WO2017163320A1 - 電力変換装置及び電力変換方法 - Google Patents

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卓也 杉本
雄作 小沼
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株式会社日立産機システム
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    • H02P27/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using ac to ac converters without intermediate conversion to dc

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device and a power conversion method for converting a DC or AC input voltage into an arbitrary AC voltage.
  • Patent Document 1 JP-A-10-285982
  • the current polarity detection circuit 17 detects the polarity of the winding current of the motor 8 from the presence or absence of the current flowing through the transistor T4, and the current phase difference detection unit 15 determines the polarity and the energization signals Du, Dv
  • the phase difference ⁇ i of the winding currents iu, iv, iw of the motor 8 with respect to the output voltage V of the inverter main circuit 7 is detected based on Dw, and the induced voltage phase difference calculation unit 11 outputs the output voltage V
  • the frequency command determining unit 13 determines the frequency command fe from the difference between the phase difference ⁇ e and the current phase difference ⁇ i
  • the energization signal forming unit 10 The energization signals Du, Dv, Dw having the amplitude of the voltage rate corresponding to the sine wave are generated from the command
  • Patent Document 1 describes a technique for calculating the frequency of an electric motor based on a current phase and a voltage phase.
  • the technique described in Patent Document 1 for example, when noise is mixed and superimposed on the detected current or voltage, noise also appears in the phase to be calculated. Is not accurate. Therefore, compared with the conventional technique including the technique described in Patent Document 1, the present invention is a power that can calculate an accurate phase even if noise is mixed and superimposed on the detected current or voltage.
  • a conversion device is provided.
  • a power conversion device includes a linear function conversion unit that converts a detected or estimated electrical signal into a linear function that represents a temporal displacement of the phase of the electrical signal, and a linear function conversion unit.
  • An inclination extraction unit that extracts an inclination from the converted linear function
  • an intercept extraction unit that extracts an intercept from the linear function converted by the linear function conversion unit
  • an inclination filter that performs filtering on at least the inclination extracted by the inclination extraction unit
  • a filter processing unit having any one of an intercept filter processing unit that performs a filtering process on the sections extracted by the processing unit and the intercept extraction unit, and the filter processing unit includes an inclination filter processing unit and an intercept filter processing unit, Using the slope that has been filtered by the slope filter processing unit and the intercept that has been filtered by the intercept filter processing unit, or
  • the filter processing unit has an inclination filter processing unit or an intercept filter processing unit, the inclination or intercept subjected to the filter processing by the inclination filter processing unit or the intercept filter processing unit and the inclination or intercept not subjected to the filter processing
  • a linear function inverse transform unit that returns to a linear function
  • a phase inverse transform unit that
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a configuration of a power conversion device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of the configuration of the phase calculation unit 108 of the power conversion device according to the embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an operation mode in which the phase is converted into the ramp phase by the linear function conversion unit 202 in the phase calculation unit 108.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an operation mode in which the phase of the ramp filter is reversely converted by the phase reverse conversion unit 208 in the phase calculation unit 108.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of the configuration of the power conversion apparatus according to the first embodiment.
  • the power conversion device 101 that drives the AC motor 105 includes a smoothing capacitor 102, a power converter 103, a current detector 104, and a control device 106.
  • the smoothing capacitor 102 is a smoothing capacitor for smoothing a DC voltage. A DC voltage may be directly input without going through a smoothing capacitor.
  • the power converter 103 is composed of a semiconductor switching element, and converts an input DC voltage into a voltage having an arbitrary frequency in accordance with a combination of ON / OFF of the semiconductor switching element.
  • the above configuration is shown as an example.
  • the input may be converted into a voltage having an arbitrary frequency as an AC voltage.
  • the input AC voltage may be a three-phase AC voltage or a single-phase AC voltage.
  • the current detector 104 is a shunt resistor or a hall CT, for example, and detects the three-phase output current of the power converter 103. Since only two phases are detected and the sum of the three-phase alternating current is zero, the remaining one phase may be calculated. Further, a shunt resistor may be arranged on the positive electrode or negative electrode on the input side of the power converter 103, and the three-phase output current may be estimated from the current flowing through the shunt resistor.
  • the control device 106 includes an AC motor control unit 107, a phase calculation unit 108, a gate signal control unit 109, and a setting unit 110.
  • the AC motor control unit 107 outputs a voltage command based on the three-phase output current in order to arbitrarily control the speed or torque of the AC motor 105.
  • the phase calculation unit 108 receives the filter time constant set by the setting unit 110 and the three-phase output current detected by the current detector 104 and outputs the phase information subjected to the filter process to the AC motor control unit 107. To do.
  • the gate signal control unit 109 receives a voltage command from the AC motor control unit 107, and turns on / off the semiconductor switching elements constituting the power converter 103 so that a voltage based on the voltage command is applied to the AC motor 105. To control.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of the configuration of the phase calculation unit 108 of the power conversion device illustrated in FIG. 1.
  • the phase calculation unit 108 includes a phase generation unit 201, a linear function conversion unit 202, a gradient extraction unit 203, an intercept extraction unit 204, a gradient filter processing unit 205, an intercept filter processing unit 206, a linear function inverse conversion unit 207, and a phase inverse conversion unit. 208.
  • the phase generation unit 201 includes a two-phase coordinate conversion unit 209 and a phase conversion unit 210 when, for example, three-phase output currents i u , i v and i w are input.
  • the two-phase coordinate conversion unit 209 converts the three-phase output currents i u , i v , i w into two-phase output currents i ⁇ , i ⁇
  • the phase conversion unit 210 converts the two-phase output currents i ⁇ , i ⁇ from Convert to phase ⁇ .
  • the two-phase coordinate conversion result is converted into the phase ⁇ , but the two-phase coordinate conversion result may be converted into the phase ⁇ from the result of converting the two-phase coordinate conversion result into the two-phase rotating coordinate system. Alternatively, the phase may be directly converted to the phase ⁇ from the three phases.
  • FIG. 3 is a diagram showing how the phase changes with time and how the linear function converter 202 converts the phase into a ramp phase.
  • the phase ⁇ 308 input from the phase converter 210 generally repeats the operation of returning to the initial phase when it reaches one period phase 301. That is, in terms of waveform, a saw waveform is exhibited. Therefore, when the period of one period 301 is reached in the A section 302, the operation is performed so that the previous period period 301 is added to the period phase of the A section without returning to the initial phase.
  • the two-period phase component 305 minutes up to the A section is added, and in the C section 304, the three-cycle phase component 306 up to the B section is added.
  • the sawtooth waveform is converted into the ramp phase ⁇ rmp 307.
  • the ramp phase ⁇ rmp 307 converted by the linear function conversion unit 202 is input to the gradient extraction unit 203 and the intercept extraction unit 204.
  • the gradient extracting unit 203 extracts the gradient a from the ramp phase ⁇ rmp 307 shown in FIG.
  • the inclination a can be extracted (calculated) by the calculation of the following Equation 1.
  • ⁇ rmp is a phase increment value per unit time
  • ⁇ t is a unit time.
  • the slope a represents the frequency of the phase, that is, the frequency of the original signal (in this embodiment, the current signal input to the phase generation unit 201 in FIG. 2).
  • the intercept extraction unit 204 extracts the intercept b using the ramp phase ⁇ rmp 307 and the gradient a extracted by the gradient extraction unit 203 shown in FIG. 3 as inputs.
  • the intercept b can be extracted (calculated) by the calculation of Equation 2 below.
  • Equation 2 t is time.
  • the intercept b represents the magnitude of the phase at the detection start time.
  • the inclination a extracted by the inclination extraction unit 203 is subjected to low-pass filter processing by the inclination filter processing unit 205.
  • the gradient “a” that has been subjected to the filter processing is referred to as “filter gradient a fil ”.
  • the intercept b extracted by the intercept extraction unit 204 is subjected to low-pass filter processing by the intercept filter processing unit 206.
  • the section b that has been subjected to the filtering process is referred to as “filter section b fil ”.
  • the filter time constant used by the gradient filter processing unit 205 and the filter time constant used by the intercept filter processing unit 206 values arbitrarily set by the user using parameters or the like in the setting unit 110 shown in FIG. 1 are used. Note that both time constants may be values set in advance instead of the values set in the setting unit 110.
  • the linear function inverse transform unit 207 performs inverse transform to the ramp filter phase ⁇ rmpfil by using the filtered slope a fil and intercept b fil as inputs.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an operation mode in which the phase reverse conversion unit 208 performs phase reverse conversion on the ramp filter phase ⁇ rmpfil 407.
  • the phase reverse conversion unit 208 performs phase reverse conversion on the ramp filter phase ⁇ rmpfil 407.
  • the D section 402 In order to convert the ramp filter phase ⁇ rmpfil 407 into a general phase waveform (sawtooth waveform), in the D section 402, one cycle phase portion 401 is subtracted from the ramp filter phase ⁇ rmpfil 407.
  • the two-cycle phase portion 405 is subtracted from the ramp filter phase ⁇ rmpfil 407.
  • the three-cycle phase component 406 is subtracted from the ramp filter phase ⁇ rmpfil 407. Thereby, it is possible to convert to the inverse conversion phase ⁇ fil 408.
  • the AC motor control unit 107 performs drive control of the AC motor 105 using the filter phase ⁇ fil calculated by the phase calculation unit 108. That is, the AC motor control unit 107 performs control using a phase from which noise has been removed by filtering, and can suppress the influence of noise that is mixed in the detection signal and superimposed, compared to the conventional case, and the AC motor 105 can be more accurately controlled. Can be controlled.
  • the gradient a extracted by the gradient extraction unit 203 and the filter gradient a file derived by the gradient filter processing unit 205 are phase increment values per unit time. That is, it means the frequency of the phase. Therefore, the AC motor 105 may be controlled by using not only the inverse conversion phase ⁇ fil 408 but also the gradient a or the filter gradient a fil for the AC motor control unit 107.
  • an example of the detected or estimated current is shown.
  • the present invention is not limited to this.
  • an induced voltage or residual voltage generated from an AC motor is detected or estimated by a voltage detector.
  • the same processing is applied to the phase obtained from the applied voltage to control the AC motor.
  • the same processing is applied to the phase obtained from each signal detected or estimated by a speed detector that detects the speed of the AC motor or a position detector that detects the position, and is applied to the control of the AC motor. It is also possible.
  • the present invention can be applied to the phase obtained from each.
  • the present invention can be applied to all motors, and can be similarly applied not only to motors but also to generators and power sources. .
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments, and includes various modifications.
  • the above-described embodiments have been described in detail for easy understanding of the present invention, and are not necessarily limited to those having all the configurations described.

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Abstract

検出または推定した電気信号にノイズが混入していたとしても正確な位相を演算する電力変換装置を提供する。検出または推定した電気信号を当該電気信号の位相の時間変位を表す一次関数に変換する一次関数変換部と、一次関数変換部で変換した一次関数から傾きおよび切片を抽出する傾き抽出部および切片抽出部と、傾き抽出部および切片抽出部で抽出した傾きおよび切片に対してフィルタ処理を施す傾きフィルタ処理部および切片フィルタ処理部と、傾きフィルタ処理部および切片フィルタ処理部でフィルタ処理を施した傾きおよび切片とを用いて一次関数に戻す一次関数逆変換部と、一次関数逆変換部で逆変換した一次関数を位相の時間変位に戻す位相逆変換部とを備え、位相逆変換部で逆変換した逆変換位相を用いて電力変換装置の出力電圧を制御する。

Description

電力変換装置及び電力変換方法
　本発明は、直流または交流の入力電圧を任意の交流電圧に変換する電力変換装置及び電力変換方法に関する。
　本発明が属する技術分野の背景技術として、特開平１０－２８５９８２号公報（特許文献１）に記載された技術がある。この公報には、「電流極性検出回路１７は、トランジスタＴ４に流れる電流の有無からモータ８の巻線電流の極性を検出し、電流位相差検出部１５は、その極性と通電信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗとに基づきインバータ主回路７の出力電圧Ｖに対するモータ８の巻線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの位相差θｉを検出する。誘起電圧位相差演算部１１は、電流位相差θｉに基づき出力電圧Ｖに対するモータ８の誘起電圧Ｅの位相差θｅを演算し、周波数指令決定部１３が、その位相差θｅと電流位相差θｉとの差から周波数指令ｆｅを決定すると、通電信号形成部１０は、周波数指令ｆｅから正弦波に応じた電圧率の振幅を有する通電信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを形成し、インバータ主回路７を介してモータ８を駆動する。」と記載されている（要約参照）。
特開平１０－２８５９８２号公報
　上記特許文献１には、電流位相、電圧位相に基づいて電動機の周波数を演算する技術について記載されている。しかし、特許文献１に記載されている技術は、例えば、検出した電流または電圧にノイズが混入し重畳した場合、演算する位相に対してもノイズが表れるため、演算される位相およびそれに基づいた周波数は正確とはいえない。
　そこで、本発明は、特許文献１に記載の技術を始めとする従来の技術と比較して、検出した電流または電圧にノイズが混入し重畳したとしても正確な位相を演算することが可能な電力変換装置を提供する。
　上記課題を解決するために、本発明に係る電力変換装置は、検出または推定した電気信号を当該電気信号の位相の時間変位を表す一次関数に変換する一次関数変換部と、一次関数変換部で変換した一次関数から傾きを抽出する傾き抽出部と、一次関数変換部で変換した一次関数から切片を抽出する切片抽出部と、少なくとも傾き抽出部で抽出した傾きに対してフィルタ処理を施す傾きフィルタ処理部および切片抽出部で抽出した切片に対してフィルタ処理を施す切片フィルタ処理部のいずれかを有するフィルタ処理部と、フィルタ処理部が傾きフィルタ処理部および切片フィルタ処理部を有する場合は、当該傾きフィルタ処理部でフィルタ処理を施した傾きと当該切片フィルタ処理部でフィルタ処理を施した切片とを用いて、あるいは、フィルタ処理部が傾きフィルタ処理部または切片フィルタ処理部を有する場合は、当該傾きフィルタ処理部または当該切片フィルタ処理部でフィルタ処理を施した傾きまたは切片と当該フィルタ処理を施さない傾きまたは切片として傾き抽出部または切片抽出部で抽出した傾きまたは切片とを用いて、一次関数に戻す一次関数逆変換部と、一次関数逆変換部で逆変換した一次関数を位相の時間変位に戻す位相逆変換部とを備え、位相逆変換部で逆変換した逆変換位相を用いて電力変換装置の出力電圧を制御することを特徴とする。
　本発明によれば、検出または推定した電流または電圧にノイズが混入していたとしても、位相を演算する際にフィルタ処理を施すことによりノイズの影響を除去し、正確な位相を使用して駆動制御することが可能な電力変換装置を提供することができる。
　上記した以外の課題、構成及び効果については、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
図１は、本発明の実施例に係る電力変換装置の構成の一例を示す図である。 図２は、実施例に係る電力変換装置の位相演算部１０８の構成の一例を示す図である。 図３は、位相を位相演算部１０８内の一次関数変換部２０２によりランプ位相に変換する動作態様を示す図である。 図４は、ランプフィルタ位相を位相演算部１０８内の位相逆変換部２０８によって位相逆変換する動作態様を示す図である。
　以下、本発明の実施の形態として、実施例について図を用いながら説明する。
　本実施例では、検出または推定した電流にノイズが混入していた場合においても、より正確に位相を演算することを可能とする電力変換装置の構成の一例を説明する。
　図１は、実施例１に係る電力変換装置の構成の一例を示す図である。
　交流電動機１０５を駆動する電力変換装置１０１は、平滑コンデンサ１０２、電力変換器１０３、電流検出器１０４および制御装置１０６を有する。
　平滑コンデンサ１０２は、直流電圧を平滑化するための平滑コンデンサである。平滑コンデンサを介することなく直流電圧を直接入力してもよい。
　電力変換器１０３は、半導体スイッチング素子から構成され、この半導体スイッチング素子のオン・オフの組み合わせに応じて、入力直流電圧を任意周波数の電圧に変換する。なお、本実施例では上記の構成を一例として示したが、入力を交流電圧として任意周波数の電圧に変換してもよい。この場合の入力交流電圧は、三相交流電圧でも単相交流電圧でもよい。
　電流検出器１０４は、例えばシャント抵抗やホールＣＴであって、電力変換器１０３の三相出力電流を検出する。二相のみを検出し、三相交流の総和が零であることから、残りの一相を算出してもよい。また、電力変換器１０３の入力側の正極または負極にシャント抵抗を配置し、シャント抵抗に流れる電流から三相出力電流を推定してもよい。
　制御装置１０６は、交流電動機制御部１０７、位相演算部１０８、ゲート信号制御部１０９および設定部１１０から構成される。
　交流電動機制御部１０７は、交流電動機１０５の速度またはトルクを任意に制御するために、三相出力電流に基づいた電圧指令を出力する。
　位相演算部１０８は、設定部１１０で設定されたフィルタ時定数と、電流検出器１０４にて検出した三相出力電流とを入力として、フィルタ処理を施した位相情報を交流電動機制御部１０７に出力する。
　ゲート信号制御部１０９は、交流電動機制御部１０７より電圧指令を受け取り、交流電動機１０５にこの電圧指令に基づいた電圧が印加されるように、電力変換器１０３を構成する半導体スイッチング素子のオン・オフを制御する。
　図２は、図１に示した電力変換装置の位相演算部１０８の構成の一例を示す図である。
　位相演算部１０８は、位相生成部２０１、一次関数変換部２０２、傾き抽出部２０３、切片抽出部２０４、傾きフィルタ処理部２０５、切片フィルタ処理部２０６、一次関数逆変換部２０７および位相逆変換部２０８から構成される。
　位相生成部２０１は、例えば三相出力電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを入力とする場合、二相座標変換部２０９と位相変換部２１０とから構成される。二相座標変換部２０９は、三相出力電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを二相出力電流ｉα、ｉβに変換し、位相変換部２１０は、二相出力電流ｉα、ｉβから位相θに変換する。なお、本実施例では、二相座標変換結果から位相θに変換したが、二相座標変換結果を二相回転座標系に変換した結果から位相θに変換してもよい。また、三相のままから直接位相θに変換してもよい。
　次に、一次関数変換部２０２が実行する動作態様について説明する。
　図３は、位相の時間変化の様子および一次関数変換部２０２が位相をランプ位相に変換する動作態様を示す図である。位相変換部２１０から入力される位相θ３０８は、一般的に一周期位相分３０１に達したら初期位相に戻る動作を繰り返す。すなわち、波形的には、のこぎり波形を呈することとなる。そこで、Ａ区間３０２において一周期位相分３０１に達したら初期位相に戻さずに、このＡ区間の一周期位相分に対して前の一周期位相分３０１をプラスするように操作する。次に、Ｂ区間３０３も同様にして、Ａ区間までの二周期位相分３０５分をプラスし、Ｃ区間３０４では、Ｂ区間までの三周期位相分３０６をプラスする。この操作を繰り返すことにより、のこぎり波形をランプ位相θｒｍｐ３０７に変換する。
　一次関数変換部２０２で変換したランプ位相θｒｍｐ３０７は、傾き抽出部２０３および切片抽出部２０４に入力される。
　傾き抽出部２０３は、図３に示したランプ位相θｒｍｐ３０７から傾きａを抽出する。傾きａは、以下の数式１の演算にて抽出（算出）することができる。数式１において、Δθｒｍｐは、単位時間当たりの位相増分値、Δｔは単位時間である。数式１から明らかなように、傾きａは、位相の周波数、すなわち、原信号（本実施例では、図２の位相生成部２０１に入力される電流信号）の周波数を表している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　一方で、切片抽出部２０４は、図３に示したランプ位相θｒｍｐ３０７および傾き抽出部２０３で抽出した傾きａを入力として切片ｂを抽出する。切片ｂは、以下の数式２の演算にて抽出（算出）することができる。数式２において、ｔは時間である。数式２から明らかなように、切片ｂは、検出開始時点の位相の大きさを表している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　傾き抽出部２０３で抽出した傾きａは、傾きフィルタ処理部２０５でローパスフィルタ処理を施す。このフィルタ処理を施した傾きａを「フィルタ傾きａｆｉｌ」と呼ぶ。また、切片抽出部２０４で抽出した切片ｂは、切片フィルタ処理部２０６でローパスフィルタ処理を施す。このフィルタ処理を施した切片ｂを「フィルタ切片ｂｆｉｌ」と呼ぶ。
　ここで、傾きフィルタ処理部２０５で用いるフィルタ時定数および切片フィルタ処理部２０６で用いるフィルタ時定数は、図１に示した設定部１１０においてユーザがパラメータ等で任意に設定した値を用いる。なお、双方の時定数共に、設定部１１０において設定した値でなく、予め定めた値を用いてもよい。
　また、傾きフィルタ処理部２０５および切片フィルタ処理部２０６の各フィルタ処理として、ローパスフィルタによる処理を示したが、例えば、必要に応じてバンドパスフィルタなどによるフィルタ処理に変更してもよい。
　さらに、上記では、抽出した傾きａおよび切片ｂの両方に対してもフィルタ処理を施す構成例を示したが、傾きａのみにフィルタ処理を施し切片ｂはフィルタ処理なしに抽出したそのものを用いるようにしてもよく、逆に、切片ｂのみにフィルタ処理を施し傾きａはフィルタ処理なしに抽出したそのものを用いるようにしてもよい。
　一次関数逆変換部２０７は、フィルタ処理を施した傾きａｆｉｌおよび切片ｂｆｉｌを入力としてランプフィルタ位相θｒｍｐｆｉｌに逆変換する。
　次に、位相演算部１０８内の位相逆変換部２０８が実行する動作態様につい説明する。図４は、ランプフィルタ位相θｒｍｐｆｉｌ４０７を位相逆変換部２０８が位相逆変換する動作態様を示す図である。ランプフィルタ位相θｒｍｐｆｉｌ４０７から一般的な位相波形（のこぎり波形)に変換するために、Ｄ区間４０２では、ランプフィルタ位相θｒｍｐｆｉｌ４０７から一周期位相分４０１を引く。同様にして、Ｅ区間４０３では、ランプフィルタ位相θｒｍｐｆｉｌ４０７から二周期位相分４０５を引く。そして、Ｆ区間４０４では、ランプフィルタ位相θｒｍｐｆｉｌ４０７から三周期位相分４０６を引く。これにより、逆変換位相θfil４０８に変換することができる。
　以上、位相演算部１０８で演算されるフィルタ位相θfilを使って、交流電動機制御部１０７は交流電動機１０５の駆動制御を実施する。すなわち、交流電動機制御部１０７は、フィルタ処理によりノイズを除去した位相を使用して制御することとなり、従来に比べ、検出信号に混入し重畳したノイズによる影響を抑制でき、より正確に交流電動機１０５の駆動制御が可能となる。
　なお、傾き抽出部２０３で抽出した傾きａおよび傾きフィルタ処理部２０５で導出したフィルタ傾きａｆｉｌは、単位時間当たりの位相増分値である。すなわち、その位相の周波数を意味している。よって、交流電動機制御部１０７に対して、逆変換位相θfil４０８だけでなく、傾きａまたはフィルタ傾きａｆｉｌを用いて交流電動機１０５を制御してもよい。
　また、本実施例では、検出もしくは推定した電流における例を示したが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば交流電動機から発生する誘起電圧や残留電圧を電圧検出器で検出もしくは推定した電圧から得る位相に対しても、同様な処理を施して交流電動機の制御に適用することも可能である。さらには、例えば交流電動機の速度を検出する速度検出器や位置を検出する位置検出器で検出もしくは推定した各信号から得る位相に対しても、同様な処理を施して交流電動機の制御に適用することも可能である。また、上記した電流、電圧、速度および位置の複数の信号を使用する場合にも、それぞれから得る位相に対して適用することができる。
　なお、上記実施の形態では、交流電動機に適用した場合につき説明したが、本発明は、電動機全般において適用可能であり、また、電動機だけでなく発電機や電源においても同様に適用が可能である。
　本発明は、上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
１０１…電力変換装置、１０２…平滑コンデンサ、１０３…電力変換器、１０４…電流検出器、１０５…交流電動機、１０６…制御装置、１０７…交流電動機制御部、１０８…位相演算部、１０９…ゲート信号制御部、１１０…設定部、２０１…位相生成部、２０２…一次関数変換部、２０３…傾き抽出部、２０４…切片抽出部、２０５…傾きフィルタ処理部、２０６…切片フィルタ処理部、２０７…一次関数逆変換部、２０８…位相逆変換部、２０９…二相座標変換部、２１０…位相変換部、３０１、４０１…一周期位相分、３０２…Ａ区間、３０３…Ｂ区間、３０４…Ｃ区間、３０５、４０５…二周期位相分、３０６、４０６…三周期位相分、３０７…ランプ位相θｒｍｐ、３０８…位相θ、４０２…Ｄ区間、４０３…Ｅ区間、４０４…Ｆ区間、４０７…ランプフィルタ位相θｒｍｐｆｉｌ、４０８…逆変換位相θfil

Claims (8)

  1. 　直流または交流の入力電圧を任意周波数の電圧に変換する電力変換装置において、
    　検出または推定した電気信号を当該電気信号の位相の時間変位を表す一次関数に変換する一次関数変換部と、
    　前記一次関数変換部で変換した一次関数から傾きを抽出する傾き抽出部と、
    　前記一次関数変換部で変換した一次関数から切片を抽出する切片抽出部と、
    　少なくとも前記傾き抽出部で抽出した傾きに対してフィルタ処理を施す傾きフィルタ処理部および前記切片抽出部で抽出した切片に対してフィルタ処理を施す切片フィルタ処理部のいずれかを有するフィルタ処理部と、
    　前記フィルタ処理部が前記傾きフィルタ処理部および前記切片フィルタ処理部を有する場合は、当該傾きフィルタ処理部でフィルタ処理を施した傾きと当該切片フィルタ処理部でフィルタ処理を施した切片とを用いて、あるいは、前記フィルタ処理部が前記傾きフィルタ処理部または前記切片フィルタ処理部を有する場合は、当該傾きフィルタ処理部または当該切片フィルタ処理部でフィルタ処理を施した傾きまたは切片と当該フィルタ処理を施さない傾きまたは切片として前記傾き抽出部または前記切片抽出部で抽出した傾きまたは切片とを用いて、一次関数に戻す一次関数逆変換部と、
    　前記一次関数逆変換部で逆変換した一次関数を位相の時間変位に戻す位相逆変換部と
    を備え、
    　前記位相逆変換部で逆変換した逆変換位相を用いて前記電力変換装置の出力電圧を制御する
    ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記検出または推定した電気信号は、少なくとも前記電力変換装置の出力電流または出力電圧、前記電力変換装置によって駆動される電動機または発電機の速度または位置もしくは電源の周波数のいずれかである
    ことを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項１または２に記載の電力変換装置において、
    　前記傾きフィルタ処理部および前記切片フィルタ処理部で用いるフィルタは、ローパスフィルタまたはバンドパスフィルタである
    ことを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    　前記傾きフィルタ処理部および前記切片フィルタ処理部のフィルタ時定数は、任意に設定する値である
    ことを特徴とする電力変換装置。
  5. 　直流または交流の入力電圧を任意周波数の電圧に変換する電力変換装置の制御方法において、
    　検出または推定した電気信号の位相の時間変位を一次関数に変換する第１のステップと、
    　前記第１のステップで変換した前記一次関数から傾きおよび切片を抽出する第２のステップと、
    　少なくとも前記第２のステップで抽出した前記傾きおよび切片のいずれかに対してフィルタ処理を施す第３のステップと、
    　前記第３のステップで前記傾きおよび切片に対してフィルタ処理を施した場合は、当該フィルタ処理を施した傾きおよび切片を用いて、あるいは、前記第３のステップで前記傾きまたは前記切片に対してフィルタ処理を施した場合は、当該フィルタ処理を施した傾きまたは切片と当該フィルタ処理を施さない傾きまたは切片として前記第２のステップで抽出した傾きまたは切片とを用いて、一次関数に戻す逆変換を施す第４のステップと、
    　前記第４のステップで逆変換した一次関数を位相の時間変位に戻す逆変換を施す第５のステップと、
    　前記第５のステップで逆変換した逆変換位相を用いて前記電力変換装置の出力電圧を制御する第６のステップと
    を有することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
  6. 　請求項５に記載の電力変換装置の制御方法において、
    　前記検出または推定した電気信号は、少なくとも前記電力変換装置の出力電流または出力電圧、前記電力変換装置によって駆動される電動機または発電機の速度または位置もしくは電源の周波数のいずれかである
    ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
  7. 　請求項５または６に記載の電力変換装置の制御方法において、
    　前記第３のステップで施すフィルタ処理は、ローパスフィルタ処理またはバンドパスフィルタ処理である
    ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
  8. 　請求項５～７のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御方法において、
    　前記第３のステップで施すフィルタ処理のフィルタ時定数は、任意に設定する
    ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
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