CN109155606A - 电力变换装置以及空调机 - Google Patents

Abstract

本发明实现能够稳定地驱动电动机的电力变换装置(3)。为此，设置有：逆变器(9)，其为了驱动具备具有线圈的定子以及具有永久磁体的转子的电动机(4)，将被提供的直流电压变换为作为交流电压的输出电压并施加到线圈，并且输出电压饱和的饱和电平与直流电压相应地变化；以及控制器(12)，其在输出电压低于饱和电平的状态下，增加逆变器的输出电流，以使线圈产生使永久磁体所产生的磁通削弱的方向或者增强的方向的磁通。

Description

电力变换装置以及空调机

技术领域

本发明涉及一种电力变换装置以及空调机。

背景技术

关于对永久磁体同步电动机进行磁场削弱控制的技术，在以下专利文献1的摘要中记载了“顺利地切换将电流指令运算部作为特征的矢量控制与电压相位操作型磁场削弱控制，并且改善切换时的效率。”和“通过组合以下的任一个或者多个来解决课题。1.具备以下处理：在从通常控制切换为电压相位操作型磁场削弱控制时，减小根据中间的电压指令值Vdc*、Vqc*求出的电压相位。2.在从电压相位操作型磁场削弱控制返回到通常控制时，将使d轴电流检测值平均化而得到的值设为输入到d轴电流指令运算部的第一d轴电流指令值。3.在从电压相位操作型磁场削弱控制返回到通常控制时，切换d轴电流指令运算部的增益。4.除了具备通常控制、电压相位操作型磁场削弱控制以外，还具备电动机常数(电阻、电感、发电常数)同定运算部。”。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2010-142030号公报

发明内容

发明要解决的课题

在此，假设以下情况：通过转换器电路将商用电源等的交流电压变换为直流电压，通过逆变器装置将该直流电压变换为任意频率的交流电压，对永久磁体同步电动机(以下，称为电动机)进行驱动。在商用电源等的交流电压中发生失真的情况下，或在应用廉价的转换器电路作为转换器电路的情况下，波动成分叠加到由转换器电路输出的直流电压。当由于该直流电压的波动成分而磁场削弱控制的开/关(ON/OFF)状态频繁切换时，逆变器装置的输出电压、输出电流受到干扰，电动机变得不稳定，有时引起过电流停止、失步、转速急剧变动等问题。

本发明是鉴于上述情形而完成的，目的在于提供一种能够稳定地驱动电动机的电力变换装置以及空调机。

用于解决课题的手段

为了解决上述课题，本发明的电力变换装置的特征在于，具有：逆变器，其为了驱动具备具有线圈的定子以及具有永久磁体的转子的电动机，将被提供的直流电压变换为作为交流电压的输出电压并施加到上述线圈，并且上述输出电压饱和的饱和电平与上述直流电压相应地变化；以及控制器，其在上述输出电压低于上述饱和电平的状态下增加上述逆变器的输出电流，以使线圈产生使上述永久磁体所产生的磁通削弱的方向或者增强的方向的磁通。

发明效果

根据本发明，能够稳定地驱动电动机。

附图说明

图1是本发明的第一实施方式的电动机驱动系统的框图。

图2是第一实施方式的控制器的框图。

图3是第一实施方式的调制前的U相电压调制系数、三角波的调制信号以及调制后的U相电压调制系数的波形图。

图4是第一实施方式的PWM信号和载波信号的波形图。

图5是表示第一实施方式的磁场削弱控制时的d轴、q轴电压指令值以及电压指令峰值的相位关系的图。

图6是在第一实施方式的磁场削弱变动抑制控制部中执行的控制程序的流程图。

图7是表示第一实施方式的d轴电流指令值、逆变器频率指令值以及电动机电压调制系数的关系的图。

图8是表示第一实施方式的d轴电流指令值、逆变器频率指令值以及电动机电压调制系数的其它关系的图。

图9是在第二实施方式的磁场削弱变动抑制控制部中执行的控制程序的流程图。

图10是第二实施方式的磁场削弱变动抑制控制部的主要部分的框图。

图11是表示第二实施方式的d轴电流指令值、逆变器频率指令值以及电动机电压调制系数的关系的图。

图12是表示第二实施方式的d轴电流指令值、逆变器频率指令值以及电动机电压调制系数的其它关系的图。

图13是第三实施方式的控制器的主要部分的框图。

图14是在第三实施方式的磁场削弱变动抑制控制部中执行的控制程序的流程图。

图15是表示第三实施方式的d轴电流指令值、逆变器频率指令值以及电动机电压调制系数的其它关系的图。

图16是第四实施方式的控制器的框图。

图17是在第五实施方式的磁场削弱变动抑制控制部中执行的控制程序的流程图。

图18是在第六实施方式的磁场削弱变动抑制控制部中执行的控制程序的流程图。

图19是第六实施方式的磁场削弱变动抑制控制部的主要部分的框图。

图20是表示第六实施方式的d轴电流指令值、逆变器频率指令值以及电动机电压调制系数的其它关系的图。

图21是第七实施方式的空调机的概要结构图。

具体实施方式

[第一实施方式]

以下，详细说明本发明的第一实施方式的电动机驱动系统S1。

图1是本发明的第一实施方式的电动机驱动系统S1的框图。在图1中，电动机驱动系统S1具有将来自交流电压源1的交流电压变换为直流电压的转换器电路2、逆变器装置3(电力变换装置)以及永久磁体同步电动机4(以下，称为电动机4)。电动机4具备埋设有永久磁体的转子(未图示)以及具有线圈的定子(未图示)。交流电压源1向转换器电路2提供3相交流电压。

转换器电路2具有3相二极管桥5、直流电抗器6以及平滑电容器7。当从交流电压源1向3相二极管桥5提供3相交流电压时，从3相二极管桥5输出全波整流过的电压。3相二极管桥5的输出存在P侧和N侧，P侧与直流电抗器6相连接。在直流电抗器6的输出与3相二极管桥5的N侧输出之间连接有平滑电容器7。而且，平滑电容器7的端子间电压作为直流电压从转换器电路2输出。

从转换器电路2输出的直流电压被输入到逆变器装置3。逆变器装置3具备直流电压检测电路8、具有逆变器功能的IPM(Intelligent Power Module：智能功率模块)9、U相电动机电流检测电路10、V相电动机电流检测电路11、控制器12以及栅极驱动电路13。

从转换器电路2提供的直流电压被输入到IPM 9(逆变器)。IPM 9具有6个IGBT以及与各IGBT并联连接的FWD(Free Wheeling Diode：续流二极管)(均没有附图标记)。而且，IPM 9根据从栅极驱动电路13提供的栅极驱动信号18使各IGBT进行开/关(ON/OFF)，由此将直流电压变换为3相交流电压。该3相交流电压成为逆变器装置3的输出。另外，直流电压检测电路8对输入到逆变器装置3的直流电压进行计测，将计测结果作为直流电压检测信号14而提供给控制器12。

由逆变器装置3输出的3相交流电压被施加到电动机4的线圈。另外，沿着在流过电动机4的3相电流中的U相和V相的线路配置有U相电动机电流检测电路10和V相电动机电流检测电路11。这些电流检测电路10、11将U相电动机电流检测信号15和V相电动机电流检测信号16分别提供给控制器12。控制器12根据直流电压检测信号14、U相电动机电流检测信号15以及V相电动机电流检测信号16，运算用于对IPM 9中的IGBT进行开/关(ON/OFF)的占空比，输出具有该占空比的PWM信号17。PWM信号17被变换为具有充分电压的栅极驱动信号18，以在栅极驱动电路13中对IGBT进行开/关。

控制器12具备CPU(Central Processing Unit：中央处理单元)、RAM(RandomAccess Memory：随机存取存储器)、ROM(Read Only Memory：只读存储器)等作为通用计算机的硬件，在ROM中存储有通过CPU执行的控制程序、各种数据等。

图2是表示控制器12的算法的框图，将通过控制程序等实现的功能表示为块。

在图2中，U相电动机电流检测信号15和V相电动机电流检测信号16被输入到A/D变换器19。而且，A/D变换器19输出将U相电动机电流检测信号15和V相电动机电流检测信号16分别乘以预定的增益(称为电流检测电路增益)而得到的结果，作为U相电流检测值I_U和V相电流检测值I_V。

在dq变换器20中输入U相电流检测值I_U、V相电流检测值IV以及d轴相位θ_dc(在后文中详细说明)。而且，dq变换器20根据以下[式1]输出d轴电流检测值I_dc和q轴电流检测值I_qc。

[式1]

I_w＝-I_v-I_u

在此，假设以电动机4的电角(将机械角乘以电动机4的极对数而得到的值)进行旋转的坐标系。在该坐标系中将永久磁体所产生的磁通的朝向设为d轴，将与d轴正交的轴设为q轴。将具有d轴和q轴的该坐标系称为“dq轴坐标系”。上述d轴电流检测值I_dc和q轴电流检测值I_qc为dq轴坐标系上的值。

另外，在轴误差运算21中输入d轴电流检测值I_dc、q轴电流检测值I_qc以及逆变器频率ω₁。而且，轴误差运算21根据以下[式2]运算轴误差Δθ_c并输出。此外，在[式2]中，V_d*为d轴电压指令值、V_q*为q轴电压指令值、R为电动机线圈电阻值、L_d为电动机d轴电感、L_q为电动机q轴电感。

[式2]

Δθ_c＝tan^-1{(V_d*-R×I_dc+ω₁×L_q×I_qc)/(V_q ^*-R×I_qc-ω₁×L_q×I_dc)}

PLL控制部22进行将轴误差Δθ_c设为输入的比例积分控制，计算逆变器频率ω₁。d轴相位更新部23将d轴相位θ_dc的上一次(一运算周期前的)输出值加上将逆变器频率ω₁除以该运算周期而得到的值Δθ_dc。而且，d轴相位更新部23将相加后的值作为d轴相位θ_dc的本次值而输出。速度控制部24(q轴电流指令部)运算逆变器频率指令值ω₁*(频率指令值)与逆变器频率ω₁的偏差Δω(未图示)，进行基于偏差Δω的比例积分控制，计算q轴电流指令值I_q*。

电流控制部25运算q轴电流指令值I_q ^*与q轴电流检测值I_qc的偏差ΔI_q(未图示)，进行将偏差ΔI_q设为输入的比例积分控制，计算q轴电流指令校正量(未图示)。另外，电流控制部25将q轴电流指令值I_q ^*加上q轴电流指令校正量而得到的值作为第二q轴电流指令值I_q ^**而输出。并且，电流控制部25进行将d轴电流指令值I_d ^*与d轴电流检测值I_dc的偏差ΔI_d(未图示)设为输入的比例积分控制，将其结果作为第二d轴电流指令值I_d ^**而输出。

V_dV_q运算部26将逆变器频率指令值ω₁ ^*、第二q轴电流指令值I_q ^**以及第二d轴电流指令值I_d ^**设为输入，在以下[式3]中计算d轴电压指令值V_d ^*和q轴电压指令值V_q ^*。此外，在[式3]中K_e为电动机4的感应电压常数。

[式3]

AVR(Automatic Voltage Regulator：电压校正)运算部27将d轴电压指令值V_d ^*以及q轴电压指令值V_q ^*设为输入，根据[式4]计算电动机电压相位δθ。

[式4]

另外，AVR运算部27根据[式5]计算电压指令峰值V₁。

[式5]

V₁＝V_d ^*×sin(δθ)+V_q ^*×cos(δθ)

另外，AVR运算部27计算将直流电压检测信号14与预定的增益(称为直流电压检测电路增益)进行乘法运算而得到的值即直流电压检测值V_dc，根据[式6]计算电动机电压调制系数K_hV1。

[式6]

并且，AVR运算部27根据[式7]计算d轴电压调制系数K_hVd以及q轴电压调制系数K_hVq并输出。在[式7]中，δθ_weak为磁场削弱控制电压操作量。

[式7]

K_hVq＝K_hV1×Sin(δθ+δθ_weak)

K_hVq＝K_hV1×cos(δθ+δθ_weak)

另外，dq逆变换部28将d轴电压调制系数K_hVd、q轴电压调制系数K_hVq以及d轴相位θ_dc设为输入，根据[式8]输出U相电压调制系数K_hVu、V相电压调制系数K_hVv以及W相电压调制系数K_hVw。

[式8]

在此，说明在本实施方式和后述的其它实施方式中使用的“磁场削弱控制”的意义。在本实施方式和其它实施方式中，“磁场削弱控制”是指根据[式7]控制d轴、q轴电压调制系数K_hVd、K_hVq的相位，并在电动机4中使线圈产生使永久磁体所产生的磁通削弱的磁通。如后文中所述，即使磁场削弱控制电压操作量δθ_weak为0，通过控制d轴电流指令值I_d ^*，也有时使线圈产生使永久磁体所产生的磁通削弱的磁通。该动作还存在类似于磁场削弱控制的点，但是在本实施方式和其它实施方式中，上述动作不称为“磁场削弱控制”。

另外，调制处理部29使用近似于三角波的调制信号MD对U、V、W相电压调制系数K_hVu、K_hVv、K_hVw进行调制，输出调制后的U、V、W相电压调制系数K_hVu’、K_hVv’、K_hVw’。即，调制后的U、V、W相电压调制系数K_hVu’、K_hVv’、K_hVw’成为[式9]所示的公式。

[式9]

图3是调制前的U相电压调制系数K_hVu、调制信号MD以及调制后的U相电压调制系数K_hVu’的波形图。此外，对应的V相的信号成为相对于U相延迟120°的信号，对应的W相的信号成为相对于U相延迟240°的信号，因此省略图示。

在调制处理部29中进行上述调制处理，由此直流电压检测值V_dc的使用率提高，与对电动机4进行正弦波驱动的情况相比，逆变器装置的输出电压最大提高15％。另外，在调制处理部29中还执行上下限限制处理。即，输出值的上限值被限制为1、下限值被限制为-1。

返回至图2，PWM信号变换部30将U、V、W相电压调制系数K_hVu’、K_hVv’、K_hVw’与载波信号CR的大小关系分别进行比较，输出PWM信号17。在此，PWM信号17具有U相P侧PWM信号、U相N侧PWM信号、V相P侧PWM信号、V相N侧PWM信号、W相P侧PWM信号以及W相N侧PWM信号这6个信号。

图4是这些PWM信号和载波信号CR的波形图。如图所示，载波信号CR为固定周期的三角波。另外，各相的P侧PWM信号和N侧PWM信号成为开/关反转的信号。

在调制处理部29的输出值即U、V、W相电压调制系数K_hVu’、K_hVv’、K_hVw’到达上限值(1)或者下限值(-1)的情况下，逆变器装置3的输出电压饱和，由于电动机失步等而有时电动机4停止。在图2中，磁场削弱控制部31在电动机电压调制系数K_hV1到达1.15的情况下，执行磁场削弱控制，以防止这种电动机4停止。即，磁场削弱控制部31计算q轴电流指令值I_q ^*以及q轴电流检测值I_qc的偏差ΔI_q，进行将偏差ΔI_q设为输入的积分控制，计算磁场削弱控制电压操作量δθ_weak。

并且，磁场削弱控制部31在电动机电压调制系数K_hV1到达1.15的情况下，将磁场削弱控制标志FLG_weak从“关”切换为“开”。该标志FLG_weak为用于指定磁场削弱控制的开/关状态的标志。电流控制部25在磁场削弱控制标志FLG_weak为“开”的情况下，停止偏差ΔI_q(＝I_q ^*-I_qc)和偏差ΔI_d(＝I_d ^*-I_dc)的比例积分控制。此时，不使比例积分控制中的积分项初始化，保持比例积分控制的停止前的值。

另外，当标志FLG_weak为“开”时，代替电流控制部25，在磁场削弱控制部31中通过反馈控制来校正q轴电流指令值I_q ^*和q轴电流检测值I_qc的偏差ΔI_q。此外，电动机电压调制系数K_hV1到达1.15这一情况意味着逆变器装置3的输出电压饱和，与调制处理部29的输出值(例如，图3示出的U相电压调制系数K_hVu’)到达上限值(1)或者下限值(-1)的意思相同。上述K_hV1＝1.15为对电动机4进行正弦波驱动的情况下(使正弦波状的电流流过电动机4的情况下)的上限值，在不对电动机4进行正弦波驱动的情况下，能够进一步提高。

图5是表示磁场削弱控制时的d轴电压指令值V_d ^*、q轴电压指令值V_q ^*以及电压指令峰值V₁的dq轴坐标系中的相位关系的图。如[式5]所示，V₁为V_d ^*和V_q ^*的合成矢量。其中，在磁场削弱区域内，对电动机4施加的电压的相位成为比V₁的相位即电动机电压相位δθ提前δθ_weak的相位。另外，在FLG_weak为“开”的情况下，当K_hV1减小至1.10时，磁场削弱控制部31将FLG_weak切换为“关”。此时，磁场削弱控制部31的比例积分控制中的积分项被清零。电流控制部25通过将FLG_weak切换为“关”，重新开始比例积分控制的动作。

这样，根据标志FLG_weak的开/关状态，对电流控制部25中的偏差ΔI_d、ΔI_q的比例积分控制的停止/执行状态进行切换。因此，假设当标志FLG_weak的开/关状态频繁切换时，电流控制部25的动作变得不稳定。因此，在本实施方式中，降低标志FLG_weak的切换频度，使控制器12稳定地进行动作。

接着，说明图2示出的磁场削弱变动抑制控制部32(d轴电流指令部)的动作。在从交流电压源1提供的交流电压存在失真的情况下、平滑电容器7的静电容量小的情况下等，有时波动成分叠加到转换器电路2所输出的直流电压。波动成分经由直流电压检测信号14传播到K_hV1。如上所述，当K_hV1到达1.15时，磁场削弱控制部31将FLG_weak从关切换为开，当K_hV1减小至1.10时，磁场削弱控制部31将FLG_weak从开切换为关。由此，当K_hV1的波动成分达到0.05以上时，FLG_weak的切换频繁发生。

为了抑制由此引起的动作的不稳定化，磁场削弱变动抑制控制部32调整d轴电流指令值I_d ^*，要防止K_hV1在跨过1.10至1.15的范围内变动这一情况。

图6是在磁场削弱变动抑制控制部32中每隔预定时间执行的控制程序的流程图。

在图6中当处理进入到步骤S102时，计算出对K_hV1进行低通滤波处理后的结果即电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}。

接着，当处理进入到步骤S104时，判断磁场削弱控制标志FLG_weak是否为“关”。如果标志FLG_weak为“关”，则在此判断为“是”，处理进入到步骤S108。在步骤S108中，判断电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}是否为1.05以上且1.10以下。当在此判断为“是”时，处理进入到步骤S110。在步骤S110中，根据[式10]计算出d轴电流指令值I_d ^*。其中，在[式10]中K为比例增益。

[式10]

I_d ^*＝(1.05-K_{hV1_fil})×K

另外，在FLG_weak为“关”(步骤S104：“是”)、K_{hV1_fil}小于1.05或者超过1.10的情况下(步骤S108：“否”)，处理进入到步骤S112。在此，将I_d ^*设定为0。

图7是表示d轴电流指令值I_d ^*、逆变器频率指令值ω₁ ^*以及电动机电压调制系数K_hV1的关系的图。

即，图7示出将q轴电流指令值I_q ^*设为固定、横轴示出的逆变器频率指令值ω₁ ^*增加的情况下的纵轴示出的d轴电流指令值I_d ^*、电动机电压调制系数K_hV1的最大值/最小值以及电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}。当逆变器频率指令值ω₁ ^*增加时，电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}也上升。在K_{hV1_fil}小于1.05的范围内，执行图6的步骤S112，将d轴电流指令值I_d ^*设为0。

最终，当逆变器频率指令值ω₁ ^*成为频率ω_P1时，K_{hV1_fil}成为1.05以上。于是，以后执行图6的步骤S110，I_d ^*开始减小(绝对值开始增加)。I_d ^*的绝对值增加，由此K_{hV1_fil}的上升变缓。最终，当逆变器频率指令值ω₁ ^*成为频率ω_P2时，K_{hV1_fil}成为1.10以上。再次执行图6的步骤S112。由此，I_d ^*成为0，因此如图7所示，K_{hV1_fil}急剧上升。

这样，在K_{hV1_fil}急剧上升之后，如图7的ω₁ ^*>ω_P2的区域所示，K_hV1的最大值成为1.15以上并且K_hV1的最小值成为1.10以上。如上所述，当K_hV1到达1.15时，磁场削弱控制部31将FLG_weak从关切换为开，当K_hV1减小至1.10时，磁场削弱控制部31将FLG_weak从开切换为关。因而，在图7的ω₁ ^*>ω_P2的区域内，FLG_weak的切换不会频繁发生。

当磁场削弱控制标志FLG_weak成为“开”时，接着，在启动控制程序(图6)时，在步骤S104中判断为“否”而处理进入到步骤S106。在此，判断电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}是否为1.05以上且1.15以下。在图7中在ω₁ ^*为频率ω_P2以上的区域内，K_{hV1_fil}超过1.15，因此判断为“否”，处理进入到步骤S112。由此，d轴电流指令值I_d ^*保持0不变。

当从该状态(标志FLG_weak为“开”)ω₁ ^*减小且电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}成为1.05以上且1.15以下时，在步骤S106中判断为“是”。由此，在步骤S110中，根据[式10]计算出d轴电流指令值I_d ^*。另外，在FLG_weak为“开”而K_{hV1_fil}小于1.05的情况下，在步骤S110中I_d ^*也成为0。

图8是表示d轴电流指令值I_d ^*、逆变器频率指令值ω₁ ^*以及电动机电压调制系数K_hV1的其它关系的图。

即，图8示出将q轴电流指令值I_q ^*设为固定、横轴的逆变器频率指令值ω₁ ^*减小的情况下的纵轴的d轴电流指令值I_d ^*、电动机电压调制系数K_hV1的最大值/最小值以及电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}。

当ω₁ ^*减小时，K_{hV1_fil}也减小。在频率ω_P4，当K_{hV1_fil}成为1.15以下时，I_d ^*逐步地减小(绝对值增加)，K_hV1也逐步地减小。由此，K_hV1的最大值小于1.15且K_hV1的最小值小于1.10，因此FLG_weak的切换不会频繁发生。

如上所述，根据本实施方式，具有：逆变器(9)，其为了驱动电动机(4)，将被提供的直流电压(V_dc)变换为作为交流电压的输出电压并施加到线圈，并且输出电压饱和的饱和电平与直流电压(V_dc)相应地变化，其中，上述电动机(4)具备具有线圈的定子以及具有永久磁体的转子；以及控制器(12)，其在输出电压低于饱和电平的状态下增加逆变器的输出电流，以使线圈产生使永久磁体所产生的磁通削弱的方向或者增强的方向的磁通。

另外，控制器(12)具有：q轴电流指令部(24)，其在以电动机(4)的电角的转速进行旋转的坐标系中将永久磁体所产生的磁通的朝向设为d轴、将与d轴正交的轴设为q轴时，根据频率指令值(ω₁ ^*)输出作为输出电流的q轴成分的指令值的q轴电流指令值(I_q ^*)；以及d轴电流指令部(32)，其输出作为输出电流的d轴成分的指令值的d轴电流指令值(I_d ^*)，在输出电压低于饱和电平的状态下，d轴电流指令部(32)控制d轴电流指令值(I_d ^*)，以使线圈产生使永久磁体所产生的磁通削弱的方向的磁通。

即，根据电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}，在步骤S110、S112中设定d轴电流指令值I_d ^*，因此能够抑制标志FLG_weak的切换频度，从而能够稳定地驱动电动机4。

[第二实施方式]

接着，详细说明本发明的第二实施方式的电动机驱动系统。此外，在以下的说明中，有时对与图1～图8的各部对应的部分附加相同的附图标记，省略其说明。

上述第一实施方式的磁场削弱变动抑制控制部32在[式10]中执行比例控制，但是优选配合电动机4的特性来调整该比例控制的比例增益K。即，当比例增益K过大时，d轴电流变得过小(绝对值变得过大)，从而产生电动机4、逆变器装置3的损失增加这种问题。另一方面，在比例增益K过小的情况下，产生磁场削弱控制标志FLG_weak的切换频繁发生这种问题。因此，在本实施方式中，缓和根据电动机4的特性来变更比例增益K的繁杂性。

本实施方式的结构与第一实施方式的结构(图1、图2)相同，但是在磁场削弱变动抑制控制部32中执行的控制程序应用图9示出的结构而代替第一实施方式的结构(图6)。

在图9中，当处理进入到步骤S122时，计算出对电动机电压调制系数K_hV1进行低通滤波处理后的结果即电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}。接着，当处理进入到步骤S124时，判断K_{hV1_fil}是否为1.05以上且1.15以下。在此，当判断为“是”时，处理进入到步骤S126，计算出d轴电流指令值I_d ^*。

图10是本实施方式的磁场削弱变动抑制控制部32的主要部分的框图。即，图10使用块来示出在上述步骤S126中执行的d轴电流指令值I_d ^*的计算处理的内容。

在图10中，LPF(低通滤波器)40对电动机电压调制系数K_hV1进行低通滤波处理，输出电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}。减法器42将目标值1.05减去电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}。积分控制部44对该减法运算结果进行比例积分控制。限制处理部46对积分控制部44的输出信号进行限制处理使得上限值成为0，将其结果作为d轴电流指令值I_d ^*而输出。

返回至图9，当处理进入到步骤S127时，判断d轴电流指令值I_d ^*是否在预定值I_{d_SET}以上。在此，当判断为“是”时，结束本例程的处理。由此，根据在步骤S126中计算出的d轴电流指令值I_d ^*控制d轴电流。另外，当在步骤S124或者S127中的一个中判断为“否”时，处理进入到步骤S128，将d轴电流指令值I_d ^*设定为0，结束本例程的处理。

根据图10的处理，积分控制部44控制d轴电流指令值I_d ^*，使得电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}接近目标值1.05，因此与电动机4的特性无关地，能够将电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}大致保持为固定(接近目标值1.05的值)。

图11是表示本实施方式的d轴电流指令值I_d ^*、逆变器频率指令值ω₁ ^*以及电动机电压调制系数K_hV1的关系的图。

即，与上述图7同样地，图11示出将q轴电流指令值I_q ^*设为固定、逆变器频率指令值ω₁ ^*增加的情况下的d轴电流指令值I_d ^*、电动机电压调制系数K_hV1的最大值/最小值以及电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}。

在图11中，当逆变器频率指令值ω₁ ^*增加时，电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}也上升。在K_{hV1_fil}小于1.05的范围内，执行上述步骤S128(参照图6)，将d轴电流指令值I_d ^*设为0。

最终，当电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}成为1.05时，以后，在步骤S124(参照图6)中判断为“是”，执行步骤S126，因此，之后，即使逆变器频率指令值ω₁ ^*增加，K_{hV1_fil}也大致保持为1.05。将电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}到达1.05的逆变器频率指令值ω₁ ^*设为频率ω_P21。

电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}大致保持为目标值1.05，由此随着ω₁ ^*增加，I_d ^*开始减小(绝对值开始增加)。I_d ^*的绝对值增加，由此K_{hV1_fil}保持为固定。电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}保持为固定这一情况等同于逆变器装置3的输出电压大致为固定这一情况。最终，当I_d ^*变得小于预定值I_{d_SET}时，再次执行图9的步骤S128，因此d轴电流指令值I_d ^*成为0。由此，K_{hV1_fil}急剧上升。将急剧上升的定时的逆变器频率指令值ω₁ ^*设为频率ω_P22。

这样，在K_{hV1_fil}急剧上升之后，如图11的ω₁ ^*>ω_P22的区域所示，电动机电压调制系数K_hV1的最大值超过1.15、最小值超过1.10。如上所述，当K_hV1到达1.15时，磁场削弱控制部31将FLG_weak从关切换为开，当K_hV1减小至1.10时，磁场削弱控制部31将FLG_weak从开切换为关。因而，在图11的ω₁ ^*>ω_P22的区域内，磁场削弱控制标志FLG_weak保持开不变，FLG_weak的切换不会频繁发生。在此，预定值I_{d_SET}为当使I_d ^*减小至该值以下时能够产生各种不良状况的值，根据电动机4的特性进行调整即可。

图12是表示本实施方式的d轴电流指令值I_d ^*、逆变器频率指令值ω₁ ^*以及电动机电压调制系数K_hV1的其它关系的图。

即，图12示出将q轴电流指令值I_q ^*设为固定、逆变器频率指令值ω₁ ^*减小的情况下的d轴电流指令值I_d ^*、电动机电压调制系数K_hV1的最大值/最小值以及电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}。

当ω₁ ^*从图中的最大值起减小时，K_{hV1_fil}也减小。在频率ω_P24，当K_{hV1_fil}成为1.15以下时，I_d ^*逐步地减小(绝对值增加)，K_{hV1_fil}也朝向目标值1.05逐步地减小。在小于频率ω_P24的区域内，电动机电压调制系数K_hV1的最大值小于1.15，最小值也小于1.10。由此，由磁场削弱控制部31将标志FLG_weak设为“关”，并且该关状态继续保持。由此，FLG_weak的切换不会频繁发生。

如上所述，根据本实施方式，d轴电流指令部(32)控制d轴电流指令值(I_d ^*)，使得输出电压相对于频率指令值(ω₁ ^*)的变化大致变得固定。更具体地说，根据电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}，在步骤S126、S128中设定d轴电流指令值I_d ^*，因此与第一实施方式同样地，能够抑制标志FLG_weak的切换频度。而且，不使用[式10](不使用比例增益K)而能够设定d轴电流指令值I_d ^*，因此能够消除根据电动机4的特性来设定比例增益K的繁杂性。

[第三实施方式]

接着，详细说明本发明的第三实施方式的电动机驱动系统。

上述第二实施方式的磁场削弱变动抑制控制部32根据电动机4的特性来调整了预定值I_{d_SET}。在本实施方式中，试图通过设为不需要该调整，缓和根据电动机4的特性来变更各种参数的繁杂性。

本实施方式的结构与第一实施方式的结构(图1、图2)相同，但是控制器12的算法与第一实施方式的算法(参照图2)不同。

图13是本实施方式的控制器12的算法的主要部分的框图。此外，在以下的说明中，有时对与图1～图12的各部对应的部分附加相同的附图标记，省略其说明。本实施方式的控制器12的结构与第一实施方式的结构(参照图2)大致相同，但是代替图2示出的电流控制部25，应用图13示出的电流控制部33。另外，如图13所示，本实施方式的控制器12具有加法器35、V_dV_q运算部36以及AVR运算部37。

电流控制部33具有减法器331、333、比例积分控制部332、334以及加法器335。在电流控制部33中，减法器331从0减去d轴电流检测值I_dc。比例积分控制部332对该减法运算结果(-I_dc)进行比例积分控制，将其结果作为第二d轴电流指令值I_d ^**而输出。其中，当电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}成为1.05以上时，比例积分控制部332使动作停止。此时，积分项不会被清零而保持值。

另外，加法器35将d轴电流指令值I_d ^*加上第二d轴电流指令值I_d ^**。V_dV_q运算部26根据第二q轴电流指令值I_q ^**、加法器35的相加结果(I_d ^*+I_d ^**)以及逆变器频率指令值ω₁ ^*，运算d轴、q轴电压指令值V_d ^*、V_q ^*。即，代替上述[式3]中的“I_d ^**”而应用“I_d ^*+I_d ^**”的值成为d轴、q轴电压指令值V_d ^*、V_q ^*。

另一方面，V_dV_q运算部36根据第二d轴电流指令值I_d ^**、第二q轴电流指令值I_q ^**以及逆变器频率指令值ω₁ ^*，运算d轴电压判断值V_{d_SET}和q轴电压判断值V_{q_SET}。即，上述第一实施方式的[式3]中的d轴、q轴电压指令值V_d ^*、V_q ^*成为本实施方式的d轴、q轴电压判断值V_{d_SET}、V_{q_SET}。

另外，AVR运算部27通过与上述[式4]、[式5]、[式6]相同的运算，运算电动机电压调制系数K_hV1。另外，AVR运算部37在上述[式4]、[式5]、[式6]中，根据将d轴、q轴电压指令值V_d ^*、V_q ^*置换为d轴、q轴电压判断值V_{d_SET}、V_{q_SET}、将电动机电压调制系数K_hV1置换为电动机电压调制系数判断值K_{hV1_SET}的公式，运算电动机电压调制系数判断值K_{hV1_SET}。

如上所述求出的电动机电压调制系数K_hV1和电动机电压调制系数判断值K_{hV1_SET}被提供给磁场削弱变动抑制控制部32。

本实施方式的磁场削弱变动抑制控制部32以电动机电压调制系数判断值K_{hV1_SET}的低频成分小于1.15且1.05以上为条件，通过图10示出的算法来计算d轴电流指令值I_d ^*。因此，详细说明该磁场削弱变动抑制控制部32的处理。

图14是在本实施方式的磁场削弱变动抑制控制部32中代替第一实施方式的控制程序(图6)而执行的控制程序的流程图。

在图14中，当处理进入到步骤S132时，计算出对K_hV1进行低通滤波处理后的结果即电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}。接着，当处理进入到步骤S133时，计算出对K_{hV1_SET}进行低通滤波处理后的结果即电动机电压调制系数判断值低频成分K_{hV1_SETfil}。

接着，当处理进入到步骤S134时，判断K_{hV1_SETfil}是否为1.05以上且1.15以下。在此，当判断为“是”时，处理进入到步骤S136，磁场削弱变动抑制控制部32通过图10示出的算法来计算d轴电流指令值I_d ^*。另一方面，当在步骤S134中判断为“否”时，处理进入到步骤S138，磁场削弱变动抑制控制部32将d轴电流指令值I_d ^*设为0。

图15是表示本实施方式的d轴电流指令值I_d ^*、逆变器频率指令值ω₁ ^*以及电动机电压调制系数K_hV1的其它关系的图。

即，图15示出将q轴电流指令值I_q ^*设为固定、逆变器频率指令值ω₁ ^*增加的情况下的d轴电流指令值I_d ^*、电动机电压调制系数K_hV1的最大值/最小值、电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}以及电动机电压调制系数判断值低频成分K_{hV1_SETfil}。

在图15中，当逆变器频率指令值ω₁ ^*增加时，电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}也上升。而且，当K_{hV1_fil}到达1.05时，在此以后，K_{hV1_fil}大致保持为目标值1.05，由此，随着ω₁ ^*增加，I_d ^*开始减小(绝对值开始增加)。将K_{hV1_fil}到达1.05的逆变器频率指令值ω₁ ^*设为频率ω_P31(第一指令值)。另一方面，电动机电压调制系数判断值低频成分K_{hV1_SETfil}不会受到d轴电流指令值I_d ^*的影响，因此如图15中的虚线所示，随着逆变器频率指令值ω₁ ^*增加而继续增加。

之后，当K_{hV1_SETfil}到达1.15时，执行图14的步骤S138，因此d轴电流指令值I_d ^*成为0，电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}急剧上升。将急剧上升的定时的逆变器频率指令值ω₁ ^*设为频率ω_P32(第二指令值)。

这样，在K_{hV1_fil}急剧上升之后，如图15的ω₁ ^*>ω_P32的区域所示，电动机电压调制系数K_hV1的最大值超过1.15、最小值超过1.10。如上所述，当K_hV1到达1.15时，磁场削弱控制部31将FLG_weak从关切换为开，当K_hV1减小至1.10时，磁场削弱控制部31将FLG_weak从开切换为关。因而，在图15的ω₁ ^*>ω_P32的区域内，磁场削弱控制标志FLG_weak保持开不变，FLG_weak的切换不会频繁发生。

如上所述，根据本实施方式，在d轴电流指令部(32)中，如果频率指令值(ω₁ ^*)小于预定的第一指令值(ω_P31)则将d轴电流指令值(I_d ^*)设为0，在频率指令值(ω₁ ^*)为第一指令值(ω_P31)以上且小于预定的第二指令值(ω_P32)时，频率指令值(ω₁ ^*)越大则使d轴电流指令值(I_d ^*)的绝对值越大，使得输出电压大致成为固定，如果频率指令值(ω₁ ^*)为第二指令值(ω_P32)以上则将d轴电流指令值(I_d ^*)设为0。

更具体地说，根据电动机电压调制系数判断值低频成分K_{hV1_SETfil}，在步骤S136、S138中设定d轴电流指令值I_d ^*，因此与第一实施方式同样地，能够抑制标志FLG_weak的切换频度。并且，不使用预定值I_{d_SET}而能够设定d轴电流指令值I_d ^*，因此能够消除根据电动机4的特性来设定预定值I_{d_SET}的繁杂性。

[第四实施方式]

接着，详细说明本发明的第四实施方式的电动机驱动系统。

本实施方式的整体结构与第一实施方式的结构(图1)相同，但是控制器12的算法与第一实施方式的算法不同。

图16是本实施方式的控制器12的算法的框图，将通过控制程序等实现的功能表示为块。此外，在以下的说明中，有时对与图1～图15的各部对应的部分附加相同的附图标记，省略其说明。

在本实施方式中，控制器12具有低通滤波器54。低通滤波器54对电动机电压调制系数K_hV1进行低通滤波处理，将其结果作为电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil2}而输出到磁场削弱控制部31。将低通滤波器54的时间常数设为比直流电压检测值V_dc的波动频率充分大的值。

上述第一实施方式的磁场削弱控制部31在磁场削弱控制标志FLG_weak为关的情况下，在电动机电压调制系数K_hV1到达1.15时将该标志FLG_weak切换为开，在该标志FLG_weak为开的情况下，在K_hV1减小至1.10时将该标志FLG_weak切换为关。

与此相对，本实施方式的磁场削弱控制部31在以下方面不同：在磁场削弱控制标志FLG_weak为关的情况下，在电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil2}到达1.10时将该标志FLG_weak切换为开，在该标志FLG_weak为开的情况下，在电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil2}减小至1.05时将该标志FLG_weak切换为关。上述以外的控制器12的结构与第一实施方式的结构(参照图2)相同。

本实施方式的磁场削弱控制部31根据预先对电动机电压调制系数K_hV1实施低通滤波处理后的结果即电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil2}，设定磁场削弱控制标志FLG_weak的开/关状态，因此该标志FLG_weak的切换不会频繁发生。

其中，在电动机电压调制系数K_hV1急激上升的情况下等，还有时电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil2}的应答延迟。假设，在本实施方式中，作为将标志FLG_weak切换为开的阈值，应用与第一实施方式相同的“1.15”。在该情况下，能够产生以下问题：尽管逆变器装置3的输出电压饱和，标志FLG_weak也不被切换为开，在磁场削弱变动抑制控制部32中无法调整磁场削弱控制电压操作量δθ_weak。

在本实施方式中，如上所述，在电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil2}到达1.10时将标志FLG_weak切换为开，因此，实际上在电动机电压调制系数K_hV1到达1.15之前能够将标志FLG_weak切换为开。由此，能够防止以下状态：尽管逆变器装置3的输出电压饱和也无法调整磁场削弱控制电压操作量δθ_weak。

如上所述，根据本实施方式，控制器(12)具有：低通滤波器(54)，其被输入与直流电压(V_dc)的变动相应地变动的值(K_hV1)；以及磁场削弱控制部(31)，其根据低通滤波器(54)的输出信号，决定是否进行磁场削弱控制。由此，与第一实施方式同样地，能够稳定地驱动电动机4。

[第五实施方式]

接着，详细说明本发明的第五实施方式的电动机驱动系统。此外，在以下的说明中，有时对与图1～图16的各部对应的部分附加相同的附图标记，省略其说明。

本实施方式的结构与第一实施方式的结构(图1、图2)相同，但是在磁场削弱变动抑制控制部32中执行的控制程序应用图17示出的控制程序而代替第一实施方式的控制程序(图6)。

在图17中，当处理进入到步骤S142时，计算出对K_hV1进行低通滤波处理后的结果即电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}。接着，当处理进入到步骤S144时，判断磁场削弱控制标志FLG_weak是否为关。当在步骤S144中判断为“是”时，处理进入到步骤S148，判断电动机电压调制系数K_hV1的过去预定时间(例如20毫秒)内的最大值max(K_hV1)是否为1.10以上且1.15以下。

当在步骤S148中判断为“是”时，处理进入到步骤S150，根据上述[式10]计算出d轴电流指令值I_d ^*，结束本例程的处理。另一方面，当在步骤S148中判断为“否”时，处理进入到步骤S152，将d轴电流指令值I_d ^*设定为0，结束本例程的处理。

另外，在标志FLG_weak为关的情况下，处理进入到步骤S146，判断电动机电压调制系数K_hV1的过去预定时间(例如20毫秒)内的最小值min(K_hV1)是否为1.00以上且1.10以下。当在步骤S146中判断为“是”时，处理进入到步骤S150，根据上述[式10]计算出d轴电流指令值I_d ^*，结束本例程的处理。另一方面，当在步骤S146中判断为“否”时，处理进入到步骤S152，将d轴电流指令值I_d ^*设定为0，结束本例程的处理。

如上所述，根据本实施方式，根据过去预定时间内的电动机电压调制系数K_hV1的最小值min(K_hV1)和最大值max(K_hV1)，能够控制d轴电流指令值(I_d ^*)。

由此，与第一实施方式同样地，能够稳定地驱动电动机4。

[第六实施方式]

接着，详细说明本发明的第六实施方式的电动机驱动系统。此外，在以下的说明中，有时对与图1～图17的各部对应的部分附加相同的附图标记，省略其说明。

本实施方式的结构与第一实施方式的结构(图1、图2)相同，但是在磁场削弱变动抑制控制部32中执行的控制程序应用图18示出的控制程序而代替第一实施方式的控制程序(图6)。

在图18中，当处理进入到步骤S162时，计算出对K_hV1进行低通滤波处理后的结果即电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}。接着，当处理进入到步骤S164时，判断电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}是否为1.05以上且1.20以下。在此，当判断为“是”时，处理进入到步骤S166，磁场削弱变动抑制控制部32使用图19示出的算法(在后文中详细说明)计算d轴电流指令值I_d ^*。

接着，当处理进入到步骤S167时，判断计算出的d轴电流指令值I_d ^*是否为预定值I_{d_SET2}(在后文中详细说明)以上。在此，当判断为“是”时，结束本例程的处理，应用之前在步骤S166中计算出的d轴电流指令值I_d ^*。另外，当在步骤S164或者步骤S167的任一个中判断为“否”时，处理进入到步骤S168，磁场削弱变动抑制控制部32将d轴电流指令值I_d ^*设定为0。

图19是本实施方式的磁场削弱变动抑制控制部32的主要部分的框图。

在图19中，LPF(低通滤波器)40对电动机电压调制系数K_hV1进行低通滤波处理，输出电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}。减法器42将目标值1.20减去电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}。积分控制部44对该减法运算结果进行比例积分控制。限制处理部46对积分控制部44的输出信号进行限制处理使得下限值成为0，将其结果作为d轴电流指令值I_d ^*而输出。

根据图19的算法，积分控制部44控制d轴电流指令值I_d ^*使得电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}接近目标值1.20，因此能够与电动机4的特性无关地，将电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}大致保持为固定(接近目标值1.20的值)。

图20是表示本实施方式的d轴电流指令值I_d ^*、逆变器频率指令值ω₁ ^*以及电动机电压调制系数K_hV1的关系的图。

即，与上述图7、图11同样地，图20示出将q轴电流指令值I_q ^*设为固定、逆变器频率指令值ω₁ ^*增加的情况下的d轴电流指令值I_d ^*、电动机电压调制系数K_hV1的最大值/最小值以及电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}。

在图20中，当逆变器频率指令值ω₁ ^*增加时，电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}也上升。在K_{hV1_fil}小于1.05的范围内，执行上述步骤S164、S168(参照图18)，将d轴电流指令值I_d ^*设为0。

最终，当电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}成为1.05时，以后，在步骤S164中判断为“是”，执行步骤S166。由此，根据图19的算法，计算出电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}成为1.20程度的d轴电流指令值I_d ^*。而且，只要计算出的I_d ^*在预定值I_{d_SET2}以下，计算出的I_d ^*直接被提供给电流控制部25(参照图16)。此外，预定值I_{d_SET2}为当使I_d ^*增加至该值以上时能够产生各种不良状况的值，根据电动机4的特性进行调整即可。

在图20的示例中，当电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}成为1.05时，K_{hV1_fil}急剧上升并到达1.20。将K_{hV1_fil}急剧上升的该逆变器频率指令值ω₁ ^*设为频率ω_P61。在频率ω_P61，为了实现该K_{hV1_fil}＝1.20，d轴电流指令值I_d ^*也急增。在第一实施方式(参照图7)等中，在上述示例中，d轴电流指令值I_d ^*被设定为0以外的值的情况是指“在使电动机4的永久磁体的磁通削弱的方向上产生磁通”的情况，将d轴电流指令值I_d ^*设定为负值。但是，在本实施方式中，如图20所示，将d轴电流指令值I_d ^*设定为正值。

在此，如图20所示，在频率ω_P61，电动机电压调制系数K_hV1的最大值超过1.15、最小值超过1.10。如上所述，当K_hV1到达1.15时，磁场削弱控制部31将FLG_weak从关切换为开，当K_hV1减小至1.10时，磁场削弱控制部31将FLG_weak从开切换为关。因而，在图20的ω₁ ^*>ω_P61的区域内，磁场削弱控制标志FLG_weak保持开不变，FLG_weak的切换不会频繁发生。

当逆变器频率指令值ω₁ ^*比ω_P61进一步增加时，即使是更小的I_d ^*也能够实现K_{hV1_fil}＝1.20，因此，随着ω₁ ^*增加而I_d ^*减小。而且，当d轴电流指令值I_d ^*到达下限值(0)也成为电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}超过1.20的状态时，在步骤S164(参照图18)中判断为“否”，在步骤S168中将I_d ^*设定为0。这样，将电动机电压调制系数低频成分K_{hV1_fil}超过1.20而再次上升的逆变器频率指令值ω₁ ^*称为ω_P62。

此外，在图18的步骤S166中，根据图19的算法，计算出d轴电流指令值I_d ^*，但是，例如与第一实施方式的[式10]同样地，如“I_d ^*＝(1.20-K_{hV1_fil})×K”那样，也可以使用比例增益K计算d轴电流指令值I_d ^*。

如上所述，根据本实施方式，d轴电流指令部(32)控制d轴电流指令值(I_d ^*)，使得在输出电压低于饱和电平的状态下，使线圈产生使永久磁体所产生的磁通增强的方向的磁通。

由此，与第一实施方式同样地，能够稳定地驱动电动机4。

[第七实施方式]

接着，说明本发明的第七实施方式的空调机W的结构。在以下的说明中，有时对与图1～图20的各部对应的部分附加相同的附图标记，省略其说明。

图21是第七实施方式所涉及的空调机W的概要结构图。如图所示，空调机W具有室内机U1、室外机U2、连接两者的配管k以及遥控器Re。空调机W是以下设备：通过在公知的热泵循环中使制冷剂循环来执行空气调节(制冷运转、制热运转、除湿运转等)。遥控器Re在与室内机U1之间发送和接收预定的各种信号(运转/停止指令、设定温度的变更、定时器的设定、运转模式的变更等)。

室外机U2具有用于收纳各种电气部件的电气部件箱80以及压缩机82。在此，电气部件箱80具备转换器电路2(参照图1)以及上述第一～第六实施方式的任一个的逆变器装置3(参照图1)。另外，在压缩机82的内部具备上述电动机4。

因而，与上述第一～第六实施方式同样地，本实施方式的空调机W能够抑制标志FLG_weak的切换频度，能够持续稳定的运转。

[变形例]

本发明并不限定于上述实施方式，能够进行各种变形。为了更容易理解本发明而例示了上述实施方式，但是不一定必须限定于具备所说明的所有结构。另外，能够将某一实施方式的结构的一部分替换为其它实施方式的结构，另外，还能够将其它实施方式的结构加到某一实施方式的结构。另外，能够删除各实施方式的结构的一部分，或者追加、替换其它结构。另外，图中示出的控制线、信息线表示认为说明所需要的部分，并不限定于表示产品所需的所有控制线、信息线。实际上也可以认为几乎所有结构相连接。能够对上述实施方式进行的变形例如为以下变形例。

(1)上述各实施方式的控制器12的硬件能够通过通用计算机来实现，因此也可以是与图6、图9、图14、图17、图18示出的流程图有关的程序等、表格、文件等的信息存储于存储器、硬盘、SSD(Solid State Drive：固态驱动器)等记录装置或者IC卡、SD卡、DVD等存储介质或者经由传送路径分发。

(2)另外，图6、图9、图14、图17、图18示出的处理在上述实施方式中，作为使用程序的软件型处理而进行了说明，但是也可以将其一部分或者全部替换为使用ASIC(Application Specific Integrated Circuit：专用集成电路；面向特定用途的IC)或者FPGA(field-programmable gate array：现场可编程门阵列)等的硬件型处理。

(3)另外，第一～第六实施方式的逆变器装置3不仅应用于第七实施方式的空调机W，还能够应用于换气扇、冰箱、洗衣机、除尘器、工业机器、电动汽车、铁道车辆、船舶、电梯、自动扶梯等各种电气设备。由此，在这些电气设备中，根据其用途能够发挥良好的性能。

附图标记说明

3：逆变器装置(电力变换装置)；4：永久磁体同步电动机(电动机)；9：IPM(逆变器)；12：控制器；24：速度控制部(q轴电流指令部)；31：磁场削弱控制部；32：磁场削弱变动抑制控制部(d轴电流指令部)；40、54：低通滤波器；82：压缩机；ω₁ ^*：逆变器频率指令值(频率指令值)；ω_P31：频率(第一指令值)；ω_P32：频率(第二指令值)；I_d ^*：d轴电流指令值；I_q ^*：q轴电流指令值；V_dc：直流电压检测值；W：空调机。

Claims (7)

1.一种电力变换装置，其特征在于，具有：

逆变器，其为了驱动具备具有线圈的定子以及具有永久磁体的转子的电动机，将被提供的直流电压变换为作为交流电压的输出电压并施加到上述线圈，并且上述输出电压饱和的饱和电平与上述直流电压相应地变化；以及

控制器，其在上述输出电压低于上述饱和电平的状态下，增加上述逆变器的输出电流，以使上述线圈产生使上述永久磁体所产生的磁通削弱的方向或者增强的方向的磁通。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

上述控制器具有：

q轴电流指令部，其在以上述电动机的电角的转速进行旋转的坐标系中将上述永久磁体所产生的磁通的朝向设为d轴，将与上述d轴正交的轴设为q轴时，根据频率指令值来输出上述输出电流的q轴成分的指令值即q轴电流指令值；以及

d轴电流指令部，其输出上述输出电流的d轴成分的指令值即d轴电流指令值，

在上述输出电压低于上述饱和电平的状态下，上述d轴电流指令部控制上述d轴电流指令值，以使上述线圈产生使上述永久磁体所产生的磁通削弱的方向的磁通。

3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，

上述d轴电流指令部控制上述d轴电流指令值，使得上述输出电压相对于上述频率指令值的变化变得大致固定。

4.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，

在上述d轴电流指令部中，如果上述频率指令值小于预定的第一指令值则将上述d轴电流指令值设为0，在上述频率指令值为上述第一指令值以上且小于预定的第二指令值时，上述频率指令值越大则使上述d轴电流指令值的绝对值越大，使得上述输出电压变得大致固定，如果上述频率指令值为上述第二指令值以上，则将上述d轴电流指令值设为0。

5.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，

上述控制器还具有：

低通滤波器，其被输入与上述直流电压的变动相应地变动的值；以及

磁场削弱控制部，其根据上述低通滤波器的输出信号，决定是否进行磁场削弱控制。

6.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

上述控制器具有：

q轴电流指令部，其在以上述电动机的电角的转速进行旋转的坐标系中将上述永久磁体所产生的磁通的朝向设为d轴，将与上述d轴正交的轴设为q轴时，根据频率指令值来输出上述输出电流的q轴成分的指令值即q轴电流指令值；以及

d轴电流指令部，其输出上述输出电流的d轴成分的指令值即d轴电流指令值，

在上述输出电压低于上述饱和电平的状态下，上述d轴电流指令部控制上述d轴电流指令值，以使上述线圈产生使上述永久磁体所产生的磁通增强的方向的磁通。

7.一种空调机，其特征在于，具有：

压缩机，其具有电动机，该电动机具备具有线圈的定子以及具有永久磁体的转子；

逆变器，其将被提供的直流电压变换为作为交流电压的输出电压并施加到上述线圈，并且上述输出电压饱和的饱和电平与上述直流电压相应地变化；以及

控制器，其在上述输出电压低于上述饱和电平的状态下，增加上述逆变器的输出电流，以使上述线圈产生使上述永久磁体所产生的磁通削弱的方向或者增强的方向的磁通。