JP2002010651A

JP2002010651A - 補助共振回路

Info

Publication number: JP2002010651A
Application number: JP2000179936A
Authority: JP
Inventors: Geiho Chin; 芸峰陳; Atsushi Fujikawa; 淳藤川; Hirokazu Kobayashi; 弘和小林
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 2000-06-15
Filing date: 2000-06-15
Publication date: 2002-01-11
Anticipated expiration: 2020-06-15
Also published as: JP3877042B2

Abstract

(57)【要約】少使用部品点数で、かつ高性能補助共振回路を提供す
る。【解決手段】直流リンクと直流電源とを電気的に遮断
する第１のスイッチング素子と、この直流電源に、直列
接続された２つのスイッチング素子を並列接続し、この
２つのスイッチング素子の相互接続点と前記第１のスイ
ッチング素子の直流リンク接続点との間に挿入されるリ
アクトルとで補助共振回路を構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は半導体電力変換装置
に係わるもので、特に共振現象を利用して、ゼロ電圧で
スイッチング動作を行う共振形電力変換装置の回路方式
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の、産業上最も一般的に使われてい
る三相電力変換装置の主回路図を図２に示す。図２にお
いて、１１は直流電源、８は直流電圧を平滑するための
直流コンデンサ、１０は例えば交流電動機などの三相交
流負荷、９は電力変換の役割を果たす主変換ブリッジで
あり、１２は変換ブリッジを構成する半導体スイッチン
グ素子である。

【０００３】半導体スイッチング素子は、同図に示すよ
うに一般的に、ゲート信号によってオンオフする半導体
スイッチ部（トランジスタ部）と、この半導体スイッチ
部と逆並列に接続された還流ダイオード部とで構成され
ている。現実の半導体スイッチには、蓄積容量などの寄
生容量が必ず存在しており、図中にはこれらも併記して
いる。この寄生容量は、一般にはスイッチのデメリット
としてとらえられることもあるが、共振形コンバータを
構成する場合には、この寄生容量をＬＣ共振回路の一部
として逆に利用できる。

【０００４】電力の変換は半導体スイッチ素子のオンオ
フスイッチング動作により行われ、従来の、このオンオ
フスイッチング動作はいわゆるハードスイッチング方式
で行われている。ハードスイッチングの場合、スイッチ
ング動作期間（転流期間）中、スイッチング素子にかか
る端子電圧と素子に流れる電流には重なり（電圧、電流
両方ともゼロでない）期間があり、この電圧と電流の積
はスイッチング素子で消耗するスイッチングロスとな
る。このスイッチングロスはスイッチング周波数に比例
し、スイッチング周波数を高く設定するほど、過大なス
イッチングロスを発生させ、変換装置の効率を低下させ
てしまう。さらに、スイッチング動作期間中、相電流の
方向で電流がスイッチング素子のダイオード部を通して
いる時、同じポールの反対側のスイッチ素子にオン信号
が出されると、寄生容量により、ポールに一瞬短絡する
ような現象が起こるため、短絡による過大な電流サージ
により電磁ノイズを発生し、電磁環境に悪影響を与えて
しまう。

【０００５】近年、高効率また電磁環境性に優れた変換
装置を目指して、共振現象を利用したソフトスイッチン
グ方式の研究が進められており、その原理は、主変換器
の回路に補助共振回路を設け、主変換器のスイッチング
動作を、補助共振回路でスイッチング素子の端子電圧ま
たは電流をなめらかにゼロに落としてから行うものであ
る。この場合、主変換器のスイッチング転流期間中、電
圧と電流のいずれか一方または両方がゼロであるので、
スイッチングロスが発生しなくなり、また、転流がなめ
らかに行われるので、電磁ノイズの発生も著しく削減で
きる。以下、記述の簡便性のため、ゼロ電圧でスイッチ
ングすることをＺＶＳ、ゼロ電流でスイッチングするこ
とをＺＣＳと略記する。

【０００６】共振形変換器の補助共振回路において、い
ろいろな回路方式が提案されているが、大きく分けて２
通りに分類できる。１つは、各ポールごとに、補助スイ
ッチング用の共振回路を付加する補助共振ポール形であ
り、もう１つは、主変換器の全ポールに対して、１セッ
トの共振回路により一括処理する直流リンク共振形であ
る。これらの各回路方式においては、採用する部品の点
数と寿命、スイッチングシーケンスの容易さと確実性、
また、共振回路動作用のセンサ追加の必要性などの点で
それぞれ一長一短がある。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】本発明は上記した問題
に対してなされたものであって、直流リンク共振形変換
方式において、少部品点数で、追加センサを必要とせ
ず、確実にソフトスイッチング動作を実現できる回路方
式を提供するものである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】単独または複数の多相交
流から直流へ、または、直流から単独または複数の多相
交流へ電力変換する半導体電力変換装置の直流リンクに
おいて、直流リンクと、直流電源またはこれと等価機能
を有する直流コンデンサとを電気的に遮断する第１の半
導体スイッチング素子と、互いに直列接続され、かつ前
記直流電源または直流コンデンサと並列に接続される第
２、第３の半導体スイッチング素子と、この両半導体ス
イッチング素子の相互接続点および前記第１の半導体ス
イッチング素子の直流リンク接続点との間に挿入される
共振用リアクトルとで構成する。

【０００９】

【発明の実施の形態】本発明における補助共振回路を、
コンバータ・インバータ電力変換システムに適用した場
合の主回路構成例を図１に示す。同図において、１は多
相交流電源、２は交流電力を直流へ変換するコンバー
タ、３は本発明における補助共振回路、８は直流リンク
電圧を平滑するための直流コンデンサ、９は直流電力を
多相交流へ変換する多相インバータ装置、１０は例えば
交流モータなどの多相交流負荷である。本発明の補助共
振回路３において、４は直流リンクを直流コンデンサか
ら切り離すための半導体スイッチング素子Ｑ_０、５，６
は補助共振回路を制御するための半導体スイッチング素
子Ｑ_１、Ｑ_２、７は共振用のリアクトルＬｒである。本
実施例では、共通直流リンクに各１台のコンバータ、イ
ンバータを接続しているが、複数台数のコンバータ、イ
ンバータの接続も可能である。

【００１０】本発明の補助共振回路は、使用部品として
半導体スイッチング素子と共振用リアクトルの二種類で
済み、また、それらが半永久的な寿命を持つものである
ので、信頼性に優れている。また、部品点数も少なく、
しかも複数の主変換器と共通使用できるので、補助回路
の追加によるコストの上昇を最小限に抑えられる。さら
に、後述のＺＶＳ動作と合わせて、スナバ回路が省略で
きたり、または主変換器と共通に使用できるため、変換
装置のコストを低く抑えることができる。

【００１１】本発明の補助共振回路の作用は、主変換回
路のスイッチング素子が転流動作を行う直前に、共振動
作を起動させ、直流リンク電圧を一旦ゼロに落としてか
ら、ゼロ電圧の状態で主変換回路のスイッチング動作を
行わせる（ＺＶＳ）ことにある。これによって、スイッ
チング動作時に発生するスイッチング損失をゼロにして
システムの変換効率を大幅に向上させるとともに、電磁
ノイズの発生も大幅に抑制するものである。

【００１２】補助共振回路の動作原理の理解を容易にす
るために、まず、主回路をモデル化し、その等価回路を
用いて詳述する。モデル化した主回路の等価回路を図３
に示す。同図において、１３は図１の２と９に相当する
部分であり、主変換器の等価回路である。８’は図１の
８と同様、平滑用の直流コンデンサであり、その電圧値
Ｖｄｃは転流動作中ほとんど一定であるので、直流電圧
源と見なせる。３’は本発明の補助共振回路である。

【００１３】１３の主変換器等価回路において、１４は
等価共振コンデンサＣ_ｒであり、その容量値は付加スナ
バコンデンサ容量と主変換器スイッチング素子の寄生コ
ンデンサ容量との和となる。主変換器の各ポールにおい
て、上下スイッチング素子のいずれか一方が電流の導通
により、そのコンデンサが短絡するので、このポールの
等価容量はスイッチング素子一個の寄生容量（Ｃｓ）と
等しい。主変換器を構成するポール数がｎ個であれば、
全寄生容量の相当容量値はｎ×Ｃｓと概算できる。な
お、等価共振コンデンサの電圧Ｖｒは直流リンク電圧と
等しいことが明らかである。

【００１４】１５は主変換器のスイッチング素子に逆並
列に接続されるダイオードの代表であり、共振動作にお
いては。クランプダイオードＤの役割も果たしている。
１６は主変換器から直流リンクに流れ込む負荷電流であ
り、その値Ｉ_Ｓが多相負荷電流値と主変換器の各スイッ
チング素子のオンオフ状態に依存するが、転流期間中、
交流負荷電流はほぼ一定値なので、主スイッチング素子
のオンオフ状態に依存する電流源と見なせる。

【００１５】以下、上述の等価モデルを用いて、本発明
の補助共振回路を利用した場合の主変換器の転流動作原
理について詳述する。主スイッチング素子の切り換え動
作において、直流リンクで出入りする電流が直流リンク
に流し込む状態から引き出し状態になる時の転流動作を
代表して説明する。

【００１６】転流動作は、全部で１０のモードからな
る。各モードでの、各スイッチング素子に与えるスイッ
チング信号と直流リンク電圧Ｖｒ、共振用リアクトルＬ
ｒに流れる電流Ｉｒ波形を図４に示す。また、モード１
からモード１０までの動作遷移を図５に示す。以下、図
５の動作遷移図に従って動作原理を説明する。

【００１７】モード１：このモードは転流動作前の定常
状態である。補助スイッチＱ_１，Ｑ_２はオフ、Ｑ_０はオ
ンであり、共振リアクトルには電流が流れず、すなわ
ち、補助共振回路は休止状態である。負荷電流はＱ_０の
ダイオード部を通して直流電源に流れ込み、リンク電圧
は直流電源とほぼ同じＶｄｃである。

【００１８】モード２：このモードは転流開始モードで
ある。Ｑ_０にオフ、Ｑ_１にオン信号を与えることによっ
て、転流動作が開始し、このモードに遷移する。この場
合、共振リアクトルＬｒの初期電流がゼロであり、電流
の変化もＬｒに抑制されるため、Ｑ_１のオンはゼロ電流
スイッチング（ＺＣＳ）である。また、Ｑ_０にオフ信号
を与えても、リンク電流が還流ダイオードを流れるの
で、ＺＣＳ、ＺＶＳである。Ｑ_１がオンになったら、共
振リアクトルに直流リンク電圧がかかり、Ｉｒ電流は直
線的に増加する。同時に、Ｑ_０のダイオード部に流れる
電流はＩｒ分だけ直線的に減少する。

【００１９】モード３：このモードは直流リンク共振モ
ードである。モード２において、共振リアクトル電流Ｉ
ｒが増加し、負荷電流Ｉ_Ｓ１と等しくなった時、Ｑ_０は
自然オフとなり、このモードに遷移する。この場合、直
流リンクは直流電源から切り離されているので、共振リ
アクトルＬｒとコンデンサＣｒと共振作用を起こし、直
流リンク電圧Ｖｒが共振によりゼロまで落ちる。これと
同時に、Ｌｒ電流は共振により最大値まで上昇する。

【００２０】モード４：このモードは直流リンクのゼロ
電圧クランプモードである。共振コンデンサＣｒの電圧
が減少し、ゼロに達したら、このモードに遷移する。直
流リンク電圧がさらに下がろうとするが、クランプダイ
オードＤが導通し、リンク電圧はゼロにクランプされ
る。この場合、Ｌｒ両端電圧がゼロなので、Ｌｒ電流Ｉ
ｒは最大値で一定値に維持し、クランプダイオードＤは
導通し続け、なにもしなければ、直流リンク電圧は永遠
にゼロにクランプされ続ける。この期間中で、主変換器
のスイッチング素子にスイッチング信号を与えれば、ス
イッチングがＺＶＳであることは明らかである。

【００２１】モード５：このモードはＬｒ電流であるＩ
ｒが減少するモードである。主変換器がスイッチングを
行った後、Ｑ_１にオフ信号を与えることにより、このモ
ードに遷移する。Ｑ_１のオフ動作はその寄生容量のため
ＺＶＳである。Ｑ_１がオフになったら、Ｑ_１のトランジ
スタに流れる電流はＱ_２の還流ダイオードに移り、直流
電源に流れ込む。Ｌｒ電流が完全にＱ_２に転流したら、
Ｑ_２にオン信号を与える。この場合、Ｑ_２の還流ダイオ
ードは既に導通しているので、Ｑ_２のオン動作はＺＣ
Ｓ、ＺＶＳである。Ｑ_２が導通したら、共振リアクトル
Ｌｒの端子電圧は−Ｖｄｃとなるので、Ｌｒ電流Ｉｒが
直線的に減少する。この電流がゼロに減少するまで、Ｑ
_２の還流ダイオードは導通し続ける。

【００２２】モード６：このモードはＬｒ電流であるＩ
ｒが逆方向で増加するモードである。前モードにおい
て、Ｉｒが減少し、ゼロに達したらこのモードに遷移す
る。この場合、Ｑ _２の還流ダイオードがオフとなり、電
流Ｉｒがさらに減少するが、極性を変え、Ｑ_２のトラン
ジスタ部を通して、反対方向で直線的に増加する。それ
と同時にクランプダイオードＤに流れる電流は直線的に
減少する。

【００２３】モード７：このモードはＬｒ、Ｃｒ共振モ
ードである。前モードにおいて、Ｌｒ逆電流の増加で、
クランプダイオードＤの電流が減少し、ゼロに達したら
このモードに遷移する。この場合、クランプダイオード
Ｄがオフ状態となるので、増加し続けるＬｒ逆電流は共
振コンデンサＣｒに流れ始め、Ｌｒ、Ｃｒ共振状態にな
り、直流リンク電圧が直流電源電圧Ｖｄｃに達するまで
共振により上昇する。

【００２４】モード８：このモードは直流リンク電圧Ｖ
ｒがＶｄｃにクランプされるモードである。直流リンク
電圧が共振により上昇し、直流電源電圧Ｖｄｃに達した
ら、Ｑ_０の還流ダイオードでクランプされ、このモード
に遷移する。この場合、Ｑ_０の還流ダイオードの導通
で、Ｌｒ両端電圧がゼロであり、Ｌｒ電流が維持するの
で、なにもしなければ、直流リンク電圧Ｖｒは直流電源
電圧Ｖｄｃでクランプされ続ける。この間、Ｑ_０にオン
信号を与えれば、Ｑ_０の還流ダイオードの導通状態で、
オン動作はＺＶＳ、ＺＣＳである。

【００２５】モード９：このモードはＬｒ電流減少モー
ドである。前モードの直流リンク電圧クランプ状態で、
Ｑ_２にオフ信号を与えることにより、このモードに遷移
する。この場合、Ｑ_２のオフ動作は寄生コンデンサでＺ
ＶＳとなる。Ｑ_２がオフしたら、Ｑ_２に流れる電流はＱ
_１の還流ダイオードに移り、Ｌｒはその電流方向と逆方
向の直流電源電圧Ｖｄｃが印加されるので、Ｌｒ電流Ｉ
ｒはゼロ方向に向かって直線的に減少する。それと同時
に、Ｑ_０の還流ダイオード部に流れる電流は直線的に減
少する。

【００２６】モード１０：このモードはＬｒ電流である
Ｉｒが減少するモードである。前のモードにおいて、Ｉ
ｒが減少し、ゼロに達した時、このモードに遷移する。
この場合、Ｑ_０のダイオード部がオフ状態になり、トラ
ンジスタ部に電流が流れはじめ、直線的に増加する。こ
の状態はＬｒ電流がゼロとなり、Ｑ_０電流が負荷電流と
一致するまで続く。つまり、転流動作が完結し、次の定
常状態に達するまで続く。

【００２７】以上は本発明の補助共振回路を利用した場
合の転流動作原理であり、主変換器および補助回路のス
イッチング動作は、すべてＺＶＳまたはＺＣＳになって
いることが分かる。主変換器のスイッチング動作からの
要求が来るたびに、上記の補助スイッチング操作を繰り
返すことによって、スイッチングロスと電磁ノイズの発
生を最大限に抑制することができる。

【００２８】ＺＶＳ回路の性能を評価する上で、スイッ
チング動作時、スイッチング素子の端子電圧がゼロであ
るかどうかは重要であることは当たり前であるが、これ
は、具体的に端子電圧がゼロに到達できるかどうか、ま
た、ゼロに停留する期間が十分かどうかによって評価で
きる。本発明の場合においては、このことは、直流リン
ク電圧の下降モードで主スイッチング素子の切り換え時
にゼロになるか、または回復モードで補助スイッチング
素子Ｑ０のオン動作時、直流電源電圧Ｖｄｃに到達でき
るかどうか、またどれだけ停留できるかに当たる。転流
動作遷移について前述したように、直流リンクの下降モ
ードでは、動作モード３、４で補助スイッチング素子Ｑ
１にオン信号を与え続けば、リンク電圧が確実にゼロに
到達でき、また半永久的にゼロに維持することができ
る。また、直流リンク電圧の回復モードでは、動作モー
ド７、８で補助スイッチング素子Ｑ２にオン信号を与え
続けば、同様な結果が得られる。すなわち、本発明の共
振形変換装置では、ゼロ電圧モードは安定モードであ
り、ＺＶＳ動作は確実に、しかも余裕をもって行えるこ
とは明らかである。

【００２９】以下は、転流動作期間中におけるスイッチ
ング信号の出力タイミングの決定について詳述する。前
述の転流原理で説明したように、本発明ではＺＶＳのた
めのゼロ電圧保持期間が自由に調整できるため、補助回
路のスイッチング素子のスイッチング信号の出力にゆと
りを与え、出力タイミングの決定が容易である。主スイ
ッチング素子（Ｑ_ｓ）の切り換えタイミングは、システ
ム制御プロセスから決められるものとして、これを基準
点にして、以後の各補助素子のスイッチングタイミング
を決める必要がある。

【００３０】図４の動作波形図から、Ｑ_１のオフ（直流
リンク電圧回復モード開始）タイミングは主スイッチン
グ素子Ｑ_ｓの切り換えタイミングの以後ならよく、Ｑ_２
のオンはＱ_１が確実にオフした後の適当なタイミングで
よく、また、Ｑ_２のオフがＱ _０のオンの以後ならよいこ
とは明らかである。従って、Ｑ_ｓ切り換えタイミング前
のＱ_１オンＱ_０オフ（転流開始）タイミング（ｔ_１）と
直流リンク電圧回復モード開始タイミングからのＱ_０オ
ンタイミング（ｔ_２）を決定すればよい。

【００３１】モード４とモード８の期間（ゼロ電圧クラ
ンプ期間）の任意性から、ｔ_１＞モード２＋モード３の時間ｔ_２＞モード５＋モード６＋モード７の時間を満たせばよいことが分かる。Ｑ_ｓ切り換えスイッチン
グ前の負荷電流をＩ_ｓ１、スイッチング後の負荷電流を
Ｉ_ｓ２とすると、上記各モードの時間は次のように求め
られる。

【００３２】よって、ｔ_１、ｔ_２は次のような条件を満たせばよい。

【００３３】ここで、Ｉ_ｓ１、Ｉ_ｓ２、Ｖ_ｄｃは主変換
器についているセンサ信号から求められるので、補助ス
イッチング回路の動作タイミングを決められることが分
かる。また、ｔ_１、ｔ_２タイミングを上記右辺計算値よ
り大きめにとれば、ＺＶＳ動作の確実性を一段と上げる
ことができる。

【００３４】

【発明の効果】以上述べたように、本発明の補助共振回
路を利用すれば、少ない部品点数、かつ、ローコストで
信頼性の高いソフトスイッチング変換装置を構成するこ
とができる。また、補助スイッチングタイミングの決定
についても、共振回路動作用の追加センサを必要とせ
ず、マージンも大きくとれ、さらに、共振形変換器本来
の低スイッチング損失、低電磁ノイズ特性と合わせて、
環境に優しい電力変換システムを実現でき、実用上きわ
めて有用である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の補助共振回路を用いた共振形電力変換
器の主回路構成を示す図である。

【図２】従来技術を説明するための三相電力変換器の主
回路図例である。

【図３】本発明の原理を説明するための主回路等価モデ
ルである。

【図４】本発明の共振回路の転流時における信号波形と
動作波形である。

【図５】本発明の共振変換器における転流時の動作遷移
図である。

【符号の説明】

１多相交流電源２多相コンバータ装置３本発明の補助共振回路４、５，６、１２半導体スイッチング素子７共振用リアクトル８電圧平滑用直流コンデンサ９多相インバータ装置１０多相交流負荷１１直流電圧源１３主変換器の等価モデル１４共振用等価コンデンサ１５等価クランプダイオード１６等価電流源Ｑ_０、Ｑ_１、Ｑ_２本発明の補助共振回路のスイッチン
グ素子Ｑｓ主変換器の主スイッチング素子Ｄ等価クランプダイオードＶ_ｄｃ直流電圧源の電圧値Ｉ_s1,Ｉ_s2 主変換器のスイッチング前と後の等価負荷
電流Ｌ_ｒ共振用リアクトルのリアクタンス値Ｃ_ｒ共振用等価コンデンサの容量値Ｖ_ｒ直流リンク電圧値Ｉ_ｒ共振用リアクトル電流ｔ_１転流開始時間ｔ_２直流リンク電圧回復開始からＱ_０オンまでの時間

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5H006 AA01 AA02 CA01 CA07 CA12 CA13 CB01 CB08 CC02 CC08 5H007 AA01 AA03 AA06 CA01 CB04 CB05 CC12 CC23 DB01

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】単独または複数の多相交流から直流へ、
または、直流から単独または複数の多相交流へ電力変換
する半導体電力変換装置の直流リンクにおいて、直流リ
ンクと、直流電源またはこれと等価機能を有する直流コ
ンデンサとを電気的に遮断する第１の半導体スイッチン
グ素子と、互いに直列接続され、かつ前記直流電源また
は直流コンデンサと並列に接続される第２、第３の半導
体スイッチング素子と、この両半導体スイッチング素子
の相互接続点および前記第１の半導体スイッチング素子
の直流リンク接続点との間に挿入される共振用リアクト
ルとで構成したことを特徴とする補助共振回路。