WO2016203709A1 - モータ駆動装置 - Google Patents

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WO2016203709A1
WO2016203709A1 PCT/JP2016/002446 JP2016002446W WO2016203709A1 WO 2016203709 A1 WO2016203709 A1 WO 2016203709A1 JP 2016002446 W JP2016002446 W JP 2016002446W WO 2016203709 A1 WO2016203709 A1 WO 2016203709A1
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WO
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regenerative current
switching element
regenerative
voltage
stator coil
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Application number
PCT/JP2016/002446
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English (en)
French (fr)
Inventor
酒井　剛志
章友 山仲
Original Assignee
株式会社デンソー
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Publication date
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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    • H02P23/0086—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control specially adapted for high speeds, e.g. above nominal speed
    • H02P23/009—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control specially adapted for high speeds, e.g. above nominal speed using field weakening
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F25—REFRIGERATION OR COOLING; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS; MANUFACTURE OR STORAGE OF ICE; LIQUEFACTION SOLIDIFICATION OF GASES
    • F25B—REFRIGERATION MACHINES, PLANTS OR SYSTEMS; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS
    • F25B13/00—Compression machines, plants or systems, with reversible cycle
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F25—REFRIGERATION OR COOLING; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS; MANUFACTURE OR STORAGE OF ICE; LIQUEFACTION SOLIDIFICATION OF GASES
    • F25B—REFRIGERATION MACHINES, PLANTS OR SYSTEMS; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02P3/06—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters for stopping or slowing an individual dynamo-electric motor or dynamo-electric converter
    • H02P3/18—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters for stopping or slowing an individual dynamo-electric motor or dynamo-electric converter for stopping or slowing an ac motor
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/60—Controlling or determining the temperature of the motor or of the drive
    • H02P29/68—Controlling or determining the temperature of the motor or of the drive based on the temperature of a drive component or a semiconductor component

Definitions

  • the present disclosure relates to a motor driving device that drives a permanent magnet synchronous motor using an inverter circuit.
  • the inverter circuit when the regenerative current from the motor is large, the inverter circuit may be damaged by the regenerative current.
  • the motor is stopped from being driven using field weakening control, a relatively large regenerative current flows through the inverter circuit, and the inverter circuit is easily damaged.
  • This disclosure is intended to provide a motor drive device capable of suppressing the inverter circuit from being damaged by the regenerative current.
  • a motor including a stator having a multi-phase stator coil and a rotor having a permanent magnet, and the rotor being rotationally driven by an interaction between the stator coil to which an AC voltage is input and the permanent magnet.
  • a unit having a switching element and a free-wheeling diode connected in reverse parallel to the switching element, the inverter circuit provided in pairs corresponding to each phase of the plurality of phases, and switching the switching element, And a control device that controls the inverter circuit so as to convert the DC voltage into the AC voltage and output the DC voltage to the stator coil.
  • the control device includes a field weakening control unit that performs field weakening control for adjusting the output of the AC voltage to the stator coil such that a magnetic field generated by the stator coil weakens a field magnetic flux of the rotor, and the field weakening control.
  • a field weakening control unit that performs field weakening control for adjusting the output of the AC voltage to the stator coil such that a magnetic field generated by the stator coil weakens a field magnetic flux of the rotor, and the field weakening control.
  • the regenerative current from the stator coil flows to the return diode among the switching elements.
  • a regenerative current control unit configured to switch a regenerative side switching element that is the switching element of the unit that is not present, and to conduct the regenerative current to the counter regenerative side switching element.
  • the regenerative current when the output of the AC voltage to the stator coil is stopped during the field weakening control, the regenerative current can be supplied to the reverse regeneration side switching element. Accordingly, when the motor is stopped during field weakening control and a relatively large regenerative current flows through the inverter circuit, the regenerative current can be distributed and flowed not only through the freewheeling diode but also through the reverse regeneration side switching element. In this way, the inverter circuit can be prevented from being damaged by the regenerative current.
  • FIG. 1 is a circuit diagram partially showing a circuit including an electric compressor in the first embodiment to which the present disclosure is applied
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a part of the inverter circuit of the first embodiment.
  • FIG. 3 is a flowchart showing a part of the schematic control operation of the motor control device of the first embodiment.
  • FIG. 4 is a flowchart showing the remainder of the schematic control operation of the motor control device of the first embodiment.
  • FIG. 5 is a time chart showing an example of changes in interphase voltage and phase current when output from the inverter circuit to the stator coil is stopped during field weakening, FIG.
  • FIG. 6 is a time chart showing an example of a current flowing through each switching element and diode immediately after the output to the stator coil is stopped during the field weakening.
  • FIG. 7 is a circuit diagram for explaining an example of a path of the regenerative current flowing through the inverter circuit.
  • FIG. 8 is a time chart showing an example of a current flowing through each switching element and diode immediately after stopping output to the stator coil during field weakening in the comparative example
  • FIG. 9 is a circuit diagram for explaining another example of the path of the regenerative current flowing through the inverter circuit.
  • FIG. 10 is a flowchart showing a part of the schematic control operation of the motor control device of the second embodiment.
  • FIG. 11 is a flowchart showing a part of the schematic control operation of the motor control device of the third embodiment.
  • FIG. 12 is a flowchart showing a part of the schematic control operation of the motor control device of the fourth embodiment.
  • FIG. 13 is a flowchart showing a part of the schematic control operation of the motor control device of the fifth embodiment.
  • the motor driving device of this embodiment is for driving a synchronous motor 12 of an electric compressor 10.
  • the synchronous motor 12 is a high-voltage electric motor and corresponds to the motor in this embodiment.
  • the electric compressor 10 is a compressor disposed in a heat pump cycle of a vehicle air conditioner using, for example, carbon dioxide as a refrigerant, and drives a compression mechanism 11 as a load by a built-in synchronous motor 12.
  • the electric compressor 10 is an electric compressor that compresses and discharges the gas-phase refrigerant in the compression mechanism 11.
  • the compression mechanism 11 compresses the refrigerant to a critical pressure or higher and discharges it.
  • the compression mechanism 11 for example, a scroll compression mechanism or a rotary compression mechanism using a vane can be employed.
  • the synchronous motor 12 of the present embodiment is, for example, a synchronous motor having a four-pole three-phase stator coil that rotationally drives a rotor having a permanent magnet embedded therein.
  • the synchronous motor 12 is a permanent magnet synchronous motor whose rotor is driven to rotate by the interaction between the stator coil to which an AC voltage is input and the permanent magnet of the rotor.
  • the DC power supply 20 shown in FIG. 1 is a DC voltage supply source composed of a high voltage battery capable of outputting a voltage of 288V, for example.
  • a high voltage relay system 50 is disposed on a pair of buses 30 extending from the DC power supply 20 to the inverter circuit 40.
  • the high voltage relay system 50 includes a plurality of relays and resistors. When applying a high voltage, the high voltage relay system 50 starts the voltage application in a path having a resistor and then switches to a path having no resistor so that no inrush current flows in the bus 30. It has a function to do.
  • the high voltage relay system 50 is configured to cut off the power feeding path when an abnormal state is detected in the electric compressor 10 or the like.
  • capacitors 60 and 70 as smoothing devices are interposed between a pair of buses 30 that are power supply paths from the DC power supply 20 to the inverter circuit 40.
  • Capacitor 60 is provided to smooth a voltage that fluctuates due to the influence of another electrical device 9 connected in parallel to inverter circuit 40 with respect to bus 30.
  • the electric device 9 include a vehicle driving motor drive device, a charging device, and a step-down DC / DC conversion device.
  • the electric device 9 is the main driving device among the motor driving devices fed from the DC power supply 20.
  • the drive device including the inverter circuit 40 is a drive device.
  • the main drive device is, for example, a device that has a larger input power fed from the DC power supply 20 than the subordinate drive device.
  • the main drive device may be a device that is preferentially supplied with power when it is difficult to supply power to both drive devices.
  • the DC power source 20 causes the bus 30 to be affected by the electric device 9.
  • the fluctuation of the voltage applied to the inverter circuit 40 via the terminal is likely to increase.
  • the capacitor 60 is provided to suppress this voltage fluctuation.
  • the capacitor 70 is provided to absorb surges and ripples that are generated when the switching elements of the inverter circuit 40 are switched.
  • a coil 80 is disposed between the connection point of the capacitor 60 and the connection point of the capacitor 70 of one bus 30.
  • the coil 80 is provided to suppress interference between the two capacitors 60 and 70 provided in parallel between the bus bars 30.
  • the coil 80 is provided for the purpose of changing the resonance frequency generated by the relationship between the capacitor 60 and the capacitor 70.
  • the capacitor 70 as a capacitor element and the coil 80 as a coil element provided in the inverter circuit 40 constitute a so-called LC filter circuit.
  • the coil 80 is a so-called normal coil.
  • the coil 80 may be a coil component of a wiring that connects the capacitor 60 and the capacitor 70. Further, a so-called common coil may be interposed between the capacitor 60 and the capacitor 70.
  • the inverter circuit 40 has U-phase, V-phase, and W-phase arms corresponding to the stator coil of the synchronous motor 12, and the DC voltage input through the bus 30 is AC-converted by pulse width modulation. It is converted into voltage and output.
  • the pulse width modulation may be simply referred to as PWM.
  • the U-phase arm has an upper arm in the figure in which the switching element Tr1 and the reflux diode D1 are connected in antiparallel, and a lower part in the figure in which the switching element Tr2 and the diode D2 are connected in antiparallel.
  • the lower arm is connected in series.
  • an output line 45 extending from a connection portion between the upper arm and the lower arm is connected to the motor coil.
  • the anti-parallel connection means that the switching element and the diode are connected in parallel such that the positive charge flow direction of the switching element and the positive charge flow direction of the diode are opposite to each other.
  • the V-phase arm is connected in series with the upper arm in the figure, which is connected in reverse parallel to the switching element Tr3 and the reflux diode D3, and the lower arm in the figure, which is connected in reverse parallel to the switching element Tr4 and the diode D4.
  • the W-phase arm is connected in series with the upper arm in the upper part of the figure, in which the switching element Tr5 and the return diode D5 are connected in antiparallel, and the lower arm in the lower part of the figure, in which the switching element Tr6 and the diode D6 are connected in antiparallel. Configured.
  • an output line 45 extending from a connection portion between the upper arm and the lower arm is connected to the motor coil.
  • the diodes D1 to D6 are free-wheeling diodes in the present embodiment.
  • the inverter circuit 40 includes a pair of units each including a switching element and a free wheel diode connected in reverse parallel to the switching element, corresponding to each phase of the U phase, the V phase, and the W phase.
  • Each of the upper arm and the lower arm of each phase arm corresponds to a unit in this embodiment.
  • the switching element for example, an element such as IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) can be used.
  • the arm composed of the switching element and the diode may be an element such as RCIGBT (Reverse Conducting Insulated Gate Bipolar Transistor) that is a power semiconductor in which an IGBT and a diode for reverse conduction are integrated on one chip.
  • RCIGBT Reverse Conducting Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the output line 45 is provided with a current detection device 90 that detects a current flowing through the output line 45 of one phase or a plurality of phases.
  • the current detector 90 can employ a current transformer method, a Hall element method, a shunt resistance method, or the like.
  • the current detection device 90 outputs the detected current information to the control device 100.
  • a voltage detection device 95 that detects a voltage between the buses 30 at a connection portion of the capacitor 70 is provided.
  • a resistance voltage dividing method or the like can be employed.
  • the voltage detection device 95 outputs the detected voltage information to the control device 100.
  • the inverter circuit 40 is provided with, for example, a thermistor 41 as a temperature detection device for detecting the temperature of the switching element and the diode.
  • the element temperature detected by the thermistor 41 is output to the control device 100.
  • the control device 100 controls the driving of the synchronous motor 12 by controlling the switching operation of the switching elements Tr1 to Tr6 of the inverter circuit 40.
  • the control device 100 inputs a compressor rotation speed command from an air conditioner control device 101 which is an example of a host control device.
  • the air conditioner control device may be referred to as an A / C control device.
  • the rotational speed command from the A / C control device 101 is an example of a motor driving state command.
  • the host control device may be a control device for vehicle control.
  • the host control device has a function of transmitting an on / off command for the operation flag of the compressor to the control device 100.
  • the control device 100 inputs the motor coil current information detected by the current detection device 90 and the voltage information detected by the voltage detection device 95. Based on the input information, the control device 100 calculates the rotational position of the motor without a position sensor. In addition, the control device 100 inputs element temperature information detected by the thermistor 41. The control device 100 determines a voltage command for controlling the synchronous motor 12 based on the input information and calculation information described above, generates a PWM wave that is a switching signal, and outputs the PWM wave to the inverter circuit 40.
  • the control device 100 is configured with, for example, a microcomputer or a dedicated IC as hardware.
  • the control device 100 includes a detection circuit unit 100a, a control unit 100b, and a drive circuit unit 100e.
  • the detection circuit unit 100a receives the temperature information signal from the thermistor 41, the current information signal from the current detection device 90, and the voltage information signal from the voltage detection device 95, and converts them into state quantities used for control calculation.
  • the control unit 100b inputs a compressor rotation speed command from the host control device and a state quantity from the detection circuit unit 100a, and outputs control information for realizing motor rotation speed-current control without a position sensor as a modulation signal. To do.
  • the drive circuit unit 100e is composed of components that generate drive signals for operating the inverter circuit 40.
  • the drive circuit unit 100e receives the modulation signal from the control unit 100b and outputs a PWM wave signal, which is a pulsed drive signal, to the inverter circuit 40.
  • the control unit 100b includes a field weakening control unit 100c and a regenerative current control unit 100d.
  • the field weakening control unit 100 c performs field weakening control for adjusting the output of the AC voltage to the stator coil so that the magnetic field generated by the stator coil of the synchronous motor 12 weakens the field magnetic flux of the rotor of the synchronous motor 12. For example, when the induced voltage is larger than the power supply voltage, the field weakening control unit 100c weakens the field magnetic flux by causing a negative current to flow in the d-axis direction, which is the magnetic flux direction created by the magnetic poles of the rotating rotor.
  • the field weakening control unit 100c controls the motor terminal voltage within the limit value by flowing a negative d-axis current.
  • the field weakening control unit 100c can increase the rotation speed limit of the synchronous motor 12 by performing the field weakening by, for example, advancing the current phase when the synchronous motor 12 rotates at a high speed.
  • the regenerative current control unit 100d performs distributed control to distribute the flow of the regenerative current that is regenerated by the stator coil of the synchronous motor 12 and flows through the inverter circuit 40 when the synchronous motor 12 stops from the rotational drive state.
  • the regenerative current control unit 100d switches part of the switching elements Tr1 to Tr6 of the inverter circuit 40 and distributes the regenerative current from the stator coil.
  • the electric compressor 10 including the inverter circuit 40 and the control device 100 is disposed, for example, in an engine room of an automobile.
  • the electric compressor 10 constitutes, for example, a refrigeration cycle device for a vehicle air conditioner together with a radiator, a decompressor, and an evaporator.
  • the synchronous motor 12, the inverter circuit 40, and the control device 100 can be cooled by the refrigerant circulating in the refrigeration cycle.
  • the control unit 100b corresponds to a substantial control device in the present embodiment.
  • the control unit 100b acquires an operation flag for operating the synchronous motor 12 of the electric compressor 10 from the A / C control device 101 (step 110).
  • step 120 based on the rotational speed command input from the A / C control device 101, the synchronous motor 12 is driven so that the rotational speed of the synchronous motor 12 becomes the rotational speed command value (target rotational speed).
  • the control unit 100b outputs a modulated wave signal, which is a voltage command applied to the motor coil of the synchronous motor 12, to the drive circuit unit 100e.
  • the drive circuit unit 100e generates a switching wave for switching the switching elements Tr1 to Tr6 of each phase arm by comparing the input modulated wave signal and the carrier wave, and outputs it as a pulsed drive signal.
  • step 120 When step 120 is executed, a calculation is performed to determine whether or not a weak field is necessary in the basic motor control, and a flag for determining whether or not a weak field is necessary is set (step 125).
  • step 125 for example, it is determined whether or not field weakening is necessary by comparing the power supply voltage with the induced voltage induced in the stator coil, and a field weakening necessity flag is set.
  • step 125 it is determined whether or not to perform field weakening control based on the setting state of the field weakening necessity flag (step 130).
  • the control unit 100b executes the field weakening control by the field weakening control unit 100c (step 135).
  • step 135 an operation flag for operating the synchronous motor 12 is acquired from the A / C control device 101 (step 140). If it is determined in step 130 that field weakening is not performed, step 135 is passed and step 140 is executed. After step 140 is executed, it is determined whether or not the operation flag acquired in step 140 is on (step 145). If it is determined in step 145 that the operation flag is on, the A / C control device 101 has commanded the rotational drive state of the synchronous motor 12, and therefore the process returns to step 120.
  • step 145 If it is determined in step 145 that the operation flag is OFF, the A / C control device 101 instructs the synchronous motor 12 to stop rotating, and the process proceeds to step 150 in FIG.
  • step 150 when it is determined in step 145 that the operation flag is off, it is determined whether or not the field weakening control is being performed by the field weakening control unit 100c by executing step 135. In step 150, it is synonymous with whether or not YES is determined in step 130 immediately before the operation flag is determined OFF in step 145.
  • step 150 When it is determined in step 150 that field weakening control is being performed, the current flowing through the output line 45 is detected via the detection circuit unit 100a (step 155). Next, the phase of the regenerative current is determined based on the current detected in step 155, and the diode through which the regenerative current flows is identified from the diodes D1 to D6 of the inverter circuit 40 (step 160).
  • step 165 When the diode through which the regenerative current flows is specified in step 160, a switching element to be switched to determine the regenerative current is determined (step 165). In step 165, among the switching elements Tr1 to Tr6, a switching element in which the diode through which the regenerative current specified in step 160 flows is not connected in reverse parallel is selected and determined.
  • the inverter circuit 40 includes a pair of units each including a switching element and a free wheel diode connected in reverse parallel to the switching element, corresponding to each phase of the U phase, the V phase, and the W phase. Therefore, in step 165, in each of the U-phase, V-phase, and W-phase arms, the switching element of the arm on the opposite side to the arm side through which the regenerative current flows in the diode is selected.
  • a unit having a combination of the switching element Tr1 and the diode D1 constitutes the upper arm
  • a unit having a combination of the switching element Tr2 and the diode D2 constitutes the lower arm. Therefore, in the U-phase arm, when the regenerative current flows through the diode D1, the switching element Tr2 is selected and determined. When the regenerative current flows through the diode D2, the switching element Tr1 is selected and determined.
  • the switching elements are similarly determined for the V-phase arm and the W-phase arm.
  • each phase arm is composed of units each having a switching element and a diode.
  • the side of the unit through which the regenerative current from the stator coil flows in the diode is called the regenerative side
  • the side of the unit in which the regenerative current from the stator coil does not flow in the diode is called the counter-regenerative side.
  • the regeneration side diode is specified, and in step 165, the reverse regeneration side switching element is selected and determined.
  • step 165 When step 165 is executed, regenerative current dispersion control is performed to distribute and flow the regenerative current (step 170).
  • step 170 the switching element determined in step 165 is switched.
  • step 170 the switching element is switched at a frequency higher than the electrical angular frequency of the synchronous motor 12. For example, in step 170, the switching element is switched at the same frequency as the carrier frequency when performing basic motor control in step 120.
  • step 170 it is determined whether or not to continue the distributed control (step 175).
  • step 175 for example, it is determined whether or not the regenerative current value detected via the detection circuit unit 100a is equal to or less than a predetermined value, and it is determined whether or not to continue the distributed control. Further, in step 175, for example, it is determined whether or not a predetermined time determined based on the reduction characteristic of the regenerative current value when performing the regenerative current dispersion control has elapsed, and it is determined whether or not to continue the dispersion control. To do.
  • the control operations in steps 155 to 175 are executed by the regenerative current control unit 100d in the control unit 100b.
  • step 175 If it is determined in step 175 that the distributed control is to be continued, the process returns to step 155. On the other hand, if it is determined in step 175 that the distributed control is not continued, the motor drive control is stopped (step 180). If it is determined in step 150 that field-weakening control is not being performed, step 155 to step 175 are passed and step 180 is proceeded to. In step 180, the output of the switching signal through the drive circuit unit 100e is stopped, and the operation flag and the weak field necessity flag are initialized. When step 180 is executed, the control operation is terminated, and the electric compressor 10 is supplied with electric power and waits until the next control operation starts.
  • FIG. 5 shows an example when the output from the inverter circuit to the stator coil is stopped during the field weakening.
  • the upper part in the figure shows the change in the output line voltage, which is the interphase voltage
  • the lower part in the figure shows the change in the phase current.
  • all the currents of the three phases once converge to 0 A, and then the current flows again as the synchronous motor 12 rotates by inertial force or the like.
  • the part that appears to be blacked out is the part where the voltage repeatedly fluctuates at high speed with the high-speed on / off switching operation of the switching element. is there.
  • FIG. 6 shows an example of the current flowing through each switching element and diode immediately after the output to the stator coil is stopped during the field weakening in this embodiment.
  • a current flows through the diodes D2, D3, and D6 of the regeneration side arm of the inverter circuit 40, but the switching elements Tr1, Tr4, and Tr5 of the counter-regeneration side arm are switched, and a regeneration current is also passed through these switching elements.
  • the switching elements Tr1, Tr4, Tr5 are switched at 20 kHz.
  • the regenerative current When the switching element Tr1 on the non-regenerative side is turned on and a regenerative current flows, the regenerative current hardly flows through the diode D2 on the regenerative side. That is, the regenerative current can be dispersed by switching the switching element Tr1 and alternately flowing the regenerative current through the diode D2 and the switching element Tr1. Similarly, the regenerative current can be dispersed by switching the switching element Tr4 and flowing the regenerative current alternately to the diode D3 and the switching element Tr4. Further, the regenerative current can be dispersed by switching the switching element Tr5 and alternately flowing the regenerative current through the diode D6 and the switching element Tr5.
  • the current flowing through the stator coil of the synchronous motor 12 changes with an electrical angular period when the synchronous motor 12 is rotating. For this reason, it is necessary to change the phase in which the regenerative current is dispersed by the dispersion control according to the state of the synchronous motor 12.
  • the non-regenerative side switching element is switched at a frequency higher than the electrical angular frequency of the synchronous motor 12.
  • the reverse regeneration side switching element is switched at the same carrier frequency, for example, 20 kHz, when driving the synchronous motor 12 is controlled.
  • FIG. 7 shows an example of a regenerative current that flows through the inverter circuit 40 due to regeneration in the stator coil of the synchronous motor 12 in a state where output from the inverter circuit 40 to the stator coil is stopped.
  • regenerative current flows through the upper-phase diodes D1 and D3 of the U-phase and V-phase and the lower-arm diode D6 of the W-phase.
  • the switching elements Tr2 and Tr4 of the lower arm of the U phase and the V phase are turned on and off, and the switching element Tr5 of the upper arm of the W phase is turned on and off,
  • the regenerative current can also be distributed and passed through the path indicated by the dotted line.
  • the control unit 100b of the control device 100 includes the field weakening control unit 100c and the regenerative current control unit 100d.
  • the regenerative current control unit 100d switches the non-regenerative side switching element when the operation flag is turned off and the voltage output to the stator coil is stopped while the field weakening control unit 100c is performing field weakening control. Then, a regenerative current is conducted to the element.
  • the regenerative current can be supplied to the reverse regeneration side switching element. Therefore, when the synchronous motor 12 is stopped during the field weakening control and a relatively large regenerative current flows through the inverter circuit 40, the regenerative current can be distributed and flowed not only to the freewheeling diode but also to the reverse regeneration side switching element. . In this way, it is possible to suppress the inverter circuit 40 from being damaged by the regenerative current.
  • the inverter circuit 40 When the motor terminal voltage is suppressed below the limit value by the field weakening control, the inverter circuit 40 is stopped by acquiring the stop command for the synchronous motor 12 from the host controller, and the output to the stator coil is stopped. A large regenerative current flows through 40. This is because the regenerative current due to the energy accumulated in the stator coil of the synchronous motor 12 and the regenerative current due to the induced voltage flow to the inverter circuit 40. According to this embodiment, the inverter circuit 40 can be protected by controlling the regenerative current flowing in the inverter circuit 40 in a distributed manner.
  • a reflux current flows from the counter-regenerative side switching element to the synchronous motor 12 side, so that a torque that suppresses the rotation of the synchronous motor 12 can be generated. Therefore, the synchronous motor 12 can be quickly decelerated to reduce the induced voltage, and the current value of the regenerative current can be quickly reduced.
  • the regenerative current control unit 100d switches the non-regenerative side switching element at a frequency higher than the electrical angular frequency of the synchronous motor 12. According to this, the temperature rise of the non-regenerative switching element due to conduction of the regenerative current can be suppressed. Therefore, even if the regenerative current is distributed and applied to the non-regenerative switching element, it is possible to reliably suppress the inverter circuit 40 from being damaged by the regenerative current.
  • the regenerative current control unit 100d switches all the regenerative switching elements. According to this, a regenerative current can be sent through all the regenerative switching elements. Therefore, the regenerative current can be distributed and flowed reliably, and the inverter circuit 40 can be more reliably prevented from being damaged by the regenerative current.
  • the load driven by the synchronous motor 12 of the present embodiment is the compression mechanism 11 that sucks and compresses the refrigerant in the refrigeration cycle.
  • the load of the synchronous motor 12 is the refrigerant compression mechanism of the refrigeration cycle
  • the regenerative energy of the synchronous motor 12 tends to be relatively large due to the refrigerant pressure and the moment of inertia of the compression mechanism 11. Therefore, even when the motor load is the refrigerant compression mechanism 11 and the regenerative energy of the synchronous motor 12 is relatively large, the inverter circuit 40 can be prevented from being damaged by the regenerative current.
  • the regenerative current control unit 100d switches all the switching elements on the regenerative side, but the present invention is not limited to this. A part of the reverse regeneration side switching element may be switched.
  • FIG. 9 shows a regenerative current that flows through the inverter circuit 40 due to regeneration in the stator coil of the synchronous motor 12 in a state where output from the inverter circuit 40 to the stator coil is stopped.
  • 9 shows an example in which regenerative current flows through the upper-phase diodes D1 and D3 of the U-phase and V-phase and the lower-arm diode D6 of the W-phase as in the example shown in FIG.
  • the regenerative current flows through the diodes D1 and D3 for two phases in the upper arm, and the regenerative current flows through the diode D6 for one phase in the lower arm. Therefore, at the time timing in the state of FIG. 9, more regenerative current flows through the W-phase diode D6 than the U-phase and V-phase diodes D1 and D3, and the W-phase diode D6 is more strict with respect to the regenerative current. Is in a state. Therefore, by performing on / off control of the switching element Tr5 of the upper arm of the W phase, it is possible to distribute the regenerative current through the path indicated by the broken line in FIG.
  • the second embodiment is different from the first embodiment described above in that dispersion control of the regenerative current is performed so that the loss of the element through which the regenerative current flows is substantially equal.
  • symbol is attached
  • Components having the same reference numerals as those in the drawings according to the first embodiment and other configurations not described in the second embodiment are the same as those in the first embodiment, and have the same effects. .
  • the regenerative current control unit 100d of the present embodiment calculates the loss due to the switching operation of the switching element to be switched (Step 210).
  • the loss due to the switching operation of the switching element may be referred to as SW loss.
  • the loss due to the diode through which the regenerative current flows is calculated (step 215).
  • the loss due to the diode may be referred to as D loss.
  • SW loss and D loss are calculated based on the current value detected in step 155. Further, the SW loss and the D loss are calculated on the assumption that switching of the reverse regeneration side switching element is performed at a predetermined duty ratio.
  • the predetermined duty ratio can be, for example, the duty ratio in the normal mode selected in step 225.
  • step 215 it is determined whether or not the absolute value of the difference between the SW loss and the D loss is smaller than a predetermined value (step 220).
  • the normal mode is selected as the regenerative current dispersion control mode (step 225). That is, when the difference between the SW loss and the D loss is relatively small and approximate, the process proceeds to step 225 and the normal mode is selected.
  • the normal mode is a mode in which the reverse regeneration side switching element is switched at a predetermined duty ratio fixed in advance, similarly to the switching of the reverse regeneration side switching element in the first embodiment.
  • the predetermined duty ratio can be set to 0.5, for example, where the ON time and OFF time of switching are equivalent.
  • step 230 it is determined whether the SW loss is greater than the D loss (step 230). If it is determined in step 230 that the SW loss is smaller than the D loss, the correction A mode is selected as the regenerative current dispersion control mode (step 235). The correction A mode is a mode in which the duty ratio is adjusted so that the SW loss is increased and the D loss is reduced as compared with the normal mode. If it is determined in step 230 that the SW loss is greater than the D loss, the correction B mode is selected as the regenerative current dispersion control mode (step 240). The correction B mode is a mode in which the duty ratio is adjusted so that the SW loss is reduced and the D loss is increased as compared with the normal mode.
  • Step 170 the switching element determined in Step 165 is switched in the mode selected and set in any of Step 225, Step 235, and Step 240 executed immediately before.
  • the regenerative current control unit 100d sets the anti-regenerative switching element so that the absolute value of the difference in mutual loss is less than or equal to a predetermined value for the diode and the regenerative switching element through which the regenerative current flows. Switch.
  • the loss in the diode through which the regenerative current flows and the switching element through which the regenerative current flows can be made almost equal. Therefore, the amount of heat generated in the diode through which the regenerative current flows and the switching element through which the regenerative current flows can be made substantially uniform. As a result, the inverter circuit 40 can be more reliably prevented from being damaged by the regenerative current.
  • the third embodiment differs from the second embodiment described above in that the regenerative current distribution control is performed so that the regenerative current values of the elements through which the regenerative current flows are substantially equal.
  • symbol is attached
  • Components having the same reference numerals as those in the drawings according to the first and second embodiments, and other configurations not described in the third embodiment are the same as those in the first and second embodiments, and have similar functions. There is an effect.
  • the regenerative current control unit 100d of the present embodiment calculates a regenerative current value flowing through the switching element to be switched (Step 310).
  • the regenerative current value flowing through the switching element may be referred to as a SW regenerative current value.
  • the regenerative current value in the diode through which the regenerative current flows is calculated (step 315).
  • the regenerative current value in the diode may be referred to as a D regenerative current value.
  • the SW regenerative current value and the D regenerative current value are calculated based on the current value detected in step 155.
  • the SW regenerative current value and the D regenerative current value are calculated on the assumption that switching of the reverse regeneration side switching element is performed at a predetermined duty ratio.
  • the predetermined duty ratio can be, for example, the duty ratio in the normal mode selected in step 225.
  • step 315 it is determined whether or not the absolute value of the difference between the SW regenerative current value and the D regenerative current value is smaller than a predetermined value (step 320).
  • the normal mode is selected as the regenerative current dispersion control mode (step 225). That is, when the difference between the SW regenerative current value and the D regenerative current value is relatively small and approximates, the process proceeds to step 225 and the normal mode is selected.
  • step 320 If it is determined in step 320 that the absolute value of the difference between the SW regenerative current value and the D regenerative current value is greater than or equal to a predetermined value, it is determined whether or not the SW regenerative current value is greater than the D regenerative current value. (Step 330). If it is determined in step 330 that the SW regenerative current value is smaller than the D regenerative current value, the correction A mode is selected as the regenerative current dispersion control mode (step 335).
  • the correction A mode is a mode in which the duty ratio is adjusted so that the SW regenerative current value is increased and the D regenerative current value is decreased as compared with the normal mode.
  • the correction B mode is selected as the regenerative current dispersion control mode (step 340).
  • the correction B mode is a mode in which the duty ratio is adjusted so that the SW regenerative current value is decreased and the D regenerative current value is increased as compared with the normal mode.
  • Step 170 the switching element determined in step 165 is switched in the mode selected and set in any of steps 225, 335, and 340 executed immediately before.
  • the regenerative current control unit 100d performs the anti-regenerative operation so that the absolute value of the difference between the regenerative current values that are conducted with respect to the diode and the regenerative switching element through which the regenerative current flows is equal to or less than a predetermined value.
  • the side switching element is switched.
  • the regenerative current values in the diode through which the regenerative current flows and the switching element through which the regenerative current flows can be made substantially equal. Therefore, similarly to the second embodiment, the amount of heat generated in the diode through which the regenerative current flows and the switching element through which the regenerative current flows can be made substantially uniform. As a result, the inverter circuit 40 can be more reliably prevented from being damaged by the regenerative current.
  • the regenerative current distribution control mode is switched between the three modes in order to make the heat generation in the diode through which the regenerative current flows and the switching element through which the regenerative current flows substantially uniform.
  • the mode may be switched between four or more modes having different duty ratios. Further, the duty ratio may be continuously changed.
  • the fourth embodiment differs from the first embodiment in that dispersion control is performed only when it is determined that the regenerative current needs to be dispersed.
  • symbol is attached
  • Components having the same reference numerals as those in the drawings according to the first embodiment and other configurations not described in the fourth embodiment are the same as those in the first embodiment, and have the same effects. .
  • the regenerative current control unit 100d of the present embodiment acquires the state quantity of the inverter circuit 40 when it is determined in step 145 that the operation flag is off (step 410).
  • the state quantity of the inverter circuit 40 is a physical quantity related to heat generation of the inverter circuit 40 due to conduction of the regenerative current.
  • the physical quantity is a switching element temperature, a diode temperature, a switching element loss or a diode loss, a regenerative current value in a diode through which a regenerative current flows, or a regenerative current value in a switching element through which a regenerative current flows.
  • step 410 at least one of these is acquired.
  • the temperature of the switching element and the temperature of the diode can be obtained from the temperature detected by the thermistor 41.
  • the regenerative current value in the diode through which the regenerative current flows and the regenerative current value in the switching element through which the regenerative current flows can be obtained from the detection value of the current detection device 90.
  • step 410 it is determined whether or not regenerative current dispersion control is necessary based on the state quantity acquired in step 410 (step 415).
  • step 415 determination is made by comparing the state quantity acquired in step 410 with a threshold value.
  • the threshold value for comparison with the state quantity is determined based on heat resistance characteristics such as a switching element and a diode.
  • step 415 the necessity of distributed control may be determined based on the comparison result between one state quantity and a threshold value, or the necessity determination of distributed control is performed by combining a plurality of comparison results between the state quantity and the threshold value. May be performed.
  • step 415 If it is determined in step 415 that distributed control of the regenerative current is necessary, the process proceeds to step 150. On the other hand, if it is determined in step 415 that dispersion control of the regenerative current is not necessary, the process proceeds to step 180 without switching the reverse regeneration side switching element.
  • step 415 corresponds to a necessity determination unit that determines whether or not switching of the reverse regeneration side switching element is necessary.
  • Step 415 which is a necessity determination unit is configured so that when the output of the AC voltage to the stator coil is stopped based on the physical quantity related to the heat generation of the inverter circuit 40 due to the conduction of the regenerative current, Determine whether switching is necessary.
  • the regenerative current control unit 100d prohibits switching of the non-regenerative side switching element when the necessity determination unit determines that switching of the non-regenerative side switching element is unnecessary. According to this, when the calorific value of the inverter circuit 40 is relatively small, switching of the reverse regeneration side switching element is prohibited, and the regenerative current can be distributed only when the calorific value is relatively large.
  • the physical quantity related to the heat generation of the inverter circuit 40 due to the conduction of the regenerative current can be at least one of the following six physical quantities.
  • the six physical quantities are the temperature of the switching element, the loss of the switching element, the regenerative current value of the non-regenerative switching element, the temperature of the freewheeling diode, the loss of the freewheeling diode, and the regenerative current value of the freewheeling diode. According to this, it is possible to determine whether or not the reverse regeneration side switching element needs to be switched based on a physical quantity related to heat generation of the inverter circuit 40 that can be acquired relatively easily.
  • step 410 and step 415 are performed between step 145 and step 150, but are not limited to this. Step 410 and step 415 may be performed between step 150 and step 155. Further, step 410 is not limited to the step performed after step 145, and the state quantity may be acquired while step 120 to step 145 are repeatedly executed.
  • the physical quantities related to the heat generation of the inverter circuit 40 due to the conduction of the regenerative current are not limited to the six physical quantities described above.
  • the temperature of a specific part of the inverter circuit 40 is detected by a thermistor, and the detected temperature may be a physical quantity related to the heat generation of the inverter circuit 40 due to conduction of the regenerative current.
  • the fifth embodiment is different from the first embodiment in that the path for distributing the regenerative current is determined in the initial state when the output from the inverter circuit is stopped.
  • symbol is attached
  • Components having the same reference numerals as those in the drawing according to the first embodiment, and other configurations not described in the fifth embodiment are the same as those in the first embodiment, and have the same effects. .
  • the regenerative current control unit 100d of this embodiment returns to step 170 if it is determined in step 175 that the distributed control is to be continued. Therefore, when the regenerative current distribution control is continuously performed in Step 170, the switching element determined in Step 165 is continuously switched.
  • the regenerative current control unit 100d provides the reverse regeneration side switching element when the output of the AC voltage to the stator coil is stopped even when the return diodes through which the regenerative current is switched sequentially. Switch continuously.
  • the regenerative current can be dispersed by continuously switching the reverse regeneration side switching element in the conduction state of the regenerative current when the output of the alternating voltage to the stator coil is stopped. That is, based on the regenerative initial state immediately after receiving the motor stop command, subsequent regenerative current distribution control can be performed. Accordingly, it is possible to simplify the dispersion control of the regenerative current.
  • the switching elements Tr1 to Tr6 are switching elements having the same specification, and the diodes D1 to D6 are diodes having the same specification.
  • the present invention is not limited to this.
  • the element specifications of some switching elements and diodes may be different from others. For example, switching elements having improved cooling performance and heat dissipation performance may be used for some switching elements.
  • some of the rated-up specification switching elements may be adopted, and a large amount of the rated-up specification switching elements may be used to flow the regenerative current. According to this aspect, even if the suppression of the damage of the inverter circuit is not sufficient only by the regenerative current distribution control, the damage suppression can be realized by the combination of the minimum rated increase and the regenerative current distribution control.
  • switching elements Tr1 to Tr6 shown in FIG. 2 switching elements rated up to the switching elements Tr2, Tr4, Tr6 arranged on the lower arm of each phase arm are adopted and used for distributed control of regenerative current. .
  • the upper arm switching elements Tr1, Tr3, Tr5 of each phase arm cannot be switched in any section.
  • switching can be performed in an arbitrary section as long as the switching element is a lower arm.
  • the reverse regeneration side switching element is switched at a frequency higher than the electrical angular frequency of the synchronous motor 12, but the present invention is not limited to this.
  • the reverse regeneration side switching element may be switched at a frequency equal to or lower than the electrical angular frequency of the synchronous motor 12 as long as element heat generation such as a switching element or a diode can be suppressed.
  • the synchronous motor 12 that is driven and controlled by the motor drive device is a three-phase motor, but is not limited to this.
  • it may be a two-phase motor or a multi-phase motor having four or more phases.
  • the motor drive device drives the motor which makes the load the compression mechanism of the compressor arrange
  • the load may be a compression mechanism used other than the refrigeration cycle, or may be other than the compression mechanism.
  • the motor driving device may not be mounted on the vehicle.
  • the motor drive device to which the present disclosure is applied may be mounted on a moving body other than the vehicle, or may be used in a stationary manner.
  • each section is expressed as 110, for example.
  • each section can be divided into a plurality of subsections, while a plurality of sections can be combined into one section.
  • each section configured in this manner can be referred to as a device, module, or means.

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Abstract

ステータとロータとを備え、交流電圧の入力により、前記ロータを回転させるモータ（１２）の駆動装置は、スイッチング素子（Ｔｒ１～Ｔｒ６）と逆並列接続した還流ダイオード（Ｄ１～Ｄ６）とを有するユニットが、複数相の各相に対応して一対設けられたインバータ回路（４０）と、直流電圧を前記交流電圧に変換してステータコイルへ出力するように前記インバータ回路を制御する制御装置（１００ｂ）とを備える。前記制御装置は、前記ステータコイルの磁界が、前記ロータの界磁磁束を弱めるように、前記交流電圧を調整する弱め界磁制御部（１００ｃ）と、前記弱め界磁制御部が弱め界磁制御を行なっている最中に、前記交流電圧が停止された場合には、反回生側スイッチング素子をスイッチングして、前記回生電流を導通させる回生電流制御部（１００ｄ）とを具備する。

Description

モータ駆動装置 関連出願の相互参照
　本出願は、２０１５年６月１８日に出願された日本特許出願番号２０１５－１２２９８２号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、インバータ回路を用いて永久磁石同期モータを駆動するモータ駆動装置に関するものである。
　従来技術として、例えば下記特許文献１に開示されたインバータ回路を用いて永久磁石同期モータを駆動するモータ駆動装置がある。このようなモータ駆動装置では、モータを停止するときに、モータが回生エネルギーを発生する。
　従来のモータ駆動装置において、モータからの回生電流が大きい場合には、回生電流によりインバータ回路がダメージを受けることがある。特に、モータが弱め界磁制御を利用して駆動されている状態から回転を停止する際には、インバータ回路に比較的大きな回生電流が流れ、インバータ回路がダメージを受け易い。
特開２００７－１８１３３６号公報
　本開示は、回生電流によりインバータ回路がダメージを受けることを抑制することが可能なモータ駆動装置を提供することを目的とする。
　本開示の態様において、複数相のステータコイルを有するステータと永久磁石を有するロータとを備え、交流電圧が入力された前記ステータコイルと前記永久磁石との相互作用により、前記ロータが回転駆動するモータの駆動装置は、スイッチング素子と前記スイッチング素子に逆並列接続した還流ダイオードとを有するユニットが、前記複数相の各相に対応してそれぞれ一対設けられたインバータ回路と、前記スイッチング素子をスイッチングし、直流電圧を前記交流電圧に変換して前記ステータコイルへ出力するように前記インバータ回路を制御する制御装置とを備える。前記制御装置は、前記ステータコイルにより生成する磁界が、前記ロータの界磁磁束を弱めるように、前記ステータコイルへの前記交流電圧の出力を調整する弱め界磁制御を行なう弱め界磁制御部と、前記弱め界磁制御部が前記弱め界磁制御を行なっている最中に、前記ステータコイルへの前記交流電圧の出力が停止された場合には、前記スイッチング素子のうち、前記還流ダイオードに前記ステータコイルからの回生電流が流れない前記ユニットの前記スイッチング素子である反回生側スイッチング素子をスイッチングして、前記反回生側スイッチング素子に前記回生電流を導通させる回生電流制御部と、を具備する。
　上記のモータ駆動装置によると、弱め界磁制御を行なっている最中にステータコイルへの交流電圧の出力が停止された場合には、反回生側スイッチング素子に回生電流を流すことができる。したがって、弱め界磁制御中にモータを停止してインバータ回路に比較的大きな回生電流が流れる場合には、還流ダイオードばかりでなく反回生側スイッチング素子にも回生電流を分散して流すことができる。このようにして、回生電流によりインバータ回路がダメージを受けることを抑制することができる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、本開示を適用した第１の実施形態における電動圧縮機を含む回路を一部ブロックで示した回路図であり、 図２は、第１の実施形態のインバータ回路の一部を示す回路図であり、 図３は、第１の実施形態のモータ制御装置の概略制御動作の一部を示すフローチャートであり、 図４は、第１の実施形態のモータ制御装置の概略制御動作の残部を示すフローチャートであり、 図５は、弱め界磁中にインバータ回路からステータコイルへの出力を停止した場合の相間電圧と相電流の変化の一例を示すタイムチャートであり、 図６は、弱め界磁中にステータコイルへの出力を停止した直後に各スイッチング素子やダイオードに流れる電流の一例を示すタイムチャートであり、 図７は、インバータ回路に流れる回生電流の経路の一例を説明するための回路図であり、 図８は、比較例において弱め界磁中にステータコイルへの出力を停止した直後に各スイッチング素子やダイオードに流れる電流の一例を示すタイムチャートであり、 図９は、インバータ回路に流れる回生電流の経路の他の例を説明するための回路図であり、 図１０は、第２の実施形態のモータ制御装置の概略制御動作の一部を示すフローチャートであり、 図１１は、第３の実施形態のモータ制御装置の概略制御動作の一部を示すフローチャートであり、 図１２は、第４の実施形態のモータ制御装置の概略制御動作の一部を示すフローチャートであり、 図１３は、第５の実施形態のモータ制御装置の概略制御動作の一部を示すフローチャートである。
　（第１の実施形態）
　本開示を適用した第１の実施形態について、図１～図９を参照して説明する。
　図１に示すように、本実施形態のモータ駆動装置は、電動圧縮機１０の同期モータ１２を駆動するためのものである。同期モータ１２は、高電圧電動機であり、本実施形態におけるモータに相当する。電動圧縮機１０は、例えば二酸化炭素等を冷媒とする車両用空調装置のヒートポンプサイクル中に配設される圧縮機であり、内蔵する同期モータ１２により負荷としての圧縮機構１１を駆動する。
　電動圧縮機１０は、圧縮機構１１において、気相冷媒を圧縮して吐出する電動コンプレッサである。圧縮機構１１は、例えば冷媒が二酸化炭素冷媒であれば臨界圧力以上まで圧縮して吐出する。圧縮機構１１には、例えばスクロール式圧縮機構やベーンを用いたロータリ式圧縮機構を採用することができる。
　本実施形態の同期モータ１２は、例えば、永久磁石を埋設したロータを回転駆動する４極３相のステータコイルを有する同期モータである。同期モータ１２は、交流電圧が入力されたステータコイルとロータの永久磁石との相互作用により、ロータが回転駆動する永久磁石同期モータである。
　図１に示す直流電源２０は、例えば２８８Ｖの電圧を出力可能な高電圧バッテリからなる直流電圧の供給源である。直流電源２０からインバータ回路４０へ延びる一対の母線３０には、高電圧リレーシステム５０が配設されている。高電圧リレーシステム５０は、複数のリレーと抵抗体とにより構成されている。高電圧リレーシステム５０は、高電圧を印加するときに、抵抗体を有する経路で電圧印加を開始した後に抵抗体を有しない経路に切り替えを行うことで、母線３０に突入電流が流れないようにする機能を有している。
　また、高電圧リレーシステム５０は、電動圧縮機１０等に異常状態が検知された場合には、給電経路を遮断するようになっている。
　図１に示すように、直流電源２０からインバータ回路４０への電力供給経路である一対の母線３０間には、平滑装置としてのコンデンサ６０、７０が介設されている。コンデンサ６０は、母線３０に対してインバータ回路４０と並列に接続された他の電気装置９の影響により変動する電圧を平滑にするために設けられている。ここで、電気装置９としては、車両走行用モータ駆動装置、充電装置、降圧ＤＣ／ＤＣ変換装置等が挙げられる。
　例えば車両に複数のモータ駆動装置が搭載されており、電気装置９が車両走行用モータ駆動装置である場合には、直流電源２０から給電されるモータ駆動装置のうち、電気装置９が主たる駆動装置であり、インバータ回路４０を含む駆動装置が従たる駆動装置である。ここで、主たる駆動装置とは、例えば、従たる駆動装置よりも、直流電源２０から給電される入力電力が大きい装置である。また、主たる駆動装置は、両駆動装置への給電が困難なときに、優先的に給電が行われる装置となる場合がある。
　電気装置９への入力電力が、インバータ回路４０を介する電動圧縮機１０への入力電力に対して、例えば１０倍以上大きいような場合には、電気装置９の影響により、直流電源２０から母線３０を介してインバータ回路４０へ印加される電圧の変動が大きくなり易い。コンデンサ６０は、この電圧変動を抑制するために設けられている。
　コンデンサ７０は、インバータ回路４０のスイッチング素子のスイッチングに伴って発生するサージやリプルを吸収するために設けられている。
　一方の母線３０のコンデンサ６０の接続点とコンデンサ７０の接続点との間には、コイル８０が配設されている。コイル８０は、母線３０間に並列に設けた２つのコンデンサ６０、７０の干渉を抑制するために設けられている。コイル８０は、コンデンサ６０とコンデンサ７０との関係により発生する共振周波数を変更すること等を目的として設けられている。インバータ回路４０内に設けられたコンデンサ要素であるコンデンサ７０、および、コイル要素であるコイル８０は、所謂ＬＣフィルタ回路を構成している。
　コイル８０は、所謂ノーマルコイルである。コイル８０は、コンデンサ６０とコンデンサ７０とを繋ぐ配線のコイル成分とすることもできる。また、コンデンサ６０とコンデンサ７０と間に所謂コモンコイルを介設して利用することもできる。
　インバータ回路４０は、同期モータ１２のステータコイルに対応したＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相分のアームを有しており、母線３０を介して入力された直流電圧をパルス幅変調により交流電圧に変換して出力するものである。以下、パルス幅変調を単にＰＷＭと呼ぶ場合がある。
　図２に示すように、Ｕ相アームは、スイッチング素子Ｔｒ１と還流用のダイオードＤ１とを逆並列接続した図示上方の上アームと、同じくスイッチング素子Ｔｒ２とダイオードＤ２とを逆並列接続した図示下方の下アームとを直列接続して構成されている。Ｕ相アームは、上アームと下アームとの接続部から延出した出力線４５がモータコイルに接続されている。ここで、逆並列接続とは、スイッチング素子の正電荷流通可能方向とダイオードの正電荷流通可能方向とが互いに逆方向となるように、スイッチング素子とダイオードとを並列接続することである。
　Ｖ相アームは、スイッチング素子Ｔｒ３と還流用のダイオードＤ３とを逆並列接続した図示上方の上アームと、同じくスイッチング素子Ｔｒ４とダイオードＤ４とを逆並列接続した図示下方の下アームとを直列接続して構成されている。Ｗ相アームは、スイッチング素子Ｔｒ５と還流用のダイオードＤ５とを逆並列接続した図示上方の上アームと、同じくスイッチング素子Ｔｒ６とダイオードＤ６とを逆並列接続した図示下方の下アームとを直列接続して構成されている。Ｖ相アームおよびＷ相アームも、上アームと下アームとの接続部から延出した出力線４５がモータコイルに接続されている。ダイオードＤ１～Ｄ６は、本実施形態における還流ダイオードである。
　インバータ回路４０は、スイッチング素子とスイッチング素子に逆並列接続した還流ダイオードとを組み合わせたユニットを、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対応してそれぞれ一対備えている。各相アームの上アームおよび下アームのそれぞれが、本実施形態におけるユニットに相当する。
　スイッチング素子には、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の素子を用いることができる。また、スイッチング素子とダイオードとからなるアームを、例えば、ＩＧＢＴと逆導通用ダイオードとを１チップに集積したパワー半導体であるＲＣＩＧＢＴ（Ｒｅｖｅｒｓｅ　Ｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ　Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の素子としてもかまわない。
　出力線４５には、１相もしくは複数相の出力線４５を流れる電流を検出する電流検出装置９０が設けられている。電流検出装置９０には、変流器（カレントトランス）方式、ホール素子方式、シャント抵抗方式等が採用可能である。電流検出装置９０は、検出した電流情報を制御装置１００へ出力する。
　一対の母線３０間には、例えばコンデンサ７０の接続部位で母線３０間の電圧を検出する電圧検出装置９５が設けられている。電圧検出装置９５には、抵抗分圧方式等が採用可能である。電圧検出装置９５は、検出した電圧情報を制御装置１００へ出力する。
　インバータ回路４０には、スイッチング素子やダイオードの温度を検出するための温度検出装置として例えばサーミスタ４１が設けられている。このサーミスタ４１が検出した素子温度は、制御装置１００へ出力されるようになっている。
　制御装置１００は、インバータ回路４０の各スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６のスイッチング動作制御を行って同期モータ１２の駆動を制御する。制御装置１００は、上位制御装置の一例である空調装置用制御装置１０１からの圧縮機回転数指令を入力する。以下、空調装置用制御装置をＡ／Ｃ制御装置と呼ぶ場合がある。Ａ／Ｃ制御装置１０１からの回転数指令は、モータの駆動状態指令の一例である。上位制御装置は車両制御用の制御装置であってもよい。上位制御装置は、圧縮機の動作フラグのオンオフ指令を制御装置１００へ送信する機能を有する。
　制御装置１００は、電流検出装置９０で検出したモータコイル電流情報、および電圧検出装置９５で検出した電圧情報を入力する。制御装置１００は、これらの入力情報に基づいて、モータの回転位置を位置センサレスで算出する。また、制御装置１００は、サーミスタ４１で検出した素子温度情報を入力する。制御装置１００は、上述した入力情報や算出情報に基づいて同期モータ１２を制御するための電圧指令を決定し、スイッチング信号であるＰＷＭ波を生成して、インバータ回路４０へ出力する。
　制御装置１００は、ハードウェアとしては、例えばマイクロコンピュータもしくは専用ＩＣ等により構成される。制御装置１００は、検出回路部１００ａ、制御部１００ｂおよび駆動回路部１００ｅを有している。
　検出回路部１００ａは、サーミスタ４１からの温度情報信号、電流検出装置９０からの電流情報信号および電圧検出装置９５からの電圧情報信号を入力し、制御演算に用いる状態量に変換する。制御部１００ｂは、上位制御装置からの圧縮機回転数指令および検出回路部１００ａからの状態量等を入力して、モータの回転速度－電流制御を位置センサレスで実現する制御情報を変調信号として出力する。
　駆動回路部１００ｅは、インバータ回路４０を動作させる駆動信号を発生する部品からなる。駆動回路部１００ｅは、制御部１００ｂから変調信号を入力して、パルス状の駆動信号であるＰＷＭ波信号をインバータ回路４０へ出力する。
　制御部１００ｂは、弱め界磁制御部１００ｃおよび回生電流制御部１００ｄを有している。弱め界磁制御部１００ｃは、同期モータ１２のステータコイルにより生成する磁界が同期モータ１２のロータの界磁磁束を弱めるように、ステータコイルへの交流電圧の出力を調整する弱め界磁制御を行なう。弱め界磁制御部１００ｃは、例えば誘起電圧が電源電圧よりも大きくなるような場合に、回転するロータの磁極がつくる磁束方向であるｄ軸方向に負の電流を流して界磁磁束を弱める。弱め界磁制御部１００ｃは、負のｄ軸電流を流すことで、モータ端子電圧をその制限値内に抑える。弱め界磁制御部１００ｃは、同期モータ１２の高回転時に、例えば電流位相を進めて弱め界磁を行なうことで、同期モータ１２の回転数限界を上昇することができる。
　回生電流制御部１００ｄは、同期モータ１２が回転駆動状態から停止したとき等に、同期モータ１２のステータコイルで回生しインバータ回路４０を流れる回生電流の流れを分散する分散制御を行なう。回生電流制御部１００ｄは、インバータ回路４０のスイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６の一部をスイッチングして、ステータコイルから回生する電流を分散して流す。
　インバータ回路４０および制御装置１００を含む電動圧縮機１０は、例えば、自動車のエンジンルーム内に配置されている。電動圧縮機１０は、放熱器、減圧器、および蒸発器とともに、例えば車両空調装置用の冷凍サイクル装置を構成している。同期モータ１２、インバータ回路４０および制御装置１００は、冷凍サイクル内を循環する冷媒により冷却可能となっている。
　次に、図３および図４を参照して、制御装置１００の制御部１００ｂが行なうモータ運転制御動作について説明する。制御部１００ｂは、本実施形態における実質的な制御装置に相当する。制御部１００ｂは、まず、Ａ／Ｃ制御装置１０１から電動圧縮機１０の同期モータ１２を動作させるための動作フラグを取得する（ステップ１１０）。そして、次に、ステップ１１０で取得した動作フラグがオンであるか否かを判断する（ステップ１１５）。ステップ１１５において、動作フラグがオフであると判断した場合には、Ａ／Ｃ制御装置１０１が同期モータ１２の回転停止状態を指令しているので、ステップ１１０へリターンする。
　ステップ１１５において、動作フラグがオンであると判断した場合には、基本的なモータ制御である基本モータ制御を行なう（ステップ１２０）。ステップ１２０では、Ａ／Ｃ制御装置１０１から入力した回転数指令に基づいて、同期モータ１２の回転数が回転数指令値（目標回転数）となるように同期モータ１２を駆動する制御である。制御部１００ｂは、同期モータ１２のモータコイルへの印加電圧指令である変調波信号を駆動回路部１００ｅに出力する。駆動回路部１００ｅは、入力した変調波信号とキャリア波との比較により、各相アームのスイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６をスイッチングするスイッチング波を生成して、パルス状の駆動信号として出力する。
　ステップ１２０を実行したら、基本モータ制御内で弱め界磁が必要であるか否かを判定するための演算を行ない、弱め界磁の要否を判断するためのフラグを設定する（ステップ１２５）。ステップ１２５では、例えば、電源電圧とステータコイルに誘起される誘起電圧との比較により弱め界磁が必要であるか否かを判定し、弱め界磁要否フラグを設定する。
　ステップ１２５を実行したら、弱め界磁要否フラグの設定状態に基づいて、弱め界磁制御を行なうか否かを判断する（ステップ１３０）。制御部１００ｂは、ステップ１３０において弱め界磁制御を行なうと判断した場合には、弱め界磁制御部１００ｃにより弱め界磁制御を実行する（ステップ１３５）。
　ステップ１３５を実行したら、Ａ／Ｃ制御装置１０１から同期モータ１２を動作させるための動作フラグを取得する（ステップ１４０）。ステップ１３０において、弱め界磁を行なわないと判断した場合には、ステップ１３５をパスして、ステップ１４０を実行する。ステップ１４０を実行したら、ステップ１４０で取得した動作フラグがオンであるか否かを判断する（ステップ１４５）。ステップ１４５において、動作フラグがオンであると判断した場合には、Ａ／Ｃ制御装置１０１が同期モータ１２の回転駆動状態を指令しているので、ステップ１２０へリターンする。
　ステップ１４５において、動作フラグがオフであると判断した場合には、Ａ／Ｃ制御装置１０１が同期モータ１２の回転停止状態を指令しているので、図４のステップ１５０へ進む。
　ステップ１５０では、ステップ１４５で動作フラグがオフであると判断したときに、ステップ１３５が実行されて弱め界磁制御部１００ｃによる弱め界磁制御が行なわれている最中であったか否かを判断する。ステップ１５０では、ステップ１４５で動作フラグオフ判断したときの直前のステップ１３０において、ＹＥＳと判断したか否かと同義である。
　ステップ１５０において、弱め界磁制御が行なわれている最中であったと判断した場合には、検出回路部１００ａを介して、出力線４５を流れる電流の検出を行なう（ステップ１５５）。そして、次に、ステップ１５５で検出した電流に基づいて、回生電流の相を判定し、インバータ回路４０のダイオードＤ１～Ｄ６のうち、回生電流が流れるダイオードを特定する（ステップ１６０）。
　ステップ１６０において回生電流が流れるダイオードを特定したら、回生電流を分散するためにスイッチングするスイッチング素子を決定する（ステップ１６５）。ステップ１６５では、スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６のうち、ステップ１６０で特定した回生電流が流れるダイオードが逆並列接続していないスイッチング素子を選択して決定する。
　インバータ回路４０は、スイッチング素子とスイッチング素子に逆並列接続した還流ダイオードとを組み合わせたユニットを、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対応してそれぞれ一対備えている。したがって、ステップ１６５では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相アームにおいて、上下アームのうち、ダイオードに回生電流が流れるアーム側とは反対側のアームのスイッチング素子を選択する。
　例えば、Ｕ相アームでは、スイッチング素子Ｔｒ１とダイオードＤ１との組み合わせを有するユニットが上アームを構成し、スイッチング素子Ｔｒ２とダイオードＤ２との組み合わせを有するユニットが下アームを構成している。したがって、Ｕ相アームでは、ダイオードＤ１に回生電流が流れている場合には、スイッチング素子Ｔｒ２を選択して決定する。ダイオードＤ２に回生電流が流れている場合には、スイッチング素子Ｔｒ１を選択して決定する。Ｖ相アーム、Ｗ相アームにおいても、同様にスイッチング素子を決定する。
　各相アームの上下アームは、それぞれに配設されたスイッチング素子とダイオードとを有するユニットからなる。各相アームにおいて、ダイオードにステータコイルからの回生電流が流れるユニットの側を回生側、ダイオードにステータコイルからの回生電流が流れないユニットの側を反回生側と呼ぶ。ステップ１６０では、回生側ダイオードを特定し、ステップ１６５では、反回生側スイッチング素子を選択して決定する。
　ステップ１６５を実行したら、回生電流を分散して流す回生電流分散制御を行なう（ステップ１７０）。ステップ１７０では、ステップ１６５で決定したスイッチング素子をスイッチングする。ステップ１７０において、スイッチング素子は、同期モータ１２の電気角周波数よりも高い周波数でスイッチングされる。例えば、ステップ１７０では、ステップ１２０で基本モータ制御を行なう際のキャリア周波数と同じ周波数でスイッチング素子がスイッチングされる。
　ステップ１７０を実行したら、分散制御を継続するか否かを判断する（ステップ１７５）。ステップ１７５では、例えば、検出回路部１００ａを介して検出した回生電流値が所定値以下となっているか否かを判定して、分散制御を継続するか否かを判断する。また、ステップ１７５では、例えば、回生電流分散制御を行なった際の回生電流値の低下特性に基づいて定まる所定時間を経過したか否かを判定して、分散制御を継続するか否かを判断する。ステップ１５５～ステップ１７５の制御動作は、制御部１００ｂ内の回生電流制御部１００ｄにより実行される。
　ステップ１７５において、分散制御を継続すると判断した場合には、ステップ１５５へリターンする。一方、ステップ１７５において、分散制御を継続しないと判断した場合には、モータ駆動制御の停止動作を実行する（ステップ１８０）。また、ステップ１５０において、弱め界磁制御が行なわれている最中ではなかったと判断した場合には、ステップ１５５～ステップ１７５をパスして、ステップ１８０へ進む。ステップ１８０では、駆動回路部１００ｅを介したスイッチング信号の出力を停止するとともに、動作フラグや弱め界磁要否フラグの初期化等を行なう。ステップ１８０を実行したら制御動作を終了して、電動圧縮機１０に電力供給されて次回の制御動作がスタートするまで待機する。
　図５は、弱め界磁中にインバータ回路からステータコイルへの出力を停止した場合の一例を示している。図中の上部は相間電圧である出力線間電圧の変化を示し、図中の下部は相電流の変化を示している。上位制御装置からの停止指令を受けて出力を停止した直後に、３相全ての電流が一旦０Ａに収束し、その後同期モータ１２が慣性力等で回転することにより再度電流が流れる。なお、相間電圧を示すグラフのモータ停止指令を受ける以前の領域において、黒く塗り潰されたように見える部分は、スイッチング素子の高速オンオフスイッチング動作に伴って、電圧が高速で変動を繰り返している部分である。
　図６は、本実施形態において、弱め界磁中にステータコイルへの出力を停止した直後に、各スイッチング素子やダイオードに流れる電流の一例を示している。インバータ回路４０の回生側アームのダイオードＤ２、Ｄ３、Ｄ６に電流が流れるが、反回生側アームのスイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ４、Ｔｒ５をスイッチングして、これらのスイッチング素子にも回生電流を流す。図６に示す例では、スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ４、Ｔｒ５を２０ｋＨｚでスイッチングした例を示している。
　反回生側のスイッチング素子Ｔｒ１がオンされて回生電流が流れるときには、回生側のダイオードＤ２にはほとんど回生電流は流れない。すなわち、スイッチング素子Ｔｒ１をスイッチングして回生電流をダイオードＤ２とスイッチング素子Ｔｒ１とに交互に流すことで、回生電流を分散することができる。同様に、スイッチング素子Ｔｒ４をスイッチングして回生電流をダイオードＤ３とスイッチング素子Ｔｒ４とに交互に流すことで、回生電流を分散することができる。また、スイッチング素子Ｔｒ５をスイッチングして回生電流をダイオードＤ６とスイッチング素子Ｔｒ５とに交互に流すことで、回生電流を分散することができる。
　図８に示す比較例のように、弱め界磁中にステータコイルへの出力を停止した直後に、スイッチング素子のスイッチングを行なわない場合には、回生側アームのダイオードＤ２、Ｄ３、Ｄ６に回生電流が流れ続ける。これにより、回生側のダイオードが大きく発熱して昇温し、インバータ回路４０の回生側のアーム等がダメージを受けることがある。本実施形態によれば、インバータ回路４０がダメージを受けることを抑制することができる。なお、図６および図８では、スイッチング素子やダイオードに電流が流れる向きを正として示している。
　図５に例示するように、同期モータ１２のステータコイルに流れる電流は、同期モータ１２が回転している場合、電気角周期で変化する。そのため、同期モータ１２の状態に応じて、分散制御により回生電流を分散する相を変更する必要がある。
　また、分散制御は、電気角周期のような長い周期で実行すると、直ぐにスイッチング素子の温度が上昇してしまいダメージを受け易いため、電気角周期よりも短い周期でスイッチングを実行することが好ましい。そのため、本実施形態では、同期モータ１２の電気角周波数よりも高い周波数で、反回生側スイッチング素子をスイッチングしている。本実施形態では、同期モータ１２を駆動制御する際のキャリア周波数と同じ例えば２０ｋＨｚで、反回生側スイッチング素子をスイッチングしている。
　図７は、インバータ回路４０からステータコイルへの出力が停止している状態で、同期モータ１２のステータコイルにおける回生によりインバータ回路４０を流れる回生電流の一例を示している。太い実線で示すように、Ｕ相、Ｖ相の上アームのダイオードＤ１、Ｄ３およびＷ相の下アームのダイオードＤ６に回生電流が流れている例を示している。太い実線で示す経路を回生電流が流れているときに、Ｕ相、Ｖ相の下アームのスイッチング素子Ｔｒ２、Ｔｒ４をオンオフ制御し、Ｗ相の上アームのスイッチング素子Ｔｒ５をオンオフ制御することで、点線で示す経路にも回生電流を分散して流すことができる。
　上述の構成および作動によれば、制御装置１００の制御部１００ｂは、弱め界磁制御部１００ｃと回生電流制御部１００ｄとを備えている。回生電流制御部１００ｄは、弱め界磁制御部１００ｃが弱め界磁制御を行なっている最中に、動作フラグがオフとされてステータコイルへの電圧出力が停止された場合には、反回生側スイッチング素子をスイッチングして当該素子に回生電流を導通させる。
　これによると、弱め界磁制御を行なっている最中にステータコイルへの交流電圧の出力が停止された場合には、反回生側スイッチング素子に回生電流を流すことができる。したがって、弱め界磁制御中に同期モータ１２を停止してインバータ回路４０に比較的大きな回生電流が流れる場合には、還流ダイオードばかりでなく反回生側スイッチング素子にも回生電流を分散して流すことができる。このようにして、回生電流によりインバータ回路４０がダメージを受けることを抑制することができる。
　弱め界磁制御によりモータ端子電圧を制限値以下に抑制しているときに、上位制御装置から同期モータ１２の停止指令を取得してインバータ回路４０を停止し、ステータコイルへの出力を停止すると、インバータ回路４０に大きな回生電流が流れる。これは、同期モータ１２のステータコイルに蓄積されているエネルギーによる回生電流と誘起電圧による回生電流がインバータ回路４０に流れるためである。本実施形態によれば、インバータ回路４０に流れる回生電流を分散制御することで、インバータ回路４０を保護することができる。
　また、反回生側スイッチング素子をスイッチング動作することにより、反回生側スイッチング素子から同期モータ１２側へ還流電流が流れることで、同期モータ１２に回転継続を抑制するトルクを発生させることができる。そのため、同期モータ１２が速やかに減速して誘起電圧を低下させ、回生電流の電流値を速やかに低減することができる。
　また、回生電流制御部１００ｄは、同期モータ１２の電気角周波数よりも高い周波数で、反回生側スイッチング素子をスイッチングする。これによると、回生電流の導通による反回生側スイッチング素子の温度上昇を抑制することができる。したがって、反回生側スイッチング素子にも回生電流を分散して流したとしても、回生電流によりインバータ回路４０がダメージを受けることを確実に抑制することができる。
　また、回生電流制御部１００ｄは、全ての反回生側スイッチング素子をスイッチングする。これによると、回生電流を全ての反回生側スイッチング素子に流すことができる。したがって、回生電流を確実に分散して流して、回生電流によりインバータ回路４０がダメージを受けることを一層確実に抑制することができる。
　また、本実施形態の同期モータ１２が駆動する負荷は、冷凍サイクルの冷媒を吸入して圧縮する圧縮機構１１である。同期モータ１２の負荷が冷凍サイクルの冷媒圧縮機構である場合には、冷媒圧力や圧縮機構１１の慣性モーメントにより、同期モータ１２の回生エネルギーが比較的大きくなり易い。したがって、モータ負荷が冷媒の圧縮機構１１であり、同期モータ１２の回生エネルギーが比較的大きい場合であっても、回生電流によりインバータ回路４０がダメージを受けることを抑制することができる。
　なお、本実施形態の説明では、回生電流制御部１００ｄが、反回生側のスイッチング素子を全てスイッチングしていたが、これに限定するものではない。反回生側スイッチング素子の一部をスイッチングするものであってもよい。
　例えば、図９に示すように、反回生側スイッチング素子の一部のみをスイッチングするものであってもよい。図９は、インバータ回路４０からステータコイルへの出力が停止している状態で、同期モータ１２のステータコイルでの回生によりインバータ回路４０を流れる回生電流を示している。図９では、図７で示した例と同様に、Ｕ相、Ｖ相の上アームのダイオードＤ１、Ｄ３およびＷ相の下アームのダイオードＤ６に回生電流が流れている例を示している。
　太い実線で示すように、上アームでは２相分のダイオードＤ１、Ｄ３に回生電流が流れ、下アームでは１相分のダイオードＤ６に回生電流が流れる。そのため、図９の状態の時間タイミングでは、Ｗ相のダイオードＤ６にＵ相やＶ相のダイオードＤ１、Ｄ３よりも多くの回生電流が流れ、Ｗ相のダイオードＤ６の方が回生電流に対して厳しい状態にある。そこで、Ｗ相の上アームのスイッチング素子Ｔｒ５をオンオフ制御することで、図９に破線で示す経路にも回生電流を分散して流すことができる。
　（第２の実施形態）
　次に、第２の実施形態について図１０に基づいて説明する。
　第２の実施形態は、前述の第１の実施形態と比較して、回生電流を流す素子の損失がほぼ均等となるように回生電流の分散制御を行なう点が異なる。なお、第１の実施形態と同様の部分については、同一の符号をつけ、その説明を省略する。第１の実施形態に係る図面と同一符号を付した構成部品、第２の実施形態において説明しない他の構成は、第１の実施形態と同様であり、また同様の作用効果を奏するものである。
　図１０に示すように、本実施形態の回生電流制御部１００ｄは、ステップ１６５を実行したら、スイッチングするスイッチング素子のスイッチング動作による損失を算出する（ステップ２１０）。以下、スイッチング素子のスイッチング動作による損失をＳＷ損と呼ぶ場合がある。次に、回生電流が流れるダイオードによる損失を算出する（ステップ２１５）。以下、ダイオードによる損失をＤ損と呼ぶ場合がある。ＳＷ損およびＤ損は、ステップ１５５で検出した電流値に基づいて算出する。また、ＳＷ損およびＤ損は、所定のデューティー比で反回生側スイッチング素子のスイッチングを行なった場合を想定して算出する。所定のデューティー比は、例えば、ステップ２２５で選択される通常モードにおけるデューティー比とすることができる。
　ステップ２１５を実行したら、ＳＷ損とＤ損との差の絶対値が所定値より小さいか否かを判断する（ステップ２２０）。ＳＷ損とＤ損との差の絶対値が所定値より小さいと判断した場合には、回生電流の分散制御モードとして通常モードを選択する（ステップ２２５）。すなわち、ＳＷ損とＤ損との乖離が比較的小さく近似している場合には、ステップ２２５へ進み通常モードを選択する。ここで通常モードとは、第１実施形態における反回生側スイッチング素子のスイッチングと同様に、予め固定した所定のデューティー比で反回生側スイッチング素子のスイッチングを行なうモードである。所定のデューティー比は、例えば、スイッチングのオン時間とオフ時間とが同等である０．５とすることができる。
　ステップ２２０において、ＳＷ損とＤ損との差の絶対値が所定値以上であると判断した場合には、ＳＷ損がＤ損よりも大きいか否かを判断する（ステップ２３０）。ステップ２３０において、ＳＷ損がＤ損よりも小さいと判断した場合には、回生電流の分散制御モードとして補正Ａモードを選択する（ステップ２３５）。補正Ａモードは、通常モードよりもＳＷ損を増やしてＤ損を減らすように、デューティー比を調整したモードである。ステップ２３０において、ＳＷ損がＤ損よりも大きいと判断した場合には、回生電流の分散制御モードとして補正Ｂモードを選択する（ステップ２４０）。補正Ｂモードは、通常モードよりもＳＷ損を減らしてＤ損を増やすように、デューティー比を調整したモードである。
　ステップ２２５、ステップ２３５、ステップ２４０のいずれかを実行したら、ステップ１７０へ進む。ステップ１７０では、直前に実行したステップ２２５、ステップ２３５、ステップ２４０のいずれかで選択して設定したモードで、ステップ１６５で決定したスイッチング素子をスイッチングする。
　本実施形態によれば、回生電流制御部１００ｄは、回生電流が流れるダイオードおよび反回生側スイッチング素子について、相互の損失の差の絶対値が所定値以下となるように、反回生側スイッチング素子をスイッチングする。
　これによると、回生電流が流れるダイオードおよび回生電流が流れるスイッチング素子における損失をほぼ均等にすることができる。したがって、回生電流が流れるダイオードおよび回生電流が流れるスイッチング素子における発熱量をほぼ均一にすることができる。これにより、回生電流によりインバータ回路４０がダメージを受けることをより一層確実に抑制することができる。
　（第３の実施形態）
　次に、第３の実施形態について図１１に基づいて説明する。
　第３の実施形態は、前述の第２の実施形態と比較して、回生電流を流す素子の回生電流値がほぼ均等となるように回生電流の分散制御を行なう点が異なる。なお、第１、第２の実施形態と同様の部分については、同一の符号をつけ、その説明を省略する。第１、第２の実施形態に係る図面と同一符号を付した構成部品、第３の実施形態において説明しない他の構成は、第１、第２の実施形態と同様であり、また同様の作用効果を奏するものである。
　図１１に示すように、本実施形態の回生電流制御部１００ｄは、ステップ１６５を実行したら、スイッチングするスイッチング素子に流れる回生電流値を算出する（ステップ３１０）。以下、スイッチング素子に流れる回生電流値をＳＷ回生電流値と呼ぶ場合がある。次に、回生電流が流れるダイオードにおける回生電流値を算出する（ステップ３１５）。以下、ダイオードにおける回生電流値をＤ回生電流値と呼ぶ場合がある。ＳＷ回生電流値およびＤ回生電流値は、ステップ１５５で検出した電流値に基づいて算出する。また、ＳＷ回生電流値およびＤ回生電流値は、所定のデューティー比で反回生側スイッチング素子のスイッチングを行なった場合を想定して算出する。所定のデューティー比は、例えば、ステップ２２５で選択される通常モードにおけるデューティー比とすることができる。
　ステップ３１５を実行したら、ＳＷ回生電流値とＤ回生電流値との差の絶対値が所定値より小さいか否かを判断する（ステップ３２０）。ＳＷ回生電流値とＤ回生電流値との差の絶対値が所定値より小さいと判断した場合には、回生電流の分散制御モードとして通常モードを選択する（ステップ２２５）。すなわち、ＳＷ回生電流値とＤ回生電流値との乖離が比較的小さく近似している場合には、ステップ２２５へ進み通常モードを選択する。
　ステップ３２０において、ＳＷ回生電流値とＤ回生電流値との差の絶対値が所定値以上であると判断した場合には、ＳＷ回生電流値がＤ回生電流値よりも大きいか否かを判断する（ステップ３３０）。ステップ３３０において、ＳＷ回生電流値がＤ回生電流値よりも小さいと判断した場合には、回生電流の分散制御モードとして補正Ａモードを選択する（ステップ３３５）。補正Ａモードは、通常モードよりもＳＷ回生電流値を増やしてＤ回生電流値を減らすように、デューティー比を調整したモードである。ステップ３３０において、ＳＷ回生電流値がＤ回生電流値よりも大きいと判断した場合には、回生電流の分散制御モードとして補正Ｂモードを選択する（ステップ３４０）。補正Ｂモードは、通常モードよりもＳＷ回生電流値を減らしてＤ回生電流値を増やすように、デューティー比を調整したモードである。
　ステップ２２５、ステップ３３５、ステップ３４０のいずれかを実行したら、ステップ１７０へ進む。ステップ１７０では、直前に実行したステップ２２５、ステップ３３５、ステップ３４０のいずれかで選択して設定したモードで、ステップ１６５で決定したスイッチング素子をスイッチングする。
　本実施形態によれば、回生電流制御部１００ｄは、回生電流が流れるダイオードおよび反回生側スイッチング素子について、導通する相互の回生電流値の差の絶対値が所定値以下となるように、反回生側スイッチング素子をスイッチングする。
　これによると、回生電流が流れるダイオードおよび回生電流が流れるスイッチング素子における回生電流値をほぼ均等にすることができる。したがって、第２の実施形態と同様に、回生電流が流れるダイオードおよび回生電流が流れるスイッチング素子における発熱量をほぼ均一にすることができる。これにより、回生電流によりインバータ回路４０がダメージを受けることをより一層確実に抑制することができる。
　なお、第２、第３の実施形態では、回生電流が流れるダイオードおよび回生電流が流れるスイッチング素子における発熱量をほぼ均一にするために、回生電流分散制御のモードを３つのモードの間で切り替えるものであったが、これに限定されるものではない。例えば、デューティー比の異なる４つ以上のモードの間で切り替えるものであってもよい。また、デューティー比を連続的に変化させるものであってもよい。
　（第４の実施形態）
　次に、第４の実施形態について図１２に基づいて説明する。
　第４の実施形態は、前述の第１の実施形態と比較して、回生電流の分散が必要であると判断した場合に限って分散制御を行なう点が異なる。なお、第１の実施形態と同様の部分については、同一の符号をつけ、その説明を省略する。第１の実施形態に係る図面と同一符号を付した構成部品、第４の実施形態において説明しない他の構成は、第１の実施形態と同様であり、また同様の作用効果を奏するものである。
　図１２に示すように、本実施形態の回生電流制御部１００ｄは、ステップ１４５で動作フラグがオフであると判断されたときは、インバータ回路４０の状態量の取得を行なう（ステップ４１０）。インバータ回路４０の状態量とは、回生電流の導通に伴うインバータ回路４０の発熱に関連する物理量である。当該物理量は、スイッチング素子の温度やダイオードの温度、スイッチング素子の損失やダイオードの損失、回生電流が流れるダイオードにおける回生電流値や回生電流が流れるスイッチング素子における回生電流値である。
　ステップ４１０では、これらのうちの少なくとも１つを取得する。スイッチング素子の温度やダイオードの温度は、サーミスタ４１の検出温度から求めることができる。回生電流が流れるダイオードにおける回生電流値や回生電流が流れるスイッチング素子における回生電流値は、電流検出装置９０の検出値から求めることができる。
　ステップ４１０を実行したら、ステップ４１０で取得した状態量に基づいて、回生電流の分散制御が必要であるか否かを判断する（ステップ４１５）。ステップ４１５では、ステップ４１０で取得した状態量と閾値との比較により判断する。状態量と比較するための閾値は、例えばスイッチング素子やダイオード等の耐熱特性に基づいて決定される。ステップ４１５では、１つの状態量と閾値との比較結果に基づいて、分散制御の要否判断を行なってもよいし、状態量と閾値との比較結果を複数組み合わせて、分散制御の要否判断を行なってもよい。
　ステップ４１５において、回生電流の分散制御が必要であると判断した場合には、ステップ１５０へ進む。一方、ステップ４１５において、回生電流の分散制御が不要であると判断した場合には、反回生側スイッチング素子のスイッチングを行なわずに、ステップ１８０へ進む。
　本実施形態において、ステップ４１５は、反回生側スイッチング素子のスイッチングの要否を判定する要否判定部に相当する。要否判定部であるステップ４１５は、回生電流の導通に伴うインバータ回路４０の発熱に関連する物理量に基づいて、ステータコイルへの交流電圧の出力が停止された際に、反回生側スイッチング素子のスイッチングの要否を判定する。
　本実施形態によれば、回生電流制御部１００ｄは、要否判定部が反回生側スイッチング素子のスイッチングが不要であると判定した場合には、反回生側スイッチング素子のスイッチングを禁止する。これによると、インバータ回路４０の発熱量が比較的小さい場合には、反回生側スイッチング素子のスイッチングを禁止して、発熱量が比較的大きい場合にだけ回生電流を分散することができる。
　また、回生電流の導通に伴うインバータ回路４０の発熱に関連する物理量は、以下の６つの物理量の少なくともいずれかとすることができる。６つの物理量とは、スイッチング素子の温度、スイッチング素子の損失、反回生側スイッチング素子の回生電流値、還流ダイオードの温度、還流ダイオードの損失、および、還流ダイオードの回生電流値である。これによると、比較的容易に取得することが可能なインバータ回路４０の発熱に関連する物理量に基づいて、反回生側スイッチング素子のスイッチングの要否を判定することができる。
　なお、本実施形態の説明では、ステップ４１０およびステップ４１５は、ステップ１４５とステップ１５０との間で行われるものであったが、これに限定されるものではない。ステップ４１０およびステップ４１５を、ステップ１５０とステップ１５５との間で行なうものであってもよい。また、ステップ４１０は、ステップ１４５の後に行なうものに限定されず、ステップ１２０～ステップ１４５を繰り返し実行している間に、状態量を取得するものであってもよい。
　また、回生電流の導通に伴うインバータ回路４０の発熱に関連する物理量は、上述した６つの物理量に限定されるものではない。例えば、サーミスタでインバータ回路４０の特定部分の温度を検出し、検出温度を回生電流の導通に伴うインバータ回路４０の発熱に関連する物理量としてもかまわない。
　（第５の実施形態）
　次に、第５の実施形態について図１３に基づいて説明する。
　第５の実施形態は、前述の第１の実施形態と比較して、インバータ回路からの出力停止時の初期状態で回生電流を分散する経路を決定する点が異なる。なお、第１の実施形態と同様の部分については、同一の符号をつけ、その説明を省略する。第１の実施形態に係る図面と同一符号を付した構成部品、第５の実施形態において説明しない他の構成は、第１の実施形態と同様であり、また同様の作用効果を奏するものである。
　図１３に示すように、本実施形態の回生電流制御部１００ｄは、ステップ１７５において、分散制御を継続すると判断した場合には、ステップ１７０へリターンする。したがって、ステップ１７０で回生電流分散制御が継続して行われる場合には、ステップ１６５で決定したスイッチング素子を継続してスイッチングする。
　本実施形態によれば、回生電流制御部１００ｄは、回生電流が流れる還流ダイオードが順次切り換わる場合であっても、ステータコイルへの交流電圧の出力が停止されたときの反回生側スイッチング素子を継続してスイッチングする。これによると、ステータコイルへの交流電圧の出力を停止したときの回生電流の導通状態における反回生側スイッチング素子を継続してスイッチングして、回生電流を分散することができる。すなわち、モータ停止指令を受信した直後の回生初期状態に基づいて、以降の回生電流の分散制御を行なうことができる。したがって、回生電流の分散制御を簡略化することが可能である。
　（他の実施形態）
　上記各実施形態では、スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６を同一仕様のスイッチング素子であり、ダイオードＤ１～Ｄ６を同一仕様のダイオードであったが、これに限定されるものではない。一部のスイッチング素子やダイオードの素子仕様を他とは異なるものとしてもかまわない。例えば、一部のスイッチング素子に冷却性能や放熱性能を向上したスイッチング素子を用いてもかまわない。
　例えば、図２に示したスイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６のうち、一部に定格アップ仕様のスイッチング素子を採用し、定格アップ仕様スイッチング素子を多く利用して回生電流を流すものであってもよい。この形態によれば、回生電流の分散制御のみではインバータ回路のダメージの抑制が充分でない場合であっても、最低限の定格アップと回生電流分散制御の組み合わせでダメージ抑制を実現することができる。
　例えば、図２に示したスイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６のうち、各相アームの下アームに配置されるスイッチング素子Ｔｒ２、Ｔｒ４、Ｔｒ６に定格アップしたスイッチング素子を採用し、回生電流の分散制御に利用する。ブートストラップを用いて各相アームの上アームのスイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ３、Ｔｒ５のスイッチング動作を実行しているインバータ回路では、任意の区間で上アームのスイッチング素子のスイッチングをすることができない。しかしながら、下アームのスイッチング素子であれば任意の区間でスイッチングすることが可能である。
　また、上記各実施形態では、同期モータ１２の電気角周波数よりも高い周波数で反回生側スイッチング素子をスイッチングしていたが、これに限定されるものではない。例えば、スイッチング素子やダイオード等の素子発熱が抑制可能であれば、反回生側スイッチング素子を同期モータ１２の電気角周波数以下の周波数でスイッチングするものであってもよい。
　また、上記各実施形態では、モータ駆動装置に駆動制御される同期モータ１２は３相モータであったが、これに限定されるものではない。例えば、２相または４相以上の複数相のモータであってもかまわない。
　また、上記実施形態では、モータ駆動装置が、車両用空調装置の冷凍サイクル中に配設される圧縮機の圧縮機構を負荷とするモータを駆動するものであったが、これに限定されるものではない。負荷は冷凍サイクル以外に用いられる圧縮機構であってもよいし、圧縮機構以外であってもかまわない。また、モータ駆動装置は、車両に搭載されるものでなくてもよい。本開示を適用したモータ駆動装置は、車両以外の移動体に搭載されるものであってもよいし、定置されて用いられるものであってもよい。
　ここで、この出願に記載されるフローチャート、あるいは、フローチャートの処理は、複数のセクション（あるいはステップと言及される）から構成され、各セクションは、たとえば、１１０と表現される。さらに、各セクションは、複数のサブセクションに分割されることができる、一方、複数のセクションが合わさって一つのセクションにすることも可能である。さらに、このように構成される各セクションは、デバイス、モジュール、ミーンズとして言及されることができる。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

Claims (8)

  1. 　複数相のステータコイルを有するステータと永久磁石を有するロータとを備え、交流電圧が入力された前記ステータコイルと前記永久磁石との相互作用により、前記ロータが回転駆動するモータ（１２）の駆動装置であって、
    　スイッチング素子（Ｔｒ１～Ｔｒ６）と前記スイッチング素子に逆並列接続した還流ダイオード（Ｄ１～Ｄ６）とを有するユニットが、前記複数相の各相に対応してそれぞれ一対設けられたインバータ回路（４０）と、
    　前記スイッチング素子をスイッチングし、直流電圧を前記交流電圧に変換して前記ステータコイルへ出力するように前記インバータ回路を制御する制御装置（１００ｂ）と、を備え、
    　前記制御装置は、
    　前記ステータコイルにより生成する磁界が、前記ロータの界磁磁束を弱めるように、前記ステータコイルへの前記交流電圧の出力を調整する弱め界磁制御を行なう弱め界磁制御部（１００ｃ）と、
    　前記弱め界磁制御部が前記弱め界磁制御を行なっている最中に、前記ステータコイルへの前記交流電圧の出力が停止された場合には、前記スイッチング素子のうち、前記還流ダイオードに前記ステータコイルからの回生電流が流れない前記ユニットの前記スイッチング素子である反回生側スイッチング素子をスイッチングして、前記反回生側スイッチング素子に前記回生電流を導通させる回生電流制御部（１００ｄ）と、
    　を具備するモータ駆動装置。
  2. 　前記回生電流制御部は、前記モータの電気角周波数よりも高い周波数で、前記反回生側スイッチング素子をスイッチングする請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 　前記回生電流制御部は、全ての前記反回生側スイッチング素子をスイッチングする請求項１または請求項２に記載のモータ駆動装置。
  4. 　前記回生電流制御部は、前記回生電流が流れる前記還流ダイオードおよび前記反回生側スイッチング素子について、相互の損失の差の絶対値または相互の回生電流値の差の絶対値が所定値以下となるように、前記反回生側スイッチング素子をスイッチングする請求項１ないし請求項３のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
  5. 　前記回生電流制御部は、
    　前記回生電流の導通に伴う前記インバータ回路の発熱に関連する物理量に基づいて、前記ステータコイルへの前記交流電圧の出力が停止された際に、前記反回生側スイッチング素子のスイッチングの要否を判定する要否判定部（４１５）をさらに有し、
    　前記要否判定部が前記反回生側スイッチング素子のスイッチングが不要であると判定した場合には、前記反回生側スイッチング素子のスイッチングを禁止する請求項１ないし請求項４のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
  6. 　前記回生電流の導通に伴う前記インバータ回路の発熱に関連する物理量は、前記スイッチング素子の温度、前記スイッチング素子の損失、前記反回生側スイッチング素子の回生電流値、前記還流ダイオードの温度、前記還流ダイオードの損失、および、前記還流ダイオードの回生電流値の少なくともいずれかである請求項５に記載のモータ駆動装置。
  7. 　前記回生電流制御部は、前記回生電流が流れる前記還流ダイオードが順次切り換わる場合であっても、前記ステータコイルへの前記交流電圧の出力が停止されたときの前記反回生側スイッチング素子を継続してスイッチングする請求項１ないし請求項６のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
  8. 　前記モータが駆動する負荷は、冷凍サイクルの冷媒を吸入して圧縮する圧縮機構（１１）である請求項１ないし請求項７のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
     
     
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