JPH10281866A

JPH10281866A - 焦電型赤外線検出装置

Info

Publication number: JPH10281866A
Application number: JP9104797A
Authority: JP
Inventors: Yuji Takada; 裕司高田; Shinji Sakamoto; 慎司坂本; Mitsuteru Hataya; 光輝畑谷; Toshio Fujimura; 俊夫藤村
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1997-04-09
Filing date: 1997-04-09
Publication date: 1998-10-23
Anticipated expiration: 2017-04-09
Also published as: JP3472906B2

Abstract

(57)【要約】【課題】電流電圧変換回路のＳ／Ｎ比を、焦電素子の特
性を変更することなく改善し得た焦電型赤外線検出装置
を提供する。【解決手段】焦電素子からの素子電流を入力した演算増
幅器２に帰還容量Ｃｆを付加することによって、帰還容
量のインピーダンスを利用した電流電圧変換回路を備え
た構成としている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、焦電素子を用い
て、人体から輻射される赤外線エネルギーを検出し、人
体の存在や移動の検知を行ったり、輻射エネルギー、室
温を検出することで放射温度計として働く、焦電型赤外
線検出装置の改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１２は、この種の焦電型赤外線検出装
置に従来より用いられているＦＥＴを用いた電流電圧変
換回路を示している。この電流電圧変換回路は、ＦＥＴ
のゲートに焦電素子１と高抵抗Ｒｇを並列に接続し、Ｆ
ＥＴのソースとグランドに接続した出力抵抗Ｒｓより電
圧信号を取り出すようになっており、熱線を感知したと
き焦電素子１から出力される信号電流は高抵抗Ｒｇで電
圧に変換され、それをＦＥＴのゲートで受けてＦＥＴと
抵抗Ｒｓに電流を流すことによってＦＥＴのソース電圧
を変化させ、そのとき抵抗Ｒｓに加わる電圧を信号増幅
回路に出力する構成としている。

【０００３】ところで、このようなＦＥＴを用いた電流
電圧変換回路では、赤外線に対する感度を示す出力電圧
Ｖは数１によって求められる。

【０００４】

【数１】

【０００５】これを解析すると、赤外線Ｐの入射に対す
る出力電圧Ｖは、図１３に示すようなグラフとなる。こ
こに、輻射率：η、有効受光面積：Ａ、入力抵抗：Ｒ、
焦電係数：λ、熱拡散係数：Ｇ、熱時定数：τｔ、電気
時定数：τである。また、このようなＦＥＴを用いた電
流電圧変換回路では、発生するノイズも、数２によって
求められ、その解析結果は図１４に示すグラフとなる。

【０００６】

【数２】

【０００７】ここに、ボルツマン定数：ｋ、絶対温度：
Ｔ、素子容量：Ｃｉ、素子誘電体損失：ｔａｎδ、ＦＥ
Ｔの電流性ノイズ：Ｉｎ、ＦＥＴの電圧性ノイズ：Ｅｎ
である。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、赤外線検出
装置にとって重要なことは、単に焦電素子に於ける出力
信号Ｓが大きければ良いと言うことではなく、素子自身
から発生するノイズＮとの比、つまりＳ／Ｎ比が重要で
ある。それは、例えて言うならば、焦電素子を改良して
同一の赤外線入射パワーに対する出力信号が従来より２
倍大きく出力なっても、その定常出力ノイズが４倍に増
えていたような場合には、検出分解能や検出精度は１／
２になり、かえって赤外線の検出能力は低下したことに
なる。

【０００９】したがって、赤外線検出装置として、検出
能力をアップするためには、１）同一の赤外線入力に対して、出力信号Ｓをいかに大
きくできるか２）出力ノイズＮをいかに小さく抑えることができる
か、つまり、いかにして大きなＳ／Ｎ比を得るかが、素子の
良否、つまり赤外線検出装置の商品的価値を決定するこ
とになる。

【００１０】ここで、ＦＥＴを用いた従来の焦電素子を
解析して見ると、出力電圧Ｖは、数１に示したように、
輻射率η、有効受光面積Ａ、入力抵抗Ｒ、焦電係数λ、
熱拡散係数Ｇによって基本的感度が決まり、また熱時定
数τｔ、電気時定数τｅによってその周波数特性が決定
されている。したがって、これらの個々のパラメータを
最適に設定することで最大の信号出力が得られるように
設計が行われているが、実際には新しい素材の焦電素子
を開発し、焦電係数の改善や、その実装方法を開発して
熱拡散係数を改善することが主となっている。

【００１１】また、焦電素子に於けるノイズは１）入力抵抗雑音：Ｖｒ２）ｔａｎδ雑音：Ｖδ ３）ＦＥＴ電流雑音：Ｖｉ４）ＦＥＴ電圧雑音：Ｖｎ５）温度雑音：Ｖｔで構成され、上記した数２に示すような式で求められ、
最終的には各ノイズの二乗平均でノイズ出力電圧ＶＮが
決定される。このノイズ出力電圧ＶＮは図１５に示さ
れ、Ｓ／Ｎ比は図１６に示されるが、代表的パラメータ
を分析すれば、支配的になっているのは、入力抵抗によ
る熱雑音である。この入力抵抗熱雑音は、抵抗値を更に
大きな値にすれば低減できることは解析より明らかであ
るが、温度雑音Ｖｔは通常桁違いに小さく、この例でも
グラフの範囲外に有って表記されていない。しかしなが
ら、Ｒｇ＝１００ＧΩを越える値を採用するというの
は、焦電センサに於ける動作の安定性、つまり外来ノイ
ズ、ＦＥＴのバイアス電流変動、高抵抗自身の抵抗値変
化などを考慮するとほぼ限界に近い値になっており、従
って、これ以上のノイズの低減は殆ど困難な状況にあ
り、従来の焦電センサはそのノイズ特性に於いては、ほ
とんど限界に達していると言える。

【００１２】なお、ここでのＳ／Ｎ比の解析は、焦電素
子の最大のアプリケーションである人体検知に於ける検
出周波数が１Ｈｚ中心であることから、１Ｈｚ近傍に着
目して行っている。以上の事実を考慮すると、従来のＦ
ＥＴによる電流電圧変換回路を用いてＳ／Ｎ比を改善す
る場合、ノイズの低減はほとんど期待できず、出力信号
を増やす、例えば、焦電係数の改善、熱拡散係数の改善
などしか方法が残されていないが、現実には、種々の出
力特性の改善も限界に近づいており、素子や実装条件を
変えるだけでは２〜３倍といったＳ／Ｎ比の改善は望み
ようもないのが現状である。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明は、本発明者らの
鋭意検討の結果なされたもので、コンデンサのインピー
ダンスの周波数特性を電流電圧変換に用いることを種々
の観点から試験的に考察した結果、焦電型赤外線検出装
置のＳ／Ｎ比の向上に有益でかつ実現可能なことを知得
して、本発明に到達したものである。

【００１４】すなわち、本発明者らは、焦電素子の素材
を変更する手法に依らずに、焦電素子に帰還容量を付加
した演算増幅器を接続して電流電圧変換回路を構成し、
この電流電圧変換に対して入力換算ノイズを低減させる
種々のシュミレーション、設計を行うことによって、本
発明として到達したものである。したがって、上記目的
を達成するために請求項１において提案された赤外線検
出器は、帰還容量を付加した演算増幅器に焦電素子を接
続して、熱線の検知時に焦電素子に生じる信号電流を電
圧信号に変換して出力させる電流電圧変換回路を有した
基本構成をなしている。

【００１５】また、請求項２では、現実の演算増幅器を
考慮し、その演算増幅器の帰還動作を安定化するため、
演算増幅器には直流帰還回路を接続し、低周波に対して
動作の不安定なコンデンサの周波数インピーダンス特性
を改善している。このような電流電圧回路を備えた赤外
線検出器によれば、従来のＦＥＴを用いた電流電圧変換
回路において、熱雑音の要素として支配的であった高抵
抗を使用していないため、全体としての雑音成分が減少
し、赤外線検出装置として使用される周波数域では、Ｓ
／Ｎ比が著しく改善された。

【００１６】請求項３では、演算増幅器について言及し
ている。前述した解析から明かなように、焦電素子を固
定した場合、演算増幅器を用いた電流電圧変換回路で
は、ノイズ成分として、焦電素子の誘電体損失による雑
音成分が支配的であるが、演算増幅器も電流雑音、電圧
雑音成分を有する。特にこの２種類の雑音成分では、電
圧雑音が周波数に影響せずにほぼ一定であり、電流雑音
より小さいが、電流雑音は周波数に影響して変化する。
したがって、このような演算増幅器においては、電流雑
音を抑制することが必要となり、請求項３では、そのた
めの条件として、電流雑音成分が誘電体損失による雑音
成分よりも小さくなるような入力インピーダンスを有し
た演算増幅器を用いることを提案している。実際の使用
に際しては、入力インピーダンスの大きな演算増幅器を
使用すれば十分である。

【００１７】また、請求項４，５，６では、帰還容量を
付加した演算増幅器の動作を安定化するために付加され
る直流帰還回路の具体的な構成を提案している。すなわ
ち、請求項４では、積分回路で構成したもの、請求項５
では、直流帰還回路の入力側に分圧回路を接続したも
の、請求項６では、分圧回路を３つの抵抗をＴ型に接続
して構成したものをそれぞれ提案している。演算増幅器
から直流帰還回路に入力される出力電圧を抑制すること
によって、見かけ上のフィードバック利得を減少させ、
直流帰還回路の持つフィードバック時定数を低域へシフ
トさせ、部品の小型化を図っている。

【００１８】このような本発明は、焦電素子そのものが
従来と同様のチップであっても（素子電流Ｉｐの改善が
無くても）、電流電圧変換部に於ける出力電圧を大きく
したり、入力換算ノイズを低減することによって、従来
より高いＳ／Ｎ比を得るものである。なお、請求項７で
は、直流帰還回路を、帰還コンデンサを付加した演算増
幅器の出力端子と、その基準入力端子の各々に異なる抵
抗を接続することによって、電流電圧変換回路にバンド
パスフィルタ特性を持たせた構成にするとともに、異な
る抵抗の温度特性を同一に揃えることによって温度補償
を行い、インピーダンス特性にピーク値をなくして、温
度変化によって帰還動作が不安定になるのを防止してい
る。

【００１９】

【実施の形態】

［回路の実施例］図１に本発明の要部をなす電流電圧変
換回路の基本構成を示す。図に見るように、焦電素子１
は一端をグランドに接続し、他端を演算増幅器２の入力
端子（図では反転入力端子）に接続しており、演算増幅
器２の出力端子と入力端子との間には、帰還容量Ｃｆを
接続している。また、演算増幅器２の出力端子と入力端
子間には、更に直流帰還回路３を設け、入力抵抗Ｒｉに
よって帰還を行っている。

【００２０】ここに、直流帰還回路４は、図２に示すよ
うに、インピーダンス変換のための演算増幅器２とは異
なる別の演算増幅器３にコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とを
付加させた積分回路で構成出来る。このような構成の電
流電圧変換回路によれば、焦電素子１から出力される電
流は、帰還容量Ｃｆのインピーダンスを用いて、電流か
ら電圧に変換される。

【００２１】図３，図４は、直流帰還回路に、更に分圧
回路を接続した構成を示している。図１に対応する部分
には、同じ符号を付して説明を省略する。積分回路によ
って構成された直流帰還回路３は、演算増幅器２からの
出力電圧を分圧回路４によって分圧して入力させてい
る。図４の例では、Ｔ型に組まれた３つの入力抵抗Ｒ２
〜Ｒ３は、それぞれの他端を演算増幅器２の入力端子、
演算増幅器２の出力端子、グランドに接続しており、こ
のようにして、３つの入力抵抗Ｒ２〜Ｒ４をＴ型に組む
ことで、帰還回路の見かけ上のフィードバック利得を減
少させ、積分回路の持つフィードバック時定数を低域へ
シフトさせ、実質的に時定数を大きくすることで、直流
帰還回路の部品の小型化を図っている。

【００２２】また、このような分圧回路は、図３に示し
たようなＴ型に構成する必要はなく、通常の２つの抵抗
を接続したものでもよい。しかし、直流帰還回路のオフ
セット等の性能を考慮すれば、Ｔ型の方がより利点があ
る。以上のような本発明によれば、コンデンサ容量のイ
ンピーダンスを用いて信号電流を電圧に変換しているた
め、図１２に示したように入力抵抗Ｒｇによって信号電
流を電圧に変換していた従来のＦＥＴバッファを用いた
回路に比べて、出力ノイズ電圧を支配していた抵抗の熱
雑音が排除されるため、ノイズ源を根本的になくすこと
が出来きるので、トータルノイズの低減化が図れる。

【００２３】［シュミレーション結果の検討］以下で
は、積分回路で直流帰還回路を構成した図２に示した回
路についてのシュミレーション結果を説明する。まず、
信号出力となる出力電圧Ｖについて解析する。出力電圧
Ｖは数３によって求められ、帰還容量Ｃｆによる変換イ
ンピーダンス特性は図５に示すようになる。

【００２４】

【数３】

【００２５】この図５から分かることは、周波数に対し
て傾斜部分のインピーダンス特性はインピーダンスＺ＝
１／（ω・Ｃｆ）で与えられるので、周波数が低くなる
にしたがってその値は上昇していくが、直流帰還回路が
働いているため、帰還回路の時定数τｄｃによって決ま
る周波数から下は逆にインピーダンスは下降していく。
つまり、インピーダンスは、帰還回路時定数τｄｃによ
って定まる各速度ωｄｃでピークを持つようなカーブと
なる。

【００２６】ここに、帰還回路の時定数τｄｃ＝√（Ｒ１・Ｃ１・Ｒｉ・Ｃｆ）＝１／ωｄｃである。また、焦電素子から出力される素子電流Ｉｐは、前述し
た解析で示したように熱時定数τｔをポールとするＨＰ
Ｆのような特性を示す。従って、出力電圧Ｖは、変換イ
ンピーダンスＺに素子電流Ｉｐをかけて、Ｖ＝Ｚ×Ｉｐ
として求められる。

【００２７】これらの結果、低減のカットオフ周波数が
τｄｃで、高域のカットオフ周波数がτｔで決定される
ＢＰＦのような特性を示すことになる。次いで、ノイズ
特性の解析を行う。図６は各ノイズ電圧について解析し
た結果を図６に示す。図６では焦電素子の温度雑音等や
演算増幅器の１／ｆノイズは、それほど影響がないた
め、支配的となるパラメータを記述している。

【００２８】つまりノイズ出力電圧は、１）ｔａｎδ雑音：Ｖδ ２）ＯＰＡｍｐ電流雑音：Ｖｉ３）ＯＰＡｍｐ電圧雑音：Ｖｅ４）ＦＢ系統雑音：Ｎfb で構成され、数４に示すような式で求められる。

【００２９】

【数４】

【００３０】図７は代表的パラメータを用いて、各々の
ノイズ出力電圧を実際に計算してシュミレーションした
結果を、図８はＳ／Ｎをシュミレーションした結果をグ
ラフで示している。各ノイズ特性から分かるようにコン
デンサの誘電体損失＝ｔａｎδによるノイズＶδが支配
的となっており（但し、１Ｈｚ近傍に於いて）、図８で
は、そのトータルノイズをＮｖ、信号出力をＳｖとして
示している。したがって、Ｓ／Ｎ比はＳｖ／Ｎｖで求め
られる。

【００３１】また、従来のＦＥＴバッファを用いたもの
との比較を行うため、ＦＥＴバッファを用いた電流電圧
変換回路についても、本発明と同様な条件でシュミレー
ションを行った図１５，図１６はそれぞれ、図７、図８
に対応したグラフである。ここでは、焦電素子の素子熱
基準電流を本発明の場合と同様に０．１ｆＡとし、他の
回路条件を同じものにした。

【００３２】両者の分析の結果、Ｓ／Ｎ比のグラフは次
のようになり、本発明によるＳ／Ｎ比は、Ｎｖ(out)＝２．８［μＶ／√Ｈｚ］Ｓｖ(out)＝３．０［μＶ］ゆえに、Ｓ／Ｎ＝１．１（但し、１Ｈｚ）これに対して、従来のＦＥＴバッファを用いた方式によ
るＳ／Ｎ比は、Ｎｖ(out)＝２．４［μＶ／√Ｈｚ］Ｓｖ(out)＝１．４［μＶ］Ｓ／Ｎ＝０．５８（但し、１Ｈｚ）という計算結果とな
った。

【００３３】以上のシュミレーション結果から、本発明
では、１Ｈｚの近傍においては、従来のＦＥＴバッファ
を用いた場合に比べて、２倍ほどのＳ／Ｎ比改善が行わ
れていることが分かる。これを定性的に分析すれば、従
来のノイズ成分として支配的であった抵抗Ｒｇによる熱
雑音がなくなることで全体としてローノイズ化が図れた
ものと思われる。なお、図７、図８のシュミレーション
結果では、変換インピーダンスがＦＥＴバッファを用い
たものよりも上がったためノイズの絶対値は下がってい
ないが、その分、信号出力電圧Ｓｖも上昇し、結果とし
てＳ／Ｎ比が向上している。

【００３４】また、本発明者らが行ったノイズ解析によ
れば、演算増幅器の帰還容量が小さいほどより高いＳ／
Ｎ比が得られる事も分かっている。従って、シュミレー
ションの例では、帰還容量を１０ｐＦより小さい値とす
ることで、従来の方式に対して更に２倍以上のＳ／Ｎ比
改善を行うことも可能である。

【００３５】また、本発明者らによって確認されたノイ
ズ解析の結果から、本発明において高いＳ／Ｎ比を得る
ためにはＩ／Ｖ変換のために用いる演算増幅器の電流雑
音は小さい方が良く、従って、入力バイアス電流の小さ
なタイプ、つまり入力インピーダンスが高いタイプが望
まれる。このような条件の演算増幅器は、一般的には入
力段にＦＥＴを用いたタイプを使用すればよい。

【００３６】ついで、請求項７において提案した電流電
圧変換回路について説明する。図９は、この回路の実施
例を示しており、直流帰還回路は、帰還コンデンサＣ１
を接続した演算増幅器３２の出力端子と、帰還容量Ｃｆ
を付加した演算増幅器２の反転入力端子との間には抵抗
Ｒｉを接続し、さらに演算増幅器３２の反転入力端子
は、基準端子として基準電圧Ｖｒに接続した抵抗Ｒ１が
接続されて構成される。焦電素子１は演算増幅器２の非
反転入力端子に接続されており、この点は前述の回路と
同じである。また、演算増幅器２の出力端子は、そのま
ま演算増幅器３２の非反転入力端子に接続され、演算増
幅器２の非反転入力端子には基準電圧Ｖｒを供給してい
る。

【００３７】なお、この回路では、演算増幅器２と３２
には基準電圧Ｖｒを与えることによって、演算増幅器が
片電源駆動方式である場合にも、動作点をＶｒに上げる
ことによって、入力信号が正、負のいずれに対しても出
力信号が得られるようにしている。この場合Ｖｒは、０
＜Ｖｒ＜ＶDD（ここに、ＶDDは演算増幅器の駆動電源）
の範囲に設定されるが、Ｖｒ＝ＶDD／２に設定すれば、
正、負のいずれに入力信号対しても最大の動作範囲を得
ることが可能となる。

【００３８】このような直流帰還回路は、バンドパスフ
ィルタとして働き、この時のインピーダンスＺ（ｓ）は
数５で表わされる。

【００３９】

【数５】

【００４０】ここで、２次のバンドパスフィルタの標準
形は、数６で表わされるから、数５，数６の２つの式よ
り、数７が求められる。

【００４１】

【数６】

【００４２】

【数７】

【００４３】すなわち、この回路の変換インピーダンス
の周波数特性は、バンドパスフィルタの役割を果たすこ
とが分かる。ここで、ω0は中心周波数でＱは一般に選
択度と呼ばれるものである。このような電流電圧変換回
路では、ノイズ成分の一つとしてＲｉによる熱雑音が支
配的であるので、これを抑えるために通常は、Ｒｉの値
を１Ｔ（テラ）Ω程度以上の高抵抗としている。ところ
が、一般にこのような高抵抗は温度特性も大きく、温度
変化によりＲｉの値が大きく変動することになる。その
ため、Ｒｉが大きくなると抵抗値も大きくなり、変換イ
ンピーダンスの周波数特性にピークが表れ、回路が不安
定な状態になる。

【００４４】請求項７は、このような問題点を解決する
もので、温度が変化しても変換インピーダンスの周波数
特性にピークが生じない、すなわち回路の安定性が温度
変化に対して強い構成にしている。この電流電圧変換回
路では、直流帰還回路部のバンドパスフィルタを形成す
ることとなる抵抗Ｒ１とＲｉに同じ温度特性を持つもの
を選択しており、そのため温度変化によりＲｉの値が大
きく変動しても、同じようにＲ１の値も変動するため、
温度補償がなされ、結果としてＱは変動しない。したが
って、変換インピーダンスの周波数特性にピークが生じ
ないことになる。

【００４５】図１０は、この電流電圧変換回路における
変換インピーダンスの周波数特性をシュミレーションし
た結果を示している。回路定数は素子容量Ｃｉ＝１２ｐＦ，帰還容量Ｃｆ＝１
２ｐＦ，Ｒｉ＝１ＴΩ，Ｒ１＝２．４ＧΩ，Ｃ１＝１０
ｎＦとしている。（Ａ）は抵抗Ｒｉ，Ｒ１を１倍にした
場合、（Ｂ）は５倍にした場合、（Ｃ）は１０倍にした
時のシュミレーショ結果を示している。

【００４６】図１１は、抵抗ＲｉとＲ１の温度特性を揃
えない場合のインピーダンスの周波数特性を表わしてい
る。回路定数は図１０の場合と同じであるが、（Ａ）は
抵抗Ｒｉのみを１倍、（Ｂ）は５倍（Ｂ）、（Ｃ）は１
０倍にした時の結果を示している。これらの結果からわ
かるように、図１１では、抵抗が大きくなれば変換イン
ピーダンスの周波数特性にピークが鋭くなっていくのに
対して、図１０では、鋭いピークはなく、グラフの形に
変動がなくなっていることがわかる。

【００４７】このような電流電圧変換回路によれば、温
度変化により回路中の高抵抗器の値が大きく変動して
も、回路のＱ値は変わらない。したがって、温度変化に
対しても回路の安定性を向上させることができる。

【００４８】

【発明の効果】請求項１〜６において提案した本発明に
よれば、以下のような効果が得られる。（１）ＦＥＴを用いた従来の電流電圧変換回路に比べ
て、Ｓ／Ｎ比が著しく改善出来る。また、ＦＥＴを用い
た従来品に対して、高抵抗などの外付け部品を使用せ
ず、半導体素子を用いて回路構成できるため、焦電素
子、レンズの小型化も可能となり、検出器も小型化でき
る。

【００４９】（２）焦電素子に関係なく、帰還容量の値
によって、出力電圧の利得がコントロールできる。ＦＥ
Ｔを用いた従来品は、入力抵抗のパラメータで決定され
る単なるバッファであるので利得を調整することができ
なかったが、本発明では帰還容量のインピーダンス特性
を用いているので、帰還容量の値を変更すれば利得調整
が出来る。

【００５０】（３）焦電素子に関係なく、出力電圧の低
域の時定数を、回路素子でコントロールできる。ＦＥＴ
を用いた従来品は、並列抵抗×素子容量で決まる電気時
定数で決定されていたが、本発明では帰還容量を付加し
た演算増幅器に更に付加する直流帰還回路の回路素子を
選択することによって、出力電圧の低域の時定数を調整
できる。

【００５１】（４）周波数特性を、焦電素子に関係なく
調整できる。上記した（２）及び（３）の効果は、焦電
素子自身のパラメータに関係なく、利得と周波数特性
を、外部の回路素子によって設計可能であることを意味
するので、後段に続く増幅回路やシステム全体の周波数
特性の設計変更を図る点で大きなメリットとなる。した
がって、焦電素子の低域の感度を上げたい場合には、従
来で有れば並列抵抗Ｒｇ、素子容量Ｃｉのどちらかを変
更するしか方法はなかったが、前述のようにＲｇの変更
はもう限界に来ている。また、焦電素子の容量の変更も
厚み等の物理的寸法の変更が必要で、他の素子特性も変
化してしまうため、低域の感度特性だけを変更すること
は容易ではなかったが、このような問題も解決できる。

【００５２】また、請求項７において提案した本発明に
よれば、電流電圧変換回路の温度環境が変化した場合に
も、変換インピーダンス特性にピーク値が生じないの
で、温度変化に対して安定した焦電型赤外線検出装置が
実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本回路の構成を示す図である。

【図２】直流帰還回路を積分回路で構成した例を示す本
発明の基本回路図である。

【図３】直流帰還回路に分圧回路を付加した本発明の基
本回路図である。

【図４】図３を更に具体的に示した本発明の基本回路図
である。

【図５】本発明による出力電圧の周波数特性を示す図で
ある。

【図６】本発明によるノイズ出力電圧の周波数特性を示
す図である。

【図７】本発明によるノイズ出力電圧のシュミレーショ
ン結果を示すグラフである。

【図８】本発明によるＳ／Ｎ比のシュミレーション結果
を示すグラフである。

【図９】請求項７において提案された電流電圧変換回路
の一実施図である。

【図１０】図８に示した電流電圧変換回路の出力電圧の
シュミレーション結果を示すグラフである。

【図１１】抵抗の温度特性を揃えない場合の電流電圧変
換回路の出力電圧のシュミレーション結果を示すグラフ
である。

【図１２】ＦＥＴバッファを用いた従来の電流電圧変換
回路の一例を示す図である。

【図１３】従来の電流電圧変換回路の出力電圧特性図で
ある。

【図１４】従来の電流電圧変換回路のノイズ出力電圧特
性図である。

【図１５】従来の電流電圧変換回路の各ノイズ出力電圧
のシュミレーション結果を示すグラフである。

【図１６】従来の電流電圧変換回路のＳ／Ｎ比のシュミ
レーション結果を示すグラフである。

【符号の説明】

１・・・焦電素子２・・・演算増幅器３・・・直流帰還回路３１，３２・・・直流帰還のための演算増幅器４・・・分圧回路Ｃｆ・・・帰還容量Ｃｉ・・・素子容量Ｒｉ，Ｒ１〜Ｒ４・・・抵抗Ｃ１・・・コンデンサ

【手続補正書】

【提出日】平成１０年６月９日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】全文

【補正方法】変更

【補正内容】

【書類名】明細書

【発明の名称】焦電型赤外線検出装置

【特許請求の範囲】

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【０００２】

【０００４】

【数１】

【０００６】

【数２】

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、赤外線検出
装置にとって重要なことは、単に焦電素子に於ける出力
信号Ｓが大きければ良いと言うことではなく、素子自身
から発生するノイズＮとの比、つまりＳ／Ｎ比が重要で
ある。それは、例えて言うならば、焦電素子を改良して
同一の赤外線入射パワーに対する出力信号が従来より２
倍大きくなっても、その定常出力ノイズが４倍に増えて
いたような場合には、検出分解能や検出精度は１／２に
なり、かえって赤外線の検出能力は低下したことにな
る。

【００１３】

【００１４】すなわち、本発明者らは、焦電素子の素材
を変更する手法に依らずに、焦電素子に帰還容量を付加
した演算増幅器を接続して電流電圧変換回路を構成し、
この電流電圧変換に対して入力換算ノイズを低減させる
種々のシミュレーション、設計を行うことによって、本
発明として到達したものである。したがって、請求項１
において提案された赤外線検出装置は、交流帰還回路と
直流帰還回路とを付加接続した演算増幅器に焦電素子を
接続し、熱線の感知時に焦電素子に生じる信号電流を電
圧信号に変換して出力させる電流電圧変換回路を備えた
構成となっている。

【００１５】このような電流電圧回路を備えた赤外線検
出装置によれば、従来のＦＥＴを用いた電流電圧変換回
路において、熱雑音の要素として支配的であった高抵抗
を使用していないため、全体としての雑音成分が減少す
る。また、演算増幅器の帰還動作を安定化するため直流
帰還回路を接続しているので、低周波に対して不安定な
帰還容量に対してもインピーダンス特性を安定化してい
るので、赤外線検出装置として使用される周波数ではＳ
／Ｎ比が著しく改善された。

【００１６】また、請求項２では、演算増幅器について
言及している。前述した解析から明かなように、焦電素
子を固定した場合、演算増幅器を用いた電流電圧変換回
路では、ノイズ成分として、焦電素子の誘電体損失によ
る雑音成分が支配的であるが、演算増幅器も電流雑音、
電圧雑音成分を有する。特にこの２種類の雑音成分で
は、電圧雑音が周波数に影響せずにほぼ一定であり、電
流雑音より小さいが、電流雑音は周波数に影響して変化
する。

【００１７】したがって、このような演算増幅器におい
ては、電流雑音を抑制することが必要となり、そのため
の条件として、電流雑音成分が誘電体損失による雑音成
分よりも小さくなるような入力インピーダンスを有した
演算増幅器を用いることを提案している。実際の使用に
際しては、入力インピーダンスの大きな演算増幅器を使
用すれば十分である。

【００１８】また、請求項３，４，５では、帰還容量を
付加した演算増幅器の動作を安定化するために付加され
る直流帰還回路の具体的な構成を提案している。すなわ
ち、請求項３では、積分回路で構成したもの、請求項４
では、直流帰還回路の入力側に分圧回路を接続したも
の、請求項５では、分圧回路を３つの抵抗をＴ型に接続
して構成したものをそれぞれ提案している。

【００１９】このような本発明は、焦電素子そのものが
従来と同様のチップであっても（素子電流Ｉｐの改善が
無くても）、電流電圧変換部に於ける出力電圧を大きく
したり、入力換算ノイズを低減することによって、従来
より高いＳ／Ｎ比を得るものである。更に、請求項６で
は、直流帰還回路を、帰還コンデンサを付加した演算増
幅器の出力端子と、その基準入力端子の各々に異なる抵
抗を接続することによって、電流電圧変換回路にバンド
パスフィルタ特性を持たせた構成にするとともに、異な
る抵抗の温度特性を同一に揃えることによって温度補償
を行い、インピーダンス特性にピーク値をなくして、温
度変化によって帰還動作が不安定になるのを防止してい
る。

【００２０】

【実施の形態】［回路の実施例］図１に本発明の要部をなす電流電圧変
換回路の基本構成を示す。図に見るように、焦電素子１
は一端をグランドに接続し、他端を演算増幅器２の入力
端子（図では反転入力端子）に接続しており、演算増幅
器２の出力端子と入力端子との間には、コンデンサで構
成された帰還容量Ｃｆを接続している。ここに、帰還容
量Ｃｆは交流帰還回路として構成されている。また、演
算増幅器２の出力端子と入力端子間には、更に直流帰還
回路３を設け、入力抵抗Ｒｉによって帰還を行ってい
る。

【００２１】ここに、直流帰還回路３は、図２に示すよ
うに、インピーダンス変換のための演算増幅器２とは異
なる別の演算増幅器３１にコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１と
を付加させた積分回路で構成出来る。このような構成の
電流電圧変換回路によれば、焦電素子１から出力される
電流は、帰還容量Ｃｆのインピーダンスを用いて、電流
から電圧に変換される。

【００２２】図３，図４は、直流帰還回路に、更に分圧
回路を接続した構成を示している。図１に対応する部分
には、同じ符号を付して説明を省略する。積分回路によ
って構成された直流帰還回路３は、演算増幅器２からの
出力電圧を分圧回路４によって分圧して入力させてい
る。図４の例では、Ｔ型に組まれた３つの入力抵抗Ｒ２
〜Ｒ４は、それぞれの他端を演算増幅器２の入力端子、
演算増幅器３１の出力端子、グランドに接続しており、
このようにして３つの入力抵抗Ｒ２〜Ｒ４をＴ型に組む
ことで、帰還回路の見かけ上のフィードバック利得を減
少させ、積分回路の持つフィードバック時定数を低域へ
シフトさせ、実質的に時定数を大きくすることで、直流
帰還回路の部品の小型化を図っている。

【００２３】また、このような分圧回路は、図４に示し
たようなＴ型に構成する必要はなく、通常の２つの抵抗
を接続したものでもよい。しかし、直流帰還回路のオフ
セット等の性能を考慮すれば、Ｔ型の方がより利点があ
る。以上のような本発明によれば、コンデンサ容量のイ
ンピーダンスを用いて信号電流を電圧に変換しているた
め、図１２に示したように入力抵抗Ｒｇによって信号電
流を電圧に変換していた従来のＦＥＴバッファを用いた
回路に比べて、出力ノイズ電圧を支配していた抵抗の熱
雑音が排除されるため、ノイズ源を根本的になくすこと
が出来きるので、トータルノイズの低減化が図れる。

【００２４】［シミュレーション結果の検討］以下で
は、積分回路で直流帰還回路を構成した図２に示した回
路についてのシミュレーション結果を説明する。まず、
信号出力となる出力電圧Ｖについて解析する。出力電圧
Ｖは、数３によって求められた変換インピーダンスと、
素子電流との積として求められ、変換インピーダンス特
性は図５に示すようになる。

【００２５】

【数３】

【００２６】この図５から分かることは、周波数に対し
て傾斜部分のインピーダンス特性はインピーダンスＺ＝
１／（ω・Ｃｆ）で与えられるので、周波数が低くなる
にしたがってその値は上昇していくが、直流帰還回路が
働いているため、帰還回路の時定数τｄｃによって決ま
る周波数から下は逆にインピーダンスは下降していく。
つまり、インピーダンスは、帰還回路時定数τｄｃによ
って定まる各速度ωｄｃでピークを持つようなカーブと
なる。

【００２７】ここに、帰還回路の時定数τｄｃ＝√（Ｒ１・Ｃ１・Ｒｉ・Ｃｆ）＝１／ωｄｃである。また、焦電素子から出力される素子電流Ｉｐは、前述し
た解析で示したように熱時定数τｔをポールとするＨＰ
Ｆのような特性を示す。従って、出力電圧Ｖは、変換イ
ンピーダンスＺに素子電流Ｉｐをかけて、Ｖ＝Ｚ×Ｉｐ
として求められる。

【００２８】これらの結果、低減のカットオフ周波数が
τｄｃで、高域のカットオフ周波数がτｔで決定される
ＢＰＦのような特性を示すことになる。次いで、ノイズ
特性の解析を行う。図６は各ノイズ電圧について解析し
た結果を示す。図６では焦電素子の温度雑音等や演算増
幅器の１／ｆノイズは、それほど影響がないため、支配
的となるパラメータを記述している。

【００２９】つまりノイズ出力電圧は、１）ｔａｎδ雑音：Ｖδ ２）ＯＰＡｍｐ電流雑音：Ｖｉ３）ＯＰＡｍｐ電圧雑音：Ｖｅ４）ＦＢ系統雑音：Ｎfb で構成され、数４に示すような式で求められる。

【００３０】

【数４】

【００３１】図７は代表的パラメータを用いて、各々の
ノイズ出力電圧を実際に計算してシミュレーションした
結果を、図８はＳ／Ｎをシミュレーションした結果をグ
ラフで示している。各ノイズ特性から分かるようにコン
デンサの誘電体損失＝ｔａｎδによるノイズＶδが支配
的となっており（但し、１Ｈｚ近傍に於いて）、図８で
は、そのトータルノイズをＮｖ、信号出力をＳｖとして
示している。したがって、Ｓ／Ｎ比はＳｖ／Ｎｖで求め
られる。

【００３２】また、従来のＦＥＴバッファを用いたもの
との比較を行うため、ＦＥＴバッファを用いた電流電圧
変換回路についても、本発明と同様な条件でシミュレー
ションを行った図１５，図１６はそれぞれ、図７、図８
に対応したグラフである。ここでは、焦電素子の素子熱
基準電流を本発明の場合と同様に０．１ｆＡとし、他の
回路条件を同じものにした。

【００３３】両者の分析の結果、Ｓ／Ｎ比のグラフは次
のようになり、本発明によるＳ／Ｎ比は、Ｎｖ(out)＝２．８［μＶ／√Ｈｚ］Ｓｖ(out)＝３．０［μＶ］ゆえに、Ｓ／Ｎ＝１．１（但し、１Ｈｚ）これに対して、従来のＦＥＴバッファを用いた方式によ
るＳ／Ｎ比は、Ｎｖ(out)＝２．４［μＶ／√Ｈｚ］Ｓｖ(out)＝１．４［μＶ］Ｓ／Ｎ＝０．５８（但し、１Ｈｚ）という計算結果とな
った。

【００３４】以上のシミュレーション結果から、本発明
では、１Ｈｚの近傍においては、従来のＦＥＴバッファ
を用いた場合に比べて、２倍ほどのＳ／Ｎ比改善が行わ
れていることが分かる。これを定性的に分析すれば、従
来のノイズ成分として支配的であった抵抗Ｒｇによる熱
雑音がなくなることで全体としてローノイズ化が図れた
ものと思われる。なお、図７、図８のシミュレーション
結果では、変換インピーダンスがＦＥＴバッファを用い
たものよりも上がったためノイズの絶対値は下がってい
ないが、その分、信号出力電圧Ｓｖも上昇し、結果とし
てＳ／Ｎ比が向上している。

【００３５】また、本発明者らが行ったノイズ解析によ
れば、演算増幅器の帰還容量が小さいほどより高いＳ／
Ｎ比が得られる事も分かっている。従って、シミュレー
ションの例では、帰還容量を１０ｐＦより小さい値とす
ることで、従来の方式に対して更に２倍以上のＳ／Ｎ比
改善を行うことも可能である。

【００３６】また、本発明者らによって確認されたノイ
ズ解析の結果から、本発明において高いＳ／Ｎ比を得る
ためにはＩ／Ｖ変換のために用いる演算増幅器の電流雑
音は小さい方が良く、従って、入力バイアス電流の小さ
なタイプ、つまり入力インピーダンスが高いタイプが望
まれる。このような条件の演算増幅器は、一般的には入
力段にＦＥＴを用いたタイプを使用すればよい。

【００３７】ついで、請求項６において提案した電流電
圧変換回路について説明する。図９は、この回路の実施
例を示しており、直流帰還回路は、帰還コンデンサＣ１
を接続した演算増幅器３２の出力端子と、帰還容量Ｃｆ
を付加した演算増幅器２の反転入力端子との間には抵抗
Ｒｉを接続し、さらに演算増幅器３２の反転入力端子
は、抵抗Ｒ１を介してグランドに接続された基準電圧Ｖ
ｒが接続されている。焦電素子１は演算増幅器２の反転
入力端子に接続されており、この点は前述の回路と同じ
である。また、演算増幅器２の出力端子は、そのまま演
算増幅器３２の非反転入力端子に接続され、演算増幅器
２の反転入力端子には基準電圧Ｖｒが加えられている。

【００３８】なお、この回路では、演算増幅器２と３２
には基準電圧Ｖｒを与えることによって、演算増幅器が
片電源駆動方式である場合にも、動作点をＶｒに上げる
ことによって、入力信号が正、負のいずれに対しても出
力信号が得られるようにしている。この場合Ｖｒは、０
＜Ｖｒ＜ＶDD（ここに、ＶDDは演算増幅器の駆動電源）
の範囲に設定されるが、Ｖｒ＝ＶDD／２に設定すれば、
正、負いずれの入力信号対しても最大の動作範囲を得る
ことが可能となる。

【００３９】このような直流帰還回路は、バンドパスフ
ィルタとして働き、この時のインピーダンスＺ（ｓ）は
数５で表わされる。

【００４０】

【数５】

【００４１】ここで、２次のバンドパスフィルタの標準
形は、数６で表わされるから、数５，数６の２つの式よ
り、数７が求められる。

【００４２】

【数６】

【００４３】

【数７】

【００４４】すなわち、この回路の変換インピーダンス
の周波数特性は、バンドパスフィルタの役割を果たすこ
とが分かる。ここで、ω0は中心周波数でＱは一般に選
択度と呼ばれるものである。このような電流電圧変換回
路では、ノイズ成分の一つとしてＲｉによる熱雑音が支
配的であり、これを抑えるためにはＲｉの値を１Ｔ（テ
ラ）Ω程度以上の高抵抗にしなければならないが、この
ような高抵抗は温度特性が大きいため、温度変化により
Ｒｉの値が大きく変動することになる。ところが、抵抗
値が大きくなると、変換インピーダンスの周波数特性に
ピークが表れ、回路が不安定な状態になってしまう。

【００４５】前述した請求項６は、このような問題点を
解決するもので、温度が変化しても変換インピーダンス
の周波数特性にピークが生じない、すなわち回路の安定
性が温度変化に対して強い構成にしている。この電流電
圧変換回路では、直流帰還回路部のバンドパスフィルタ
を形成することとなる抵抗Ｒ１とＲｉに同じ温度特性を
持つものを選択しており、そのため温度変化によりＲｉ
の値が大きく変動しても、同じようにＲ１の値も変動す
るため、温度補償がなされ、結果としてＱは変動しな
い。したがって、変換インピーダンスの周波数特性にピ
ークが生じないことになる。

【００４６】図１０は、この電流電圧変換回路における
変換インピーダンスの周波数特性をシミュレーションし
た結果を示している。回路定数は素子容量Ｃｉ＝１２ｐＦ，帰還容量Ｃｆ＝１
２ｐＦ，Ｒｉ＝１ＴΩ，Ｒ１＝２．４ＧΩ，Ｃ１＝１０
ｎＦとしている。（Ａ）は抵抗Ｒｉ，Ｒ１を１倍にした
場合、（Ｂ）は５倍にした場合、（Ｃ）は１０倍にした
時のシミュレーショ結果を示している。

【００４７】図１１は、抵抗ＲｉとＲ１の温度特性を揃
えない場合のインピーダンスの周波数特性を表わしてい
る。回路定数は図１０の場合と同じであるが、（Ａ）は
抵抗Ｒｉのみを１倍、（Ｂ）は５倍、（Ｃ）は１０倍に
した時の結果を示している。これらの結果からわかるよ
うに、図１１では、抵抗が大きくなれば変換インピーダ
ンスの周波数特性にピークが鋭くなっていくのに対し
て、図１０では、鋭いピークはなく、グラフの形に変動
がなくなっていることがわかる。

【００４８】このような電流電圧変換回路によれば、温
度変化により回路中の高抵抗器の値が大きく変動して
も、回路のＱ値は変わらない。したがって、温度変化に
対しても回路の安定性を向上させることができる。

【００４９】

【発明の効果】請求項１〜６において提案した本発明に
よれば、以下のような効果が得られる。（１）ＦＥＴを用いた従来の電流電圧変換回路に比べ
て、Ｓ／Ｎ比が著しく改善出来る。

【００５０】また、ＦＥＴを用いた従来品に対して、高
抵抗などの外付け部品を使用せず、半導体素子を用いて
回路構成できるため、焦電素子、レンズの小型化も可能
となり、検出器も小型化できる。（２）焦電素子に関係なく、帰還容量の値によって、出
力電圧の利得がコントロールできる。

【００５１】ＦＥＴを用いた従来品は、入力抵抗のパラ
メータで決定される単なるバッファであるので利得を調
整することができなかったが、本発明では帰還容量のイ
ンピーダンス特性を用いているので、帰還容量の値を変
更すれば利得調整が出来る。（３）焦電素子に関係なく、出力電圧の低域の時定数
を、回路素子でコントロールできる。

【００５２】ＦＥＴを用いた従来品は、並列抵抗×素子
容量で決まる電気時定数で決定されていたが、本発明で
は帰還容量を付加した演算増幅器に更に付加する直流帰
還回路の回路素子を選択することによって、出力電圧の
低域の時定数を調整できる。（４）周波数特性を、焦電素子に関係なく調整できる。
上記した（２）及び（３）の効果は、焦電素子自身のパ
ラメータに関係なく、利得と周波数特性を、外部の回路
素子によって設計可能であることを意味するので、後段
に続く増幅回路やシステム全体の周波数特性の設計変更
を図る点で大きなメリットとなる。したがって、焦電素
子の低域の感度を上げたい場合には、ＦＥＴを用いた従
来では、並列抵抗Ｒｇ、素子容量Ｃｉのどちらかを変更
するしか方法はなかったが、前述のようにＲｇの変更は
もう限界に来ている。また、焦電素子の容量の変更も厚
み等の物理的寸法の変更が必要で、他の素子特性も変化
してしまうため、低域の感度特性だけを変更することは
容易ではなかったが、このような問題も解決できる。

【００５３】また、特に請求項６において提案した本発
明によれば、電流電圧変換回路の温度環境が変化した場
合にも、変換インピーダンス特性にピーク値が生じない
ので、温度変化に対して安定した焦電型赤外線検出装置
が実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本回路の構成を示す図である。

【図７】本発明によるノイズ出力電圧のシミュレーショ
ン結果を示すグラフである。

【図８】本発明によるＳ／Ｎ比のシミュレーション結果
を示すグラフである。

【図１０】図８に示した電流電圧変換回路の出力電圧の
シミュレーション結果を示すグラフである。

【図１１】抵抗の温度特性を揃えない場合の電流電圧変
換回路の出力電圧のシミュレーション結果を示すグラフ
である。

【図１５】従来の電流電圧変換回路の各ノイズ出力電圧
のシミュレーション結果を示すグラフである。

【図１６】従来の電流電圧変換回路のＳ／Ｎ比のシミュ
レーション結果を示すグラフである。

【符号の説明】１・・・焦電素子２・・・演算増幅器３・・・直流帰還回路３１，３２・・・直流帰還のための演算増幅器４・・・分圧回路Ｃｆ・・・帰還容量（交流帰還回路）Ｃｉ・・・素子容量Ｒｉ，Ｒ１〜Ｒ４・・・抵抗Ｃ１・・・コンデンサ

フロントページの続き (72)発明者藤村俊夫大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】帰還容量を付加した演算増幅器に焦電素子
を接続し、熱線の感知時に焦電素子に生じる信号電流を
電圧信号に変換して出力させる電流電圧変換回路を有し
た焦電型赤外線検出器。
【請求項２】請求項１において、上記演算増幅器は、直流帰還回路を付加している焦電型
赤外線検出装置。
【請求項３】請求項１において、上記演算増幅器は、その電流雑音成分が上記焦電素子の
誘電体損失によって生じる雑音成分よりも小さくなる程
度に十分に大きい入力インピーダンスを有したものであ
る焦電型赤外線検出装置。
【請求項４】請求項１において、上記直流帰還回路が、積分回路で構成されている焦電型
赤外線検出装置。
【請求項５】請求項１において、上記直流帰還回路の入力側には、上記演算増幅器からの
出力電圧を分圧する分圧回路を更に接続した構成として
いる焦電型赤外線検出装置。
【請求項６】請求項５において、上記分圧回路は、３つの抵抗をＴ型に接続した構成とし
ている焦電型赤外線検出装置。
【請求項７】請求項２において、上記直流帰還回路は、コンデンサを付加した演算増幅器
を有し、その出力端子と、その基準入力端子の各々に、
異なる抵抗を接続することによって、上記電流電圧変換
回路にバンドパスフィルタ特性を持たせており、かつ上
記双方の異なる抵抗の温度特性を同一に揃えた構成とし
ている焦電型赤外線検出装置。