WO2015137453A1

WO2015137453A1 - 発光負荷駆動装置及びこれを用いた照明用光源装置

Info

Publication number: WO2015137453A1
Application number: PCT/JP2015/057318
Authority: WO
Inventors: 陽信澤田
Original assignee: ローム株式会社
Priority date: 2014-03-13
Filing date: 2015-03-12
Publication date: 2015-09-17
Also published as: JPWO2015137453A1; US9844108B2; US20170215240A1; JP6396426B2

Abstract

　発光負荷駆動装置に組み込まれた調光回路Ａ１１は、調光用マイコンＡ１１３の入力バッファＡ１１３ｘよりも低い閾値電圧ＶｔｈＣＭＰと調光信号Ｓ２０とを比較して比較信号Ｓ２０ｙを生成し、調光信号Ｓ２０の代わりに比較信号Ｓ２０ｙを調光用マイコンＡ１１３に送出する前段コンパレータＣＭＰ２１を含む。

Description

発光負荷駆動装置及びこれを用いた照明用光源装置

　本発明は、発光負荷駆動装置及びこれを用いた照明用光源装置に関する。

　近年、白熱灯や蛍光灯に代わる照明器具として、ＬＥＤ［light　emitting　diode］素子や有機ＥＬ［electro-luminescence］素子を用いた照明用光源装置が実用化されている。

　なお、上記に関連する従来技術の一例としては、特許文献１を挙げることができる。

特開２０１１－３４７２８号公報

　しかしながら、従来の照明用光源装置には、さらなる改良の余地（過電圧保護機能の改善、調光比の高精細化、ないし、調光ばらつきの低減など）があった。

　上記の課題に鑑み、本明細書中に開示された発明は、過電圧保護機能の改善、調光比の高精細化、ないし、調光ばらつきの低減を実現することのできる発光負荷駆動装置、及びこれを用いた照明用光源装置を提供することを主たる目的とする。

　本明細書中に開示された発光負荷駆動装置の一つは、入力電圧から出力電圧を生成して発光負荷に供給するスイッチングコンバータと、前記出力電圧を監視して前記出力電圧が第１上限電圧を上回ったときに前記出力電圧を前記第１上限電圧よりも低い第２上限電圧まで引き下げるように前記スイッチングコンバータを制御する過電圧保護回路と、を有する構成とされている。

　また、本明細書中に開示された発光負荷駆動装置の一つは、入力電圧から出力電圧を生成して発光負荷に供給するスイッチングコンバータと、前記発光負荷に直列接続されて一定の出力電流を生成する定電流回路と、調光信号に応じて前記出力電流を変えるように前記定電流回路を制御する調光回路と、を有し、前記調光回路は、ＤＣ調光部と、バースト調光部と、マイコンと、を含み、前記マイコンは、前記発光負荷の目標輝度が閾値輝度よりも高い第１デューティ範囲では、バースト調光比を最大値に維持したままＤＣ調光比を変化させる一方、前記発光負荷の目標輝度が前記閾値輝度よりも低い第２デューティ範囲では、前記ＤＣ調光比を最小値に維持したまま前記バースト調光比を変化させるように、前記ＤＣ調光部と前記バースト調光部を制御する構成とされている。

　また、本明細書中に開示された発光負荷駆動装置の一つは、入力電圧から出力電圧を生成して発光負荷に供給するスイッチングコンバータと、前記発光負荷に直列接続されて一定の出力電流を生成する定電流回路と、調光信号に応じて前記出力電流を変えるように前記定電流回路を制御する調光回路と、を有し、前記調光回路は、調光用マイコンの入力バッファよりも低い閾値電圧と前記調光信号とを比較して比較信号を生成し、前記調光信号の代わりに前記比較信号を前記調光用マイコンに送出する前段コンパレータを含む構成とされている。

　なお、本発明のその他の特徴、要素、ステップ、利点、及び、特性については、以下に続く発明の詳細な説明やこれに関する添付の図面によって明らかとなる。

　本明細書中に開示された発明によれば、過電圧保護機能の改善、調光比の高精細化、ないし、調光ばらつきの低減を実現することのできる発光負荷駆動装置、及び、これを用いた照明用光源装置を提供することが可能となる。

本発明の第１実施形態に係る照明用光源装置を示す図本発明の第２実施形態に係る照明用光源装置を示す図本発明の照明用光源装置に用いる定電流回路を示す図ＭＯＳトランジスタ及びバイポーラトランジスタの回路動作点を説明するためのトランジスタ特性図本発明の第１実施形態に係るタイミングチャートＬＥＤ照明機器の構成比較テーブル電流リップルの発生原理及び除去原理を説明するためのテーブル本発明の第３実施形態に係る照明用光源装置を示す図過電圧保護回路の第１構成例を示す回路図第１構成例の過電圧保護動作を示すタイミングチャート過電圧保護回路の第２構成例を示す回路図第２構成例の過電圧保護動作を示すタイミングチャート過電圧保護回路の第３構成例を示す回路図第３構成例の過電圧保護動作を示すタイミングチャート過電圧保護回路の第４構成例を示す回路図第４構成例の過電圧保護動作を示すタイミングチャート調光回路の一構成例を示すブロック図ＤＣ調光部の一構成例を示す回路図バースト調光部の一構成例を示す回路図バースト調光動作の一例を示すタイミングチャートＤＣ調光とバースト調光との連携動作を示す図調光回路における信号入力段の第１構成例を示す回路図第１構成例の波形整形動作を示すタイミングチャート第１構成例のデューティばらつきを示す入出力特性図調光回路における信号入力段の第２構成例を示す回路図第２構成例の波形整形動作を示すタイミングチャート第２構成例のデューティばらつきを示す入出力特性図照明用光源装置の適用例を示す外観図

＜第１実施形態＞
　以下、本発明の実施の形態を説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係る照明用光源装置を示す図である。

　本装置は、照明用光源素子を定電流で駆動する照明用光源装置であり、発光負荷であるＬＥＤ負荷１、電源部３、定電流回路１３、基準電圧源１４、誤差増幅器１５、フォトカプラ１６、及び、ＰＷＭ［pulse　width　modulation］制御回路１７を有する。

　ＬＥＤ負荷１は、複数個のＬＥＤ素子が直列接続された光源素子直列回路であるＬＥＤ直列回路２を単独接続して構成される。第１実施形態の照明用光源装置では、ＬＥＤ直列回路２が単独構成であるので、ＬＥＤ直列回路２は、ＬＥＤ負荷１そのものに相当することになる。また、第１実施形態の照明用光源装置では、照明用光源素子としてＬＥＤ素子が用いられているが、照明用光源素子は有機ＥＬ素子などの定電流で駆動される発光デバイスであってもよい。このような発光デバイスは、直流電圧又は直流電流で駆動される。

　電源部３は、交流電源４を備えるが、ＬＥＤ負荷１を直流電圧又は直流電流で駆動するために交流電源４の交流電圧を直流電圧に変換しなければならない。そのため、電源部３は、交流電源４の交流電圧を整流・平滑化して出力電圧ＶＯＵＴを生成するための手段として、整流ブリッジＤＢ、平滑キャパシタＣ３、及び、絶縁型のスイッチングコンバータ１８を含む。なお、交流電源４の替わりに直流電源を用いてもよく、その場合には整流ブリッジＤＢ及び平滑キャパシタＣ３が不要となる。絶縁型のスイッチングコンバータ１８は、１次巻線Ｔａ及び２次巻線Ｔｂを有するトランスＴを備える。１次巻線Ｔａ側には、交流電源４の交流電圧を直流電圧に変換するための整流ブリッジＤＢ及びスイッチング素子１９などが接続される。２次巻線Ｔｂ側には、ＬＥＤ負荷１（ＬＥＤ直列回路２）、定電流回路１３、誤差増幅器１５、及び、フォトカプラ１６の発光素子１６ａなどが接続される。フォトカプラ１６の受光素子１６ｂは、１次巻線Ｔａ側に接続される。第１実施形態に係る照明用光源装置全体の１次側と２次側は、境界線Ｓ１２によって画定され、１次側が光源部１００Ａ、２次側が光源部１００Ｂである。境界線Ｓ１２は、トランスＴの１次巻線Ｔａと２次巻線Ｔｂとの境界、及び、フォトカプラ１６の発光素子１６ａと受光素子１６ｂとの境界を結ぶ線上に設けている。

　スイッチングコンバータ１８は、光源部１００Ａにスイッチング素子１９、光源部１００Ｂに出力電圧ＶＯＵＴを整流するダイオードＤ１、及び、出力電圧ＶＯＵＴを平滑化する平滑キャパシタＣ４を備え、スイッチング素子１９を後述するＰＷＭ制御回路１７によりオンオフさせることで、所定の出力電圧ＶＯＵＴをＬＥＤ負荷１に供給する。スイッチング素子１９は、例えば、ＭＯＳ［metal　oxide　semiconductor］トランジスタ又はバイポーラトランジスタで構成する。

　定電流回路１３は、ＬＥＤ負荷１を構成するＬＥＤ直列回路２のカソード側に直列接続されている。もちろん、定電流回路１３は、ＬＥＤ直列回路２のアノード側に接続してもよい。定電流回路１３は、ＬＥＤ直列回路２を構成するＬＥＤ素子の順方向降下電圧Ｖｆのばらつきに依存することなく、ＬＥＤ直列回路２に一定電流を流すことになる。また、別の観点から見ると、定電流回路１３は、ＬＥＤ負荷１に流れる出力電流のリップル成分を除去するリップル除去回路としても機能する。

　基準電圧源１４は、基準電圧Ｖｒｅｆを後述する誤差増幅器１５の反転入力端子（－）に入力するために用意される。基準電圧源１４は、例えばバンドギャップ型の定電圧回路で構成することができる。基準電圧源１４で生成される基準電圧Ｖｒｅｆの大きさは、できる限り零に近いことが理想的である。なぜならば、定電流回路１３に生じる定電流回路電圧ＶＬＥＤ（ＬＥＤ直列回路２のカソード電圧に相当）は、基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなるように制御され、定電流回路電圧ＶＬＥＤが小さいほど消費電力が小さくなり、照明用光源装置全体の電力効率が高められるからである。

　誤差増幅器１５は、非反転入力端子（＋）及び反転入力端子（－）を備える。非反転入力端子（＋）には定電流回路１３に生じる定電流回路電圧ＶＬＥＤが入力され、反転入力端子（－）には基準電圧源１４から基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。誤差増幅器１５は、入力された両者の誤差電圧を増幅して出力信号ＥＯＵＴを出力する。

　フォトカプラ１６は、照明用光源装置の光源部１００Ａと光源部１００Ｂとの間を絶縁しつつ、光源部１００Ｂから光源部１００Ａへ信号を伝達するアイソレータとしての役割を持つ。フォトカプラ１６は、発光素子１６ａと受光素子１６ｂとを結合し、１つのパッケージ内に組み込まれた光複合デバイスである。発光素子１６ａとしては、発光ダイオード（ＬＥＤ）、赤外発光ダイオードなどが用いられ、受光素子１６ｂとしては、フォトダイオード、フォトトランジスタ、ＣｄＳセルなどが用いられる。発光素子１６ａと受光素子１６ｂの組み合わせは、フォトカプラ１６の用途によって各種各様である。第１実施形態では、フォトカプラ１６としてＬＥＤとフォトトランジスタとの組み合わせから成るものを用いた。フォトカプラ１６を用いることで各電源系間を絶縁した状態で信号を伝達することができる。スイッチングコンバータ１８を絶縁型とするためにもトランスＴ及びフォトカプラ１６を用いて照明用光源装置の光源部１００Ａと光源部１００Ｂとを結合するようにした。照明用光源装置の光源部１００Ｂに設けられた誤差増幅器１５の出力信号ＥＯＵＴは、アイソレータであるフォトカプラ１６によって、照明用光源装置の光源部１００Ａに設けられたＰＷＭ制御回路１７に供給される。アイソレータは、フォトカプラ１６以外にも磁気結合方式のアイソレータＩＣ、容量結合方式のアイソレータＩＣ、及びトランスなどであってもよい。該トランスとしてマイクロトランスを用いた場合、スイッチングコンバータ１８のスイッチング素子１９とマイクロトランスを１つの集積回路上で作ることができ、装置の小型化が図れる。

　ＰＷＭ制御回路１７は、誤差増幅器１５から出力された出力信号ＥＯＵＴに基づき、基準電圧Ｖｒｅｆと定電流回路１３に生じる定電流回路電圧ＶＬＥＤとの誤差電圧が小さくなるように、スイッチングコンバータ１８のスイッチング素子１９のオンオフを制御する制御部としての役割を備える。スイッチング素子１９をオンオフさせることによってスイッチングコンバータ１８から出力される出力電圧ＶＯＵＴが制御され、基準電圧Ｖｒｅｆと定電流回路１３に生じる定電流回路電圧ＶＬＥＤとの誤差が小さくなるため、定電流回路１３での電力損失抑制が図られることになる。

　このように、第１実施形態の照明用光源装置であれば、定電流回路１３に生じる定電流回路電圧ＶＬＥＤが基準電圧Ｖｒｅｆと一致するように調整されるため、定電流回路１３での電力損失抑制が図られ、延いては、照明用光源装置全体のＬＥＤ電力効率が改善されることになる。

　たとえば、１個あたりの順方向降下電圧Ｖｆが３．３Ｖ±σ（σはばらつきを表す）のＬＥＤ素子を１０個直列接続したＬＥＤ直列回路２に流れる電流を１５０ｍＡ、及び、基準電圧Ｖｒｅｆの値（定電流回路電圧ＶＬＥＤの目標値に相当）を０．５Ｖと設定した場合、ＬＥＤ負荷１に印加される出力電圧ＶＯＵＴの値を（３３．５±σ）Ｖと設定することができる。なお、誤差増幅器１５は、電源電圧が５Ｖで作動する。なお、本発明に係る照明用電源装置の光源部１００Ａと光源部１００Ｂとの間は、トランスＴ及びフォトカプラ１６によって電気的に絶縁されているので、光源部１００ＢのＬＥＤ負荷１の取り替えやメンテンナンスを行う場合であっても、光源部１００Ａの比較的高い電圧が光源部１００Ｂに伝達されるという不具合を排除することができる。これによって、作業者が不意に高電圧にさらされるという不具合を排除することができ作業安全性が高められる。

＜第２実施形態＞
　図２は、本発明の第２実施形態に係る照明用光源装置の構成図である。本装置も第１実施形態と同じく照明用光源素子としてＬＥＤ素子を用いた照明用光源装置であり、発光負荷であるＬＥＤ負荷１、電源部３、定電流回路１３、基準電圧源１４、誤差増幅器１５、フォトカプラ１６、及び、制御部であるＰＷＭ制御回路１７より構成される。第２実施形態は第１実施形態と基本的に同一であるが、ＬＥＤ直列回路２が３回路並列に接続されていること、各々のＬＥＤ直列回路２に各々直列に定電流回路１３が接続されていること、誤差増幅器１５の非反転入力端子（＋）として３つの端子を用意し各々の非反転入力端子（＋）に各々の定電流回路１３に生じる定電流回路電圧ＶＬＥＤ１、ＶＬＥＤ２、及びＶＬＥＤ３が各別に入力されること、及び、スイッチング素子１９にＭＯＳトランジスタから成るスイッチング素子１９ａを用いていることが異なる。

　ＬＥＤ負荷１は、複数個のＬＥＤ素子が直列接続された光源素子直列回路であるＬＥＤ直列回路２が３回路並列に接続されて構成される。このように、ＬＥＤ負荷１としては、ＬＥＤ直列回路２を並列に接続して用いることが可能である。ＬＥＤ負荷１には、電源部３から出力電圧ＶＯＵＴが供給される。各々のＬＥＤ直列回路２のカソード側に各々定電流回路１３が直列に接続されている。もちろん、定電流回路１３は、ＬＥＤ直列回路２のアノード側に各々接続してもよい。

　電源部３は、交流電源４を備えるが、ＬＥＤ負荷１を直流電圧又は直流電流で駆動するために交流電源４の出力電圧を直流電圧に変換しなければならない。そのため、電源部３は、交流電源４の交流電圧を整流・平滑化して出力電圧ＶＯＵＴを生成するための手段として、整流ブリッジＤＢ、平滑キャパシタＣ３、及び、絶縁型のスイッチングコンバータ１８を含む。なお、交流電源４の替わりに直流電源を用いてもよく、その場合には整流ブリッジＤＢ及び平滑キャパシタＣ３が不要となる。第２実施形態に係る照明用光源装置全体の１次側と２次側は境界線Ｓ１２によって画定され、１次側が光源部２００Ａ、２次側が光源部２００Ｂである。スイッチングコンバータ１８は、光源部２００ＡにＮチャンネル型のＭＯＳトランジスタから成るスイッチング素子１９ａを備える一方、光源部２００Ｂに出力電圧ＶＯＵＴを整流するダイオードＤ１、及び、出力電圧ＶＯＵＴを平滑化する平滑キャパシタＣ４を備え、スイッチング素子１９ａとして用いられるＭＯＳトランジスタのゲートに印加する電圧を制御することによって、ＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間に流れる電流を制御し、所定の出力電圧ＶＯＵＴをＬＥＤ負荷１に供給する。スイッチング素子１９ａをＮＰＮ型のバイポーラトランジスタとしたときは、ベースに印加する電圧を増減させるとよい。

　定電流回路１３は、ＬＥＤ直列回路２が並列構成で用いられるので、各々のＬＥＤ直列回路２に対して各々直列に接続されている。定電流回路１３に生じる定電流回路電圧ＶＬＥＤ１、ＶＬＥＤ２、及び、ＶＬＥＤ３は、誤差増幅器１５に各別に入力される。

　基準電圧源１４は、基準電圧Ｖｒｅｆを誤差増幅器１５の反転入力端子（－）に入力するために用意される。基準電圧源１４は、例えばバンドギャップ型の定電圧回路で構成することができる。

　誤差増幅器１５は、ＬＥＤ直列回路２が並列構成で用いられているため、複数のＬＥＤ直列回路２に応じた複数個の入力端子を備える。より具体的に述べると、第２実施形態の照明用光源装置は、３回路のＬＥＤ直列回路２を備えているため、誤差増幅器１５は、３つの非反転入力端子（＋）及び１つの反転入力端子（－）を備えるようにしている。第１の非反転入力端子（＋）には定電流回路電圧ＶＬＥＤ１が、第２の非反転入力端子（＋）には定電流回路電圧ＶＬＥＤ２が、第３の非反転入力端子（＋）には定電流回路電圧ＶＬＥＤ３がそれぞれ入力され、反転入力端子（－）には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。誤差増幅器１５は、定電流回路電圧ＶＬＥＤ１、ＶＬＥＤ２、及び、ＶＬＥＤ３のうちの最も低い電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して両者の誤差電圧を増幅する。こうした構成を有する誤差増幅器１５は、常に３つの定電流回路電圧ＶＬＥＤ１～ＶＬＥＤ３の中で最も電力消費が小さくなるものを選択することになるので、照明用光源装置全体からみると省電力化が図られることになる。言い換えると、誤差増幅器１５は、３つのＬＥＤ直列回路２のうちで最も順方向降下電圧Ｖｆの大きいＬＥＤ直列回路２に直列接続された定電流回路１３に生じる定電流回路電圧（ＶＬＥＤ１～ＶＬＥＤ３の最低値）と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して両者の誤差電圧を増幅することになる。そして、誤差増幅器１５の出力信号ＥＯＵＴは、フォトカプラ１６の発光素子１６ａ側に入力される。

　フォトカプラ１６は、照明用光源装置の光源部２００Ｂに設けられた誤差増幅器１５の出力信号ＥＯＵＴを照明用光源装置の光源部２００Ａに設けられたＰＷＭ制御回路１７に伝達する。

　ＰＷＭ制御回路１７は、誤差増幅器１５から出力された出力信号ＥＯＵＴの大きさに基づき、スイッチングコンバータ１８の一部を成すスイッチング素子１９ａとして用いられるＭＯＳトランジスタのゲートに印加する電圧を制御する。スイッチング素子１９ａとして用いられるＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間に流れる電流値を制御することにより、スイッチングコンバータ１８から出力される出力電圧ＶＯＵＴが調整・制御され、出力信号ＥＯＵＴが小さくなるため、定電流回路１３での電力損失抑制が図られる。

　このように、第２実施形態の照明用光源装置であれば、定電流回路１３に生じる定電流回路電圧ＶＬＥＤ１～ＶＬＥＤ３の最低値が基準電圧Ｖｒｅｆと一致するように制御されるため、定電流回路１３での電力損失抑制が図られ、延いては、照明用光源装置全体の電力効率が改善されることになる。

＜定電流回路＞
　図３は、本発明に係る定電流回路１３の一実施例を示す。図３（ａ）欄で示された定電流回路１３は、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２、及び、定電流源ＣＲを含む。定電流回路１３は、図１及び図２のＬＥＤ直列回路２に接続され、定電流Ｉ２ａを供給する。ＬＥＤ直列回路２と定電流回路１３との接続点に生じる定電流回路電圧ＶＬは、図１でいう定電流回路電圧ＶＬＥＤに相当し、また、図２でいう定電流回路電圧ＶＬＥＤ１、ＶＬＥＤ２、及び、ＶＬＥＤ３にそれぞれ相当する。そして、ＬＥＤ直列回路２に流れる定電流Ｉ２ａの電流値は、定電流源ＣＲに流れる電流Ｉｃ１によって決めることができる。

　トランジスタＴｒ２がＭＯＳトランジスタである場合、その動作状態を飽和領域又は線形（非飽和）領域のいずれで作動させるかは、定電流回路電圧ＶＬと定電流Ｉ２ａによって定まる。本明細書中では、飽和領域を定電流動作領域であると定義し、線形領域を非定電流動作領域として定義する。定電流動作領域でトランジスタＴｒ２を作動させるには、定電流回路電圧ＶＬを比較的大きな値に設定しなければならない。しかしながら、定電流回路電圧ＶＬを大きくすることは、照明用光源装置全体の電力効率の観点から見て好ましいことではない。

　一方、トランジスタＴｒ２を線形領域、すなわち非定電流動作領域で作動させれば、定電流回路１３は比較的低い電圧で駆動することができるので、電力効率を高めるという観点では好ましい。しかし、比較的大きな定電流Ｉ２ａを得るのが難しくなるという不具合が生じる。こうした不具合を克服するには、トランジスタＴｒ１のソース又はドレインと接地端子ＧＮＤとの間に抵抗を接続すれば、トランジスタＴｒ２に流れる定電流Ｉ２ａを比較的大きく設定することができる。

　トランジスタＴｒ２がバイポーラトランジスタである場合には、比較的低い定電流回路電圧ＶＬでもトランジスタＴｒ２を活性領域で作動させることができる。すなわち、比較的低い動作電圧であっても定電流動作領域で作動させることが容易となる。しかし、定電流動作領域でバイポーラトランジスタを作動させることは、ＭＯＳトランジスタの構成と同様に、電力効率の観点から見て好ましいとは言い難い。このため、バイポーラトランジスタであっても、飽和領域すなわち非定電流動作領域で作動させることが考えられる。しかし、バイポーラトランジスタを非定電流動作領域すなわち飽和領域で作動させると、ベース電流が飛躍的に大きくなるので、電力効率が低下する。こうしたことに鑑み、トランジスタＴｒ２を非定電流動作領域で作動させる場合には、ＭＯＳトランジスタで定電流回路１３を構成することが好ましいといえる。

　図３（ｂ）欄に示すように、オペアンプＯＰ１、トランジスタＴｒ３、抵抗Ｒ１、及び、定電圧源Ｖｃ１の組合せで構成した定電流回路１３を光源素子直列回路であるＬＥＤ直列回路２に直列接続して、ＬＥＤ直列回路２に定電流Ｉ２ｂを供給してもよい。図３（ｂ）欄においては、図３（ａ）欄と同様に、ＬＥＤ直列回路２と定電流回路１３の接続点に生じる定電流回路電圧ＶＬが図１でいう定電流回路電圧ＶＬＥＤに相当し、図２でいう定電流回路電圧ＶＬＥＤ１、ＶＬＥＤ２、及び、ＶＬＥＤ３に相当する。図３（ｂ）欄のＬＥＤ直列回路２に流れる定電流Ｉ２ｂの大きさは、定電圧源Ｖｃ１及び抵抗Ｒ１の値を調整することによって所定の大きさに決定することができる。

　なお、図３（ｂ）欄に示す定電流回路１３に用いられるトランジスタＴｒ３は、先のトランジスタＴｒ２と同様に、非定電流領域（すなわち、ＭＯＳトランジスタの場合には線形領域（非飽和領域）、バイポーラトランジスタの場合には飽和領域）で作動するようにすると、定電流回路１３での電力損失を抑制することができる。

　また、定電流回路１３をＬＥＤ負荷１のアノード側に設けたソース型とする場合には、図３（ｃ）欄で示すように、オペアンプＯＰ２、トランジスタＴｒ４、抵抗Ｒ２、及び、定電圧源Ｖｃ２によって、定電流回路１３を構成すればよい。なお、当該構成を採用する場合には、差分アンプＤＡＭＰを用いて定電流回路１３の両端間電圧に応じた定電流回路電圧ＶＬを生成し、これを誤差増幅器１５に出力すればよい。

　図４は、図３（ａ）欄及び図３（ｂ）欄に示した定電流回路１３に用いられるトランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ３のトランジスタ動作特性を示している。図４（ａ）欄は、図３（ａ）欄及び図３（ｂ）欄に示したトランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ３をＭＯＳ型で構成した場合の特性を示す。図４（ａ）欄において、横軸はトランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ３のドレイン－ソース間に与えられる電圧ＶＤＳ、縦軸はドレイン－ソース間に流れる電流ＩＤＳをそれぞれ示す。動作領域Ｘ１では、トランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ３が非飽和領域で作動するので、電流ＩＤＳはドレイン－ソース間電圧ＶＤＳの大きさに依存する。一方、動作領域Ｘ２では、トランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ３が飽和領域、すなわち、定電流動作領域で作動するので、ドレイン－ソース間電圧ＶＤＳの大きさに殆ど依存せずにほぼ一定の電流ＩＤＳが得られる。したがって、定電流回路１３としては、一般的にはトランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ３を動作領域Ｘ２で作動させるのが好ましいということになる。しかし、ドレイン－ソース間電圧ＶＤＳに比例して、定電流回路１３での電力消費は増大する。定電流回路１３での電力消費と照明用光源装置全体の電力効率とはトレードオフの関係を有する。このため、電力効率からみると定電流回路１３での電力消費はできるだけ小さく抑えることが望ましい。そのためにも、本発明はあえてトランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ３を非飽和領域、すなわち、非定電流動作領域である動作領域Ｘ１で作動させるものとした。

　なお、動作点Ｐ１に相当する電圧Ｖｒｅｆａが基準電圧Ｖｒｅｆとして誤差増幅器１５の反転入力端子（－）に与えられる。これによって、定電流回路電圧ＶＬＥＤ１、ＶＬＥＤ２、及びＶＬＥＤ３のうち最も低い電圧が電圧Ｖｒｅｆａと同じ大きさに制御され、定電流回路１３が最も小さな電力で作動する状態が得られ、照明用光源装置全体の電力効率を高めることができる。

　トランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ３の具体的な動作点は、動作領域Ｘ１のほぼ中間点である動作点Ｐ１に選ぶのが好ましい。電力効率からみると電圧ＶＤＳが零に近いほど好ましいことになる。しかし、あまり零に近づけると定電流回路１３の製造上のばらつきによって、所定の電流が得られなくなるという不具合が生じ得る。したがって、定電流回路１３の製造上のばらつきを勘案すると、非飽和領域、すなわち動作領域Ｘ１のほぼ中間の動作点Ｐ１に設定するとよい。

　図４（ｂ）欄は、図３（ａ）欄及び図３（ｂ）欄に示したトランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ３をバイポーラトランジスタで構成した場合の特性を示す。図４（ｂ）欄において、横軸はトランジスタのコレクタ－エミッタ間に与えられる電圧ＶＣＥ、縦軸はコレクタ電流Ｉｃをそれぞれ示す。これらのバイポーラトランジスタは、動作領域Ｙ１又はＹ２で作動するような電圧ＶＣＥが選ばれる。バイポーラトランジスタの動作領域は、ＭＯＳトランジスタとは逆の呼び方で区別されるので誤解されないようにしなければならない。すなわち、図４（ｂ）欄で動作領域Ｙ１は飽和領域である非定電流動作領域、動作領域Ｙ２は活性領域である定電流動作領域であるとして区別される。本発明に用いる定電流回路１３をバイポーラトランジスタで構成する場合には、これらのトランジスタを飽和領域、すなわち動作領域Ｙ１で作動させることによって、定電流回路１３での電力損失を抑制させることができる。しかし、バイポーラトランジスタを飽和領域で作動させるとベース電流が大幅に増加し、無駄な電力を消費するので留意しなければならない。

　バイポーラトランジスタの動作点は、飽和領域である動作領域Ｙ１のほぼ中間点である動作点Ｐ２付近に選ぶのが好ましい。電力効率からみると電圧ＶＣＥが零に近いほど好ましいことになる。しかし、零に近づけると定電流回路１３の製造上のばらつきによって、所定の電流が得られなくなるという不具合が生じ得る。従って、定電流回路１３の製造上のばらつきを勘案すると、飽和領域のほぼ中間の動作点、すなわち動作領域Ｙ１のほぼ中間点である動作点Ｐ２に設定するとよい。なお、動作領域Ｙ２はバイポーラトランジスタの活性領域に相当し、安定した定電流特性を得るには好ましい領域ではある。しかし、照明用電源装置全体の電力効率からみると好ましい領域とは言い難い。

　なお、動作点Ｐ２に相当する電圧Ｖｒｅｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆとして誤差増幅器１５の反転入力端子（－）に与えられる。これによって、定電流回路電圧ＶＬＥＤ１、ＶＬＥＤ２、及びＶＬＥＤ３のうち最も低い電圧が電圧Ｖｒｅｆｂと同じ大きさに制御され、定電流回路１３が最も小さな電力で作動する状態が得られ、照明用光源装置全体の電力効率を高めることができる。

＜タイミングチャート＞
　図５は、第１実施形態で示した図１の照明用光源装置におけるタイミングチャートを模式的に示す。図５の参照符号ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５、及び、ｔ６は時刻を示す。図５（ａ）欄に示す電源は、本発明に係る照明用光源装置全体を指し、時刻ｔ１で装置全体の電源がオンとなり、それ以降は時刻ｔ６を越えるまでオン状態は続く。図５（ｂ）欄は、ＰＷＭ制御回路１７のパルス幅変調信号ＳＰＷＭを示す。図５（ｃ）欄は、ＬＥＤ負荷１に供給する出力電圧ＶＯＵＴを示す。図５（ｄ）欄は、ＬＥＤ直列回路２と定電流回路１３との共通接続点、すなわち、誤差増幅器１５の非反転入力端子（＋）に入力される定電流回路電圧ＶＬＥＤと、誤差増幅器１５の反転入力端子（－）に入力される基準電圧Ｖｒｅｆをそれぞれ示す。図５（ｅ）欄は、ＬＥＤ負荷１に流れる電流、すなわち、ＬＥＤ直列回路２に流れる電流ＩＬＥＤを示す。図５（ｆ）欄は、誤差増幅器１５の出力信号ＥＯＵＴを示す。図５（ｇ）欄は、ＰＷＭ制御回路１７の内部で設定される基準電流ＩＲＥＦと、フォトカプラ１６に流れる電流ＩＰＨをそれぞれ示す。ＰＷＭ制御回路１７は、基準電流ＩＲＥＦと電流ＩＰＨとを比較してパルス幅変調信号ＳＰＷＭのオンデューティ比を制御する。

　図５（ａ）欄に示す時刻ｔ１で照明用光源装置全体の電源がオンされると、図５（ｂ）欄に示すように、ＰＷＭ制御回路１７は、パルス幅変調信号ＳＰＷＭのオンデューティ比を大きくし、スイッチングコンバータ１８のスイッチング素子１９のオンオフを制御し、電源部３が供給する出力電圧ＶＯＵＴを増加させる。図５（ｃ）欄に示すように、スイッチングコンバータ１８が通常の動作状態に近づくにつれて出力電圧ＶＯＵＴは徐々に増加し、時刻ｔ２に達すると出力電圧ＶＯＵＴはほぼ安定し所定の値に落ち着く。

　図５（ｄ）欄に示すように、時刻ｔ２に達し、出力電圧ＶＯＵＴが所定の値でほぼ安定すると、定電流回路１３に供給される定電流回路電圧ＶＬＥＤはほぼ所定の値に落ち着く。なお、基準電圧源１４で生成される基準電圧Ｖｒｅｆは、比較的電源電圧が低くとも作動する。たとえばバンドギャップ型の定電圧回路で生成されるので、時刻ｔ１の電源オン状態からほぼ所定の値に維持される。しかし、誤差増幅器１５の反転入力端子（－）に入力される定電流回路電圧ＶＬＥＤは時刻ｔ２でほぼ所定の値で安定するので、誤差増幅器１５が本格的に作動し始めるのは時刻ｔ２以降となる。

　図５（ｅ）欄に示すように、ＬＥＤ直列回路２に流れる電流ＩＬＥＤは、時刻ｔ１から時刻ｔ２までは、定電流回路１３が正規の状態で作動していないため、所定の大きさまでは達していない。時刻ｔ２に至るまでは定電流回路電圧ＶＬＥＤの値が基準電圧Ｖｒｅｆより低いため、図５（ｆ）欄に示すように誤差増幅器１５の出力信号ＥＯＵＴは、ローレベルの信号を出力する。このとき、ＬＥＤ負荷１に流れる電流ＩＬＥＤの値は小さく、出力信号ＥＯＵＴもローレベルであるため、フォトカプラ１６に流れる電流ＩＰＨは小さい。

　図５（ｅ）欄に示すように、時刻ｔ２に到達しさらに時刻ｔ２を経過すると、定電流回路１３が正規の状態で作動し定電流を生成するので、ＬＥＤ直列回路２には定電流ＩＬＥＤが流れる。電流ＩＬＥＤが時刻の経過とともに徐々に大きくなると、フォトカプラ１６には誤差増幅器１５の出力信号ＥＯＵＴに応じた電流ＩＰＨが流れる。

　図５（ｄ）欄に示すように、時刻ｔ３になると、定電流回路１３に生じる定電流回路電圧ＶＬＥＤが基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなるため、誤差増幅器１５の出力信号ＥＯＵＴは図５（ｆ）欄に示すようにハイレベルになり、電流ＩＰＨが増加し、図５（ｇ）欄のように電流ＩＰＨは基準電流ＩＲＥＦと等しい値となる。基準電流ＩＲＥＦは例えば２ｍＡといった値に設定する。

　図５（ｂ）欄に示すように、時刻ｔ３に到達し、電流ＩＰＨが基準電流ＩＲＥＦと等しい状態になると、ＰＷＭ制御回路１７は、電源部３から出力される出力電圧ＶＯＵＴを減少させるため、パルス幅変調信号ＳＰＷＭのオンデューティ比を減少させる。パルス幅変調信号ＳＰＷＭのオンデューティ比によってスイッチングコンバータ１８のスイッチング素子１９が制御され、延いては電源部３が制御される。

　図５（ｄ）欄の時刻ｔ３～時刻ｔ４に示すように、定電流回路電圧ＶＬＥＤが基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなった後、定電流回路電圧ＶＬＥＤはしばらく上昇し基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなり、その後減少していく。図５（ｃ）欄のように出力電圧ＶＯＵＴの値も定電流回路電圧ＶＬＥＤよりＬＥＤ直列回路２の順方向降下電圧Ｖｆ分大きい値で同じように増減する。また、図５（ｇ）欄に示すように、電流ＩＰＨも基準電流ＩＲＥＦを上回る領域でわずかに増減する。ＰＷＭ制御回路１７は、このような電流ＩＰＨの増減に応じてパルス幅変調信号ＳＰＷＭのオンデューティ比を変化させる。

　図５（ｄ）欄の時刻ｔ４に示すように、定電流回路電圧ＶＬＥＤが基準電圧Ｖｒｅｆよりわずかに小さくなると、出力信号ＥＯＵＴは図５（ｆ）欄に示すようにローレベルになり、電流ＩＰＨの値も図５（ｇ）欄のように減少して基準電流ＩＲＥＦを下回る。このとき、パルス幅変調信号ＳＰＷＭのオンデューティ比が図５（ｂ）欄に示すように大きくなり、電源部３が供給する出力電圧ＶＯＵＴが増加する。

　その後、時刻ｔ５から時刻ｔ６では、時刻ｔ３から時刻ｔ４と同様の変化をし、以後も同様に変化し安定することになる。

　以上の動作が繰り返されることにより、定電流回路電圧ＶＬＥＤが比較的低い電圧に設定される基準電圧Ｖｒｅｆとほぼ等しくなるよう制御されるため、定電流回路１３での電力損失抑制が図られ、ＬＥＤ光源装置の電力効率が改善される。

　なお、図５のタイミングチャートは、第１実施形態に係る図１の照明用光源装置について示したものである。しかし、第２実施形態に係る図２の照明用光源装置において、定電流回路１３に生じる定電流回路電圧ＶＬＥＤ１、ＶＬＥＤ２、及びＶＬＥＤ３のうち最も低い電圧、又は、ＬＥＤ直列回路２で生じる順方向降下電圧Ｖｆの最大値をもつＬＥＤ直列回路２に直列接続された定電流回路１３に生じる電圧を定電流回路電圧ＶＬＥＤとし、定電流回路電圧ＶＬＥＤが生じるＬＥＤ直列回路２に流れる電流をＩＬＥＤとすると、第１実施形態のタイミングチャートでのタイミングと同じタイミングで同様の動作をする。

＜定電流回路のリップル除去機能＞
　ＬＥＤ負荷に直列接続された定電流回路（第１ないし第２実施形態の定電流回路１３）は、照明用光源装置全体の電力効率向上に寄与し得るだけでなく、ＬＥＤ負荷に流れる出力電流のリップル除去手段（ゼロリップル定電流回路）としても有効に機能する。以下では、先に説明した定電流回路について、そのリップル除去機能に着目した別の視点から、本発明の優位性について改めて詳述する。

　消費電力が２５Ｗ以上のＬＥＤ照明機器は、高調波電流規制（ＩＥＣ［international　electrotechnical　commission］６１０００－３－２）で最も厳しいクラスＣに分類されており、電源回路における力率改善が必須とされている。力率改善の方式としては、ＰＦＣ［power　factor　correction］回路とＤＣ／ＤＣコンバータの２段構成から成る２コンバータ方式のほか、ＤＣ／ＤＣ制御とＰＦＣ制御を単一のスイッチングコンバータで実現する１コンバータ方式を挙げることができる。なお、省スペース化や省電力化が重視されるＬＥＤ照明機器では、後者の１コンバータ方式が多く採用されている。

　図６は、ＬＥＤ照明機器（先の照明用光源装置に相当）の構成比較テーブルである。図６（ａ）欄には、１コンバータ方式を採用した絶縁型ＬＥＤ照明機器の一般的な構成が示されている。本構成例のＬＥＤ照明機器Ａ１００は、全波整流回路Ａ１と、スイッチングコンバータ（フライバックコンバータ）Ａ２と、絶縁トランスＡ３と、整流平滑回路Ａ４と、ＬＥＤ負荷Ａ５と、フォトカプラＡ６と、電流帰還回路Ａ７とを有する。

　スイッチングコンバータＡ２は、入力電圧Ｖｉから出力電圧Ｖｏを生成してＬＥＤ負荷Ａ５に供給するように絶縁トランスＡ３を駆動する主体であり、ＤＣ／ＤＣ制御とＰＦＣ制御を一元的に行う機能のほか、電流帰還回路Ａ７からフォトカプラＡ６を介して入力される電流帰還信号に応じて、ＬＥＤ負荷Ａ５に流れる出力電流Ｉｏの定電流制御を行う機能も備えている。

　１コンバータ方式を採用したＬＥＤ照明機器Ａ１００によれば、２コンバータ方式を採用した場合よりも回路規模をコンパクト化して電力損失を防ぐことができるので、より高い電源効率を実現することが可能となる。

　ところで、本構成例のＬＥＤ照明機器Ａ１００において、入力電圧をＶｉ、入力電流をＩｉ、出力電圧をＶｏ、出力電流をＩｏ、電力効率をＥｆｆとした場合、各パラメータの間には、Ｖｉ×Ｉｉ＝Ｖｏ×Ｉｏ×Ｅｆｆで表される関係式が成立する。

　上式において、入力電圧Ｖｉと入力電流Ｉｉは、スイッチングコンバータＡ２のＰＦＣ制御により互いに同位相のＳｉｎ波となる。従って、出力電圧Ｖｏと電力効率Ｅｆｆがいずれも一定値であると仮定した場合、出力電流Ｉｏには理論的にＳｉｎ^２波のリップルが発生する（図７（ａ）欄を参照）。

　なお、照明光にリップル成分が含まれている場合、人の目には認識されなくても、その照明下で撮影された写真には意図しない縞模様が写ってしまうことがある（いわゆるストロボ効果）。そのため、空間の光演出や陳列商品の照明などに用いられるＬＥＤ照明機器（ＬＥＤダウンライトやＬＥＤスポットライトなど）には、高効率なだけでなく、できるだけ高品質の照明光（リップル成分を含まない照明光）を出力することが求められる。

　図６（ｂ）欄のＬＥＤ照明機器Ａ２００は、先の第１ないし第２実施形態の照明用光源装置に相当するものであり、電流帰還回路Ａ７に代えて、電圧帰還回路Ａ８（先の基準電圧源１４及び誤差増幅器１５に相当）と、定電流回路Ａ９（先の定電流回路１３に相当）と、を有する。

　本構成例のＬＥＤ照明機器Ａ２００では、ＬＥＤ負荷Ａ５のカソード電圧ＶＬＥＤ（定電流回路Ａ９の電源電圧に相当）が最小となるように、スイッチングコンバータＡ２での出力帰還制御が行われるので、定電流回路Ａ９での電力損失を必要最小限に抑えることが可能となる。これは先に説明した通りである。

　また、本構成例のＬＥＤ照明機器Ａ２００では、出力電流Ｉｏを一定値に固定する定電流回路Ａ９が追加されているので、ＬＥＤ負荷Ａ５のカソード電圧ＶＬＥＤがＳｉｎ^２波を吸収するように制御される（図７（ｂ）欄を参照）。従って、１コンバータ方式で高効率を維持しつつ、出力電流Ｉｏのリップル除去を実現することができるので、ＬＥＤ照明機器Ａ２００の使用範囲を広げることが可能となる。

　なお、ＬＥＤ照明機器が市場に出回り始めた頃には、ＬＥＤ素子の多並列接続（大電流かつ低電圧での駆動）が主流であった。そのため、ＬＥＤ照明機器全体の消費電力に対して定電流回路Ａ９での電力損失（例えばＶｏ＝２０Ｖ、ＶＬＥＤ＝１．５Ｖでは７％の電力損失）が相対的に大きく、また、ＬＥＤ照明機器に対する光品質要求も低かったことから、定電流回路Ａ９を積極的に導入することの意義に乏しかった。

　一方、ＬＥＤ照明機器が普及段階に至った近年では、ＬＥＤ素子の多直列接続（小電流かつ高電圧での駆動）が主流である。そのため、ＬＥＤ照明機器全体の消費電力に対して定電流回路Ａ９での電力損失（例えばＶｏ＝１００Ｖ、ＶＬＥＤ＝１．５Ｖでは１％の電力損失）は相対的に小さくなっており、また、ＬＥＤ照明機器に対する光品質要求も高まっていることから、定電流回路Ａ９を導入することの意義が大きくなったと言える。

　なお、出力平滑回路Ａ４に含まれる出力平滑キャパシタ（図１ないし図２の平滑キャパシタＣ４）は、一般的に低耐圧であるほど大容量化が容易である。そのため、ＬＥＤ負荷Ａ５を大電流かつ低電圧（例えばＶｏ＝１０Ｖ、Ｉｏ＝１Ａ）で駆動する場合には、図６（ａ）欄の回路構成を採用したとしても、比較的低耐圧（例えば６３Ｖ耐圧）で大容量の出力平滑キャパシタを用いて出力電流Ｉｏのリップル成分を除去することも可能である。

　しかしながら、ＬＥＤ負荷Ａ５を小電流かつ高電圧（例えば、Ｖｏ＝１００Ｖ、Ｉｏ＝０．１Ａ）で駆動する場合には、より高耐圧（例えば１６０Ｖ耐圧）の出力平滑キャパシタが必要となるので、大容量の出力平滑キャパシタを用意することが困難となる。そのため、図６（ａ）欄の回路構成を採用すると、出力電流Ｉｏのリップル成分を十分に除去することができなくなる。

　一方、図６（ｂ）欄の回路構成を採用すれば、大容量の出力平滑キャパシタを用いず、定電流回路Ａ９を用いて出力電流Ｉｏのリップル成分を除去することが可能となる。このことからも、小電流かつ高電圧駆動のＬＥＤ照明機器においては、出力電流Ｉｏのリップル除去手段として定電流回路Ａ９を導入することが有効であると言える。

＜第３実施形態＞
　図８は、本発明の第３実施形態に係る照明用光源装置を示す図である。本実施形態の照明用光源装置Ａ３００（以下、ＬＥＤ照明機器Ａ３００と呼ぶ）は、先出のＬＥＤ照明機器Ａ２００（図６（ｂ）欄を参照）と基本的に同様の構成であり、過電圧保護回路Ａ１０と、調光回路Ａ１１と、フォトカプラＡ１２と、ＹキャパシタＡ１３とをさらに有する。そこで、ＬＥＤ照明機器Ａ２００と同様の構成については、図６（ｂ）と同一の符号を付すことで重複した説明を割愛し、以下では、ＬＥＤ照明機器Ａ３００で追加された構成要素についての重点的な説明を行う。

　過電圧保護回路Ａ１０は、出力電圧Ｖｏを監視して過電圧保護を行うように電圧帰還回路Ａ８の出力調整を行う。過電圧保護回路Ａ１０の構成及び動作については、後ほど詳細に説明する。

　調光回路Ａ１１は、フォトカプラＡ１２を介して入力される調光信号に応じて出力電流Ｉｏを変えるように定電流回路Ａ９を制御する。調光回路Ａ１１の構成及び動作については、後ほど詳細に説明する。

　フォトカプラＡ１２は、ＬＥＤ照明機器Ａ３００の一次側回路ＡＰと二次側回路ＡＳとの間を絶縁しつつ、一次側回路ＡＰから二次側回路ＡＳへ調光信号を伝達するアイソレータである。

　ＹキャパシタＡ１３は、一次側回路ＡＰの接地端（ＧＮＤ１）と、二次側回路ＡＳの接地端（ＧＮＤ２）との間に挿入されたノイズ対策素子（例えば２２００ｐＦ、耐圧４００Ｖ）である。なお、一次側回路ＡＰと２次側回路ＡＳとの絶縁距離は、６ｍｍ以上に設計することが望ましい。また、絶縁トランスＡ３、フォトカプラＡ６及びＡ１２、並びに、ＹキャパシタＡ１３は、一直線上に配列することが望ましい。

　なお、ＬＥＤ照明機器Ａ３００において、ＬＥＤ負荷Ａ５を除く構成要素は、ＬＥＤドライバモジュールＡ３１０（発光負荷駆動装置に相当）に組み込まれている。なお、ＬＥＤ負荷Ａ５は、ＬＥＤドライバモジュールＡ３１０に対して着脱することが可能である。

＜過電圧保護回路＞
　図９は、過電圧保護回路Ａ１０の第１構成例を示す回路図である。第１構成例の過電圧保護回路Ａ１０は、抵抗Ｒ１１～Ｒ１４と、コンパレータＣＭＰ１１と、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＱ１１及びＱ１２と、を含む。

　抵抗Ｒ１１及びＲ１２は、出力電圧Ｖｏの印加端と接地端との間に接続されており、互いの接続ノードから分圧電圧Ｖｘ（出力電圧Ｖｏの分圧電圧）を出力する。

　抵抗Ｒ１３及びＲ１４は、定電圧Ｖｒｅｇの印加端と接地端との間に接続されており、互いの接続ノードから閾値電圧Ｖｙ（定電圧Ｖｒｅｇの分圧電圧）を出力する。

　コンパレータＣＭＰ１１は、非反転入力端（＋）に印加される分圧電圧Ｖｘと反転入力端（－）に印加される閾値電圧Ｖｙとを比較して過電圧保護信号Ｓ１２を生成する。過電圧保護信号Ｓ１２は、分圧電圧Ｖｘが閾値電圧Ｖｙよりも高いときにハイレベルとなり、分圧電圧Ｖｘが閾値電圧Ｖｙよりも低いときにローレベルとなる。なお、出力電圧Ｖｏが低い場合には、コンパレータＣＭＰ１１の非反転入力端（＋）に出力電圧Ｖｏを直接入力しても構わない。

　過電圧保護が掛かる出力電圧Ｖｏの上限電圧Ｖｌｉｍｉｔは、閾値電圧Ｖｙによって定められる。なお、上限電圧Ｖｌｉｍｉｔは、ＬＥＤ負荷Ａ５の順方向降下電圧Ｖｆよりも少し高い電圧値に設定すればよい。一つの具体例として、Ｖｆ＝４０～１００Ｖである場合には、Ｖｌｉｍｉｔ＝１１０Ｖ程度に設定することが望ましい。

　トランジスタＱ１１及びＱ１２のコレクタは、いずれもフォトカプラＡ６を形成するフォトダイオードに接続されている。トランジスタＱ１１及びＱ１２のエミッタは、いずれも接地端に接続されている。トランジスタＱ１１のベースは、電圧帰還回路Ａ８の出力端（誤差信号Ｓ１１の印加端）に接続されている。トランジスタＱ１２のベースは、コンパレータＣＭＰ１１の出力端（過電圧保護信号Ｓ１２の印加端）に接続されている。

　トランジスタＱ１１は、誤差信号Ｓ１１の信号レベル（電圧値）に応じた第１電流Ｉｓ１１を生成する。より具体的に述べると、コレクタ電流Ｉｓ１１は、誤差信号Ｓ１１の信号レベルが高いほど大きくなり、誤差信号Ｓ１１の信号レベルが低いほど小さくなる。

　トランジスタＱ１２は、過電圧保護信号Ｓ１２の論理レベルに応じて第２電流Ｉｓ１２の電流経路を導通／遮断する。より具体的に述べると、トランジスタＱ１２は、過電圧保護信号Ｓ１２がハイレベルであるときに第２電流Ｉｓ１２の電流経路を導通する一方、過電圧保護信号Ｓ１２がローレベルであるときに第２電流Ｉｓ１２の電流経路を遮断する。

　フォトカプラＡ６を形成するフォトダイオードは、第１電流Ｉｓ１１と第２電流Ｉｓ１２とを足し合わせた入力電流Ｉｓ１０に応じて発光する。フォトカプラＡ６を形成するフォトトランジスタは、フォトダイオードの発光を受けて出力電流Ｉｐ１０を生成する。

　スイッチングコンバータＡ２は、フォトカプラＡ６の出力電流Ｉｐ１０に応じて出力帰還制御を行う。より具体的に述べると、スイッチングコンバータＡ２は、出力電流Ｉｐ１０が大きいほど出力電圧Ｖｏを下げる一方、出力電流Ｉｐ１０が小さいほど出力電圧Ｖｏを上げるように、絶縁トランスＡ３の一次巻線を駆動する。

　図１０は、第１構成例の過電圧保護動作を示すタイミングチャートであり、上から順番に、出力電圧Ｖｏ、誤差信号Ｓ１１、過電圧保護信号Ｓ１２、及び、出力電流Ｉｏが描写されている。

　時刻ｔ１１以前には、出力電圧Ｖｏが正常値Ｖｎｏｒｍａｌ（≒Ｖｆ）に維持されており、過電圧保護信号Ｓ１２がローレベルとなっているので、トランジスタＱ１２には第２電流Ｉｓ１２が流れない。従って、スイッチングコンバータＡ２では、第１電流Ｉｓ１１（延いては誤差信号Ｓ１１）に応じた出力帰還制御が実施される。

　一方、時刻ｔ１１において、ＬＥＤ負荷Ａ５がオープン状態（例えば装着不良や内部断線が生じた状態）となった場合には、ＬＥＤ負荷Ａ５に出力電流Ｉｏが流れなくなり、ＬＥＤ負荷Ａ５のカソード電圧ＶＬＥＤがほぼ０Ｖまで低下する。このような状態に陥ると誤差信号Ｓ１１がローレベルに張り付いてしまうので、トランジスタＱ１１がフルオフ状態となり、第１電流Ｉｓ１１が全く流れなくなる。その結果、スイッチングコンバータＡ２は、出力電圧Ｖｏが目標値よりも低いと誤認して出力電圧Ｖｏを高めていく。なお、この時点では、出力電圧Ｖｏが上限電圧Ｖｌｉｍｉｔを上回っていないので、過電圧保護信号Ｓ１２はローレベルのままである。

　その後、時刻ｔ１２において、出力電圧Ｖｏが上限電圧Ｖｌｉｍｉｔを上回ると、過電圧保護信号Ｓ１２がハイレベルとなるので、トランジスタＱ１２がオンして第２電流Ｉｓ１２が流される。その結果、スイッチングコンバータＡ２では、出力電圧Ｖｏを引き下げるように出力帰還制御が実施される。

　なお、出力電圧Ｖｏが引き下げられて上限電圧Ｖｌｉｍｉｔを下回ると、過電圧保護信号Ｓ１２がローレベルに戻るので、出力電圧Ｖｏは再び上昇に転じる。このように、時刻ｔ１２以降においては、過電圧保護信号Ｓ１２の論理レベルが切り替わる毎に、出力電圧Ｖｏの上昇と低下が繰り返されて、出力電圧Ｖｏが上限電圧Ｖｌｉｍｉｔに維持される。

　第１構成例の過電圧保護回路Ａ１０によれば、ＬＥＤ負荷Ａ５がオープン状態になった場合であっても、出力電圧Ｖｏが際限なく上昇することはないので、ＬＥＤドライバモジュールＡ３１０自体の異常発熱や発火を未然に回避することが可能となる。

　ただし、第１構成例の過電圧保護回路Ａ１０を搭載したＬＥＤ照明機器Ａ３００では、内部断線が生じていた古いＬＥＤ負荷Ａ５を新品に交換したときや、装着不良が生じていたＬＥＤ負荷Ａ５を正しく装着し直したときに、意図しない過電流が流れてＬＥＤ負荷Ａ５を損傷してしまうおそれがある。以下では、その理由について説明する。

　先にも述べたように、ＬＥＤ負荷Ａ５がオープン状態となって出力電圧Ｖｏが異常に上昇すると、過電圧保護動作が発動して出力電圧Ｖｏが上限電圧Ｖｌｉｍｉｔに維持される（図１０の時刻ｔ１２～ｔ１３を参照）。

　このとき、出力平滑回路Ａ４の出力キャパシタ（１０００μＦ程度の電解キャパシタ）は、先の上限電圧Ｖｌｉｍｉｔ（例えば１１０Ｖ）に相当する電荷を蓄えた状態となっている。このような状態において、内部断線が生じていた古いＬＥＤ負荷Ａ５を新品に交換したときや、装着不良が生じていたＬＥＤ負荷Ａ５を正しく装着し直したときには、ＬＥＤ負荷Ａ５（例えばＶｆ＝９０Ｖ）に定格以上の過電流が流れるので、ＬＥＤ負荷Ａ５が故障してしまう（図１０の時刻ｔ１３を参照）。

　なお、ＬＥＤ負荷Ａ５に流れる過電流は、出力キャパシタの充電電圧に起因して生じるものである。従って、スイッチングコンバータＡ２に過電流保護機能が具備されていたとしても、当該保護機能は何ら有効に働かない。また、上記問題の解決策としては、出力キャパシタの放電経路を別途用意しておくことも考えられる。しかしながら、定常動作時の電力損失を抑えるためには、放電経路の抵抗値を十分に高く設計しなければならず、出力キャパシタを急速に放電することは難しい。また、放電経路の導通／遮断をスイッチで切り替える場合には、非常に高耐圧のスイッチが必要となるので、半導体装置への集積化に際して阻害要因となり得る。

　以下では、上記の問題点を解消すべく、さらなる改良を加えた過電圧保護回路Ａ１０について詳細に説明する。

　図１１は、過電圧保護回路Ａ１０の第２構成例を示す回路図である。第２構成例の過電圧保護回路Ａ１０は、基本的に先の第１構成例と同様であるが、新たな構成要素として、抵抗Ｒ１５と、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＮ１１と、マイコンＢ１１と、を含む点に特徴を有する。そこで、第１構成例と同様の構成要素については、図９と同一の符号を付すことで重複した説明を割愛し、以下では、第２構成例の特徴部分について詳細な説明を行う。

　抵抗Ｒ１５の第１端は、閾値電圧Ｖｙの印加端（コンパレータＣＭＰ１１の反転入力端（－））に接続されている。抵抗Ｒ１５の第２端は、トランジスタＮ１１のドレインに接続されている。トランジスタＮ１１のソースは、接地端に接続されている。トランジスタＮ１１のゲートは、マイコンＢ１１に接続されている。

　マイコンＢ１１は、誤差信号Ｓ１１と過電圧保護信号Ｓ１２を監視して閾値電圧切替信号Ｓ１３を生成し、これをトランジスタＮ１１のゲートに送出する。トランジスタＮ１１は、閾値電圧切替信号Ｓ１３がハイレベルであるときにオンし、閾値電圧切替信号Ｓ１３がローレベルであるときにオフする。

　なお、トランジスタＮ１１がオフしている場合、定電圧Ｖｒｅｇから閾値電圧Ｖｙを生成する分圧回路は、先の第１構成例（図９）と同様、抵抗Ｒ１３及びＲ１４によって形成される。一方、トランジスタＮ１１がオンしている場合には、上記の分圧回路を形成する回路要素として抵抗Ｒ１５が加わる。その結果、トランジスタＮ１１がオンしている場合には、トランジスタＮ１１がオフしている場合と比べて、分圧回路の分圧比が低下する。

　従って、閾値電圧切替信号Ｓ１３がローレベルであるときには、閾値電圧Ｖｙが第１電圧値Ｖｙ１（第１上限電圧ＶｌｉｍｉｔＨに対応）となり、閾値電圧切替信号Ｓ１３がハイレベルであるときには、閾値電圧Ｖｙが第１電圧値Ｖｙ１よりも低い第２電圧値Ｖｙ２（第２上限電圧ＶｌｉｍｉｔＬに対応）となる。

　第１電圧値Ｖｙ１は、第１上限電圧ＶｌｉｍｉｔＨがＬＥＤ負荷Ａ５の順方向降下電圧Ｖｆ（例えば４０～９０Ｖ）よりも少し高い電圧値（例えば１１０Ｖ）となるように設定すればよい。また、第２電圧値Ｖｙ２は、第２上限電圧ＶｌｉｍｉｔＬがＬＥＤ負荷Ａ５の順方向降下電圧Ｖｆ（例えば４０～９０Ｖ）よりも少し低い電圧値（例えば３０Ｖ）となるように設定すればよい。

　なお、上記した抵抗Ｒ１３～Ｒ１５、トランジスタＮ１１、及び、マイコンＢ１１は、閾値電圧Ｖｙを第１電圧値Ｖｙ１と第２電圧値Ｖｙ２のいずれか一方に切り替える閾値電圧切替部として機能する。特に、本構成例の閾値電圧切替部は、出力電圧Ｖｏが第１上限電圧ＶｌｉｍｉｔＨを上回ったときに閾値電圧Ｖｙを第２電圧値Ｖｙ２に引き下げるとともに、その後、ＬＥＤ負荷Ａ５の装着（オープン状態の解消）が検出されたときには閾値電圧Ｖｙを第１電圧値Ｖｙ１に引き上げるように、閾値電圧Ｖｙの切替動作を行う。

　図１２は、第２構成例の過電圧保護動作を示すタイミングチャートであり、上から順番に、出力電圧Ｖｏ、誤差信号Ｓ１１、過電圧保護信号Ｓ１２、閾値電圧切替信号Ｓ１３、及び、出力電流Ｉｏが描写されている。

　時刻ｔ２１以前には、出力電圧Ｖｏが正常値Ｖｎｏｒｍａｌ（≒Ｖｆ）に維持されており、過電圧保護信号Ｓ１２がローレベルとなっているので、トランジスタＱ１２には第２電流Ｉｓ１２が流れない。従って、スイッチングコンバータＡ２では、第１電流Ｉｓ１１（延いては誤差信号Ｓ１１）に応じた出力帰還制御が実施される。また、時刻ｔ２１以前には、閾値電圧切替信号Ｓ１３がローレベルとなっているので、閾値電圧Ｖｙが第１電圧値Ｖｙ１に切り替えられている。その結果、過電圧保護回路Ａ１０は、出力電圧Ｖｏが第１上限電圧ＶｌｉｍｉｔＨを上回っているか否かを監視する状態となっている。

　一方、時刻ｔ２１において、ＬＥＤ負荷Ａ５がオープン状態となった場合には、ＬＥＤ負荷Ａ５に出力電流Ｉｏが流れなくなり、ＬＥＤ負荷Ａ５のカソード電圧ＶＬＥＤがほぼ０Ｖまで低下する。このような状態に陥ると、誤差信号Ｓ１１がローレベルに張り付いてしまうので、トランジスタＱ１１がフルオフ状態となり、第１電流Ｉｓ１１が全く流れなくなる。その結果、スイッチングコンバータＡ２は、出力電圧Ｖｏが目標値よりも低いと誤認して出力電圧Ｖｏを高めていく。なお、この時点では、出力電圧Ｖｏが第１上限電圧ＶｌｉｍｉｔＨを上回っていないので、過電圧保護信号Ｓ１２及び閾値電圧切替信号Ｓ１３はローレベルのままである。

　その後、時刻ｔ２２において、出力電圧Ｖｏが第１上限電圧ＶｌｉｍｉｔＨを上回ると過電圧保護信号Ｓ１２がハイレベルとなるので、トランジスタＱ１２がオンして第２電流Ｉｓ１２が流される。その結果、スイッチングコンバータＡ２では、出力電圧Ｖｏを引き下げるように出力帰還制御が実施される。

　また、時刻ｔ２２では、マイコンＢ１１が過電圧保護信号Ｓ１２の立ち上がりを検出して閾値電圧切替信号Ｓ１３をハイレベルに切り替える。その結果、閾値電圧Ｖｙが第２電圧値Ｖｙ２に引き下げられるので、過電圧保護回路Ａ１０は、出力電圧Ｖｏが第２上限電圧ＶｌｉｍｉｔＬを上回っているか否かを監視する状態に切り替わる。

　なお、出力電圧Ｖｏが引き下げられた結果、時刻ｔ２３において、出力電圧Ｖｏが第２上限電圧ＶｌｉｍｉｔＬを下回ると、過電圧保護信号Ｓ１２がローレベルに立ち下がるので、出力電圧Ｖｏは再び上昇に転じる。このとき、マイコンＢ１１は、ＬＥＤ負荷Ａ５の装着（オープン状態の解消）が検出されるまで、閾値電圧切替信号Ｓ１３をハイレベルに維持している。従って、過電圧保護回路Ａ１０は、出力電圧Ｖｏが第２上限電圧ＶｌｉｍｉｔＬを上回っているか否かの監視を継続している状態であり、時刻ｔ２２以降においては、過電圧保護信号Ｓ１２の論理レベルが切り替わる毎に、出力電圧Ｖｏの上昇と低下が繰り返されて、出力電圧Ｖｏが第２上限電圧ＶｌｉｍｉｔＬに維持される。

　このように、第２構成例の過電圧保護回路Ａ１０によれば、先の第１構成例と同じく、ＬＥＤ負荷Ａ５がオープン状態になった場合であっても、出力電圧Ｖｏが際限なく上昇することはないので、ＬＥＤドライバモジュールＡ３１０自体の異常発熱や発火を未然に回避することが可能となる。

　また、第２構成例の過電圧保護回路Ａ１０では、過電圧保護動作の発動時において、出力電圧Ｖｏが第１上限電圧ＶｌｉｍｉｔＨに維持されるのではなく、より低い第２上限電圧ＶｌｉｍｉｔＬに引き下げられてから維持される。従って、時刻ｔ２４において、内部断線が生じていた古いＬＥＤ負荷Ａ５を新品に交換したときや、装着不良が生じていたＬＥＤ負荷Ａ５を正しく装着し直したときに、意図しない過電流が流れ難いので、ＬＥＤ負荷Ａ５の故障を未然に回避することができる（図中の破線を参照）。

　なお、マイコンＢ１１は、ＬＥＤ負荷Ａ５が装着された時刻ｔ２４以降、それまでローレベルに張り付いていた誤差信号Ｓ１１の信号レベルが所定の閾値を上回ったことを検出した時点で、ＬＥＤ負荷Ａ５の装着（オープン状態の解消）が検出されたものと認定し、閾値電圧Ｖｙを第１電圧値Ｖｙ１に引き上げるように、閾値電圧切替信号Ｓ１３をローレベルに立ち下げる。その結果、過電圧保護回路Ａ１０は、出力電圧Ｖｏが第１上限電圧ＶｌｉｍｉｔＬを上回っているか否かを監視する状態に復帰する。

　なお、閾値電圧切替動作の主体となるマイコンＢ１１としては、必ずしも専用のマイコンを用意する必要はなく、調光回路Ａ１１に含まれる調光用マイコン（後出のマイコンＡ１１３を参照）を流用すればよい。

　図１３は、過電圧保護回路Ａ１０の第３構成例を示す回路図である。第３構成例の過電圧保護回路Ａ１０は、基本的に先の第２構成例と同様であるが、マイコンＢ１１に代わる新たな構成要素として、コンパレータＣＭＰ１２とフリップフロップＢ１２を含む点に特徴を有する。そこで、第２構成例と同様の構成要素については、図１１と同一の符号を付すことで重複した説明を割愛し、以下では、第３構成例の特徴部分について詳述する。

　コンパレータＣＭＰ１２は、非反転入力端（＋）に印加されるカソード電圧ＶＬＥＤと反転入力端（－）に印加される閾値電圧Ｖｔｈとを比較して装着検出信号Ｓ１４を生成する。なお、装着検出信号Ｓ１４は、カソード電圧ＶＬＥＤが閾値電圧Ｖｔｈ（ただし、０＜Ｖｔｈ＜Ｖｒｅｆ）よりも高いときにハイレベルとなり、カソード電圧ＶＬＥＤが閾値電圧Ｖｔｈよりも低いときにローレベルとなる。

　フリップフロップＢ１２は、過電圧保護信号Ｓ１２と装着検出信号Ｓ１４の入力を受けて閾値電圧切替信号Ｓ１３を生成する。具体的に述べると、フリップフロップＢ１２は、過電圧保護信号Ｓ１２がハイレベルに立ち上がったときに閾値電圧切替信号Ｓ１３をハイレベルにセットし、装着検出信号Ｓ１４がハイレベルに立ち上がったときに閾値電圧切替信号Ｓ１３をローレベルにリセットする。

　このように、第３構成例の過電圧保護回路Ａ１０では、コンパレータＣＭＰ１２とフリップフロップＢ１２を用いて、マイコンレスの閾値電圧切替部が形成されている。

　図１４は、第３構成例の過電圧保護動作を示すタイミングチャートであり、上から順番に、出力電圧Ｖｏ、カソード電圧ＶＬＥＤ、誤差信号Ｓ１１、過電圧保護信号Ｓ１２、閾値電圧切替信号Ｓ１３、装着検出信号Ｓ１４、及び、出力電流Ｉｏが描写されている。

　時刻ｔ３１以前には、出力電圧Ｖｏが正常値Ｖｎｏｒｍａｌ（≒Ｖｆ）に維持されており、過電圧保護信号Ｓ１２がローレベルとなっているので、トランジスタＱ１２には第２電流Ｉｓ１２が流れない。従って、スイッチングコンバータＡ２では、第１電流Ｉｓ１１（延いては誤差信号Ｓ１１）に応じた出力帰還制御が実施される。また、時刻ｔ３１以前には、閾値電圧切替信号Ｓ１３がローレベルとなっているので、閾値電圧Ｖｙが第１電圧値Ｖｙ１に切り替えられている。その結果、過電圧保護回路Ａ１０は、出力電圧Ｖｏが第１上限電圧ＶｌｉｍｉｔＨを上回っているか否かを監視する状態となっている。また、時刻ｔ３１以前には、カソード電圧ＶＬＥＤが閾値電圧Ｖｔｈよりも高い基準電圧Ｖｒｅｆとほぼ一致しているので、装着検出信号Ｓ１４はハイレベルとなっている。

　一方、時刻ｔ３１において、ＬＥＤ負荷Ａ５がオープン状態となった場合には、ＬＥＤ負荷Ａ５に出力電流Ｉｏが流れなくなり、ＬＥＤ負荷Ａ５のカソード電圧ＶＬＥＤがほぼ０Ｖまで低下する。このような状態に陥ると、誤差信号Ｓ１１がローレベルに張り付いてしまうので、トランジスタＱ１１がフルオフ状態となり、第１電流Ｉｓ１１が全く流れなくなる。その結果、スイッチングコンバータＡ２は、出力電圧Ｖｏが目標値よりも低いと誤認して出力電圧Ｖｏを高めていく。なお、この時点では、出力電圧Ｖｏが第１上限電圧ＶｌｉｍｉｔＨを上回っていないので、過電圧保護信号Ｓ１２及び閾値電圧切替信号Ｓ１３はローレベルのままである。また、時刻ｔ３１において、カソード電圧ＶＬＥＤが閾値電圧Ｖｔｈを下回ると、装着検出信号Ｓ１４はローレベルとなる。

　その後、時刻ｔ３２において、出力電圧Ｖｏが第１上限電圧ＶｌｉｍｉｔＨを上回ると過電圧保護信号Ｓ１２がハイレベルとなるので、トランジスタＱ１２がオンして第２電流Ｉｓ１２が流される。その結果、スイッチングコンバータＡ２では、出力電圧Ｖｏを引き下げるように出力帰還制御が実施される。

　また、時刻ｔ３２では、フリップフロップＢ１２が過電圧保護信号Ｓ１２の立ち上がりを受けて閾値電圧切替信号Ｓ１３をハイレベルに切り替える。その結果、閾値電圧Ｖｙが第２電圧値Ｖｙ２に引き下げられるので、過電圧保護回路Ａ１０は、出力電圧Ｖｏが第２上限電圧ＶｌｉｍｉｔＬを上回っているか否かを監視する状態に切り替わる。

　なお、出力電圧Ｖｏが引き下げられた結果、時刻ｔ３３において、出力電圧Ｖｏが第２上限電圧ＶｌｉｍｉｔＬを下回ると、過電圧保護信号Ｓ１２がローレベルに立ち下がるので、出力電圧Ｖｏは再び上昇に転じる。このとき、フリップフロップＢ１２は、装着検出信号Ｓ１４がハイレベルに立ち上がるまで、閾値電圧切替信号Ｓ１３をハイレベルに維持している。従って、過電圧保護回路Ａ１０は、出力電圧Ｖｏが第２上限電圧ＶｌｉｍｉｔＬを上回っているか否かの監視を継続している状態であり、時刻ｔ３２以降においては、過電圧保護信号Ｓ１２の論理レベルが切り替わる毎に、出力電圧Ｖｏの上昇と低下が繰り返されて、出力電圧Ｖｏが第２上限電圧ＶｌｉｍｉｔＬに維持される。

　このように、第３構成例の過電圧保護回路Ａ１０によれば、第１構成例や第２構成例と同じく、ＬＥＤ負荷Ａ５がオープン状態になった場合であっても、出力電圧Ｖｏが際限なく上昇することはないので、ＬＥＤドライバモジュールＡ３１０自体の異常発熱や発火を未然に回避することが可能となる。

　また、第３構成例の過電圧保護回路Ａ１０では、第２構成例と同様、過電圧保護動作の発動時において、出力電圧Ｖｏが第１上限電圧ＶｌｉｍｉｔＨに維持されるのではなく、より低い第２上限電圧ＶｌｉｍｉｔＬに引き下げられてから維持される。従って、時刻ｔ３４において、内部断線が生じていた古いＬＥＤ負荷Ａ５を新品に交換したときや、装着不良が生じていたＬＥＤ負荷Ａ５を正しく装着し直したときに、意図しない過電流が流れ難いので、ＬＥＤ負荷Ａ５の故障を未然に回避することができる（図中の破線を参照）。

　なお、時刻ｔ３４において、ＬＥＤ負荷Ａ５が装着されると、カソード電圧ＶＬＥＤが０Ｖから基準電圧Ｖｒｅｆ近傍まで上昇して閾値電圧Ｖｔｈを上回るので、装着検出信号Ｓ１４がハイレベルに立ち上がる。これを受け付けたフリップフロップＢ１２は、閾値電圧Ｖｙを第１電圧値Ｖｙ１に引き上げるように、閾値電圧切替信号Ｓ１３をローレベルに立ち下げる。その結果、過電圧保護回路Ａ１０は、出力電圧Ｖｏが第１上限電圧ＶｌｉｍｉｔＬを上回っているか否かを監視する状態に復帰する。

　このように、第３構成例の過電圧保護回路Ａ１０によれば、マイコンレスで閾値電圧切替動作を実現することが可能となる。なお、当該構成は、ＬＥＤドライバモジュールＡ３１０に調光機能（調光用マイコン）が具備されていない場合に有用であると言える。

　図１５は、過電圧保護回路Ａ１０の第４構成例を示す回路図である。第４構成例の過電圧保護回路Ａ１０は、基本的に先の第２構成例と同様であるが、マイコンＢ１１に代わる新たな構成要素として、タイマ回路ＴＭ１１と論理和演算器ＯＲ１１を含む点に特徴を有する。そこで、第２構成例と同様の構成要素については、図１１と同一の符号を付すことで重複した説明を割愛し、以下では、第４構成例の特徴部分について詳述する。

　タイマ回路ＴＭ１１は、過電圧保護信号Ｓ１２の入力を受けてタイマ信号Ｓ１２Ｔを生成する。なお、タイマ信号Ｓ１２Ｔは、過電圧保護信号Ｓ１２がハイレベルに立ち上がると同時にハイレベルとなった後、タイマ時間ＴＭが経過した時点でローレベルとなる。

　論理和演算器ＯＲ１１は、過電圧保護信号Ｓ１２とタイマ信号Ｓ１２Ｔとの論理和演算を行って閾値電圧切替信号Ｓ１３を生成する。従って、閾値電圧切替信号Ｓ１３は、過電圧保護信号Ｓ１２とタイマ信号Ｓ１２Ｔの少なくとも一方がハイレベルであるときにハイレベルとなり、過電圧保護信号Ｓ１２とタイマ信号Ｓ１２Ｔの両方がローレベルである時にローレベルとなる。

　このように、第４構成例の過電圧保護回路Ａ１０では、タイマ回路ＴＭ１１と論理和演算器ＯＲ１１を用いて、マイコンレスの閾値電圧切替部が形成されている。

　図１６は、第４構成例の過電圧保護動作を示すタイミングチャートであり、上から順番に、出力電圧Ｖｏ、誤差信号Ｓ１１、過電圧保護信号Ｓ１２、タイマ信号Ｓ１２Ｔ、及び閾値電圧切替信号Ｓ１３が描写されている。ここでは、時刻ｔ４１以前にＬＥＤ負荷Ａ５がオープン状態に陥っているものとして詳細な説明を行う。

　これまでにも述べてきたように、ＬＥＤ負荷Ａ５がオープン状態になると、誤差信号Ｓ１１がローレベルに張り付いてしまうので、出力電圧Ｖｏが誤上昇し続ける状態に陥る。ただし、時刻ｔ４１において、出力電圧Ｖｏが第１上限電圧ＶｌｉｍｉｔＨを上回ると、過電圧保護信号Ｓ１２がハイレベルとなるので、トランジスタＱ１２がオンして第２電流Ｉｓ１２が流される。その結果、スイッチングコンバータＡ２では、出力電圧Ｖｏを引き下げるように出力帰還制御が実施される。

　また、時刻ｔ４１では、論理和演算器ＯＲ１１が過電圧保護信号Ｓ１２の立ち上がりを受けて閾値電圧切替信号Ｓ１３をハイレベルに切り替える。その結果、閾値電圧Ｖｙが第２電圧値Ｖｙ２に引き下げられるので、過電圧保護回路Ａ１０は、出力電圧Ｖｏが第２上限電圧ＶｌｉｍｉｔＬを上回っているか否かを監視する状態に切り替わる。また、タイマ回路ＴＭ１１は、過電圧保護信号Ｓ１２がハイレベルに立ち上がると同時に、タイマ信号Ｓ１２Ｔをハイレベルに切り替える。

　なお、出力電圧Ｖｏが引き下げられた結果、時刻ｔ４２において、出力電圧Ｖｏが第２上限電圧ＶｌｉｍｉｔＬを下回ると、過電圧保護信号Ｓ１２がローレベルに立ち下がるので、出力電圧Ｖｏは再び上昇に転じる。このとき、論理和演算器ＯＲ１１は、タイマ信号Ｓ１２Ｔがタイマ時間ＴＭに亘ってハイレベルとされている間、閾値電圧切替信号Ｓ１３をハイレベルに維持する。従って、過電圧保護回路Ａ１０は、出力電圧Ｖｏが第２上限電圧ＶｌｉｍｉｔＬを上回っているか否かの監視を継続している状態であり、時刻ｔ４２以降においては、過電圧保護信号Ｓ１２の論理レベルが切り替わる毎に、出力電圧Ｖｏの上昇と低下が繰り返されて、出力電圧Ｖｏが第２上限電圧ＶｌｉｍｉｔＬに維持される。

　その後、タイマ時間ＴＭのカウントが完了し、時刻ｔ４３において、タイマ信号Ｓ１２Ｔがローレベルに立ち下げられると、論理和演算器ＯＲ１１は、過電圧保護信号Ｓ１２とタイマ信号Ｓ１２Ｔの双方がローレベルとなるタイミングで、閾値電圧Ｖｙを第１電圧値Ｖｙ１に引き上げるように、閾値電圧切替信号Ｓ１３をローレベルに立ち下げる。その結果、過電圧保護回路Ａ１０は、出力電圧Ｖｏが第１上限電圧ＶｌｉｍｉｔＬを上回っているか否かを監視する通常状態に自己復帰する。

　時刻ｔ４３以降も、ＬＥＤ負荷Ａ５のオープン状態が解消されていなければ、上記と同様、過電圧保護動作の発動と自己復帰が定期的に繰り返される。ただし、過電圧保護動作中（時刻ｔ４４～ｔ４６）にＬＥＤ負荷Ａ５のオープン状態が解消されていた場合、当該過電圧保護動作から自己復帰して以後、出力電圧Ｖｏは第１上限電圧ＶｌｉｍｉｔＨを上回ることなく正常値Ｖｎｏｒｍａｌ（≒Ｖｆ）に維持される（時刻ｔ４６以降を参照）。

　このように、第４構成例の過電圧保護回路Ａ１０によれば、第１～第３構成例と同様、ＬＥＤ負荷Ａ５がオープン状態になった場合であっても、出力電圧Ｖｏが際限なく上昇することはないので、ＬＥＤドライバモジュールＡ３１０自体の異常発熱や発火を未然に回避することが可能となる。

　また、第４構成例の過電圧保護回路Ａ１０では、第２構成例や第３構成例と同様、過電圧保護動作の発動時において、出力電圧Ｖｏが第１上限電圧ＶｌｉｍｉｔＨに維持されるのではなく、より低い第２上限電圧ＶｌｉｍｉｔＬに引き下げられてから維持される。従って、内部断線が生じていた古いＬＥＤ負荷Ａ５を新品に交換したときや、装着不良が生じていたＬＥＤ負荷Ａ５を正しく装着し直したときに、意図しない過電流が流れにくいので、ＬＥＤ負荷Ａ５の故障を未然に回避することができる。

　また、第４構成例の過電圧保護回路Ａ１０によれば、第３構成例よりもさらに簡易な構成によって、上記の閾値電圧切替動作を実現することが可能となる。ただし、第４構成例の過電圧保護回路Ａ１０では、ＬＥＤ負荷Ａ５の装着を検出したときに閾値電圧Ｖｙを通常値に戻すのではなく、閾値電圧Ｖｙを引き下げてから所定のタイマ時間ＴＭが経過したときに閾値電圧Ｖｙを通常値に引き上げる構成を採用しており、ＬＥＤ負荷Ａ５が装着されているか否かに依らず、過電圧保護動作の発動と自己復帰が定期的に繰り返される。

　そのため、タイマ時間ＴＭが短過ぎると、不要に高い頻度で過電圧保護動作から自己復帰してしまうので、出力電圧Ｖｏを十分に引き下げておくことができず、ＬＥＤ負荷Ａ５の装着時に過電流を生じる危険性が高まる。一方、タイマ時間ＴＭが長過ぎると、ＬＥＤ負荷Ａ５を装着した後も、タイマ時間ＴＭのカウントが完了するまでＬＥＤ負荷Ａ５を発光させることができないので利便性が低くなる。そのため、第４構成例を採用する場合には、タイマ時間ＴＭの最適化が重要となる。

＜調光回路＞
　図１７は、調光回路Ａ１１の一構成例を示すブロック図である。本構成例の調光回路Ａ１１は、ＤＣ調光部Ａ１１１と、バースト調光部Ａ１１２と、マイコンＡ１１３を含む。

　ＤＣ調光部Ａ１１１は、第１ＰＷＭ信号Ｓ２１に応じてＤＣ値が変化する第１調光電圧Ｖ１１１を生成する。

　バースト調光部Ａ１１２は、第２ＰＷＭ信号Ｓ２２に応じて第１調光電圧Ｖ１１１をバースト駆動した第２調光電圧Ｖ１１２を生成する。

　マイコンＡ１１３は、フォトカプラＡ１２を介して入力される調光信号Ｓ２０に応じて第１ＰＷＭ信号Ｓ２１と第２ＰＷＭ信号Ｓ２２を生成することにより、ＤＣ調光部Ａ１１１とバースト調光部Ａ１１２を制御する。

　一方、調光回路Ａ１１の制御対象となる定電流回路Ａ９は、先の図３（ｂ）欄と同様、オペアンプＡ９１と、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＡ９２と、抵抗Ａ９３とを含み、第２調光電圧Ｖ１１２を電圧／電流変換することにより出力電流Ｉｏを生成する。

　図１８は、ＤＣ調光部Ａ１１１の一構成例を示す回路図である。本構成例のＤＣ調光部Ａ１１１は、分圧部Ａ１１１ｘと、平滑部Ａ１１１ｙと、バッファＡ１１１ｚとを含む。

　分圧部Ａ１１１ｘは、マイコンＡ１１３から入力される第１ＰＷＭ信号Ｓ２１に応じて分圧比が切り替わる分圧回路であり、抵抗Ｒ２１～Ｒ２３とＮチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＮ２１を含む。抵抗Ｒ２１の第１端は、定電圧Ｖ２０の印加端に接続されている。抵抗Ｒ２１の第２端と、抵抗Ｒ２２の第１端と、抵抗Ｒ２３の第１端は、いずれも分圧電圧Ｖ２１の出力端に接続されている。抵抗Ｒ２２の第２端は、接地端に接続されている。抵抗Ｒ２３の第２端は、トランジスタＮ２１のドレインに接続されている。トランジスタＮ２１のソースは、接地端に接続されている。トランジスタＮ２１のゲートは、第１ＰＷＭ信号Ｓ２１の印加端に接続されている。

　トランジスタＮ２１は、第１ＰＷＭ信号Ｓ２１がハイレベルであるときにオンし、第１ＰＷＭ信号Ｓ２１がローレベルであるときにオフする。トランジスタＮ２１がオフしている場合、分圧部Ａ１１１ｘは、抵抗Ｒ２１及びＲ２２によって形成されることになる。一方、トランジスタＮ２１がオンしている場合には、分圧部Ａ１１１ｘを形成する回路要素として抵抗Ｒ２３が加わる。その結果、トランジスタＮ２１がオンしている場合には、トランジスタＮ２１がオフしている場合と比べて、分圧部Ａ１１１ｘの分圧比が低下する。従って、分圧部Ａ１１１ｘで生成される分圧電圧Ｖ２１は、第１ＰＷＭ信号Ｓ２１に応じたパルス電圧（論理反転信号）となる。つまり、本構成例の分圧部Ａ１１１ｘは、第１ＰＷＭ信号Ｓ２１の論理レベルを反転させるインバータとして機能するとともに、第１ＰＷＭ信号Ｓ２１のＤＣ値を任意にシフトさせるレベルシフタとしても機能する。

　平滑部Ａ１１１ｙは、抵抗Ｒ２４とキャパシタＣ２１を含み、分圧部Ａ１１１ｘで生成された分圧電圧Ｖ２１を平滑化して平滑電圧Ｖ２２を生成する。抵抗Ｒ２４の第１端は、分圧部Ａ１１１ｘの出力端（分圧電圧Ｖ２１の印加端）に接続されている。抵抗Ｒ２４の第２端とキャパシタＣ２１の第１端は、いずれも平滑電圧Ｖ２２の出力端に接続されている。キャパシタＣ２１の第２端は、接地端に接続されている。なお、平滑部Ａ１１１ｙとしては、他形式のアナログフィルタ（ＬＣフィルタやＲＬＣフィルタなど）を用いることも可能である。

　バッファＡ１１１ｚは、平滑部Ａ１１１ｙで生成された平滑電圧Ｖ２２を第１調光電圧Ｖ１１１として後段に出力する。

　このように、本構成例のＤＣ調光部Ａ１１１は、第１ＰＷＭ信号Ｓ２１に応じてＤＣ値が変化する第１調光電圧Ｖ１１１を生成する。なお、出力電流ＩｏのＤＣ値は、第１調光電圧Ｖ１１１のＤＣ値に応じて変化する。従って、第１調光電圧Ｖ１１１のＤＣ値を可変制御することにより、ＬＥＤ負荷Ａ５のＤＣ調光を行うことが可能となる。

　また、上記のＤＣ調光に際して、マイコンＡ１１３は、調光信号Ｓ２０に応じて第１ＰＭＷ信号Ｓ２１のデューティ制御を行う。このように、マイコンＡ１１３を用いて調光信号Ｓ２０に応じた第１ＰＷＭ信号Ｓ２１を生成し、これを平滑化して第１調光電圧Ｖ１１１を得る構成であれば、ＤＡＣ［digital-to-analog　converter］を用いて調光信号Ｓ２０から第１調光電圧Ｖ１１１を生成する構成よりも、第１調光電圧Ｖ１１１を細かく制御することができるので、ＤＣ調光比を容易に高精細化することが可能となる。

　図１９は、バースト調光部Ａ１１２の一構成例を示す回路図である。本構成例のバースト調光部Ａ１１２は、第１調光電圧Ｖ１１１の入力端と接地端との間に接続されたキャパシタＣ２２と、第１調光電圧Ｖ１１１の入力端と第２調光電圧Ｖ１１２の出力端との間を導通／遮断する第１スイッチＳＷ２１と、第２調光電圧Ｖ１１２の出力端と接地端との間を導通／遮断する第２スイッチＳＷ２２と、を含む。

　第１スイッチＳＷ２１及び第２スイッチＳＷ２２は、マイコンＡ１１３から入力される第２ＰＷＭ信号Ｓ２２（ここでは、互いに差動で入力される差動パルス信号Ｓ２２ａ及びＳ２２ｂを例示）に応じて相補的（排他的）にオン／オフされる。具体的に述べると、第１スイッチＳＷ２１は、差動パルス信号Ｓ２２ａがハイレベルであるときにオンとなり、差動パルス信号Ｓ２２ａがローレベルであるときにオフとなる。また、第２スイッチＳＷ２２は、差動パルス信号Ｓ２２ｂがハイレベルであるときにオンとなり、差動パルス信号Ｓ２２ｂがローレベルであるときにオフとなる。

　なお、上記で用いた「相補的（排他的）」という文言は、第１スイッチＳＷ２１と第２スイッチＳＷ２２のオン／オフが完全に逆転している場合のほか、両スイッチのオン／オフ遷移タイミングに所定の遅延が与えられている場合（同時オフ期間が設けられている場合）も含む。

　図２０は、バースト調光動作の一例を示すタイミングチャートであり、上から順に、差動パルス信号Ｓ２２ａ及びＳ２２ｂ、第２調光電圧Ｖ１１２、及び、出力電流Ｉｏが描写されている。

　時刻ｔ５１以前には、差動パルス信号Ｓ２２ａがローレベルであり、差動パルス信号Ｓ２２ｂがハイレベルであることから、第１スイッチＳＷ２１がオフであり、第２スイッチＳＷ２２がオンである。従って、第２調光電圧Ｖ１１２が第２スイッチＳＷ２２を介して０Ｖに引き下げられており、これを受けて出力電流Ｉｏが０Ａとなっている。

　時刻ｔ５１において、差動パルス信号Ｓ２２ｂがローレベルに立ち下げられると、第２スイッチＳＷ２２がオフとなる。ただし、この時点では、差動パルス信号Ｓ２２ａがローレベルに維持されているので、第１スイッチＳＷ２１はオフのままである。このように、第１スイッチＳＷ２１と第２スイッチＳＷ２２との同時オフ期間（時刻ｔ５１～ｔ５２、例えば１００ｎｓ）を設けることにより、接地端に向けた突入電流の発生を未然に防止することが可能となる。

　時刻ｔ５２において、差動パルス信号Ｓ２２ａがハイレベルに立ち上げられると、第１スイッチＳＷ２１がオンとなる。この時点まで、キャパシタＣ２２の両端間には、第１調光電圧Ｖ１１１に相当する電荷が既に蓄積されている。従って、第１スイッチＳＷ２１がオンとなった後、第２調光電圧Ｖ１１２を０Ｖから第１調光電圧Ｖ１１１まで高速に立ち上げることができるので、第２調光電圧Ｖ１１２の最小パルス幅を小さく設定することが可能となり、延いては、バースト調光比の高精細化を実現することが可能となる。

　なお、出力電流Ｉｏの時間平均値は、第２調光電圧Ｖ１１２のオンデューティに応じて変化する。従って、第２調光電圧Ｖ１１２のオンデューティを可変制御することにより、ＬＥＤ負荷Ａ５のバースト調光を行うことが可能となる。

　仮に、第１スイッチＳＷ２１とキャパシタＣ２２が設けられていなかった場合には、第２スイッチＳＷ２２をオンする毎に第１調光電圧Ｖ１１１の入力端（図１８で示したバッファＡ１１１ｚの出力端）が接地されるので、第２調光電圧Ｖ１１２を高速に立ち上げるために能力の高いバッファＡ１１１ｚが必要となる（図中の破線を参照）。一方、本構成例のバースト調光部Ａ１１２によれば、バッファＡ１１１ｚの能力を不必要に高めずに済むので、バッファＡ１１２ｚの消費電力を低減することが可能となる。

　時刻ｔ５３において、差動パルス信号Ｓ２２ａがローレベルに立ち下げられると、第１スイッチＳＷ２１がオフとなる。このように、第１スイッチＳＷ２１を用いて第１調光電圧Ｖ１１１の入力端と第２調光電圧Ｖ１１２の出力端との間を遮断することにより、キャパシタＣ２２の両端間電圧を第１調光電圧Ｖ１１１に維持しておくことが可能となる。なお、この時点では、差動パルス信号Ｓ２２ｂがローレベルに維持されているので、第２スイッチＳＷ２２はオフのままである。

　時刻ｔ５４において、差動パルス信号Ｓ２２ｂがハイレベルに立ち上げられると、第２スイッチＳＷ２２がオンとなる。従って、第２調光電圧Ｖ１１２が第２スイッチＳＷ２２を介して０Ｖに引き下げられ、これを受けて出力電流Ｉｏが０Ａとなる。

　時刻ｔ５５以降も、基本的に上記と同様の動作が繰り返されて、第２調光電圧Ｖ１１２のバースト駆動が行われる。

　図２１は、ＤＣ調光とバースト調光との連携動作（シームレス切替制御）を示す図であり、調光信号Ｓ２０のデューティと調光比（上から順に、ＤＣ調光比、バースト調光比、及び、トータル調光比）との相関関係が描写されている。

　アナログ制御によるＤＣ調光は、ＤＣ調光比を下げるほどノイズの影響を受けやすくなる。一方、パルス制御（デジタル制御）によるバースト調光は、ＤＣ調光よりもノイズ耐性が高い反面、人間の可聴域に含まれる音鳴りを生じやすい。

　そこで、本構成例の調光回路Ａ１１において、両調光方式の各々の長所を活かすべく、ＤＣ調光とバースト調光とのシームレス切替制御を行う構成とされている。より詳細に述べると、マイコンＡ１１３は、ＬＥＤ負荷Ａ５の目標輝度が閾値輝度よりも高い第１デューティ範囲Ｘ１１では、バースト調光比を最大値（１００％）に維持したまま、ＤＣ調光比を所定の範囲（例えば１０％～１００％）で変化させる一方、ＬＥＤ負荷Ａ５の目標輝度が閾値輝度よりも低い第２デューティ範囲Ｘ１２では、ＤＣ調光比を最小値（例えば１０％）に維持したまま、バースト調光比を所定の範囲（例えば０．１％～１００％）で変化させるように、ＤＣ調光部Ａ１１１とバースト調光部Ａ１１２を制御する。

　第１デューティ範囲Ｘ１１では、ＤＣ調光比が１０％～１００％の範囲で設定されるので、ノイズの影響を心配する必要がない。また、第１デューティ範囲Ｘ１１では、バースト調光比が１００％（第２調光電圧Ｖ１１２のバースト駆動なし）に固定されるので、音鳴りを心配する必要もない。

　一方、第２デューティ範囲Ｘ１２では、ＤＣ調光比が１０％に固定されるので、ノイズの影響を心配する必要がない。また、第２デューティ範囲Ｘ１２では、第１調光電圧Ｖ１１１のＤＣ値（延いては出力電流ＩｏのＤＣ値）が小さいので、バースト調光による音鳴りも小さい。

　なお、デューティ０％～１００％の範囲で調光比１％（１００階調）のバースト調光を実現しようとした場合、第２調光電圧Ｖ１１２の最小パルス幅を１０μｓとすると、バースト周波数を１ｋＨｚ程度に設定する必要があるので、可聴域（一般には２０Ｈｚ～１５ｋＨｚ程度）の音鳴りを生じやすい。

　これに対して、デューティ０～１０％の範囲で調光比１％（１０階調）のバースト調光を実現するのであれば、バースト周波数を１０ｋＨｚ程度まで高めることができるので、バースト調光に伴う音鳴りが人間の可聴域からほぼ外れたものとなり聞こえにくくなる。

　また、バースト周波数を１ｋＨｚに維持するのであれば、デューティ０～１０％の範囲で調光比０．１％（１００階調）を実現することができるので、ＬＥＤ負荷Ａ５の低輝度領域をより高精度に制御することが可能となる。

　なお、非絶縁型の照明用光源装置では、２０ｋ～２００ｋＨｚのスイッチング周波数で出力電流Ｉｏをオン／オフする必要があるので、上記のように短いパルス幅のバースト駆動を行うことはできない。従って、バースト調光比の高精細化を実現するためには、絶縁型の照明用光源装置を用いることが望ましい。

　図２２は、調光回路Ａ１１における信号入力段の第１構成例を示す回路図である。先にも述べたように、調光回路Ａ１１に含まれる調光用のマイコンＡ１１３には、フォトカプラＡ１２を介して調光信号Ｓ２０が入力されている。

　フォトカプラＡ１２は、一次側回路ＡＰと二次側回路ＡＳとの間を絶縁しつつ、入力電流Ｉｐ２０（例えばセット規格により最大２ｍＡ）に応じた出力電流Ｉｓ２０（＝ＣＴＲ［current　transfer　ratio］×Ｉｐ２０）を生成する。

　調光信号Ｓ２０は、出力電流Ｉｓ２０を抵抗Ｒ２５に流すことで生成された電圧信号である。マイコンＡ１１３は、調光信号Ｓ２０を入力バッファＡ１１３ｘで受けて内部調光信号Ｓ２０ｘを生成し、これに応じて先に説明したＤＣ調光とバースト調光とのシームレス切替制御を行う。

　図２３は、第１構成例の波形整形動作を示すタイミングチャートであり、上から順に、一次電流Ｉｐ２０、調光信号Ｓ２０（二次電流Ｉｓ２０）、及び、内部調光信号Ｓ２０ｘが描写されている。

　フォトカプラＡ１２の電流伝達率ＣＴＲには、非常に大きなばらつき（５０％～４００％程度）があるので、出力電流Ｉｓ２０のＤＣ値はセット毎に大きく異なる。また、調光信号Ｓ２０は、抵抗Ｒ２５を用いた電流／電圧変換によって生成されているので、その立上がりが大きく鈍る。さらに、調光信号Ｓ２０の入力を受ける入力バッファＡ１１３ｘの閾値電圧ＶｔｈＢＵＦ自体にも大きなばらつきがある。そのため、調光信号Ｓ２０を単純に入力バッファＡ１１３ｘで受けると、内部調光信号Ｓ２０ｘのデューティが大きくばらつくことになる。

　図２４は、第１構成例のデューティばらつきを示す入出力特性図である。なお、横軸は入力デューティ（入力電流Ｉｐ２０のオンデューティ）を示しており、縦軸は出力デューティ（内部調光信号Ｓ２０ｘのオンデューティ）を示している。本図に示すように、第１構成例では、入力デューティＤＩに対して出力デューティがΔＤＯ（＝ＤＯＨ－ＤＯＬ）の範囲で大きくばらついてしまう。

　なお、抵抗Ｒ２５の抵抗値を小さく設定すれば、調光信号Ｓ２０の立ち上がりを高速化することは可能である。ただし、このような対策では、抵抗Ｒ２５を介して流れる動作電流が大きくなってしまうので、省電力化の流れに逆行してしまう。

　図２５は、調光回路Ａ１１における信号入力段の第２構成例を示す回路図である。本構成例の調光回路Ａ１１は、先述の問題点を解消するための手段として、前段コンパレータＣＭＰ２１と抵抗Ｒ２６及びＲ２７を含む。

　前段コンパレータＣＭＰ２１は、非反転入力端（＋）に印加される調光信号Ｓ２０と、反転入力端（－）に印加される閾値電圧ＶｔｈＣＭＰ（＜ＶｔｈＢＵＦ）とを比較して比較信号Ｓ２０ｙを生成し、調光信号Ｓ２０の代わりに比較信号Ｓ２０ｙをマイコンＡ１１３の入力バッファＡ１１３ｘに送出する。なお、比較信号Ｓ２０ｙは、調光信号Ｓ２０が閾値電圧ＶｔｈＣＭＰよりも高いときにハイレベルとなり、調光信号Ｓ２０が閾値電圧ＶｔｈＣＭＰよりも低いときにローレベルとなる。

　抵抗Ｒ２６及びＲ２７は、マイコンＡ１１３や前段コンパレータＣＭＰ２１に供給される高精度（例えば±１％）の電源電圧ＶＬＤＯ（例えば＋３．３Ｖ）を分圧して閾値電圧ＶｔｈＣＭＰ（例えば＋０．２Ｖ）を生成する閾値電圧生成部として機能する。

　図２６は、第２構成例の波形整形動作を示すタイミングチャートであり、上から順に、一次電流Ｉｐ２０、信号Ｓ２０（二次電流Ｉｓ２０）、及び、信号Ｓ２０ｙ（信号Ｓ２０ｘ）が描写されている。本図で示すように、閾値電圧ＶｔｈＢＵＦよりも低い閾値電圧ＶｔｈＣＭＰを用いて比較信号Ｓ２０ｙの生成処理（調光信号Ｓ２０の２値化処理）を行うことにより、調光信号Ｓ２０のＤＣばらつきや鈍りの影響を受けにくくなる。

　図２７は、第２構成例のデューティばらつきを示す入出力特性図である。なお、横軸は入力デューティ（入力電流Ｉｐ２０のオンデューティ）を示しており、縦軸は出力デューティ（内部調光信号Ｓ２０ｘのオンデューティ）を示している。本図に示すように、第２構成例の信号入力段を持つ調光回路Ａ１１であれば、入力デューティＤＩに対して出力デューティのばらつきΔＤＯ（＝ＤＯＨ－ＤＯＬ）を大幅に低減することが可能となる。

　なお、前段コンパレータＣＭＰ２１の挿入については、一見すると当業者にとって容易に想到し得る構成のようにも思われる。しかしながら、コンパレータは、そもそも２値信号の波形整形手段として一般的に用いられるものではなく、このような使用形態自体が新規であると言える。ましてや、マイコンＡ１１３に入力バッファＡ１１３ｘが備わっているにも関わらず、さらに波形整形専用の前段コンパレータＣＭＰ２１を設ける構成については、上記の諸問題に起因する調光ばらつきを低減すべく、本願発明者が鋭意研究の末に創作したものであり、当業者と言えども容易に想到し得る構成ではない。

＜ＬＥＤ照明機器への具体的な適用例＞
　図２８は、先に説明した照明用光源装置の適用例を示す外観図である。図２８（ａ）欄には、電球形ＬＥＤランプＡ４０１、環形ＬＥＤランプＡ４０２、及び、直管形ＬＥＤランプＡ４０３が示されている。また、図２８（ｂ）欄には、ＬＥＤシーリングライトＡ４０４が示されており、図２８（ｃ）欄には、ＬＥＤダウンライトＡ４０４が示されている。これらの図示はいずれも例示であり、先に説明した照明用光源装置は、多種多様な形態で用いることが可能である。

＜その他の変形例＞
　本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

　本発明に係る照明用光源装置は、例えば、電球形ＬＥＤランプ、環形ＬＥＤランプ、直管形ＬＥＤランプ、ＬＥＤシーリングライト、または、ＬＥＤダウンライトに利用することが可能である。

　　　Ｃ３、Ｃ４　　キャパシタ
　　　Ｄ１　　ダイオード
　　　ＤＢ　　整流ブリッジ
　　　Ｔ　　トランス
　　　ＯＰ１、ＯＰ２　　オペアンプ
　　　Ｒ１、Ｒ２　　抵抗
　　　Ｔｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ３、Ｔｒ４　　トランジスタ
　　　Ｖｃ１、Ｖｃ２　　定電圧源
　　　ＤＡＭＰ　　差動アンプ
　　　１　　ＬＥＤ負荷
　　　２　　ＬＥＤ直列回路
　　　３　　電源部
　　　４　　交流電源
　　　１８　　スイッチングコンバータ
　　　１９、１９ａ　　スイッチング素子
　　　１３　　定電流回路
　　　１４　　基準電圧源
　　　１５　　誤差増幅器
　　　１６　　フォトカプラ
　　　１７　　ＰＷＭ制御回路
　　　１００Ａ、２００Ａ　　光源部（１次側）
　　　１００Ｂ、２００Ｂ　　光源部（２次側）
　　　Ａ１００、Ａ２００、Ａ３００　　ＬＥＤ照明機器（照明用光源装置）
　　　Ａ３１０　　ＬＥＤドライバモジュール（発光負荷駆動装置）
　　　Ａ１　　全波整流回路
　　　Ａ２　　スイッチングコンバータ
　　　Ａ３　　絶縁トランス
　　　Ａ４　　整流平滑回路
　　　Ａ５　　ＬＥＤ負荷
　　　Ａ６　　フォトカプラ
　　　Ａ７　　電流帰還回路
　　　Ａ８　　電圧帰還回路
　　　Ａ９　　定電流回路
　　　Ａ９１　　オペアンプ
　　　Ａ９２　　Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
　　　Ａ９３　　抵抗
　　　Ａ１０　　過電圧保護回路
　　　Ａ１１　　調光回路
　　　Ａ１１１　　ＤＣ調光部
　　　Ａ１１１ｘ　　分圧部
　　　Ａ１１１ｙ　　平滑部
　　　Ａ１１１ｚ　　バッファ
　　　Ａ１１２　　バースト調光部
　　　Ａ１１３　　マイコン
　　　Ａ１１３ｘ　　入力バッファ
　　　Ａ１２　　フォトカプラ
　　　Ａ１３　　Ｙキャパシタ
　　　ＡＰ　　一次側回路
　　　ＡＳ　　二次側回路
　　　Ａ４０１　　電球形ＬＥＤランプ
　　　Ａ４０２　　環形ＬＥＤランプ
　　　Ａ４０３　　直管形ＬＥＤランプ
　　　Ａ４０４　　ＬＥＤシーリングライト
　　　Ａ４０５　　ＬＥＤダウンライト
　　　Ｑ１１、Ｑ１２　　ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ
　　　Ｒ１１～Ｒ１５、Ｒ２１～Ｒ２７　　抵抗
　　　ＣＭＰ１１、ＣＭＰ１２　　コンパレータ
　　　ＣＭＰ２１　　前段コンパレータ
　　　Ｎ１１、Ｎ２１　　Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
　　　Ｂ１１　　マイコン
　　　Ｂ１２　　フリップフロップ
　　　ＴＭ１１　　タイマ回路
　　　ＯＲ１１　　論理和演算器
　　　Ｃ２１、Ｃ２２　　キャパシタ
　　　ＳＷ２１、ＳＷ２２　　スイッチ

Claims

　入力電圧から出力電圧を生成して発光負荷に供給するスイッチングコンバータと、
　前記発光負荷に直列接続されて一定の出力電流を生成する定電流回路と、
　調光信号に応じて前記出力電流を変えるように前記定電流回路を制御する調光回路と、
　を有し、
　前記調光回路は、調光用マイコンの入力バッファよりも低い閾値電圧と前記調光信号とを比較して比較信号を生成し、前記調光信号の代わりに前記比較信号を前記調光用マイコンに送出する前段コンパレータを含むことを特徴とする発光負荷駆動装置。
　前記調光回路は、前記調光用マイコンの電源電圧から前記閾値電圧を生成する閾値電圧生成部をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の発光負荷駆動装置。
　前記調光信号は、アイソレータを介して前記調光回路に入力されることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の発光負荷駆動装置。
　前記アイソレータは、フォトカプラであることを特徴とする請求項３に記載の発光負荷駆動装置。
　前記発光負荷の端子電圧と所定の基準電圧との差分を増幅して誤差信号を生成する電圧帰還回路と、
　をさらに有し、
　前記スイッチングコンバータは、前記端子電圧と前記基準電圧とが一致するように、前記誤差信号に応じた出力帰還制御を行うことを特徴とする請求項１～請求項４のいずれか一項に記載の発光負荷駆動装置。
　入力電圧から出力電圧を生成して発光負荷に供給するスイッチングコンバータと、
　前記出力電圧を監視して前記出力電圧が第１上限電圧を上回ったときに前記出力電圧を前記第１上限電圧よりも低い第２上限電圧まで引き下げるように前記スイッチングコンバータを制御する過電圧保護回路と、
　を有することを特徴とする発光負荷駆動装置。
　前記第２上限電圧は、前記発光負荷の順方向降下電圧よりも低いことを特徴とする請求項６に記載の発光負荷駆動装置。
　前記過電圧保護回路は、
　前記出力電圧またはその分圧電圧と所定の閾値電圧とを比較して過電圧保護信号を生成するコンパレータと、
　前記出力電圧が前記第１上限電圧を上回ったときに前記閾値電圧を引き下げる閾値電圧切替部と、
　を含むことを特徴とする請求項６または請求項７に記載の発光負荷駆動装置。
　前記閾値電圧切替部は、前記発光負荷の装着が検出されたとき、若しくは、前記閾値電圧を引き下げてから所定のタイマ時間が経過したときに、前記閾値電圧を引き上げることを特徴とする請求項８に記載の発光負荷駆動装置。
　前記発光負荷に直列接続されて一定の出力電流を生成する定電流回路と、
　前記発光負荷の端子電圧と所定の基準電圧との差分を増幅して誤差信号を生成する電圧帰還回路と、
　をさらに有し、
　前記スイッチングコンバータは、前記端子電圧と前記基準電圧とが一致するように、前記誤差信号に応じた出力帰還制御を行うことを特徴とする請求項６～請求項９のいずれか一項に記載の発光負荷駆動装置。
　入力電圧から出力電圧を生成して発光負荷に供給するスイッチングコンバータと、
　前記発光負荷に直列接続されて一定の出力電流を生成する定電流回路と、
　調光信号に応じて前記出力電流を変えるように前記定電流回路を制御する調光回路と、
　を有し、
　前記調光回路は、ＤＣ調光部と、バースト調光部と、マイコンと、を含み、前記マイコンは、前記発光負荷の目標輝度が閾値輝度よりも高い第１デューティ範囲では、バースト調光比を最大値に維持したままＤＣ調光比を変化させる一方、前記発光負荷の目標輝度が前記閾値輝度よりも低い第２デューティ範囲では、前記ＤＣ調光比を最小値に維持したまま前記バースト調光比を変化させるように、前記ＤＣ調光部と前記バースト調光部を制御することを特徴とする発光負荷駆動装置。
　前記ＤＣ調光部は、前記マイコンからの指示に応じてＤＣ値が変化する第１調光電圧を生成し、
　前記バースト調光部は、前記マイコンからの指示に応じて前記第１調光電圧をバースト駆動した第２調光電圧を生成し、
　前記定電流回路は、前記第２調光電圧を電圧／電流変換することにより前記出力電流を生成する、
　ことを特徴とする請求項１１に記載の発光負荷駆動装置。
　前記ＤＣ調光部は、
　前記マイコンから入力される第１ＰＷＭ［pulse　width　modulation］信号に応じて分圧比が切り替わる分圧部と、
　前記分圧部で生成された分圧電圧を平滑化して第１調光電圧を生成する平滑部と、
　を含むことを特徴とする請求項１２に記載の発光負荷駆動装置。
　前記バースト調光部は、
　前記第１調光電圧の入力端と接地端との間に接続されたキャパシタと、
　前記第１調光電圧の入力端と前記第２調光電圧の出力端との間を導通／遮断する第１スイッチと、
　前記第２調光電圧の出力端と前記接地端との間を導通／遮断する第２スイッチと、
　を含み、
　前記第１スイッチと前記第２スイッチは、前記マイコンから入力される第２ＰＷＭ信号に応じて相補的にオン／オフされる、
　ことを特徴とする請求項１２または請求項１３に記載の発光負荷駆動装置。
　前記発光負荷の端子電圧と所定の基準電圧との差分を増幅して誤差信号を生成する電圧帰還回路と、
　をさらに有し、
　前記スイッチングコンバータは、前記端子電圧と前記基準電圧とが一致するように、前記誤差信号に応じた出力帰還制御を行うことを特徴とする請求項１１～請求項１４のいずれか一項に記載の発光負荷駆動装置。
　前記スイッチングコンバータによって一次巻線が駆動される絶縁トランスと、
　絶縁トランスの二次巻線に現れる誘起電圧を整流平滑して前記出力電圧を生成する整流平滑回路と、
　をさらに有することを特徴とする請求項１～請求項１５のいずれか一項に記載の発光負荷駆動装置。
　前記スイッチングコンバータは、ＤＣ／ＤＣ制御と力率改善制御を一元的に行うことを特徴とする請求項１～請求項１６のいずれか一項に記載の発光負荷駆動装置。
　請求項１～請求項１７のいずれか一項に記載の発光負荷駆動装置と、
　前記発光負荷駆動装置に着脱される発光負荷と、
　を有することを特徴とする照明用光源装置。
　前記発光負荷は、ＬＥＤ［light　emitting　diode］素子、または、有機ＥＬ［electro-luminescence］素子を含むことを特徴とする請求項１８に記載の照明用光源装置。
　電球形ランプ、環形ランプ、直管形ランプ、シーリングライト、または、ダウンライトに用いられることを特徴とする請求項１８に記載の照明用光源装置。