WO2018084027A1

WO2018084027A1 - 電力変換装置および空気調和機

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Publication number: WO2018084027A1
Application number: PCT/JP2017/038401
Authority: WO
Inventors: 木下　健; 東昇李; 励笠原
Original assignee: 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社
Priority date: 2016-11-04
Filing date: 2017-10-24
Publication date: 2018-05-11
Also published as: EP3422553A4; CN109155606A; US10680544B2; JP6827297B2; US20190131903A1; JP2018074866A; EP3422553A1; CN109155606B

Abstract

モータを安定して駆動できる電力変換装置（３）を実現する。そのため、巻線を有する固定子と永久磁石を有する回転子とを備えたモータ（４）を駆動するために、供給された直流電圧を交流電圧である出力電圧に変換し巻線に印加するとともに、出力電圧が飽和する飽和レベルは直流電圧に応じて変化するインバータ（９）と、出力電圧が飽和レベルよりも低い状態で、永久磁石が発生する磁束を弱める方向または強める方向の磁束を巻線に発生させるように、インバータの出力電流を増加させる制御器（１２）と、を設けた。

Description

電力変換装置および空気調和機

　本発明は、電力変換装置および空気調和機に関する。

　永久磁石同期モータに対して弱め界磁制御を行う技術に関し、下記特許文献１の要約書には、「電流指令演算部を特徴としたベクトル制御と電圧位相操作型弱め界磁制御の切り替えを円滑に行うとともに、切り替え時における効率を改善させることにある。」および「以下のいずれかもしくは複数を組み合わせることによって課題を解決する。１．通常制御から電圧位相操作型弱め界磁制御への切り替えに際し、中間的な電圧指令値Ｖｄｃ*，Ｖｑｃ*から求められる電圧位相を減少させる処理を備える。２．電圧位相操作型弱め界磁制御から通常制御へ戻る際に、ｄ軸電流検出値を平均化した値をｄ軸電流指令演算部に入力する第１のｄ軸電流指令値とする。３．電圧位相操作型弱め界磁制御から通常制御へ戻る際に、ｄ軸電流指令演算部のゲインを切り替える。４．通常制御，電圧位相操作型弱め界磁制御に加えて、モータ定数（抵抗，インダクタンス，発電定数）同定演算部を備える。」と記載されている。

特開２０１０－１４２０３０号公報

　ここで、商用電源等の交流電圧をコンバータ回路によって直流電圧に変換し、該直流電圧をインバータ装置によって任意の周波数の交流電圧に変換し、永久磁石同期モータ（以下、モータという）を駆動する場合を想定する。商用電源等の交流電圧に歪みが生じている場合や、コンバータ回路として安価なものを適用した場合には、コンバータ回路が出力する直流電圧にリップル成分が重畳する。この直流電圧のリップル成分により、弱め界磁制御のＯＮ／ＯＦＦ状態が頻繁に切り替わると、インバータ装置の出力電圧や出力電流が乱れ、モータが不安定になり、過電流停止や脱調、回転速度の急激な変動等の問題を引き起こす場合がある。
　この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、モータを安定して駆動できる電力変換装置および空気調和機を提供することを目的とする。

　上記課題を解決するため本発明の電力変換装置は、巻線を有する固定子と永久磁石を有する回転子とを備えたモータを駆動するために、供給された直流電圧を交流電圧である出力電圧に変換し前記巻線に印加するとともに、前記出力電圧が飽和する飽和レベルは前記直流電圧に応じて変化するインバータと、前記出力電圧が前記飽和レベルよりも低い状態で、前記永久磁石が発生する磁束を弱める方向または強める方向の磁束を前記巻線に発生させるように、前記インバータの出力電流を増加させる制御器と、を有することを特徴とする。

　本発明によれば、モータを安定して駆動できる。

本発明の第１実施形態によるモータ駆動システムのブロック図である。第１実施形態における制御器のブロック図である。第１実施形態における変調前のＵ相電圧変調率と、三角波の変調信号と、変調後のＵ相電圧変調率との波形図である。第１実施形態におけるＰＷＭ信号およびキャリア信号の波形図である。第１実施形態における弱め界磁制御時のｄ軸，ｑ軸電圧指令値と、電圧指令波高値との位相関係を示す図である。第１実施形態における弱め界磁変動抑制制御部において実行される制御プログラムのフローチャートである。第１実施形態におけるｄ軸電流指令値と、インバータ周波数指令値と、モータ電圧変調率との関係を示す図である。第１実施形態におけるｄ軸電流指令値と、インバータ周波数指令値と、モータ電圧変調率との他の関係を示す図である。第２実施形態における弱め界磁変動抑制制御部において実行される制御プログラムのフローチャートである。第２実施形態における弱め界磁変動抑制制御部の要部のブロック図である。第２実施形態におけるｄ軸電流指令値と、インバータ周波数指令値と、モータ電圧変調率との関係を示す図である。第２実施形態におけるｄ軸電流指令値と、インバータ周波数指令値と、モータ電圧変調率との他の関係を示す図である。第３実施形態における制御器の要部のブロック図である。第３実施形態における弱め界磁変動抑制制御部において実行される制御プログラムのフローチャートである。第３実施形態におけるｄ軸電流指令値と、インバータ周波数指令値と、モータ電圧変調率との他の関係を示す図である。第４実施形態における制御器のブロック図である。第５実施形態における弱め界磁変動抑制制御部において実行される制御プログラムのフローチャートである。第６実施形態における弱め界磁変動抑制制御部において実行される制御プログラムのフローチャートである。第６実施形態における弱め界磁変動抑制制御部の要部のブロック図である。第６実施形態におけるｄ軸電流指令値と、インバータ周波数指令値と、モータ電圧変調率との他の関係を示す図である。第７実施形態による空気調和機の概略構成図である。

［第１実施形態］
　以下、本発明の第１実施形態によるモータ駆動システムＳ１の詳細を説明する。
　図１は、本発明の第１実施形態によるモータ駆動システムＳ１のブロック図である。図１において、モータ駆動システムＳ１は、交流電圧源１からの交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路２と、インバータ装置３（電力変換装置）と、永久磁石同期モータ４（以下、モータ４という）と、を有している。モータ４は、永久磁石を埋設した回転子（図示せず）と、巻線を有する固定子（図示せず）とを備えている。交流電圧源１は、コンバータ回路２対して、３相交流電圧を供給する。

　コンバータ回路２は、３相ダイオードブリッジ５と、直流リアクトル６と、平滑コンデンサ７と、を有している。交流電圧源１から３相ダイオードブリッジ５に３相交流電圧が供給されると、３相ダイオードブリッジ５から全波整流された電圧が出力される。３相ダイオードブリッジ５の出力はＰ側とＮ側があり、Ｐ側は直流リアクトル６に接続される。直流リアクトル６の出力と３相ダイオードブリッジ５のＮ側出力との間には平滑コンデンサ７が接続されている。そして、平滑コンデンサ７の端子間電圧は直流電圧としてコンバータ回路２から出力される。

　コンバータ回路２から出力された直流電圧はインバータ装置３に入力される。インバータ装置３は、直流電圧検出回路８と、インバータ機能を有するＩＰＭ（Intelligent Power Module、インテリジェントパワーモジュール）９と、Ｕ相モータ電流検出回路１０と、Ｖ相モータ電流検出回路１１と、制御器１２と、ゲートドライブ回路１３と、を有している。

　コンバータ回路２から供給された直流電圧はＩＰＭ９（インバータ）に入力される。ＩＰＭ９は６つのＩＧＢＴと、各ＩＧＢＴに並列に接続されたＦＷＤ（Free Wheeling Diode）とを有している（共に符号なし）。そして、ＩＰＭ９は、ゲートドライブ回路１３から供給されたゲートトライブ信号１８によって各ＩＧＢＴがＯＮ／ＯＦＦすることにより、直流電圧を３相の交流電圧に変換する。この３相の交流電圧がインバータ装置３の出力となる。また、直流電圧検出回路８は、インバータ装置３に入力された直流電圧を計測し、計測結果を直流電圧検出信号１４として、制御器１２に供給する。

　インバータ装置３が出力する３相交流電圧はモータ４の巻線に印加される。また、モータ４に流れる３相電流のうち、Ｕ相およびＶ相の線路に沿ってＵ相モータ電流検出回路１０とＶ相モータ電流検出回路１１とが配置されている。これら電流検出回路１０，１１は、Ｕ相モータ電流検出信号１５とＶ相モータ電流検出信号１６とをそれぞれ制御器１２に供給する。制御器１２は、直流電圧検出信号１４と、Ｕ相モータ電流検出信号１５と、Ｖ相モータ電流検出信号１６とに基づいて、ＩＰＭ９内のＩＧＢＴをＯＮ／ＯＦＦするためのＤＵＴＹ比を演算し、該ＤＵＴＹ比を有するＰＷＭ信号１７を出力する。ＰＷＭ信号１７はゲートドライブ回路１３にてＩＧＢＴをＯＮ／ＯＦＦするために充分な電圧を有するゲートトライブ信号１８に変換される。

　制御器１２は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）等、一般的なコンピュータとしてのハードウエアを備えており、ＲＯＭには、ＣＰＵによって実行される制御プログラムや、各種データ等が格納されている。

　図２は、制御器１２のアルゴリズムを示すブロック図であり、制御プログラム等によって実現される機能をブロックとして示している。
　図２において、Ｕ相モータ電流検出信号１５とＶ相モータ電流検出信号１６とは、Ａ／Ｄ変換器１９に入力される。そして、Ａ／Ｄ変換器１９は、Ｕ相モータ電流検出信号１５とＶ相モータ電流検出信号１６とに各々所定のゲイン（電流検出回路ゲインという）を乗算した結果をＵ相電流検出値Ｉ_UおよびＶ相電流検出値Ｉ_Vとして出力する。

　ｄｑ変換器２０には、Ｕ相電流検出値Ｉ_Uと、Ｖ相電流検出値Ｉ_Vと、ｄ軸位相θ_dc（詳細は後述する）と、が入力される。そして、ｄｑ変換器２０は、下記［数１］に基づいて、ｄ軸電流検出値Ｉ_dcとｑ軸電流検出値Ｉ_qcとを出力する。

　ここで、モータ４の電気角（機械角にモータ４の極対数を乗算した値）で回転する座標系を想定する。この座標系において永久磁石が発生する磁束の向きをｄ軸とし、ｄ軸に直交する軸をｑ軸とする。このｄ軸およびｑ軸を有する座標系を「ｄｑ軸座標系」と呼ぶ。上述したｄ軸電流検出値Ｉ_dcおよびｑ軸電流検出値Ｉ_qcは、ｄｑ軸座標系上の値である。

　また、軸誤差演算２１には、ｄ軸電流検出値Ｉ_dcと、ｑ軸電流検出値Ｉ_qcと、インバータ周波数ω₁と、が入力される。そして、軸誤差演算２１は、下記［数２］に基づいて軸誤差Δθ_cを演算し、出力する。なお、［数２］において、Ｖ_d ^*はｄ軸電圧指令値、Ｖ_q ^*はｑ軸電圧指令値、Ｒはモータ巻線抵抗値、Ｌ_dはモータｄ軸インダクタンス、Ｌ_qはモータｑ軸インダクタンスである。

　ＰＬＬ制御部２２は、軸誤差Δθ_cを入力とした比例積分制御を行い、インバータ周波数ω₁を算出する。ｄ軸位相更新部２３は、ｄ軸位相θ_dcの前回の（１演算周期前の）出力値にインバータ周波数ω₁を該演算周期で除算した値Δθ_dcを加算する。そして、ｄ軸位相更新部２３は、加算後の値をｄ軸位相θ_dcの今回値として出力する。速度制御部２４（ｑ軸電流指令部）は、インバータ周波数指令値ω₁ ^*（周波数指令値）とインバータ周波数ω₁との偏差Δω（図示せず）を演算し、偏差Δωに基づいた比例積分制御を行い、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を算出する。

　電流制御部２５は、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*とｑ軸電流検出値Ｉ_qcとの偏差ΔＩ_q（図示せず）を演算し、偏差ΔＩ_qを入力とした比例積分制御を行い、ｑ軸電流指令補正量（図示せず）を算出する。また、電流制御部２５は、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*にｑ軸電流指令補正量を加算した値を第２のｑ軸電流指令値Ｉ_q ^**として出力する。さらに、電流制御部２５は、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*とｄ軸電流検出値Ｉ_dcとの偏差ΔＩ_d（図示せず）を入力とした比例積分制御を行い、その結果を第２のｄ軸電流指令値Ｉ_d ^**として出力する。

　Ｖ_dＶ_q演算部２６は、インバータ周波数指令値ω₁ ^*と、第２のｑ軸電流指令値Ｉ_q ^**と、第２のｄ軸電流指令値Ｉ_d ^**とを入力とし、下記［数３］にてｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*とｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*とを算出する。なお、［数３］においてＫ_eはモータ４の誘起電圧定数である。

　ＡＶＲ（Automatic Voltage Regulator、電圧補正）演算部２７は、ｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*と、ｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*とを入力とし、［数４］に基づいてモータ電圧位相δθを算出する。

　また、ＡＶＲ演算部２７は、［数５］に基づいて、電圧指令波高値Ｖ₁を算出する。

　また、ＡＶＲ演算部２７は、直流電圧検出信号１４と所定のゲイン（直流電圧検出回路ゲインという）とを乗算した値である直流電圧検出値Ｖ_dcを算出し、［数６］に基づいて、モータ電圧変調率Ｋ_hV1を算出する。

　さらに、ＡＶＲ演算部２７は、［数７］に基づいて、ｄ軸電圧変調率Ｋ_hVdとｑ軸電圧変調率Ｋ_hVqとを算出し、出力する。［数７］において、δθ_weakは弱め界磁制御電圧操作量である。

　また、ｄｑ逆変換部２８は、ｄ軸電圧変調率Ｋ_hVdとｑ軸電圧変調率Ｋ_hVqと、ｄ軸位相θ_dcを入力とし、［数８］に基づいて、Ｕ相電圧変調率Ｋ_hVuと、Ｖ相電圧変調率Ｋ_hVvと、Ｗ相電圧変調率Ｋ_hVwと、を出力する。

　ここで、本実施形態および後述する他の実施形態において用いる「弱め界磁制御」の意味を説明しておく。本実施形態および他の実施形態において、「弱め界磁制御」とは、［数７］に基づいて、ｄ軸，ｑ軸電圧変調率Ｋ_hVd，Ｋ_hVqの位相を制御し、モータ４において、永久磁石の発生する磁束を弱める磁束を巻線に発生させることを指す。後述するように、弱め界磁制御電圧操作量δθ_weakが０であっても、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を制御することにより、永久磁石の発生する磁束を弱める磁束を巻線に発生させることがある。この動作は、弱め界磁制御に類似する点もあるが、本実施形態および他の実施形態において、かかる動作は「弱め界磁制御」とは呼ばない。

　また、変調処理部２９は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧変調率Ｋ_hVu，Ｋ_hVv，Ｋ_hVwを三角波に近似する変調信号ＭＤで変調し、変調後のＵ，Ｖ，Ｗ相電圧変調率Ｋ_hVu’，Ｋ_hVv’，Ｋ_hVw’を出力する。すなわち、変調後のＵ，Ｖ，Ｗ相電圧変調率Ｋ_hVu’，Ｋ_hVv’，Ｋ_hVw’は、［数９］に示すようになる。

　図３は、変調前のＵ相電圧変調率Ｋ_hVuと、変調信号ＭＤと、変調後のＵ相電圧変調率Ｋ_hVu’との波形図である。なお、対応するＶ相の信号は、Ｕ相に対して１２０°遅れ、対応するＷ相の信号は、Ｕ相に対して２４０°遅れた信号となるので、図示を省略する。
　変調処理部２９において上述した変調処理を行うことにより、直流電圧検出値Ｖ_dcの利用率が向上し、モータ４を正弦波駆動する場合と比較して、インバータ装置の出力電圧が最大１５％向上する。また変調処理部２９では、上下限リミット処理も実行される。すなわち、出力値の上限値は１、下限値は－１に制限される。

　図２に戻り、ＰＷＭ信号変換部３０は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧変調率Ｋ_hVu’，Ｋ_hVv’，Ｋ_hVw’と、キャリア信号ＣＲとの大小関係をそれぞれ比較し、ＰＷＭ信号１７を出力する。ここで、ＰＷＭ信号１７は、Ｕ相Ｐ側ＰＷＭ信号、Ｕ相Ｎ側ＰＷＭ信号、Ｖ相Ｐ側ＰＷＭ信号、Ｖ相Ｎ側ＰＷＭ信号、Ｗ相Ｐ側ＰＷＭ信号、およびＷ相Ｎ側ＰＷＭ信号の６つの信号を有している。

　図４は、これらＰＷＭ信号およびキャリア信号ＣＲの波形図である。図示のように、キャリア信号ＣＲは、定周期の三角波である。また、各相のＰ側ＰＷＭ信号とＮ側ＰＷＭ信号は、ＯＮ／ＯＦＦが反転した信号となる。
　変調処理部２９の出力値すなわちＵ，Ｖ，Ｗ相電圧変調率Ｋ_hVu’，Ｋ_hVv’，Ｋ_hVw’が上限値（１）、または下限値（－１）に達した場合、インバータ装置３の出力電圧が飽和し、モータ脱調などにより、モータ４が停止することがある。図２において、弱め界磁制御部３１は、このようなモータ４の停止を防止するため、モータ電圧変調率Ｋ_hV1が１．１５に達した場合、弱め界磁制御を実行する。すなわち、弱め界磁制御部３１は、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*とｑ軸電流検出値Ｉ_qcの偏差ΔＩ_qを算出し、偏差ΔＩ_qを入力とした積分制御を行い、弱め界磁制御電圧操作量δθ_weakを算出する。

　さらに、弱め界磁制御部３１は、モータ電圧変調率Ｋ_hV1が１．１５に達した場合、弱め界磁制御フラグＦＬＧ_weakをＯＦＦからＯＮに切り替える。該フラグＦＬＧ_weakは、弱め界磁制御のＯＮ／ＯＦＦ状態を指定するフラグである。電流制御部２５は、弱め界磁制御フラグＦＬＧ_weakがＯＮの場合、偏差ΔＩ_q（＝Ｉ_q ^*－Ｉ_qc）および偏差ΔＩ_d（＝Ｉ_d ^*－Ｉ_dc）の比例積分制御を停止させる。この際、比例積分制御における積分項は初期化せず、比例積分制御の停止前の値を保持する。

　また、フラグＦＬＧ_weakがＯＮになると、電流制御部２５に代わって、弱め界磁制御部３１にてｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*とｑ軸電流検出値Ｉ_qcの偏差ΔＩ_qがフィードバック制御により補正されるようになる。なお、モータ電圧変調率Ｋ_hV1が１．１５に達することは、インバータ装置３の出力電圧が飽和することを意味し、変調処理部２９の出力値（例えば、図３に示すＵ相電圧変調率Ｋ_hVu’）が上限値（１）、または下限値（－１）に達することと同意である。前述のＫ_hV1＝１．１５はモータ４を正弦波駆動する場合（モータ４に正弦波状の電流を流す場合）の上限値であり、モータ４を正弦波駆動しない場合は、さらに高めることができる。

　図５は、弱め界磁制御時のｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*と、ｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*と、電圧指令波高値Ｖ₁とのｄｑ軸座標系における位相関係を示す図である。［数５］で示したように、Ｖ₁はＶ_d ^*とＶ_q ^*の合成ベクトルである。但し、弱め界磁領域では、モータ４に印加される電圧の位相は、Ｖ₁の位相すなわちモータ電圧位相δθよりもδθ_weak進んだ位相となる。また、ＦＬＧ_weakがＯＮの場合、Ｋ_hV1が１．１０まで低下すると、弱め界磁制御部３１は、ＦＬＧ_weakをＯＦＦに切り替える。この際、弱め界磁制御部３１の比例積分制御における積分項は０クリアする。電流制御部２５はＦＬＧ_weakがＯＦＦに切り替わることにより、比例積分制御の動作を再開させる。

　このように、フラグＦＬＧ_weakのＯＮ／ＯＦＦ状態によって、電流制御部２５における偏差ΔＩ_d，ΔＩ_qの比例積分制御の停止／実行状態が切り替わる。このため、仮に、フラグＦＬＧ_weakのＯＮ／ＯＦＦ状態が頻繁に切り替わると、電流制御部２５の動作が不安定になる。そこで、本実施形態においては、フラグＦＬＧ_weakの切替頻度を下げ、制御器１２を安定して動作させようとしている。

　次に、図２に示す弱め界磁変動抑制制御部３２（ｄ軸電流指令部）の動作を説明する。交流電圧源１から供給される交流電圧に歪みがある場合や、平滑コンデンサ７の静電容量が小さい場合等において、コンバータ回路２の出力する直流電圧にリップル成分が重畳することがある。リップル成分は直流電圧検出信号１４を経て、Ｋ_hV1に伝搬する。前述の通り、弱め界磁制御部３１はＫ_hV1が１．１５に達するとＦＬＧ_weakをＯＦＦからＯＮに切り替え、Ｋ_hV1が１．１０まで低下するとＦＬＧ_weakをＯＮからＯＦＦに切り替える。これにより、Ｋ_hV1のリップル成分が０．０５以上になると、ＦＬＧ_weakの切り替えが頻発してしまう。
　これによる動作の不安定化を抑制するために、弱め界磁変動抑制制御部３２は、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を調整し、Ｋ_hV1が１．１０から１．１５をまたぐ範囲で変動することを防止しようとするものである。

　図６は、弱め界磁変動抑制制御部３２において、所定時間毎に実行される制御プログラムのフローチャートである。
　図６において処理がステップＳ１０２に進むと、Ｋ_hV1をローパスフィルタ処理した結果であるモータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}が計算される。
　次に、処理がステップＳ１０４に進むと、弱め界磁制御フラグＦＬＧ_weakがＯＦＦであるか否かが判定される。フラグＦＬＧ_weakがＯＦＦであれば、ここで「ＹＥＳ」と判定され、処理はステップＳ１０８に進む。ステップＳ１０８では、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}が１．０５以上かつ１．１０以下であるか否かが判定される。ここで「ＹＥＳ」と判定されると、処理はステップＳ１１０に進む。ステップＳ１１０では、［数１０］に基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*が算出される。但し、［数１０］においてＫは比例ゲインである。

　また、ＦＬＧ_weakがＯＦＦであり（ステップＳ１０４で「ＹＥＳ」）、Ｋ_{hV1_fil}が１．０５未満または１．１０を超過する場合（ステップＳ１０８で「ＮＯ」）、処理はステップＳ１１２に進む。ここでは、Ｉ_d ^*は０に設定される。

　図７は、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*と、インバータ周波数指令値ω₁ ^*と、モータ電圧変調率Ｋ_hV1との関係を示す図である。
　すなわち、図７は、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を一定とし、横軸に示すインバータ周波数指令値ω₁ ^*が増加した場合の縦軸に示すｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*と、モータ電圧変調率Ｋ_hV1の最大値／最小値と、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}とを示す。インバータ周波数指令値ω₁ ^*が増加すると、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}も上昇してゆく。Ｋ_{hV1_fil}が１．０５未満の範囲では、図６のステップＳ１１２が実行され、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*は０にされる。

　やがて、インバータ周波数指令値ω₁ ^*が周波数ω_P1になると、Ｋ_{hV1_fil}が１．０５以上になる。すると、以後は図６のステップＳ１１０が実行され、Ｉ_d ^*が減少し始める（絶対値は増加し始める）。Ｉ_d ^*の絶対値が増加することにより、Ｋ_{hV1_fil}の上昇は緩やかになる。やがて、インバータ周波数指令値ω₁ ^*が周波数ω_P2になると、Ｋ_{hV1_fil}が１．１０以上になる。図６のステップＳ１１２が再び実行されるようになる。これにより、Ｉ_d ^*は０になるため、図７に示される通り、Ｋ_{hV1_fil}は急上昇する。

　このように、Ｋ_{hV1_fil}が急上昇した後においては、図７のω₁ ^*＞ω_P2の領域に示すように、Ｋ_hV1の最大値が１．１５以上になり、かつＫ_hV1の最小値は１．１０以上となる。上述したように、弱め界磁制御部３１は、Ｋ_hV1が１．１５に達するとＦＬＧ_weakをＯＦＦからＯＮに切り替え、Ｋ_hV1が１．１０まで低下するとＦＬＧ_weakをＯＮからＯＦＦに切り替える。従って、図７のω₁ ^*＞ω_P2の領域では、ＦＬＧ_weakの切替は頻発しない。

　弱め界磁制御フラグＦＬＧ_weakがＯＮになると、次に、制御プログラム（図６）が起動された際、ステップＳ１０４にて「ＮＯ」と判定され処理はステップＳ１０６に進む。ここでは、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}が１．０５以上かつ１．１５以下であるか否かが判定される。図７においてω₁ ^*が周波数ω_P2以上の領域では、Ｋ_{hV1_fil}は１．１５を超えているため、「ＮＯ」と判定され、処理はステップＳ１１２に進む。これにより、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*は０のまま維持される。

　この状態（フラグＦＬＧ_weakがＯＮ）からω₁ ^*が低下し、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}が１．０５以上かつ１．１５以下になると、ステップＳ１０６において「ＹＥＳ」と判定される。これにより、ステップＳ１１０において、［数１０］に基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*が算出される。また、ＦＬＧ_weakがＯＮであって、Ｋ_{hV1_fil}が１．０５未満である場合も、ステップＳ１１０にてＩ_d ^*は０になる。

　図８は、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*と、インバータ周波数指令値ω₁ ^*と、モータ電圧変調率Ｋ_hV1との他の関係を示す図である。
　すなわち、図８は、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を一定とし、横軸のインバータ周波数指令値ω₁ ^*が減少していった場合の縦軸のｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*と、モータ電圧変調率Ｋ_hV1の最大値／最小値と、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}とを示す。

　ω₁ ^*が減少してゆくと、Ｋ_{hV1_fil}も減少してゆく。周波数ω_P4において、Ｋ_{hV1_fil}が１．１５以下になると、Ｉ_d ^*がステップ的に減少し（絶対値は増加し）、Ｋ_hV1もステップ的に減少する。これによりＫ_hV1の最大値は１．１５未満、かつＫ_hV1の最小値は１．１０未満となるためＦＬＧ_weakの切替は頻発しない。

　以上のように、本実施形態によれば、巻線を有する固定子と永久磁石を有する回転子とを備えたモータ（４）を駆動するために、供給された直流電圧（Ｖ_dc）を交流電圧である出力電圧に変換し巻線に印加するとともに、出力電圧が飽和する飽和レベルは直流電圧（Ｖ_dc）に応じて変化するインバータ（９）と、出力電圧が飽和レベルよりも低い状態で、永久磁石が発生する磁束を弱める方向または強める方向の磁束を巻線に発生させるように、インバータの出力電流を増加させる制御器（１２）と、を有する。

　また、制御器（１２）は、モータ（４）の電気角の回転速度で回転する座標系において永久磁石が発生する磁束の向きをｄ軸とし、ｄ軸に直交する軸をｑ軸としたとき、周波数指令値（ω₁ ^*）に基づいて出力電流のｑ軸成分の指令値であるｑ軸電流指令値（Ｉ_q ^*）を出力するｑ軸電流指令部（２４）と、出力電流のｄ軸成分の指令値であるｄ軸電流指令値（Ｉ_d ^*）を出力するｄ軸電流指令部（３２）と、を有し、ｄ軸電流指令部（３２）は、出力電圧が飽和レベルよりも低い状態で、永久磁石が発生する磁束を弱める方向の磁束を巻線に発生させるように、ｄ軸電流指令値（Ｉ_d ^*）を制御する。

　すなわち、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}に基づいて、ステップＳ１１０，Ｓ１１２にてｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を設定するため、フラグＦＬＧ_weakの切替頻度を抑制することができ、モータ４を安定して駆動できる。

［第２実施形態］
　次に、本発明の第２実施形態によるモータ駆動システムの詳細を説明する。なお、以下の説明において、図１～図８の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
　上述した第１実施形態における弱め界磁変動抑制制御部３２は、［数１０］にて比例制御を実行するが、この比例制御の比例ゲインＫはモータ４の特性に合わせて調整することが好ましい。すなわち、比例ゲインＫが大き過ぎると、ｄ軸電流が小さくなりすぎ（絶対値が大きくなりすぎ）、モータ４やインバータ装置３の損失が増大するという問題が生じる。一方、比例ゲインＫが小さすぎる場合は、弱め界磁制御フラグＦＬＧ_weakの切替が頻発するという問題が生じる。そこで、本実施形態は、モータ４の特性に応じて比例ゲインＫを変更する煩雑さを緩和しようとするものである。

　本実施形態の構成は、第１実施形態のもの（図１、図２）と同様であるが、弱め界磁変動抑制制御部３２において実行される制御プログラムは、第１実施形態のもの（図６）に代えて、図９に示すものが適用される。
　図９において、処理がステップＳ１２２に進むと、モータ電圧変調率Ｋ_hV1をローパスフィルタ処理した結果であるモータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}が計算される。次に、処理がステップＳ１２４に進むと、Ｋ_{hV1_fil}は１．０５以上かつ１．１５以下であるか否かが判定される。ここで、「ＹＥＳ」と判定されると、処理はステップＳ１２６に進み、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*が算出される。

　図１０は、本実施形態における弱め界磁変動抑制制御部３２の要部のブロック図である。すなわち、図１０は、上述したステップＳ１２６において実行されるｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*の算出処理の内容をブロックによって示している。
　図１０において、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）４０は、モータ電圧変調率Ｋ_hV1のローパスフィルタ処理を行い、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}を出力する。減算器４２は、目標値１．０５からモータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}を減算する。積分制御部４４は、この減算結果に対して、比例積分制御を行う。リミッタ処理部４６は、積分制御部４４の出力信号に対して上限値が０になるようにリミッタ処理を行い、その結果をｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*として出力する。

　図９に戻り、処理がステップＳ１２７に進むと、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*は所定値Ｉ_{d_SET}以上であるか否かが判定される。ここで、「ＹＥＳ」と判定されると、本ルーチンの処理は終了する。これにより、ステップＳ１２６にて算出されたｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*に基づいて、ｄ軸電流が制御される。また、ステップＳ１２４またはＳ１２７のうち一方において「ＮＯ」と判定されると、処理はステップＳ１２８に進み、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*が０に設定され、本ルーチンの処理は終了する。

　図１０の処理によれば、積分制御部４４は、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}が目標値１．０５に近づくようにｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を制御するため、モータ４の特性にかかわらず、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}をほぼ一定（目標値１．０５付近の値）に保つことができる。

　図１１は、本実施形態におけるｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*と、インバータ周波数指令値ω₁ ^*と、モータ電圧変調率Ｋ_hV1との関係を示す図である。
　すなわち、図１１は、上述した図７と同様に、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を一定とし、インバータ周波数指令値ω₁ ^*が増加した場合のｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*と、モータ電圧変調率Ｋ_hV1の最大値／最小値と、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}とを示す。
　図１１において、インバータ周波数指令値ω₁ ^*が増加すると、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}も上昇してゆく。Ｋ_{hV1_fil}が１．０５未満の範囲では、上述したステップＳ１２８（図６参照）が実行され、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*は０にされる。

　やがて、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}が１．０５になると、以後はステップＳ１２４（図６参照）において「ＹＥＳ」と判定され、ステップＳ１２６が実行されるため、その後にインバータ周波数指令値ω₁ ^*が増加したとしても、Ｋ_{hV1_fil}がほぼ１．０５に保たれる。モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}が１．０５に至ったインバータ周波数指令値ω₁ ^*を周波数ω_P21とする。

　モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}がほぼ目標値１．０５に保たれることにより、ω₁ ^*の増加に伴ってＩ_d ^*が減少し始める（絶対値は増加し始める）。Ｉ_d ^*の絶対値が増加することにより、Ｋ_{hV1_fil}は一定に保たれる。モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}が一定に保たれることは、インバータ装置３の出力電圧が略一定になることに等しい。やがて、Ｉ_d ^*が所定値Ｉ_{d_SET}未満になると、図９のステップＳ１２８が再び実行されるようになるため、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*は０になる。これにより、Ｋ_{hV1_fil}は急上昇する。急上昇するタイミングにおけるインバータ周波数指令値ω₁ ^*を周波数ω_P22とする。

　このように、Ｋ_{hV1_fil}が急上昇した後においては、図１１のω₁ ^*＞ω_P22の領域に示すように、モータ電圧変調率Ｋ_hV1の最大値は１．１５を超え、最小値は１．１０を超えている。上述したように、弱め界磁制御部３１は、Ｋ_hV1が１．１５に達するとＦＬＧ_weakをＯＦＦからＯＮに切り替え、Ｋ_hV1が１．１０まで低下するとＦＬＧ_weakをＯＮからＯＦＦに切り替える。従って、図１１のω₁ ^*＞ω_P22の領域では、弱め界磁制御フラグＦＬＧ_weakはＯＮのまま保たれ、ＦＬＧ_weakの切替は頻発しない。ここで、所定値Ｉ_{d_SET}は、その値以下にＩ_d ^*を減少させると種々の不具合が生じ得る値であり、モータ４の特性に応じて調整するとよい。

　図１２は、本実施形態におけるｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*と、インバータ周波数指令値ω₁ ^*と、モータ電圧変調率Ｋ_hV1との他の関係を示す図である。
　すなわち、図１２は、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を一定とし、インバータ周波数指令値ω₁ ^*が減少していった場合のｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*と、モータ電圧変調率Ｋ_hV1の最大値／最小値と、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}とを示す。

　ω₁ ^*が図中の最大値から減少してゆくと、Ｋ_{hV1_fil}も減少してゆく。周波数ω_P24において、Ｋ_{hV1_fil}が１．１５以下になると、Ｉ_d ^*がステップ的に減少し（絶対値は増加し）、Ｋ_{hV1_fil}も目標値１．０５に向かってステップ的に減少する。周波数ω_P24未満の領域では、モータ電圧変調率Ｋ_hV1の最大値は１．１５未満になり、最小値も１．１０未満になる。これにより、弱め界磁制御部３１によってフラグＦＬＧ_weakがＯＦＦにされるとともに、このＯＦＦ状態が継続的に維持される。これにより、ＦＬＧ_weakの切替は頻発しない。

　以上のように、本実施形態によれば、ｄ軸電流指令部（３２）は、周波数指令値（ω₁ ^*）の変化に対して出力電圧が略一定になるようにｄ軸電流指令値（Ｉ_d ^*）を制御する。より具体的には、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}に基づいて、ステップＳ１２６，Ｓ１２８にてｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を設定するため、第１実施形態と同様に、フラグＦＬＧ_weakの切替頻度を抑制することができる。そして、［数１０］を用いることなく（比例ゲインＫを用いることなく）ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を設定できるため、モータ４の特性に応じて比例ゲインＫを設定する煩雑さを解消することができる。

［第３実施形態］
　次に、本発明の第３実施形態によるモータ駆動システムの詳細を説明する。
　上述した第２実施形態における弱め界磁変動抑制制御部３２は、モータ４の特性に応じて所定値Ｉ_{d_SET}を調整していた。本実施形態は、この調整を不要にすることにより、モータ４の特性に応じて各種パラメータを変更する煩雑さを緩和しようとするものである。
　本実施形態の構成は、第１実施形態のもの（図１、図２）と同様であるが、制御器１２のアルゴリズムは、第１実施形態のもの（図２参照）とは異なる。

　図１３は、本実施形態における制御器１２のアルゴリズムの要部のブロック図である。なお、以下の説明において、図１～図１２の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。本実施形態における制御器１２の構成は第１実施形態のもの（図２参照）とほぼ同様であるが、図２に示した電流制御部２５に代えて、図１３に示す電流制御部３３が適用される。また、図１３に示すように、本実施形態の制御器１２は、加算器３５と、Ｖ_dＶ_q演算部３６と、ＡＶＲ演算部３７と、を有している。

　電流制御部３３は、減算器３３１，３３３と、比例積分制御部３３２，３３４と、加算器３３５と、を有している。電流制御部３３において減算器３３１は、０からｄ軸電流検出値Ｉ_dcを減算する。比例積分制御部３３２は、この減算結果（－Ｉ_dc）に対して比例積分制御を行い、その結果を第２のｄ軸電流指令値Ｉ_d ^**として出力する。但し、比例積分制御部３３２は、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}が１．０５以上になると、動作を停止する。この際、積分項は０クリアせず、値を保持する。

　また、加算器３５は、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*と第２のｄ軸電流指令値Ｉ_d ^**とを加算する。Ｖ_dＶ_q演算部２６は、第２のｑ軸電流指令値Ｉ_q ^**と、加算器３５の加算結果（Ｉ_d ^*＋Ｉ_d ^**）と、インバータ周波数指令値ω₁ ^*と、に基づいて、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*を演算する。すなわち、上述した［数３］における「Ｉ_d ^**」に代えて「Ｉ_d ^*＋Ｉ_d ^**」を適用したものが、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*になる。

　一方、Ｖ_dＶ_q演算部３６は、第２のｄ軸電流指令値Ｉ_d ^**と、第２のｑ軸電流指令値Ｉ_q ^**と、インバータ周波数指令値ω₁ ^*と、に基づいて、ｄ軸電圧判定値Ｖ_{d_SET}とｑ軸電圧判定値Ｖ_{q_SET}を演算する。すなわち、上述した第１実施形態の［数３］におけるｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*が、本実施形態におけるｄ軸，ｑ軸電圧判定値Ｖ_{d_SET}，Ｖ_{q_SET}になる。

　また、ＡＶＲ演算部２７は、上述した［数４］，［数５］，［数６］と同様の演算により、モータ電圧変調率Ｋ_hV1を演算する。また、ＡＶＲ演算部３７は、上述した［数４］，［数５］，［数６］において、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*をｄ軸，ｑ軸電圧判定値Ｖ_{d_SET}，Ｖ_{q_SET}に置き換え、モータ電圧変調率Ｋ_hV1をモータ電圧変調率判定値Ｋ_{hV1_SET}に置き換えた数式に基づいて、モータ電圧変調率判定値Ｋ_{hV1_SET}を演算する。
　以上のようにして求められたモータ電圧変調率Ｋ_hV1と、モータ電圧変調率判定値Ｋ_{hV1_SET}とは、弱め界磁変動抑制制御部３２に供給される。

　本実施形態における弱め界磁変動抑制制御部３２は、モータ電圧変調率判定値Ｋ_{hV1_SET}の低域成分が１．１５未満かつ１．０５以上であることを条件として、図１０に示したアルゴリズムにてｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を算出する。そこで、この弱め界磁変動抑制制御部３２の処理を詳述する。

　図１４は、本実施形態の弱め界磁変動抑制制御部３２にて、第１実施形態のもの（図６）に代えて、実行される制御プログラムのフローチャートである。
　図１４において、処理がステップＳ１３２に進むと、Ｋ_hV1をローパスフィルタ処理した結果であるモータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}が計算される。次に、処理がステップＳ１３３に進むと、Ｋ_{hV1_SET}をローパスフィルタ処理した結果であるモータ電圧変調率判定値低域成分Ｋ_{hV1_SETfil}が計算される。

　次に、処理がステップＳ１３４に進むと、Ｋ_{hV1_SETfil}は、１．０５以上かつ１．１５以下であるか否かが判定される。ここで、「ＹＥＳ」と判定されると、処理はステップＳ１３６に進み、弱め界磁変動抑制制御部３２は、図１０に示したアルゴリズムにて、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を算出する。一方、ステップＳ１３４において「ＮＯ」と判定されると、処理はステップＳ１３８に進み、弱め界磁変動抑制制御部３２は、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を０にする。

　図１５は、本実施形態におけるｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*と、インバータ周波数指令値ω₁ ^*と、モータ電圧変調率Ｋ_hV1との他の関係を示す図である。
　すなわち、図１５は、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を一定とし、インバータ周波数指令値ω₁ ^*が増加した場合のｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*と、モータ電圧変調率Ｋ_hV1の最大値／最小値と、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}と、モータ電圧変調率判定値低域成分Ｋ_{hV1_SETfil}と、を示す。

　図１５において、インバータ周波数指令値ω₁ ^*が増加すると、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}も上昇する。そして、Ｋ_{hV1_fil}が１．０５に達すると、それ以降、Ｋ_{hV1_fil}がほぼ目標値１．０５に保たれることにより、ω₁ ^*の増加に伴ってＩ_d ^*が減少し始める（絶対値は増加し始める）。Ｋ_{hV1_fil}が１．０５に至ったインバータ周波数指令値ω₁ ^*を周波数ω_P31（第１の指令値）とする。一方、モータ電圧変調率判定値低域成分Ｋ_{hV1_SETfil}は、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*の影響を受けないため、図１５内の破線で示すように、インバータ周波数指令値ω₁ ^*の増加に伴って増加し続ける。

　その後、Ｋ_{hV1_SETfil}が１．１５に達すると、図１４におけるステップＳ１３８が実行されるようになるため、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*は０になり、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}は急上昇する。急上昇するタイミングにおけるインバータ周波数指令値ω₁ ^*を周波数ω_P32（第２の指令値）とする。

　このように、Ｋ_{hV1_fil}が急上昇した後においては、図１５のω₁ ^*＞ω_P32の領域に示すように、モータ電圧変調率Ｋ_hV1の最大値は１．１５を超え、最小値は１．１０を超えている。上述したように、弱め界磁制御部３１は、Ｋ_hV1が１．１５に達するとＦＬＧ_weakをＯＦＦからＯＮに切り替え、Ｋ_hV1が１．１０まで低下するとＦＬＧ_weakをＯＮからＯＦＦに切り替える。従って、図１５のω₁ ^*＞ω_P32の領域では、弱め界磁制御フラグＦＬＧ_weakはＯＮのまま保たれ、ＦＬＧ_weakの切替は頻発しない。

　以上のように、本実施形態によれば、ｄ軸電流指令部（３２）は、周波数指令値（ω₁ ^*）が所定の第１の指令値（ω_P31）未満であればｄ軸電流指令値（Ｉ_d ^*）を０とし、周波数指令値（ω₁ ^*）が第１の指令値（ω_P31）以上であって所定の第２の指令値（ω_P32）未満であるときは、出力電圧が略一定になるように、周波数指令値（ω₁ ^*）が大きくなるほどｄ軸電流指令値（Ｉ_d ^*）の絶対値を大きくし、周波数指令値（ω₁ ^*）が第２の指令値（ω_P32）以上であれば、ｄ軸電流指令値（Ｉ_d ^*）を０とする。

　より具体的には、モータ電圧変調率判定値低域成分Ｋ_{hV1_SETfil}に基づいて、ステップＳ１３６，Ｓ１３８にてｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を設定するため、第１実施形態と同様に、フラグＦＬＧ_weakの切替頻度を抑制することができる。さらに、所定値Ｉ_{d_SET}を用いることなくｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を設定できるため、モータ４の特性に応じて所定値Ｉ_{d_SET}を設定する煩雑さを解消することができる。

［第４実施形態］
　次に、本発明の第４実施形態によるモータ駆動システムの詳細を説明する。
　本実施形態の全体構成は、第１実施形態のもの（図１）と同様であるが、制御器１２のアルゴリズムは、第１実施形態のものとは異なる。
　図１６は、本実施形態における制御器１２のアルゴリズムのブロック図であり、制御プログラム等によって実現される機能をブロックとして示している。なお、以下の説明において、図１～図１５の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。

　本実施形態において、制御器１２は、ローパスフィルタ５４を有している。ローパスフィルタ５４は、モータ電圧変調率Ｋ_hV1に対してローパスフィルタ処理を行い、その結果をモータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil2}として弱め界磁制御部３１に出力する。ローパスフィルタ５４の時定数は、直流電圧検出値Ｖ_dcのリップル周波数よりも充分に大きい値とする。

　上述した第１実施形態における弱め界磁制御部３１は、弱め界磁制御フラグＦＬＧ_weakがＯＦＦである場合には、モータ電圧変調率Ｋ_hV1が１．１５に達した際に該フラグＦＬＧ_weakをＯＮに切り替え、該フラグＦＬＧ_weakがＯＮの場合には、Ｋ_hV1が１．１０まで低下した際に該フラグＦＬＧ_weakをＯＦＦに切り替えていた。

　これに対して、本実施形態における弱め界磁制御部３１は、弱め界磁制御フラグＦＬＧ_weakがＯＦＦである場合には、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil2}が１．１０に達した際に該フラグＦＬＧ_weakをＯＮに切り替え、該フラグＦＬＧ_weakがＯＮの場合には、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil2}が１．０５まで低下した際に該フラグＦＬＧ_weakをＯＦＦに切り替える点で相違する。上述した以外の制御器１２の構成は、第１実施形態のもの（図２参照）と同様である。

　本実施形態における弱め界磁制御部３１は、モータ電圧変調率Ｋ_hV1に対して予めローパスフィルタ処理が施された結果であるモータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil2}に基づいて、弱め界磁制御フラグＦＬＧ_weakのＯＮ／ＯＦＦ状態を設定するため、該フラグＦＬＧ_weakの切替が頻発することはなくなる。

　但し、モータ電圧変調率Ｋ_hV1が急激に上昇した場合等においては、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil2}の応答が遅れる場合もある。仮に、本実施形態において、フラグＦＬＧ_weakをＯＮにする閾値として、第１実施形態と同一の「１．１５」を適用したとする。この場合、インバータ装置３の出力電圧が飽和するにもかかわらず、フラグＦＬＧ_weakがＯＮに切り替わらず、弱め界磁変動抑制制御部３２において弱め界磁制御電圧操作量δθ_weakを調整できなくなる問題が生じ得る。

　本実施形態においては、上述したように、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil2}が１．１０に達した際にフラグＦＬＧ_weakをＯＮにするため、実際にモータ電圧変調率Ｋ_hV1が１．１５に達する以前にフラグＦＬＧ_weakをＯＮにできる。これにより、インバータ装置３の出力電圧が飽和するにもかかわらず弱め界磁制御電圧操作量δθ_weakを調整できなくなる状態を防止できる。

　以上のように、本実施形態によれば、制御器（１２）は、直流電圧（Ｖ_dc）の変動に応じて変動する値（Ｋ_hV1）が入力されるローパスフィルタ（５４）と、ローパスフィルタ（５４）の出力信号に基づいて、弱め界磁制御を行うか否かを決定する弱め界磁制御部（３１）と、を有する。これにより、第１実施形態と同様に、モータ４を安定して駆動できる。

［第５実施形態］
　次に、本発明の第５実施形態によるモータ駆動システムの詳細を説明する。なお、以下の説明において、図１～図１６の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
　本実施形態の構成は、第１実施形態のもの（図１、図２）と同様であるが、弱め界磁変動抑制制御部３２において実行される制御プログラムは、第１実施形態のもの（図６）に代えて、図１７に示すものが適用される。

　図１７において、処理がステップＳ１４２に進むと、Ｋ_hV1をローパスフィルタ処理した結果であるモータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}が計算される。次に、処理がステップＳ１４４に進むと、弱め界磁制御フラグＦＬＧ_weakはＯＦＦであるか否かが判定される。ステップＳ１４４において「ＹＥＳ」と判定されると、処理はステップＳ１４８に進み、モータ電圧変調率Ｋ_hV1の過去所定時間（例えば２０ミリ秒）内の最大値ｍａｘ（Ｋ_hV1）は１．１０以上かつ１．１５以下であるか否かが判定される。

　ステップＳ１４８において「ＹＥＳ」と判定されると、処理はステップＳ１５０に進み、上述した［数１０］に基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*が算出され、本ルーチンの処理は終了する。一方、ステップＳ１４８において「ＮＯ」と判定されると、処理はステップＳ１５２に進み、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*が０に設定され、本ルーチンの処理は終了する。

　また、フラグＦＬＧ_weakがＯＦＦであった場合には、処理はステップＳ１４６に進み、モータ電圧変調率Ｋ_hV1の過去所定時間（例えば２０ミリ秒）内の最小値ｍｉｎ（Ｋ_hV1）は１．００以上かつ１．１０以下であるか否かが判定される。ステップＳ１４６において「ＹＥＳ」と判定されると、処理はステップＳ１５０に進み、上述した［数１０］に基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*が算出され、本ルーチンの処理は終了する。一方、ステップＳ１４６において「ＮＯ」と判定されると、処理はステップＳ１５２に進み、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*が０に設定され、本ルーチンの処理は終了する。

　以上のように、本実施形態によれば、過去所定時間内のモータ電圧変調率Ｋ_hV1の最小値ｍｉｎ（Ｋ_hV1）および最大値ｍａｘ（Ｋ_hV1）に基づいて、ｄ軸電流指令値（Ｉ_d ^*）を制御することができる。
　これにより、第１実施形態と同様に、モータ４を安定して駆動できる。

［第６実施形態］
　次に、本発明の第６実施形態によるモータ駆動システムの詳細を説明する。なお、以下の説明において、図１～図１７の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
　本実施形態の構成は、第１実施形態のもの（図１、図２）と同様であるが、弱め界磁変動抑制制御部３２において実行される制御プログラムは、第１実施形態のもの（図６）に代えて、図１８に示すものが適用される。

　図１８において、処理がステップＳ１６２に進むと、Ｋ_hV1をローパスフィルタ処理した結果であるモータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}が計算される。次に、処理がステップＳ１６４に進むと、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}は１．０５以上かつ１．２０以下であるか否かが判定される。ここで、「ＹＥＳ」と判定されると、処理はステップＳ１６６に進み、弱め界磁変動抑制制御部３２は、図１９に示すアルゴリズム（詳細は後述する）によってｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を算出する。

　次に、処理がステップＳ１６７に進むと、算出されたｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*が、所定値Ｉ_{d_SET2}（詳細は後述する）以上であるか否かが判定される。ここで「ＹＥＳ」と判定されると、本ルーチンの処理は終了し、先にステップＳ１６６で算出されたｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*が適用される。また、ステップＳ１６４またはステップＳ１６７の何れかにおいて「ＮＯ」と判定されると、処理はステップＳ１６８に進み、弱め界磁変動抑制制御部３２は、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を０に設定する。

　図１９は、本実施形態における弱め界磁変動抑制制御部３２の要部のブロック図である。
　図１９において、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）４０は、モータ電圧変調率Ｋ_hV1のローパスフィルタ処理を行い、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}を出力する。減算器４２は、目標値１．２０からモータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}を減算する。積分制御部４４は、この減算結果に対して、比例積分制御を行う。リミッタ処理部４６は、積分制御部４４の出力信号に対して下限値が０になるようにリミッタ処理を行い、その結果をｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*として出力する。

　図１９のアルゴリズムによれば、積分制御部４４は、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}が目標値１．２０に近づくようにｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を制御するため、モータ４の特性にかかわらず、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}をほぼ一定（目標値１．２０付近の値）に保つことができる。

　図２０は、本実施形態におけるｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*と、インバータ周波数指令値ω₁ ^*と、モータ電圧変調率Ｋ_hV1との関係を示す図である。
　すなわち、図２０は、上述した図７や図１１と同様に、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を一定とし、インバータ周波数指令値ω₁ ^*が増加した場合のｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*と、モータ電圧変調率Ｋ_hV1の最大値／最小値と、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}とを示す。
図２０において、インバータ周波数指令値ω₁ ^*が増加すると、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}も上昇してゆく。Ｋ_{hV1_fil}が１．０５未満の範囲では、上述したステップＳ１６４，Ｓ１６８（図１８参照）が実行され、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*は０にされる。

　やがて、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}が１．０５になると、以後はステップＳ１６４において「ＹＥＳ」と判定され、ステップＳ１６６が実行される。これにより、図１９のアルゴリズムに基づいて、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}が１．２０になる程度のｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*が算出される。そして、算出されたＩ_d ^*が所定値Ｉ_{d_SET2}以下である限り、算出されたＩ_d ^*が、そのまま電流制御部２５（図１６参照）に供給される。なお、所定値Ｉ_{d_SET2}は、その値以上にＩ_d ^*を増加させると種々の不具合が生じ得る値であり、モータ４の特性に応じて調整するとよい。

　図２０の例では、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}が１．０５になると、Ｋ_{hV1_fil}が急上昇し、１．２０に至っている。このＫ_{hV1_fil}が急上昇するインバータ周波数指令値ω₁ ^*を周波数ω_P61とする。周波数ω_P61においては、このＫ_{hV1_fil}＝１．２０を実現するため、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*も急増している。第１実施形態（図７参照）等において前述した例では、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*が０以外の値に設定される場合とは、「モータ４の永久磁石の磁束を弱める方向に磁束を発生する」場合であり、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*は負値に設定されていた。しかし、本実施形態においては、図２０に示すように、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*は正値に設定される。

　ここで、図２０に示すように、周波数ω_P61において、モータ電圧変調率Ｋ_hV1の最大値は１．１５を超え、最小値は１．１０を超えている。上述したように、弱め界磁制御部３１は、Ｋ_hV1が１．１５に達するとＦＬＧ_weakをＯＦＦからＯＮに切り替え、Ｋ_hV1が１．１０まで低下するとＦＬＧ_weakをＯＮからＯＦＦに切り替える。従って、図２０のω₁ ^*＞ω_P61の領域では、弱め界磁制御フラグＦＬＧ_weakはＯＮのまま保たれ、ＦＬＧ_weakの切替は頻発しない。

　インバータ周波数指令値ω₁ ^*がω_P61よりもさらに増加してゆくと、より小さなＩ_d ^*によってもＫ_{hV1_fil}＝１．２０を実現できるようになるため、ω₁ ^*の増加に伴ってＩ_d ^*が減少してゆく。そして、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*が下限値（０）に達してもモータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}が１．２０を超える状態になると、ステップＳ１６４（図１８参照）において「ＮＯ」と判定されるようになり、ステップＳ１６８にて、Ｉ_d ^*が０に設定されるようになる。このように、モータ電圧変調率低域成分Ｋ_{hV1_fil}が１．２０を超えて再び上昇に転ずるインバータ周波数指令値ω₁ ^*をω_P62と呼ぶ。

　なお、図１８のステップＳ１６６では、図１９のアルゴリズムに基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を算出したが、例えば、第１実施形態の［数１０］と同様に、「Ｉ_d ^*＝（１．２０－Ｋ_{hV1_fil}）×Ｋ」のように、比例ゲインＫを用いてｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を算出してもよい。

　以上のように、本実施形態によれば、ｄ軸電流指令部（３２）は、出力電圧が飽和レベルよりも低い状態で、永久磁石が発生する磁束を強める方向の磁束を巻線に発生させるように、ｄ軸電流指令値（Ｉ_d ^*）を制御する。
　これにより、第１実施形態と同様に、モータ４を安定して駆動できる。

［第７実施形態］
　次に、本発明の第７実施形態による空気調和機Ｗの構成を説明する。以下の説明において、図１～図２０の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
　図２１は、第７実施形態に係る空気調和機Ｗの概略構成図である。図示のように、空気調和機Ｗは、室内機Ｕ１と、室外機Ｕ２と、両者を接続する配管ｋと、リモコンＲｅと、を有している。空気調和機Ｗは、周知のヒートポンプサイクルで冷媒を循環させることによって、空調（冷房運転、暖房運転、除湿運転等）を実行する機器である。リモコンＲｅは、室内機Ｕ１との間で所定の各種信号（運転／停止指令、設定温度の変更、タイマの設定、運転モードの変更等）を送受信するものである。

　室外機Ｕ２は、各種電気部品を収納する電気品箱８０と、圧縮機８２と、を有している。ここで、電気品箱８０は、コンバータ回路２（図１参照）と、上述した第１～第６実施形態の何れかのインバータ装置３（図１参照）と、を備えている。また、圧縮機８２は、その内部に、上述したモータ４を備えている。
　従って、本実施形態の空気調和機Ｗは、上述した第１～第６実施形態と同様に、フラグＦＬＧ_weakの切替頻度を抑制することができ、安定した運転を継続できる。

［変形例］
　本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について削除し、若しくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。また、図中に示した制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上で必要な全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。

（１）上記各実施形態における制御器１２のハードウエアは一般的なコンピュータによって実現できるため、図６，図９，図１４，図１７，図１８に示したフローチャートに係るプログラム等や、テーブル、ファイル等の情報は、メモリや、ハードディスク、ＳＳＤ（Solid State Drive）等の記録装置、または、ＩＣカード、ＳＤカード、ＤＶＤ等の記憶媒体に格納し、または伝送路を介して頒布してもよい。

（２）また、図６，図９，図１４，図１７，図１８に示した処理は、上記実施形態ではプログラムを用いたソフトウエア的な処理として説明したが、その一部または全部をＡＳＩＣ(Application Specific Integrated Circuit；特定用途向けＩＣ)、あるいはＦＰＧＡ(field-programmable gate array)等を用いたハードウエア的な処理に置き換えてもよい。

（３）また、第１～第６実施形態のインバータ装置３は、第７実施形態の空気調和機Ｗのみならず、換気扇、冷凍機、洗濯機、掃除機、工業機械、電気自動車、鉄道車両、船舶、エレベータ、エスカレータ等、種々の電気機器に適用することができる。これにより、これらの電気機器においては、その用途に応じて優れた性能を発揮できる。

３　インバータ装置（電力変換装置）
４　永久磁石同期モータ（モータ）
９　ＩＰＭ（インバータ）
１２　制御器
２４　速度制御部（ｑ軸電流指令部）
３１　弱め界磁制御部
３２　弱め界磁変動抑制制御部（ｄ軸電流指令部）
４０，５４　ローパスフィルタ
８２　圧縮機
ω₁ ^*　インバータ周波数指令値（周波数指令値）
ω_P31　周波数（第１の指令値）
ω_P32　周波数（第２の指令値）
Ｉ_d ^*　ｄ軸電流指令値
Ｉ_q ^*　ｑ軸電流指令値
Ｖ_dc　直流電圧検出値
Ｗ　空気調和機

Claims

　巻線を有する固定子と永久磁石を有する回転子とを備えたモータを駆動するために、供給された直流電圧を交流電圧である出力電圧に変換し前記巻線に印加するとともに、前記出力電圧が飽和する飽和レベルは前記直流電圧に応じて変化するインバータと、
　前記出力電圧が前記飽和レベルよりも低い状態で、前記永久磁石が発生する磁束を弱める方向または強める方向の磁束を前記巻線に発生させるように、前記インバータの出力電流を増加させる制御器と、
　を有することを特徴とする電力変換装置。
　前記制御器は、
　前記モータの電気角の回転速度で回転する座標系において前記永久磁石が発生する磁束の向きをｄ軸とし、前記ｄ軸に直交する軸をｑ軸としたとき、周波数指令値に基づいて前記出力電流のｑ軸成分の指令値であるｑ軸電流指令値を出力するｑ軸電流指令部と、
　前記出力電流のｄ軸成分の指令値であるｄ軸電流指令値を出力するｄ軸電流指令部と、
　を有し、
　前記ｄ軸電流指令部は、前記出力電圧が前記飽和レベルよりも低い状態で、前記永久磁石が発生する磁束を弱める方向の磁束を前記巻線に発生させるように、前記ｄ軸電流指令値を制御する
　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　前記ｄ軸電流指令部は、前記周波数指令値の変化に対して前記出力電圧が略一定になるように前記ｄ軸電流指令値を制御する
　ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
　前記ｄ軸電流指令部は、前記周波数指令値が所定の第１の指令値未満であれば前記ｄ軸電流指令値を０とし、前記周波数指令値が前記第１の指令値以上であって所定の第２の指令値未満であるときは、前記出力電圧が略一定になるように、前記周波数指令値が大きくなるほど前記ｄ軸電流指令値の絶対値を大きくし、前記周波数指令値が前記第２の指令値以上であれば、前記ｄ軸電流指令値を０とする
　ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
　前記制御器は、
　前記直流電圧の変動に応じて変動する値が入力されるローパスフィルタと、
　前記ローパスフィルタの出力信号に基づいて、弱め界磁制御を行うか否かを決定する弱め界磁制御部と、
　をさらに有することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
　前記制御器は、
　前記モータの電気角の回転速度で回転する座標系において前記永久磁石が発生する磁束の向きをｄ軸とし、前記ｄ軸に直交する軸をｑ軸としたとき、周波数指令値に基づいて前記出力電流のｑ軸成分の指令値であるｑ軸電流指令値を出力するｑ軸電流指令部と、
　前記出力電流のｄ軸成分の指令値であるｄ軸電流指令値を出力するｄ軸電流指令部と、
　を有し、
　前記ｄ軸電流指令部は、前記出力電圧が前記飽和レベルよりも低い状態で、前記永久磁石が発生する磁束を強める方向の磁束を前記巻線に発生させるように、前記ｄ軸電流指令値を制御する
　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　巻線を有する固定子と永久磁石を有する回転子とを備えたモータを有する圧縮機と、
　供給された直流電圧を交流電圧である出力電圧に変換し前記巻線に印加するとともに、前記出力電圧が飽和する飽和レベルは前記直流電圧に応じて変化するインバータと、
　前記出力電圧が前記飽和レベルよりも低い状態で、前記永久磁石が発生する磁束を弱める方向または強める方向の磁束を前記巻線に発生させるように、前記インバータの出力電流を増加させる制御器と、
　を有することを特徴とする空気調和機。