WO2016047071A1

WO2016047071A1 - 赤外線検出装置

Info

Publication number: WO2016047071A1
Application number: PCT/JP2015/004597
Authority: WO
Inventors: 福井　卓; 畑谷　光輝
Original assignee: パナソニックＩｐマネジメント株式会社
Priority date: 2014-09-26
Filing date: 2015-09-10
Publication date: 2016-03-31
Also published as: JP6399447B2; JP2016070694A

Abstract

　本発明の課題は、回路規模を大きくすることなく、突発性ノイズの有無を検知できる赤外線検出装置を提供することである。デジタル回路（５）は、演算部（５１）と、ノイズ検知部（５２）とを有している。演算部（５１）は、複数回のサンプリングタイミングの各々について１つ前のサンプリングタイミングとの間でデジタル値の差分値を演算することにより複数の差分値を求める。ノイズ検知部（５２）は、複数回のサンプリングタイミングについて求めた複数の差分値と所定の閾値との複数の比較結果に基づいて突発性ノイズの有無を検知する。

Description

赤外線検出装置

　本発明は、一般に赤外線検出装置、より詳細には焦電素子を用いた赤外線検出装置に関する。

　近年、省エネルギ化を図るなどの目的で、人体の動きを検知して効率的な動作を行う様々な電気機器が提供されている。このような電気機器の中には、たとえば赤外線の検知部として焦電素子を用いた赤外線検出装置を内蔵した機器がある。一般的な赤外線検出装置は、レンズ等を用いて検知エリア内からの赤外線を焦電素子に集め、焦電素子が受光する赤外線量の変化に応じて焦電素子から出力される電流信号が変化する。

　この種の赤外線検出装置として、焦電素子と、焦電素子から出力される電流信号を電圧信号に変換する第１変換部（電流電圧変換部）とを備えた装置が提案されている（たとえば文献１：日本国特許出願公開番号２０１２－１３５７８）。文献１においては、第１変換部は、交流帰還用のコンデンサが接続された演算増幅器を用いて電流信号を電圧信号に変換するように構成され、さらにコンデンサと並列に接続されたリセットスイッチを有している。

　リセットスイッチは、制御部からのリセット信号によって制御される。リセットスイッチのオン時には、コンデンサに蓄積されている電荷を放電するための放電経路を形成する放電部としてリセットスイッチが機能する。制御部は、所定周波数以下の低周波成分を除去するように予め決められている周期でクロック信号を発生する発振器を有し、クロック信号に基づいてリセット信号を出力する。さらに、文献１に記載の赤外線検出装置は、第１変換部の出力値をデジタル値に変換する第２変換部（ＡＤ変換部）と、第２変換部の出力のうち所定の周波数帯域の信号成分を通過させるデジタル処理部とを備える。

　これにより、文献１に記載の赤外線検出装置は、検知対象（人体）とは関係のない不要な低周波成分の影響を抑制することができる。すなわち、焦電素子から出力される電流信号に、たとえば周囲温度の変化などに起因して検知対象とは関係のない不要な低周波成分が含まれることがあるが、文献１に記載の赤外線検出装置は、このような不要な低周波成分の影響を抑制可能である。

　上記赤外線検出装置は、焦電素子で生じるポップコーンノイズや、第１変換部を構成するＩＣ（集積回路）製造時の結晶欠陥によるノイズのような突発性ノイズが電流信号に含まれていると、突発性ノイズに起因して赤外線の誤検出を生じる可能性がある。ただし、この種の突発性ノイズの有無を検知するための検知回路を付加した場合、赤外線検出装置は、回路規模が大きくなるという問題がある。

　本発明は上記事由に鑑みて為されており、回路規模を大きくすることなく、突発性ノイズの有無を検知できる赤外線検出装置を提供することを目的とする。

　本発明の赤外線検出装置は、焦電素子と、当該焦電素子から出力される電流信号を電圧信号に変換する第１変換部と、所定の時間間隔で設定される複数回のサンプリングタイミングの各々で前記第１変換部の出力値を量子化してデジタル値に変換する第２変換部と、前記第２変換部の出力値が入力されるデジタル回路とを備え、前記デジタル回路は、前記複数回のサンプリングタイミングの各々について１つ前のサンプリングタイミングとの間でデジタル値の差分値を演算することにより複数の差分値を求める演算部と、前記複数回のサンプリングタイミングについて求めた前記複数の差分値と所定の閾値との複数の比較結果に基づいて突発性ノイズの有無を検知するノイズ検知部とを有することを特徴とする。

　図面は本教示に従って一または複数の実施例を示すが、限定するものではなく例に過ぎない。図面において、同様の符号は同じか類似の要素を指す。
実施形態１に係る赤外線検出装置の概略構成を示すブロック図である。実施形態１に係る赤外線検出装置の概略構成を示す回路図である。実施形態１に係る赤外線検出装置の動作の説明図である。実施形態１に係る赤外線検出装置の動作の説明図である。実施形態１に係る赤外線検出装置の動作の説明図である。実施形態１に係る赤外線検出装置の動作の説明図である。実施形態２に係る赤外線検出装置の動作の説明図である。

　（実施形態１）
　本実施形態の赤外線検出装置１は、図１に示すように、焦電素子２と、第１変換部３と、第２変換部４と、デジタル回路５とを備えている。

　第１変換部３は、焦電素子２から出力される電流信号を電圧信号に変換する。第２変換部４は、所定の時間間隔で設定される複数回のサンプリングタイミングの各々で第１変換部３の出力値を量子化してデジタル値に変換する。デジタル回路５には、第２変換部４の出力値が入力される。

　デジタル回路５は、演算部５１と、ノイズ検知部５２とを有している。演算部５１は、複数回のサンプリングタイミングの各々について１つ前のサンプリングタイミングとの間でデジタル値の差分値を演算することにより複数の差分値を求める。ノイズ検知部５２は、複数回のサンプリングタイミングについて求めた複数の差分値と所定の閾値との複数の比較結果に基づいて突発性ノイズの有無を検知する。

　この構成によれば、赤外線検出装置１は、第２変換部４の出力値（デジタル値）に対する演算処理によって、突発性ノイズを検知できる。したがって、赤外線検出装置１は、突発性ノイズの有無を検知するための検知回路を付加することなく、突発性ノイズの有無を検知する機能を付加することができる。すなわち、この赤外線検出装置１は、回路規模を大きくすることなく、突発性ノイズの有無を検知できるという利点がある。赤外線検出装置１は、突発性ノイズの有無を検知できれば、たとえば突発性ノイズの発生時には第１変換部３の出力を停止するなどの措置をとることにより、突発性ノイズに起因した誤検出を低減できる。

　ここでいう突発性ノイズは、第１変換部３の入力と第１変換部３の出力との少なくとも一方に生じるノイズのうち、定常的に発生するのではなく、突発的に発生するノイズである。

　本実施形態においては、突発性ノイズは、焦電素子２で生じるポップコーンノイズや、第１変換部３を構成するＩＣ（集積回路）製造時の結晶欠陥によるノイズのように、電荷性のノイズである。なお、ポップコーンノイズは、焦電素子２を構成する焦電体基板や回路基板等の熱膨張率の相違により生じたピッチング部分やマイクロクラック部分に力学的ストレスが集中し、不要な電荷が生じることによって発生する。また、焦電体基板が回路基板に取り付けられるときの位置ずれや誤差、焦電体基板自体の製造ばらつきなども、ポップコーンノイズの要因と考えられる。以下では、突発性ノイズは１ｋＨｚ以上のインパルス状のノイズであると仮定して説明する。

　また、この赤外線検出装置１において、第１変換部３は、所定周波数以下の低周波成分を抑制するハイパスフィルタを有することが好ましい。

　この場合、演算部５１は、連続する３回分のサンプリングタイミングについてそれぞれ差分値を演算し、ノイズ検知部５２は、差分値と閾値との比較結果が下記（１）の条件を満たす場合に突発性ノイズありと判定するように構成されていてもよい。
（１）１回目のサンプリングタイミングについては前記差分値が前記閾値を下回り、２回目のサンプリングタイミングについては前記差分値が前記閾値を上回り、３回目のサンプリングタイミングについては前記差分値が前記閾値を下回る。

　デジタル回路５は、補正部５３をさらに有していてもよい。補正部５３は、前記突発性ノイズありとノイズ検知部５２で判定された場合に、前記閾値を上回った前記差分値の大きさに基づいて補正値を設定し、当該補正値を第２変換部４の出力値から減算する。補正部５３は、前記補正値を時間経過に伴って減少させるように構成されている。

　また、デジタル回路５は、第２変換部４の出力値に応じたデジタル信号をシリアル出力するように構成されていてもよい。

　以下、本実施形態の赤外線検出装置１について詳しく説明する。ただし、以下に説明する赤外線検出装置１は、本発明の一例に過ぎず、本発明は、下記実施形態に限定されることはなく、この実施形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。

　本実施形態においては、赤外線検出装置１が、検知エリア内の人の存否を検知する人体検知に用いられる場合を例とする。赤外線検出装置１は、焦電素子２が受光する赤外線量の変化に基づいて検知エリア内の人の存否を判定し、その判定結果を外部装置（外部回路）へ出力するように構成されている。ただし、赤外線検出装置１は、人体検知に限らず、たとえばガス検知等の他の用途で用いられてもよい。

　本実施形態の赤外線検出装置１は、図１に示すように、上述した焦電素子２、第１変換部３、第２変換部４、デジタル回路５に加えて、制御部６を備えている。制御部６は第１変換部３を制御する。ここで、第２変換部４とデジタル回路５と制御部６とは、たとえばメモリおよびプロセッサを有するマイコン（マイクロコンピュータ）を主構成とし、プロセッサがメモリに記憶されているプログラムを実行することにより実現される。マイコンを第２変換部４、デジタル回路５、制御部６として機能させるプログラムは、たとえば記録媒体に記憶されて提供されてもよい。

　焦電素子２は、検知エリアから赤外線を受光し、受光した赤外線量の変化に応じて電流信号を出力する。

　第１変換部３は、図１に示すように電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路（以下、「ＩＶ変換回路」という）３１と、ＩＶ変換回路３１の出力する電圧信号を増幅する増幅回路３２とを有している。

　ＩＶ変換回路３１は、図２に示すように、第１の演算増幅器３１１と、コンデンサ３１２と、スイッチ３１３とを有している。第１の演算増幅器３１１は、反転入力端子が焦電素子２に接続されている。第１の演算増幅器３１１の非反転入力端子は、基準電圧を発生する基準電源３１４に接続されている。

　コンデンサ３１２は、第１の演算増幅器３１１の出力端子－反転入力端子間に接続されており、交流帰還用の容量素子として機能する。スイッチ３１３は、第１の演算増幅器３１１の出力端子－反転入力端子間において、コンデンサ３１２と並列に接続されている。

　このように構成される容量型のＩＶ変換回路３１は、焦電素子２からの電流信号を、コンデンサ３１２のインピーダンスを用いて電圧信号に変換する。第１の演算増幅器３１１から出力される電圧は、基準電源３１４が発生する基準電圧からコンデンサ３１２の両端電圧を差し引いた値となる。そのため、ＩＶ変換回路３１の出力は、基準電圧を動作点として、焦電素子２が赤外線を受光したことによる電流信号の変化に応じて動作点から変化する電圧信号となる。この種のＩＶ変換回路３１は、ＳＮ比が比較的高いという利点がある。

　なお、以下では説明を簡単にするために、上記動作点（基準電圧）にあるときのＩＶ変換回路３１の出力をゼロとして説明する。つまり、ＩＶ変換回路３１の出力は、第１の演算増幅器３１１から出力される電圧の動作点からの変化量を意味する。

　さらに、ＩＶ変換回路３１は、第２の演算増幅器３１５と、コンデンサ３１６と、抵抗３１７，３１８とからなるフィードバック回路を有している。

　第２の演算増幅器３１５は、反転入力端子が抵抗３１７を介して基準電源３１４に接続され、出力端子－反転入力端子間にコンデンサ３１６が接続されることにより、積分回路を構成する。第２の演算増幅器３１５は、非反転入力端子が第１の演算増幅器３１１の出力端子に接続され、出力端子が抵抗３１８を介して第１の演算増幅器３１１の反転入力端子に接続されている。これにより、ＩＶ変換回路３１は、フィードバック回路により所定周波数以下の不要な低周波成分（以下、「不要成分」という）を低減させた電圧信号を出力することになる。言い換えれば、第１変換部３はハイパスフィルタを有している。不要成分は、焦電素子２から出力される電流信号に対して、たとえば周囲温度の変化などに起因して検知対象（人体）とは無関係に生じる低周波の揺らぎ成分である。

　スイッチ３１３は、制御部６からの第１制御信号によって制御される。スイッチ３１３のオン時には、コンデンサ３１２に蓄積されている電荷を放電するための放電経路を形成する放電部としてスイッチ３１３が機能する。つまり、スイッチ３１３がオンすると、コンデンサ３１２の両端電圧がゼロにリセットされ、ＩＶ変換回路３１の出力値はゼロ（動作点）にリセットされる。

　増幅回路３２は、第３の演算増幅器３２１と、入力コンデンサ３２２と、帰還コンデンサ３２３と、抵抗３２４と、スイッチ３２５とを有している。

　第３の演算増幅器３２１は、反転入力端子が入力コンデンサ３２２を介して第１の演算増幅器３１１の出力端子に接続され、出力端子－反転入力端子間に帰還コンデンサ３２３が接続されている。つまり、増幅回路３２は、容量型の電圧増幅回路を構成しており、その増幅率は、入力コンデンサ３２２の容量「Ｃ１」、帰還コンデンサ３２３の容量「Ｃ２」を用いて「Ｃ１／Ｃ２」で表される。この種の増幅回路３２は、低消費電力であるという利点がある。

　抵抗３２４およびスイッチ３２５は、第３の演算増幅器３２１の出力端子－反転入力端子間において、帰還コンデンサ３２３と並列に接続されている。第３の演算増幅器３２１の非反転入力端子には基準電源３１４が接続されている。

　スイッチ３２５は、制御部６からの第２制御信号によって制御され、オン時には、帰還コンデンサ３２３の両端間を短絡する。つまり、増幅回路３２は、スイッチ３２５がオンした状態では、増幅率「１」で動作し、第３の演算増幅器３２１の反転入力端子に入力される電圧信号をそのまま出力する。第３の演算増幅器３２１の出力端子は、第２変換部４に接続されている。

　第２変換部４は、第１変換部３から入力されるアナログ値（電圧値）をデジタル値に変換（ＡＤ変換）してデジタル回路５に出力するＡＤ変換器である。本実施形態では、一例として第２変換部４には、逐次比較型のＡＤ変換器が用いられている。これにより、第２変換部４は、簡単な回路構成で高い分解能を実現できる。ただし、第２変換部４は、逐次比較型に限らず、その他の方式のＡＤ変換器が用いられてもよい。たとえばΔΣ（デルタシグマ）方式のＡＤ変換器が第２変換部４に用いられていれば、比較的小型で且つ高精度の第２変換部４を実現することができる。

　一般的に、ＡＤ変換器は、ＡＤ変換可能な（つまりＡＤ変換特性が保証される）入力電圧範囲（入力レンジ）がフルスケールとして個々に決められている。そのため、第２変換部４においても、フルスケール内のアナログ値についてのみデジタル値に変換可能であって、フルスケールの上限値を超えるアナログ値については当該上限値に相当するデジタル値に変換される。つまり、第２変換部４は、このフルスケール外の振幅を持つ信号が入力されると、出力が飽和することになる。

　この第２変換部４は、所定の時間間隔（サンプリング周期）で設定されるサンプリングタイミングで第１変換部３の出力値を量子化してデジタル値に変換する。本実施形態では、第２変換部４は、一例として１０ｍｓのサンプリング周期で設定されるサンプリングタイミングでＡＤ変換を行うと仮定する。なお、人体検知においては検知対象は１Ｈｚ付近であるので、サンプリング周期は、１ｓよりも十分に短い周期（たとえば０．１ｓ以下）に設定される。

　デジタル回路５は、第２変換部４から入力されるデジタル信号に基づいて、検知エリア内の人体の存否を判定する。つまり、デジタル回路５は、第２変換部４の出力値（第１変換部３の出力に相当するデジタル値）と、予め定められている第１の閾値とを比較することにより検知エリア内の人体の存否を判定する判定部（図示せず）を有している。判定部は、第２変換部４の出力値の絶対値が第１の閾値を超えている期間には、検知エリア内に人がいると判定してＨレベルの検知信号を出力し、閾値以下であれば検知エリア内に人はいないと判定して検知信号をＬレベルとする。

　また、デジタル回路５は、人体検知時に焦電素子２が発生する電流信号の周波数帯域（ここでは０．１Ｈｚ～１０Ｈｚ程度と仮定する）を通過帯域とするデジタルバンドパスフィルタ（以下、バンドパスフィルタを「ＢＰＦ」という）としての機能を有している。

　ここで、アナログＢＰＦを用いる場合で、０．１Ｈｚ～１０Ｈｚ程度の信号を通過させるためには、回路定数の比較的大きなコンデンサ等の素子が必要になる。このような素子はＩＣ（集積回路）に外付けされることになるので、この構成では赤外線検出装置１の回路部分をワンチップ化することができない。これに対して、本実施形態の赤外線検出装置１は、上述のようにデジタルＢＰＦを用いたことにより、外付け部品が不要となり回路部分をワンチップ化することができるという利点がある。

　上記構成の赤外線検出装置１では、焦電素子２から出力された電流信号は、第１変換部３のＩＶ変換回路３１にて電圧信号に変換された後、第１変換部３の増幅回路３２で増幅され、第２変換部４に入力される。つまり、第２変換部４に入力される電圧信号は、焦電素子２の出力（電流信号）をＩＶ変換回路３１で電圧信号に変換後さらに増幅回路３２で増幅した信号である。第２変換部４は、入力された電圧信号をデジタル値に変換し、デジタル回路５へ入力する。デジタル回路５は、入力されたデジタル値に基づいて検知エリア内の人体の存否を判断し、判断結果を外部装置（外部回路）に出力する。

　また、デジタル回路５は、第２変換部４の出力値に応じたデジタル信号をシリアル出力するように構成されている。具体的には、デジタル回路５は、スタートビット、メインフィルタ出力、検知信号状態、動作モード判定結果、ストップビットからなる信号形式を採用する。メインフィルタ出力は、デジタルＢＰＦを通すことにより第１変換部３の出力から少なくとも不要成分が除かれた信号の瞬時値を表す。デジタル回路５は、１回の通信でたとえば１６ビットのデジタル信号を、送信クロック（たとえば２０ｋＨｚ）に同期してシリアル通信にて出力する。これにより、デジタル回路５は、クロックと各種のデータとを重畳させて１本の信号線で伝送可能となるので、端子数を少なくでき赤外線検出装置１の小型化につながるという利点がある。

　なお、デジタル回路５は、第２変換部４の出力値を、そのままデジタル信号としてシリアル出力してもよい。つまり、デジタル回路５は、第２変換部４の出力するデジタル信号を、デジタルＢＰＦを通すことなくシリアル出力してもよい。

　また、制御部６は、ＩＶ変換回路３１のスイッチ３１３をオンしてコンデンサ３１２をリセットすることにより、ＩＶ変換回路３１の出力から所定周波数以下の不要成分を除去する。

　すなわち、制御部６は、ＩＶ変換回路３１の出力から不要成分を除去するようなタイミングで第１制御信号を出力し、スイッチ３１３をオンする。具体的に説明すると、制御部６は、不要成分を除去するように予め決められている周期でクロック信号を発生する発振器（図示せず）を有し、このクロック信号に基づいて第１制御信号を生成する。たとえば不要成分の上限の周波数が０．１Ｈｚであれば、この周波数に対応する１０秒という時間がクロック信号を発生する周期になる。制御部６が、このようにして決められている周期でスイッチ３１３をオンし、コンデンサ３１２をリセットすることにより、ＩＶ変換回路３１の出力から不要成分を除去する。

　また、制御部６は、第２制御信号によって増幅回路３２のスイッチ３２５をオンし、増幅回路３２を無効、つまり増幅回路３２の増幅率を「１」とする。制御部６は、デジタル回路５に接続されており、デジタル回路５の入力（第２変換部４の出力）が飽和しているときに、第２制御信号を出力する。具体的には、制御部６は、第２変換部４の入力がフルスケールの上限値を超えており、第２変換部４の出力が飽和しているか否かを判定する機能（フルスケール判定機能）を有している。制御部６は、デジタル回路５の入力が飽和していれば第２制御信号を出力し、増幅回路３２のスイッチ３２５をオンするように構成されている。

　これにより、第２変換部４の入力がフルスケールの上限値を超える場合には、赤外線検出装置１は、増幅回路３２が無効化され、第１変換部３の出力が小さくなるので、第２変換部４の入力がフルスケール内に収まるようになる。言い換えれば、増幅回路３２は、比較的振幅の大きな入力信号が入力されることがあっても、第２変換部４に対してはフルスケールを超えない大きさのアナログ値を出力することになり、赤外線検出装置１が不感となることを防止できる。

　また、制御部６は、後述するノイズ検知部５２にて突発性ノイズありと判定された場合にも、ＩＶ変換回路３１のスイッチ３１３と増幅回路３２のスイッチ３２５との少なくとも一方をオンするように構成されていてもよい。これにより、第１変換部３は、突発性ノイズの発生時に、ＩＶ変換回路３１と増幅回路３２との少なくとも一方の利得を下げることにより、突発性ノイズの影響を抑制できる。

　なお、赤外線検出装置１は、増幅回路３２を無効にする構成として、スイッチ３２５および抵抗３２４に代えて、逆並列に接続された一対のダイオード（図示せず）を有していてもよい。この場合、赤外線検出装置１は、制御部６によるスイッチ３２５の制御が不要になり、より簡単な構成で、第２変換部４に対してはフルスケールを超えない大きさのアナログ値を出力することができる。

　ところで、本実施形態に係る赤外線検出装置１は、たとえば第１変換部３の入力信号（電流信号）に図３に示すようなインパルス状の突発性ノイズが含まれていると、第１変換部３の出力信号（電圧信号）は図３に示すように急峻に変化する。図３では、横軸を時間軸として、上段に第１変換部３の入力電流を示し、下段に第１変換部３の出力電圧を示している。図３中の黒丸は各サンプリングタイミングで得られる第２変換部４の出力値（デジタル値）を表し、「ΔＶ」は突発性ノイズの振幅を表している。

　すなわち、第１変換部３の入力にポップコーンノイズなどの電荷性のノイズが突発的に発生すると、第１変換部３の出力は急峻に立ち上がることになる。さらに、第１変換部３は、不要成分を低減させるためのハイパスフィルタ（フィードバック回路）が設けられているので、このハイパスフィルタの時定数により、一旦立ち上がった出力は比較的ゆっくりゼロ（動作点）に戻ることになる。

　つまり、第１変換部３は、たとえば周囲温度の変化などに起因して検知対象である人体とは無関係に生じる低周波の揺らぎ成分（不要成分）に対する利得を、ハイパスフィルタにて抑えている。そのため、第１変換部３は、人体検知時に焦電素子２が発生する電流信号の周波数帯域（０．１Ｈｚ～１０Ｈｚ程度）に対して利得を持つように、ハイパスフィルタに比較的長い時定数を持つ。

　したがって、第１変換部３の出力は、突発性ノイズの影響で急峻に立ち上がった後、比較的長い時間（数十秒程度、たとえば４０秒）をかけてゼロに復帰するステップ応答（ステップ信号）となる。その結果、赤外線検出装置１は、突発性ノイズが生じると、突発性ノイズの影響により、焦電素子２の出力にかかわらず第１変換部３の出力が変動することになる。ステップ信号は、広い周波数帯域に強度を持つので、第１変換部３の出力変動に伴い、後段のＢＰＦ（デジタル回路５）を通った後の出力にも変動を生じることになる。ここでは、ＢＰＦの通過帯域は０．１Ｈｚ～１０Ｈｚ程度であるので、赤外線検出装置１は０．１Ｈｚ～１０Ｈｚ程度を中心とする出力変動を生じ、誤検知の要因となる可能性がある。

　そこで、本実施形態の赤外線検出装置１は、このような突発性ノイズの有無を検知するための構成として、演算部５１とノイズ検知部５２とをデジタル回路５に有している。

　演算部５１は、連続する複数回のサンプリングタイミングについてそれぞれ１つ前のサンプリングタイミングとの間でデジタル値の差分値を演算する。言い換えれば、演算部５１は連続する２回分のサンプリングタイミングで得られたデジタル値の差分値を求める。本実施形態では、演算部５１は、連続する３回分のサンプリングタイミングについて差分値を演算する。

　ノイズ検知部５２は、演算部５１にて複数回（３回分）のサンプリングタイミングについて求められ差分値と所定の閾値との比較結果に基づいて電流信号に含まれる突発性ノイズの有無を検知する。ノイズ検知部５２は、各サンプリングタイミングについて演算部５１で求められた差分値を第２の閾値と大小比較し、差分値が第２の閾値より大きければ比較結果を「大」とし、差分値が第２の閾値以下であれば比較結果を「小」とする。ノイズ検知部５２は、このような大小比較を複数回のサンプリングタイミングについて行い、その際の比較結果の変化パターンから、突発性ノイズの有無を検知する。つまり、ノイズ検知部５２は、複数の差分値の各々と閾値との大小関係を比較結果として、複数の差分値の複数の比較結果を複数回のサンプリングタイミングの順に並べた場合の複数の比較結果の変化に基づいて、突発性ノイズの有無を検知する。ここでは、ノイズ検知部５２が第２の閾値と比較する差分値は絶対値とするが、第２の閾値と比較される差分値は絶対値に限らない。

　本実施形態においては、ノイズ検知部５２は、差分値と閾値との比較結果が上記（１）の条件を満たす場合に、突発性ノイズが含まれていると判定する。つまり、ノイズ検知部５２は、１回目のサンプリングタイミングについては「小」、２回目のサンプリングタイミングについては「大」、３回目のサンプリングタイミングについては「小」の比較結果が得られると、突発性ノイズありと判定する。要するに、連続する３回分のサンプリングタイミングについての比較結果が、「小」→「大」→「小」の順で変化した場合に、ノイズ検知部５２は、突発性ノイズありと判定する。

　また、本実施形態の赤外線検出装置１は、突発性ノイズありと判定された場合に、当該突発性ノイズの影響を抑制するように機能する補正部５３を、デジタル回路５に有している。

　補正部５３は、閾値を上回った差分値の大きさに基づいて補正値（デジタル値）を設定し、この補正値を第２変換部４の出力値（デジタル値）から減算することにより、突発性ノイズの影響を抑制する。具体的には、補正部５３は、ノイズ検知部５２で突発性ノイズありと判定されると、そのときの判定に用いられた差分値のうち、第２の閾値より大きいと判断された差分値を補正値としてバッファ（図示せず）に格納する。補正部５３は、バッファに格納した補正値を、第２変換部４の出力値から減算することにより、突発性ノイズの影響を抑制した補正後の出力値を出力する。

　さらに、補正部５３は、バッファ内の補正値を時間経過に伴い一定の傾きで徐々に低下させるように構成されており、補正値はいずれゼロに戻る。補正値の傾き（低下率）は、第２変換部４の出力値の傾き、つまり、突発性ノイズに起因して立ち上がった第２変換部４の出力値が、その後低下する際の傾きに合わせて予め決められている。この第２変換部４の出力の傾きは、上述したように第１変換部３におけるハイパスフィルタ（フィードバック回路）の時定数によって決まっている。

　なお、補正値の傾きと第２変換部４の出力値の傾きとが完全には一致しないために、補正値を第２変換部４の出力値から減算することで得られる補正後の出力値に、変動が生じることがある。ただし、補正後の出力値に生じる変動については、後段のＢＰＦ（デジタル回路５）が利得を持たない領域に設定され、この変動はＢＰＦ通過後の出力には影響しない。

　以下に、突発性ノイズが発生した際の赤外線検出装置１の動作について、図４を参照して説明する。図４では、横軸を時間軸として、上から順に、第１変換部３の出力電圧、演算部５１で求めた差分値、補正値、および補正後の出力値を示している。また「ｔｓ１」～「ｔｓ１２」はそれぞれサンプリングタイミングを表している。図４では、サンプリングタイミングｔｓ４とサンプリングタイミングｔｓ５との間の時点で突発性ノイズが発生した例を示している。

　すなわち、突発性ノイズが発生すると、第１変換部３の出力は、図４に示すように突発性ノイズが発生した時点において急峻に立ち上がり、その後、比較的長い時間をかけてゆっくりと低下する。そのため、図４に示すように、演算部５１で求まる差分値は、突発性ノイズの発生時点の直前のサンプリングタイミングｔｓ４までは、いずれも第２の閾値よりも小さくなる。たとえばサンプリングタイミングｔｓ４についての差分値は、サンプリングタイミングｔｓ４での第２変換部４の出力値と、サンプリングタイミングｔｓ３での第２変換部４の出力値との差分であって、第２の閾値より小さくなる。

　一方、突発性ノイズの発生時点の直後のサンプリングタイミングｔｓ５では、演算部５１で求まる差分値は、第２の閾値より大きくなる。つまり、サンプリングタイミングｔｓ５についての差分値は、サンプリングタイミングｔｓ５での第２変換部４の出力値と、サンプリングタイミングｔｓ４での第２変換部４の出力値との差分であって、第２の閾値より大きくなる。

　その後のサンプリングタイミングｔｓ６以降では、演算部５１で求まる差分値は、第２の閾値より小さくなる。たとえばサンプリングタイミングｔｓ６についての差分値は、サンプリングタイミングｔｓ６での第２変換部４の出力値と、サンプリングタイミングｔｓ５での第２変換部４の出力値の差分であって、第２の閾値より小さくなる。

　したがって、ノイズ検知部５２での差分値と第２の閾値との比較結果は、サンプリングタイミングｔｓ１～ｔｓ４では「小」であり、サンプリングタイミングｔｓ５で「大」となり、サンプリングタイミングｔｓ６～ｔｓ１２で再び「小」となる。要するに、サンプリングタイミングｔｓ１～ｔｓ１２のうち、連続する３回分のサンプリングタイミングｔｓ４～ｔｓ６に着目すると、ノイズ検知部５２での比較結果は「小」→「大」→「小」の順で変化している。この場合、１回目のサンプリングタイミングはサンプリングタイミングｔｓ４、２回目のサンプリングタイミングはサンプリングタイミングｔｓ５、３回目のサンプリングタイミングはサンプリングタイミングｔｓ６である。

　そのため、ノイズ検知部５２は、この比較結果に基づいて、突発性ノイズありと判定する。ただし、ノイズ検知部５２は、連続する３回分のサンプリングタイミングｔｓ４～ｔｓ６についての比較結果から突発性ノイズの有無を検知するので、３回目のサンプリングタイミングｔｓ６の時点で突発性ノイズありと判定することになる。

　補正部５３は、差分値が第２の閾値を上回ると判断されたサンプリングタイミングｔｓ５での差分値を、図４に示すように補正値として設定し、この補正値をバッファに格納する。補正部５３が補正値を設定するタイミングは、ノイズ検知部５２が突発性ノイズありと判定したタイミングであって、図４の例ではサンプリングタイミングｔｓ６の時点である。補正値は、補正タイミングｔｓ６の時点から一定の傾きで徐々に低下する。

　ここで、補正部５３が補正値を減算する対象となるのは、当該補正値と同じサンプリングタイミングにおける第２変換部４の出力値ではなく、１つ手前のサンプリングタイミングにおける第２変換部４の出力値である。つまり、補正部５３は、たとえばサンプリングタイミングｔｓ５における第２変換部４の出力値からは、サンプリングタイミングｔｓ６の時点での補正値を減算する。同様に、補正部５３は、たとえばサンプリングタイミングｔｓ６における第２変換部４の出力値からは、サンプリングタイミングｔｓ７の時点での補正値を減算する。

　その結果、第２変換部４の出力値から補正値を減算した補正後の出力値は、図４に示すように突発性ノイズの影響が抑制され、突発性ノイズの発生時点の前後においても大きく変動することはない。ただし、補正後の出力値は、１つ手前のサンプリングタイミングにおける第２変換部４の出力値に基づくので、実際の第２変換部４の出力からサンプリング周期（たとえば１０ｍｓ）の分だけ、遅延することになる。

　図５は、上述した赤外線検出装置１におけるデジタル回路５の処理の説明図である。

　すなわち、デジタル回路５は、第２変換部４の出力値から差分値を求め（Ｓ１）、その差分値と第２の閾値との比較結果から突発性ノイズの有無を検知する（Ｓ２）。突発性ノイズありと判定すると、デジタル回路５は、そのときの差分値を補正値としてバッファに格納し（Ｓ３）、第２変換部４の出力値から補正値を減算する（Ｓ４）。また、デジタル回路５は、バッファに格納した補正値を一定の傾きで徐々に低下させる（Ｓ５）。

　デジタル回路５は、補正後の出力値についてＢＰＦにて不要成分を除去し（Ｓ６）、補正後の出力値を用いて人体検知を行う（Ｓ７）。さらに、デジタル回路５は、ＢＰＦにて不要成分を除去した補正後の出力値を、シリアル出力する（Ｓ８）。また、デジタル回路５は、フルスケール判定機能により第２変換部４の出力が飽和しているか否かを判定し（Ｓ９）、判定結果に応じて増幅回路３２を無効にする。

　以上説明した本実施形態の赤外線検出装置１によれば、第２変換部４の出力値（デジタル値）に対する演算処理によって、突発性ノイズの有無を検知できる。したがって、赤外線検出装置１は、突発性ノイズの有無を検知するための検知回路を付加することなく、突発性ノイズの有無を検知する機能を付加することができる。すなわち、この赤外線検出装置１は、回路規模を大きくすることなく、突発性ノイズの有無を検知できるという利点がある。

　また、第１変換部３は、所定周波数以下の低周波成分を抑制するハイパスフィルタを有するので、たとえば周囲温度の変化などに起因して検知対象（人体）とは無関係に生じる低周波の揺らぎ成分に対する利得を抑えることができる。したがって、赤外線検出装置１は、低周波の不要成分に起因した誤検出を生じにくくなる。

　さらに、ノイズ検知部５２は、差分値と閾値との比較結果が上記（１）の条件を満たす場合、つまり連続する３回分のサンプリングタイミングについての比較結果が「小」→「大」→「小」の順で変化した場合に、突発性ノイズありと判定する。したがって、ノイズ検知部５２は、突発性ノイズが発生した時点から２回目のサンプリングタイミングで突発性ノイズを検知することができ、突発性ノイズを検知するまでに要する時間を比較的短くできる。

　また、本実施形態では、デジタル回路５は補正部５３を有するので、突発性ノイズありと判定された場合には、第２変換部４の出力値から補正値を減算することにより、突発性ノイズの影響を抑制することができる。したがって、この赤外線検出装置１は、突発性ノイズに起因した誤検出を低減できる。

　ところで、ノイズ検知部５２で用いられる第２の閾値は、単一の値に限らず、ある程度の幅を持っていてもよい。第２の閾値が幅を持つ場合、たとえば図６に示すように、第２の閾値について上限値「Ｖｔｈ２ｍａｘ」と下限値「Ｖｔｈ２ｍｉｎ」とが定められる（Ｖｔｈ２ｍａｘ＞Ｖｔｈ２ｍｉｎ）。この場合、ノイズ検知部５２は、差分値が第２の閾値の上限値よりも大きければ比較結果を「大」、差分値が第２の閾値の下限値よりも小さければ比較結果を「小」とし、差分値が第２の閾値の下限値以上且つ上限値以下の範囲内にあれば比較結果を「中」とする。なお、図６では、横軸を時間軸として、上段に第１変換部３の出力電圧を示し、下段に演算部５１で求めた差分値を示している。

　この場合においても、ノイズ検知部５２は、差分値と閾値との比較結果が上記（１）の条件を満たす場合、つまり連続する３回分のサンプリングタイミングについての比較結果が「小」→「大」→「小」の順で変化した場合に、突発性ノイズありと判定する。

　図６では、サンプリングタイミングｔｓ１０とサンプリングタイミングｔｓ１１との間の時点で突発性ノイズが発生した例を示している。すなわち、図６に示すように、演算部５１で求まる差分値は、突発性ノイズの発生時点の直前のサンプリングタイミングｔｓ１０までは、いずれも第２の閾値の下限値「Ｖｔｈ２ｍｉｎ」よりも小さくなる。一方、突発性ノイズの発生時点の直後のサンプリングタイミングｔｓ１１では、演算部５１で求まる差分値は、第２の閾値の上限値「Ｖｔｈ２ｍａｘ」より大きくなる。その後のサンプリングタイミングｔｓ１２以降では、演算部５１で求まる差分値は、再び第２の閾値の下限値「Ｖｔｈ２ｍｉｎ」より小さくなる。

　したがって、ノイズ検知部５２での差分値と第２の閾値との比較結果は、サンプリングタイミングｔｓ１～ｔｓ１０では「小」であり、サンプリングタイミングｔｓ１１で「大」となり、サンプリングタイミングｔｓ１２～ｔｓ１８で再び「小」となる。要するに、サンプリングタイミングｔｓ１～ｔｓ１８のうち、連続する３回分のサンプリングタイミングｔｓ１０～ｔｓ１２に着目すると、ノイズ検知部５２での比較結果は「小」→「大」→「小」の順で変化している。そのため、ノイズ検知部５２は、この比較結果に基づいて、突発性ノイズありと判定する。

　ただし、差分値に変動があっても、ノイズ検知部５２は、比較結果がたとえば「小」→「中」→「小」の順で変化する場合や、「中」→「大」→「小」の順で変化する場合や、「小」→「大」→「中」の順で変化する場合には、突発性ノイズなしと判定する。つまり、各サンプリングタイミングにおける１つ前のサンプリングタイミングからの第１変換部３の出力電圧の変化量が、第２の閾値の幅（上限値－下限値）を超えない限り、ノイズ検知部５２は突発性ノイズなしと判定する。そのため、第２の閾値の幅が、人体の存否を検知するための第１の閾値を超えないレベルで設定されていれば、ノイズ検知部５２は、誤検出の原因となる突発性ノイズのみを検知して除去することが可能である。

　（実施形態２）
　本実施形態では、演算部５１は、連続する４回分のサンプリングタイミングについてそれぞれ差分値を演算し、ノイズ検知部５２は、差分値と閾値との比較結果が下記（２）の条件を満たす場合に突発性ノイズが含まれていると判定するように構成されている。
（２）１回目のサンプリングタイミングについては前記差分値が前記閾値を下回り、２回目および３回目のサンプリングタイミングについては前記差分値が前記閾値を上回り、４回目のサンプリングタイミングについては前記差分値が前記閾値を下回る。

　以下、実施形態１と同様の構成については共通の符号を付して適宜説明を省略する。

　本実施形態では、ノイズ検知部５２は、１回目のサンプリングタイミングについて「小」、２回目および３回目のサンプリングタイミングについて「大」、４回目のサンプリングタイミングについて「小」の比較結果が得られると、突発性ノイズありと判定する。要するに、連続する４回分のサンプリングタイミングについての比較結果が、「小」→「大」→「大」→「小」の順で変化した場合に、ノイズ検知部５２は、突発性ノイズありと判定する。

　本実施形態においては、ノイズ検知部５２は、電源電圧や第１変換部３の出力電圧に重畳する電圧性の外来ノイズや電源電圧の瞬時変動などに起因して、第１変換部３の出力電圧に生じる突発性ノイズを検知対象としている。この種の突発性ノイズが生じた場合、第１変換部３の出力電圧は急峻に立ち上がり、その後すぐに急峻に立ち下がることになる。

　以下に、突発性ノイズが発生した際の赤外線検出装置１の動作について、図７を参照して説明する。図７では、横軸を時間軸として、上段に第１変換部３の出力電圧を示し、中断に演算部５１で求めた差分値を示し、下段に補正後の出力値を示している。また「ｔｓ１」～「ｔｓ１２」はそれぞれサンプリングタイミングを表している。図７では、サンプリングタイミングｔｓ５の前後に跨るようにして突発性ノイズが発生した例を示している。

　すなわち、突発性ノイズが発生すると、第１変換部３の出力は、図７に示すように突発性ノイズが発生した時点において急峻に立ち上がり、その後、急峻に立ち下がる。そのため、図７に示すように、演算部５１で求まる差分値は、突発性ノイズの立ち上がり時点の直前のサンプリングタイミングｔｓ４までは、いずれも第２の閾値よりも小さくなる。たとえばサンプリングタイミングｔｓ４についての差分値は、サンプリングタイミングｔｓ４での第２変換部４の出力値と、サンプリングタイミングｔｓ３での第２変換部４の出力値との差分であって、第２の閾値より小さくなる。

　一方、突発性ノイズの立ち上がり時点の直後のサンプリングタイミングｔｓ５では、演算部５１で求まる差分値は、第２の閾値より大きくなる。つまり、サンプリングタイミングｔｓ５についての差分値は、サンプリングタイミングｔｓ５での第２変換部４の出力値と、サンプリングタイミングｔｓ４での第２変換部４の出力値との差分であって、第２の閾値より大きくなる。

　さらに、突発性ノイズの立ち下がり時点の直後のサンプリングタイミングｔｓ６でも、演算部５１で求まる差分値は、第２の閾値より大きくなる。つまり、サンプリングタイミングｔｓ６についての差分値は、サンプリングタイミングｔｓ６での第２変換部４の出力値と、サンプリングタイミングｔｓ５での第２変換部４の出力値との差分であって、第２の閾値より大きくなる。

　その後のサンプリングタイミングｔｓ７以降では、演算部５１で求まる差分値は、第２の閾値より小さくなる。たとえばサンプリングタイミングｔｓ７についての差分値は、サンプリングタイミングｔｓ７での第２変換部４の出力値と、サンプリングタイミングｔｓ６での第２変換部４の出力値の差分であって、第２の閾値より小さくなる。

　したがって、ノイズ検知部５２での差分値と第２の閾値との比較結果は、サンプリングタイミングｔｓ１～ｔｓ４では「小」であり、サンプリングタイミングｔｓ５，ｔｓ６で共に「大」となり、サンプリングタイミングｔｓ７～ｔｓ１２で再び「小」となる。要するに、サンプリングタイミングｔｓ１～ｔｓ１２のうち、連続する４回分のサンプリングタイミングｔｓ４～ｔｓ７に着目すると、ノイズ検知部５２での比較結果は「小」→「大」→「大」→「小」の順で変化している。

　そのため、ノイズ検知部５２は、この比較結果に基づいて、突発性ノイズありと判定する。ただし、ノイズ検知部５２は、連続する４回分のサンプリングタイミングｔｓ４～ｔｓ７についての比較結果から突発性ノイズの有無を検知するので、４回目のサンプリングタイミングｔｓ７の時点で突発性ノイズありと判定することになる。

　補正部５３は、最初に差分値が第２の閾値を上回ると判断されたサンプリングタイミングｔｓ５での差分値を、補正値として設定し、この補正値をバッファに格納する。補正部５３は、バッファに格納した補正値を、第２変換部４の出力値から減算することにより、突発性ノイズの影響を抑制する。本実施形態では、補正部５３は、突発性ノイズによって立ち上がった第２変換部４の出力値についてのみ、補正値を減算することにより、突発性ノイズの影響を抑制する。つまり、図７の例では、補正部５３が補正値を減算する対象となるのは、最初に差分値が第２の閾値を上回ると判断されたサンプリングタイミングｔｓ５における第２変換部４の出力値である。

　その結果、第２変換部４の出力値から補正値を減算した補正後の出力値は、図７に示すように突発性ノイズの影響が抑制され、突発性ノイズの発生時点の前後においても大きく変動することはない。

　以上説明した本実施形態の赤外線検出装置１によれば、第２変換部４の出力値（デジタル値）に対する演算処理によって、第１変換部３の出力電圧に生じる突発性ノイズを検知できる。したがって、赤外線検出装置１は、突発性ノイズの有無を検知するための検知回路を付加することなく、突発性ノイズの有無を検知する機能を付加することができる。すなわち、この赤外線検出装置１は、回路規模を大きくすることなく、突発性ノイズの有無を検知できるという利点がある。

　その他の構成および機能は実施形態１と同様である。

　以上説明したように、第１の形態に係る赤外線検出装置（１）は、焦電素子（２）と、第１変換部（３）と、第２変換部（４）と、デジタル回路（５）とを備えている。第１変換部（３）は、焦電素子（２）から出力される電流信号を電圧信号に変換する。第２変換部（４）は、所定の時間間隔で設定される複数回のサンプリングタイミングの各々で第１変換部（３）の出力値を量子化してデジタル値に変換する。デジタル回路（５）は、第２変換部（４）の出力値が入力される。デジタル回路（５）は、演算部（５１）と、ノイズ検知部（５２）とを有している。演算部（５１）は、複数回のサンプリングタイミングの各々について１つ前のサンプリングタイミングとの間でデジタル値の差分値を演算することにより複数の差分値を求める。ノイズ検知部（５２）は、複数回のサンプリングタイミングについて求めた複数の差分値と所定の閾値との複数の比較結果に基づいて突発性ノイズの有無を検知する。

　第２の形態に係る赤外線検出装置（１）は、第１の形態において、ノイズ検知部（５２）は、複数の差分値の各々と閾値との大小関係を比較結果とする。ノイズ検知部（５２）は、複数の差分値の複数の比較結果を複数回のサンプリングタイミングの順に並べた場合の複数の比較結果の変化に基づいて、突発性ノイズの有無を検知するように構成されている。

　第３の形態に係る赤外線検出装置（１）は、第１または２の形態において、第１変換部（３）は、所定周波数以下の低周波成分を抑制するハイパスフィルタを有する。

　第４の形態に係る赤外線検出装置（１）は、第３の形態において、ノイズ検知部（５２）は、複数回のサンプリングタイミングのうち３回分のサンプリングタイミングに関し、次の条件を満たす場合に、突発性ノイズありと判定するように構成されている。ここでいう条件は、１回目のサンプリングタイミングについては差分値が閾値を下回り、２回目のサンプリングタイミングについては差分値が閾値を上回り、３回目のサンプリングタイミングについては差分値が閾値を下回ることである。

　第５の形態に係る赤外線検出装置（１）は、第３または４の形態において、デジタル回路（５）は、補正部（５３）をさらに有している。補正部（５３）は、突発性ノイズありとノイズ検知部（５２）で判定された場合に、複数の差分値のうち閾値を上回る差分値に基づいて補正値を設定し、補正値を第２変換部（４）の出力値から減算する。補正部（５３）は、時間経過に伴って補正値を減少させるように構成されている。

　第６の形態に係る赤外線検出装置（１）は、第１～３のいずれかの形態において、ノイズ検知部（５２）は、複数回のサンプリングタイミングのうち４回分のサンプリングタイミングに関し、次の条件を満たす場合に、突発性ノイズありと判定する。ここでいう条件は、１回目のサンプリングタイミングについては差分値が閾値を下回り、２回目および３回目のサンプリングタイミングについては差分値が閾値を上回り、４回目のサンプリングタイミングについては差分値が閾値を下回ることである。

　第７の形態に係る赤外線検出装置（１）は、第１～６のいずれかの形態において、デジタル回路（５）は、第２変換部（４）の出力値に応じたデジタル信号をシリアル出力するように構成されている。

Claims

　焦電素子と、
　当該焦電素子から出力される電流信号を電圧信号に変換する第１変換部と、
　所定の時間間隔で設定される複数回のサンプリングタイミングの各々で前記第１変換部の出力値を量子化してデジタル値に変換する第２変換部と、
　前記第２変換部の出力値が入力されるデジタル回路とを備え、
　前記デジタル回路は、
　前記複数回のサンプリングタイミングの各々について１つ前のサンプリングタイミングとの間でデジタル値の差分値を演算することにより複数の差分値を求める演算部と、
　前記複数回のサンプリングタイミングについて求めた前記複数の差分値と所定の閾値との複数の比較結果に基づいて突発性ノイズの有無を検知するノイズ検知部とを有する
　ことを特徴とする赤外線検出装置。
　前記ノイズ検知部は、前記複数の差分値の各々と前記閾値との大小関係を前記比較結果として、前記複数の差分値の前記複数の比較結果を前記複数回のサンプリングタイミングの順に並べた場合の前記複数の比較結果の変化に基づいて、突発性ノイズの有無を検知するように構成されている
　ことを特徴とする請求項１に記載の赤外線検出装置。
　前記第１変換部は、所定周波数以下の低周波成分を抑制するハイパスフィルタを有する
　ことを特徴とする請求項１または２に記載の赤外線検出装置。
　前記ノイズ検知部は、前記複数回のサンプリングタイミングのうち３回分のサンプリングタイミングに関し、１回目のサンプリングタイミングについては前記差分値が前記閾値を下回り、２回目のサンプリングタイミングについては前記差分値が前記閾値を上回り、３回目のサンプリングタイミングについては前記差分値が前記閾値を下回る場合に、前記突発性ノイズありと判定するように構成されている
　ことを特徴とする請求項３に記載の赤外線検出装置。
　前記デジタル回路は、前記突発性ノイズありと前記ノイズ検知部で判定された場合に、前記複数の差分値のうち前記閾値を上回る差分値に基づいて補正値を設定し、当該補正値を前記第２変換部の出力値から減算する補正部をさらに有し、
　前記補正部は、時間経過に伴って前記補正値を減少させるように構成されている
　ことを特徴とする請求項３または４に記載の赤外線検出装置。
　前記ノイズ検知部は、前記複数回のサンプリングタイミングのうち４回分のサンプリングタイミングに関し、１回目のサンプリングタイミングについては前記差分値が前記閾値を下回り、２回目および３回目のサンプリングタイミングについては前記差分値が前記閾値を上回り、４回目のサンプリングタイミングについては前記差分値が前記閾値を下回る場合に、前記突発性ノイズありと判定するように構成されている
　ことを特徴とする請求項１～３のいずれか１項に記載の赤外線検出装置。
　前記デジタル回路は、前記第２変換部の出力値に応じたデジタル信号をシリアル出力するように構成されている
　ことを特徴とする請求項１～６のいずれか１項に記載の赤外線検出装置。