WO2017213030A1

WO2017213030A1 - 電力変換装置

Info

Publication number: WO2017213030A1
Application number: PCT/JP2017/020539
Authority: WO
Inventors: 良之鵜野
Original assignee: 株式会社村田製作所
Priority date: 2016-06-09
Filing date: 2017-06-02
Publication date: 2017-12-14

Abstract

電力変換装置（１）は、電圧Ｖ１が入出力される入出力端子（ＩＯ１１，ＩＯ１２）と、電圧Ｖ１より高い電圧Ｖ２が入出力される入出力端子（ＩＯ２１，ＩＯ２２）と、電圧Ｖ１より低い電圧Ｖ３が入出力される入出力端子（ＩＯ３１，ＩＯ３２）と、入出力端子（ＩＯ１１，ＩＯ１２）と入出力端子（ＩＯ２１，ＩＯ２２）との間に設けられた絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ（１０１）と、入出力端子（ＩＯ１１，ＩＯ１２）と入出力端子（ＩＯ３１，ＩＯ３２）との間に設けられた非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ（１０２）とを備える。入出力端子（ＩＯ１１，ＩＯ１２）のグランドラインと、入出力端子（ＩＯ３１，ＩＯ３２）のグランドラインとは、共通である。

Description

電力変換装置

　本発明は、複数の入出力ポートのうち、任意の入出力ポート間で電力変換を行う電力変換装置に関する。

　特許文献１には、４つの入出力ポートのうち、任意の２つの入出力ポートの間で電力変換を行う電力変換回路が開示されている。この電力変換回路は、２つの入出力ポートを有する１次側変換回路と、その１次側変換回路に磁気結合し、他の２つの入出力ポートを有する２次側変換回路とを備える。そして、１次側変換回路と２次側変換回路とは、センタータップ式の変圧器により磁気結合する。

　１次側変換回路は１次側フルブリッジ回路を有する。１次側フルブリッジ回路は、変圧器の１次側コイルの両端に接続された２つのインダクタを磁気結合して構成される結合インダクタを有する。また、２次側変換回路は２次側フルブリッジ回路を有する。２次側フルブリッジ回路は、変圧器の２次側コイルの両端に接続された２つのインダクタを磁気結合して構成される結合インダクタを有する。そして、スイッチング周期のオン時間が変更されることで、１次側同士又は２次側同士のポート間の電力変換比率が変更される。また、１次変換回路と２次変換回路の電力伝送量は、スイッチング周期の位相差によって、制御される。

特開２０１４－１５８３７６号公報

　特許文献１においては、電力伝送の効率を高めるために、１次側変換回路及び２次側変換回路それぞれが備える結合インダクタの結合係数を最適値に調整する必要がある。しかしながら、結合インダクタは構造が複雑であり、精度よく設計することは難しく、また、結合インダクタが漏れインダクタンスで構成される場合、製品の特性のばらつきが大きくなる。さらに、スイッチング周期の位相差によって１次変換回路と２次変換回路の電力伝送量の制御を行い、同時に１次側同士又は２次側同士のポート間は１次変換回路又は２次変換回路のオン時間によって電力変換比率が変更されるため、制御が複雑になるとともに、それぞれにとって最適なオン時間にできないという制約がある。また、ひとつのスイッチング回路に２つの電流経路が構成されるため、スイッチング回路の損失が増大する。

　そこで、本発明の目的は、設計及び制御が容易で高効率な電力変換装置を提供することにある。

　本発明に係る電力変換装置は、第１直流電圧が入出力される第１入出力端子対と、前記第１直流電圧より高い第２直流電圧が入出力される第２入出力端子対と、前記第１直流電圧より低い第３直流電圧が入出力される第３入出力端子対と、前記第１入出力端子対と前記第２入出力端子対との間に設けられた絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータと、前記第１入出力端子対と前記第３入出力端子対との間に設けられた非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータとを備え、前記第１入出力端子対のグランドラインと、前記第３入出力端子対のグランドラインとは、共通であることを特徴とする。

　この構成では、３系統間での電力のやり取りを行える。変圧比がそれほど大きくない電力変換は、非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータが接続される第１入出力端子対と第３入出力端子対との間で行える。また、変圧比が大きい電力変換は、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータが接続される第１入出力端子対と第２入出力端子対との間で行える。さらに、第３入出力端子対からの第３直流電圧を、第１直流電圧に変換して第１入出力端子対から出力し、その後、その第１直流電圧を第２直流電圧に変換して第２入出力端子対から出力すれば、さらに大きな変圧比での電力変換ができる。これら絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ及び非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータは、汎用の回路構成を適用できるため、設計及び制御が容易となる。また、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータと非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータそれぞれで電流経路が構成されるため、スイッチング回路の損失を低減できる。

　前記絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータは、前記第１入出力端子対に接続されるフルブリッジ回路を有し、前記非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータは、前記フルブリッジ回路に対して並列に接続される二つの昇降圧型チョッパ回路を有する構成でもよい。

　この構成では、フルブリッジ回路と、二つの昇降圧型チョッパ回路のスイッチング回路とに共通の部品及び回路を用いることができるので、設計が容易となる。

　前記非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータは、前記フルブリッジ回路に対して並列に接続される二つの昇降圧型チョッパ回路を有し、前記フルブリッジ回路と、前記二つの昇降圧型チョッパ回路のスイッチング回路とには、同じ設計のモジュールが用いられる構成でもよい。

　この構成では、フルブリッジ回路と、二つの昇降圧型チョッパ回路とに共通の部品を用いることができるので、低コスト化を図ることができ、放熱設計が容易となる。

　前記非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータは、前記二つの昇降圧型チョッパ回路をインターリーブ駆動する構成でもよい。

　この構成では、駆動周波数を擬似的に高くして、非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータの出力のリップルを抑えることができる。

　前記絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータは、デュアルアクティブブリッジ回路である構成でもよい。

　前記絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータは、ＬＬＣ共振回路を含む構成でもよい。

　この構成では、ソフトスイッチングを行えるため、電力変換効率が向上する。

　前記第１電圧は６０Ｖ以下である構成でもよい。

　本発明によれば、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ及び非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータは、汎用の回路構成を適用できる。このため、３系統間での電力のやり取りを、設計及び制御が簡単な構成で高効率に行える。

図１は、本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。図２は、非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータの動作を説明するための図である。図３は、非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータの動作を説明するための図である。図４は、別の例の電力変換装置の回路図である。図５は、別の例の電力変換装置の回路図である。図６は、別の例の電力変換装置の回路図である。図７は、別の例の電力変換装置の回路図である。

（実施形態１）
　図１は、本実施形態に係る電力変換装置１の回路図である。

　電力変換装置１は、一対の入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２と、一対の入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２と、一対の入出力端子ＩＯ３１及び入出力端子ＩＯ３２とを備える。入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２には、例えばリチウムイオン電池が接続され、電圧Ｖ１（例えば、４８Ｖ）が入出力される。入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２には、例えばリチウムイオン電池が接続され、電圧Ｖ１より高い電圧Ｖ２（例えば、２８８Ｖ）が入出力される。入出力端子ＩＯ３１及び入出力端子ＩＯ３２には、例えば鉛蓄電池が接続され、電圧Ｖ１より低い電圧Ｖ３（例えば、１２Ｖ）が入出力される。

　本実施形態では、入出力端子ＩＯ１１，ＩＯ２１，ＩＯ３１はハイサイド、入出力端子ＩＯ１２，ＩＯ２２，ＩＯ３２はローサイドである。入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２は、本発明に係る「第１入出力端子対」の一例である。電圧Ｖ１は、本発明に係る「第１直流電圧」である。入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２は、本発明に係る「第２入出力端子対」の一例である。電圧Ｖ２は、本発明に係る「第２直流電圧」である。入出力端子ＩＯ３１及び入出力端子ＩＯ３２は、本発明に係る「第３入出力端子対」の一例である。電圧Ｖ３は、本発明に係る「第３直流電圧」である。

　入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２と、入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２との間には、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０１が接続される。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０１は、デュアルアクティブブリッジ回路である。また、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２と、入出力端子ＩＯ３１及び入出力端子ＩＯ３２との間には、非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２が接続される。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０１は制御部４０により制御され、非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２は制御部４１により制御される。

　絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０１及び非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２は、双方向に電力伝送可能である。つまり、電力変換装置１は、３系統間での電力のやり取りを行える。詳しくは、電力変換装置１は、電圧Ｖ１から電圧Ｖ２へ昇圧し、又は、電圧Ｖ２から電圧Ｖ１へ降圧する。また、電力変換装置１は、電圧Ｖ１から電圧Ｖ３へ降圧し、又は、電圧Ｖ３から電圧Ｖ１へ昇圧する。さらに、電力変換装置１は、電圧Ｖ３を電圧Ｖ１へ一旦昇圧した後、電圧Ｖ２へさらに昇圧し、又は、電圧Ｖ２を電圧Ｖ１へ一旦降圧した後、電圧Ｖ３へさらに降圧する。

　以下、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０１及び非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２の構成について詳述する。

（絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ）
　絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０１は、スイッチング回路１０と、ドライバ１１と、トランスＴと、スイッチング回路２０と、ドライバ２１とを備える。スイッチング回路１０は、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２に接続される。スイッチング回路２０は、入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２に接続される。そして、スイッチング回路１０と、スイッチング回路２０とは、トランスＴで接続される。

　スイッチング回路１０は、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ１３とスイッチング素子Ｑ１４の直列回路とが並列接続されたフルブリッジ回路である。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４は、例えばＭＯＳ－ＦＥＴであり、制御部４０から制御信号を受信するドライバ１１によりスイッチング制御される。

　スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１３はハイサイドスイッチ素子であり、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１４はローサイドスイッチ素子である。そして、スイッチング素子Ｑ１１及びスイッチング素子Ｑ１４と、スイッチング素子Ｑ１２及びスイッチング素子Ｑ１３とが交互にオンオフされる。

　スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２の接続点と、スイッチング素子Ｑ１３とスイッチング素子Ｑ１４の接続点とは、トランスＴの第１巻線Ｎ１に接続される。

　スイッチング回路２０は、スイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ２３とスイッチング素子Ｑ２４の直列回路とが並列接続されたフルブリッジ回路である。スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４は、例えばＭＯＳ－ＦＥＴであり、制御部４０から制御信号を受信するドライバ２１によりスイッチング制御される。

　スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２３はハイサイドスイッチ素子であり、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４はローサイドスイッチ素子である。そして、スイッチング素子Ｑ２１及びスイッチング素子Ｑ２４と、スイッチング素子Ｑ２２及びスイッチング素子Ｑ２３とが交互にオンオフされる。

　なお、入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２には、平滑用のキャパシタＣ２が接続される。

　スイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２の接続点は、トランスＴの第２巻線Ｎ２の第１端に接続される。スイッチング素子Ｑ２３とスイッチング素子Ｑ２４の接続点は、チョークコイルＬ１を介して、トランスＴの第２巻線Ｎ２の第２端に接続される。

　トランスＴの第１巻線Ｎ１と第２巻線Ｎ２は磁気結合する。なお、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０１は双方向に電力伝送する。したがって、電力伝送方向が、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２から入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２の場合、第１巻線Ｎ１が１次側、第２巻線Ｎ２が２次側である。また、電力伝送方向が、入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２から入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２の場合、第２巻線Ｎ２が１次側、第１巻線Ｎ１が２次側である。

　このように、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０１を構成することで、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２と、入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２との間で、双方向に電力変換できる。また、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２と、入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２との間は絶縁されているため、低圧用の入出力端子ＩＯ３１及び入出力端子ＩＯ３２と、中圧用の入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２とを、高圧用の入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２から容易に絶縁でき、低圧用回路及び中圧用回路の絶縁構造が容易に確保できる。

（非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ）
　図２及び図３は、非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２を説明するための図である。

　非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２は、スイッチング回路３０と、インダクタＬ３１，Ｌ３２と、キャパシタＣ３とを備える。スイッチング回路３０は、スイッチング素子Ｑ３１とスイッチング素子Ｑ３２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ３３とスイッチング素子Ｑ３４の直列回路とが並列接続される。これらの各素子により、図２に示す昇降圧型チョッパ回路３０Ａと、図３に示す昇降圧型チョッパ回路３０Ｂとが構成される。そして、昇降圧型チョッパ回路３０Ａと、昇降圧型チョッパ回路３０Ｂとは並列に接続される構成となる。なお、非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２において、入出力端子ＩＯ１２に接続されるグランドラインと、入出力端子ＩＯ３２に接続されるグランドラインは同じである。

　昇降圧型チョッパ回路３０Ａは、キャパシタＣ１と、スイッチング素子Ｑ３１と、スイッチング素子Ｑ３２と、インダクタＬ３１と、キャパシタＣ３とを有する。キャパシタＣ１と、スイッチング素子Ｑ３１とスイッチング素子Ｑ３２の直列回路は、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２に接続される。スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２は、例えばＭＯＳ－ＦＥＴであり、制御部４１（図１参照）から制御信号を受信するドライバ３１（図１参照）によりスイッチング制御される。スイッチング素子Ｑ３１とスイッチング素子Ｑ３２とは交互にオンオフされる。

　スイッチング素子Ｑ３１とスイッチング素子Ｑ３２の接続点は、インダクタＬ３１を介して、入出力端子ＩＯ３１に接続される。キャパシタＣ３は、入出力端子ＩＯ３１及び入出力端子ＩＯ３２に接続される。

　これらスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２と、インダクタＬ３１と、キャパシタＣ１，Ｃ３とで、昇降圧型チョッパ回路３０Ａが構成される。この昇降圧型チョッパ回路３０Ａは、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２側からみると降圧回路であり、入出力端子ＩＯ３１及び入出力端子ＩＯ３２側からみると昇圧回路である。

　スイッチング素子Ｑ３３とスイッチング素子Ｑ３４の直列回路は、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２に接続される。スイッチング素子Ｑ３３，Ｑ３４は、例えばＭＯＳ－ＦＥＴであり、制御部４１（図１参照）から制御信号を受信するドライバ３１（図１参照）によりスイッチング制御される。スイッチング素子Ｑ３３とスイッチング素子Ｑ３４とは交互にオンオフされる。スイッチング素子Ｑ３３とスイッチング素子Ｑ３４の接続点は、インダクタＬ３２を介して、入出力端子ＩＯ３１に接続される。

　これらスイッチング素子Ｑ３３，Ｑ３４と、インダクタＬ３２と、キャパシタＣ１，Ｃ３とで、昇降圧型チョッパ回路３０Ｂが構成される。この昇降圧型チョッパ回路３０Ｂは、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２側からみると降圧回路であり、入出力端子ＩＯ３１及び入出力端子ＩＯ３２側からみると昇圧回路である。キャパシタＣ１，Ｃ３は、昇降圧型チョッパ回路３０Ａと共有される。

　なお、スイッチング素子Ｑ３１とスイッチング素子Ｑ３２の直列回路、及び、スイッチング素子Ｑ３３とスイッチング素子Ｑ３４の直列回路は、本発明に係る「昇降圧型チョッパ回路のスイッチング回路」の一例である。

　このように、非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２は、並列接続される二つの昇降圧型チョッパ回路３０Ａ，３０Ｂを備えることで、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２と、入出力端子ＩＯ３１及び入出力端子ＩＯ３２との間で、双方向に昇降圧できる。非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２での昇降圧制御は、スイッチング回路１０のスイッチングによらず独立に行うことができ、スイッチング回路１０により形成される電流経路が、非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２での電力変換に影響を及ぼさない。また、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０１のスイッチング回路２０側への電力伝送も起こらない。よって、変圧制御が複雑化しない。また、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータと非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータそれぞれで電流経路が構成されるため、スイッチング回路の損失を低減できる。

　また、非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２での昇降圧制御を行う場合、制御部４１は、二つの昇降圧型チョッパ回路３０Ａ，３０Ｂを、インターリーブ駆動する。これにより、非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２の出力のリップルを抑えることができる。

　また、昇降圧型チョッパ回路３０Ａのスイッチング素子Ｑ３１とスイッチング素子Ｑ３２の直列回路、及び、昇降圧型チョッパ回路３０Ｂのスイッチング素子Ｑ３３とスイッチング素子Ｑ３４の直列回路は、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２に接続される。このため、同じく入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２に接続されるスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４と同じ耐圧の素子を用いることができる。これにより、複数のスイッチング素子が一つのモジュールに実装されている場合、スイッチング回路１０と、非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２のスイッチング回路３０とには、同じ設計のモジュールを用いることができる。したがって、共通の部品を用いることができるので、低コスト化を図ることができ、また電力変換装置１の放熱設計が容易となる。

　なお、一般にＤＣ６０Ｖを超える電圧は危険電圧とされ、絶縁をすることが求められる。よって、電圧Ｖ１は６０Ｖ以下であることが好ましい。

　このように、電力変換装置１は、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０１及び非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２を組み合わせることで、３系統間での電力のやり取りを行える。そして、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０１及び非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２は、汎用の回路で構成できるため低コスト化を図ることができ、放熱設計及び制御が容易となる。

　以下、電力変換装置の変形例について説明する。

　図４は、別の例の電力変換装置１Ａの回路図である。この例では、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０１Ａの構成が、図１の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０１と相違する。

　絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０１Ａは、ＬＬＣ共振回路５０を有する。ＬＬＣ共振回路５０は、キャパシタＣ４と、インダクタＬ２と、インダクタＬｍとで構成される。キャパシタＣ４は第２巻線Ｎ２の第１端に接続され、インダクタＬ２は第２巻線Ｎ２の第２端に接続される。インダクタＬｍはトランスＴの励磁インダクタンスである。なお、インダクタＬｍは、外付けの実部品であってもよい。ＬＬＣ共振回路５０を設けることで、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０１Ａは、ソフトスイッチングを行うことができ、スイッチング損失を低減できる。なお、ＬＬＣ共振回路５０は、第１巻線Ｎ１側に設けられてもよい。

　図５は、別の例の電力変換装置１Ｂの回路図である。この例では、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０１Ｂの構成が、図１の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０１と相違する。

　絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０１Ｂが備えるトランスＴ１の第２巻線Ｎ３は、中間タップを有する。第２巻線Ｎ３は、第１巻線Ｎ１と磁気結合する。第２巻線Ｎ３の第１端は、スイッチング素子Ｑ４１を介して、入出力端子ＩＯ２２に接続される。第２巻線Ｎ３の第２端は、スイッチング素子Ｑ４２を介して、入出力端子ＩＯ２２に接続される。第２巻線Ｎ３の中間タップは、チョークコイルＬ４を介して入出力端子ＩＯ２１に接続される。スイッチング素子Ｑ４１，Ｑ４２は、例えばＭＯＳ－ＦＥＴであり、ドライバ２１によりスイッチング制御される。

　この構成では、トランスＴ１の第２巻線Ｎ３側に設けるスイッチング素子の数を減らすことができる。

　図６は、別の例の電力変換装置１Ｃの回路図である。この例では、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０１Ｃの構成が、図１の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０１と相違する。

　絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０１Ｃのスイッチング回路２０と入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２との間には、スイッチング素子Ｑ５１と、スイッチング素子Ｑ５２と、インダクタＬ５と、キャパシタＣ５とが設けられる。スイッチング素子Ｑ５１とスイッチング素子Ｑ５２の直列回路は、キャパシタＣ２に並列に接続される。スイッチング素子Ｑ５１と、スイッチング素子Ｑ５２との接続点は、インダクタＬ５を介して入出力端子ＩＯ２１に接続される。キャパシタＣ５は、入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２に接続される。スイッチング素子Ｑ５１，Ｑ５２は、例えばＭＯＳ－ＦＥＴであり、ドライバ２１によりスイッチング制御される。

　スイッチング素子Ｑ５１，Ｑ５２と、インダクタＬ５と、キャパシタＣ２，Ｃ５とで構成される回路は、入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２側からみると昇圧回路であり、スイッチング回路２０側からみると降圧回路である。この回路を設けることで、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０１Ｃにおける変圧比を調整することができる。

　図７は、別の例の電力変換装置の回路図である。図７は、非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２Ａと、スイッチング回路１０のみを示し、他の回路の図示は省略する。

　非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２Ａは、図１で説明した構成に加え、スイッチング素子Ｑ３１Ａとスイッチング素子Ｑ３２Ａの直列回路と、スイッチング素子Ｑ３３Ａとスイッチング素子Ｑ３４Ａの直列回路と、インダクタＬ３１Ａと、インダクタＬ３２Ａとを有する。スイッチング素子Ｑ３１Ａ，Ｑ３２Ａ，Ｑ３３Ａ，Ｑ３４Ａは、例えばＭＯＳ－ＦＥＴであり、ドライバ３１（図１参照）によりスイッチング制御される。

　スイッチング素子Ｑ３１Ａとスイッチング素子Ｑ３２Ａの直列回路は、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２に接続される。そして、スイッチング素子Ｑ３１Ａとスイッチング素子Ｑ３２Ａとは交互にオンオフされる。スイッチング素子Ｑ３１Ａとスイッチング素子Ｑ３２Ａの接続点は、インダクタＬ３１Ａを介して、入出力端子ＩＯ３１に接続される。そして、スイッチング素子Ｑ３１Ａ，Ｑ３２Ａと、インダクタＬ３１Ａと、キャパシタＣ１，Ｃ３とで、昇降圧型チョッパ回路が構成される。

　スイッチング素子Ｑ３３Ａとスイッチング素子Ｑ３４Ａの直列回路は、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２に接続される。そして、スイッチング素子Ｑ３３Ａとスイッチング素子Ｑ３４Ａとは交互にオンオフされる。スイッチング素子Ｑ３３Ａとスイッチング素子Ｑ３４Ａの接続点は、インダクタＬ３２Ａを介して、入出力端子ＩＯ３１に接続される。そして、スイッチング素子Ｑ３３Ａ，Ｑ３４Ａと、インダクタＬ３２Ａと、キャパシタＣ１，Ｃ３とで、昇降圧型チョッパ回路が構成される。

　このように、図７の例では、昇降圧型チョッパ回路の並列回路が多段に設けられる。この場合、昇降圧型チョッパ回路は４並列に接続される。そして、これらをマルチフェーズ制御することで、非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２Ａの電力出力バランスを調整できる。また、この構成であっても、スイッチング素子Ｑ３１Ａ，Ｑ３２Ａ，Ｑ３３Ａ，Ｑ３４Ａは、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４と同じ耐圧の素子を用いることができる。

　なお、上述では、非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２は、スイッチング回路１０のトランスＴ側に接続される構成であるが、スイッチング回路１０の入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２側に接続される構成でもよい。

Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５…キャパシタ
ＩＯ１１，ＩＯ１２…入出力端子（第１入出力端子対）
ＩＯ２１，ＩＯ２２…入出力端子（第２入出力端子対）
ＩＯ３１，ＩＯ３２…入出力端子（第３入出力端子対）
Ｌ１…チョークコイル
Ｌ２…インダクタ
Ｌ３１，Ｌ３１Ａ，Ｌ３２，Ｌ３２Ａ…インダクタ
Ｌ４…チョークコイル
Ｌ５…インダクタ
Ｌｍ…インダクタ
Ｎ１…第１巻線
Ｎ２，Ｎ３…第２巻線
Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４…スイッチング素子
Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４…スイッチング素子
Ｑ３１，Ｑ３２，Ｑ３３，Ｑ３４…スイッチング素子
Ｑ３１Ａ，Ｑ３２Ａ，Ｑ３３Ａ，Ｑ３４Ａ…スイッチング素子
Ｑ４１，Ｑ４２…スイッチング素子
Ｑ５１，Ｑ５２…スイッチング素子
Ｑ５２…スイッチング素子
Ｔ，Ｔ１…トランス
Ｖ１…電圧（第１直流電圧）
Ｖ２…電圧（第２直流電圧）
Ｖ３…電圧（第３直流電圧）
１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ…電力変換装置
１０，２０…スイッチング回路
１１，２１，３１…ドライバ
３０…スイッチング回路
３０Ａ，３０Ｂ…昇降圧型チョッパ回路
４０，４１…制御部
５０…ＬＬＣ共振回路
１０１，１０１Ａ，１０１Ｂ，１０１Ｃ…絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ
１０２，１０２Ａ…非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ

Claims

　第１直流電圧が入出力される第１入出力端子対と、
　前記第１直流電圧より高い第２直流電圧が入出力される第２入出力端子対と、
　前記第１直流電圧より低い第３直流電圧が入出力される第３入出力端子対と、
　前記第１入出力端子対と前記第２入出力端子対との間に設けられた絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータと、
　前記第１入出力端子対と前記第３入出力端子対との間に設けられた非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータと、
　を備え、
　前記第１入出力端子対のグランドラインと、前記第３入出力端子対のグランドラインとは、共通である、
　電力変換装置。
　前記絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータは、
　前記第１入出力端子対に接続されるフルブリッジ回路を有し、
　前記非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータは、
　前記フルブリッジ回路に対して並列に接続される二つの昇降圧型チョッパ回路を有する、
　請求項１に記載の電力変換装置。
　前記フルブリッジ回路と、前記二つの昇降圧型チョッパ回路のスイッチング回路とには、同じ設計のモジュールが用いられる、
　請求項２に記載の電力変換装置。
　前記非絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータは、前記二つの昇降圧型チョッパ回路をインターリーブ駆動する、
　請求項３に記載の電力変換装置。
　前記絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータは、デュアルアクティブブリッジ回路である、
　請求項１から４のいずれかに記載の電力変換装置。
　前記絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータは、ＬＬＣ共振回路を含む、
　請求項１から５のいずれかに記載の電力変換装置。
　前記第１直流電圧は６０Ｖ以下である、
　請求項１から６のいずれかに記載の電力変換装置。