JP6088521B2 - オンチップの中和キャパシタ及び線形作動を用いて自動キャリブレーションを行うことによる容量性変換器の線形性増大 - Google Patents

Description

[0001]本発明は、容量性変換器に関し、特に、フィードスルー容量に起因する非線形性を減少する又は除去する技術、及び、寄生フィードスルー容量を除去することによって容量性ブリッジ及び加速度計の線形性を向上させる自動キャリブレーション処理に関する。

[0002]変換器（トランスデューサ）は、一般物理量（例えば、加速度、圧力など）を、電子回路で処理可能な量に変換する。具体的には、容量性変換器は、測定された入力信号の大きさに応じて、静電容量の変化を生成する。容量性変換器の読み出し回路は、変換器によって生成される静電容量変化を電気信号に変換する。当プロセスでは、回路は変換器の電極に電圧波形を印加する。

[0003]容量性加速度計（加速度を測定するための容量性変換器）は、容量性プレートの組の変位が加速度に比例するように設計されていてもよい。加速度は、キャパシタの組における差異を測定することによって電気的に測定されてもよい。容量性加速度計は、機械的な検出素子、及び、読み出し回路を備えていてもよい。図１は、容量性加速度計の機械的な検出素子１００の実施形態の一例を示す。この実施形態では、機械的な検出素子１００は、第１のバネ１０４と第２のバネ１０６との間に吊り下げられたプルーフマス１０２、第１の電極１１０、及び、第２の電極１１２、を備える。プルーフマス１０２の近位端は第１のバネ１０４に結合され、プルーフマス１０２の遠位端は第２のバネ１０６に結合される。第１のバネ１０４は、プルーフマス１０２の近位端に結合された第１の端部、及び、基板に結合された第２の端部、の２つの端部を備える。第２のバネ１０６は、プルーフマス１０２の遠位端に結合された第１の端部、及び、基板に結合された第２の端部、の２つの端部を備える。共通電極Ｍは、プルーフマス１０２に結合され、基板に相対するプルーフマス１０２と共に移動する。第１の電極１１０及び第２の電極１１２は、基板に相対して静止している。この実施形態では、正の基準電圧Ｖ_ｓが第１の電極１１０に印加され、負の基準電圧−Ｖ_ｓが第２の電極１１２に印加される。第１の可変キャパシタＣ_１は、第１の電極１１０と共通電極Ｍとの間に形成され、第２の可変キャパシタＣ_２は、第２の電極１１２と共通電極Ｍとの間に形成される。

[0004]本実施形態では、システムが静止している場合、第１の電極１１０と共通電極Ｍとの間、及び、第２の電極１１２と共通電極Ｍとの間、に実質的に等しいわずかなギャップｇ_０があり、第１の可変キャパシタＣ_１及び第２の可変キャパシタＣ_２は実質的に等しい静電容量となる。入力加速度は、基板に対してプルーフマス１０２を移動させ、電極間のギャップを変化させ、そして、第１の可変キャパシタＣ_１及び第２の可変キャパシタＣ_２の静電容量を変化させる。矢印１２０の方向の加速度は、プルーフマス１０２を、入力加速度に比例する距離Δｘ移動させる。このプルーフマス１０２の移動は、第１の電極１１０と共通電極Ｍとの間の距離をｇ_０＋Δｘへ増加させ、第２の電極１１２と共通電極Ｍとの間の距離をｇ_０−Δｘへ減少させる。これにより、キャパシタＣ_１，Ｃ_２の静電容量は変化する。可変キャパシタＣ_１，Ｃ_２の静電容量Ｃは、以下の式によって決定される。

ここでε_０は誘電体の誘電率であり、Ａは（紙の中に延在する）容量性プレートの面積であり、ｇ_０はわずかなギャップ、Δｘは加速度による変位である。読み出し回路は、キャパシタＣ_１，Ｃ_２の静電容量の変化に基づいてΔｘの値を決定する。

[0005]加速度計は、例えば自動車又は産業環境などのような、過酷な振動環境に実装される。これらの環境下では、加速度計は、良好な線形性、少ないドリフト性能、大きなフルスケールレンジが求められる。これらの適用には自己バランス加速度計が通常選択される。自己バランス加速度計では、静電容量Ｃは１／ｄに比例し、測定された出力電圧Ｖ_Ｏは（Ｃ_１−Ｃ_２）／（Ｃ_１＋Ｃ_２）に比例する。ここで、ｄは容量性プレート間の距離である。これら２つの関係から数２式が求められる。

ここで、ｘは変位値を表し、ｄ０はゼロ変位値を表し、ｄ１＝ｄ０−ｘはキャパシタＣ_１のプレート間の距離を表し、ｄ２＝ｄ０＋ｘはキャパシタＣ_２のプレート間の距離を表す。数２式は、理想的なケースでは、自己バランス加速度計の出力電圧Ｖ_ｏは、変位ｘの線形関数になることを示している。しかし残念なことに、実際の実装では、数２式が考慮されていない非線形となる原因が存在する。

[0006]プルーフマスの変位に比例する数値を得るための自己バランス加速度を実現する方法はいくつかあるが、高い線形性の加速度を得るためには、センサ励起電圧のアプリケーションにゼロ残留力をもたらすトポロジが望まれる。自己バランス加速度における非線形性の２つの主な原因は、フィードスルー容量及び２つのセンサコア間のミスマッチである。主要な原因はフィードスルー容量であり、これは（１つのコアを使用する）シングルエンド、及び、（２つのコアを使用する）差動トポロジの両方で現れる。

[0007]フィードスルー容量（Ｃｆｔ）は、プルーフマスと検出電極との間の固定された容量である。フィードスルー容量Ｃｆｔは、センサ素子の寄生容量及び結合ワイヤ間の容量に起因して生じる。図２は、図１に示された例示の容量性コア２００のフィードスルー容量を示している。容量性コア２００は、第１の検出電極２０２とプルーフマス２０４との間の第１のキャパシタＣ１と、第２の検出電極２０６とプルーフマス２０４との間の第２のキャパシタＣ２と、を備える。容量性コア２００は、プルーフマス２０４と検出電極２０２，２０６のそれぞれとの間の不要なフィードスルー容量Ｃｆｔもまた含む。数２式フィードスルー容量Ｃｆｔを考慮すると、数２式は、数３式を提供する。

数３式は、フィードスルー容量に起因する非線形項であるｘ^２を導く。

[0008]センサコアにおけるミスマッチに起因する非線形性は、２つのセンサコアを使用する完全差動加速度計で発生する。差動トポロジは、電磁信号及び他のまばらな外乱に対する安定性を供給する。センサコアは、プルーフマスと一緒になっており機械的に結合されていない２つの独立した要素である。これは、２つのコアのプルーフマスの電気的に分離された機械的結合は処理のコストが高いので、コストを抑えるためにしばしば行われる。この状況で、センサコアのオフセットは反対方向に起こる場合があり、これは、静電容量が変位に反比例するように、残留静電力による非線形性を起こす。

[0009]フィードスルー容量及びコアミスマッチによる非線形性の大きさを比較すると、フィードスルー容量が非線形性の主要な原因であることが示される。５ｐＦ（＋／−５％コアミスマッチ）のコアミスマッチによる非線形性は、０．０１６％である。しかしながら、（５ｐＦより１００倍小さい）５０ｆＦの残留フィードスルー容量による非線形性は、０．４３％であり、これはコアミスマッチの非線形性の約３０倍大きい。１０ｆＦの残留フィードスルー容量でさえ０．０８７％の非線形性を引き起こす。

[0010]フィードスルー容量に起因する非線形性を減少する又は除去することが望まれる。また、寄生フィードスルー容量を除去することによって容量性ブリッジ及び加速度計の線形性を向上させる自動キャリブレーション処理が望まれる。

[0011]中和容量のための初期値からスタートするフィードスルー容量を中和するために容量性変換器を自動キャリブレーションする方法が開示される。前記方法は、静電力を前記容量性変換器のプルーフマスへ供給しないステップと、静電力が供給されていない間に基本出力値を記録するステップと、静電力Ｆ０を前記プルーフマスに供給するステップと、前記静電力Ｆ０が供給されているときに、前記基本出力値と第１の出力値との間における前記容量性変換器の前記出力値の第１の変化を記録するステップと、静電力ｎ×Ｆ０を前記プルーフマスに供給するステップと、前記静電力ｎ×Ｆ０が前記プルーフマスに供給されているときに、前記第１の出力値と第２の出力値との間における前記容量性変換器の前記出力値の第２の変化を記録するステップと、前記容量性変換器の前記出力値における前記記録された第１の変化及び第２の変化に基づいて、前記中和容量を増加する、減少する、又は維持するステップと、前記中和容量のための最終値に到達するまで前記方法を繰り返すステップと、を備える。前記静電力Ｆ０は、前記静電力ｎ×Ｆ０の一部である。

[0012]前記増加する、減少する、又は維持するステップは、前記出力値における前記第１の変化が前記出力値における前記第２の変化より大きい場合には前記中和容量を減少するステップと、前記出力値における前記第１の変化が前記出力値における前記第２の変化より小さい場合には前記中和容量を増加するステップと、を含むことができる。

[0013]前記静電力は、充電制御方法を用いて前記プルーフマスに供給され得る。前記静電力Ｆ０を前記プルーフマスに供給するステップは、期間ｔの間前記プルーフマスを作動するステップを含み、前記静電力ｎ×Ｆ０を前記プルーフマスに供給するステップは、期間ｎ×ｔの間前記プルーフマスを作動するステップを含み得る。前記容量性変換器は、第１及び第２の可変キャパシタを含み得る。前記静電力を供給するステップは、前記第１及び第２の可変キャパシタから放電することによって前記容量性変換器をリセットするステップのための第１のフェーズと、静電作動力を前記容量性変換器へ供給するステップのための第２の作動フェーズであって、前記静電作動力は前記第２の作動フェーズの期間の機能である第２の作動フェーズと、前記静電作動力に起因する前記容量性変換器の前記出力信号を読み出すステップのための第１の測定フェーズであって、前記第１の測定フェーズは前記第２の作動フェーズに続くフェーズである、第１の測定フェーズと、前記静電作動力を前記第１及び第２の可変キャパシタに供給しないステップのための第２の測定フェーズと、を備える。この場合、前記システムは、第１の作動フェーズ、第２の作動フェーズ、第１の測定フェーズ、第２の測定フェーズ、の順番にフェーズを進める。前記容量性変換器の前記第２の可変キャパシタは前記第２の作動フェーズの間ショートされる回路であってもよい。

[0014]充電制御方法を用いてセンサを線形作動させるための装置が開示される。前記装置は、容量性コアと、作動増幅器と、導電性パスと、作動源と、を備える。前記容量性コアは、第１の検出ノード、第２の検出ノード、及びプルーフマスを備え、第１の可変キャパシタは前記第１の検出ノードと前記プルーフマスとの間に形成され、第２の可変キャパシタは前記第２の検出ノードと前記プルーフマスとの間に形成される。前記作動増幅器は、反転入力、非反転入力、出力、及び、前記出力と前記反転入力とを結合する第１のフィードバックパス、を含む。前記容量性コアは前記第１のフィードバックパスに配置される。前記導電性パスは、前記第２の可変キャパシタをショートさせる。前記作動源は、デューティーサイクルの間、作動力を前記容量性コアの前記プルーフマスに与える。前記作動力は前記デューティーサイクルの線形関数である。前記作動源は、電圧源と、前記電圧源を前記増幅器の前記反転入力へ切り替え可能に結合する入力キャパシタと、を備えることができ、前記増幅器の前記非反転入力はグラウンドへ結合される。前記装置は、さらに、前記第１のフィードバックパスに平行な第２のフィードバックパスを備えることができる。第１のフェーズの間、前記電圧源は前記入力キャパシタを充電することができ、前記第２のフィードバックパスは前記容量性コアの全体をショートすることができ、第２のフェーズの間、前記電圧源は前記入力キャパシタから切り離されることができ、前記第２のフィードバックパスは、前記入力キャパシタの充電が前記容量性コアの前記第１の可変キャパシタへダンプされて作動力を前記プルーフマスへ与えるように、オープンになることができる。

[0015]変換器システムの容量性センサのための連続自己テスト方法が開示される。前記容量性センサは、第１の検出ノード、第２の検出ノード、及びプルーフマスを備え、第１の可変キャパシタは前記第１の検出ノードと前記プルーフマスとの間に形成され、第２の可変キャパシタは前記第２の検出ノードと前記プルーフマスとの間に形成される。前記方法は、前記容量性センサの前記プルーフマスに静電力を供給するために連続的に線形作動を用いるステップと、前記静電力によって生じた前記プルーフマスの変位を測定するステップと、前記プルーフマスの変位に起因する前記変換器システムの出力信号を読み出すステップと、前記出力信号が作動範囲内であるか否かを判定するステップと、前記出力信号が前記作動範囲内ではない場合に前記変換器システムが正常に働いていないと判定するステップと、を備える。前記静電力は充電制御方法を用いて前記プルーフマスに供給され得る。前記静電力を前記容量性センサの前記プルーフマスへ供給するステップは、前記第１及び第２の可変キャパシタから放電することによって前記容量性センサをリセットするステップのための第１の作動フェーズと、前記静電力を前記第１の可変キャパシタへ供給するステップのための第２の作動フェーズであって、前記静電力は前記第２の作動フェーズの期間の機能である、第２の作動フェーズと、を備え得る。前記第２の作動フェーズは前記第１の作動フェーズに続くフェーズである。前記変換器システムの出力信号を読み出すステップは、前記静電力に起因する前記変換器の前記出力信号を読み出すステップのための第１の測定フェーズと、静電力を前記容量性センサに供給しないステップのための第２の測定フェーズと、を備え得る。前記第２の測定フェーズは前記第１の測定フェーズに続くフェーズである。前記測定フェーズは前記作動フェーズに続くフェーズである。

[0016]本発明の上記の構成及び他の構成は、以下に図面とともに説明される実施形態を参照することによってより理解され明らかになるであろう。
[0017]図１は、容量性変換器の機械的な検出要素の実施形態の一例を示す図である。 [0018]図２は、容量性コアにおけるフィードスルー容量を示す図である。 [0019]図３は、フィードスルー容量をともなう差動容量性変換器回路の一例を示す図である。 [0020]図４は、不要なフィードスルー容量を除去するために追加されたオンチップの中和キャパシタを備える図３の差動回路の一例を示す図である。 [0021]図５は、５０ｆＦのフィードスルー容量に過多又は過小の中和容量を加えた場合の影響を表すグラフの一例を示す図である。 [0022]図６Ａは、Ｆ０の力及び２×Ｆ０の力がセンサに供給され、中和容量がフィードスルー容量を完全に除去したときの出力電圧の線形性を示す図である。[0023]図６Ｂは、Ｆ０の力及び２×Ｆ０の力がセンサに供給され、中和容量がフィードスルー容量よりも大きいときの出力電圧の非線形性を示す図である。[0024]図６Ｃは、Ｆ０の力及び２×Ｆ０の力がセンサに供給され、中和容量がフィードスルー容量よりも小さいときの出力電圧の非線形性を示す図である。 [0025]図７は、オンチップの中和容量を用いてフィードスルー容量を調整するための自動キャリブレーション処理のフローダイアグラムの一例を示す図である。 [0026]図８は、電圧作動回路の一例を示す図である。 [0027]図９は、充電制御作動回路の一例を示す図である。 [0028]図１０は、フィードスルー容量及び中和容量を備える充電制御作動回路の一例を示す図である。 [0029]図１１は、自動キャリブレーション処理のためのタイミングダイアグラムの一例を示す図である。 [0030]図１２は、差動容量性センサシステムの一例を示す図である。

[0031]いくつかの図において、対応する参照符号は対応する部品を示す。ここに記載される例示は本発明の実施形態であるが、以下に示される実施形態は、本発明の範囲を制限するよう解釈されることを意図していない。

[0032]容量中和は、差動電圧を用いて反対の極性の中和キャパシタを追加することによって不要な寄生容量を除去するために差動回路において用いられる方法である。図３は、第１の容量性コアＣ_Ａ及び第２の容量性コアＣ_Ｂを備える差動回路の一例を示す図である。
第１の容量性コアＣ_Ａは、可変キャパシタＣ_１Ａ及びＣ_２Ａを含む。第２の容量性コアＣ_Ｂは、可変キャパシタＣ_１Ｂ及びＣ_２Ｂを含む。図３はまた、所望の検出キャパシタＣ_１Ａ、Ｃ_２Ａ、Ｃ_１Ｂ、Ｃ_２Ｂにそれぞれ並列な不要なフィードスルー容量Ｃ_ｆｔ１、Ｃ_ｆｔ２、Ｃ_ｆｔ３、Ｃ_ｆｔ４を示している。図４は、不要なフィードスルー容量を除去するために追加されたオンチップの中和キャパシタを備える図３の差動回路の一例を示す図である。中和キャパシタＣ_ｎ１、Ｃ_ｎ２、Ｃ_ｎ３、Ｃ_ｎ４はそれぞれ、不要なフィードスルー容量Ｃ_ｆｔ１、Ｃ_ｆｔ２、Ｃ_ｆｔ３、Ｃ_ｆｔ４を除去するように追加される。

[0033]図５は、フィードスルー容量が５０ｆＦの場合に過多又は過小の中和容量を加えた場合の影響を示す図である。仮に、中和キャパシタが完全にフィードスルー容量を除去する理想的な状況であれば、計測電圧Ｖ_Ｏは、数２式に示すようにプルーフマスの変位ｘに比例する。もし中和容量がフィードスルー容量よりも小さい場合（Ｃ_ｎ＝０ｆＦ又はＣ_ｎ＝４０ｆＦ）には、フィードスルー容量は完全には除去されず、計測電圧Ｖ_Ｏは理想状況より大きくなる。もし中和容量がフィードスルー容量より大きい場合（Ｃ_ｎ＝６０ｆＦ又はＣ_ｎ＝１００ｆＦ）には、フィードスルー容量は除去され、理想状況に比べて小さい計測電圧Ｖ_Ｏをもたらす過剰な中和容量を有することになる。図５はまた、プルーフマスの変位Δｘが増加するにしたがって、理想状態に対する計測電圧ΔＶ_Ｏの偏りが増加することを示している。よって、過剰な中和容量を追加することなくフィードスルー容量を除去するために、追加する中和容量の必要な総量を決定することが望ましい。

[0034]ある方法は、不要なフィードスルー容量を除去するために、いくつかの部品の不要なフィードスルー容量を単純に見積もり、わずかな中和容量を追加する。しかしながら、フィードスルー容量および中和容量は、処理のバリエーションによって部品ごとに異なり、不正確な除去を導く不整合を起こす。この方法は、比較的高価ではなく多少の効果をもたらし得るが、必ずしも特定の部品を精密にするものではない。

[0035]フィードスルー容量を除去するためのさらに精密であるが高価な方法は、遠心器の内部に各チップを置くことである。加速度は遠心器を用いることによって増加するので、出力電圧は様々なオンチップ中和キャパシタ設定のために読み出され得る。オンチップ中和容量は、トリムビットを用いて設定され得る。最も線形の出力測定対加速度カーブに対応する中和容量は、チップ内部にプログラムされ得る。この方法は、遠心器の使用、チップをロードする時間、各チップの加速度カーブに対する測定を行う必要があるため、テストコストや時間的に高価である。

[0036]中和容量の必要な総量を決定するための代替の方法は、２つ又はそれ以上の既知の力について測定出力の線形性を測定することである。Ｆ０の力及び２倍の力２×Ｆ０がプルーフマスに供給され、入力された力と出力された測定値との間の線形性を判定するために出力の変化が測定される。図６は、力Ｆ０と２×Ｆ０が供給されたときのこの方法の３つのシナリオを示す図である。各力の間の関係が既知である限り他の比率で力が加えられてもよいし、より多くの力が加えられてもよい。

[0037]図６Ａは、中和容量が完全にフィードスルー容量を除去する場合（Ｃ_ｎ＝Ｃ_ｆｔ）の理想状態を示している。この場合、力Ｆ０によってもたらされる出力電圧ΔＶ_１の変化は、力２×Ｆ０によってもたらされる出力電圧ΔＶ_２の変化と等しくなり、変位と出力電圧との間に線形の関係をもたらす。図６Ｂは、中和容量が過多に追加された状態（Ｃ_ｎ＞Ｃ_ｆｔ）を示している。この場合、力Ｆ０によってもたらされる出力電圧ΔＶ_１の変化は、力２×Ｆ０によってもたらされる出力電圧ΔＶ_２の変化より大きくなり、変位と出力電圧との間の非線形の関係の減少をもたらす。図６Ｃは、中和容量が過少に追加された状態（Ｃ_ｎ＜Ｃ_ｆｔ）を示している。この場合、力Ｆ０によってもたらされる出力電圧ΔＶ_１の変化は、力２×Ｆ０によってもたらされる出力電圧ΔＶ_２の変化より小さくなり、変位と出力電圧との間の非線形の関係の増加をもたらす。図６Ａ−図６Ｃからわかるように、供給される力が既知である場合には、出力測定結果の非線形性は、理想状態における線形性モデルのようにするために、中和容量を増加すべきか否か、減少すべきか否かを示す。力は、静電作動を用いてプルーフマスに供給される。

[0038]図７は、オンチップの中和容量Ｃ_ｎｅｕｔを用いてフィードスルー容量を調整するための自動キャリブレーション処理７００の一例を示す図である。キャリブレーション処理７００は、オンチップ中和容量の下限Ｃ_ｍｉｎとオンチップ中和容量の上限Ｃ_ｍａｘとの間で２分探索方法を用いる。フィードスルー容量を除去するための中和容量の値を探索するために、当業者に知られている他の探索方法もまた用いることができる。

[0039]ブロック７０２において、オンチップの中和容量の下限に２分探索下限を設定し（Ｃ_ｌｏｗ＝Ｃ_ｍｉｎ）、オンチップの中和容量の上限に２分探索上限を設定し（Ｃ_ｈｉｇｈ＝Ｃ_ｍａｘ）、探索カウンタを１に設定することによって、処理が開始される。

[0040]ブロック７０４において、システムは、作動している２分探索の範囲の中心（Ｃ_ｌｏｗ＋Ｃ_ｈｉｇｈ）／２にチェックすべき中和容量の値Ｃ_ｎｅｕｔを設定する。ブロック７０６において、静電作動はプルーフマスに供給されず、出力値が記録される。この出力は、センサオフセットと、プルーフマスの搭載角度に依存する地球の重力のわずかな影響と、を含む。ブロック７０８において、Ｆ０の静電力がプルーフマスに供給され、出力値の変化（ΔＶ１）が記録される。ブロック７１０において、２×Ｆ０の静電力がプルーフマスに供給され、出力値の変化（ΔＶ２）が記録される。いくつかの状態において、２×Ｆ０の力は、作動のデューティサイクル（負荷サイクル）をＦ０の力のデューティサイクルの２倍の長さにすることによって供給され得る。２倍に限らず他の倍数もまた線形性を判定するために使用することができる。方法は、続いて、フィードスルー容量をより除去するために、中和容量を増加すべきか減少すべきかを判定する。これらのステップは、中和容量のためのトリム設定を増加又は減少することによって実行し得る。

[0041]ブロック７１２において、システムは、ΔＶ２がΔＶ１より小さいか否かテストする。この場合、フィードスルー容量に対して中和容量が過多である。もしΔＶ２がΔＶ１より小さい場合、制御はブロック７１４へ進み、そうでなければ、制御はブロック７１６へ進む。ブロック７１４において、システムは、２分探索の上限を現在値に設定する（Ｃ_ｈｉｇｈ＝Ｃ_ｎｅｕｔ）ことによって中和容量を減少し、制御はブロック７２０へ進む。

[0042]ブロック７１６において、システムは、ΔＶ２がΔＶ１より大きいか否かテストする。この場合、フィードスルー容量に対して中和容量が過小である。もしΔＶ２がΔＶ１より大きい場合、制御はブロック７１８へ進み、そうでなければ、制御はブロック７２２へ進む。ブロック７１８において、システムは、２分探索の下限を現在値に設定する（Ｃ_ｌｏｗ＝Ｃ_ｎｅｕｔ）ことによって中和容量を増加し、ブロック７２０へ進む。

[0043]ブロック７２０において、システムは、２分探索のカウンタがＮと等しいかチェックすることによって２分探索が完了したか否かをチェックする。Ｎは、大きな値になると、フィードスルー容量を除去する中和容量の判定がより精密になるので、より正確な除去を行うために設定されるべきである。もし２分探索が完了していない場合には（Ｃｎｔ＜Ｎ）、制御は、ブロック７０４へ戻り、中和容量の新しい値のために出力読み出しが行われる。もし２分探索が完了したら（Ｃｎｔ＝Ｎ）、制御はブロック７２２へ進む。

[0044]（ａ）システムが、ΔＶ２がΔＶ１より小さくない又は大きくない、つまりΔＶ２とΔＶ１が等しいと判定した場合、又は（ｂ）２分探索が完了した場合、にはブック７２２へ進む。どちらの場合も、中和容量Ｃ_ｎｅｕｔの最終的な値が使用される。

[0045]システムは、選択された中和容量の値Ｃ_ｎｅｕｔが閾値に合致することを確実にするために、閾値線形性チェックを含むことができる。例えば、閾値チェックは、ΔＶ２とΔＶ１との差の絶対値が中和容量（Ｃ_ｎｅｕｔ）の最終値のための線形性閾値より小さくなっているか否かを判定することができる。

[0046]センサキャリブレーションのために静電力を供給する１つの方法は、電圧作動である。図８は、電圧作動回路８００の一例を示す図である。電圧作動では、センサキャパシタＣ_２がショートしている間、固定された電圧ＶがセンサキャパシタＣ_１に供給される。供給された静電力Ｆ_ｅと機械的な力Ｆ_ｍとの間の関係は、数４式で表される。

静電力の項を解くと数５式が導かれる。

数５式は、電圧作動において、変位ｘはデューティーサイクルの線形関数ではなく、すなわち、２倍のデューティーサイクルの作動はプルーフマスの変位を２倍にすることにはならない、ことを示している。したがって、電圧作動のこの方法は、デューティーサイクルの機能としての所望の線形作動をもたらさない。

[0047]センサキャリブレーションのために静電力を供給する他の方法は、充電制御作動である。図９は、可変センサキャパシタＣ_１及びＣ_２を有するセンサコア、増幅器９０２、キャパシタＣａ、及び、入力電圧源Ｖａを備える充電制御作動回路９００の一例を示す図である。充電制御作動では、センサコアは、増幅器９０２の第１のフィードバックパスに配置され、センサキャパシタＣ_２は、充電がセンサコアのセンサキャパシタＣ_１でのみ行われるように、ショートする。増幅器９０２は、フェーズΦ_Ａ１の間に開になるスイッチを有する第２の並列フィードパックパスを備える。フェーズΦ_Ａ１の間、センサコアはリセットされ、一定の充電ＶａがキャパシタＣａに集電される。また、フェーズΦ_Ａ２の間、充電はキャパシタＣａからセンサキャパシタＣ_１へダンプされる。この場合、供給された静電力Ｆ_ｅと機械的な力Ｆ_ｍとの間の関係は、数６式によって表される。

静電力の項を解くと数７式が得られる。

数７式は、充電制御作動において、変位ｘはデューティーサイクルの線形関数であり、すなわち、デューティーサイクルの作動を２倍にすると、プルーフマスの変位が２倍になることを示している。この充電制御作動の方法は、デューティーサイクルの関数として所望の線形作動を提供する。

[0048]上記の分析は、フィードスルー容量が無い充電制御作動を示している。図１０は、フィードスルー容量及び中和容量を備える充電制御作動回路１０００の一例を示す図である。残念なことに、フィードスルー容量Ｃｆｔが含まれていると、充電Ｑ_０は、キャパシタＣ１にダンプされるだけではなくキャパシタＣｆｔにもダンプされ、変位ｘに基づいて、充電はキャパシタＣ１とＣｆｔとの間で線形に分割されない。中和原理は充電制御回路１０００にも同様に使用可能である。理想的には、もしＣｆｔとＣｎｅｕｔが等しければ、完全な除去がもたらされ、充電制御は完全に線形になる。しかしながら、もしＣｆｔとＣｎｅｕｔが等しくなければ、非線形になる。幸いなことに、この非線形の除去は、フィードスルー容量Ｃｆｔによるフィードスルー非線形と同じ傾向である。したがって、この非線形の除去は実際に中和に役立つ。なぜなら、もしＣｆｔ除去にエラーが生じたら、この除去エラーはフィードスルーエラーをより大きくし、ＣｆｔがＣｎｅｕｔと等しくなれば除去又はフィードスルーエラーは無くなる。

[0049]自動キャリブレーション処理の一例のタイミングダイヤグラムが図１１に示される。また、一例の差動容量センサシステムが図１２に示される。自動キャリブレーションの間、時間は作動フェーズΦ_Ａと測定フェーズΦ_Ｍに分割される。作動フェーズの説明は図１０の回路が参照され、測定フェーズの説明は図１２の回路が参照される。図１０の回路は、説明を明確にするために図１２の回路には示されていない。当業者であれば、他の作動可能なスイッチをセンサスイッチと直列に設けてもよいことが理解できるであろう。これらのスイッチは図１２には示されていない。図１２は、測定フェーズにおける回路のみを示している。図１２にすべてのスイッチを記載すると、図１２が極めて複雑になる。そこで、図１２は、測定フェーズにおけるセンサ及び容量電圧回路を示しており、図１０は作動フェーズにおけるセンサ及び作動回路を示している。センサと作動増幅器１００２又は容量電圧増幅器との間を接続するスイッチに関する詳細は示されておらず、例えばセンサは測定フェーズの間キャパシタＣａから切り離される。

[0050]作動フェーズの間、センサは図１０に示すように接続される。差動センサシステムにおいて、各キャパシタＣ_Ａ及びＣ_Ｂは図１０に示すように接続される。作動フェーズΦ_Ａはさらに２つのサブフェーズΦ_Ａ１及びΦ_Ａ２に分割される。作動フェーズの間、センサはフロントエンドから切り離され、Φ_２は０になる。サブフェーズΦ_Ａ１の間、センサはリセットされキャパシタＣａに一定の充電が行われる。サブフェーズΦ_Ａ２の間、充電はＭＥＭＳキャパシタＣ_１にダンプされる。作動力は、作動サブフェーズΦ_Ａ２の持続又はデューティーサイクルＴｗに線形比例する。また、Φ_Ａ１は、キャパシタをリセットして０の力を供給し測定フェーズへの準備のために、作動フェーズの最終部分の間ハイ（ｈｉｇｈ）になる。差動システムにおいて、作動力は、動作の力の妥当性をシミュレートするために、両方のコアに実質的に同時に供給され得る。

[0051]測定フェーズの間、センサは図１２に示すように接続される。測定フェーズΦ_Ｍは２つのサブフェーズΦ_１とΦ_２に分割される。第１のサブフェーズΦ_１の間、ＭＥＭＳキャパシタは、容量センサシステムのフロントエンドに接続され、変位は電圧Ｖ_０としてシステムによって読み出される。第２のサブフェーズΦ_２の間、コアＣ_Ａ及びＣ_Ｂのプルーフマスにエラー動作を起こす正味の静電力が掛からないように電圧がセンサに供給される。

[0052]作動フェーズ及び測定フェーズを交互に行うことによって、超高速（例えば１００ｋＨｚ）で、正確に、低ノイズの測定が行われ得る。

[0053]充電制御動作は、線形動作のために説明されていない。充電制御は、センサのプルーフマスを振動させる不要な振動に対する耐性を得るための線形動作に使用することができる。

[0054]連続自己テストは、センサが動作中に正しく機能し続けているかをチェックするための技術である。連続自己テストでは、バックグラウンド信号（力）がセンサに連続的に供給される。このバックグラウンド信号は通常、疑似ランダム信号であり、例えば方形波又はサイン波である。プルーフマスの変位を測定することによって、バックグラウンド信号によって生じる出力信号は変換器システムによって読み出される。もし出力信号がバックグラウンド信号に対して予期される作動限度内であれば、センサは正しく動作していると推定される。もし出力信号が警告限度を超えれば、センサは正常に働いていないと推定され、セーフティクリティカルの決定には用いることができない。自動車分野の適用では、セーフティクリティカルの決定は、例えばセンサ信号によってスリップを検出し、車輪に選択的にブレーキをかけることであってもよい。

[0055]線形動作は自己テスト適用において重要となり得る。例えば、自動車では、センサ帯域幅内で重力（ｇ）のかかり方によって振動が生じる。加速度計の一例のセンサ帯域幅は通常５ｋＨｚ以下である。マルチ重力による振動はプルーフマスを振動させる。もし自己テスト中のプルーフマスの動作が非線形であれば（すなわち動作力はプルーフマスの変位に依存する）、これらの振動は作動信号と混合され、センサのＤＣ値を変化させ、その後の読み出しを不正確にする。一例の非線形動作は数５式に示した電圧作動である。電圧作動による静電力はプルーフマスの変位の２乗ｘ^２の関数であり、これらの振動はプルーフマスを自己テストの間に振動させ不正確な結果をもたらす。

[0056]線形作動は、連続自己テストの間のセンサのＤＣ値の変化を防止することができる。一例の線形作動は数７式に示した充電制御作動である。充電制御作動による静電力はプルーフマスの変位ｘの関数ではない。したがって、自己テスト中に生じるプルーフマスの振動は自己テストに影響しない。したがって、自己テストは、マルチ重力の振動がセンサにかかっても動作の間正確な結果を供給することができる。

Claims (14)

1. 中和容量のための初期値からスタートしてフィードスルー容量を中和するために容量性変換器を自動キャリブレーションする方法であって、
   前記方法は、
   静電力を前記容量性変換器のプルーフマスへ供給しないステップと、
   静電力が前記プルーフマスに供給されていない間に前記容量性変換器の基本出力値を記録するステップと、
   静電力Ｆ０を前記容量性変換器の前記プルーフマスに供給するステップと、
   前記静電力Ｆ０が前記プルーフマスに供給されているときに、前記基本出力値と第１の出力値との間における前記容量性変換器の前記出力値の第１の変化を記録するステップと、
   静電力ｎ×Ｆ０を前記容量性変換器の前記プルーフマスに供給するステップであって、ｎ＞１である、ステップと、
   前記静電力ｎ×Ｆ０が前記プルーフマスに供給されているときに、前記第１の出力値と第２の出力値との間における前記容量性変換器の前記出力値の第２の変化を記録するステップと、
   前記容量性変換器の前記出力値における前記記録された第１の変化及び第２の変化に基づいて、前記中和容量を増加する、減少する、又は維持するステップと、
   前記中和容量のための最終値に到達するまで前記方法を繰り返すステップと、
   を備える、自動キャリブレーション方法。
2. 請求項１の自動キャリブレーション方法において、
   前記増加する、減少する、又は維持するステップは、
   前記出力値における前記第１の変化が前記出力値における前記第２の変化より大きい場合には前記中和容量を減少するステップと、
   前記出力値における前記第１の変化が前記出力値における前記第２の変化より小さい場合には前記中和容量を増加するステップと、を含む
   自動キャリブレーション方法。
3. 請求項２の自動キャリブレーション方法において、
   前記中和容量は、最小中和容量と最大中和容量との間で設定され、
   前記増加する、減少する、又は維持するステップ、及び、前記繰り返しステップは、前記最小中和容量と前記最大中和容量との間で２分探索を実行するステップを含む、
   自動キャリブレーション方法。
4. 請求項３の自動キャリブレーション方法において、さらに、
   前記中和容量のための前記最終値の線形性と線形性閾値とを比較するステップを含む、
   自動キャリブレーション方法。
5. 請求項３の自動キャリブレーション方法において、
   前記静電力は、充電制御方法を用いて前記プルーフマスに供給される、
   自動キャリブレーション方法。
6. 請求項５の自動キャリブレーション方法において、
   前記静電力Ｆ０を前記プルーフマスに供給するステップは、期間ｔの間前記プルーフマスを作動するステップを含み、
   前記静電力ｎ×Ｆ０を前記プルーフマスに供給するステップは、期間ｎ×ｔの間前記プルーフマスを作動するステップを含む、
   自動キャリブレーション方法。
7. 請求項６の自動キャリブレーション方法において、
   前記容量性変換器は、第１及び第２の可変キャパシタを含み、
   前記静電力を供給するステップは、
   前記第１及び第２の可変キャパシタから放電することによる第１の作動フェーズの間に、前記容量性変換器をリセットするステップと、
   第２の作動フェーズの間に静電作動力を前記容量性変換器へ供給するステップであって、前記静電作動力は前記第２の作動フェーズの期間の機能であり、前記第２の作動フェーズは前記第１の作動フェーズに続くフェーズである、ステップと、
   第１の測定フェーズの間に前記静電作動力に起因する前記容量性変換器の出力信号を読み出すステップであって、前記第１の測定フェーズは前記第２の作動フェーズに続くフェーズである、ステップと、
   第２の測定フェーズの間に前記静電作動力を前記第１及び第２の可変キャパシタに供給しないステップであって、前記第２の測定フェーズは前記第１の測定フェーズに続き、前記第１の作動フェーズに先立つフェーズである、ステップと、を備える、
   自動キャリブレーション方法。
8. 請求項１の自動キャリブレーション方法において、
   第１の中和容量が最初に最小中和容量に設定され、前記第１の中和容量より高い第２の中和容量が最初に最大中和容量に設定され、前記中和容量の初期値は前記最小中和容量と前記最大中和容量との平均であり、
   前記増加する、減少する、又は維持するステップは、
   前記出力値における前記第１の変化が前記出力値における前記第２の変化より大きい場合には、前記第２の中和容量を前記中和容量の現在値へ設定し、
   前記出力値における前記第１の変化が前記出力値における前記第２の変化より小さい場合には、前記第１の中和容量を前記中和容量の現在値へ設定し、
   前記出力値における前記第１の変化が前記出力値における前記第２の変化と等しい場合には、前記第１の中和容量と前記第２の中和容量とを維持し、
   前記中和容量を前記第２の中和容量と前記第１の中和容量との平均に設定する、
   自動キャリブレーション方法。
9. 請求項８の自動キャリブレーション方法において、
   前記方法をＮ回に至るまで繰り返し、
   前記出力値における前記第１の変化と前記出力値における前記第２の変化とが等しくなった場合に、前記方法の繰り返しを停止する、
   自動キャリブレーション方法。
10. 請求項９の自動キャリブレーション方法において、
    前記中和容量のための前記最終値の線形性と線形性閾値とを比較するステップを含む、
    自動キャリブレーション方法。
11. 請求項１の自動キャリブレーション方法において、
    前記静電力は、充電制御方法を用いて前記プルーフマスに供給される、
    自動キャリブレーション方法。
12. 請求項１１の自動キャリブレーション方法において、
    静電力Ｆ０を前記プルーフマスに供給するステップは、期間ｔの間前記プルーフマスを作動させるステップを含み、
    静電力ｎ×Ｆ０を前記プルーフマスに供給するステップは、期間ｎ×ｔの間前記プルーフマスを作動するステップを含む、
    自動キャリブレーション方法。
13. 請求項１２の自動キャリブレーション方法において、
    前記容量性変換器は、第１及び第２の可変キャパシタを含み、
    前記静電力を供給するステップは、
    前記第１及び第２の可変キャパシタから放電することによる第１の作動フェーズの間に、前記容量性変換器をリセットするステップと、
    第２の作動フェーズの間に静電作動力を前記容量性変換器へ供給するステップであって、前記静電作動力は前記第２の作動フェーズの期間の機能であり、前記第２の作動フェーズは前記第１の作動フェーズに続くフェーズである、ステップと、
    第１の測定フェーズの間に前記静電作動力に起因する前記容量性変換器の出力信号を読み出すステップであって、前記第１の測定フェーズは前記第２の作動フェーズに続くフェーズである、ステップと、
    第２の測定フェーズの間に静電作動力を前記第１及び第２の可変キャパシタに供給しないステップであって、前記第２の測定フェーズは前記第１の測定フェーズに続き、前記第１の作動フェーズに先立つフェーズである、ステップと、を備える、
    自動キャリブレーション方法。
14. 請求項１３の自動キャリブレーション方法において、
    前記容量性変換器の前記第２の可変キャパシタは前記第２の作動フェーズの間ショートされる回路である、
    自動キャリブレーション方法。

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