WO2017090350A1 - 電動機の制御装置及びそれを用いた電動車両 - Google Patents

電動機の制御装置及びそれを用いた電動車両 Download PDF

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隆宏 荒木
宮崎　英樹
利貞 三井
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to an electric motor control device and an electric vehicle using the same.
  • Hybrid vehicles and electric vehicles are required to have improved reliability from the viewpoint of preventing failure during vehicle travel and to improve output torque per unit volume of the vehicle from the viewpoint of reducing vehicle weight.
  • a three-phase six-wire drive device has been considered, but since a motor with no neutral point connected is used, a 3n-order harmonic current is superimposed on the drive current for driving the motor, There was a problem that losses such as copper loss increased.
  • Patent Document 1 JP-A-2004-80975 (Patent Document 1) as background art in this technical field.
  • a 3n-order harmonic current (3 is the number of phases, n is an integer) included in a drive current for driving an electric motor is detected and a 3n-order harmonic voltage command value for canceling is calculated. Then, the three-phase voltage command value is corrected ". Accordingly, the target voltage is corrected so as to cancel the 3n-order harmonic current, so that the harmonic current in the drive current can be removed and the loss due to the harmonic current can be reduced.
  • An object of the present invention is to reduce the detection error of the zero-phase current.
  • a motor control device is a motor control device in which windings are independently connected for each phase, and a voltage applied to the motor based on a torque command value.
  • a first period in which a zero-phase voltage pulse for outputting a zero-phase voltage for reducing a zero-phase current obtained based on an alternating current of each phase is output;
  • a second period for detecting a current of each phase flowing through the electric motor, and the first period and the second period do not overlap each other.
  • the motor control device of the present invention it is possible to reduce the detection error of the zero-phase current.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a motor drive system according to an embodiment of the present invention.
  • the motor drive system includes a motor 200, a position sensor 210, a current sensor 220, an inverter 100, and the motor control device 1.
  • the motor 200 is configured by an embedded magnet synchronous motor or the like to which a neutral point is not connected.
  • U-phase winding 201 wound around the stator of motor 200 is connected to the output terminal of U-phase full-bridge inverter 110.
  • the V-phase winding 202 wound around the stator of the motor 200 is connected to the output terminal of the V-phase full bridge inverter 111.
  • W-phase winding 203 wound around the stator of motor 200 is connected to the output terminal of W-phase full bridge inverter 112. Since the motor 200 is not connected to the neutral point, the current flowing in the U-phase winding 201, the V-phase winding 202, and the W-phase winding 203 can be controlled independently.
  • the position sensor 210 detects the position of the rotor of the motor 200 and outputs the detected rotor position ⁇ .
  • the current sensor 220 detects currents flowing in the U-phase winding 201, the V-phase winding 202, and the W-phase winding 203 wound around the stator of the motor 200, and detects the detected three-phase currents i u , i v and iw are output.
  • the inverter 100 includes a U-phase full-bridge inverter 110, a V-phase full-bridge inverter 111, and a W-phase full-bridge inverter 112.
  • the U-phase full-bridge inverter 110, the V-phase full-bridge inverter 111, and the W-phase full-bridge inverter 112 are connected in parallel to a DC power supply (not shown).
  • the U-phase full bridge inverter 110 is composed of switching elements 110a to 110d.
  • Switching element 110a is arranged on the U-phase left leg upper arm.
  • Switching element 110b is arranged on the U-phase left leg lower arm.
  • Switching element 110c is arranged on the U-phase right leg upper arm.
  • Switching element 110d is disposed on the U-phase right leg lower arm.
  • the V-phase full bridge inverter 111 is composed of switching elements 111a to 111d.
  • Switching element 111a is arranged on the V-phase left leg upper arm.
  • Switching element 111b is arranged on the lower arm of the V-phase left leg.
  • Switching element 111c is arranged on the V-phase right leg upper arm.
  • Switching element 111d is arranged on the lower arm of the V-phase right leg.
  • the W-phase full bridge inverter 112 is composed of switching elements 112a to 112d.
  • Switching element 112a is arranged on the W-phase left leg upper arm.
  • Switching element 112b is arranged on the lower arm of the W-phase left leg.
  • Switching element 112c is arranged on the W-phase right leg upper arm.
  • Switching element 112d is arranged on the lower arm of the W-phase right leg.
  • the inverter 100 By turning on or off the switching elements 110a to 110d, the switching elements 111a to 111d, and the switching elements 112a to 112d based on the switching signal generated by the inverter control device 1, the inverter 100 is connected to a DC power supply (not shown).
  • the applied DC voltage is converted into an AC voltage.
  • the converted AC voltage is applied to the three-phase windings 201 to 203 wound around the stator of the motor 200 to generate a three-phase AC current. This three-phase alternating current generates a rotating magnetic field in the motor 200, and the rotor rotates.
  • Switching elements 110a to 110d, switching elements 111a to 111d, and switching elements 112a to 112d are configured by combining a metal oxide film type field effect transistor (MOSFET), an insulated gate bipolar transistor (IGBT), and the like with a diode.
  • MOSFET metal oxide film type field effect transistor
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the motor control device 1 controls the inverter 100 based on the torque command T * from the outside, the three-phase currents i u , i v , i w detected by the current sensor 220, and the rotor position ⁇ detected by the position sensor 210. PWM control is performed.
  • FIG. 2 is a control block diagram for explaining the first embodiment of the present invention.
  • the current command calculation unit 10 calculates dq-axis current command values i d * and i q * based on the input torque command value T * and the angular velocity ⁇ .
  • As a method for calculating the dq-axis current command values i d * and i q * there are maximum torque current control, field weakening control, and the like.
  • a table set in advance may be used for calculating the dq-axis current command values i d * and i q * .
  • the dq-axis current control unit 20 receives the dq-axis current command values i d * , i q * and the dq-axis current detection values i d , i q and inputs the dq-axis voltage command using proportional control, integral control, or the like. Output the values v d * and v q * .
  • the three-phase converter 30 receives the dq-axis voltage command values v d * , v q * and the rotor position ⁇ , and outputs the three-phase voltage command values v u * , v v * , v w * .
  • the switching signal generator 40 receives the three-phase voltage command values v u * , v v * , v w * , the zero-phase voltage command value v 0 *, and the current detection timing signals t1, t2, and the switching element 110a. To 110d, switching elements 111a to 111d, and switching elements 112a to 112d are generated.
  • the switching signal is input to the inverter 100, and the motor is operated by the above operation.
  • the dq converter 50 receives the three-phase currents i u , i v , i w detected by the current sensor 220 and the rotor position ⁇ detected by the position sensor 210, and the dq-axis current detection value i d , i q is output.
  • the zero-phase current calculator 60 receives the three-phase currents i u , i v , i w detected by the current sensor 220 and the rotor position ⁇ detected by the position sensor 210, and the zero-phase current i 0 is Is output.
  • a formula for calculating the zero-phase current i 0 is shown in Formula (1).
  • the zero phase current i 0 may be calculated in consideration of the zero phase current value estimated from the angular speed ⁇ of the motor 200.
  • the zero-phase current control unit 70 acquires the zero-phase current i 0 and outputs a zero-phase voltage command value v 0 * using proportional control, integral control, or the like.
  • the speed conversion unit 80 acquires the rotor position ⁇ detected by the position sensor 210 and outputs an angular speed ⁇ .
  • FIG. 3 is a flowchart of the switching signal generator 40.
  • the switching signal generator 40 outputs the three-phase voltage command values v u * , v v * , and v w * output from the three-phase converter 30 and the zero-phase voltage controller 70 in Step 1.
  • a zero-phase voltage command value v 0 *, a DC power supply voltage V DC, based on the carrier frequency f carrier, and U-phase voltage pulse width T U, and V-phase voltage pulse width T V, and W-phase voltage pulse width T W calculate.
  • U-phase voltage pulse width T U based on the carrier frequency f carrier
  • V-phase voltage pulse width T V and W-phase voltage pulse width T W
  • step 2 the switching signal generation unit 40 acquires the current detection start timing t3 and the current detection end timing t4.
  • step 3 the switching signal generator 40 calculates a zero-phase voltage output start timing t 1 and a zero-phase voltage output end timing t 2.
  • the zero-phase voltage output start timing t1 and the zero-phase voltage output end timing t2 satisfy the relationship of the expression (5) or (6). It is set as follows.
  • step 4 the switching signal generation unit 40, in step 4, the U-phase voltage pulse width T U calculated in step 1, the V-phase voltage pulse width T V , the W-phase voltage pulse width T W , and the step 3 Based on the calculated zero-phase voltage output start timing t1 and zero-phase voltage output end timing t2, the timing for outputting the pulse of each phase is calculated.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a waveform example of the zero-phase voltage output timing when the present embodiment is applied.
  • V 0 indicates a zero-phase voltage pulse.
  • t1 t2 for example, the first period
  • t4 for example, the second period
  • a pulse of each phase that does not generate a zero-phase voltage during the current detection period is output.
  • the second period which is the current detection period may be set so as to avoid the first period in which the zero-phase voltage pulse V 0 is generated.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
  • the block diagram shown in FIG. 5 has a configuration in which a current detection timing calculation 300 is added to the block diagram shown in FIG.
  • the switching signal generation unit 40 receives the input three-phase voltage command values v u * , v v * , v w * , the zero-phase voltage command value v 0 *, and the current detection timing signals t3, t4. Based on The switching elements 110a to 110d, the switching elements 111a to 111d and the switching elements 112a to 112d shown in FIG. 1 are not only generated, but also the zero-phase voltage output timings t1 and t2 are output.
  • the current detection timing calculation 300 based on the input zero-phase voltage output start timing t1 and zero-phase voltage output end timing t2, the current detection timing calculation 300 is performed so that the period in which the zero-phase voltage is output and the period in which the current is detected do not overlap. Detection start timing t3 and current detection end timing t4 are output.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention.
  • the block diagram shown in FIG. 6 has a configuration in which a zero-phase current calculation availability determination 400 is added to the block diagram shown in FIG.
  • the switching signal generation unit 40 performs the switching shown in FIG. 1 based on the input three-phase voltage command values v u * , v v * , v w * and the zero-phase voltage command value v 0 * .
  • zero-phase voltage output timing signals t1 and t2 are output.
  • the zero-phase voltage output start timing t1, the zero-phase voltage output end timing t2, the current detection start timing t3, and the current detection end timing t4 are set to zero in the current detection period. Determine whether phase voltage is output.
  • the determination method is, for example, whether or not the current detection period t3 to t4 can be ensured in one carrier cycle.
  • the present invention it is possible to obtain an effect that the detection error of the zero phase current is reduced by generating the period in which the zero phase voltage is not output and detecting the current in the period.
  • Switching element 111 V-phase full-bridge inverter 110a ⁇ ⁇ ⁇ Switching element 110b ⁇ ⁇ ⁇ Switching element 110c ⁇ ⁇ ⁇ Switching element 110d ⁇ ⁇ ⁇ Switching element 112 ⁇ ⁇ ⁇ W-phase full-bridge inverter 112a ⁇ ⁇ ⁇ switching Element 112b ... Switching element 112c ... Switching element 112 d ... switching element 200 ... motor 210 ... position sensor 220 ... current sensor 300 ... current detection timing calculation 400 ... zero phase current calculation feasibility determination f carrier ... carrier frequency i u ... U-phase current i v ... V-phase current i w ... W-phase current i d * ...

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Abstract

本発明の目的は、零相電流の検出誤差を低減することである。　巻線が相毎に独立して結線された電動機の制御装置であって、トルク指令値に基づいて前記電動機へ印加する電圧を制御する制御部を備え、前記制御部は、各相の交流電流に基づいて求められる零相電流を低減する零相電圧を出力するための零相電圧パルスが出力される第１期間と、前記電動機に流れる各相の電流を検出する第２期間と、を設け、前記第１期間と第２期間は、互いに重ならない電動機の制御装置。

Description

電動機の制御装置及びそれを用いた電動車両
　本発明は電動機の制御装置及びそれを用いた電動車両に関する。
　ハイブリッド自動車や電気自動車は、車両走行中の故障発生防止の観点から信頼性の向上と、車両軽量化の観点から車両の単位体積当たりの出力トルクの向上が要求される。これらの要求に対して三相６線式の駆動装置が考えられているが、中性点が接続されていない電動機を用いるため、電動機を駆動する駆動電流に３ｎ次高調波電流が重畳し、銅損などの損失が増加するという課題があった。
　本技術分野の背景技術として、特開２００４－８０９７５号公報（特許文献１）がある。この特許文献１には、「電動機を駆動するための駆動電流に含まれる３ｎ次高調波電流（３は相数、ｎは整数）を検出し、打ち消すための３ｎ次高調波電圧指令値を算出して三相電圧指令値を補正する」と記載されている。これにより３ｎ次高調波電流を打ち消す様に目標電圧を補正するので、駆動電流中の高調波電流を除去し、高調波電流による損失を低減することができる。
特開２００４－８０９７５号公報
　電流検出期間中に零相電圧が出力された場合、零相電流の検出値に誤差が発生し、零相電流を除去できない恐れがある。
　本発明の目的は、零相電流の検出誤差を低減することである。
　上記の課題を解決するため、本発明に係る電動機の制御装置は、巻線が相毎に独立して結線された電動機の制御装置であって、トルク指令値に基づいて前記電動機へ印加する電圧を制御する制御部を備え、前記制御部は、各相の交流電流に基づいて求められる零相電流を低減する零相電圧を出力するための零相電圧パルスが出力される第１期間と、前記電動機に流れる各相の電流を検出する第２期間と、を設け、前記第１期間と第２期間は、互いに重ならない。
　本発明に係る電動機の制御装置によれば、零相電流の検出誤差を低減することができる。
本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの構成を示す図である。 第１の実施例を説明する制御ブロック図である。 スイッチング信号生成部４０のフローチャートである。 本実施形態を適用した場合の零相電圧出力タイミングの波形例を示す図である。 第２の実施例を説明する制御ブロック図である。 第３の実施例を説明する制御ブロック図である。
　以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。ただし、本発明は下記の実施形態に限定解釈されるものではなく、公知の他の構成要素を組み合わせて本発明の技術思想を実現してもよい。なお、各図において同一要素については同一の符号を記し、重複する説明は省略する。
　図１は、本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの構成を示す図である。モータ駆動システムは、モータ２００と、位置センサ２１０と、電流センサ２２０と、インバータ１００と、モータ制御装置１を有する。
　モータ２００は、中性点が接続されていない埋込磁石同期電動機などにより構成される。モータ２００の固定子に巻かれたＵ相巻線２０１は、Ｕ相フルブリッジインバータ１１０の出力端子に接続される。モータ２００の固定子に巻かれたＶ相巻線２０２は、Ｖ相フルブリッジインバータ１１１の出力端子に接続される。モータ２００の固定子に巻かれたＷ相巻線２０３は、Ｗ相フルブリッジインバータ１１２の出力端子に接続される。モータ２００は中性点が接続されていないことにより、Ｕ相巻線２０１と、Ｖ相巻線２０２と、Ｗ相巻線２０３に流れる電流をそれぞれ独立に制御することができる。ただし、モータ２００は中性点が接続されていないため、特許文献１に記載されている通り、Ｕ相巻線２０１と、Ｖ相巻線２０２と、Ｗ相巻線２０３に流れる駆動電流には、３ｎ次高調波電流が含まれる。
　位置センサ２１０は、モータ２００の回転子の位置を検出し、検出した回転子位置θを出力する。
　電流センサ２２０は、モータ２００の固定子に巻かれた、Ｕ相巻線２０１と、Ｖ相巻線２０２と、Ｗ相巻線２０３に流れる電流を検出し、検出した三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを出力する。
　インバータ１００は、Ｕ相フルブリッジインバータ１１０と、Ｖ相フルブリッジインバータ１１１と、Ｗ相フルブリッジインバータ１１２と、により構成される。　Ｕ相フルブリッジインバータ１１０と、Ｖ相フルブリッジインバータ１１１と、Ｗ相フルブリッジインバータ１１２と、は、図略の直流電源に並列接続される。
　Ｕ相フルブリッジインバータ１１０は、スイッチング素子１１０ａ～１１０ｄにより構成される。スイッチング素子１１０ａはＵ相左レグ上アームに配置される。スイッチング素子１１０ｂはＵ相左レグ下アームに配置される。スイッチング素子１１０ｃはＵ相右レグ上アームに配置される。スイッチング素子１１０ｄはＵ相右レグ下アームに配置される。
　Ｖ相フルブリッジインバータ１１１は、スイッチング素子１１１ａ～１１１ｄにより構成される。スイッチング素子１１１ａはＶ相左レグ上アームに配置される。スイッチング素子１１１ｂはＶ相左レグ下アームに配置される。スイッチング素子１１１ｃはＶ相右レグ上アームに配置される。スイッチング素子１１１ｄはＶ相右レグ下アームに配置される。
　Ｗ相フルブリッジインバータ１１２は、スイッチング素子１１２ａ～１１２ｄにより構成される。スイッチング素子１１２ａはＷ相左レグ上アームに配置される。スイッチング素子１１２ｂはＷ相左レグ下アームに配置される。スイッチング素子１１２ｃはＷ相右レグ上アームに配置される。スイッチング素子１１２ｄはＷ相右レグ下アームに配置される。
　スイッチング素子１１０ａ～１１０ｄと、スイッチング素子１１１ａ～１１１ｄと、スイッチング素子１１２ａ～１１２ｄをインバータ制御装置１で生成されたスイッチング信号に基づいてオンもしくはオフすることで、インバータ１００は、図略の直流電源から印加された直流電圧を交流電圧に変換する。変換された交流電圧は、モータ２００の固定子に巻かれた３相巻線２０１～２０３に印加され、３相交流電流を発生させる。この３相交流電流がモータ２００に回転磁界を発生させ、回転子が回転する。
　スイッチング素子１１０ａ～１１０ｄと、スイッチング素子１１１ａ～１１１ｄと、スイッチング素子１１２ａ～１１２ｄは、金属酸化膜型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）や絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などと、ダイオードを組み合わせて構成される。本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴとダイオードを用いる構成で説明する。
　モータ制御装置１は、外部からのトルク指令Ｔ*、電流センサ２２０で検出された三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、位置センサ２１０で検出された回転子位置θに基づいてインバータ１００をＰＷＭ制御する。
　図２は、本発明の第１の実施例を説明する制御ブロック図である。電流指令演算部１０は、入力されたトルク指令値Ｔ*と、角速度ωに基づき、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ *、ｉｑ *を計算する。ｄｑ軸電流指令値ｉｄ *、ｉｑ *の計算方法としては、最大トルク電流制御や弱め界磁制御などがあるが、周知のため説明を省略する。なお、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ *、ｉｑ *の計算には、予め設定したテーブルを使用してもよい。
　ｄｑ軸電流制御部２０には、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ *、ｉｑ *と、ｄｑ軸電流検出値ｉｄ、ｉｑが入力され、比例制御や積分制御などを用いてｄｑ軸電圧指令値ｖｄ *、ｖｑ *を出力する。
　三相変換部３０には、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ *、ｖｑ *と、回転子位置θが入力され、三相電圧指令値ｖｕ *、ｖｖ *、ｖｗ *出力する。
　スイッチング信号生成部４０には、三相電圧指令値ｖｕ *、ｖｖ *、ｖｗ *と、零相電圧指令値ｖ０ *と、電流検出タイミング信号ｔ１、ｔ２が入力され、スイッチング素子１１０ａ～１１０ｄと、スイッチング素子１１１ａ～１１１ｄと、スイッチング素子１１２ａ～１１２ｄと、をオンもしくはオフするスイッチング信号を生成する。
　インバータ１００には、スイッチング信号が入力され、前記動作によりモータを運転する。
　ｄｑ変換部５０には、電流センサ２２０で検出された三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと、位置センサ２１０で検出された回転子位置θが入力され、ｄｑ軸電流検出値ｉｄ、ｉｑを出力する。
　零相電流算出部６０には、電流センサ２２０で検出された三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと、位置センサ２１０で検出された回転子位置θが入力され、零相電流ｉ０が出力される。零相電流ｉ０の計算式を（１）式に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　なお、零相電流ｉ０はモータ２００の回転速度により変化するため、モータ２００の角速度ωから推定した零相電流値を考慮して算出してもよい。
　零相電流制御部７０は、零相電流ｉ０を取得し、比例制御や積分制御などを用いて零相電圧指令値ｖ０ *を出力する。速度変換部８０は、位置センサ２１０で検出された回転子位置θを取得し、角速度ωを出力する。
　図３は、スイッチング信号生成部４０のフローチャートである。まず、スイッチング信号生成部４０は、ステップ１において、三相変換部３０から出力される三相電圧指令値ｖｕ *、ｖｖ *、ｖｗ *と、零相電圧制御部７０から出力される零相電圧指令値ｖ０ *と、直流電源電圧ＶＤＣと、キャリア周波数ｆｃａｒｒｉｅｒに基づき、Ｕ相電圧パルス幅ＴＵと、Ｖ相電圧パルス幅ＴＶと、Ｗ相電圧パルス幅ＴＷを計算する。なお、零相電圧を出力するパルスの組み合わせは複数あるが、以降では、１キャリア周期中に各相でそれぞれ１つのパルスを出力する場合を想定して説明する。前記の条件におけるＵ相電圧パルス幅ＴＵの計算式を（２）式に、Ｖ相電圧パルス幅ＴＶの計算式を（３）式に、Ｗ相電圧パルス幅ＴＷの計算式を（４）式に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　次に、スイッチング信号生成部４０は、ステップ２において、電流検出開始タイミングｔ３と、電流検出終了タイミングｔ４を取得する。
　次に、スイッチング信号生成部４０は、ステップ３において、零相電圧出力開始タイミングｔ１と、零相電圧出力終了タイミングｔ２を算出する。このとき、電流検出期間と零相電圧出力期間を重複させないため、零相電圧出力開始タイミングｔ１と、零相電圧出力終了タイミングｔ２は、（５）式、または（６）式の関係を満足するよう設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　次に、スイッチング信号生成部４０は、ステップ４において、ステップ１で計算したＵ相電圧パルス幅ＴＵと、Ｖ相電圧パルス幅ＴＶと、Ｗ相電圧パルス幅ＴＷ、および、ステップ３で計算した零相電圧出力開始タイミングｔ１と、零相電圧出力終了タイミングｔ２に基づき、各相のパルスを出力するタイミングを算出する。
　図４は、本実施形態を適用した場合の零相電圧出力タイミングの波形例を示す図である。Ｖ０は、零相電圧パルスを示す。
　１キャリア周期中に各相でそれぞれ１つのパルスを出力して零相電圧を出力する場合、まず、パルス幅が最も長いＵ相パルスが出力される。したがって、Ｕ相パルスの出力タイミングは、零相電圧出力開始タイミングｔ１と一致する。次に、零相電圧出力終了タイミングに、残る２相のうちの１相である、Ｖ相パルスが出力される。最後に、Ｖ相パルスの出力が完了した後、残る１相であるＷ相のパルスが出力される。なお、図中ではＶ相パルスが先に出力されているが、Ｗ相パルスを先に出力することも可能である。
　これにより、零相電圧パルスＶ０が生成される期間であるｔ１からｔ２（例えば第１期間）は、電流検出期間であるｔ３からｔ４（例えば第２期間）を避けるように設定される。したがって、電流検出期間中に零相電圧を発生させない各相のパルスが出力される。また、電流検出期間である第２期間が、零相電圧パルスＶ０が生成される第１期間を避けるように設定されていてもよい。
　図５は、本発明の第２の実施例を示すブロック図である。図５に示されるブロック図は、図２に示されるブロック図に電流検出タイミング演算３００を追加した構成である。
　図５において、スイッチング信号生成部４０は、入力された三相電圧指令値ｖｕ *、ｖｖ *、ｖｗ *と、零相電圧指令値ｖ０ *と、電流検出タイミング信号ｔ３、ｔ４に基づき、
図１に示されたスイッチング素子１１０ａ～１１０ｄとスイッチング素子１１１ａ～１１１ｄ及びスイッチング素子１１２ａ～１１２ｄをオンもしくはオフするスイッチング信号を生成するだけでなく、零相電圧出力タイミングｔ１、ｔ２を出力する。
　電流検出タイミング演算３００では、入力された零相電圧出力開始タイミングｔ１と、零相電圧出力終了タイミングｔ２に基づき、零相電圧が出力される期間と電流を検出する期間が重複しないように、電流検出開始タイミングｔ３と、電流検出終了タイミングｔ４を出力する。
　図６は、本発明の第３の実施例を示すブロック図である。図６に示されるブロック図は、図２に示されるブロック図に零相電流算出可否判定４００を追加した構成である。
　図６において、スイッチング信号生成部４０は、入力された三相電圧指令値ｖｕ *、ｖｖ *、ｖｗ *と、零相電圧指令値ｖ０ *に基づき、図１に示されたスイッチング素子１１０ａ～１１０ｄとスイッチング素子１１１ａ～１１１ｄ及びスイッチング素子１１２ａ～１１２ｄをオンもしくはオフするスイッチング信号を生成するだけでなく、零相電圧出力タイミング信号ｔ１、ｔ２を出力する。
　零相電流算出可否判定４００では、入力された零相電圧出力開始タイミングｔ１と、零相電圧出力終了タイミングｔ２と、電流検出開始タイミングｔ３と、電流検出終了タイミングｔ４に基づき、電流検出期間に零相電圧が出力されるかを判定する。判定方法として、例えば、電流検出期間であるｔ３からｔ４が１キャリア周期中において確保できるか否か等である。電流検出期間中に零相電圧が出力される場合、零相電流算出停止信号を出力し、該当キャリア周期において、零相電流算出部６０での零相電流の算出を停止する。
　以上の通り、本発明においては、零相電圧を出力しない期間を生成し、前記期間に電流を検出することで、零相電流の検出誤差が低減される、という効果が得られる。
　１０・・・電流指令演算部
　２０・・・ｄｑ軸電流制御部
　３０・・・三相変換部
　４０・・・スイッチング信号生成部
　５０・・・ｄｑ変換部
　６０・・・零相電流算出部
　７０・・・零相電流制御部
　８０・・・速度変換部
１００・・・インバータ
１１０・・・Ｕ相フルブリッジインバータ
１１０ａ・・・スイッチング素子
１１０ｂ・・・スイッチング素子
１１０ｃ・・・スイッチング素子
１１０ｄ・・・スイッチング素子
１１１・・・Ｖ相フルブリッジインバータ
１１０ａ・・・スイッチング素子
１１０ｂ・・・スイッチング素子
１１０ｃ・・・スイッチング素子
１１０ｄ・・・スイッチング素子
１１２・・・Ｗ相フルブリッジインバータ
１１２ａ・・・スイッチング素子
１１２ｂ・・・スイッチング素子
１１２ｃ・・・スイッチング素子
１１２ｄ・・・スイッチング素子
２００・・・モータ
２１０・・・位置センサ
２２０・・・電流センサ
３００・・・電流検出タイミング演算
４００・・・零相電流算出可否判定
ｆｃａｒｒｉｅｒ・・・キャリア周波数
ｉｕ・・・Ｕ相電流
ｉｖ・・・Ｖ相電流
ｉｗ・・・Ｗ相電流
ｉｄ *・・・ｄ軸電流指令値
ｉｑ *・・・ｑ軸電流指令値
ｉｄ・・・ｄ軸電流検出値
ｉｑ・・・ｑ軸電流検出値
ｉ０・・・零相電流
ｉ０ ＊・・・零相電流指令値
ｔ１・・・零相電圧出力開始タイミング
ｔ２・・・零相電圧出力終了タイミング
ｔ３・・・電流検出開始タイミング
ｔ４・・・電流検出終了タイミング
Ｔ*・・・トルク指令値
ＴＵ・・・Ｕ相電圧パルス幅
ＴＶ・・・Ｖ相電圧パルス幅
ＴＷ・・・Ｗ相電圧パルス幅
ｖＤＣ・・・直流電源電圧
ｖｕ・・・Ｕ相出力電圧
ｖｖ・・・Ｖ相出力電圧
ｖｗ・・・Ｗ相出力電圧
ｖ０・・・零相出力電圧
ｖｕ *・・・Ｕ相電圧指令値
ｖｖ *・・・Ｖ相電圧指令値
ｖｗ *・・・Ｗ相電圧指令値
ｖｄ *・・・ｄ軸電圧指令値
ｖｑ *・・・ｑ軸電圧指令値
ｖ０ ＊・・・零相電圧指令値
ω・・・角速度

Claims (5)

  1. 　巻線が相毎に独立して結線された電動機の制御装置であって、
    　トルク指令値に基づいて前記電動機へ印加する電圧を制御する制御部を備え、
    　前記制御部は、各相の交流電流に基づいて求められる零相電流を低減する零相電圧を出力するための零相電圧パルスが出力される第１期間と、前記電動機に流れる各相の電流を検出する第２期間と、を設け、
    　前記第１期間と第２期間は、互いに重ならない電動機の制御装置。
  2. 　請求項１に記載の電動機の制御装置であって、
    　前記制御部は、前記第１期間と第２期間が重ならないように、前記零相電圧パルスを制御する電動機の制御装置。
  3. 　請求項１に記載の電動機の制御装置であって、
    　前記制御部は、前記第１期間と第２期間が重ならないように、前記第２期間を変更する電動機の制御装置。
  4. 　請求項１ないし３に記載のいずれかの電動機の制御装置であって、
    　前記制御部は、前記第１期間と重ならない前記第２期間を設定できない場合、当該第２期間において検出した電流から算出される零相電流を制御に用いない電動機の制御装置。
  5. 　請求項１ないし４のいずれかに記載の電動機の制御装置を備えた電動車両。
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