WO2016208017A1 - 電磁アクチュエータ駆動装置 - Google Patents

電磁アクチュエータ駆動装置 Download PDF

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WO2016208017A1
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waveform
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Inventor
眞悟 加藤
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オリンパス株式会社
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    • G—PHYSICS
    • G02—OPTICS
    • G02B—OPTICAL ELEMENTS, SYSTEMS OR APPARATUS
    • G02B26/00—Optical devices or arrangements for the control of light using movable or deformable optical elements
    • G02B26/08—Optical devices or arrangements for the control of light using movable or deformable optical elements for controlling the direction of light
    • G02B26/10—Scanning systems
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/06—Linear motors

Definitions

  • the present invention relates to an electromagnetic actuator driving device used for a scanner device or the like.
  • a scanner device for optically reading information is equipped with an electromagnetic actuator driving device that repeatedly oscillates a mirror for receiving scanning light and receiving reflected light.
  • an electromagnetic actuator driving device a resonance type galvanometer mirror (MEMS mirror), which will be described later, is known, and a mirror portion pivotally supported in a frame portion and a peripheral portion of the mirror portion.
  • a detection coil for generating a (back electromotive force signal).
  • the mirror unit is oscillated by supplying a drive current consisting of an alternating current or a pulse to the drive coil in a situation where a magnetic body is arranged in the frame unit or a magnetic field is generated around the mirror unit. . Since the oscillation of the mirror part is a vibration in the resonance mode, high efficiency, downsizing, low power consumption, and high speed are realized.
  • Such an electromagnetic actuator driving device is applied to, for example, a scanning laser microscope.
  • phase synchronization circuit PLL circuit
  • this phase synchronization circuit is used to synchronize the phases of the leading address position pulse of the memory that samples the reflection intensity of the laser beam and the reference zero-cross detection pulse.
  • the zero cross detection pulse is generated by a zero cross detection circuit configured using a comparator or the like.
  • the zero-cross detection pulse uses the back electromotive force signal generated by the detection coil when the mirror part is swung, and the rising edge of the pulse waveform at a position where 0 V (or reference value) is passed from the voltage waveform. The fall position or timing is determined.
  • the detection coil provided in the mirror section generates a back electromotive force signal composed of an AC waveform component Va by swinging. Further, in the configuration in which the drive coil is used as the detection coil, a composite waveform is obtained by superimposing the drive voltage Vp including the pulse signal supplied from the drive circuit on the counter electromotive force signal. In the case of this synthesized waveform, the original counter electromotive force signal is obtained by adding the inverse pulse signal to the pulse signal of the drive voltage Vp.
  • the apparatus described in Patent Document 1 detects an induction signal (back electromotive force signal) generated by the rotation of the movable part, and two times when the movable part passes through a certain rotation angle from the zero point.
  • the time difference between the average value of the two measured times and the generation time point of the reference signal synchronized with the drive signal is measured, and the phase difference information between the synchronization signal and the rotation angle is calculated.
  • a comparator zero cross circuit
  • an object of the present invention is to provide an electromagnetic actuator driving apparatus that generates highly accurate phase difference information that cancels out noise superimposed on a back electromotive force signal and realizes stable operation.
  • an electromagnetic actuator drive apparatus includes a movable part that is pivotally supported, a drive coil formed around the movable part, and a magnetic field applied to the drive coil.
  • a magnetic field generator to be applied a drive pulse generator for supplying a drive pulse for generating a magnetic field in the drive coil, a counter electromotive force detector for detecting a counter electromotive force signal generated by oscillation from the drive coil,
  • a drive pulse canceling unit that adds a pulse signal obtained by dephasing the drive pulse to the back electromotive force signal to generate an anti-phase pulse addition signal from which a pulse waveform component has been removed, and the same frequency and the same phase as the drive pulse
  • a calculation unit that calculates phase information by calculating the sine waveform of the signal and the anti-phase pulse addition signal, and a clock of the drive pulse generation unit based on the phase information.
  • a driving clock generator for determining a clock frequency.
  • an electromagnetic actuator driving apparatus that generates highly accurate phase difference information that cancels out noise superimposed on a back electromotive force signal and realizes stable operation.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of the electromagnetic actuator driving device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a relationship between noise and a zero-cross detection signal.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a relationship between the electromotive force signal on which the reverse drive pulse is superimposed, the drive pulse, and the counter electromotive force signal.
  • FIG. 4 is a diagram showing an external configuration of a resonant galvanometer mirror (MEMS mirror) as an example of a mirror moving mechanism.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating signals output from each component of the electromagnetic actuator driving device.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of the electromagnetic actuator driving device according to the second embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing a relationship among the electromotive force signal, the drive pulse, and the counter electromotive force signal.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an electromagnetic actuator driving device according to the first embodiment
  • FIG. 2 is a diagram showing a relationship between noise and a zero-cross detection signal
  • FIG. 3 is an electromotive force signal on which a reverse driving pulse is superimposed
  • FIG. 4 is a diagram showing the external configuration of a resonant galvanometer mirror (MEMS mirror) as an example of a mirror moving mechanism
  • FIG. It is a figure which shows the signal which a structure part outputs.
  • MEMS mirror resonant galvanometer mirror
  • the electromagnetic actuator drive device 1 is roughly divided into a drive coil (movable part) 3 that also serves as a detection coil, a counter electromotive force detection part 2, a superimposed drive pulse cancellation circuit 5 (drive pulse cancellation part), a phase detection part 6, and drive pulse generation.
  • the unit 7 and the coil driving unit 8 are configured.
  • a resonant galvanometer mirror shown in FIG. 4 is taken as an example.
  • This resonant galvanometer mirror has a known configuration in which a rectangular mirror part 42 (movable part) is pivotally supported by two support pillars 43 in a uniaxial direction within a frame part (fixed part) 41.
  • the gist of the invention of the present embodiment can be easily applied to a configuration other than the configuration in which the two columns are pivotally supported.
  • the drive coil 3 is formed in an annular shape along the peripheral edge of the mirror part 42, and both ends of the coil are routed to the frame part 41 and the coil electrode 3a is arranged.
  • the drive coil 3 also serves as a detection coil that generates a counter electromotive force.
  • a magnetic field generator 4 (see FIG. 1) that generates a magnetic field for swinging the mirror 42 around is disposed in the vicinity of the drive coil 3.
  • a permanent magnet is suitable.
  • the configuration example in which the drive coil 3 of the mirror part also serves as a detection coil is shown. However, the drive coil 3 and the detection coil are individually provided. Even in the formed mirror portion, the driving device of this embodiment can be similarly applied.
  • One end of the drive coil 3 is electrically connected to the coil drive unit 8 and supplied with a drive voltage composed of drive pulses. Further, the other end of the drive coil 3 is grounded via a counter electromotive current detection resistor 11 for generating a counter electromotive force when the mirror unit 42 is driven (oscillated). Further, the other end is also connected to the input end of the back electromotive force amplifier 12, and a potential generated by the back electromotive current detection resistor 11 is amplified to generate a back electromotive force signal (a) shown in FIG. .
  • the counter electromotive force signal is a waveform in which the drive pulse (b) and the AC waveform component (c) are synthesized although the phase is reversed in the drawing.
  • This counter electromotive force signal is input to the superimposed drive pulse cancel circuit 5.
  • These signal waveforms indicate a state in which the drive frequency of the drive pulse and the resonance frequency of the electromagnetic actuator coincide with each other, and the maximum deflection angle of the mirror unit and the memory write position are assumed to coincide.
  • the superimposed drive pulse cancel circuit 5 adds an antiphase drive pulse (b) to the input counter electromotive force signal (a) to remove the pulse waveform component, and an antiphase pulse having only an AC waveform.
  • An addition signal (c) is generated.
  • this circuit may have a well-known configuration using a phase inversion circuit and an addition circuit.
  • the phase detection unit 6 of the present embodiment includes an A / D conversion circuit 13, a memory 14, a correlation calculation unit 15, a reference memory 16, an addition unit 17, a read counter 18, a shift amount counter 19, a minimum amount
  • the value detection holding unit 20 and the shift amount holding unit 21 are configured.
  • the A / D conversion circuit 13 performs a digitization process on the back electromotive force signal (c) and outputs it to the memory 14.
  • the memory 14 temporarily stores a digitized antiphase pulse addition signal for a predetermined period, and designates a counter electromotive force signal (V1) sampled by an instruction signal (address signal) from the read counter 18.
  • the section is output to the correlation calculation unit 15.
  • the read counter 18 outputs an instruction signal to the adding unit 17.
  • the shift amount counter 19 outputs an address signal corresponding to the phase shift amount, that is, the shift amount.
  • the adder 17 adds the address signals respectively output from the read counter 18 and the shift amount counter 19 and outputs the result to the reference memory 16.
  • the reference memory 16 stores in advance the wave height (amplitude) of the reference signal of the AC waveform component (sine waveform: SIN waveform) for reference having the same phase and the same frequency as the drive pulse in association with the address. Yes.
  • the reference is equivalent to the antiphase pulse addition signal (c), that is, the AC waveform signal V1 (same frequency and same phase).
  • the signal V2 is output from the reference memory 16 as a reference.
  • the correlation of the plurality of reference signals V2 obtained by adding different shift amounts to the AC waveform signal V1 is calculated (for example, SAD calculation: ⁇
  • the calculated correlation calculation values are output to the minimum value detection holding unit 20.
  • the minimum value detection holding unit 20 outputs the smallest value among the input correlation calculation values to the shift amount holding unit 21 as a holding instruction signal.
  • the smaller the correlation calculation value that is, the closer the correlation, the smaller the phase shift.
  • the shift amount holding unit 21 selects a shift amount from which a minimum correlation calculation value to be held is obtained from a plurality of shift amounts output from the shift amount counter 19 when holding the input minimum correlation calculation value. And the selected shift amount is output as phase information to the comparator 31 of the drive pulse generator 7.
  • the drive pulse generation unit 7 includes a comparator 31, a counter unit 32, a D / A conversion circuit 33, a VCO (Voltage Controlled Oscillator) circuit 34, and a controller 35.
  • the comparator 31, the counter unit 32, the D / A conversion circuit 33, and the VCO circuit 34 constitute a drive clock generation unit, and the clock frequency of the drive pulse generation unit is determined based on the phase information. To do.
  • the drive pulse generation unit 7 compares the phase information from the shift amount holding unit 21 with a reference signal having a preset reference phase. In the comparison result, when the phase of the detected back electromotive force signal is ahead of the phase of the reference signal as a reference (the detected signal value is larger), it is necessary to lower the drive frequency. The control voltage supplied to the VCO circuit 34 is controlled to drop. On the other hand, when the phase of the back electromotive force signal is delayed (the detected signal value is small), the control voltage supplied to the VCO circuit 34 is increased to perform control to increase the drive frequency.
  • the counter unit 32 when the comparison result (A> B), that is, the detected phase information value is smaller than the reference value, the counter value (control voltage) is increased and output.
  • the counter value control voltage
  • the counter value control voltage
  • the D / A conversion circuit 33 digitizes each input control voltage and outputs it to the VCO circuit 34. Further, the VCO circuit 34 generates a drive frequency (clock frequency) based on the input control signal and outputs it to the controller 35. The controller 35 generates drive pulses 1 and 2 based on the drive frequency input from the VCO circuit 34 and outputs the drive pulses 1 to the coil drive unit 8.
  • the coil drive unit 8 supplies a drive voltage composed of a pulse waveform signal to the drive coil 3 in the mirror moving mechanism shown in FIG.
  • a driving voltage based on the driving pulse 3) is supplied to the coil driving unit 8 and the oscillation of the mirror unit 42 is started.
  • a counter electromotive force signal 2) composed of an AC waveform component from which the pulse component has been removed by the oscillation is generated, and after a predetermined time when the oscillation is stabilized, the counter electromotive force for one period from time t1 to time t2 is sampled, and the memory 14 stored.
  • the wave height (amplitude length) of the waveform and the address are stored in association with each other.
  • the counter electromotive force signal of one cycle is continuously read out from the memory 14 n times (in the embodiment, 3 times) in the period from the time t2 to the time t4, and the AC waveform signal V1 is obtained.
  • the result is output to the correlation calculation unit 15.
  • the three periods of the AC waveform are set because the deviation width d) indicated by the phase deviation caused by noise or the like (2 in FIG. 2) can be assumed to some extent. This is because the determination can be made with three AC waveforms in which the phase is moved back and forth with respect to the center phase.
  • the maximum swing angle position 1) of the mirror section 42 and the write start position to the memory match.
  • the read counter 18 also instructs the adder 17 to specify an address simultaneously with a read instruction to the memory 14.
  • the shift amount counter 19 outputs to the adder 17 an address set so that the shift amount increases step by step for each period shown in 7) of FIG.
  • the addition unit 17 generates an addition address obtained by adding the address instructed from the read counter 18 and the address instructed from the shift amount counter 19, and outputs the addition address to the reference memory 16.
  • a reference signal V2 having a waveform having a wave height according to the addition address is generated by associating the address of the alternating waveform signal having a sine waveform stored in advance with the addition address. Since the shift amount of the reference signal V2 changes every cycle, the phase of the AC waveform is shifted, and the reference signal V2 has a waveform in which a gap in which the AC waveform is interrupted is generated.
  • the reference signal V2 and the AC waveform signal V1 described above are simultaneously input to the correlation calculation unit 15 and subjected to correlation calculation. More specifically, each cycle of the AC waveform signal V1 for three cycles is correlated with an AC waveform reference signal V2 whose phase is shifted every cycle. By taking this correlation, correlation calculation values S1, S2, and S3 shown in 9) of FIG. 5 are obtained. From time t3, the smallest calculated value among the calculated correlation calculation values S1, S2, S3 is detected.
  • the correlation calculation value S2 is the minimum calculation value, that is, the reference signal shifted to the phase closest to the phase of the AC waveform signal V1.
  • This minimum correlation calculation value is input to the shift amount holding unit 21 as a holding instruction signal.
  • the shift amount from which the minimum correlation calculation value to be held is obtained is selected from the plurality of shift amounts output from the shift amount counter 19 and held in association with each other.
  • the second correlation calculation value S2 becomes the minimum value, so the shift amount holding unit 21 generates a drive pulse using the shift amount zero as phase information. This is output to the comparator 31 of the unit 7.
  • the comparator 31 compares the phase information with the reference phase 0, and when the phase is advanced (A ⁇ B), controls the drive frequency output by the VCO circuit 34 to be lowered. Therefore, the counter unit 32 reduces the counter value supplied to the D / A conversion circuit 33 so as to lower the control voltage supplied to the VCO circuit 34 that generates the drive pulse. On the other hand, when the phase is delayed (A> B), the D / A converter circuit increases the control voltage supplied to the VCO that generates the drive pulse in order to increase the drive frequency output by the VCO circuit 34. The counter value supplied to 33 is increased.
  • the reference signal V2 is equivalent to the AC waveform signal V1 (the same frequency and the same phase) has been described as an example, but the reference signal V2 may not be the same phase as the AC waveform signal V1.
  • the phase reference phase information signal (A) may be set in advance based on the phase difference between the reference signal V2 and the AC waveform signal V1.
  • the AC waveform signal V1 generated by the AC waveform for one cycle of the back electromotive force signal and the AC waveform signal having the same frequency and the same phase as the waveform signal V1 are arbitrarily different for each cycle. It is generated as a reference signal V2 with a shift amount added. Since the phase information obtained by the correlation calculation between the AC waveform signal V1 and the reference signal V2 is used, the noise on the whole can be canceled out, and stable phase information is output every time. Stable phase alignment adjustment is possible. In this embodiment, phase information is generated without using a zero-cross circuit, so that it is not affected by fluctuations in the zero-cross signal as in the prior art.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of the electromagnetic actuator driving device according to the second embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing a relationship among the electromotive force signal, the drive pulse, and the counter electromotive force signal.
  • constituent parts equivalent to those of the first embodiment described above are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
  • the electromagnetic actuator drive device 1 is roughly divided into a drive coil (movable part) 3 that also serves as a detection coil, a back electromotive force detection part 2, a superimposed drive pulse cancellation circuit 5, a phase detection part 6, a drive pulse generation part 7, and a coil drive. It is comprised by the part 8.
  • the mirror movable mechanism of this embodiment employs a resonant galvanometer mirror (see FIG. 4) equivalent to that of the first embodiment.
  • One end of the drive coil 3 is electrically connected to the coil drive unit 8 and supplied with a drive voltage composed of drive pulses. Further, the other end of the drive coil 3 is grounded via a counter electromotive current detection resistor 11 for generating counter electromotive force. Furthermore, the other end of the drive coil 3 is also connected to the input end of the back electromotive force amplifier 12, amplifies the potential generated by the back electromotive force detection resistor 11, and refers to the back electromotive force signal (2 in FIG. 5). ). Also in this embodiment, it is assumed that the drive frequency of the drive pulse matches the resonance frequency of the electromagnetic actuator, and the maximum deflection angle of the mirror portion matches the memory write position.
  • the superimposed drive pulse cancel circuit 5 adds a reverse-phase drive pulse to the input back electromotive force signal to generate a back electromotive force signal having only an AC waveform.
  • the phase detection unit 6 includes an A / D conversion circuit 13, four registers 51 to 54, and an inner product calculation unit 55 that performs an inner product calculation process.
  • the A / D conversion circuit 13 digitizes the back electromotive force signal having an AC waveform and outputs the digitized signal to each of the registers 51 to 54.
  • Each of the registers 51 to 54 stores them at timings T1 to T4 instructed from the controller 35, respectively.
  • sine waveform VR0 in FIG. 7 the peak value of the amplitude of the AC waveform output from the A / D conversion circuit 13 of the back electromotive force coincides with the substantially central position of the H level of the drive pulses 1 and 2. .
  • the four registers 51 to 54 have four points (VR0 1 ) that are equally spaced in time on the AC waveform (sine waveform VR0 n ) for each half cycle in phase with the drive pulse at the timing instructed by the controller 35. , VR0 2 , VR0 3 , VR0 4 ), the amplitude value V n (V1, V2, V3, V4) is sampled.
  • the sine waveform VR0 is a cosine waveform (COS waveform) VR90 n that is 90 ° out of phase with four points (VR90 1 , VR90 2 .
  • the amplitude values in VR90 3 and VR90 4 ) are sampled.
  • the inner product operation of the two functions using the cosine ⁇ (cos ⁇ ) that is the difference of 90 degrees can obtain the same phase information as the correlation between the two functions in the first embodiment described above.
  • the comparator 31 compares the phase information with the reference phase 0, and when the phase is advanced (A ⁇ B), the comparator 31 controls to lower the drive frequency output by the VCO circuit 34. . Therefore, the counter unit 32 reduces the counter value supplied to the D / A conversion circuit 33 so as to lower the control voltage supplied to the VCO circuit 34 that generates the drive pulse.
  • the D / A converter circuit increases the control voltage supplied to the VCO that generates the drive pulse in order to increase the drive frequency output by the VCO circuit 34.
  • the counter value supplied to 33 is increased.
  • a plurality of amplitude values are acquired from the back electromotive force signal generated by the oscillation of the mirror unit, and the signal waveform is 90 ° out of phase with the AC waveform.
  • Phase information is acquired by inner product calculation. For this reason, even if noise is superimposed, the noise on the whole can be canceled out, stable phase information is output every time, and highly accurate and stable phase alignment adjustment is possible. Since this embodiment generates phase information without using a zero-cross circuit, as in the first embodiment described above, it is not affected by fluctuations in the zero-cross signal as in the prior art.
  • the electromagnetic actuator driving device applies to the projector device that irradiates information as scanning light. Can be mounted in the same manner, and an equivalent effect can be obtained.
  • Electromagnetic actuator drive device 2 ... Back electromotive force detection part, 3 ... Drive coil, 3a ... Coil electrode, 4 ... Magnetic field generation part, 5 ... Superimposition drive pulse cancellation circuit (drive pulse cancellation part), 6 ... Phase detection part , 7 ... Drive pulse generation unit, 8 ... Coil drive unit, 11 ... Back electromotive force detection resistor, 12 ... Back electromotive force amplifier, 13 ... A / D conversion circuit, 14 ... Memory, 15 ... Correlation calculation unit, 16 ... Reference Memory: 17 ... Addition unit, 18 ... Read counter, 19 ... Shift amount counter, 20 ... Minimum value detection holding unit, 21 ... Shift amount holding unit, 31 ... Comparator, 32 ... Counter unit, 33 ... D / A conversion circuit 34 ... VCO circuit, 35 ... controller, 41 ... frame portion, 42 ... mirror portion, 43 ... support, 51-54 ... register, 55 ... inner product calculation portion.

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Abstract

電磁アクチュエータ駆動装置が制御のために検出する逆起電力信号には、ノイズが重畳して正確なゼロクロス位置による駆動制御にならない。 電磁アクチュエータ駆動装置は、起電力信号の一周期分の交流波形で生成した交流波形信号Ｖ１と、その波形信号Ｖ１と同一周波数の交流波形信号に、一周期毎に任意の異なる位相シフト量を加えたリファレンス信号Ｖ２を生成する。これらの信号Ｖ１と信号Ｖ２の相関演算により得られた位相情報を利用して、駆動パルスの位相合わせ調整が行われる。

Description

電磁アクチュエータ駆動装置
　本発明は、スキャナー装置等に用いられる電磁アクチュエータ駆動装置に関する。
　一般に、光学的に情報を読み取るためのスキャナー装置等には、走査光の照射及びその反射光を受光するためのミラーを反復的に揺動させる電磁アクチュエータ駆動装置が搭載されている。小型の電磁アクチュエータ駆動装置の一例としては、後述する共振型ガルバノミラー（ＭＥＭＳミラー）が知られており、枠部内に揺動可能に軸支されるミラー部と、このミラー部の周縁部に沿って環状に形成される駆動コイルと、駆動コイルに交流又はパルスの駆動電圧を印加する駆動部と、駆動コイルと並設され、磁界中の揺動動作に伴い、フィードバック制御を行うための起電力（逆起電力信号）を発生するための検出コイルと、を備えている。
　この構成において、枠部に磁性体を配置する又は、ミラー部の周囲に磁界が発生している状況下で、駆動コイルに交流又はパルスからなる駆動電流を流すことでミラー部が揺動される。ミラー部の揺動は、共振モードによる振動であるため、高効率化、小型化、低消費電力化及び、高速化が実現される。このような電磁アクチュエータ駆動装置は、例えば、走査型レーザ顕微鏡等に適用される。
　電磁アクチュエータ駆動装置をスキャナー装置に適用するにあたり、公知な位相同期回路（ＰＬＬ回路）を搭載して揺動を制御する構成がある。この位相同期回路は、走査型レーザ顕微鏡の場合、レーザ光の反射強度をサンプリングするメモリの先頭アドレス位置パルスと、基準となるゼロクロス検出パルスの各位相を同期させるために用いられる。このゼロクロス検出パルスは、コンパレータ等を用いて構成されたゼロクロス検出回路により生成される。ゼロクロス検出パルスは、ミラー部を揺動させた際に、検出コイルが生成する逆起電力信号を利用して、その電圧波形から０Ｖ（又は、基準値）を通過する位置でパルス波形の立ち上がりと立ち下がりの位置又はタイミングを決定している。
特許第４０６５５０２号公報
　電磁アクチュエータ駆動装置において、ミラー部に設けられた検出コイルは、揺動により、交流波形成分Ｖａからなる逆起電力信号が生成される。また、駆動コイルを検出コイルとして利用している構成では、逆起電力信号に駆動回路から供給されたパルス信号からなる駆動電圧Ｖｐが重畳した合成波形となる。この合成波形の場合には、駆動電圧Ｖｐのパルス信号に対する逆パルス信号を加算して、本来の逆起電力信号を取得する。
　しかし実際には、図２（ａ）に示すように装置側から発生するノイズや外来するノイズが取得される逆起電力信号に重畳している。この逆起電力信号からゼロクロス検出パルスを生成したとしてもノイズの影響により基準値が変動幅ｄ（図２（ｂ）参照）の範囲で変動し、コンパレータは、変動を伴う不安定なゼロクロス信号を出力し、結果として、メモリの先頭アドレス位置パルスがゼロクロス検出パルスの周波数と位相に合わず調整動作が安定しない。
　例えば、特許文献１に記載される装置は、可動部の回動によって発生する誘導信号（逆起電力信号）を検出し、ゼロ点からの或る回動角を可動部が通過する２つの時間を測定し、 前記測定した２つの時間の平均値と駆動信号に同期した基準信号の発生時点との時間差を測定し、前記同期信号と前記回動角との位相差情報を算出している。しかしながら、ノイズ除去のための考慮はされずに、単に比較器（ゼロクロス回路）を用いているため、ノイズによる誤動作自体を防止又は抑制する作用は得られず、誤差を含む時間情報を、単に平均化して位相差情報に変換して使用するだけなので、安定動作への根本的な解決になっていない。
　そこで本発明は、逆起電力信号に重畳するノイズを相殺した精度の高い位相差情報を生成し、安定動作を実現させる電磁アクチュエータ駆動装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明に従う実施形態の電磁アクチュエータ駆動装置は、　揺動可能に軸支される可動部と、前記可動部の周辺に形成した駆動コイルと、前記駆動コイルに磁界を作用させる磁界発生部と、前記駆動コイルに磁界を発生させる駆動パルスを供給する駆動パルス生成部と、前記駆動コイルから揺動により生成される逆起電力信号を検出する逆起電力検出部と、前記逆起電力信号に前記駆動パルスを逆位相化したパルス信号を加算して、パルス波形成分を除去した逆位相パルス加算信号を生成する駆動パルスキャンセル部と、前記駆動パルスと同一周波数及び同一位相のサイン波形と、前記逆位相パルス加算信号との演算にて、位相情報を算出する演算部と、前記位相情報に基づいて、前記駆動パルス生成部のクロック周波数を決定する駆動クロック生成部と、を備える。
　本発明によれば、逆起電力信号に重畳するノイズを相殺した精度の高い位相差情報を生成し、安定動作を実現させる電磁アクチュエータ駆動装置を提供することができる。
図１は、第１の実施形態に係る電磁アクチュエータ駆動装置の構成を示す図である。 図２は、ノイズとゼロクロス検出信号の関係を示す図である。 図３は、逆駆動パルスが重畳された起電力信号と駆動パルスと逆起電力信号の関係を示す図である。 図４は、ミラー可動機構の一例とする共振型ガルバノミラー（ＭＥＭＳミラー）の外観構成を示す図である。 図５は、電磁アクチュエータ駆動装置の各構成部が出力する信号を示す図である。 図６は、第２の実施形態に係る電磁アクチュエータ駆動装置の構成を示す図である。 図７は、起電力信号と駆動パルスと逆起電力信号の関係を示す図である。
　以下、図面を参照して本発明の実施形態について詳細に説明する。　
　［第１の実施形態］　
　図１は、第１の実施形態に係る電磁アクチュエータ駆動装置の構成を示す図、図２は、ノイズとゼロクロス検出信号の関係を示す図、図３は、逆駆動パルスが重畳された起電力信号と駆動パルスと逆起電力信号の関係を示す図、図４は、ミラー可動機構の一例とする共振型ガルバノミラー（ＭＥＭＳミラー）の外観構成を示す図、図５は、電磁アクチュエータ駆動装置の各構成部が出力する信号を示す図である。
　電磁アクチュエータ駆動装置１は、大別して、検出コイルを兼ねる駆動コイル（可動部）３、逆起電力検出部２、重畳駆動パルスキャンセル回路５（駆動パルスキャンセル部）、位相検出部６、駆動パルス生成部７、及びコイル駆動部８により構成されている。
　本実施形態では、電磁アクチュエータ駆動装置１のミラー可動機構の具体例として、図４に示す共振型ガルバノミラー（ＭＥＭＳミラー）を一例とする。この共振型ガルバノミラーは、枠部（固定部）４１内に矩形のミラー部４２（可動部）が一軸方向で２本の支柱４３により揺動可能に軸支される公知な構成である。勿論、本実施形態の発明の要旨は、２本の支柱で軸支される構成以外であっても容易に適用することができる。
　ミラー部４２の周縁部に沿って環状に駆動コイル３が形成され、そのコイル両端は、枠部４１上まで引き回されてコイル電極３ａが配置されている。駆動コイル３は、逆起電力を発生させる検出コイルを兼ねている。また、駆動コイル３の近傍には、ミラー部４２を揺動させるための磁界を周囲に発生させる磁界発生部４（図１参照）が配置されている。磁界発生部４としては、永久磁石が好適する。尚、ここでは、小型化されたミラー部を組み入れることを前提としているため、ミラー部の駆動コイル３が検出コイルを兼ねた構成例を示しているが、駆動コイル３と検出コイルとを個別に形成したミラー部であっても、本実施形態の駆動装置を同様に適用することができる。
　この駆動コイル３の一端は、コイル駆動部８に電気的に接続され、駆動パルスからなる駆動電圧が供給される。さらに、駆動コイル３の他端は、ミラー部４２の駆動（揺動）時に逆起電力を発生させるための逆起電流検出抵抗１１を介して接地されている。さらに、その他端は、逆起電力アンプ１２の入力端にも接続され、逆起電流検出抵抗１１により発生した電位を増幅して、図３に示すに示す逆起電力信号（ａ）として生成する。この逆起電力信号は、図面上では位相が逆転しているが駆動パルス（ｂ）と交流波形成分（ｃ）が合成された波形である。この逆起電力信号は、重畳駆動パルスキャンセル回路５に入力される。これらの信号波形においては、駆動パルスの駆動周波数と電磁アクチュエータの共振周波数が一致している状態を示し、ミラー部の最大振れ角度とメモリ書き込み位置が一致しているものとしている。
　重畳駆動パルスキャンセル回路５では、入力された逆起電力信号（ａ）に対して、逆位相の駆動パルス（ｂ）を加算することで、パルス波形成分を除去し、交流波形のみの逆位相パルス加算信号（ｃ）を生成する。この回路は、簡易な構成としては、位相反転回路と加算回路を用いた周知な構成でよい。
　本実施形態の位相検出部６は、Ａ／Ｄ変換回路１３と、メモリ１４と、相関演算部１５と、リファレンスメモリ１６と、加算部１７と、読み出しカウンタ１８と、シフト量カウンタ１９と、最小値検出保持部２０と、シフト量保持部２１とで構成される。
　詳細には、Ａ／Ｄ変換回路１３は、逆起電力信号（ｃ）に対して、デジタル化処理を行い、メモリ１４へ出力する。メモリ１４は、予め定められた周期分のデジタル化された逆位相パルス加算信号を一時的に記憶し、読み出しカウンタ１８からの指示信号（アドレス信号）によりサンプリングした逆起電力信号（Ｖ１）の指定区間を相関演算部１５に出力する。
　読み出しカウンタ１８は、加算部１７に指示信号を出力する。シフト量カウンタ１９は、位相のずれ量即ち、シフト量に対応するアドレス信号を出力する。加算部１７は、読み出しカウンタ１８及びシフト量カウンタ１９からそれぞれ出力されたアドレス信号を加算して、リファレンスメモリ１６に出力する。
　リファレンスメモリ１６は、駆動パルスと同じ周波数で同位相の関係を持った参照のための交流波形成分（サイン波形：ＳＩＮ波形）のリファレンス信号の波高（振幅）とアドレスとが関連づけて予め記憶されている。ここでは、ノイズ等の重畳発生が無い状態で、ミラー部４２が正常に駆動している時には、逆位相パルス加算信号（ｃ）即ち、交流波形信号Ｖ１と同等（同一周波数で同一位相）のリファレンス信号Ｖ２がリファレンスメモリ１６から出力されることを基準とする。
　相関演算部１５においては、交流波形信号Ｖ１に対して、異なるシフト量をそれぞれ加算された複数のリファレンス信号Ｖ２の相関関係を、それぞれに演算処理（例えば、ＳＡＤ計算：Σ｜Ｖ１－Ｖ２｜）し、算出された各相関演算値を最小値検出保持部２０に出力する。最小値検出保持部２０では、入力された相関演算値のうちで最も小さい値をシフト量保持部２１に保持指示信号として出力する。ここでは、相関演算値が小さいほど、即ち、相関が近いほど位相ずれが小さくなる。シフト量保持部２１は、入力した最小の相関演算値を保持する際に、シフト量カウンタ１９が出力した複数のシフト量の中から保持すべき最小の相関演算値が得られるシフト量を選択して関連づけて保持し、且つ選択されたシフト量を位相情報として、駆動パルス生成部７の比較器３１へ出力する。
　駆動パルス生成部７は、比較器３１と、カウンタ部３２と、Ｄ／Ａ変換回路３３と、ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）回路３４と、コントローラ３５とで構成される。これらのうち、比較器３１と、カウンタ部３２と、Ｄ／Ａ変換回路３３と、ＶＣＯ回路３４とで、駆動クロック生成部を構成し、位相情報に基づいて駆動パルス生成部のクロック周波数を決定する。
　駆動パルス生成部７は、シフト量保持部２１からの位相情報と、予め設定した基準位相の基準信号とを比較する。その比較結果において、検出された逆起電力信号の位相が基準となる基準信号の位相よりも進んでいた（検出された信号値の方が大きい）場合には、駆動周波数を下げる必要があるため、ＶＣＯ回路３４に供給される制御電圧を降下させる制御を行う。反対に、その逆起電力信号の位相が遅れていた（検出された信号値が小さい）場合には、ＶＣＯ回路３４に供給される制御電圧を上げて、駆動周波数を上げる制御を行う。
　具体的には、比較器３１は、予め設定した位相の基準位相情報信号（Ａ）とシフト量保持部２１からの位相情報信号（Ｂ）とを比較し、比較結果（Ａ＞Ｂ，Ａ＝Ｂ，Ａ＜Ｂ）をカウンタ部３２に出力する。カウンタ部３２においては、比較結果（Ａ＞Ｂ）即ち、基準値よりも検出された位相情報値が小さかった場合には、カウンタ値（制御電圧）を上げて出力する。一方、比較結果（Ａ＜Ｂ）で、基準値よりも検出された位相情報値が大きかった場合には、カウンタ値（制御電圧）を下げて出力する。比較結果（Ａ＝Ｂ）と同等と判断された場合には、同じカウンタ値を維持する。
　Ｄ／Ａ変換回路３３は、入力したそれぞれの制御電圧をデジタル化処理して、ＶＣＯ回路３４へ出力する。さらに、ＶＣＯ回路３４は入力された制御信号に基づく駆動周波数（クロック周波数）を生成して、コントローラ３５へ出力する。コントローラ３５は、ＶＣＯ回路３４から入力された駆動周波数に基づき、駆動パルス１，２を生成して、コイル駆動部８へ出力する。コイル駆動部８は、図４に示すミラー可動機構における駆動コイル３へ、パルス波形信号からなる駆動電圧を供給する。
　次に、図５を参照して、本実施形態の電磁アクチュエータ駆動装置の駆動制御について説明する。　
　本実施形態において、まず、コイル駆動部８に駆動パルス３）に基づく、駆動電圧が供給され、ミラー部４２の揺動が開始される。揺動によりパルス成分を除去した交流波形成分からなる逆起電力信号２）が生成され、揺動が安定した所定時間後、時間ｔ１から時間ｔ２における一周期分の逆起電力をサンプリングし、メモリ１４に記憶する。この記憶の際に、波形の波高（振幅長）とアドレスとが関連づけて記憶される。
　その後、読み出しカウンタ１８の指示に従い、時間ｔ２から時間ｔ４の期間において、メモリ１４から一周期の逆起電力信号をｎ回（実施形態では、３回）連続的に読み出し、交流波形信号Ｖ１として、相関演算部１５に出力する。ここで、交流波形の３周期分と設定したのは、ノイズ等により生じる位相ずれのずれ幅（図２の２）に示すずれ幅ｄ）は、ある程度想定できるため、その想定の範囲内で、中央の位相を基準として、前後に位相を移動させた３つの交流波形で判定可能なためである。尚、図５においては、駆動周波数と電磁アクチュエータの共振周波数が合っているため、ミラー部４２の最大振り角位置１）とメモリへの書き込み先頭位置が一致している。
　また、読み出しカウンタ１８は、メモリ１４への読み出し指示と同時に、加算部１７にもアドレスの指示を行う。この指示と並行して、シフト量カウンタ１９から図５の７）に示す周期毎に段階的にシフト量が増加するように設定されたアドレスを加算部１７に出力する。加算部１７では、読み出しカウンタ１８から指示されたアドレスと、シフト量カウンタ１９から指示されたアドレスとを加算した加算アドレスを生成し、リファレンスメモリ１６に出力する。
　リファレンスメモリ１６において、予め記憶されたサイン波形の交流波形信号のアドレスと、加算アドレスとは関連づけられて、加算アドレスに従った波高となる波形のリファレンス信号Ｖ２が生成される。リファレンス信号Ｖ２は、一周期毎にシフト量が変化するため、交流波形の位相がずれ、交流波形の線形が途切れたギャップが生じた波形となっている。
　このリファレンス信号Ｖ２と前述した交流波形信号Ｖ１とは、同時に相関演算部１５に入力されて相関演算される。詳細には、３周期分の交流波形信号Ｖ１のそれぞれの一周期に対して、一周期毎に位相がシフトされた交流波形のリファレンス信号Ｖ２と相関を取っている。この相関を取ることにより、図５の９）に示す相関演算値Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３が得られる。時間ｔ３から、算出された相関演算値Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３の内の最も最小となる演算値の検出が行われる。ここでは、相関演算値Ｓ２が最小の演算値となり、即ち、交流波形信号Ｖ１の位相に最も近い位相にシフトされたリファレンス信号となる。この最小の相関演算値を保持指示信号としてシフト量保持部２１に入力される。入力した最小の相関演算値を保持する際に、シフト量カウンタ１９が出力した複数のシフト量の中から保持すべき最小の相関演算値が得られるシフト量を選択して関連づけて保持する。
　図５においては、駆動周波数と電磁アクチュエータの共振周波数が合っているため、２回目の相関演算値Ｓ２が最小値となるので、シフト量保持部２１は、シフト量ゼロを位相情報として駆動パルス生成部７の比較器３１へ出力している。
　比較器３１では、位相情報と基準位相０とが比較され、位相が進んでいる（Ａ＜Ｂ）場合は、ＶＣＯ回路３４が出力する駆動周波数を下げるように制御する。このため、カウンタ部３２では、駆動パルスを生成するＶＣＯ回路３４に供給されている制御電圧を下げるように、Ｄ／Ａ変換回路３３に供給するカウンタ値を小さくする。反対に、位相が遅れている（Ａ＞Ｂ）場合は、ＶＣＯ回路３４が出力する駆動周波数を上げるため、駆動パルスを生成するＶＣＯに供給されている制御電圧を上げるようにＤ／Ａ変換回路３３に供給するカウンタ値を大きくする。
　本実施形態では、リファレンス信号Ｖ２が交流波形信号Ｖ１と同等（同一周波数で同一位相）の場合を例に説明したが、リファレンス信号Ｖ２は交流波形信号Ｖ１と同一位相でなくてもよい。リファレンス信号Ｖ２が交流波形信号Ｖ１と同一位相ではない場合、リファレンス信号Ｖ２と交流波形信号Ｖ１との位相差に基づいて位相の基準位相情報信号（Ａ）を予め設定しておけばよい。
　本実施形態によれば、逆起電力信号の一周期分の交流波形で生成した交流波形信号Ｖ１と、その波形信号Ｖ１と同一周波数で同一位相の交流波形信号に、一周期毎に任意の異なるシフト量を加えたリファレンス信号Ｖ２として生成する。この交流波形信号Ｖ１とリファレンス信号Ｖ２の相関演算により得られた位相情報を利用しているため、全体に乗っているノイズを相殺することができ、毎回安定した位相情報が出力され、高精度で安定した位相合わせ調整が可能となる。本実施形態では、ゼロクロス回路を用いずに位相情報を生成しているため、従来のように、ゼロクロス信号の変動による影響を受けることがない。
　［第２の実施形態］
　次に、第２の実施形態の電磁アクチュエータ駆動装置について説明する。本実施形態は、前述した相関演算処理に代わって、内積演算処理により、位相情報を取得する構成である。図６は、第２の実施形態に係る電磁アクチュエータ駆動装置の構成を示す図である。図７は、起電力信号と駆動パルスと逆起電力信号の関係を示す図である。本実施形態の構成部位において、前述した第１の実施形態と同等の構成部位には、同じ参照符号を付して、その詳細な説明を省略する。
　電磁アクチュエータ駆動装置１は、大別して、検出コイルを兼ねる駆動コイル（可動部）３、逆起電力検出部２、重畳駆動パルスキャンセル回路５、位相検出部６、駆動パルス生成部７、及びコイル駆動部８により構成されている。本実施形態のミラー可動機構は、第１の実施形態と同等な共振型ガルバノミラー（図４参照）を採用している。
　駆動コイル３の一端は、コイル駆動部８に電気的に接続され、駆動パルスからなる駆動電圧が供給される。さらに、駆動コイル３の他端は、逆起電力を発生させるための逆起電流検出抵抗１１を介して接地される。さらに、駆動コイル３の他端は、逆起電力アンプ１２の入力端にも接続され、逆起電流検出抵抗１１により発生した電位を増幅して、逆起電力信号（図５の２）を参照）として生成する。本実施形態においても、駆動パルスの駆動周波数と電磁アクチュエータの共振周波数が一致し、ミラー部の最大振れ角度とメモリ書き込み位置が一致しているものとする。
　重畳駆動パルスキャンセル回路５は、入力された逆起電力信号に対して、逆位相の駆動パルスを加算して、交流波形のみの逆起電力信号を生成する。　
　位相検出部６は、Ａ／Ｄ変換回路１３と、４つのレジスタ５１乃至５４と、内積演算処理を行う内積演算部５５とで構成される。Ａ／Ｄ変換回路１３は、交流波形の逆起電力信号をデジタル化処理し、各レジスタ５１乃至５４へそれぞれ出力する。各レジスタ５１乃至５４は、コントローラ３５から指示されたタイミングＴ１～Ｔ４により、それぞれ格納する。
　図７の３）サイン波形VR0に示すように、逆起電力のＡ／Ｄ変換回路１３より出力される交流波形の振幅のピーク値が駆動パルス１，２のＨレベルの略中央位置に一致する。このとき、４つのレジスタ５１～５４は、コントローラ３５の指示されたタイミングにより、駆動パルスと同相の半周期毎の交流波形（サイン波形VR0n）上で時間的に等間隔な４点（VR01，VR02，VR03，VR04）における振幅値Ｖn（Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４）をサンプリングしている。また、数式１に示す内積演算を行うために、サイン波形VR0とは、９０°位相がずれたコサイン波形（ＣＯＳ波形）VR90n上で時間的に等間隔な４点（VR901，VR902，VR903，VR904）における振幅値をサンプリングしている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　この９０度差となるコサインθ（cosθ）を用いた２つの関数の内積演算は、前述した第１の実施形態における２つの関数の相関を取ることと同様な位相情報を得ることができる。　
　この位相情報θを用いて、比較器３１では、位相情報と基準位相０が比較され、位相が進んでいる（Ａ＜Ｂ）場合は、ＶＣＯ回路３４が出力する駆動周波数を下げるように制御する。このため、カウンタ部３２では、駆動パルスを生成するＶＣＯ回路３４に供給されている制御電圧を下げるように、Ｄ／Ａ変換回路３３に供給するカウンタ値を小さくする。反対に、位相が遅れている（Ａ＞Ｂ）場合は、ＶＣＯ回路３４が出力する駆動周波数を上げるため、駆動パルスを生成するＶＣＯに供給されている制御電圧を上げるようにＤ／Ａ変換回路３３に供給するカウンタ値を大きくする。
　以上説明したように、本実施形態によれば、ミラー部の揺動により発生させた逆起電力信号から複数の振幅値を取得して、交流波形に対して９０°位相ずれした信号波形との内積演算により、位相情報を取得している。このため、ノイズが重畳したとしても、全体に乗っているノイズを相殺することができ、毎回安定した位相情報が出力され、高精度で安定した位相合わせ調整が可能となる。本実施形態は、前述した第１の実施形態と同様に、ゼロクロス回路を用いずに位相情報を生成しているため、従来のように、ゼロクロス信号の変動による影響を受けることがない。
　また、前述した各実施形態において、情報を光学的に読み取るスキャナ装置に電磁アクチュエータ駆動装置を搭載する構成例について説明したが、電磁アクチュエータ駆動装置は、情報を走査光として照射するプロジェクタ装置に対しても同様に搭載することができ、同等の効果を得ることができる。
１…電磁アクチュエータ駆動装置、２…逆起電力検出部、３…駆動コイル、３ａ…コイル電極、４…磁界発生部、５…重畳駆動パルスキャンセル回路（駆動パルスキャンセル部）、６…位相検出部、７…駆動パルス生成部、８…コイル駆動部、１１…逆起電流検出抵抗、１２…逆起電力アンプ、１３…Ａ／Ｄ変換回路、１４…メモリ、１５…相関演算部、１６…リファレンスメモリ、１７…加算部、１８…読み出しカウンタ、１９…シフト量カウンタ、２０…最小値検出保持部、２１…シフト量保持部、３１…比較器、３２…カウンタ部、３３…Ｄ／Ａ変換回路、３４…ＶＣＯ回路、３５…コントローラ、４１…枠部、４２…ミラー部、４３…支柱、５１～５４…レジスタ、５５…内積演算部。

Claims (6)

  1. 　揺動可能に軸支される可動部と、
    　前記可動部の周辺に形成した駆動コイルと、
    　前記駆動コイルに磁界を作用させる磁界発生部と、
    　前記駆動コイルに磁界を発生させる駆動パルスを供給する駆動パルス生成部と、
    　前記駆動コイルから揺動により生成される逆起電力信号を検出する逆起電力検出部と、
    　前記逆起電力信号に前記駆動パルスを逆位相化したパルス信号を加算して、パルス波形成分を除去した逆位相パルス加算信号を生成する駆動パルスキャンセル部と、
    　前記駆動パルスと同一周波数のサイン波形と、前記逆位相パルス加算信号との演算にて、位相情報を算出する演算部と、
    　前記位相情報に基づいて、前記駆動パルス生成部のクロック周波数を決定する駆動クロック生成部と、
    を具備することを特徴とする電磁アクチュエータ駆動装置。
  2. 　前記逆位相パルス加算信号から一周期分の交流波形を取り出して連続させることで交流波形を生成し、該交流波形と前記サイン波形の相関演算にて前記位相情報が生成されることを特徴とする請求項１に記載の電磁アクチュエータ駆動装置。
  3. 　前記逆位相パルス加算信号の交流波形信号から取得された複数の振幅値に、駆動パルスと同じ周波数のサイン波形で内積演算を行い、位相情報が生成されることを特徴とする請求項１に記載の電磁アクチュエータ駆動装置。
  4. 　前記相関演算において、相関演算に用いるサイン波形は、相関演算毎に異なる位相シフト量を付与した相関演算を複数回行い、相関値が最も低いときの位相シフト量を位相情報として出力することを特徴とする請求項２に記載の電磁アクチュエータ駆動装置。
  5. 　前記駆動クロック生成部は、前記位相情報と、予め設定した基準位相値とを大小比較して、前記駆動パルスの周期毎にアップダウンカウンタ値を更新し、アップダウンカウンタ値に比例した周波数に変更して出力することを特徴とする請求項１に記載の電磁アクチュエータ駆動装置。
  6. 　前記駆動クロック生成部は、前記位相情報と、予め設定した基準位相値の差の計算と大小比較の両方を行い、アップダウンカウンタ値を更新する際、大小比較でカウントの方向を、差によって更新ステップ量を決定し、カウンタ値に比例した周波数のクロックを出力することを特徴とする請求項１に記載の電磁アクチュエータ駆動装置。
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