WO2017122390A1 - 電力変換装置及びそれを用いた電動機駆動装置 - Google Patents

電力変換装置及びそれを用いた電動機駆動装置 Download PDF

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power
igbt
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switching
operation mode
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Inventor
竹島　由浩
航平 恩田
岩蕗　寛康
Original Assignee
三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to a power converter that converts power from a DC power source into AC and supplies power to an electric motor such as a motor generator, and an electric motor drive device using the same.
  • An electric motor drive device that drives a motor generator used in a hybrid vehicle or the like includes a power conversion device that converts AC power from a DC power source.
  • a power conversion device is a DC power source according to a control signal from a control circuit. It has an inverter circuit comprised from the switching element which interrupts
  • a semiconductor switching element such as an insulated bipolar transistor (IGBT) as the switching element, it is possible to cope with high speed.
  • a semiconductor switching element such as an insulated bipolar transistor (IGBT) as the switching element, it is possible to cope with high speed.
  • a semiconductor switching element when a semiconductor switching element is used, a switching loss occurs because the voltage waveform and the current waveform overlap during switching. Since the switching loss increases as the number of times of switching per unit time increases, the switching loss increases with an increase in switching frequency due to the increase in speed, thereby reducing the efficiency of the power converter.
  • JP 2010-166681 A (FIGS. 1 to 3)
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and provides a power conversion device that can prevent a decrease in conversion efficiency in a light load region and a motor drive device using the power conversion device.
  • the power conversion device converts an electric power from a DC power supply into an alternating current, and supplies an inverter circuit that supplies the electric power converted into an alternating current to a load, and a first connected between the direct current power supply and the inverter circuit.
  • Switch unit a capacitor connected in parallel with the inverter circuit, a reactor connected to the capacitor, a second switch unit connected to the reactor, and a resistor connected to the capacitor and connected in parallel with the reactor
  • a third switch unit connected to the resistor, and the first switch unit, the second switch unit, and the third switch unit are controlled to synchronize with the switching operation of the inverter circuit
  • a control unit that switches between a first operation mode in which soft switching is performed and a second operation mode in which a resistor and a capacitor constitute a snubber circuit.
  • the control unit is for switching the second operation mode and the second mode of operation in accordance with the magnitude of the load.
  • the ratio of performing soft switching increases in the heavy load region where the load supply power is large, and the ratio of performing soft switching decreases in the light load region where the load supply power is small. For this reason, the switching loss in the loss reduction circuit in the light load region is reduced, and a reduction in conversion efficiency can be prevented.
  • the motor drive device 1000 is a motor generator 9000 having a motor function and a power generation function, that is, a motor that drives an electric motor and controls the number of revolutions thereof.
  • the power conversion device 100 is connected to the device 900, converts the power supplied from the power storage device 900 into alternating current, and supplies the converted power to the motor generator 9000 for driving.
  • the power conversion apparatus 100 includes an inverter circuit 90 that supplies power to a motor generator 9000 serving as a load, a loss reduction circuit 10 connected between the inverter circuit 90 and the power storage device 900, the loss reduction circuit 10, and the inverter circuit 90.
  • the control part 80 which controls this is provided.
  • the power input / output line 17 of the inverter circuit 90 is connected to the positive terminal of the power storage device 900 via the loss reduction circuit 10, and the potential reference line 18 is connected to the negative terminal of the power storage device 900 via the loss reduction circuit 10. ing.
  • the positive terminal of the electricity storage device 900 has one end of the first switch unit 11 (the collector terminal of the IGBT 11 a and the cathode terminal of the rectifier diode 11 b) having the IGBT 11 a and the rectifier diode 11 b connected in reverse parallel to the IGBT 11 a. ) Is connected.
  • the other end of the first switch unit (the emitter terminal of the IGBT 11a and the anode terminal of the rectifier diode 11b) is connected to the power input / output line 17, and the capacitor 12 is connected in parallel to the inverter circuit 90 to the power input / output line 17. ing.
  • the capacitor 12 has one end connected to the power input / output line 17 and the other end connected to one end of the reactor 13 and one end of the resistor 14.
  • the other end of the reactor 13 is connected to one end (the collector terminal of the IGBT 15a and the cathode terminal of the rectifier diode 15b) of the second switch unit 15 having the IGBT 15a and the rectifier diode 15b connected in antiparallel to the IGBT 15a.
  • the other end of the second switch unit 15 (the emitter terminal of the IGBT 15 a and the anode terminal of the rectifier diode 15 b) is connected to the potential reference line 18.
  • the other end of the resistor 14 connected in parallel with the reactor 13 is connected in antiparallel to the IGBT 16a1, the IGBT 16a2 connected to the IGBT 16a1 and the emitter terminal of each other, the rectifier diode 16b1 connected in antiparallel to the IGBT 16a1, and the IGBT 16a2.
  • One end (the collector terminal of the IGBT 16a1 and the cathode terminal of the rectifier diode 16b1) of the third switch unit 16 having a rectifier diode 16b2 and constituting a bidirectional switch is connected.
  • the other end of the third switch unit 16 (the collector terminal of the IGBT 16 a 2 and the cathode terminal of the rectifier diode 16 b 2) is connected to the potential reference line 18.
  • the third switch unit is configured by two IGBTs connected to each other's emitter terminals and rectifier diodes connected in antiparallel to the two IGBTs. As long as it functions as a direction switch, it is not limited to the above configuration.
  • the inverter circuit 90 is a three-phase inverter to which PWM (Pulse Width Modulation) control is applied. Two inverters are connected in series to constitute an arm, and three arms are connected in parallel.
  • the collector terminal of the IGBT 91a is connected to the power input / output line 17, and the emitter terminal is connected in series with the collector terminal of the IGBT 92a (IGBT 91 arm).
  • the emitter terminal of the IGBT 92 a is connected to the potential reference line 18.
  • the collector terminals of the IGBT 93a and IGBT 95a are connected to the power input / output line 17, and the emitter terminal is connected in series with the collector terminals of the IGBT 94a and IGBT 96a (IGBT 93 arm and IGBT 95 arm).
  • the emitter terminals of the IGBT 94a and the IGBT 96a are connected to the potential reference line 18, respectively.
  • the connection points of IGBT 91a and IGBT 92a, IGBT 93a and IGBT 94a, IGBT 95a and IGBT 96a are connected to U-phase terminal 9000a, V-phase terminal 9000b and W-phase terminal 9000c of motor generator 9000, respectively.
  • rectifier diodes 91b to 96b are connected to the IGBTs 91a to 96a in antiparallel, and capacitors 91c to 96c are connected in parallel, respectively.
  • the drive signal output terminal 80a of the control unit 80 is connected to the gate terminal of the IGBT 11a, and the drive signal output terminal 80b is connected to the gate terminals of the IGBT 16a1 and the IGBT 16a2.
  • the drive signal output terminal 80c is connected to the gate terminal of the IGBT 15a.
  • the drive signal output terminals 80d to 80i are connected to the gate terminals of the IGBTs 91a to 96a.
  • the current signal input terminal 80j is connected to the current signal output terminal 9000d of the motor generator 9000.
  • the rotation angle signal input terminal 80k is connected to the rotation angle signal output terminal 9000e.
  • the control unit 80 includes an insulated power supply 81.
  • the emitter terminal of the IGBT 11 a is connected to the power input / output line 17, and the potential is floating from the potential of the potential reference line 18. For this reason, the potential of the emitter terminal of the IGBT 11a is lowered by the insulated power supply 81 so that the potential is the same as that of the potential reference line 18, thereby enabling gate drive.
  • the insulated power supply 81 so that the potential is the same as that of the potential reference line 18, thereby enabling gate drive.
  • other IGBTs in the power conversion apparatus 100 similarly require an insulated power supply, and are therefore provided in the control unit 80, but are not shown.
  • motor generator 9000 is used as the electric motor.
  • the inverter circuit 90 is not limited to a three-phase inverter, and a single-phase inverter or a two-phase inverter may be used.
  • IGBT is used as a switching element, a bipolar transistor, a field effect transistor (MOSFET), a silicon carbide transistor, a silicon carbide MOSFET, a gallium nitride MOSFET, or the like may be used.
  • MOSFET field effect transistor
  • a rectifier diode connected in antiparallel to each IGBT can be omitted by using a parasitic diode of the MOSFET.
  • a capacitor is connected in parallel to each IGBT of the inverter circuit, but this capacitor can be omitted if the parasitic capacitance of the IGBT is sufficiently large.
  • Vge (91a) to Vge (96a) as drive signals of the IGBTs 91a to 96a of the inverter circuit 90, the line voltage Vuv between the U-phase terminal 9000a and the V-phase terminal 9000b, and the V-phase terminals 9000b and W
  • the control unit 80 causes the rotation angle ⁇ of the motor generator 9000 input to the rotation angle signal input terminal 80k, the U phase, the V phase input from the current signal input terminal 80j,
  • the drive signals Vge (91a) to Vge (96a) of the respective IGBTs are generated based on the information of the W-phase winding currents, and are output from the drive signal output terminals 80d to 80i to control the drive of the IGBTs 91a to 96a.
  • the pair of IGBTs constituting each IGBT arm is controlled so as to repeat the ON / OFF operation in a complementary manner, and each IGBT arm is driven with a phase shift of 120 °.
  • the loss reduction circuit 10 operates in the following two operation modes when the respective IGBTs 91a to 96a of the inverter circuit 90 are turned on (at the time of transition from the off state to the on state).
  • each operation mode will be described by taking the case where the IGBT 91a is turned on as a representative example.
  • the operation mode 1, that is, the first operation mode is mainly applied when the load supply power W, which is the power supplied to the motor generator 9000, is medium power to heavy power, that is, medium power to heavy load.
  • FIG. 3 is a time chart schematically showing the operation mode 1.
  • 3A shows the drive signal Vge (91a) of the IGBT 91a of the inverter circuit 90.
  • FIG. 3B shows the drive signal Vge (11a) of the IGBT 11a of the first switch unit 11.
  • t2 is a predetermined time before t1
  • t3 is a predetermined time after t1.
  • FIG. 3C shows drive signals Vge (16a1) and Vge (16a2) of the IGBT 16a1 and the IGBT 16a2 of the third switch unit 16.
  • FIG. 3D shows the drive signal Vge (15a) of the IGBT 15a of the second switch section 15.
  • FIG. 3 (e) shows the current i (13) flowing through the reactor 13
  • FIG. 3 (f) shows the voltage Va across the IGBT 91 arm.
  • 3 (g) shows the voltage V (12) across the capacitor 12
  • FIG. 3 (h) shows the voltage across the IGBT 91a (collector-emitter voltage) Vce (91a) with a solid line.
  • the collector current Ice (91a) is indicated by a broken line.
  • ZVS which is soft switching is performed by causing LC resonance operation between the loss reduction circuit 10 and the capacitors 91c to 96c of the inverter circuit 90, and the switching loss in the IGBT 91a is reduced.
  • FIG. 3 the case where the IGBT 91a performs the turn-on operation has been described.
  • the IGBTs 92a to 96a perform the turn-on operation
  • the LC resonance operation is performed by the capacitor 12, the reactor 13, and the capacitors 91c to 96c. Perform switching. The same applies to the turn-off operation.
  • FIG. 4 is a time chart schematically showing the operation mode 2.
  • the drive signal Vge (11a) of the IGBT 11a is always an on signal and maintains the on state of the IGBT 11a.
  • the drive signals Vge (16a1) and Vge (16a2) of the IGBT 16a1 and IGBT 16a2 are always on signals, and the IGBT 16a1 and IGBT 16a2 maintain the on state.
  • FIG. 4 is a time chart schematically showing the operation mode 2.
  • the drive signals Vge (16a1) and Vge (16a2) of the IGBT 16a1 and IGBT 16a2 are always on signals, and the IGBT 16a1 and IGBT 16a2 maintain the on state.
  • the drive signal Vge (15a) of the IGBT 15a is always an off signal, and the IGBT 15a maintains the off state.
  • the loss reduction circuit 10 forms a CR snubber circuit including the capacitor 12 and the resistor 14 and maintains the state where the CR snubber circuit is formed.
  • a state in which a CR snubber circuit which is a passive circuit is configured by the capacitor 12 and the resistor 14 is maintained. Is not switched. For this reason, no switching loss occurs in the loss reduction circuit 10.
  • the operation mode 1 since soft switching is not performed as in the operation mode 1, in the IGBT 91a, the voltage waveform of the both-ends voltage Vce (91a) and the current waveform of the collector current Ice (91a) are overlapped to cause a switching loss. Since the operation mode 2 is mainly applied in the case of a light load (low power), the collector current Ice (91a) is small, and the switching loss generated in the IGBT 91a is also small.
  • FIG. 4 illustrates the case where the IGBT 91a performs the turn-on operation, the CR snubber circuit is similarly configured using the capacitor 12 and the resistor 14 when performing the turn-on operation of the IGBTs 92a to 96a.
  • the CR snubber circuit suppresses a surge voltage generated when the IGBTs 91a to 96a of the inverter circuit 90 are turned off. In this case, a loss corresponding to surge energy occurs in the CR snubber circuit.
  • the IGBT 11a is in an on state, and a direct current flows through the power input / output line 17 and the potential reference line 18. Voltage fluctuation hardly occurs in the CR snubber circuit connected between 17 and the potential reference line 18, and the loss is small as a whole.
  • the switching operation group of the inverter circuit 90 collectively represents one switching operation of the IGBTs 91a to 96a as # 1, # 2,.
  • the IGBT 93a is turned on and the IGBT 94a is turned off (switching of the IGBT 93 arm) ⁇ the IGBT 91a is turned off and the IGBT 92a is turned on (switching of the IGBT 91a) ⁇ the IGBT 95a is turned on.
  • the six IGBTs perform switching operations one by one in the order of turn-off of the IGBT 96a (switching of the IGBT 95 arm), and the six switching operations of the IGBT are defined as one switching operation group of the inverter circuit 90. It is expressed as # 1.
  • n is the number of switching operation groups of the loss reduction circuit 10 in a predetermined time.
  • the switching operation group of the loss reduction circuit 10 collectively refers to the switching operation of the IGBT 11a and the IGBT 15a performed in synchronization with the switching operation of the inverter circuit 90, that is, the switching operation of the IGBT 11a and the IGBT 15a in the operation mode 1. 1, ## 2... ## n.
  • FIG. 6 is a diagram showing a specific example of FIG.
  • 6C shows an example when the heavy load region, that is, the load supply power W is large.
  • FIG. 7 is a graph showing the relationship between the load and the operation ratio ⁇ . As shown in FIG. 7, the heavier the load, that is, the greater the load supply power W, the greater the operation ratio ⁇ . Further, in the present embodiment, the operation ratio ⁇ is increased linearly with respect to the load supply power W.
  • the ratio of performing soft switching increases in the heavy load region where the load supply power is large, and the ratio of performing soft switching decreases in the light load region where the load supply power is small. Switching loss in the reduction circuit is reduced, and a reduction in conversion efficiency can be prevented.
  • the operation ratio ⁇ may be increased linearly, and the operation ratio ⁇ may be made constant when it is smaller than the threshold value W1 or larger than the threshold value W2.
  • one switching operation of each IGBT of the inverter circuit is defined as a group of switching operations of the inverter circuit. May be defined as a group of switching operations of the inverter circuit.
  • a group of switching operations of the loss reduction circuit is defined corresponding to all IGBT arm switching operations of the inverter circuit, but the switching operation group of the loss reduction circuit is the ratio of the operation mode 1 Therefore, it may be defined as a group of switching operations of the loss reduction circuit corresponding to the switching operation of one IGBT arm. (In this case, ## 1 is composed of four switching operations)
  • the operation ratio ⁇ defined by the above equation 1 represents the operation ratio in the operation mode 1
  • a group of switching operations may be defined in any way.
  • FIG. The second embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG.
  • the second embodiment is different from the first embodiment in that the increase amount of the operation ratio ⁇ increases as the load supply power W increases, and has a downwardly convex curve.
  • the operation ratio ⁇ is an exponential function of the load supply power W or a case of a second or higher order function with a positive second derivative. Since the other points are the same as those in the first embodiment, the description thereof is omitted.
  • the operation ratio ⁇ in the medium load region is smaller than that in the first embodiment, and the operation ratio in the operation mode 2 in the medium load region is increased. For this reason, depending on the characteristics of the switching element and the like, there is a large loss reducing effect when the switching loss of the loss reducing circuit due to soft switching is large or when the loss due to surge energy in the CR snubber circuit is small.
  • Embodiment 3 The third embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG.
  • the third embodiment is different from the first embodiment in that the increase amount of the operation ratio ⁇ is smaller as the load supply power W is larger, and is an upwardly convex curve.
  • the operation ratio ⁇ there can be considered a case where the operation ratio ⁇ is a logarithmic function of the load supply power W, or a case of a second or higher order function having a negative second derivative. Since the other points are the same as those in the first embodiment, the description thereof is omitted.
  • the operation ratio ⁇ in the medium load region becomes larger than that in the first embodiment, and the ratio of operation in the operation mode 1 in the medium load region becomes large. For this reason, there is a large loss reduction effect when the switching loss of the inverter circuit is large or the loss due to surge energy in the CR snubber circuit is large due to the characteristics of the switching element.
  • Embodiment 4 FIG.
  • the first switch unit 21 is connected to the negative terminal of the electricity storage device 900, that is, the ground side, and the emitter terminal of the IGBT 21a of the first switch 21 is connected to the potential reference line 18, and the control unit
  • 80 does not include an insulated power supply 81.
  • the motor drive device 2000, the power conversion device 200, and the loss reduction circuit 10 correspond to the motor drive device 1000, the power conversion device 100, and the loss reduction circuit 10 of the first embodiment, respectively, and are the same as in the first embodiment. Since there is, explanation is omitted.
  • the insulated power source for driving the gate can be omitted, and the overall size of the device can be reduced.
  • the first switch unit 11, the second switch unit 15, and the third switch unit 16 of the first embodiment are respectively switch elements 111, 151, and 161 having a mechanical structure.
  • the control unit 80 does not include an insulated power supply 81.
  • Each switch element is controlled by a relay, for example.
  • the motor drive device 1010, the power conversion device 110, and the loss reduction circuit 101 correspond to the motor drive device 1000, the power conversion device 100, and the loss reduction circuit 10 of the first embodiment, respectively. Since it is the same, the description thereof is omitted.
  • the bidirectional switch function can be realized with one switch element, and it is not necessary to connect the rectifier diodes in antiparallel, so that the number of parts can be reduced and the configuration is simplified.
  • the embodiments can be freely combined within the scope of the invention, and the embodiments can be appropriately modified or omitted.

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Abstract

軽負荷領域における変換効率の低下を防ぐことができる電力変換装置を得る。 電力変換装置（１００）は、交流に変換した電力をモータジェネレータ（９０００）に供給するインバータ回路（９０）と、蓄電デバイス（９００）とインバータ回路（９０）との間に介在する損失低減回路（１０）と、損失低減回路の各スイッチ部（１１、１５、１６）を制御して、インバータ回路（９０）のスイッチング動作に同期してソフトスイッチングを行う第１の動作モードと、スナバ回路を構成する第２の動作モードとを切り替える制御部（８０）とを備え、制御部（８０）は、モータジェネレータ（９０００）に供給される負荷供給電力が大きいほど、損失低減回路（１０）を第１の動作モードで動作させる比率を増加させる。

Description

電力変換装置及びそれを用いた電動機駆動装置
　この発明は、直流電源からの電力を交流に変換してモータジェネレータなどの電動機に電力供給を行う電力変換装置及びそれを用いた電動機駆動装置に関するものである。
　ハイブリッド自動車などに用いられるモータジェネレータを駆動する電動機駆動装置は、直流電源からの電力を交流変換する電力変換装置を備えており、このような電力変換装置は、制御回路からの制御信号に従って直流電源を遮断／導通させるスイッチング素子から構成されるインバータ回路を有している。また、スイッチング素子として絶縁型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などの半導体スイッチング素子を用いることにより、高速化への対応を可能にしている。一方、半導体スイッチング素子を用いた場合、スイッチングの際に電圧波形と電流波形が重なることでスイッチング損失が発生する。スイッチング損失は単位時間あたりのスイッチング回数が大きいほど増大するため、高速化によるスイッチング周波数の増加に伴って増大し、電力変換装置の効率を低下させてしまう。
　そこで、インバータ回路のスイッチング素子がターンオフする際に電力を遮断する追加回路を直流電源とインバータ回路との間に設け、ターンオフ時のスイッチング損失を抑える交流機制御装置が提案されている。（例えば、特許文献１参照）。
特開２０１０－１６６６８１号公報（図１～図３）
　しかしながら、追加回路のスイッチング素子にもスイッチング損失が発生することを考慮すると、追加回路のスイッチング素子がインバータ回路のスイッチング素子と同じキャリア周波数でスイッチング動作を行っている特許文献１の交流機制御装置では、インバータ回路の出力電力が小さくなる軽負荷領域において、追加回路で発生するスイッチング損失が相対的に大きくなり、変換効率が低下するという問題点がある。
　この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、軽負荷領域における変換効率の低下を防ぐことができる電力変換装置及びそれを用いた電動機駆動装置を得るものである。
　この発明に係る電力変換装置は、直流電源からの電力を交流に変換して、交流に変換された電力を負荷に供給するインバータ回路と、直流電源とインバータ回路との間に接続された第１のスイッチ部と、インバータ回路と並列に接続されたコンデンサと、コンデンサに接続されたリアクトルと、リアクトルに接続された第２のスイッチ部と、コンデンサに接続されるとともにリアクトルと並列に接続された抵抗と、抵抗に接続された第３のスイッチ部とを有する損失低減回路と、第１のスイッチ部、第２のスイッチ部、及び第３のスイッチ部を制御して、インバータ回路のスイッチング動作に同期してソフトスイッチングを行う第１の動作モードと、抵抗とコンデンサとでスナバ回路を構成する第２の動作モードとを切り替える制御部とを備え、制御部は、前記負荷の大きさに応じて前記第１の動作モードと前記第２の動作モードを切り替えるものである。
　この発明の電力変換装置によれば、負荷供給電力が大きい重負荷領域ではソフトスイッチングを行う比率が増加し、負荷供給電力が小さい軽負荷領域ではソフトスイッチングを行う比率が減少する。このため、軽負荷領域における損失低減回路でのスイッチング損失が小さくなり、変換効率の低下を防ぐことができる。
この発明の実施の形態１における電動機駆動装置の回路構成図である。 この発明の実施の形態１におけるインバータ回路の動作波形を模式的に示すタイムチャートである。 この発明の実施の形態１における動作モード１を模式的に示すタイムチャートである。 この発明の実施の形態１における動作モード２を模式的に示すタイムチャートである。 この発明の実施の形態１におけるインバータ回路のスイッチング動作群と損失低減回路のスイッチング動作群の関係を模式的に示す図である。 この発明の実施の形態１におけるインバータ回路のスイッチング動作群と損失低減回路のスイッチング動作群の関係の具体例を示す図である。 この発明の実施の形態１における負荷供給電力と損失低減回路の動作比率との関係を示す図である。 この発明の実施の形態１における負荷供給電力と損失低減回路の動作比率との関係の他の例を示す図である。 この発明の実施の形態２における負荷供給電力と損失低減回路の動作比率との関係を示す図である。 この発明の実施の形態３における負荷供給電力と損失低減回路の動作比率との関係を示す図である。 この発明の実施の形態４における電動機駆動装置の回路構成図である。 機械構造のスイッチ素子を用いる場合の電動機駆動装置の回路構成図である。
実施の形態１．
　以下に、この発明の実施の形態１を図１から図８に基づいて説明する。電動機駆動装置１０００は、モータ機能及び発電機能を有するモータジェネレータ９０００、すなわち電動機を駆動しその回転数を制御するもので、リチウムイオンバッテリやニッケル水素バッテリなどの蓄電デバイス９００、すなわち直流電源と、蓄電デバイス９００に接続され、蓄電デバイス９００から供給される電力を交流に変換し、変換された電力をモータジェネレータ９０００に供給して駆動する電力変換装置１００とを備えている。電力変換装置１００は、負荷となるモータジェネレータ９０００に電力を供給するインバータ回路９０と、インバータ回路９０と蓄電デバイス９００との間に接続された損失低減回路１０と、損失低減回路１０及びインバータ回路９０を制御する制御部８０とを備えたものである。インバータ回路９０の電力入出力線１７は、損失低減回路１０を介して蓄電デバイス９００のプラス端子に接続され、電位基準線１８は、損失低減回路１０を介して蓄電デバイス９００のマイナス端子に接続されている。
　損失低減回路１０において、蓄電デバイス９００のプラス端子には、ＩＧＢＴ１１ａ及びＩＧＢＴ１１ａに逆並列に接続された整流ダイオード１１ｂを有する第１のスイッチ部１１の一端（ＩＧＢＴ１１ａのコレクタ端子及び整流ダイオード１１ｂのカソード端子）が接続されている。第１のスイッチ部の他端（ＩＧＢＴ１１ａのエミッタ端子及び整流ダイオード１１ｂのアノード端子）は電力入出力線１７に接続され、電力入出力線１７には、コンデンサ１２がインバータ回路９０と並列に接続されている。コンデンサ１２は、その一端が電力入出力線１７に接続されるとともに、他端にはリアクトル１３の一端及び抵抗１４の一端が接続されている。リアクトル１３の他端には、ＩＧＢＴ１５ａ及びＩＧＢＴ１５ａに逆並列に接続された整流ダイオード１５ｂを有する第２のスイッチ部１５の一端（ＩＧＢＴ１５ａのコレクタ端子及び整流ダイオード１５ｂのカソード端子）が接続されている。第２のスイッチ部１５の他端（ＩＧＢＴ１５ａのエミッタ端子及び整流ダイオード１５ｂのアノード端子）は電位基準線１８に接続されている。リアクトル１３と並列に接続された抵抗１４の他端には、ＩＧＢＴ１６ａ１、ＩＧＢＴ１６ａ１と互いのエミッタ端子を接続したＩＧＢＴ１６ａ２、ＩＧＢＴ１６ａ１に逆並列に接続された整流ダイオード１６ｂ１、及びＩＧＢＴ１６ａ２に逆並列に接続された整流ダイオード１６ｂ２を有して双方向スイッチを構成する第３のスイッチ部１６の一端（ＩＧＢＴ１６ａ１のコレクタ端子及び整流ダイオード１６ｂ１のカソード端子）が接続されている。第３のスイッチ部１６の他端（ＩＧＢＴ１６ａ２のコレクタ端子及び整流ダイオード１６ｂ２のカソード端子）は電位基準線１８に接続されている。なお、本実施の形態では上記のように第３のスイッチ部を互いのエミッタ端子が接続された２つのＩＧＢＴと２つのＩＧＢＴにそれぞれ逆並列に接続された整流ダイオードによって構成しているが、双方向スイッチとして機能するのであれば、上記の構成に限るものではない。
　インバータ回路９０は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御が適用された三相インバータであり、２つのＩＧＢＴを直列に接続してアームを構成し、各アームを３並列に接続したものである。ＩＧＢＴ９１ａのコレクタ端子は電力入出力線１７に接続され、エミッタ端子はＩＧＢＴ９２ａのコレクタ端子と直列に接続されている（ＩＧＢＴ９１アーム）。ＩＧＢＴ９２ａのエミッタ端子は電位基準線１８に接続されている。同様に、ＩＧＢＴ９３ａ及びＩＧＢＴ９５ａのコレクタ端子は、電力入出力線１７に接続され、エミッタ端子はＩＧＢＴ９４ａ及びＩＧＢＴ９６ａのコレクタ端子と直列に接続されている（ＩＧＢＴ９３アーム及びＩＧＢＴ９５アーム）。ＩＧＢＴ９４ａ及びＩＧＢＴ９６ａのエミッタ端子はそれぞれ電位基準線１８に接続されている。ＩＧＢＴ９１ａとＩＧＢＴ９２ａ、ＩＧＢＴ９３ａとＩＧＢＴ９４ａ、ＩＧＢＴ９５ａとＩＧＢＴ９６ａの各接続点は、モータジェネレータ９０００のＵ相端子９０００ａ、Ｖ相端子９０００ｂ及びＷ相端子９０００ｃにそれぞれ接続されている。また、ＩＧＢＴ９１ａ～９６ａには整流ダイオード９１ｂ～９６ｂがそれぞれ逆並列に接続され、コンデンサ９１ｃ～９６ｃがそれぞれ並列に接続されている。
　制御部８０の駆動信号出力端子８０ａは、ＩＧＢＴ１１ａのゲート端子に接続されており、駆動信号出力端子８０ｂは、ＩＧＢＴ１６ａ１及びＩＧＢＴ１６ａ２のゲート端子に接続されている。駆動信号出力端子８０ｃは、ＩＧＢＴ１５ａのゲート端子に接続されている。また、駆動信号出力端子８０ｄ～８０ｉは、ＩＧＢＴ９１ａ～９６ａのそれぞれのゲート端子に接続されている。
　電流信号入力端子８０ｊは、モータジェネレータ９０００の電流信号出力端子９０００ｄに接続されている。回転角信号入力端子８０ｋは、回転角信号出力端子９０００ｅに接続されている。
　また、制御部８０は絶縁電源８１を備えている。本実施の形態では、ＩＧＢＴ１１ａのエミッタ端子が電力入出力線１７に接続されており、その電位が電位基準線１８の電位から浮いているため、このままではゲート駆動することができない。このため、絶縁電源８１によりＩＧＢＴ１１ａのエミッタ端子の電位を下げることで電位基準線１８と同電位にし、ゲート駆動を可能にしている。なお、電力変換装置１００の他のＩＧＢＴについても、同様に絶縁電源が必要であるため、それぞれ制御部８０に備えているが、図示を省略している。
　なお、本実施の形態では、電動機としてモータジェネレータ９０００を用いたが、交流電動機であれば、これに限られるものではない。また、インバータ回路９０は、三相インバータに限られるものではなく、単相インバータや二相インバータを用いてもよい。
また、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いているが、バイポーラトランジスタ、電界効果型トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、シリコンカーバイドトランジスタ、シリコンカーバイドＭＯＳＦＥＴ、窒化ガリウムＭＯＳＦＥＴなどを用いてもよい。ＭＯＳＦＥＴを用いる場合、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを用いることにより、各ＩＧＢＴに逆並列に接続した整流ダイオードを省略することができる。また、インバータ回路の各ＩＧＢＴにはコンデンサを並列接続しているが、ＩＧＢＴの寄生容量が十分に大きければ、このコンデンサを省略することができる。
　次に、動作について説明する。図２は、インバータ回路９０のＩＧＢＴ９１ａ～９６ａの駆動信号であるＶｇｅ（９１ａ）～Ｖｇｅ（９６ａ）と、Ｕ相端子９０００ａとＶ相端子９０００ｂの間の線間電圧Ｖｕｖ、Ｖ相端子９０００ｂとＷ相端子９０００ｃの間の線間電圧Ｖｖｗ、及びＷ相端子９０００ｃとＵ相端子９０００ａの間の線間電圧Ｖｗｕの動作波形を模式的に示すタイムチャートである。蓄電デバイス９００の入力電圧Ｖｉｎが入力されると、制御部８０は回転角信号入力端子８０ｋに入力されるモータジェネレータ９０００の回転角θ、電流信号入力端子８０ｊから入力されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各巻線電流の情報に基づいて各ＩＧＢＴの駆動信号Ｖｇｅ（９１ａ）～Ｖｇｅ（９６ａ）を生成し、駆動信号出力端子８０ｄ～８０ｉから出力してＩＧＢＴ９１ａ～９６ａの駆動制御を行う。それぞれのＩＧＢＴアームを構成するＩＧＢＴのペアは相補的にオンオフ動作を繰り返すように制御され、各ＩＧＢＴアームは１２０°ずつ位相をずらして駆動される。
　損失低減回路１０は、インバータ回路９０のそれぞれのＩＧＢＴ９１ａ～９６ａのターンオン動作時（オフ状態からオン状態への状態遷移時）に、下記の２つの動作モードで動作する。以下、ＩＧＢＴ９１ａがターンオン動作した場合を代表例としてそれぞれの動作モードを説明する。
　（動作モード１）
　動作モード１、すなわち第１の動作モードは、中負荷領域～重負荷領域、すなわちモータジェネレータ９０００に供給される電力である負荷供給電力Ｗが中電力～大電力の場合に主に適用される。図３は、動作モード１を模式的に示すタイムチャートである。
　図３（ａ）は、インバータ回路９０のＩＧＢＴ９１ａの駆動信号Ｖｇｅ（９１ａ）を示している。ＩＧＢＴ９１ａは、時刻ｔ＝ｔ１においてターンオン動作が行われる。
　図３（ｂ）は、第１のスイッチ部１１のＩＧＢＴ１１ａの駆動信号Ｖｇｅ（１１ａ）を示している。ＩＧＢＴ１１ａは、初期状態がオン状態であり、時刻ｔ＝ｔ２でターンオフ動作した後、時刻ｔ＝ｔ３で駆動され、ターンオン動作する。なお、ｔ２はｔ１の所定時間前であり、ｔ３はｔ１の所定時間後である。
　図３（ｃ）は、第３のスイッチ部１６のＩＧＢＴ１６ａ１及びＩＧＢＴ１６ａ２の駆動信号Ｖｇｅ（１６ａ１）及びＶｇｅ（１６ａ２）を示している。動作モード１において、Ｖｇｅ（１６ａ１）及びＶｇｅ（１６ａ２）は常にオフ信号であり、ＩＧＢＴ１６ａ１及びＩＧＢＴ１６ａ２はオフ状態を維持する。
　図３（ｄ）は、第２のスイッチ部１５のＩＧＢＴ１５ａの駆動信号Ｖｇｅ（１５ａ）を示している。ＩＧＢＴ１５ａは、ＩＧＢＴ１１ａと相補的に動作する。すなわち、ＩＧＢＴ１５ａは、初期状態がオフ状態であり、時刻ｔ＝ｔ２で駆動されターンオン動作した後、時刻ｔ＝ｔ３でターンオフ動作する。
　図３（ｅ）は、リアクトル１３に流れる電流ｉ（１３）を示しており、図３（ｆ）は、ＩＧＢＴ９１アームの両端電圧Ｖａを示している。また、図３（ｇ）は、コンデンサ１２の両端電圧Ｖ（１２）を示しており、図３（ｈ）は、ＩＧＢＴ９１ａの両端電圧（コレクタ―エミッタ間電圧）Ｖｃｅ（９１ａ）を実線で示し、コレクタ電流Ｉｃｅ（９１ａ）を破線で示している。
　ｔ＝ｔ２でＩＧＢＴ１１ａがターンオフ動作するとともにＩＧＢＴ１５ａがターンオン動作すると、コンデンサ１２、リアクトル１３、及びインバータ回路のＩＧＢＴ９１ａ～９６ａにそれぞれ並列接続されているコンデンサ９１ｃ～９６ｃによってＬＣ共振動作が行われ、コンデンサ１２及びリアクトル１３に正弦波の共振電流が流れる。これに伴い、コンデンサ１２の両端電圧Ｖ（１２）が蓄電デバイス９００の入力電圧Ｖｉｎまで上昇し、ＩＧＢＴ９１アームの両端電圧Ｖａはゼロボルトに達する。制御部８０は、Ｖａがゼロボルトとなっているｔ＝ｔ１に駆動信号Ｖｇｅ（９１ａ）をオン信号に切り替え、「零電圧スイッチング動作（ＺＶＳ動作）」によりＩＧＢＴ９１ａをターンオン動作させる。
　以上のように、動作モード１では、損失低減回路１０とインバータ回路９０のコンデンサ９１ｃ～９６ｃとの間でＬＣ共振動作を起こすことによりソフトスイッチングであるＺＶＳを行い、ＩＧＢＴ９１ａにおけるスイッチング損失を低減する。
　なお、図３ではＩＧＢＴ９１ａがターンオン動作を行う場合について説明したが、ＩＧＢＴ９２ａ～９６ａがターンオン動作を行う場合も同様に、コンデンサ１２、リアクトル１３、及びコンデンサ９１ｃ～９６ｃでＬＣ共振動作を行うことによりソフトスイッチングを行う。また、ターンオフ動作を行う場合も同様である。
　（動作モード２）
　動作モード２、すなわち第２の動作モードは、軽負荷領域、すなわちモータジェネレータ９０００に供給される電力である負荷供給電力Ｗが小電力の場合に主に適用される。図４は、動作モード２を模式的に示すタイムチャートである。
　動作モード２では、図４（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴ１１ａの駆動信号Ｖｇｅ（１１ａ）は常にオン信号であり、ＩＧＢＴ１１ａオン状態を維持する。また、図４（ｃ）に示すように、ＩＧＢＴ１６ａ１及びＩＧＢＴ１６ａ２の駆動信号Ｖｇｅ（１６ａ１）及びＶｇｅ（１６ａ２）は常にオン信号であり、ＩＧＢＴ１６ａ１及びＩＧＢＴ１６ａ２はオン状態を維持する。また、図４（ｄ）に示すように、ＩＧＢＴ１５ａの駆動信号Ｖｇｅ（１５ａ）は常にオフ信号であり、ＩＧＢＴ１５ａはオフ状態を維持する。これにより、損失低減回路１０は、コンデンサ１２と抵抗１４によるＣＲスナバ回路を構成しＣＲスナバ回路を構成した状態を維持する。動作モード２では、ＩＧＢＴ９１ａのオンオフ状態に関係なく、コンデンサ１２と抵抗１４によりパッシブ回路であるＣＲスナバ回路を構成した状態を維持し、動作モード１のようにＩＧＢＴ９１ａのスイッチング動作に同期してＩＧＢＴ１１ａなどをスイッチング動作させることがない。このため、損失低減回路１０においてスイッチング損失は発生しない。一方、動作モード１のようにソフトスイッチングが行わないため、ＩＧＢＴ９１ａにおいては両端電圧Ｖｃｅ（９１ａ）の電圧波形とコレクタ電流Ｉｃｅ（９１ａ）の電流波形が重なりスイッチング損失が発生するが、上述したように、動作モード２は軽負荷（小電力）の場合に主に適用されるため、コレクタ電流Ｉｃｅ（９１ａ）は小さく、ＩＧＢＴ９１ａに発生するスイッチング損失も小さい。
　なお、図４ではＩＧＢＴ９１ａがターンオン動作を行う場合について説明しているが、ＩＧＢＴ９２ａ～９６ａのターンオン動作を行う場合も同様にコンデンサ１２と抵抗１４を用いてＣＲスナバ回路を構成する。
　また、上記ＣＲスナバ回路では、インバータ回路９０のＩＧＢＴ９１ａ～９６ａがターンオフ動作したときに発生するサージ電圧を抑制する。この場合、ＣＲスナバ回路においてサージエネルギー分の損失が発生するが、動作モード２ではＩＧＢＴ１１ａがオン状態であり、電力入出力線１７及び電位基準線１８には直流電流が流れるため、電力入出力線１７及び電位基準線１８の間に接続されているＣＲスナバ回路に電圧変動はほとんど発生せず、全体として損失は小さい。
　（動作比率α）
　上記では、モータジェネレータ９０００の負荷の重さに応じて適用される２つの動作モードについて説明したが、実際のハイブリッド自動車などにおいては、負荷供給電力Ｗは絶えず変動するため、ある時点で軽負荷領域に属するか重負荷領域に属するかを適時に特定して、動作モード１で動作するか動作モード２で動作するかを決定することは困難な場合が多い。そこで、本実施の形態では、図５で模式的に示されるスイッチング動作群＃Ｎ及び＃＃ｎを用いて以下の式（１）で定義される動作比率αに基づいて上記２つの動作モードを組み合わせ、損失低減回路１０及びインバータ回路９０で発生する損失を低減する。
　α＝＃＃ｎ／＃Ｎ　　（１）
　式（１）において、＃Ｎは、所定時間におけるインバータ回路９０のスイッチング動作群の数である。ここで、インバータ回路９０のスイッチング動作群とは、ＩＧＢＴ９１ａ～９６ａの一通りのスイッチング動作をまとめて＃１、＃２・　.・＃Ｎと表すものである。具体的に説明すると、例えば図２（ａ）～図２（ｆ）では、ＩＧＢＴ９３ａのターンオン及びＩＧＢＴ９４ａのターンオフ（ＩＧＢＴ９３アームのスイッチング）→ＩＧＢＴ９１ａのターンオフ及びＩＧＢＴ９２ａのターンオン（ＩＧＢＴ９１ａのスイッチング）→ＩＧＢＴ９５ａのターンオン及びＩＧＢＴ９６ａのターンオフ（ＩＧＢＴ９５アームのスイッチング）の順に６つのＩＧＢＴが１回ずつスイッチング動作を行っているが、これら６回のＩＧＢＴのスイッチング動作をインバータ回路９０の１群のスイッチング動作群と定義し、＃１と表している。
　＃＃ｎは、所定時間における損失低減回路１０のスイッチング動作群の数である。ここで、損失低減回路１０のスイッチング動作群とは、インバータ回路９０のスイッチング動作に同期して行われるＩＧＢＴ１１ａ及びＩＧＢＴ１５ａのスイッチング動作、すなわち、動作モード１におけるＩＧＢＴ１１ａ及びＩＧＢＴ１５ａのスイッチング動作をまとめて＃＃１、＃＃２・　.・＃＃ｎと表すものである。具体的に説明すると、例えば図３（ｂ）（ｃ）では、ＩＧＢＴ９１ａのターンオン動作と同期してＩＧＢＴ１１ａのターンオフ及びＩＧＢＴ１５ａのターンオン→ＩＧＢＴ１１ａのターンオン及びＩＧＢＴ１５ａのターンオフの順に４回のスイッチング動作を行っている。ＩＧＢＴ９２ａ～９６ａも考慮すると、この４回のスイッチング動作を３つのＩＧＢＴアームについて同様に行うことから、上記インバータ回路９０の１群のスイッチング動作群＃１に対して、４（回）×３＝１２回のスイッチング動作が行われるので、これを損失低減回路１０の１群のスイッチング動作群と定義し、＃＃１と表している。＃＃ｎは、損失低減回路１０が動作モード１で動作している場合に増加し、動作モード２で動作している場合は増加しない。このことから、数式１で定義される動作比率αは、損失低減回路１０が動作モード１で動作する比率を示すものである。
　図６は、図５の具体例を示す図である。図６では、Ｎ＝４と固定し、ｎ及び動作比率αの値を負荷の重さに応じて変動させている。図６（ａ）は、軽負荷領域、すなわち負荷供給電力Ｗが小さい場合の例である。この場合、＃＃ｎ＝１、動作比率α＝０．２５として、動作モード１で動作する比率を小さく（動作モード２で動作する比率を大きく）し、ソフトスイッチングを行う比率を減少させている。図６（ｂ）は、中負荷領域、すなわち負荷供給電力Ｗが中程度である場合の例である。この場合、＃＃ｎ＝２、動作比率α＝０．５として、軽負荷領域の場合と比べて動作モード１で動作する比率を増加させている。図６（ｃ）は、重負荷領域、すなわち負荷供給電力Ｗが大きい場合の例である。この場合、インバータ回路に流れる電流も大きく、大きなスイッチング損失が生じやすいので、＃＃ｎ＝４、動作比率α＝１．０とし、常に動作モード１で動作させ、インバータ回路９０の各ＩＧＢＴの全てのスイッチング動作に対してソフトスイッチングを行う。
　図７は、負荷と動作比率αの関係を示すグラフである。図７に示すように、負荷が重いほど、すなわち、負荷供給電力Ｗが大きいほど、動作比率αを大きくしている。また、本実施の形態にでは、動作比率αは、負荷供給電力Ｗに対して直線的に増加させている。
　実施の形態１によれば、負荷供給電力が大きい重負荷領域ではソフトスイッチングを行う比率が増加し、負荷供給電力が小さい軽負荷領域ではソフトスイッチングを行う比率が減少するため、軽負荷領域における損失低減回路でのスイッチング損失が小さくなり、変換効率の低下を防ぐことができる。
　なお、必ずしも図７のように負荷供給電力Ｗの全範囲について動作比率αを直線的に増加させる必要はなく、図８に示すように、予め定められた２つの閾値Ｗ１、Ｗ２の間のみ動作比率αを直線的に増加させ、閾値Ｗ１より小さい場合または閾値Ｗ２より大きい場合は動作比率αを一定にしてもよい。また、図示は省略するが、負荷供給電力がある閾値より小さい場合は動作比率α＝０とし、常に動作モード２で動作させ、閾値より大きい場合は動作比率α＝１．０として常に動作モード１で動作させてもよい。
　また、本実施の形態では、＃Ｎについて、インバータ回路の各ＩＧＢＴのスイッチング動作１回ずつをインバータ回路の１群のスイッチング動作と定義したが、例えば、１つの正弦波電流を発生させる間の全てのスイッチング動作をインバータ回路の１群のスイッチング動作と定義してもよい。また、＃＃ｎについては、インバータ回路の全てのＩＧＢＴアームスイッチング動作に対応させて損失低減回路の１群のスイッチング動作群を定義したが、損失低減回路のスイッチング動作群は、動作モード１の比率に対応すればよいので、１つのＩＧＢＴアームのスイッチング動作に対応させて損失低減回路の１群のスイッチング動作群と定義してもよい。（この場合。＃＃１は４回のスイッチング動作により構成される）要は、上記数式１で定義される動作比率αが動作モード１で動作する比率を表すものであれば、１群のスイッチング動作群はどのように定義してもよい。
実施の形態２．
　以下に、この発明の実施の形態２を図９に基づいて説明する。実施の形態２は、動作比率αの増加量が、負荷供給電力Ｗが大きいほど大きくなり、下に凸の曲線となっている点が実施の形態１と異なる。このような動作比率αとしては、動作比率αが負荷供給電力Ｗの指数関数となっている場合や、２階微分が正である２次以上の関数である場合が考えられる。その他の点については、実施の形態１と同様であるので、その説明を省略する。
　実施の形態２によれば、中負荷領域における動作比率αが実施の形態１の場合よりも小さくなり、中負荷領域において動作モード２で動作する比率が大きくなる。このため、スイッチング素子の特性などにより、ソフトスイッチングによる損失低減回路のスイッチング損失が大きい場合や、ＣＲスナバ回路におけるサージエネルギーによる損失が小さい場合により大きな損失低減効果がある。
実施の形態３．
　以下に、この発明の実施の形態３を図１０に基づいて説明する。実施の形態３は、動作比率αの増加量が、負荷供給電力Ｗが大きいほど小さくなり、上に凸の曲線となっている点が実施の形態１と異なる。このような動作比率αとしては、動作比率αが負荷供給電力Ｗの対数関数となっている場合や、２階微分が負である２次以上の関数である場合が考えられる。その他の点については、実施の形態１と同様であるので、その説明を省略する。
　実施の形態３によれば、中負荷領域における動作比率αが実施の形態１の場合よりも大きくなり、中負荷領域において動作モード１で動作する比率が大きくなる。このため、スイッチング素子の特性などにより、インバータ回路のスイッチング損失が大きい場合や、ＣＲスナバ回路におけるサージエネルギーによる損失が大きい場合により大きな損失低減効果がある。
実施の形態４．
　以下に、この発明の実施の形態４を図１１に基づいて説明する。
実施の形態４は、第１のスイッチ部２１を蓄電デバイス９００のマイナス端子、すなわちグランド側に接続し、第１のスイッチ２１のＩＧＢＴ２１ａのエミッタ端子を電位基準線１８に接続した点と、制御部８０が絶縁電源８１を備えていない点が実施の形態１と異なる。その他について、電動機駆動装置２０００、電力変換装置２００、損失低減回路１０がそれぞれ実施の形態１の電動機駆動装置１０００、電力変換装置１００及び損失低減回路１０にそれぞれ対応し、実施の形態１と同様であるのでその説明を省略する。
　実施の形態４によれば、第１のスイッチ部のＩＧＢＴのエミッタ端子が電位基準線と同電位になるので、ゲート駆動のための絶縁電源を省略でき、装置全体の小型化を図ることができる。
　次に本発明の変形例として、損失低減回路に機械構造のスイッチ素子を用いる場合について図１２に基づいて説明する。
　この変形例では、実施の形態１の第１のスイッチ部１１、第２のスイッチ部１５、第３のスイッチ部１６をそれぞれ機械構造のスイッチ素子１１１、１５１、１６１としたものである。また、実施の形態１と異なり、制御部８０は絶縁電源８１を備えていない。各スイッチ素子の制御は、例えばリレーで行われる。その他の点について、電動機駆動装置１０１０、電力変換装置１１０、損失低減回路１０１がそれぞれ実施の形態１の電動機駆動装置１０００、電力変換装置１００及び損失低減回路１０にそれぞれ対応し、実施の形態１と同様であるのでその説明を省略する。
　この変形例では、各スイッチ部に機械構造のスイッチ素子を用いているので、瞬時に電流を遮断することが可能である。また、１つのスイッチ素子で双方向スイッチ機能を実現することが可能であり、整流ダイオードを逆並列に接続する必要もないため、部品点数を削減することができ、構成が簡単となる。
　なお、この発明は、その発明の範囲内において実施の形態を自由に組み合わせたり、実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
１０、１０１　損失低減回路、１１、２１　第１のスイッチ部、１２　コンデンサ、１３　リアクトル、１４　抵抗、１５　第２のスイッチ部、１６　第３のスイッチ部、１８　電位基準線、８０　制御部、９０　インバータ回路、　１００、１１０、２００　電力変換装置、９００　蓄電デバイス、１０００、１０１０、２０００　電動機駆動装置、９０００　モータジェネレータ。

Claims (9)

  1. 　直流電源からの電力を交流に変換して、交流に変換された電力を負荷に供給するインバータ回路と、
    　前記直流電源と前記インバータ回路との間に接続された第１のスイッチ部と、前記インバータ回路と並列に接続されたコンデンサと、前記コンデンサに接続されたリアクトルと、前記リアクトルに接続された第２のスイッチ部と、前記コンデンサに接続されるとともに前記リアクトルと並列に接続された抵抗と、前記抵抗に接続された第３のスイッチ部とを有する損失低減回路と、
    　前記第１のスイッチ部、前記第２のスイッチ部、及び前記第３のスイッチ部を制御して、前記インバータ回路のスイッチング動作に同期してソフトスイッチングを行う第１の動作モードと、前記抵抗と前記コンデンサとでスナバ回路を構成する第２の動作モードとを切り替える制御部とを備え、
    前記負荷の大きさに応じて前記第１の動作モードと前記第２の動作モードを切り替えることを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記制御部は、前記負荷に供給される負荷供給電力が大きいほど、前記損失低減回路を前記第１の動作モードで動作させる比率を増加させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記制御部は、負荷供給電力が大きな場合に適用する前記第１の動作モードは、前記第３のスイッチ部はオフ状態であり前記第１のスイッチ部および前記第２のスイッチ部と前記インバータ回路を構成するスイッチング素子のスイッチングタイミングと同期することで前記インバータ回路内のスイッチング素子で発生するスイッチング損失を削減する動作をさせ、負荷供給電力が小さい場合に適用する前記第２の動作モードは、前記第２のスイッチ部のオフ状態と前記第１のスイッチ部および前記第３のスイッチ部のオン状態を維持することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記第３のスイッチ部は、双方向スイッチであることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 　前記制御部は、前記比率を前記負荷供給電力に対して直線的に増加させることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  6. 　前記制御部は、前記負荷供給電力が大きいほど、前記比率の増加量を大きくすることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  7. 　前記制御部は、前記負荷供給電力が大きいほど、前記比率の増加量を小さくすることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  8. 　前記第１のスイッチ部は、前記直流電源のグランド側に接続されていることを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 　直流電源と、前記直流電源から供給される電力を交流に変換して、交流に変換された電力を電動機に供給して駆動する請求項１から８のいずれか１項に記載の電力変換装置とを備えたことを特徴とする電動機駆動装置。
    　
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