実施の形態１における加速度センサの昇圧回路の電圧を示す図である。 図１０は実施の形態１における加速度センサの昇圧回路の電圧を示す図である。 図１１は実施の形態２における加速度センサの昇圧回路の回路図である。 図１２は従来の加速度センサの側断面図である。 図１３は従来の加速度センサの故障診断用のパルス電圧を示す図である。
　（実施の形態１）
　図１は実施の形態１における加速度センサ１００１の回路ブロック図である。加速度センサ１００１は、加速度を検知するセンサ素子１０１と、センサ素子１０１に接続された回路部５４とを備える。図２はセンサ素子１０１の上面図である。図３はセンサ素子１０１の側断面図である。図３に示すように、センサ素子１０１は上蓋５２を有する。図２は、上蓋５２をはずした状態でのセンサ素子１０１を示す。
　センサ素子１０１は枠部２０を有する。枠部２０は、互いに連結して環形状を形成する固定部２１ａ～２１ｄを有する。固定部２１ａ～２１ｄは中空領域２２を囲んでいる。センサ素子１０１は、固定部２１ａから中空領域２２に延びている梁部２３ａ、２３ｂと、固定部２１ｂから中空領域２２に延びる梁部２４ａ、２４ｂと、固定部２１ｃから中空領域２２に延びる梁部２５ａ、２５ｂと、固定部２１ｄから中空領域２２に延びる梁部２６ａ、２６ｂとをさらに有する。固定部２１ａは梁部２３ａ、２３ｂのそれぞれの一端に接続されている。固定部２１ｂは梁部２４ａ、２４ｂのそれぞれの一端に接続されている。固定部２１ｃは梁部２５ａ、２５ｂのそれぞれの一端に接続されている。固定部２１ｄは梁部２６ａ、２６ｂのそれぞれの一端に接続されている。
　センサ素子１０１は錘部２７～３０をさらに有する。錘部２７は梁部２３ａ、２３ｂのそれぞれの他端に接続されており、梁部２３ａ、２３ｂを介して固定部２１ａに接続されている。錘部２８は梁部２４ａ、２４ｂのそれぞれの他端に接続されており、梁部２４ａ、２４ｂを介して固定部２１ｂに接続されている。錘部２９は梁部２５ａ、２５ｂのそれぞれの他端に接続されており、梁部２５ａ、２５ｂを介して固定部２１ｃに接続されている。錘部３０は梁部２６ａ、２６ｂのそれぞれの他端に接続されており、梁部２６ａ、２６ｂを介して固定部２１ｄに接続されている。センサ素子１０１は、梁部２３ａ、２３ｂの上面にそれぞれ設けられた歪抵抗３１ａ、３１ｂと、梁部２４ａ、２４ｂの上面にそれぞれ設けられた歪抵抗３２ａ、３２ｂと、梁部２５ａ、２５ｂの上面にそれぞれ設けられた歪抵抗３３ａ、３３ｂと、梁部２６ａ、２６ｂの上面にそれぞれ設けられた歪抵抗３４ａ、３４ｂと、固定部２１ｃ、２１ｄの上面にそれぞれ設けられた歪抵抗９１ａ、９１ｂとをさらに有する。
　錘部２７、２８は中空領域２２の中心２２ｃを介して互いに対向する。錘部２９、３０は中心２２ｃを介して互いに対向する。センサ素子１０１は、錘部２７～３０の上面にそれぞれ設けられた導体５１ａ～５１ｄと、をさらに有する。
　センサ素子１０１は、固定部２１ａ、２１ｂに設けられた電源電極３５と出力電極３６、３７とグランド（ＧＮＤ）電極３８とをさらに有する。電源電極３５には電圧が印加される。ＧＮＤ電極３８はグランドに接続されて接地される。センサ素子１０１は、固定部２１ａ～２１ｄに設けられた配線パターン４１をさらに有する。歪抵抗３１ａ、３１ｂ、３２ａ、３２ｂ、３３ａ、３３ｂ、３４ａ、３４ｂは配線パターン４１により電気的に接続されてブリッジ回路を構成する。
　センサ素子１０１は、固定部２１ａ、２１ｂに設けられた故障診断用の電圧を印加する故障診断電極３９ａ、３９ｂ、４０ａ、４０ｂと、故障診断電極３９ａ、３９ｂ、４０ａ、４０ｂにそれぞれ接続された配線パターン４８ａ、４８ｂ、４８ｃ、４８ｄとをさらに有する。故障診断電極３９ａ、３９ｂ、４０ａ、４０ｂは配線パターン４８ａ、４８ｂ、４８ｃ、４８ｄを介して導体５１ａ、５１ｂ、５１ｃ、５１ｄにそれぞれ接続されている。
　図１に示すように、回路部５４は素子電源４２と昇圧回路５５と増幅回路４３とアナログディジタル（ＡＤ）変換器４４と演算回路４５とシリアルペリフェラルインターフェース（ＳＰＩ）回路５０とを有する。素子電源４２からの出力電圧は端子４２ａを介してセンサ素子１０１の電源電極３５に入力される。昇圧回路５５から故障診断用の出力電圧が端子５５ａを介してセンサ素子１０１の故障診断電極３９ａ、３９ｂに印加される。センサ素子１０１の出力電極３６、３７からの出力信号は端子４３ａ、４３ｂをそれぞれ介して増幅回路４３とＡＤ変換器４４と演算回路４５とＳＰＩ回路５０を介して、センサ素子１０１に印加された加速度に対応する加速度出力信号として回路部５４から外部に出力される。
　錘部２７～３０と梁部２３ａ、２３ｂ、２４ａ、２４ｂ、２５ａ、２５ｂ、２６ａ、２６ｂと固定部２１ａ～２１ｄと回路部５４とはセンサ部１９を構成する。
　センサ素子１０１は固定部２１ａ～２１ｄと接合された下面を有する上蓋５２と、上蓋５２の下面に設けられた４つの導体５３とをさらに有する。導体５３は導体５１ａ～５１ｄとそれぞれ間隔を空けて対向する。故障診断電極３９ａ、３９ｂ、４０ａ、４０ｂには回路部５４における昇圧回路５５から出力電圧ＶＦが印加されている。
　図４は昇圧回路５５の回路ブロック図である。昇圧回路５５はチャージポンプ５６と、チャージポンプ５６からの出力信号を入力されるヒステリシスコンパレータ部９７と、ヒステリシスコンパレータ部９７からの出力電圧Ｖｏを基に動作してクロック信号ＣＬＫ２を生成してチャージポンプ５６に入力する制御クロック生成回路５８と、ヒステリシスコンパレータ部９７を制御する制御部１９７とにより構成されている。
　図５は昇圧回路５５の回路図であり、センサ素子１０１の回路を併せて示す。
　チャージポンプ５６は、端子５５ａに直列に接続された複数のダイオード５５６と、電源電圧Ｖｃｃとグランドとを切り換える複数のスイッチ２５６と、ダイオード５５６が接続された接続点７５６とスイッチ２５６との間に接続されたコンデンサ１５６と、端子５５ａとグランドとの間に接続されたコンデンサ３５６と、信号反転器６５６とを有する。信号反転器６５６はクロック信号ＣＬＫ２と同じ位相のクロックと逆の位相のクロックとを生成する。これらのクロックに応じてスイッチ２５６が切り換えられて、コンデンサ１５６が充電と放電とを交互に繰り返し、コンデンサ３５６に電源電圧Ｖｃｃより高い出力電圧ＶＦを発生させる。なお、図５に示すチャージポンプ５６の回路は一例であり、他の回路構成を有していてもよい。
　チャージポンプ５６の出力電圧ＶＦを抵抗で分圧することにより出力電圧ＶＦに比例する対象電圧が入力電圧Ｖｉｎとしてヒステリシスコンパレータ部９７に入力される。ヒステリシスコンパレータ部９７は、コンパレータ５７と抵抗５９、６０とを有する。実施の形態１では、抵抗５９は可変抵抗であり、抵抗６０は固定抵抗である。抵抗６０はコンパレータ５７の出力端子５７ｃと非反転入力端子５７ａとの間に直列に接続されている。抵抗５９はコンパレータ５７の非反転入力端子５７ａと基準電位Ｖｒｅｆとの間に直列に接続されている。入力電圧Ｖｉｎはコンパレータ５７の反転入力端子５７ｂに入力される。可変抵抗である抵抗５９の抵抗値を変化させることにより、コンパレータ５７の非反転入力端子５７ａに入力される分圧を調整するように構成されている。すなわち、可変抵抗である抵抗５９の抵抗値を変化させることにより、出力電圧ＶＦのリップルの周波数を変化させることができる。
　制御クロック生成回路５８は、クロック信号ＣＬＫ１を発生するクロック発振器１５８と、ヒステリシスコンパレータ部９７の出力電圧Ｖｏに応じてクロック信号ＣＬＫ１をマスクしてクロック信号ＣＬＫ２を生成するスイッチ部２５８とを有する。
　制御部１９７は位相比較器６４と基準発振器６５とを有する。位相比較器６４はチャージポンプ５６からの出力電圧ＶＦまたは入力電圧Ｖｉｎの周波数を基準発振器６５から入力される基準信号の周波数と比較する。位相比較器６４はこの比較結果に基づいて可変抵抗である抵抗５９の抵抗値を変化させることでチャージポンプ５６の出力電圧ＶＦのリップルの周波数を変化させる。
　ヒステリシスコンパレータ部９７と制御クロック生成回路５８と制御部１９７とはリップル周波数調整部６３を構成する。リップル周波数調整部６３を有する昇圧回路５５と故障診断電極３９ａ、３９ｂ、４０ａ、４０ｂは故障診断部９８を構成する。
　例えば、実施の形態１における加速度センサ１００１においては、抵抗５９、６０の双方の抵抗値を１０ｋΩとすることによりリップルの周波数を５００ｋＨｚにし、抵抗５９の抵抗値を４０ｋΩと変化させることによりリップルの周波数を１．２５ＭＨｚとする。
　下蓋６１は固定部２１ａ～２１ｄの下面と接合されている。
　以下に加速度センサ１００１の加速度を検出する動作を説明する。図６Ａから図６Ｄは加速度センサ１００１の加速度を検出する動作を示す。図６Ａはセンサ素子１０１の上面図であり、加速度の検出に関連する部分を示す。図６Ａにおいて互いに直交するＸ軸とＹ軸とＺ軸とを定義する。
　錘部２８は錘部２７からＸ軸の負方向に配置されている。錘部２７は固定部２１ａからＸ軸の負方向に配置されている。錘部２８は固定部２１ｂからＸ軸の負方向の反対の正方向に配置されている。錘部３０は錘部２９からＹ軸の負方向に配置されている。錘部２９は固定部２１ｃからＹ軸の負方向に配置されている。錘部３０は固定部２１ｄからＹ軸の負方向の反対の正方向に配置されている。図６Ｂから図６Ｄは加速度を検出する際の加速度センサ１００１の回路図である。
　図６Ｂから図６Ｄは加速度を検出する際の加速度センサ１００１の回路図である。図６Ｂから図６Ｄにおいて、歪抵抗３１ａ、３１ｂをそれぞれ歪抵抗Ｒ２、Ｒ４と記載する。歪抵抗３２ａ、３２ｂをそれぞれ歪抵抗Ｒ３、Ｒ１と記載する。歪抵抗３３ａ、３３ｂをそれぞれ歪抵抗Ｒ７、Ｒ５と記載する。歪抵抗３４ａ、３４ｂをそれぞれ歪抵抗Ｒ６、Ｒ８と記載する。歪抵抗９１ａ、９１ｂをそれぞれ歪抵抗Ｒ９、Ｒ１０と記載する。
　図６ＢはＸ軸の方向の加速度を検出する場合の加速度センサ１００１の回路を示す。図６Ｂに示すように歪抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４をブリッジ接続し、対向する一対の接続点Ｖｄｄ、ＧＮＤの間に電圧を印加し、他の一対の接続点Ｖｘ１、Ｖｘ２（出力電極３６、３７）の間の電圧を検出することにより、Ｘ軸の方向の加速度を検出することができる。
　図６ＣはＹ軸の方向の加速度を検出する場合の加速度センサ１００１の回路を示す。図６Ｃに示すように歪抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８をブリッジ接続し、対向する一対の接続点Ｖｄｄ、ＧＮＤの間に電圧を印加し、他の一対の接続点Ｖｙ１、Ｖｙ２（出力電極３６、３７）の間の電圧を検出することにより、Ｙ軸の方向の加速度を検出することができる。
　図６ＤはＺ軸の方向の加速度を検出する場合の加速度センサ１００１の回路を示す。図６Ｄに示すように歪抵抗Ｒ５、Ｒ１０、Ｒ８、Ｒ９をブリッジ接続し、対向する一対の接続点Ｖｄｄ、ＧＮＤの間に電圧を印加し、他の一対の接続点Ｖｚ１、Ｖｚ２（出力電極３６、３７）の間の電圧を検出することにより、Ｚ軸の方向の加速度を検出することができる。
　加速度センサ１００１に過大な加速度が繰り返し加わることにより、錘部２７～３０が繰り返し大きく変位することで梁部２３ａ～２６ａ、２３ｂ～２６ｂが疲労しクラックが発生する場合がある。
　実施の形態１における加速度センサ１００１においては、故障診断電極３９ａ、３９ｂに出力電圧ＶＦを印加するとともに故障診断電極４０ａ、４０ｂをグランドに接地する。梁部２３ａ～２６ａ、２３ｂ～２６ｂにクラックが発生しておらずセンサ素子１０１が正常である場合には、電圧ＶＦにより導体５１ａ～５１ｄが導体５３に静電力で引かれることにより錘部２７～３０が上蓋５２に向かってＺ軸の正方向にほぼ同量だけ変位して持ちあがる。加速度センサ１００１のＸ軸とＹ軸の方向の加速度を検出する図６Ｂと図６Ｃの回路では加速度センサ１００１からの出力信号はオフセットしてゼロの加速度に対応する信号が出力される。一方、クラックが梁部２３ａ～２６ａ、２３ｂ～２６ｂのいずれかに発生すると、錘部２７～３０のうちクラックが発生した梁部に接続された錘部は変位せず、かつ配線パターン４８ａ～４８ｄのうちその梁部に設けられた配線パターンがオープンになる。そのため、加速度センサ１００１からの出力信号はオフセットしない。すなわち、故障診断電極３９ａ、３９ｂに出力電圧ＶＦを印加した際に、加速度センサ１００１からの出力信号がオフセットするか否かで、加速度センサ１００１の故障診断が行われる。
　次に、加速度センサ１００１の故障診断が正常に機能しているかどうか否かを確認する方法について説明する。
　実施の形態１における加速度センサ１００１の故障診断を行うときには、錘部２７～３０の上面の導体５１ａ～５１ｄのそれぞれと上蓋５２の下面の導体５３との間に故障診断電極３９ａ、３９ｂを介して出力電圧ＶＦとしてパルス電圧ＶＰ１０１を印加する。図７はパルス電圧ＶＰ１０１を示す。導体５１ａ～５１ｄのそれぞれと導体５３との間に電圧が存在しているときには、錘部２７～３０のそれぞれと導体５３とを吸引する方向に静電力が発生し、その結果、梁部２３ａ～２６ａ、２３ｂ～２６ｂが撓んで錘部２７～３０が変位する。パルス電圧ＶＰ１０１が入力された場合には、錘部２７～３０は振動する。したがって、歪抵抗３１ａ～３４ａ、３１ｂ～３４ｂの抵抗値が変化し、あたかも加速度が加わったように動作する。加速度センサ１００１からの出力をチェックすることにより、加速度センサ１００１の故障診断が正常に動作しているか否かを判断することが可能となる。
　コンパレータ５７に接続された可変抵抗である抵抗５９の抵抗値を変化させてチャージポンプ５６の出力電圧ＶＦのリップルの周波数を５００ｋＨｚと１．２５ＭＨｚの異なる値とすることができる。配線パターン４８ａ～４８ｄのそれぞれと配線パターン４１との間の絶縁が確保できていない場合には、出力電極３６、３７からの出力信号の差にリップルの周波数に応じて変動が生じる。
　一方、配線パターン４８ａ～４８ｄのそれぞれと配線パターン４１との絶縁が確保できている場合には、リップルの周波数が変わっても出力電極３６、３７の出力信号の差に変動が生じない。
　配線パターン４１、４８ａ～４８ｄは配線パターン４１、４８ａ～４８ｄのインダクタンスや浮遊容量や配線間容量１４１により配線間伝達特性を呈する。加速度センサ１００１では、抵抗５９の抵抗値を変化させて、チャージポンプ５６の出力電圧ＶＦのリップルの周波数を上記配線間伝達特性のカットオフ周波数より高い周波数と、カットオフ周波数より低い周波数とに設定することで、配線パターン４１、１８ａ～４８ｄの間の絶縁を確保できているか否かを検出することができる。実施の形態１では、カットオフ周波数は８００ｋＨｚであり、出力電圧ＶＦのリップルの周波数を１．２５ＭＨｚと５００ｋＨｚとに設定する。
　以下に、チャージポンプ５６の出力電圧ＶＦのリップルの周波数を変える昇圧回路５５の動作を説明する。図８はヒステリシスコンパレータ部９７の入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏとの関係である入出力特性を示す。ヒステリシスコンパレータ部９７は、低電圧閾値Ｖｔ＿ｌｏと、低電圧閾値Ｖｔ＿ｌｏより高い高電圧閾値Ｖｔ＿ｈｉとの２つの閾値を有する。出力電圧Ｖｏは最高電圧Ｖｏ＿ｍａｘと最低電圧Ｖｏ＿ｍｉｎとの２つの値を取る。入力電圧Ｖｉｎが低電圧閾値Ｖｔ＿ｌｏ以下である場合は出力電圧Ｖｏは最高電圧Ｖｏ＿ｍａｘであり、入力電圧Ｖｉｎが高電圧閾値Ｖｔ＿ｈｉより高い場合は出力電圧Ｖｏは最低電圧Ｖｏ＿ｍｉｎである。入力電圧Ｖｉｎが高電圧閾値Ｖｔ＿ｈｉ以下の値から高電圧閾値Ｖｔ＿ｈｉを越える値になったときに、出力電圧Ｖｏは最低電圧Ｖｏ＿ｍｉｎとなる。入力電圧Ｖｉｎが低電圧閾値Ｖｔ＿ｌｏを越える値から低電圧閾値Ｖｔ＿ｌｏ以下の値になったときに、出力電圧Ｖｏは最高電圧Ｖｏ＿ｍａｘとなる。入力電圧Ｖｉｎが高電圧閾値Ｖｔ＿ｈｉ以下でかつ低電圧閾値Ｖｔ＿ｌｏを越える値であるときは、出力電圧Ｖｏの値は変わらない。
　図９は昇圧回路５５のチャージポンプ５６の出力電圧ＶＦに比例する入力電圧Ｖｉｎと、ヒステリシスコンパレータ部９７の出力電圧Ｖｏと、クロック発振器１５８が発生するクロック信号ＣＬＫ１と、制御クロック生成回路５８が生成するクロック信号ＣＬＫ２とを示す。
　クロック信号ＣＬＫ１、ＣＬＫ２はアクティブレベルＬＡと非アクティブレベルＬＤの２つの値を取る。クロック信号ＣＬＫ１は所定の周波数でアクティブレベルＬＡと非アクティブレベルＬＤと交互に繰り返す。スイッチ部２５８は、ヒステリシスコンパレータ部９７の出力電圧Ｖｏが最高電圧Ｖｏ＿ｍａｘであるときにクロック信号ＣＬＫ１を出力し、出力電圧Ｖｏが最低電圧Ｖｏ＿ｍｉｎであるときにクロック信号ＣＬＫ１をマスクして非アクティブレベルＬＤを出力することによりクロック信号ＣＬＫ２を出力する。
　チャージポンプ５６では、クロック信号ＣＬＫ２の値が非アクティブレベルＬＤであるときにコンデンサ１５６を充電しつつコンデンサ３５６を放電させて出力電圧ＶＦが低下する。クロック信号ＣＬＫ２の値がアクティブレベルＬＡであるときに充電したコンデンサ１５６を放電することでコンデンサ３５６を充電して出力電圧ＶＦを増加させる。
　図９において、時点ｔ１１で入力電圧Ｖｉｎが低電圧閾値Ｖｔ＿ｌｏ以下になってヒステリシスコンパレータ部９７の出力電圧Ｖｏが最高電圧Ｖｏ＿ｍａｘになる。これによりスイッチ部２５８はクロック信号ＣＬＫ１をクロック信号ＣＬＫ２として出力する。クロック信号ＣＬＫ２のアクティブレベルＬＡの１つのパルスがチャージポンプ５６に入力されると出力電圧ＶＦは増加して入力電圧Ｖｉｎは増加する。入力電圧Ｖｉｎが低電圧閾値Ｖｔ＿ｌｏから増加して時点ｔ１２で高電圧閾値Ｖｔ＿ｈｉを超えると出力電圧Ｖｏは最低電圧Ｖｏ＿ｍｉｎになる。出力電圧Ｖｏは最低電圧Ｖｏ＿ｍｉｎになると、スイッチ部２５８はクロック信号ＣＬＫ１をマスクしてクロック信号ＣＬＫ２のレベルを非アクティブレベルＬＤにする。時点ｔ１２から出力電圧ＶＦが低下するすなわち入力電圧Ｖｉｎが低下して時点ｔ１３で低電圧閾値Ｖｔ＿ｌｏ以下になってヒステリシスコンパレータ部９７の出力電圧Ｖｏが最高電圧Ｖｏ＿ｍａｘになる。これによりスイッチ部２５８はクロック信号ＣＬＫ１をクロック信号ＣＬＫ２として出力する。クロック信号ＣＬＫ２のアクティブレベルＬＡの１つのパルスがチャージポンプ５６に入力されると出力電圧ＶＦは増加して入力電圧Ｖｉｎは増加する。上記の動作が繰り返されて、出力電圧ＶＦは時点ｔ１１から時点ｔ１２までの期間ＰＴ１１にクロック信号ＣＬＫ２（ＣＬＫ１）の１つのパルスに応じて増加し、時点ｔ１２から時点ｔ１３までの期間ＰＴ１２に低下し、時点ｔ１３から時点ｔ１４までの期間ＰＴ１３にクロック信号ＣＬＫ２（ＣＬＫ１）の１つのパルスに応じて増加し、時点ｔ１４から時点ｔ１５までの期間ＰＴ１４に低下し、時点ｔ１５から時点ｔ１６までの期間ＰＴ１５にクロック信号ＣＬＫ２（ＣＬＫ１）の１つのパルスに応じて増加し、時点ｔ１６から時点ｔ１７までの期間ＰＴ１６に低下し、時点ｔ１７から時点ｔ１８までの期間ＰＴ１７にクロック信号ＣＬＫ２（ＣＬＫ１）の１つのパルスに応じて増加し、時点ｔ１８から時点ｔ１９までの期間ＰＴ１８に低下し、時点ｔ１９から時点ｔ２０までの期間ＰＴ１９にクロック信号ＣＬＫ２（ＣＬＫ１）の１つのパルスに応じて増加し、時点ｔ２０から低下する。このように、出力電圧ＶＦは、期間ＰＴ１１、ＰＴ１２の和の周期で変動するリップルＲｐを含有する。すなわち、リップルＲｐは期間ＰＴ１１、ＰＴ１２の和の逆数の周波数を有する。図９はリップルＲｐを拡大して示す。
　リップルＲｐの周波数はヒステリシスコンパレータ部９７の高電圧閾値Ｖｔ＿ｈｉと低電圧閾値Ｖｔ＿ｌｏとの差である閾値差Ｖｔｄを変えることで変えることができる。
　図１０は、閾値差Ｖｔｄが図９に示すものよりも大きい場合での入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏとクロック信号ＣＬＫ１、ＣＬＫ２とを示す。図１０において図９と同じ部分には同じ参照番号を付す。
　図１０において、時点ｔ２１で入力電圧Ｖｉｎが低電圧閾値Ｖｔ＿ｌｏ以下になってヒステリシスコンパレータ部９７の出力電圧Ｖｏが最高電圧Ｖｏ＿ｍａｘになる。これによりスイッチ部２５８はクロック信号ＣＬＫ１をクロック信号ＣＬＫ２として出力する。クロック信号ＣＬＫ２のアクティブレベルＬＡの２つのパルスがチャージポンプ５６に入力されると出力電圧ＶＦは増加して入力電圧Ｖｉｎは増加する。入力電圧Ｖｉｎが低電圧閾値Ｖｔ＿ｌｏから増加して時点ｔ２２で高電圧閾値Ｖｔ＿ｈｉを超えると出力電圧Ｖｏは最低電圧Ｖｏ＿ｍｉｎになる。出力電圧Ｖｏは最低電圧Ｖｏ＿ｍｉｎになると、スイッチ部２５８はクロック信号ＣＬＫ１をマスクしてクロック信号ＣＬＫ２のレベルを非アクティブレベルＬＤにする。時点ｔ２２から出力電圧ＶＦが低下するすなわち入力電圧Ｖｉｎが低下して時点ｔ２３で低電圧閾値Ｖｔ＿ｌｏ以下になってヒステリシスコンパレータ部９７の出力電圧Ｖｏが最高電圧Ｖｏ＿ｍａｘになる。これによりスイッチ部２５８はクロック信号ＣＬＫ１をクロック信号ＣＬＫ２として出力する。クロック信号ＣＬＫ２のアクティブレベルＬＡの２つのパルスがチャージポンプ５６に入力されると出力電圧ＶＦは増加して入力電圧Ｖｉｎは増加する。上記の動作が繰り返されて、出力電圧ＶＦは時点ｔ２１から時点ｔ２２までの期間ＰＴ２１にクロック信号ＣＬＫ２（ＣＬＫ１）の２つのパルスに応じて増加し、時点ｔ２２から時点ｔ２３までの期間ＰＴ２２に低下し、時点ｔ２３から時点ｔ２４までの期間ＰＴ２３にクロック信号ＣＬＫ２（ＣＬＫ１）の２つのパルスに応じて増加し、時点ｔ２４から時点ｔ２５までの期間ＰＴ２４に低下し、時点ｔ２５から時点ｔ２６までの期間ＰＴ２５にクロック信号ＣＬＫ２（ＣＬＫ１）の２つのパルスに応じて増加し、時点ｔ２６からは時点ｔ２１、ＰＴ２３からと同様に低下する。このように、出力電圧ＶＦは、期間ＰＴ２１、ＰＴ２２の和の周期で変動するリップルＲｐを含有する。すなわち、リップルＲｐは期間ＰＴ２１、ＰＴ２２の和の逆数の周波数を有する。図１０はリップルＲｐを拡大して示す。図１０に示すリップルＲｐの振幅は図９に示すリップルＲｐの振幅より大きい。図９に示す動作でのコンデンサ１５６、３５６の充電と放電での電圧の変化率が図１０に示すそれらとほぼ同じであるので、図１０に示すリップルＲｐの周期は図９に示すリップルＲｐの周期より長く、すなわち、図１０に示すリップルＲｐの周波数は図９に示すリップルＲｐの周波数より低くなる。
　次にヒステリシスコンパレータ部９７の閾値差Ｖｔｄを変える動作について説明する。閾値差Ｖｔｄは抵抗５９、６０の抵抗値Ｒ５９、Ｒ６０と最高電圧Ｖｏ＿ｍａｘと最低電圧Ｖｏ＿ｍｉｎと基準電位Ｖｒｅｆにより以下の式で表される。
Ｖｔｄ＝Ｖｔ＿ｈｉ－Ｖｔ＿ｌｏ
＝（Ｒ５９・Ｖｏ＿ｍａｘ－Ｒ６０・Ｖｒｅｆ）／（Ｒ５９＋Ｒ６０）
　　　　－（Ｒ６０・Ｖｒｅｆ－Ｒ５９・Ｖｏ＿ｍｉｎ）／（Ｒ５９＋Ｒ６０）
＝（Ｖｏ＿ｍａｘ－Ｖｏ＿ｍｉｎ）・Ｒ５９／（Ｒ５９＋Ｒ６０）
　上記式に示すように、抵抗値Ｒ５９、Ｒ６０の少なくとも一方を変えることにより閾値差Ｖｔｄを変えることができる。実施の形態１では抵抗５９は固定抵抗であり、抵抗６０は可変抵抗であり、抵抗６０の抵抗値Ｒ６０を変えることで閾値差Ｖｔｄを変える。
　加速度センサ１００１の周囲の温度が変化することにより、チャージポンプ５６からの出力電圧ＶＦのリップルＲｐの周波数が上昇する場合がある。リップルＲｐの周波数が上昇すると、基準発振器６５からの出力信号とチャージポンプ５６からの出力電圧ＶＦに含まれるリップルＲｐとの間に位相差が発生する。位相比較器６４はこの位相差に応じてヒステリシスコンパレータ部８７における抵抗５９の抵抗値を上昇させる。そうすると、上記式に示すように、閾値差Ｖｔｄが増加し、その結果、リップルＲｐの周波数が降下する。
　リップルＲｐの周波数が低下した場合には、基準発振器６５からの出力信号とチャージポンプ５６からの出力電圧ＶＦに含まれるリップルＲｐとの間に上記と逆の方向の位相差が発生する。位相比較器６４はこの位相差に応じてヒステリシスコンパレータ部９７における抵抗５９の抵抗値を低下させる。そうすると、上記式に示すように、閾値差Ｖｔｄが減少し、その結果、リップルＲｐの周波数が上昇する。
　図１２に示す従来の加速度センサ１の故障状態を検知する際に、図１３に示すパルス電圧ＶＰ１に高周波のリップルがノイズ成分として重畳し、加速度センサ１の周囲の温度変化に応じてリップルの周波数が変動する場合がある。リップルは配線パターン間を伝播するので、リップルの周波数が変動した場合には加速度センサ１の出力信号が不安定に変動する。その結果、加速度センサ１の故障状態を正確に検出することができなくなる。
　実施の形態１における加速度センサ１００１では、チャージポンプ５６に接続されたヒステリシスコンパレータ部８７と制御クロック生成回路５８とからなるリップル周波数調整部６６により、チャージポンプ５６から出力する出力電圧ＶＦのリップルＲｐの周波数を実質的に一定にすることができる。この構成によれば、パルス電圧にリップルＲｐがノイズ成分として重畳してかつ加速度センサ１００１の周囲の温度が変化しても、リップルＲｐの周波数が実質的に一定になるため、配線パターン４１と故障診断配線パターン４８ａ～４８ｄとの間を伝播することによる出力電圧ＶＦの変動量が安定し、センサ素子１０１の故障診断の機能が正常か否かを確実に判断できる。
　（実施の形態２）
　図１１は実施の形態２における加速度センサ１００２の昇圧回路の回路図である。図１１において、図５に示す加速度センサ１００１と同じ部分には同じ参照番号を付す。図１１に示す加速度センサ１００２は、図５に示す加速度センサ１００１の位相比較器６４と基準発振器６５とを有する制御部１９７の代わりに制御部２９７を備える。制御部２９７はヒステリシスコンパレータ部９７の抵抗５９の抵抗値を変化させて、チャージポンプ５６の出力電圧ＶＦのリップルＲｐの周波数を変える。加速度センサ１００２では、制御部２９７は抵抗５９の抵抗値を変化させて、チャージポンプ５６の出力電圧ＶＦのリップルＲｐの周波数を上記配線間伝達特性のカットオフ周波数より高い周波数と、カットオフ周波数より低い周波数とに設定することで、配線パターン４１、１８ａ～４８ｄの間の絶縁を確保できているか否かを検出することができる。実施の形態１では、上記のように、カットオフ周波数は８００ｋＨｚであり、出力電圧ＶＦのリップルの周波数を１．２５ＭＨｚと５００ｋＨｚとに設定する。加速度センサ１００２では、リップルＲｐの周波数は実施の形態１における加速度センサ１００１に比べて多少変動が大きいが、配線パターン４１、１８ａ～４８ｄの間の絶縁を確保できているか否かを検出することができる。
　本発明にかかる加速度センサは、外部より印加する電圧の高周波成分が配線パターン間を伝播する際に正確に故障状態を検出することが可能であり、車両や携帯端末等に用いられる加速度センサとして有用である。
１９　　センサ部
２１ａ，２１ｂ　　固定部
２３ａ～２６ａ，２３ｂ～２６ｂ　　梁部
２７～３０　　錘部
３１ａ～３４ａ，３１ｂ～３４ｂ　　歪抵抗
３５　　電源電極
３６，３７　　出力電極
３８　　グランド電極
３９ａ，３９ｂ　　故障診断電極
４０ａ，４０ｂ　　故障診断電極
４１　　配線パターン
４８ａ～４８ｄ　　故障診断配線パターン
５１ａ～５１ｄ　　導体（第１の導体）
５２　　上蓋
５３　　導体（第２の導体）
５５　　昇圧回路
５６　　チャージポンプ
５７　　コンパレータ
５７ａ　　非反転入力端子
５７ｂ　　反転入力端子
５８　　制御クロック生成回路
６３　　リップル周波数調整部
６４　　位相比較器
９７　　ヒステリシスコンパレータ部

Claims (15)

  1. 　　　固定部と、
    　　　前記固定部に接続された第１の端と、第２の端とを有して変形できる梁部と、
    　　　前記梁部の前記第２の端に接続されて、前記固定部に対して変位できる錘部と、
    　　　前記固定部に接合された上蓋と、
    　　　前記錘部の上面に設けられた第１の導体と、
    　　　前記上蓋の下面に設けられて前記第１の導体と間隔を空けて対向する第２の導体と、
    　　　前記梁部に設けられた歪抵抗と、
    　　　前記歪抵抗と電気的に接続されて、前記固定部に設けられた前記第１の配線パターンと、
    　　　前記歪抵抗と前記第１の配線パターンを介して電気的に接続されて、前記固定部に設けられた出力電極と、
    　　　前記第１の導体と電気的に接続されて、前記固定部に設けられた第２の配線パターンと、
    　　　前記第１の導体と前記第２の配線パターンを介して電気的に接続されて、前記固定部に設けられた故障診断電極と、
    を有するセンサ素子と、
    前記出力電極から出力された検出信号に基づいて前記センサ素子に印加された加速度を検出する検出回路と、
    制御クロックにより動作して直流電圧を昇圧して、リップルを含む昇圧電圧を発生して前記故障診断電極に供給するチャージポンプと、
    前記リップルの周波数を実質的に一定にするリップル周波数調整部と、
    を備えた加速度センサ。
  2. 前記リップル周波数調整部は、
    　　　前記昇圧電圧に比例する対象電圧を、高電圧閾値と低電圧閾値との双方と比較するヒステリシスコンパレータ部と、
    　　　前記ヒステリシスコンパレータ部からの出力信号に基づいて前記制御クロックを発生する制御クロック生成回路と、
    を有する、請求項１に記載の加速度センサ。
  3. 前記ヒステリシスコンパレータ部の前記高電圧閾値と前記低電圧閾値との差を調整して前記リップルの前記周波数を調整することにより前記リップルの前記周波数が調整されることにより前記リップルの前記周波数を実質的に一定にする、請求項２に記載の加速度センサ。
  4. 前記ヒステリシスコンパレータ部は、
    　　　前記対象電圧を入力される反転入力端子と、非反転入力端子と、出力端子とを有するコンパレータと、
    　　　前記非反転入力端子と前記出力端子との間に接続された第１の抵抗と、
    　　　前記非反転入力端子に接続された第２の抵抗と、
    を有し、
    前記第１の抵抗の抵抗値と前記第２の抵抗の抵抗値とのうちの少なくとも一方が調整されることにより前記リップルの前記周波数が調整されることにより前記リップルの前記周波数を実質的に一定にする、請求項２または３に記載の加速度センサ。
  5. 前記ヒステリシスコンパレータ部の前記第２の抵抗は、前記コンパレータの前記非反転入力端子と基準電位との間に直列に接続されている、請求項４に記載の加速度センサ。
  6. 前記リップル周波数調整部は、前記リップルの位相を基準信号の位相と比較する位相比較器をさらに有し、
    前記位相比較器の比較結果に応じて前記第１の抵抗の抵抗値と前記第２の抵抗の抵抗値とのうちの前記少なくとも一方が調整されることにより前記リップルの前記周波数が調整されることにより前記リップルの前記周波数を実質的に一定にする、請求項４または５に記載の加速度センサ。
  7. 故障診断電極を有して、加速度を検出するセンサ素子と、
    前記センサ素子の故障を診断する故障診断部と、
    を備え、
    前記故障診断部は、
    　　　制御クロックにより動作して直流電圧を昇圧することにより、リップルを含む昇圧電圧を発生して前記故障診断電極に供給するチャージポンプと、
    　　　前記リップルの周波数を実質的に一定にするリップル周波数調整部と、
    を有する、加速度センサ。
  8. 前記リップル周波数調整部は、
    　　　前記昇圧電圧に比例する対象電圧を、高電圧閾値と低電圧閾値との双方と比較するヒステリシスコンパレータ部と、
    　　　前記ヒステリシスコンパレータ部からの出力信号に基づいて前記制御クロックを発生する制御クロック生成回路と、
    を有する、請求項７に記載の加速度センサ。
  9. 前記ヒステリシスコンパレータ部の前記高電圧閾値と前記低電圧閾値との差を調整して前記リップルの前記周波数を調整することにより前記リップルの前記周波数が調整されることにより前記リップルの前記周波数を実質的に一定にする、請求項８に記載の加速度センサ。
  10. 前記ヒステリシスコンパレータ部は、
    　　　前記対象電圧を入力される反転入力端子と、非反転入力端子と、出力端子とを有するコンパレータと、
    　　　前記非反転入力端子と前記出力端子との間に接続された第１の抵抗と、
    　　　前記非反転入力端子に接続された第２の抵抗と、
    を有し、
    前記第１の抵抗の抵抗値と前記第２の抵抗の抵抗値とのうちの少なくとも一方が調整されることにより前記リップルの前記周波数が調整されることにより前記リップルの前記周波数を実質的に一定にする、請求項８または９に記載の加速度センサ。
  11. 前記ヒステリシスコンパレータ部の前記第２の抵抗は、前記コンパレータの前記非反転入力端子と基準電位との間に直列に接続されている、請求項１０に記載の加速度センサ。
  12. 前記リップル周波数調整部は、前記リップルの位相を基準信号の位相と比較する位相比較器をさらに有し、
    前記位相比較器の比較結果に応じて前記第１の抵抗の抵抗値と前記第２の抵抗の抵抗値とのうちの前記少なくとも一方が調整されることにより前記リップルの前記周波数が調整されることにより前記リップルの前記周波数を実質的に一定にする、請求項１０または１１に記載の加速度センサ。
  13. 　　　固定部と、
    　　　前記固定部に接続された第１の端と、第２の端とを有して変形できる梁部と、
    　　　前記梁部の前記第２の端に接続されて、前記固定部に対して変位できる錘部と、
    　　　前記固定部に接合された上蓋と、
    　　　前記錘部の上面に設けられた第１の導体と、
    　　　前記上蓋の下面に設けられて前記第１の導体と間隔を空けて対向する第２の導体と、
    　　　前記梁部に設けられた歪抵抗と、
    　　　前記歪抵抗と電気的に接続されて、前記固定部に設けられた前記第１の配線パターンと、
    　　　前記歪抵抗と前記第１の配線パターンを介して電気的に接続されて、前記固定部に設けられた出力電極と、
    　　　前記第１の導体と電気的に接続されて、前記固定部に設けられた第２の配線パターンと、
    　　　前記第１の導体と前記第２の配線パターンを介して電気的に接続されて、前記固定部に設けられた故障診断電極と、
    を有するセンサ素子と、
    前記出力電極から出力された検出信号に基づいて前記センサ素子に印加された加速度を検出する検出回路と、
    制御クロックにより動作して直流電圧を昇圧して、リップルを含む昇圧電圧を発生して前記故障診断電極に供給するチャージポンプと、
    前記リップルの周波数を少なくとも第１の周波数と第２の周波数とにするリップル周波数調整部と、
    を備えた、加速度センサ。
  14. 前記第１の周波数は前記第１の配線パターンと前記第２の配線パターンとで形成される配線間伝達特性のカットオフ周波数よりも高く、
    前記第２の周波数は前記配線間伝達特性の前記カットオフ周波数より低い、請求項１３に記載の加速度センサ。
  15. 故障診断電極を有して、加速度を検出するセンサ素子と、
    前記センサ素子の故障を診断する故障診断部と、
    を備え、
    前記故障診断部は、
    　　　制御クロックにより動作して直流電圧を昇圧することにより、リップルを含む昇圧電圧を発生して前記故障診断電極に供給するチャージポンプと、
    　　　前記リップルの周波数を第１の周波数と第２の周波数とにすることができるリップル周波数調整部と、
    を有する、加速度センサ。
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