WO2016208077A1 - 電磁アクチュエータ駆動装置 - Google Patents

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WO2016208077A1
WO2016208077A1 PCT/JP2015/068564 JP2015068564W WO2016208077A1 WO 2016208077 A1 WO2016208077 A1 WO 2016208077A1 JP 2015068564 W JP2015068564 W JP 2015068564W WO 2016208077 A1 WO2016208077 A1 WO 2016208077A1
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signal
waveform
unit
drive
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PCT/JP2015/068564
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Inventor
眞悟 加藤
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オリンパス株式会社
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    • G—PHYSICS
    • G02—OPTICS
    • G02B—OPTICAL ELEMENTS, SYSTEMS OR APPARATUS
    • G02B26/00—Optical devices or arrangements for the control of light using movable or deformable optical elements
    • G02B26/08—Optical devices or arrangements for the control of light using movable or deformable optical elements for controlling the direction of light
    • G02B26/10—Scanning systems
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/06—Linear motors

Definitions

  • the present invention relates to an electromagnetic actuator driving device used for a scanner device or the like.
  • a scanner device for optically reading information is equipped with an electromagnetic actuator driving device that repeatedly oscillates a mirror for receiving scanning light and receiving reflected light.
  • an electromagnetic actuator driving device that repeatedly oscillates a mirror for receiving scanning light and receiving reflected light.
  • a resonance type galvanometer mirror MEMS mirror
  • the mirror unit is oscillated by supplying a drive current consisting of an alternating current or a pulse to the drive coil in a situation where a magnetic body is arranged in the frame unit or a magnetic field is generated around the mirror unit. . Since the oscillation of the mirror portion is not mechanical driving but vibration in the resonance mode, high efficiency, small size, low power consumption, and high speed are realized.
  • Such an electromagnetic actuator driving device is applied to, for example, a scanning laser microscope.
  • phase synchronization circuit PLL circuit
  • this phase synchronization circuit is used to synchronize the phases of the leading address position pulse of the memory that samples the reflection intensity of the laser beam and the reference zero-cross detection pulse.
  • the zero cross detection pulse is generated by a zero cross detection circuit configured using a comparator or the like.
  • the zero-cross detection pulse uses the back electromotive voltage signal generated by the detection coil when the mirror part is swung, and the rising edge of the pulse waveform at a position where 0 V (or a reference value) is passed from the voltage waveform. The fall position or timing is determined.
  • the driving coil can be provided with the function of the detection coil.
  • the counter electromotive voltage signal Vc obtained from the drive coil used as the detection coil has an AC waveform component Va generated in the drive coil as shown in FIG. 4 under a situation where the drive frequency and the resonance frequency of the electromagnetic actuator coincide. And a composite waveform in which a drive voltage Vp composed of a pulse signal supplied from the drive circuit is superimposed.
  • Patent Document 1 proposes an example of a synchronization timing detection device.
  • the synchronization timing detection device removes the drive pulse waveform superimposed on the counter electromotive voltage signal by adding a canceling anti-phase pulse synchronized with the drive pulse waveform. That is, the amplitude of the antiphase pulse is based on the discontinuous amount of the voltage waveform of the counter electromotive voltage signal.
  • the back electromotive force voltage signal can be measured more correctly as the time difference between time Ta1 and time Tp1 is shorter, and the correct level adjustment signal is generated. it can.
  • the self-inductive waveform of the drive coil and the resonance waveform due to the inductance and the peripheral capacitance are superimposed on the back electromotive voltage signal, so that a surge voltage Vs is generated at the rising edge of the pulse waveform portion as shown in FIG. 5B.
  • the waveform becomes a waveform, and the detection waits until the time Tp2 when the resonance converges after the time Tp1. That is, in practice, a time lag occurs from the time Ta1, and the signal level Vp2 detected at the time Tp2 does not always coincide with the signal level Vp1 at the time Tp1.
  • the waveform of the AC component of the counter electromotive voltage signal is significantly deformed from a sinusoidal waveform and passes at a position different from the original position passing 0V. Therefore, an erroneous zero-cross signal is generated, and the maximum swing angle position of the mirror unit and the memory write head position are shifted, making it difficult to acquire correct information.
  • the present invention eliminates the drive pulse waveform superimposed on the back electromotive voltage signal with an antiphase pulse determined to have an appropriate amplitude, restores the back electromotive voltage waveform, and realizes correct zero cross detection.
  • the purpose is to provide.
  • an electromagnetic actuator driving apparatus includes a driving coil formed on a movable part that is pivotally supported, and is disposed in the vicinity of the movable part, and applies a magnetic field to the driving coil.
  • a zero-cross detector that detects a zero-cross position in the signal as a drive pulse generation timing of the drive pulse generator; and the pulse addition output from the adder.
  • An addition waveform acquisition unit that samples a plurality of amplitude values from the AC waveform component of the signal, and the AC waveform component in a period excluding a fluctuation period caused by application of the drive pulse in the pulse addition signal to the addition waveform acquisition unit
  • the counter electromotive voltage from a plurality of points in the sampling period, a sampling instruction unit for instructing timing for sampling the amplitude value from at least one point in the application period of the drive pulse, and a plurality of amplitude values sampled by the addition waveform acquisition unit Estimate the waveform of only the AC waveform component of the signal, and generate an antiphase pulse signal with the signal level corrected by the estimated amplitude value at a predetermined time and the amplitude value measured from the drive pulse application period at the predetermined time And a correction pulse level adjustment unit.
  • an electromagnetic actuator drive that removes a pulse waveform component superimposed on a counter electromotive voltage signal with an anti-phase pulse determined to have an appropriate amplitude, restores the counter electromotive voltage waveform, and realizes correct zero cross detection.
  • FIG. 1A is a diagram illustrating a configuration of the electromagnetic actuator driving device according to the first embodiment.
  • FIG. 1B is a diagram illustrating a configuration example of the median value measurement circuit.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the controller.
  • FIG. 3 is a diagram showing a conceptual configuration of a resonant galvanometer mirror device (MEMS mirror).
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the zero-cross position in the antiphase voltage signal.
  • FIG. 5A is a diagram illustrating a waveform of a counter electromotive voltage signal on which a driving pulse is superimposed.
  • FIG. 5B is a diagram illustrating a waveform in which a surge voltage superimposed on an antiphase voltage signal is generated.
  • FIG. 1A is a diagram illustrating a configuration of the electromagnetic actuator driving device according to the first embodiment.
  • FIG. 1B is a diagram illustrating a configuration example of the median value measurement circuit.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the removal of the pulse waveform component from the back electromotive voltage signal on which the drive pulse is superimposed.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating signals output from each component of the electromagnetic actuator driving device.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining the inner product calculation in the median estimation circuit.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration of the electromagnetic actuator driving device according to the second embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating signals output from each component of the electromagnetic actuator driving device.
  • FIG. 1A is a diagram illustrating a configuration of the electromagnetic actuator driving device 1 according to the first embodiment
  • FIG. 1B is a diagram illustrating a configuration example of a median value measurement circuit
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the controller
  • 3 is a diagram showing a conceptual configuration of a resonant galvanometer mirror device (MEMS mirror)
  • FIG. 4 is a diagram for explaining a zero-cross position in an anti-phase voltage signal
  • FIGS. 5A and 5B are anti-phase voltages. It is a figure for demonstrating the surge voltage superimposed on a signal.
  • the electromagnetic actuator drive device 1 is roughly divided into a drive coil (movable part) 3 that also serves as a detection coil, a back electromotive voltage detection part 2, a waveform addition part 5, an addition waveform acquisition part 6, a correction pulse level adjustment part 7, and a zero cross detection circuit. 8, a sampling instruction unit 9, and a drive pulse generation unit 10.
  • a resonant galvanometer mirror shown in FIG. 3 is taken as an example.
  • This resonant galvanometer mirror has a known configuration in which a rectangular mirror portion 47 is pivotally supported by two columns 48 in a uniaxial direction within a frame portion (fixed portion) 46.
  • the gist of the invention of the present embodiment can be easily applied to a configuration other than the configuration in which the two columns are pivotally supported.
  • the drive coil 3 is formed in an annular shape along the peripheral edge of the mirror part 47, and both ends of the coil are routed up to the frame part 46 and the coil electrode 3a is arranged.
  • the drive coil 3 also serves as a detection coil that generates a counter electromotive voltage.
  • a magnetic field generation unit 4 that generates a magnetic field for swinging the mirror unit 47 around is disposed.
  • a permanent magnet is suitable as the magnetic field generator 4, a permanent magnet is suitable.
  • One end of the drive coil 3 is electrically connected to the drive pulse generator 10 and supplied with a drive voltage described later. Further, the other end of the drive coil 3 is grounded via a counter electromotive current detection resistor 11 for generating a counter electromotive voltage when the mirror unit 47 is driven (oscillated). Further, the other end is also connected to the input end of the counter electromotive voltage amplifier 12, and a potential generated by the counter electromotive current detection resistor 11 is amplified to generate a counter electromotive voltage signal Vc shown in FIG.
  • the back electromotive voltage signal Vc is output to the adder 13 of the waveform adder 5.
  • the adder 13 inputs the back electromotive voltage signal Vc and the antiphase pulse signal Vg obtained by inverting the phase of the drive pulse signal adjusted by a gain, which will be described later, and performs addition processing. 4 is generated and output to the zero-cross detection circuit 8 and the added waveform acquisition unit 6.
  • the zero-cross detection circuit (zero-cross detection circuit) 8 is a well-known configuration using a comparator, treats the pulse addition signal as a back electromotive voltage waveform, and detects the position or timing (time) on the waveform passing through the 0 volt point. Then, it is generated as a zero cross detection pulse having a high level and a low level digital signal, and is output to the controller 25 described later.
  • the addition waveform acquisition unit 6 temporarily stores an A / D conversion circuit 14 that digitizes the pulse addition signal from the adder 13 and an amplitude signal of an AC waveform portion in the digitized pulse addition signal (actual measurement value). It consists of a plurality of registers 15 to 18 that are stored in memory.
  • the number of registers 15 to 18 is not particularly limited.
  • at least the positive and negative drive pulse application period portion in the back electromotive voltage signal, that is, the high level (H level) region and / or the low level (L Processing is possible if sampling is performed from an arbitrary position in the (level) region and an arbitrary position of the AC waveform portions on both sides thereof.
  • the reading timing is set every half cycle, and sampling is performed at five points including the register 19 described later in each half cycle of the back electromotive voltage signal.
  • the sampling timing and reading timing in these registers 15 to 18 are controlled in accordance with a sampling instruction signal from the controller 25 described later.
  • the amplitude values (signal values) V1 to V4 of the pulse addition signals temporarily stored in the registers 15 to 18 in this embodiment are output to the correction pulse level adjustment unit 7 provided in the subsequent stage.
  • the correction pulse level adjustment unit 7 estimates the amplitude of the back electromotive voltage signal at a predetermined time from the pulse addition signals (amplitude values V1 to V4) read from the registers 15 to 18 of the addition waveform acquisition unit 6, respectively.
  • the amplitude value (measured value) V5 actually measured at a predetermined time is compared.
  • a gain instruction signal comprising a gain (a shift amount with respect to the detected amplitude value) which is fed back to the adder 13 as an anti-phase pulse signal Vg and becomes an adjustment value for the drive pulse signals 1 and 2.
  • the correction pulse level adjusting unit 7 includes a level changing unit 28, a comparing unit 27, a register 19, and a median value estimating circuit 20.
  • the comparison unit 27 includes the comparator 21.
  • the level changing unit 28 includes a counter unit 22, a D / A conversion circuit 23, and a gain variable amplifier 24.
  • the median estimation circuit 20 shown in FIG. 1B is configured by a processing block in a CPU or the like, and performs SIN product calculation using a plurality of pulse addition signals acquired by the addition waveform acquisition unit 6 and SIN waves in phase with drive pulses.
  • the inner product calculation unit 31, the COS wave inner product calculation unit 32 that performs the inner product calculation using the correction pulse addition signal acquired by the added waveform acquisition unit 6 and the COS wave in phase with the drive pulse, and the respective inner product calculation results are input.
  • the phase calculation unit 33 for calculating the phase the respective inner product calculation results are input
  • the amplitude calculation unit 34 for calculating the amplitude the calculated phase ⁇ and the amplitude value A are input, and a predetermined time
  • the correction pulse level generation unit 30 sets a gain based on the difference in amplitude value between the output result of the amplitude calculation unit 35 and the pulse addition signal at the same time.
  • the register 19 is connected to the A / D conversion circuit 14 in the same manner as the other registers 15 to 18 described above, and the H level region of the pulse wave component in the waveform of the input pulse addition signal (detected counter electromotive voltage signal).
  • the amplitude value V5 is sampled from an arbitrary position (for example, the center position) in the (or L level region).
  • the amplitude value V5 is an amplitude value or voltage value of a signal sampled at a time corresponding to a predetermined time ( ⁇ in Equation 1) when the median estimation circuit 20 calculates the amplitude value at the predetermined time.
  • the amplitude value V5 stored in the register 19 is output to the comparator 21 under the control of the controller 25.
  • the median value estimation circuit 20 uses the amplitude values V1 to V4 read from the registers 15 to 18 of the added waveform acquisition unit 6 to perform arithmetic processing by inner product calculation, which will be described later, to calculate the AC component waveform at a predetermined time. Inference including amplitude value.
  • Comparator 21 and register 19 constitute a correction pulse level generation unit.
  • the comparator 21 includes an amplitude value V5 (referred to as amplitude value A or comparison value A) of the pulse addition signal read from the register 19 and a median value (amplitude value) estimated by the arithmetic processing of the median value estimation circuit 20.
  • a comparison result is output based on the difference from B or comparison value B).
  • the comparison place of the difference in this embodiment has explained the example which sets the amplitude center as a detection position and detects as a median value so that explanation may be easy to understand, the position is limited. Instead, it can be set as appropriate within the prohibition period described later.
  • a plurality of locations (or times) in the AC waveform component excluding a fluctuation period including a sharp change in amplitude (or voltage value) caused by switching between the AC waveform component and the pulse waveform component in the pulse addition signal
  • Sampling timing is set for at least one location (or time) of the drive pulse application period component.
  • the steep fluctuation in the voltage value (amplitude) is a voltage fluctuation (amplitude fluctuation) that suggests a so-called transient characteristic and has a period of at least a half cycle within an arbitrarily determined short time.
  • a surge voltage or an overshoot voltage the fluctuation period refers to a settling time (for example, turn-on time or turn-off time).
  • the comparison difference used for the determination can be calculated.
  • the sampling timing time determination position on the waveform
  • the set sampling timing is set in the central estimation circuit as the time of the amplitude value to be calculated (corresponding to ⁇ in Equation 1).
  • the driving pulse signals 1 and 2 output from the controller 25 are input to the sampling instruction unit 9, and the waveform position where the surge voltage is likely to be generated and its period (for example, a predetermined period from the rise or fall of the pulse) ) Is selected, and the sampling execution period and prohibition period are set.
  • the drive pulse may be measured at the time of activation, and the sampling execution period and prohibition period may be set from the waveform.
  • the sampling instruction unit 9 sets the execution period except for the prohibition period described above, and relays the sampling instruction signal to each of the registers 15-19. To do. If the controller 25 has the function of the sampling instruction unit 9 and can be substituted, it may not be provided separately.
  • the drive pulse generator 10 includes a controller 25 and a coil driver 26.
  • the coil drive unit 26 receives a drive pulse signal from the controller 25 and outputs a drive voltage for swinging the mirror unit to the drive coil 3.
  • FIG. 2 shows a configuration example of the controller 25.
  • the controller 25 includes a phase comparator (PFD: Phase Frequency Detector) 41, a low pass filter (LPF) 42, a VCO (Voltage Controlled Oscillator) 43, a counter unit 44, and a decoder unit 45. Is done.
  • the PFD 41, the LPF 42, and the VCO 43 are known circuits and function in substantially the same manner as the same components used in the PLL circuit.
  • the PFD 41 detects the phase difference between the two input signals of the zero cross signal and the memory write head position signal and outputs it as a pulse signal. Since the detected pulse signal includes ripples, the LPF 42 converts the detected pulse signal into a DC signal from which an AC component is excluded.
  • the output frequency of the VCO 43 is controlled by the voltage value of the DC signal, and in this embodiment, it is output as a desired clock signal.
  • the counter unit 44 receives the clock signal, converts it into a count number (for example, binary number) counted by the function, and outputs it to the decoder unit 45.
  • the decoder unit 45 of this embodiment outputs drive pulse signals 1 and 2 to the coil drive unit 26, and outputs sampling instruction signals T1 to T5 indicating operation timing to the registers 15 to 19, respectively.
  • the decoder unit 45 outputs an estimation start instruction signal for causing the median estimation circuit 20 to calculate the inner product of the estimated median values from the amplitude values V1 to V4, and outputs a counter value update instruction signal to the counter unit 44.
  • the memory write head position signal generated in the decoder unit is fed back to the PFD unit 41 for feedback control. Note that the memory write head position signal is used as one of the synchronization signals in a mounted device such as a scanner device.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating signals output from each component of the electromagnetic actuator driving device. 1), 2)
  • the drive pulse signals 1 and 2 are output from the controller 25 to the variable gain amplifier 24 and the coil drive unit 26.
  • the coil drive unit 26 generates a drive voltage composed of positive and negative pulses from the two drive pulse signals 1 and 2 and outputs the drive voltage to the drive coil 3 to drive the mirror unit 47 to swing.
  • the time interval between the drive pulse signal 1 and the drive pulse signal 2 defines the cycle.
  • the drive coil 3 provided in the oscillating mirror unit 47 functions as a detection coil, generates a counter electromotive voltage signal including a drive pulse waveform, outputs it to the counter electromotive voltage amplifier 12, and amplifies the counter electromotive force.
  • the voltage signal is output to the adder 13.
  • the number of sampling instruction signals output from the controller 25 can be set as appropriate.
  • the form of the signal to be sampled may be a voltage value or an amplitude.
  • a plurality of locations (or times) on the AC waveform component for example, two points at equal intervals across the pulse waveform component. Is set so that at least one sampling is performed at the center position of the top of the pulse waveform component at the center of the half cycle (ie, the quarter cycle). Is remembered.
  • the sampling timing is set so that the position is 1 ⁇ 2 of the pulse width at the top of the pulse.
  • the sampling instruction unit 9 prohibits sampling so as not to detect the pulse addition signal from the position (or time) of the gap (steep amplitude change / voltage change) in the back electromotive voltage signal waveform. .
  • a step (gap) Vf is generated with respect to the rising and falling positions of the pulse waveform component in the waveform change of the AC waveform component.
  • the detection positions of the amplitude values V2 and V3 are set so that the amplitude values are not sampled from these positions.
  • the counter electromotive voltage signal waveform output from the counter electromotive voltage amplifier 12 includes the voltage of the AC component generated in the counter electromotive current detection resistor 11 when the drive coil 3 also serving as the detection coil oscillates in the magnetic field, This is a signal on which a drive voltage composed of a pulse signal applied from the coil drive unit 26 is superimposed.
  • the estimated median value is an estimated value of the AC waveform component calculated by the inner product calculation using the amplitude values V1 to V4 by the addition waveform acquisition unit 6 and the median value estimation circuit 20. The inner product calculation in the median value estimation circuit (amplitude / voltage calculation unit) 20 will be described below with reference to FIG.
  • the median estimation circuit 20 is configured by a processing circuit such as a CPU that performs arithmetic processing using a predetermined program or application.
  • the median value estimation circuit 20 is a SIN waveform inner product calculation unit that performs an inner product calculation using the acquired plurality of amplitude values V1 to V4 and the SIN waveform signal in phase with the drive pulse, and similarly, the amplitude value V1 to V4 and the drive An amplitude value estimated at a predetermined time from a result output from the SIN wave inner product calculation unit and the COS wave inner product calculation unit. (Voltage value) can be calculated. This estimated amplitude value is output from the median estimation circuit 20 to the comparator 21 as the estimated median Va.
  • a SIN waveform signal (voltage value or amplitude value) and a COS waveform signal (voltage value or amplitude value) having a phase relationship at the same frequency as the frequency of the drive pulse are used. They have a 90 ° phase shift from each other.
  • Signals VR0 1 , VR0 2 , VR0 3 and VR0 4 are set at the same position on the waveform of the SIN waveform signal with respect to the amplitude values V1 to V4 (sampling instruction signals T1 to T4) in the pulse addition signals by the drive pulses 1 and 2 .
  • signals VR90 1 , VR90 2 , VR90 3 and VR90 4 are set at the same position on the waveform of the COS waveform signal.
  • the gain variable amplifier 24 can correct the amplitude of the antiphase pulse signal Vg.
  • the comparator 21 when the measured amplitude value V5 is larger than the estimated median value Va, that is, from the antiphase pulse signal Vg based on the currently set gain and the counter electromotive voltage amplifier 12.
  • the pulse waveform component remains in the pulse addition signal (the AC waveform component of the counter electromotive voltage signal), resulting in a waveform with an increased amplitude.
  • the amplitude value V5 is smaller than the estimated median value Va, that is, when the anti-phase pulse signal Vg based on the currently set gain is added to the counter electromotive voltage output from the counter electromotive voltage amplifier 12.
  • the peak value of the pulse addition signal (the AC waveform component of the back electromotive voltage signal) is lowered by the pulse waveform component, resulting in a waveform with a reduced amplitude.
  • the estimated value Va [B] is compared with the amplitude value V5 [A] obtained from the pulse addition signal that is the actual measurement value.
  • the gain instruction signal updated so that the value of the signal Vg increases (UP) is fed back and output to the gain variable amplifier 24.
  • the counter unit 22 feeds back the gain instruction signal updated so that the value of the antiphase pulse signal Vg becomes small (DOWN), and outputs it to the gain variable amplifier 24.
  • the variable gain amplifier 24 generates an antiphase pulse signal Vg in which the signal level of the drive pulse signal is adjusted by the gain instruction signal, and outputs it to the adder 13.
  • the measured amplitude value V5 is controlled on the basis of the estimated median value Va.
  • the adjusted pulse gain values V 1 and V 2 are multiplied by the adjusted gain so as to match the estimated median value Va, and 7) when the antiphase voltage waveform A has a convex portion indicated by a dotted line.
  • the gain instruction signal is updated so as to approach the waveform shown by the solid line by the DOWN count so that the convex portion becomes smaller.
  • the gain instruction signal is updated so that the DOWN count approaches the waveform shown by the solid line so that the concave portion is eliminated. Is done. Since feedback control is performed so that such adjustment continues, the latest situation is always updated, so that the fluctuation range updated at a time can be reduced.
  • the self-induction pulse and the resonance waveform generated at the start and end of application of the drive voltage to the drive coil 3 are superimposed on the back electromotive voltage signal.
  • the amplitude of the back electromotive force signal is estimated from the AC waveform component and corrected by comparing the estimated amplitude with the actually measured amplitude value, the influence of the self-induction pulse and the resonance waveform is eliminated, and A back electromotive voltage signal can be acquired, and a correct zero cross position can be detected from the appropriate back electromotive voltage signal.
  • the pulse waveform component is excluded from the back electromotive voltage signal, sampling is not performed at a position where a gap may occur on the waveform, so that an appropriate back electromotive voltage signal (pulse addition signal) voltage value or An amplitude value can be obtained. Even if the back electromotive force waveform amplitude or drive pulse width changes, the drive pulse timing is estimated and generated, and the amplitude is corrected by the actually measured amplitude value, so that the correct zero cross position is detected. be able to. Further, since the feedback control always changes gradually to an appropriate correction pulse amplitude, more stable correction pulse amplitude adjustment becomes possible.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration of the electromagnetic actuator driving device according to the second embodiment
  • FIG. 10 is a diagram illustrating signals output from respective components of the electromagnetic actuator driving device.
  • the same referential mark is attached
  • two shift signals obtained by performing shift processing (or offset processing) with different polarities on the back electromotive voltage signal Vc on which the drive pulse waveform is superimposed are generated, and the shift signal is changed according to the amplitude state of the drive pulse.
  • a part of the waveform of the detected back electromotive voltage signal Vc is selected to generate a waveform shaping signal.
  • the waveform selection unit 51 includes a selector 54, an upper shift circuit 52, and a lower shift circuit 53.
  • the upper shift circuit 52 and the lower shift circuit 53 receive the shift amount instruction signal from the D / A conversion circuit 23 described above, adjust the amplitude of the back electromotive voltage signal Vc, and further detect from the detected amplitude value described later.
  • the level shift process for adding the generated shift amount the potential level of the reference value (0 V or zero cross position) is raised and lowered, and the upper shift signal shifted up to the upper level and the lower shift signal shifted down to the lower level Each is generated and output to the selector 54.
  • the selector 54 selects any one of the back electromotive voltage signal Vc, the upper shift signal, and the lower shift signal based on the selection instruction signal from the controller 25 and performs A / D conversion of the shaping waveform acquisition unit 55 as a waveform shaping signal. It is output to the circuit 14 and the zero cross detection circuit 8.
  • the shaped waveform acquisition unit 55 includes an A / D conversion circuit 14 and four registers 15 to 18 each having a function equivalent to that shown in FIG.
  • the selection instruction signal is based on the drive timing of the drive pulse signals 1 and 2 generated based on the zero cross signal input to the controller 25.
  • the amplitude values (signal values) V1 to V4 of the waveform shaping signals temporarily stored in the registers 15 to 18 are output to the shift level adjustment unit 56 provided in the subsequent stage.
  • the shift level adjustment unit 56 includes a register 19, a median estimation circuit 20, a comparator 21, a counter unit 22, and a D / A conversion circuit 23.
  • the shift level adjusting unit 56 detects an estimation signal obtained by estimating the amplitude of the back electromotive voltage signal from the waveform shaping signals (amplitude values V1 to V4) read from the registers 15 to 18 of the shaping waveform acquisition unit 55, and detects the detected signal.
  • the measured amplitude value (signal value) V5 is compared. Based on the comparison result, a shift amount for the detected amplitude value is generated and fed back to the upper shift circuit 52 and the lower shift circuit 53 as a shift amount instruction signal. That is, the shift amount is an adjustment value for the drive pulse signals 1 and 2 superimposed on the counter electromotive voltage signal.
  • the drive of the electromagnetic actuator drive device will be described. In addition, it simplifies and demonstrates to the thing equivalent to the signal waveform in FIG. 7 mentioned above.
  • 1) and 2) drive pulses 1 and 2 are output from the controller 25 to the coil drive unit 26.
  • the coil drive unit 26 generates a drive voltage according to the timing (cycle) of the two drive pulses 1 and 2 and outputs the drive voltage to the drive coil 3 to drive the mirror unit 47 to swing.
  • the drive coil 3 functions as a detection coil by swinging, generates a back electromotive voltage signal including a drive pulse waveform, and outputs it to the back electromotive voltage amplifier 12.
  • the counter electromotive voltage amplifier 12 outputs the amplified counter electromotive voltage signal Vc to the selector 54, the upper shift circuit 52, and the lower shift circuit 53, respectively.
  • Sampling instruction signals T1 to T5 are equivalent to those in the first embodiment described above. Based on the sampling instruction signals T1 to T5, the counter electromotive voltage waveform on which the drive pulse is superimposed is sampled, and signals V1 to V5 are obtained from the waveform shaping signal.
  • the sampling instruction signals T1 to T4 are waveforms in a region where the drive pulse is not superimposed, and the sampling instruction signal T5 is a sampling of a counter electromotive voltage waveform in which the drive pulse is superimposed at a timing half the drive pulse width. .
  • the upper shift circuit 52 has a signal level (in FIG. 10, 0 level (1/1) in the same phase or cycle with respect to the back electromotive voltage signal Vc.
  • a counter electromotive voltage signal (referred to as an upper shift signal) Vu shifted up in the forward direction so as to increase the value is generated based on 2 amplitude) and output to the selector 54.
  • the lower shift circuit 53 follows the gain instruction signal (shift amount), and the counter electromotive voltage shifted down in the negative direction so as to decrease the signal level with the same phase or the same period as the counter electromotive voltage signal Vc.
  • a signal (referred to as a lower shift signal) Vd is generated and output to the selector 54.
  • the back electromotive voltage signal Vc, the upper shift signal Vu, and the lower shift signal Vd that are at the 0 level as described above are input.
  • the shift amounts of the upper shift signal Vu and the lower shift signal Vd will be described.
  • the pulse waveform component A1a in the back electromotive voltage signal waveform A shown in FIG. 10 is removed, the waveform component A1b becomes the amplitude of the original AC component. Therefore, the shift amount is adjusted so that the pulse waveform component C1 of the lower shift signal Vd shifted down in the negative direction becomes the waveform component A1b.
  • the pulse waveform component A2a is removed, the waveform component A2b becomes the amplitude of the original AC component. Therefore, the shift amount is adjusted so that the pulse waveform component B2 of the upshift signal Vu shifted up in the positive direction becomes the waveform component A2b.
  • the controller 25 outputs a selection instruction signal and selects the lower shift signal Vd and outputs a pulse waveform for a period in which a positive drive voltage is output from the drive voltage output from the coil drive unit 26.
  • the component C1 is selected as a zero cross signal, and is output from the selector 54 as a waveform shaping signal.
  • the pulse waveform component B2 is selected as the zero cross signal, and is output from the selector 54 as the waveform shaping signal.
  • the controller 25 outputs the non-shifted counter electromotive voltage signal waveform A, that is, the counter electromotive voltage signal Vc as shown in the selection instruction signal during periods other than these periods (selection instruction signals C and B). 12) A zero-cross signal is synthesized and generated and output as a waveform shaping signal.
  • the signal level is shifted up and down by the shift amount determined by the pulse waveform component with respect to the back electromotive voltage signal on which the drive pulse waveform is superimposed, and two shift signals are obtained.
  • the waveform of the peak portion of the amplitude of the shift signal corresponding to the positive / negative pulse width of the drive voltage is selected according to the positive and negative polarity, and the waveform portion of the back electromotive voltage signal Vc that is detected (non-processed) for the other portions.
  • Vc back electromotive voltage signal
  • the generation of the zero-cross signal by combining such shift processing and signal waveform synthesis can eliminate the effects of external noise and the effect of the superimposed self-inductive waveform of the drive coil and the resonance waveform due to inductance and peripheral capacitance.
  • a zero cross signal can be generated. Therefore, when the amplitude is adjusted by the phase synchronization circuit, it is possible to output an accurate pulse width modulation signal so that the maximum swing angle position of the mirror unit matches the memory writing head position.
  • the electromagnetic actuator driving device applies to the projector device that irradiates information as scanning light. Can be mounted in the same manner, and an equivalent effect can be obtained.
  • SYMBOLS 1 Electromagnetic actuator drive device, 2 ... Back electromotive voltage detection part, 3 ... Drive coil (movable part), 4 ... Magnetic field generation part, 5 ... Waveform addition part, 6 ... Addition waveform acquisition part, 7 ... Correction pulse level adjustment part , 8 ... Zero cross detection circuit, 9 ... Sampling instruction section, 10 ... Drive pulse generation section, 11 ... Back electromotive current detection resistor, 12 ... Back electromotive voltage amplifier, 13 ... Adder, 14 ... A / D conversion circuit, 15 ⁇ DESCRIPTION OF SYMBOLS 19 ... Register, 20 ... Median value estimation circuit, 21 ... Comparator, 22 ... Counter part, 23 ...

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Abstract

電磁アクチュエータ駆動装置が制御のために検出する逆起電圧信号には、駆動コイルの自己誘導波形とインダクタンスと周辺容量による共振波形が重畳するため、不連続部が残り、正確なゼロクロス位置による駆動制御にならない。 電磁アクチュエータ駆動装置は、加算波形取得部で振幅に発生するギャップを避けた箇所から複数の振幅値をサンプリングし、それらの振幅値から逆起電圧信号の交流波形成分のみの波形を推定し、推定された振幅値と、パルス波形成分から実測された振幅値により信号レベルが補正された逆位相パルス信号を生成して検出された逆起電圧信号に加算する。加算されたパルス加算信号によりゼロクロス位置を算出し、可動部の揺動駆動を行う。

Description

電磁アクチュエータ駆動装置
　本発明は、スキャナー装置等に用いられる電磁アクチュエータ駆動装置に関する。
　一般に、光学的に情報を読み取るためのスキャナー装置等には、走査光の照射及びその反射光を受光するためのミラーを反復的に揺動させる電磁アクチュエータ駆動装置が搭載されている。小型の電磁アクチュエータ駆動装置の一例としては、後述する共振型ガルバノミラー（ＭＥＭＳミラー）が知られており、枠部内に揺動可能に軸支されるミラー部と、このミラー部の周縁部に沿って環状に形成される駆動コイルと、駆動コイルに交流又はパルスの駆動電圧を印加する駆動部と、駆動コイルと並設され、磁界中の揺動動に伴い、フィードバック制御を行うための起電圧（逆起電圧信号）を発生するための検出コイルと、を備えている。
　この構成において、枠部に磁性体を配置する又は、ミラー部の周囲に磁界が発生している状況下で、駆動コイルに交流又はパルスからなる駆動電流を流すことでミラー部が揺動される。ミラー部の揺動は、機械的な駆動ではなく、共振モードによる振動であるため、高効率化、小型化、低消費電力化及び、高速化が実現される。このような電磁アクチュエータ駆動装置は、例えば、走査型レーザ顕微鏡等に適用される。
　電磁アクチュエータ駆動装置をスキャナー装置に適用するにあたり、公知な位相同期回路（ＰＬＬ回路）を搭載して揺動を制御する構成がある。この位相同期回路は、走査型レーザ顕微鏡の場合、レーザ光の反射強度をサンプリングするメモリの先頭アドレス位置パルスと、基準となるゼロクロス検出パルスの各位相を同期させるために用いられる。このゼロクロス検出パルスは、コンパレータ等を用いて構成されたゼロクロス検出回路により生成される。ゼロクロス検出パルスは、ミラー部を揺動させた際に、検出コイルが生成する逆起電圧信号を利用して、その電圧波形から０Ｖ（又は、基準値）を通過する位置でパルス波形の立ち上がりと立ち下がりの位置又はタイミングを決定している。
特許第５０３６１７５号
　電磁アクチュエータ駆動装置において、ミラー部の小型化を図る１つの手法として、検出コイルの機能を駆動コイルに持たせることができる。検出コイルとして利用する駆動コイルから得られる逆起電圧信号Ｖｃは、駆動周波数と電磁アクチュエータの共振周波数が一致している状況下で、図４に示すように、駆動コイルに発生する交流波形成分Ｖａに駆動回路から供給されたパルス信号からなる駆動電圧Ｖｐが重畳した合成波形となっている。
　このような合成波形においては、駆動周波数と電磁アクチュエータの共振周波数が一致していない状況下で検出された逆起電圧信号Ｖｃを用いてゼロクロス検出を行うと、ゼロクロス位置がずれたゼロクロス検出パルスが生成される。これにより、位相同期回路においては、誤ったパルス幅変調信号を出力してしまい、ミラー部の最大振り角位置とメモリ書き込み先頭位置を一致させるためのＶＣＯ発振周波数の調整ができなくなる。
　また、逆起電圧信号に駆動電圧Ｖｐの逆位相パルスを加えて、交流波形信号を取り出し、ゼロクロス検出を行う場合においても、逆起電圧信号のパルス波形成分と逆位相パルスの振幅が一致していないと、適正な交流波形信号が取り出せない。従って、逆起電圧信号Ｖｃから重畳されている図４に示す駆動電圧Ｖｐのパルス波形成分が適正に除去され、ゼロクロス位置が正しい逆起電圧信号をゼロクロス回路に供給する必要がある。
　先行する技術例において、例えば、特許文献１には、同期タイミング検出装置の一例が提案されている。この同期タイミング検出装置は、逆起電圧信号に重畳した駆動パルス波形を、この駆動パルス波形に同期したキャンセル用の逆位相パルスを加算することで除去する。即ち、逆位相パルスの振幅が逆起電圧信号の電圧波形の不連続量に基づくというものである。逆起電圧信号は理想的には、図５Ａに示すように、時間Ｔa1と時間Ｔp1の時間差が短ければ短いほど、正しい不連続量（Ｖa1－Ｖp1）が測定でき、適切なレベル調整信号が生成できる。
　しかし実際には、逆起電圧信号には、駆動コイルの自己誘導波形とインダクタンスと周辺容量による共振波形が重畳するため、図５Ｂに示すように、パルス波形部分の立ち上がりにサージ電圧Ｖｓが生じた波形となり、時間Ｔp1から経過した、その共振が収束する時間Ｔp2まで検出を待機することとなる。つまり、実際には、時間Ｔa1からタイムラグが生じている上に、時間Ｔp2で検出した信号レベルＶp2が時間Ｔp1時点の信号レベルＶp1と一致しているとは限らない。このため、逆位相パルスとして加算した際に、逆起電圧信号の交流成分の波形が正弦波的な波形から著しく変形して、本来の０Ｖを通過する位置とは異なる位置で通過する。よって、誤ったゼロクロス信号が生成されて、ミラー部の最大振り角位置とメモリ書き込み先頭位置にずれが生じて、正しい情報の取得が困難となる。
　そこで本発明は、逆起電圧信号に重畳した駆動パルス波形を、適切な振幅に決定された逆位相パルスで除去して、逆起電圧波形を復元し、正しいゼロクロス検出を実現する電磁アクチュエータ駆動装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明に従う実施形態の電磁アクチュエータ駆動装置は、軸支される可動部に形成される駆動コイルと、前記可動部の近傍に配置され、前記駆動コイルに磁界を作用させる磁界発生部と、前記駆動コイルに駆動パルスを含む駆動電圧を印加する駆動パルス部と、前記可動部の揺動によって前記駆動コイルに発生した交流波形成分とパルス波形成分を含む逆起電圧信号を検出する逆起電圧検出部と、前記パルス波形成分を逆位相化した逆位相パルス信号を前記逆起電圧信号に加算する加算部と、前記加算部から出力される交流波形成分を含むパルス加算信号におけるゼロクロス位置を前記駆動パルス発生部の駆動パルス生成タイミングとして検出するゼロクロス検出部と、前記加算部から出力される前記パルス加算信号の前記交流波形成分から複数の振幅値をサンプリングする加算波形取得部と、前記加算波形取得部へ、前記パルス加算信号における前記駆動パルスの印加によって生じる変動期間を除く期間において、前記交流波形成分における複数の箇所と、前記駆動パルスの印加期間の少なくとも１箇所から振幅値をサンプリングするタイミングを指示するサンプリング指示部と、前記加算波形取得部でサンプリングされた複数の振幅値から、前記逆起電圧信号の交流波形成分のみの波形を推定し、所定時刻における推定された振幅値と、所定時刻における前記駆動パルスの印加期間から実測された振幅値により信号レベルが補正された逆位相パルス信号を生成する補正パルスレベル調整部と、を有する。
　本発明によれば、逆起電圧信号に重畳したパルス波形成分を、適切な振幅に決定された逆位相パルスで除去して、逆起電圧波形を復元し、正しいゼロクロス検出を実現する電磁アクチュエータ駆動装置を提供することができる。
図１Ａは、第１の実施形態に係る電磁アクチュエータ駆動装置の構成を示す図である。 図１Ｂは、中央値測定回路の構成例を示す図である。 図２は、コントローラの構成例を示す図である。 図３は共振型ガルバノミラー装置（ＭＥＭＳミラー）を概念的な構成を示す図である。 図４は、逆位相電圧信号におけるゼロクロス位置について説明するための図である。 図５Ａは、駆動パルスが重畳された逆起電圧信号の波形を示す図である。 図５Ｂは、逆位相電圧信号に重畳するサージ電圧が生じた波形を示す図である。 図６は、駆動パルスが重畳された逆起電圧信号からパルス波形成分の除去について説明するための図である。 図７は、電磁アクチュエータ駆動装置の各構成部が出力する信号を示す図である。 図８は、中央値推定回路における内積演算について説明するための図である。 図９は、第２の実施形態に係る電磁アクチュエータ駆動装置の構成を示す図である。 図１０は、電磁アクチュエータ駆動装置の各構成部が出力する信号を示す図である。
　以下、図面を参照して本発明の実施形態について詳細に説明する。　
　図１Ａは、第１の実施形態に係る電磁アクチュエータ駆動装置１の構成を示す図、図１Ｂは、中央値測定回路の構成例を示す図、図２は、コントローラ２５の構成例を示す図、及び、図３は共振型ガルバノミラー装置（ＭＥＭＳミラー）を概念的な構成を示す図、図４は、逆位相電圧信号におけるゼロクロス位置について説明するための図、図５Ａ，５Ｂは、逆位相電圧信号に重畳するサージ電圧について説明するための図である。
　電磁アクチュエータ駆動装置１は、大別して、検出コイルを兼ねる駆動コイル（可動部）３、逆起電圧検出部２、波形加算部５、加算波形取得部６、補正パルスレベル調整部７、ゼロクロス検出回路８、サンプリング指示部９、及び駆動パルス発生部１０により構成されている。
　本実施形態では、電磁アクチュエータ駆動装置１のミラー可動機構の具体例として、図３に示す共振型ガルバノミラー（ＭＥＭＳミラー）を一例とする。この共振型ガルバノミラーは、枠部（固定部）４６内に矩形のミラー部４７が一軸方向で２本の支柱４８により揺動可能に軸支される公知な構成である。勿論、本実施形態の発明の要旨は、２本の支柱で軸支される構成以外であっても容易に適用することができる。
　ミラー部４７の周縁部に沿って環状に駆動コイル３が形成され、そのコイル両端は、枠部４６上まで引き回されてコイル電極３ａが配置されている。駆動コイル３は、逆起電圧を発生させる検出コイルを兼ねている。また、駆動コイル３の近傍には、ミラー部４７を揺動させるための磁界を周囲に発生させる磁界発生部４が配置されている。磁界発生部４としては、永久磁石が好適する。
　この駆動コイル３の一端は、駆動パルス発生部１０に電気的に接続され、後述する駆動電圧が供給される。さらに、駆動コイル３の他端は、ミラー部４７の駆動（揺動）時に逆起電圧を発生させるための逆起電流検出抵抗１１を介して接地されている。さらに、その他端は、逆起電圧アンプ１２の入力端にも接続され、逆起電流検出抵抗１１により発生した電位を増幅して、図４に示す逆起電圧信号Ｖｃとして生成する。
　この逆起電圧信号Ｖｃは、波形加算部５の加算器１３に出力される。加算器１３は、逆起電圧信号Ｖｃと、後述する調整値であるゲインにより調整された駆動パルス信号の位相を反転させた逆位相パルス信号Ｖｇと、をそれぞれ入力して加算処理を行い、図４に示す逆起電圧波形（交流波形）Ｖａとなるパルス加算信号を生成し、ゼロクロス検出回路８と加算波形取得部６に出力する。
　ゼロクロス検出回路（ゼロクロス検出回部）８は、コンパレータを利用した公知な構成であり、パルス加算信号を逆起電圧波形として扱い、０ボルト地点を通過する波形上の位置又はタイミング（時間）を検出してハイレベルとローレベルのデジタル信号を有するゼロクロス検出パルスとして生成し、後述するコントローラ２５に出力する。
　次に、加算波形取得部６について説明する。この加算波形取得部６は、加算器１３からのパルス加算信号をデジタル化処理するＡ／Ｄ変換回路１４と、デジタル化処理されたパルス加算信号（実測値）における交流波形部分の振幅信号を一時的に記憶する複数のレジスタ１５～１８とで構成される。
　ここでは、４個のレジスタ１５～１８を並設した構成例を示しているが、特にレジスタ数は限定されているものではない。１周期の間に取得するサンプリング数が多い方が高精度となるが、少なくとも逆起電圧信号における正負の駆動パルスの印加期間部分、即ち、ハイレベル（Ｈレベル）領域及び／又はローレベル（Ｌレベル）領域における任意位置と、それらの両側の交流波形部分の任意位置とからサンプリングされれば、処理は可能である。
　本実施形態では、読み出すタイミングを半周期毎に設定して、逆起電圧信号の半周期毎において、後述するレジスタ１９を含めて、５点のサンプリングを行っている。これらのレジスタ１５～１８におけるサンプリングタイミング及び読み出しタイミングは、後述するコントローラ２５からのサンプリング指示信号に従い制御される。本実施形態におけるレジスタ１５～１８に一時記憶されたパルス加算信号の振幅値（信号値）Ｖ１～Ｖ４は、後段に設けられた補正パルスレベル調整部７に出力される。
　補正パルスレベル調整部７は、加算波形取得部６のレジスタ１５～１８からそれぞれ読み出されたパルス加算信号（振幅値Ｖ１～Ｖ４）から所定時刻における逆起電圧信号の振幅を推定した推定信号と、所定時刻に実測された振幅値（実測値）Ｖ５とを比較する。その比較結果に基づいて、加算器１３に、逆位相パルス信号Ｖｇとしてフィードバックされ、駆動パルス信号１，２に対する調整値となる、ゲイン（検出された振幅値に対するシフト量）からなるゲイン指示信号を生成する。　
　この補正パルスレベル調整部７は、レベル変更部２８と、比較部２７と、レジスタ１９と、中央値推定回路２０とで構成される。比較部２７は、比較器２１を含み構成される。また、レベル変更部２８は、カウンタ部２２、Ｄ／Ａ変換回路２３及びゲイン可変増幅器２４とで構成される。
　図１Ｂに示す中央値推定回路２０は、ＣＰＵ等における処理ブロックで構成され、加算波形取得部６にて取得された複数のパルス加算信号と駆動パルスの同相のＳＩＮ波とで内積演算を行うＳＩＮ波内積演算部３１と、加算波形取得部６にて取得された補正パルス加算信号と駆動パルスの同相のＣＯＳ波とで内積演算を行うＣＯＳ波内積演算部３２と、それぞれの内積演算結果を入力し、位相を計算する位相計算部３３と、同様に、それぞれの内積演算結果を入力し、振幅を計算する振幅計算部３４と、算出された位相θ及び振幅値Ａを入力して、所定時刻の振幅値を計算する振幅値計算部３５とで構成される。補正パルスレベル生成部３０は、振幅計算部３５の出力結果と、同時刻におけるパルス加算信号との振幅値の差に基づくゲインを設定する。
　レジスタ１９は、前述した他のレジスタ１５～１８と同様にＡ／Ｄ変換回路１４に接続され、入力されるパルス加算信号（検出された逆起電圧信号）の波形におけるパルス波成分のＨレベル領域（又はＬレベル領域）の任意位置（例えば、中央位置）から振幅値Ｖ５をサンプリングする。振幅値Ｖ５は、中央値推定回路２０にて所定時刻の振幅値を計算する際の所定時刻（数式１のθ）に相当する時刻にサンプリングされた信号の振幅値又は電圧値である。これは、比較対象となる波形状の位置が同じタイミングである必要があり、これらの比較による差（振幅値の差又は、電圧値の差）が信号レベルを調整する根拠となるためである。レジスタ１９に記憶された振幅値Ｖ５は、コントローラ２５の制御により、比較器２１へ出力される。
　中央値推定回路２０は、加算波形取得部６のレジスタ１５～１８から読み出された各振幅値Ｖ１～Ｖ４を用いて、後述する内積演算による演算処理を行い、所定時刻における交流成分波形のの振幅値を含推測する。
　比較器２１とレジスタ１９により補正パルスレベル生成部を構成する。この比較器２１は、レジスタ１９から読み出されたパルス加算信号の振幅値Ｖ５（振幅値Ａ又は比較値Ａとする）と、中央値推定回路２０の演算処理により推定された中央値（振幅値Ｂ又は比較値Ｂとする）との差に基づいて比較結果を出力する。尚、本実施形態における差分の比較箇所は、、説明が理解しやすいように、振幅中央を検出位置に設定し、中央値として検出する例を説明しているが、その位置は限定されるものではなく、後述する禁止期間外であれば、適宜、設定することができる。
　カウンタ部２２は、この比較結果（Ａ＞Ｂ，Ａ＝Ｂ，Ａ＜Ｂ）に基づき、ゲイン（シフト量）を算出して、ゲイン指示信号として出力するレベル変更部として機能する。ゲイン可変増幅器（レベル変更部）２４は、このゲイン指示信号に基づき、コントローラ２５から出力された駆動パルス信号１，２のゲイン調整を行い、位相を反転（１８０°）させて、フィードバック制御のための逆位相パルス信号Ｖｇとして加算器１３に出力する。尚、比較された際に、振幅値Ａと振幅値Ｂとが同等（Ａ＝Ｂ）の場合には、ゲイン調整は行わず、現在設定されているゲインを維持する。　
　また、本実施形態においては、前述したレジスタ１５～１９にパルス加算信号をサンプリングさせるタイミングにおいて、図６に示すように、１）駆動パルスが重畳された２）逆起電圧信号に逆位相の駆動パルス波形成分を加算した３）パルス加算信号を生成する。
　このパルス波形成分において、駆動パルスの印加時又は遮断時の立ち上がり又は立ち下がり位置に発生する可能性があるギャップ（Ｖｆ）に掛からないように、パルス加算信号のサンプリングを回避又は禁止する必要がある。さらに、図５Ｂに示すような波形の立ち上がり時のサージ電圧Ｖs1が発生している期間ｔｓにおいても、サンプリングすることを回避する必要がある。また、波形の立ち下がり時のサージ電圧Ｖs2が発生している期間に対しても同様である。尚、図５Ｂに示すサージ電圧Ｖs1，Ｖs2の変動については、理解しやすいように誇張して記載しているが、一般的には、マイクロ秒台の単位の期間である。
　従って、パルス加算信号における交流波形成分とパルス波形成分との切り換えにより生じた振幅（又は電圧値）の急峻な変動を含む変動期間を除き、交流波形成分における複数の箇所（又は、時刻）と、駆動パルス印加期間成分の少なくとも１箇所（又は、時刻）に対して、サンプリングタイミングを設定する。尚、電圧値（振幅）でいう急峻な変動とは、所謂、過渡特性を示唆し、任意に定めた短時間内で少なくとも半周期以上の周期を有する電圧変動（振幅変動）である。公知なものとして、サージ電圧又はオーバーシュート電圧と称され、変動期間とは、整定時間（例えば、ターンオン時間又は、ターンオフ時間）に相当するものをいう。また、この変動期間、即ち、サンプリング禁止期間の設定においては、変動が本来の安定した電圧値（振幅）に収束する前であっても、判断に用いる比較差の算出が可能な範囲内であれば、サンプリングタイミング時間（波形上の判定位置）を設定してもよい。この設定されたサンプリングタイミングは中央推定回路に、計算すべき振幅値の時刻（数１のθに相当）として設定される。
　そこでサンプリング指示部９には、コントローラ２５から出力された駆動パルス信号１，２が入力され、サージ電圧が発生しやすい波形状の位置や、その期間（例えば、パルスの立ち上がり又は立ち下がりから所定期間）を選出し、サンプリングの実行期間と禁止期間が設定される。また、起動時に駆動パルスを実測して、その波形からサンプリングの実行期間と禁止期間を設定してもよい。具体的には、サンプリング指示部９は、コントローラ２５から出力されたサンプリング指示信号を中継する際に、前述した禁止期間を除き、実行期間として設定し、各レジスタ１５～１９にサンプリング指示信号を中継する。尚、コントローラ２５がサンプリング指示部９の機能を有して代用可能であれば、個別に設けなくてもよい。
　駆動パルス発生部１０は、コントローラ２５と、コイル駆動部２６とで構成される。コイル駆動部２６は、コントローラ２５からの駆動パルス信号を受けて、駆動コイル３に対して、ミラー部を揺動させるための駆動電圧を出力する。
　図２には、コントローラ２５の構成例を示している。　
　このコントローラ２５は、位相比較器（ＰＦＤ:Phase Frequency Detector）４１と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ:Low Pass Filter）４２と、ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）４３と、カウンタ部４４と、デコーダ部４５とで構成される。ＰＦＤ４１、ＬＰＦ４２及びＶＣＯ４３は、公知な回路であり、ＰＬＬ回路に用いられている同じ構成部位と略同様に機能する。ＰＦＤ４１は、ゼロクロス信号とメモリ書き込み先頭位置信号の２つの入力信号の位相差を検出し、パルス信号として出力する。ＬＰＦ４２は、検出されたパルス信号がリップルを含むため、交流成分を排除した直流信号に変換する。
　さらに、ＶＣＯ４３は、その直流信号の電圧値により出力周波数が制御され、本実施形態では、所望のクロック信号として出力する。カウンタ部４４は、クロック信号を受けて、機能により計数されるカウント数（例えば、２進数等）に変換してデコーダ部４５に出力する。本実施形態のデコーダ部４５は、コイル駆動部２６へ駆動パルス信号１，２を出力し、各レジスタ１５～１９へ動作タイミングを示唆するサンプリング指示信号Ｔ１～Ｔ５を出力する。さらに、デコーダ部４５は、中央値推定回路２０へ振幅値Ｖ１～Ｖ４から推定中央値を内積演算させる推定開始指示信号を出力し、カウンタ部４４へカウンタ値更新指示信号を出力する。また、デコーダ部内で生成されたメモリ書き込み先頭位置信号は、フィードバック制御のために、ＰＦＤ部４１に帰還出力される。尚、メモリ書き込み先頭位置信号は、搭載された機器、例えば、スキャナ装置において、同期信号の１つとして使用される。
　次に、図７を参照して、本実施形態の電磁アクチュエータ駆動装置１の動作について説明する。図７は、電磁アクチュエータ駆動装置の各構成部が出力する信号を示す図である。　
　１），２）駆動パルス信号１，２は、コントローラ２５からゲイン可変増幅器２４とコイル駆動部２６へ出力される。３）コイル駆動部２６は、２つの駆動パルス信号１，２により正負のパルスからなる駆動電圧を生成して、駆動コイル３へ出力し、ミラー部４７を揺動駆動する。この例では、駆動パルス信号１と駆動パルス信号２の時間間隔が周期を規定する。揺動するミラー部４７に設けられた駆動コイル３は、検出コイルとして機能して、駆動パルス波形を含んだ逆起電圧信号を生成して逆起電圧アンプ１２へ出力し、増幅された逆起電圧信号は加算器１３へ出力される。
　４）コントローラ２５が出力するサンプリング指示信号の信号数は、適宜設定することができ、本実施形態においては、パルス加算信号の１／２周期の間に５点の信号をサンプリングする例を示している。サンプリングされる信号の形態は、電圧値であっても振幅であってもよい。本実施形態では、パルス加算信号の波形、つまり５）の逆起電圧信号波形において、交流波形成分上で複数の箇所（又は、時刻）、例えば、パルス波形成分を挟んで２点ずつ等間隔で設定し、１／２周期の中央（即ち、１／４周期）でパルス波形成分の頂部中央位置で少なくとも１点のサンプリングを行うように設定され、それぞれの信号（振幅）は、レジスタ１５～１９に記憶される。この例では、パルス頂部でパルス幅の１／２の位置となるようにサンプリングのタイミングを設定している。
　前述したように、サンプリング指示部９は、逆起電圧信号波形におけるギャップ（急峻な振幅変化／電圧変化）の箇所（又は、時刻）からパルス加算信号を検出しないように、サンプリングを禁止している。本実施形態の例では、逆起電圧信号からパルス波形成分を排除した際に、交流波形成分の波形変化において、パルス波形成分の立ち上がり及び立ち下がり位置に対して、段差（ギャップ）Ｖｆが発生する場合があるため、これらの位置から振幅値のサンプリングが行われないように、振幅値Ｖ２，Ｖ３の検出位置が設定される。また、パルス波形成分の立ち上がり、及び立ち下がり後の波形にエッジが存在する部分にサージ電圧（オーバーシュート）が発生しやすいため、この例では、振幅値Ｖ２，Ｖ３の検出位置の設定に考慮する必要がある。
　５）逆起電圧アンプ１２から出力される逆起電圧信号波形は、検出コイルを兼ねる駆動コイル３が磁界中で揺動した際に、逆起電流検出抵抗１１に発生する交流成分の電圧と、コイル駆動部２６から印加されたパルス信号からなる駆動電圧が重畳した信号である。６）推定中央値は、加算波形取得部６及び中央値推定回路２０により振幅値Ｖ１～Ｖ４を用いて内積演算により算出された交流波形成分の推定値である。以下に、図８を参照して、中央値推定回路（振幅／電圧計算部）２０における内積演算について説明する。
　中央値推定回路２０は、所定のプログラム又はアプリケーションにて演算処理を行うＣＰＵ等の処理回路により構成される。中央値推定回路２０は、取得された複数の振幅値Ｖ１～Ｖ４と、駆動パルスと同相のＳＩＮ波形信号とで内積演算を行うＳＩＮ波形内積演算部と、同様に振幅値Ｖ１～Ｖ４と、駆動パルスの同相のＣＯＳ波形信号とで内積演算を行うＣＯＳ波内積演算部とを有し、これらのＳＩＮ波内積演算部とＣＯＳ波内積演算部の出力する結果から所定の時刻における推定される振幅値（電圧値）を算出することができる。この推定される振幅値は、中央値推定回路２０から比較器２１へ推定中央値Ｖａとして出力される。
　以下に、図８および式を参照して具体的に説明する。　
　ここでは、駆動パルスの周波数と同じ周波数で位相関係を有するＳＩＮ波形信号（電圧値又は振幅値）及びＣＯＳ波形信号（電圧値又は振幅値）とする。互いに、９０°の位相ずれを有している。駆動パルス１，２によるパルス加算信号における振幅値Ｖ１～Ｖ４（サンプリング指示信号Ｔ１～Ｔ４）に対するＳＩＮ波形信号の波形上の同じ位置に、信号VR01，VR02，VR03及びVR04が設定される。同様に、ＣＯＳ波形信号の波形上の同じ位置に信号VR901，VR902，VR903及びVR904が設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　この内積演算によって、図７の５）に示す逆起電圧信号における振幅値Ｖ５の波形位置に対応する６）の交流波形成分の振幅値が推定中央値Ｖａとして推定される。この推定中央値Ｖａと、実測値であるパルス加算信号から得られた振幅値Ｖ５との比較結果から、ゲイン可変増幅器２４において逆位相パルス信号Ｖｇの振幅を補正することができる。
　具体的には、比較器２１において、実測値である振幅値Ｖ５が推定中央値Ｖａよりも大きかった場合、即ち、現在設定されているゲインによる逆位相パルス信号Ｖｇと、逆起電圧アンプ１２から出力された逆起電電圧とを加算すると、パルス加算信号（逆起電圧信号の交流波形成分）にパルス波形成分が残って振幅が大きくなった波形になる。反対に、振幅値Ｖ５が推定中央値Ｖａよりも小さかった場合、即ち、現在設定されているゲインによる逆位相パルス信号Ｖｇと、逆起電圧アンプ１２から出力された逆起電電圧とを加算すると、パルス加算信号（逆起電圧信号の交流波形成分）のピーク値がパルス波形成分により低くなって振幅が小さくなった波形になる。
　そこで、図１に示す比較器２１において、推定値Ｖａ［Ｂ］と、実測値であるパルス加算信号から得られた振幅値Ｖ５［Ａ］を比較して、Ａ＞Ｂならば、逆位相パルス信号Ｖｇの値が大きくなる（ＵＰ）ように更新されたゲイン指示信号がフィードバックされて、ゲイン可変増幅器２４に出力される。反対に、Ａ＜Ｂならば、カウンタ部２２は、逆位相パルス信号Ｖｇの値が小さくなる（ＤＯＷＮ）ように更新されたゲイン指示信号がフィードバックされて、ゲイン可変増幅器２４に出力される。ゲイン可変増幅器２４は、駆動パルス信号の信号レベルをゲイン指示信号によって調整された逆位相パルス信号Ｖｇを生成して、加算器１３に出力する。
　つまり、推定中央値Ｖａを基準として、実測される振幅値Ｖ５を調整するように制御される。図７を参照すれば、推定中央値Ｖａに合わせるように、駆動パルス振幅値Ｖ１，Ｖ２に調整したゲインを掛けて、７）逆位相電圧波形Ａが点線で示す凸部分が生じている場合には、凸部分が小さくなるようにＤＯＷＮカウントにより実線に示す波形に近づくように、ゲイン指示信号が更新される。また反対に、８）逆位相電圧波形Ｂが点線で示すように凹部分が生じている場合には、凹部分がなくなるようにＤＯＷＮカウントにより実線に示す波形に近づくように、ゲイン指示信号が更新される。この様な調整が継続するように、フィードバック制御するため、常に最新の状況に更新されているため、一度に更新される変動幅も小さくすることができる。
　以上説明したように、本実施形態によれば、駆動コイル３への駆動電圧の印加開始及び、印加終了の時点に発生する自己誘導パルスや共振波形が、逆起電圧信号に重畳されていたとしても、交流波形成分から逆起電圧信号の振幅を推定し、その推定した振幅と実測された振幅値と比較して補正しているため、自己誘導パルスや共振波形の影響が排除され、適正な逆起電圧信号を取得することができ、この適正な逆起電圧信号から正しいゼロクロス位置を検出することができる。
　また、逆起電圧信号からパルス波形成分を排除した際に、波形上でギャップが発生する可能性がある位置のサンプリングを行わないため、適正な逆起電圧信号（パルス加算信号）の電圧値又は振幅値を取得することができる。また、逆起電圧波形の振幅や駆動パルス幅が変化しても、駆動パルスのタイミングが推測されて生成され、さらに、実測された振幅値により振幅が補正されるため、正しいゼロクロス位置を検出することができる。さらに、フィードバック制御により、常時、徐々に適切な補正パルス振幅に変化させていくため、より安定した補正パルス振幅調整が可能になる。
　［第２の実施形態］
　第２の実施形態に係る電磁アクチュエータ駆動装置について説明する。　
　図９は、第２の実施形態に係る電磁アクチュエータ駆動装置の構成を示す図、図１０は、電磁アクチュエータ駆動装置の各構成部が出力する信号を示す図である。尚、本実施形態において、前述した第１の実施形態と同等の構成部位については、同じ参照符号を付してその説明を省略する。
　本実施形態は、駆動パルス波形が重畳した逆起電圧信号Ｖｃに対して極性の異なるシフト処理（又は、オフセット処理）した２つのシフト信号を生成し、駆動パルスの振幅状態に応じて、シフト信号又は検出された逆起電圧信号Ｖｃの波形から部分的に選択して、波形成形信号を合成するように生成する。
　図９に示すように、逆起電圧アンプ１２の出力端は、波形選択部５１に接続される。波形選択部５１は、セレクタ５４、上シフト回路５２及び下シフト回路５３で構成される。これらの上シフト回路５２と下シフト回路５３は、前述したＤ／Ａ変換回路２３からのシフト量指示信号を受けて逆起電圧信号Ｖｃの振幅を調整し、さらに後述する検出された振幅値から生成されたシフト量を加算するレベルシフト処理により、基準値（０Ｖまたはゼロクロス位置）の電位レベルを昇降させて、上位レベルにシフトアップした上シフト信号と、下位レベルにシフトダウンした下シフト信号のそれぞれを生成し、セレクタ５４に出力する。
　セレクタ５４は、コントローラ２５からの選択指示信号に基づき、逆起電圧信号Ｖｃ、上シフト信号又は下シフト信号の何れかを選択して、波形成形信号として、成形波形取得部５５のＡ／Ｄ変換回路１４及びゼロクロス検出回路８へ出力される。成形波形取得部５５は、共に、図１に示すと同等の機能を有する、Ａ／Ｄ変換回路１４及び４つのレジスタ１５～１８により構成される。選択指示信号は、コントローラ２５に入力したゼロクロス信号に基づき生成された、駆動パルス信号１，２の駆動タイミングに基づく。また、各レジスタ１５～１８に一時記憶された波形成形信号の振幅値（信号値）Ｖ１～Ｖ４は、後段に設けられたシフトレベル調整部５６に出力される。
　シフトレベル調整部５６は、レジスタ１９と、中央値推定回路２０と、比較器２１と、カウンタ部２２と、Ｄ／Ａ変換回路２３とで構成される。このシフトレベル調整部５６は、成形波形取得部５５の各レジスタ１５～１８からそれぞれ読み出された波形成形信号（振幅値Ｖ１～Ｖ４）から逆起電圧信号の振幅を推定した推定信号と、検出された振幅値（信号値）Ｖ５とを比較する。その比較結果に基づいて、検出された振幅値に対するシフト量が生成され、上シフト回路５２及び下シフト回路５３に、シフト量指示信号としてフィードバックされる。即ち、シフト量は、逆起電圧信号に重畳された駆動パルス信号１，２に対する調整値となっている。
　図１０を参照して、第２の実施形態に係る電磁アクチュエータ駆動装置の駆動につて説明する。尚、前述した図７における信号波形と同等なものには、簡略化して説明する。　
　まず、１），２）駆動パルス１，２は、コントローラ２５からコイル駆動部２６へ出力される。３）コイル駆動部２６は、２つの駆動パルス１，２のタイミング（周期）による駆動電圧を生成して、駆動コイル３へ出力して、ミラー部４７を揺動駆動する。駆動コイル３は、揺動により検出コイルとして機能して、駆動パルス波形を含んだ５）逆起電圧信号を生成して、逆起電圧アンプ１２へ出力する。
　逆起電圧アンプ１２は、増幅した逆起電圧信号Ｖｃをセレクタ５４と、上シフト回路５２と、下シフト回路５３とにそれぞれ出力する。４）サンプリング指示信号Ｔ１～Ｔ５は、前述した第１の実施形態と同等である。サンプリング指示信号Ｔ１～Ｔ５に基づき、駆動パルスが重畳された逆起電圧波形をサンプリングして、波形成形信号から信号Ｖ１～Ｖ５を取得する。サンプリング指示信号Ｔ１～Ｔ４は、駆動パルスが重畳されていない領域の波形で、サンプリング指示信号Ｔ５は、駆動パルス幅の１／２のタイミングで駆動パルスが重畳された逆起電圧波形のサンプリングである。
　上シフト回路５２は、Ｄ／Ａ変換回路２３から出力されたシフト量指示信号に従い、逆起電圧信号Ｖｃに対して、同位相または同周期で、信号レベル（図１０では、０レベル（１／２振幅）を基準としている）を上げるように正方向にシフトアップした逆起電圧信号（上シフト信号と称する）Ｖｕを生成して、セレクタ５４に出力する。同様に、下シフト回路５３は、ゲイン指示信号（シフト量）に従い、逆起電圧信号Ｖｃに対して、同位相または同周期で、信号レベルを下げるように、負方向にシフトダウンした逆起電圧信号（下シフト信号と称する）Ｖｄを生成して、セレクタ５４に出力する。セレクタ５４においては、前述した検出したままの０レベルである逆起電圧信号Ｖｃ、上シフト信号Ｖｕ及び、下シフト信号Ｖｄがそれぞれ入力される。
　次に、上シフト信号Ｖｕ及び下シフト信号Ｖｄのシフト量について説明する。　
　図１０に示す５）逆起電圧信号波形Ａにおけるパルス波形成分Ａ1aを除去した場合には、本来の交流成分の振幅となる波形成分Ａ1bとなる。そこで、負方向にシフトダウンする下シフト信号Ｖｄのパルス波形成分Ｃ１が波形成分Ａ1bとなるようにシフト量を調整する。同様に、パルス波形成分Ａ2aを除去した場合には、本来の交流成分の振幅となる波形成分Ａ2bとなる。そこで、正方向にシフトアップする上シフト信号Ｖｕのパルス波形成分Ｂ２が波形成分Ａ2bとなるようにシフト量を調整する。
　コントローラ２５は、１１）選択指示信号を出力して、コイル駆動部２６から出力される駆動電圧のうちで、正の駆動電圧を出力させる期間については、下シフト信号Ｖｄを選択して、パルス波形成分Ｃ１をゼロクロス信号として選択して、セレクタ５４から波形成形信号として出力させる。また、コイル駆動電圧のうちで、負の駆動電圧を出力させる期間については、上シフト信号Ｖｕを選択して、パルス波形成分Ｂ２がゼロクロス信号として選択されて、セレクタ５４から波形成形信号として出力される。
　コントローラ２５は、これらの期間（選択指示信号のＣ，Ｂ）以外の期間は、１１）選択指示信号に示すように、シフトしていない逆起電圧信号波形Ａ、即ち、逆起電圧信号Ｖｃを選択して、１２）ゼロクロス信号を合成して生成し、波形成形信号として出力する。
　以上のように、本実施形態によれば、駆動パルス波形が重畳した逆起電圧信号に対して、パルス波形成分によって定まるシフト量により信号レベルをシフトアップ及びシフトダウンして、２つのシフト信号を生成する。駆動電圧の正負のパルス幅に相当するシフト信号の振幅のピーク部分の波形を正負極に従って選択し、それ以外の部分については、検出されたまま（非処理）の逆起電圧信号Ｖｃの波形部分を選択して、それぞれの選択された波形を合成することにより本来の交流成分の振幅となるように生成して、ゼロクロス信号となる波形成形信号とする。
　このようなシフト処理と信号波形の合成の組み合わせによるゼロクロス信号の生成は、外部からのノイズや駆動コイルの自己誘導波形とインダクタンスと周辺容量による共振波形の重畳による影響を排除することができ、適正なゼロクロス信号を生成することができる。よって、位相同期回路により振幅を調整する場合には、正確なパルス幅変調信号を出力して、ミラー部の最大振り角位置とメモリ書き込み先頭位置を一致させることができる。
　また、前述した各実施形態において、情報を光学的に読み取るスキャナ装置に電磁アクチュエータ駆動装置を搭載する構成例について説明したが、電磁アクチュエータ駆動装置は、情報を走査光として照射するプロジェクタ装置に対しても同様に搭載することができ、同等の効果を得ることができる。
　１…電磁アクチュエータ駆動装置、２…逆起電圧検出部、３…駆動コイル（可動部）、４…磁界発生部、５…波形加算部、６…加算波形取得部、７…補正パルスレベル調整部、８…ゼロクロス検出回路、９…サンプリング指示部、１０…駆動パルス発生部、１１…逆起電流検出抵抗、１２…逆起電圧アンプ、１３…加算器、１４…Ａ／Ｄ変換回路、１５～１９…レジスタ、２０…中央値推定回路、２１…比較器、２２…カウンタ部、２３…Ｄ／Ａ変換回路、２４…ゲイン可変増幅器、２５…コントローラ、２６…コイル駆動部、３１…ＳＩＮ波内積演算部、３２…ＣＯＳ波内積演算部、３３…位相計算部、３４…振幅値計算部３５…振幅計算部、４１…ＰＦＤ部、４２…ＬＰＦ部、４３…ＶＣＯ部、４４…カウンタ部、４５…デコーダ部、４６…枠部、４７…ミラー部、４８…支柱、５１…波形選択部、５２…上シフト回路、５３…下シフト回路、５４…セレクタ、５５…成形波形取得部、５６…シフトレベル調整部。

Claims (5)

  1. 　軸支される可動部に形成される駆動コイルと、
    　前記可動部の近傍に配置され、前記駆動コイルに磁界を作用させる磁界発生部と、
    　前記駆動コイルに駆動パルスを含む駆動電圧を印加する駆動パルス部と、
    　前記可動部の揺動によって前記駆動コイルに発生した交流波形成分とパルス波形成分を含む逆起電圧信号を検出する逆起電圧検出部と、
    　前記パルス波形成分を逆位相化した逆位相パルス信号を前記逆起電圧信号に加算する加算部と、
    　前記加算部から出力される交流波形成分を含むパルス加算信号におけるゼロクロス位置を前記駆動パルス部の駆動パルス生成タイミングとして検出するゼロクロス検出部と、
    　前記加算部から出力される前記パルス加算信号の前記交流波形成分から複数の振幅値をサンプリングする加算波形取得部と、
    　前記加算波形取得部へ、前記パルス加算信号における前記駆動パルスの印加による信号のオーバーシュートを含む変動期間を除く期間において、前記交流波形成分における複数の箇所及び前記駆動パルスの印加期間における少なくとも１箇所とから振幅値をサンプリングするタイミングを指示するサンプリング指示部と、
    　前記加算波形取得部でサンプリングされた複数の振幅値から、推定された所定時刻の振幅値と、前記所定時刻における前記パルス加算信号の振幅値とにより信号レベルが補正された前記逆位相パルス信号を生成する補正パルスレベル調整部と、
    を有することを特徴とする電磁アクチュエータ駆動装置。
  2. 　前記補正パルスレベル調整部は、
    　前記加算波形取得部にて、サンプリングされたパルス加算信号の振幅値と駆動パルスの同相のＳＩＮ波とで内積演算を行うＳＩＮ波内積演算部と、
    　前記加算波形取得部にて、サンプリングされたパルス加算信号の振幅値と駆動パルスの同相のＣＯＳ波とで内積演算を行うＣＯＳ波内積演算部と、
    　前記ＳＩＮ波内積演算部と前記ＣＯＳ波内積演算部の演算結果からサンプリングされたパルス加算信号の振幅値から所定時刻の振幅値を計算する振幅計算部と
    　前記ＳＩＮ波内積演算部と前記ＣＯＳ波内積演算部の演算結果からサンプリングされたパルス加算信号の位相を計算する位相計算部と
    　前記位相計算部と前記振幅計算部がそれぞれに出力する結果から、所定の時刻における前記推定された振幅値を計算する振幅値計算部と、
    を有することを特徴とする請求項１に記載の電磁アクチュエータ駆動装置。
  3. 　補正パルスレベル調整部は、
    　前記推定された振幅値と、前記所定時刻における前記パルス加算信号の振幅値を比較する比較部と、
    　前記比較部の比較結果により、前記加算部に入力される前記逆位相パルス信号の信号レベルを変更するレベル変更部と、を更に有することを特徴とする請求項２に記載の電磁アクチュエータ駆動装置。
  4. 　前記補正パルスレベル調整部は、
    　前記振幅計算部の出力結果と同時刻における逆起電圧信号の振幅値について差の計算と大小比較との両方を行い、アップダウンカウント値を更新する際、大小比較結果でカウントの方向を、差の計算結果によってカウント値の更新ステップ量を決定することを特徴とする請求項２に記載の電磁アクチュエータ駆動装置。
  5. 　軸支される可動部に形成される駆動コイルと、
    　前記可動部の近傍に配置され、前記駆動コイルに磁界を作用させる磁界発生部と、
    　前記駆動コイルに駆動パルスを含む駆動電圧を印加する駆動パルス部と、
    　前記可動部の揺動によって前記駆動コイルに発生した交流波形成分とパルス波形成分を含む逆起電圧信号を検出する逆起電圧検出部と、
    　前記逆起電圧信号に対して所定のシフト量でシフトした極性の異なる２つのシフト信号を生成し、前記駆動パルスの振幅状態に応じて、前記交流波形成分の波形時には前記逆起電圧信号を選択し、前記パルス波形成分の波形時には前記２つのシフト信号からパルス波形の極性方向に応じて波形成分信号を選択する波形選択部と、
    　前記波形選択部から出力される波形成形信号のゼロクロス位置を前記駆動パルス部の駆動パルス生成タイミングとして検出するゼロクロス検出部と、
    　前記波形選択部から出力される波形成形信号をサンプリングする成形波形取得部と、
    　前記成形波形取得部でサンプリングしたデータから前記シフト信号のシフト量を調整するシフトレベル調整部と、
    を具備することを特徴とする電磁アクチュエータ駆動装置。
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