JP2012225763A - 赤外線検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電流電圧変換回路のＳＮ比を低下させることなく、不要な低周波成分の影響を抑制することができる赤外線検出装置を提供する。
【解決手段】赤外線検出装置１は、ＡＤ変換部４における量子化器４２の入力から所定周波数以下の低周波成分である不要成分を低減させる補正回路６を備えている。補正回路６は、デジタルフィルタ５の一部を構成する第１のフィルタ部５１の出力から、ＡＤ変換部４の一部を構成する積分器４１における演算増幅器４１２の非反転入力端子に不要成分を帰還する。演算増幅器４１２の反転入力端子には電流電圧変換回路３からの入力信号が入力されているので、量子化器４２には不要成分を入力信号から除去した信号が入力されることになり、ＡＤ変換部４の入力信号が不要成分の影響で入力許容範囲を超えることは回避される。
【選択図】図１

Description

本発明は、焦電素子を用いた赤外線検出装置に関する。

近年、省エネルギ化を図るなどの目的で、人体の動きを検知して効率的な動作を行う様々な電気機器が提案されている。たとえば、このような電気機器には、赤外線の検知部として焦電素子を用いた赤外線検出装置が内蔵されている。一般的な赤外線検出装置は、レンズ等を用いて検知エリア内からの赤外線を焦電素子に集めており、焦電素子が受光する赤外線量の変化に応じて焦電素子から出力される電流信号が変化する。

この種の（焦電型）赤外線検出装置として、焦電素子と、焦電素子の出力電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部とを備えた装置が知られている（たとえば特許文献１参照）。

特許文献１に記載の赤外線検出装置１では、電流電圧変換回路は、図７に示すように、焦電素子２に入力端子が接続された演算増幅器３１を備えている。演算増幅器３１の出力端子と入力端子との間には、コンデンサ３２で構成された帰還容量が接続されている。演算増幅器３１の出力端子と入力端子との間には、さらに直流帰還回路が設けられ、入力抵抗１００によって帰還を行っている。直流帰還回路はインピーダンス変換のための演算増幅器３１とは別の演算増幅器１０１にコンデンサ１０２と抵抗値１０３が付加された積分回路で構成される。人体検知に必要な周波数帯は、直流帰還回路によって定まるＤＣ帰還時定数に対応する特定周波数よりも高い周波数側に設定される。

このような構成の電流電圧変換回路によれば、焦電素子２から出力される電流は、帰還容量のインピーダンスを用いて電流から電圧に変換される。また、演算増幅器３１の帰還動作を安定化するため直流帰還回路を接続しているので、赤外線検出装置１として使用される周波数ではＳＮ比が改善される。

特許第３４７２９０６号公報

しかしながら、上述した構成の赤外線検出装置１では、電流電圧変換回路の入力端子に入力抵抗１００が接続されているので、入力抵抗１００で発生するノイズ成分が電流電圧変換回路に入力されることになり、電流電圧変換回路のＳＮ比の低下につながる。特に、カットオフ周波数を低くしたり（たとえば０．１Ｈｚ未満）、入力抵抗１００の熱雑音を抑えたりするためには、入力抵抗１００は抵抗値がたとえばＴ（テラ）Ωオーダの高抵抗とする必要がある。

しかし、赤外線検出装置１の小型化の観点から入力抵抗１００は通常、ＩＣ（集積回路）に内蔵される抵抗素子にて構成され、このような抵抗素子で高抵抗を実現しようとすると、温度特性が大きく抵抗値のばらつきが大きくなる。入力抵抗１００の抵抗値がばらついて抵抗値が下がると、入力抵抗１００の熱雑音が増え、結果的にノイズ成分が増大して電流電圧変換回路のＳＮ比が低下する。

本発明は上記事由に鑑みて為されており、電流電圧変換回路のＳＮ比を低下させることなく、不要な低周波成分の影響を抑制することができる赤外線検出装置を提供することを目的とする。

本発明の赤外線検出装置は、焦電素子と、前記焦電素子から出力される電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路と、前記電流電圧変換回路から出力されるアナログ値をデジタル値に変換しシリアル方式で出力するＡＤ変換部と、前記ＡＤ変換部の出力のうち予め決められた周波数帯域の信号成分を通過させるデジタルフィルタと、前記ＡＤ変換部の出力から所定周波数以下の低周波成分を低減させるように、前記デジタルフィルタから前記ＡＤ変換部に前記低周波成分を帰還する補正回路とを備えることを特徴とする。

この赤外線検出装置において、前記デジタルフィルタは、ローパスフィルタおよびハイパスフィルタを有しており、前記補正回路は、前記ローパスフィルタの出力から前記低周波成分を抽出して前記ＡＤ変換部に帰還することが望ましい。

この赤外線検出装置において、前記デジタルフィルタは、ローパスフィルタおよびハイパスフィルタを有しており、前記補正回路は、前記ＡＤ変換部の出力から前記ハイパスフィルタのカットオフ周波数以下の前記低周波成分を低減させることにより、前記ハイパスフィルタの一部を兼ねることがより望ましい。

この赤外線検出装置において、前記ＡＤ変換部は、アナログ値の積分を行う積分器と、前記積分器の出力を量子化する量子化器とを有しており、前記積分器は、反転入力端子と出力端子との間に容量素子が接続された第１の演算増幅器を具備し、前記電流電圧変換回路の出力は、前記第１の演算増幅器の反転入力端子に入力され、前記補正回路の出力は、前記第１の演算増幅器の非反転入力端子に帰還されることがより望ましい。

この赤外線検出装置において、前記ＡＤ変換部はΔΣ方式であることがより望ましい。

この赤外線検出装置において、前記補正回路は、前記低周波成分を通過させる調整部と、前記調整部の出力をノイズシェーピングするノイズシェーパと、前記ノイズシェーパの出力をアナログ値に変換するＤＡ変換部とを有することがより望ましい。

この赤外線検出装置において、前記電流電圧変換回路は、反転入力端子に前記焦電素子が接続され、当該反転入力端子と出力端子との間に帰還用の素子が接続された第２の演算増幅器を具備し、当該第２の演算増幅器の非反転入力端子には基準電圧が印加され、前記補正回路は、前記低周波成分に相当するデジタル値をアナログ値に変換するＤＡ変換部を有し、前記ＤＡ変換部の電源供給部は、前記基準電圧を発生する基準電源部の電源供給部と共用されていることがより望ましい。

この赤外線検出装置において、前記ＡＤ変換部は、アナログ値の積分を行う積分器と、前記積分器の出力を量子化する量子化器とを有しており、前記積分器は、出力端子と反転入力端子との間に容量素子が接続された第１の演算増幅器を具備し、当該第１の演算増幅器の非反転入力端子には基準電圧が印加され、前記電流電圧変換回路の出力は、前記第１の演算増幅器の反転入力端子に入力され、前記補正回路の出力は、前記第１の演算増幅器の反転入力端子に帰還されることがより望ましい。

この赤外線検出装置において、前記ＡＤ変換部はΔΣ方式であることがより望ましい。

本発明は、ＡＤ変換部の出力から低周波成分を低減させるように、デジタルフィルタからＡＤ変換部に低周波成分を帰還する補正回路を備えるので、電流電圧変換回路のＳＮ比を低下させることなく、不要な低周波成分の影響を抑制できるという利点がある。

実施形態１に係る赤外線検出装置の構成を示す概略回路図である。 実施形態１に係る赤外線検出装置の構成を示す概略回路図である。 実施形態１に係る赤外線検出装置の構成を示す概略回路図である。 実施形態１に係る赤外線検出装置の動作を示す説明図である。 実施形態１に係る赤外線検出装置の他の構成を示す概略回路図である。 実施形態２に係る赤外線検出装置の構成を示す概略回路図である。 従来例を示す概略回路図である。

（実施形態１）
本実施形態の赤外線検出装置１は、図２に示すように、焦電素子２と、焦電素子２に接続される電流電圧変換回路３と、電流電圧変換回路３に接続されるＡＤ変換部４と、ＡＤ変換部４に接続されるデジタルフィルタ５と、後述の補正回路６とを備えている。本実施形態では、一例として検知エリア内の人体検知に用いられる赤外線検出装置１について説明するが、赤外線検出装置１がたとえばガス検知等の人体検知以外の用途に用いられることを妨げる趣旨ではない。電流電圧変換回路３とＡＤ変換部４とデジタルフィルタ５と補正回路６とは、外付け部品を用いずにＩＣ（集積回路）化されることによりワンチップ化される。

焦電素子２は、検知エリアから赤外線を受光し、受光した赤外線量の変化に応じて電流信号を出力する。

電流電圧変換回路３は、反転入力端子に焦電素子２が接続された演算増幅器（第２の演算増幅器）３１を有している。演算増幅器３１の出力端子−反転入力端子間には、交流帰還用の容量素子としてのコンデンサ３２が接続されている。演算増幅器３１の非反転入力端子には、基準電圧を発生する基準電源部３３が接続されている。

このように構成される電流電圧変換回路３によれば、焦電素子２から出力された微弱な電流信号は、コンデンサ３２のインピーダンスを用いて電圧信号に変換される。したがって、演算増幅器３１から出力される電圧は、基準電源部３３が発生する基準電圧からコンデンサ３２の両端電圧を差し引いた値となる。要するに、電流電圧変換回路３の出力は、基準電圧を動作点として、焦電素子２が赤外線を受光したことによる電流信号の変化に応じて動作点から変化する。

なお、以下では説明を簡単にするために、上記動作点（基準電圧）にあるときの電流電圧変換回路３の出力をゼロとして説明する。つまり、以下では、電流電圧変換回路３の出力は、演算増幅器３１から出力される電圧の動作点からの変化量を意味する。

ＡＤ変換部４は、電流電圧変換回路３から入力される電圧値（アナログ値）をデジタル値に変換して、シリアル方式でデジタルフィルタ５に出力する。つまり、ＡＤ変換部４は、アナログ信号の瞬時値をデジタルのシリアルビット列に変換して出力する。

本実施形態では、図１に示すように、ＡＤ変換部４としてΔΣ（デルタシグマ）方式（ΣΔ方式）のＡＤ変換器（ΔΣＡＤ変換器）が用いられている。これにより、比較的小型で且つ高精度のＡＤ変換部４を実現することができる。

すなわち、ＡＤ変換部４は、入力信号の積分を行う積分器４１と、積分器４１の出力を量子化する量子化器４２と、量子化器４２の出力をアナログ値に変換するＤＡ変換器４３とを有している。なお、電流電圧変換回路３と積分器４１との間には抵抗４５が挿入されている。

積分器４１は、反転入力端子と出力端子との間にコンデンサ（容量素子）４１１が接続された演算増幅器（第１の演算増幅器）４１２を具備しており、演算増幅器４１２の反転入力端子には電流電圧変換回路３からの入力信号が入力される。量子化器４２は、積分器４１の出力電圧つまり積分値と、所定の閾値とを比較することによって、アナログ値をデジタル値に変換する。ここでは、量子化器４２は１つの閾値を用いてアナログ値を１ビット（ｂｉｔ）のデジタル値に変換する。

ＤＡ変換器４３は、量子化器４２で変換されたデジタル値を１クロック分だけ遅延させた値である遅延値を、アナログ値に変換して演算増幅器４１２の反転入力端子に帰還する。これにより、ＡＤ変換部４においては、時間経過に伴う入力信号の変化分（微分値）を積分した値が、デジタル値として量子化器４２から出力されることになる。

ＡＤ変換部４は、入力されたアナログ信号の振幅が入力許容範囲内にあれば、量子化器４２にてアナログ値をデジタル値に変換し、入力許容範囲外の振幅を持つアナログ信号が入力されると量子化器４２の出力が飽和する。

デジタルフィルタ５は、予め決められた周波数帯域を通過帯域とするデジタルバンドパスフィルタとしての機能を有している。本実施形態では、人体の存在を検知した際に焦電素子２が発生する電流信号の周波数帯域（ここでは０．１Ｈｚ〜１０Ｈｚ程度とする）をデジタルフィルタ５の通過帯域とする。以下、「バンドパスフィルタ」を「ＢＰＦ」と称する。

デジタルフィルタ５は、図１に示すように、ＡＤ変換部４の出力に接続される第１のフィルタ部５１と、第１のフィルタ部５１の出力に接続される第２のフィルタ部５２とを具備している。第１のフィルタ部５１は、ローパスフィルタとしての機能を有し、第２のフィルタ部５２は、ハイパスフィルタおよびローパスフィルタとしての機能を有しており、両フィルタ部５１，５２を併せてＢＰＦを構成している。

ここで、ＡＤ変換部４は、上述のようにΔΣ方式のＡＤ変換器からなるので、オーバーサンプリングによって量子化誤差の低減を図っている。第１のフィルタ部５１は、量子化器４２から出力されるデジタル値についてサンプリング周波数を間引いて（ダウンサンプリング）、デジタル値の分解能を１ビットから多ビットへ変換するデシメーションフィルタとして機能する。

デジタルフィルタ５に代えてアナログＢＰＦが用いられている場合で、０．１Ｈｚ〜１０Ｈｚ程度の信号を通過させるためには、回路定数の比較的大きなコンデンサ等の素子が必要になる。このような素子はＩＣ（集積回路）に外付けされることになるので、この構成では赤外線検出装置１の回路部分をワンチップ化することができない。これに対して、本実施形態の赤外線検出装置１は、上述のようにデジタルＢＰＦを用いたことにより、外付け部品が不要となり回路部分をワンチップ化することができるという利点がある。

以上説明した構成の赤外線検出装置１では、焦電素子２から出力された電流信号は、電流電圧変換回路３にて電圧信号に変換された後、ＡＤ変換部４でデジタル値に変換され、デジタルフィルタ５に入力される。デジタルフィルタ５からは人体の存在を検知した際に焦電素子２が発生する電流信号の周波数帯域（０．１Ｈｚ〜１０Ｈｚ程度）のデジタル信号が出力され、後段のマイコン（マイクロコンピュータ）等に入力される。

マイコンは、デジタルフィルタ５から入力されるデジタル信号に基づいて、検知エリア内における人体の存否の判定を行う。つまり、マイコンは、デジタルフィルタ５の出力値（電流電圧変換回路３の出力に相当する）と、予め定められている第１の閾値とを比較することにより検知エリア内の人体の存否を判定する判定部（図示せず）を有する。判定部は、デジタルフィルタ５の出力値の絶対値が第１の閾値を超えている期間には、検知エリア内に人がいると判定してＨレベルの検知信号を出力し、閾値以内であれば検知エリア内に人はいないと判定して検知信号をＬレベルとする。

ところで、所定周波数以下の低周波成分がＡＤ変換部４の入力に含まれていると、ＡＤ変換部４の入力信号が入力許容範囲を超えやすくなる。つまり、電流電圧変換回路３の演算増幅器３１の反転入力端子で電流リークが生じたり、電流電圧変換回路３に焦電素子２から低周波の揺らぎ成分が入力されたりしていると、ＡＤ変換部４の入力に含まれる低周波成分により量子化器４２の出力は飽和しやすくなる。なお、焦電素子２から電流電圧変換回路３へ入力される低周波の揺らぎ成分としては、たとえば周囲温度の変化などに起因して検知対象（人体）とは無関係に焦電素子２の出力に生じる成分がある。以下では、検知対象とは関係のない不要な所定周波数以下の低周波成分を「不要成分」ともいう。

また、量子化器４２の入力から不要成分を低減させるために、電流電圧変換回路３とＡＤ変換部４との間にハイパスフィルタを付加することも考えられる。ただし、不要成分に対応できる程度にハイパスフィルタのカットオフ周波数を低くする（０．１Ｈｚ程度とする）ためには、ハイパスフィルタに回路定数の比較的大きな抵抗素子および容量素子を用いる必要があり、ハイパスフィルタのＩＣ（集積回路）化は困難である。そのため、本実施形態のように電流電圧変換回路３とＡＤ変換部４とデジタルフィルタ５とが外付け部品を用いずにＩＣによりワンチップ化される構成では、電流電圧変換回路３とＡＤ変換部４との間にハイパスフィルタを付加することはできない。

そこで、本実施形態の赤外線検出装置１は、量子化器４２の入力から所定周波数以下の低周波成分（不要成分）を低減させる補正回路６を備えている。ここでは一例として、人体検知時に焦電素子２が発生する電流信号の周波数帯域（０．１Ｈｚ〜１０Ｈｚ程度）との関係から、不要成分は０．１Ｈｚ以下の低周波成分であることとする。

補正回路６は、デジタルフィルタ５およびＡＤ変換部４に接続されており、ＡＤ変換部４の出力から不要成分を低減させるように、デジタルフィルタ５からＡＤ変換部４に不要成分を帰還（フィードバック）する。ここでは、補正回路６は、図１に示すように、デジタルフィルタ５の一部を構成する第１のフィルタ部５１の出力から、積分器４１における演算増幅器４１２の非反転入力端子に不要成分を帰還する。

具体的に説明すると、補正回路６は、第１のフィルタ部５１の出力に接続された調整部６１と、調整部６１の出力に接続された補正用ＤＡ変換器（ＤＡ変換部）６２とを有している。調整部６１は、不要成分の上限周波数（ここでは０．１Ｈｚ）をカットオフ周波数とするデジタルローパスフィルタであって、第１のフィルタ部５１の出力から不要成分に相当するデジタル信号のみを抽出して補正用ＤＡ変換器６２に出力する。補正用ＤＡ変換器６２は、調整部６１から入力される不要成分に相当するデジタル値をアナログ値に変換して演算増幅器４１２に帰還する。

この構成によれば、積分器４１における演算増幅器４１２には、補正回路６により不要成分に相当するアナログ信号がフィードバック信号として帰還される。ここで、演算増幅器４１２の反転入力端子には電流電圧変換回路３からの入力信号が入力されているので、量子化器４２には不要成分を入力信号から除去した信号が入力されることになる。したがって、ＡＤ変換部４の入力信号が不要成分の影響で入力許容範囲を超えることを回避でき、結果的に、ＡＤ変換部４の入力許容範囲を広げることができる。

次に、補正用ＤＡ変換器６２の構成について、図３を参照してより詳しく説明する。補正用ＤＡ変換器６２は、複数の抵抗素子が直列に接続されて構成される抵抗アレイ６２１と、抵抗アレイ６２１の複数の接続点の中から積分器４１に接続する接続点を選択するマルチプレクサ６２２と、マルチプレクサ６２２を制御する制御回路６２３とを有する。抵抗アレイ６２１には一定の直流電圧（内部電源電圧）Ｖｃｃが印加されており、複数の抵抗素子が基準電圧Ｖｃｃを分圧することにより、複数の接続点には接続点ごとに異なる電圧が生じる。制御回路６２３は、調整部６１の出力するデジタル値に相当する大きさの電圧が演算増幅器４１２の非反転入力端子に出力されるように、調整部６１の出力するデジタル値に応じて積分器４１に接続する接続点を選択する。

つまり、補正用ＤＡ変換器６２は、直流電圧Ｖｃｃを抵抗アレイ６２１にて分圧し、ＡＤ変換部４への入力信号に変動が生じていないときに所定の電圧Ｖｒが積分器４１に出力されるように、制御回路６２３にて積分器４１に接続する接続点を選択する。一方、ＡＤ変換部４への入力信号に不要成分による高電位側への変動が生じた場合、この変動に応じて積分器４１への出力電圧が電圧Ｖｒよりも大きくなるように、補正用ＤＡ変換器６２は、制御回路６２３にて積分器４１に接続する接続点を選択する。この動作により、不要成分に相当するアナログ信号が演算増幅器４１２に帰還される。

ここにおいて、抵抗アレイ６２１に直流電圧Ｖｃｃを印加する電源部は、電流電圧変換回路３の演算増幅器３１に基準電圧を与える基準電源部３３（図１参照）の電源供給部と兼用される。言い換えれば、補正用ＤＡ変換器６２の電源供給部は、演算増幅器３１に与えられる基準電圧を発生する基準電源部３３の電源供給部と共用される。つまり、抵抗アレイ６２１の複数の接続点のいずれかに演算増幅器３１の非反転入力端子が接続されることにより、抵抗アレイ６２１で分圧された電圧が基準電圧として演算増幅器３１に与えられる。

この構成によれば、電流電圧変換部３の出力の動作点を決める基準電圧と、抵抗アレイ６２１に印加される直流電圧Ｖｃｃとは、共通の電源供給部によって生じる。したがって、この電源供給部の出力にノイズ成分が生じた場合、このノイズ成分は、電流電圧変換回路３と補正用ＤＡ変換器６２との両方の出力に影響することになり、積分器４１において相殺される。その結果、基準電源部３３の出力に生じたノイズ成分が量子化器４２の入力に影響することを回避でき、ＡＤ変換部４の出力の信頼性が向上する。

また、補正回路６は、所定周波数以下の不要成分をＡＤ変換部４の出力から低減させるので、ＡＤ変換部４の入出力との関係ではハイパスフィルタとして作用する。ここで、補正回路６は、デジタルフィルタ５の一部を構成するハイパスフィルタのカットオフ周波数以下の低周波成分を、ＡＤ変換部４の出力から低減させるように調整部６１のカットオフ周波数が調整されていてもよい。この場合、補正回路６によって構成されるハイパスフィルタは、デジタルフィルタ５の一部を構成するハイパスフィルタとしての機能を兼ねることとなるので、デジタルフィルタ５のフィルタの次数を少なくすることができる。たとえば、人体検知のために５次のフィルタが必要な場合、デジタルフィルタ５自体は４次のフィルタとすることができる。

次に、赤外線検出装置１の動作について図４を参照して説明する。図４では、焦電素子２の周囲温度の変化に起因して、焦電素子２から電流電圧変換回路３への入力に所定周波数以下の揺らぎ成分（不要成分）が生じている場合を例として、量子化器４２の入力を示す。

まず、補正回路６が設けられていない場合について説明する。この場合、図４（ａ）に示すように、量子化器４２の入力には検知対象成分（人体の動きにより焦電素子２が発生する成分）の他に、不要成分が含まれている。そのため、量子化器４２の入力は不要成分によって大きく揺らぐこととなり、量子化器４２の出力を飽和させないためにはＡＤ変換部４の入力許容範囲Ｒ１は比較的広く設定されている必要がある。

これに対して、本実施形態のように補正回路６が設けられている場合、図４（ｂ）に示すように、量子化器４２の入力においては補正回路６により検知対象成分以外の不要成分が大幅に低減される。そのため、量子化器４２の入力が不要成分によって大きく揺らぐことはなく、ＡＤ変換部４の入力許容範囲Ｒ２が比較的狭く設定されていても、量子化器４２の出力は飽和しにくい。

以上説明した本実施形態の赤外線検出装置１によれば、補正回路６が、デジタルフィルタ５からＡＤ変換部４に不要成分を帰還することによって、量子化器４２の入力から所定周波数以下の低周波成分（不要成分）を低減させることができる。すなわち、上記構成の赤外線検出装置１では、たとえば周囲温度の変化などに起因して検知対象とは関係のない不要な低周波成分が焦電素子２から出力される出力電流に含まれていても、不要な低周波成分を不要成分として除去することができる。

したがって、不要な低周波成分の影響でＡＤ変換部４の入力信号が入力許容範囲を超えることを回避できる。そのため、ＡＤ変換部４の入力許容範囲Ｒ２を狭く、つまり量子化器４２の入力のダイナミックレンジを比較的小さく設定することによって、焦電素子２の出力に基づく電圧信号のような微弱な入力信号を量子化器４２で精度よく変換することが可能になる。もしくは、量子化器４２の精度が同等であれば、補正回路６がない構成に比べて、赤外線検出装置１の回路規模を小さくして小型化を図ることができる。

しかも、本実施形態の構成では、電流電圧変換回路３の入力端子に接続される入力抵抗は不要であるので、背景技術の欄で説明した赤外線検出装置のように、入力抵抗で発生するノイズ成分によって電流電圧変換回路３のＳＮ比が低下することもない。要するに、上記構成の赤外線検出装置１によれば、電流電圧変換回路３のＳＮ比を低下させることなく、不要な低周波成分の影響を抑制することができるという利点がある。

また、本実施形態においては、補正回路６は、デジタルフィルタ５のローパスフィルタを構成しデシメーションフィルタとして機能する第１のフィルタ部５１の出力から、不要成分を抽出してＡＤ変換部４に帰還している。そのため、第１のフィルタ部５１は補正回路６において不要成分を抽出するためのフィルタとして兼用されることとなり、部品の共用化により赤外線検出装置１の構成の簡略化を図ることができる。

さらに、本実施形態では、電流電圧変換回路３の出力はＡＤ変換部４の一部を構成する積分器４１の演算増幅器４１２の反転入力端子に入力され、補正回路６の出力は演算増幅器４１２の非反転入力端子に帰還されている。したがって、補正回路６は、電流電圧変換回路３から積分器４１に入力される信号とは分離した系で、不要成分の帰還をかけることができ、ＡＤ変換部４の精度が向上するという利点がある。

特に、本実施形態ではアナログ値の積分を行う積分器４１を有するＡＤ変換部４として、ΔΣ方式のＡＤ変換器が用いられているので、赤外線検出装置１の回路部分をＩＣ（集積回路）化しながらも、比較的高精度のＡＤ変換部４を実現することができる。また、補正回路６にて帰還された不要成分は、ＡＤ変換部４の積分器４１によって量子化器４２の入力から低減されるので、帰還された不要成分を低減するための構成をＡＤ変換部４と別に設ける必要がない。

ところで、補正回路６は、図５に示すように調整部６１と補正用ＤＡ変換器６２との間に、調整部６１の出力をノイズシェーピングするノイズシェーパ６３を有していてもよい。この構成では、補正ＤＡ変換器６２は、ノイズシェーパ６３にてノイズシェーピングされた不要成分に相当するデジタル値をアナログ値に変換して演算増幅器４１２に帰還することになる。

なお、本実施形態では、ＡＤ変換部４としてΔΣ方式のＡＤ変換器を例示したが、ＡＤ変換部４はΔΣ方式以外のＡＤ変換器であってもよい。

（実施形態２）
本実施形態の赤外線検出装置１は、図６に示すように補正回路６の出力が、ＡＤ変換部４の一部を構成する積分器４１の演算増幅器４１２の反転入力端子に帰還されている点で実施形態１の赤外線検出装置１と相違する。以下、実施形態１と同様の構成については、実施形態１と共通の符号を付して適宜説明を省略する。

すなわち、本実施形態では、演算増幅器４１２の非反転入力端子には基準電圧を発生する基準電源部４１３が接続されており、補正回路６の出力は演算増幅器４１２の反転入力端子に接続されている。これにより、演算増幅器４１２の反転入力端子には、補正回路６の出力する信号が入力されることになる。なお、基準電源部４１３は電流電圧変換回路３の基準電源部３３と兼用されていてもよい。

以上説明した本実施形態の赤外線検出装置１によれば、補正回路６の出力はＡＤ変換部４の初段に設けられている積分器４１の入力端子に接続されていればよいので、補正回路６の出力を演算増幅器４１２の非反転入力端子に直接接続する必要がない。したがって、補正回路６を付加しながらも、ＩＣ（集積回路）化された汎用のＡＤ変換器をＡＤ変換部４として用いることができるという利点がある。

その他の構成および機能は実施形態１と同様である。

１ 赤外線検出装置
２ 焦電素子
３ 電流電圧変換回路
４ ＡＤ変換部
５ デジタルフィルタ
６ 補正回路
３１ （第２の）演算増幅器
３３ 基準電源部
４１ 積分器
４２ 量子化器
５１ 第１のフィルタ部
６１ 調整部
６２ 補正用ＤＡ変換器（ＤＡ変換部）
６３ ノイズシェーパ
４１１ コンデンサ（容量素子）
４１２ （第１の）演算増幅器

Claims (9)

1. 焦電素子と、前記焦電素子から出力される電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路と、前記電流電圧変換回路から出力されるアナログ値をデジタル値に変換しシリアル方式で出力するＡＤ変換部と、前記ＡＤ変換部の出力のうち予め決められた周波数帯域の信号成分を通過させるデジタルフィルタと、前記ＡＤ変換部の出力から所定周波数以下の低周波成分を低減させるように、前記デジタルフィルタから前記ＡＤ変換部に前記低周波成分を帰還する補正回路とを備えることを特徴とする赤外線検出装置。
2. 前記デジタルフィルタは、ローパスフィルタおよびハイパスフィルタを有しており、前記補正回路は、前記ローパスフィルタの出力から前記低周波成分を抽出して前記ＡＤ変換部に帰還することを特徴とする請求項１に記載の赤外線検出装置。
3. 前記デジタルフィルタは、ローパスフィルタおよびハイパスフィルタを有しており、前記補正回路は、前記ＡＤ変換部の出力から前記ハイパスフィルタのカットオフ周波数以下の前記低周波成分を低減させることにより、前記ハイパスフィルタの一部を兼ねることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の赤外線検出装置。
4. 前記ＡＤ変換部は、アナログ値の積分を行う積分器と、前記積分器の出力を量子化する量子化器とを有しており、前記積分器は、反転入力端子と出力端子との間に容量素子が接続された第１の演算増幅器を具備し、前記電流電圧変換回路の出力は、前記第１の演算増幅器の反転入力端子に入力され、前記補正回路の出力は、前記第１の演算増幅器の非反転入力端子に帰還されることを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の赤外線検出装置。
5. 前記ＡＤ変換部はΔΣ方式であることを特徴とする請求項４に記載の赤外線検出装置。
6. 前記補正回路は、前記低周波成分を通過させる調整部と、前記調整部の出力をノイズシェーピングするノイズシェーパと、前記ノイズシェーパの出力をアナログ値に変換するＤＡ変換部とを有することを特徴とする請求項４または請求項５に記載の赤外線検出装置。
7. 前記電流電圧変換回路は、反転入力端子に前記焦電素子が接続され、当該反転入力端子と出力端子との間に帰還用の素子が接続された第２の演算増幅器を具備し、当該第２の演算増幅器の非反転入力端子には基準電圧が印加され、前記補正回路は、前記低周波成分に相当するデジタル値をアナログ値に変換するＤＡ変換部を有し、前記ＤＡ変換部の電源供給部は、前記基準電圧を発生する基準電源部の電源供給部と共用されていることを特徴とする請求項４ないし請求項６のいずれか１項に記載の赤外線検出装置。
8. 前記ＡＤ変換部は、アナログ値の積分を行う積分器と、前記積分器の出力を量子化する量子化器とを有しており、前記積分器は、出力端子と反転入力端子との間に容量素子が接続された第１の演算増幅器を具備し、当該第１の演算増幅器の非反転入力端子には基準電圧が印加され、前記電流電圧変換回路の出力は、前記第１の演算増幅器の反転入力端子に入力され、前記補正回路の出力は、前記第１の演算増幅器の反転入力端子に帰還されることを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の赤外線検出装置。
9. 前記ＡＤ変換部はΔΣ方式であることを特徴とする請求項８に記載の赤外線検出装置。
   

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