WO2015107704A1 - 半球共振型ジャイロ - Google Patents

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WO2015107704A1
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resonance
actuator
hemispherical
vibration
hemispherical resonator
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PCT/JP2014/064260
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English (en)
French (fr)
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光伯 齊藤
百合夏 金井
Original Assignee
三菱電機株式会社
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
    • G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects
    • G01C19/56—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces
    • G01C19/567—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces using the phase shift of a vibration node or antinode
    • G01C19/5691—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces using the phase shift of a vibration node or antinode of essentially three-dimensional vibrators, e.g. wine glass-type vibrators

Definitions

  • the present invention relates to a hemispherical resonance gyro (HRG), and more particularly, a hemispherical resonator is primarily resonated and a rotation angle is detected from a phase change of the resonance mode, or the resonance mode
  • HRG hemispherical resonance gyro
  • the present invention relates to a hemispherical resonance type gyro that detects a rotational angular velocity from a control amount for suppressing a phase change.
  • a vibration rotation sensor As a conventional hemispherical resonance type gyro, for example, there is a vibration rotation sensor described in Patent Document 1.
  • the main mechanical system configuration of the vibration rotation sensor is a hemispherical resonator, a forcer, and a pick-off.
  • the rotation angle in the sensor measurement axis direction is detected by exciting the primary resonance mode in the hemispherical resonator by a forcer and detecting the phase change of the resonance mode by pickoff.
  • the electrical system and the control system of the vibration rotation sensor are (1) a reference phase generator, (2) primary resonance amplitude control, (3) quadrature phase vibration control, and (4) phase angle detection of the primary resonance mode.
  • the four functions are as follows. The functions (1) to (4) will be described below.
  • the primary resonance frequency of the hemispherical resonator is locked based on the detection signal output from the pick-off by the phase locked loop PLL mounted on the reference phase generator, and various reference phase signals are generated.
  • the detection signal output from the pick-off is demodulated based on the reference phase signal generated by the reference phase generator, and converted into the primary resonance mode excited by the hemispherical resonator and the amplitude of the nodal quadrature oscillation. .
  • the primary resonance amplitude control application to the forcer is performed based on the reference phase signal generated by the reference phase generator so that the amplitude of the primary resonance mode excited by the hemispherical resonator becomes a predetermined constant value. Controls square wave voltage.
  • the wave is controlled by controlling the DC voltage applied to the forcer so as to add a negative spring stiffness to the orthogonal axis shifted by 22.5 degrees from the antinode phase angle of the primary resonance mode.
  • the state in which only the primary resonance mode is excited on the hemispherical resonator is realized by suppressing the amplitude of the nodal quadrature oscillation to zero.
  • the antinode phase angle of the primary resonance mode excited by the hemispherical resonator is calculated, and the scale factor specific to the hemispherical resonator is calculated with respect to the change amount of the phase angle.
  • the rotation angle in the sensor measurement axis direction is detected.
  • the primary resonance mode excited on the resonator is regarded as a combination of two traveling waves that travel clockwise and counterclockwise in the circumferential direction on the resonator.
  • the reference phase signal for each traveling wave is generated by the phase locked loop PLL based on the detection signal output from the pickoff.
  • the purpose is to maintain the vibration amplitude of each traveling wave at a preset constant value by correcting the attenuation loss of the resonator vibration, and to efficiently excite the primary resonance mode for the resonator.
  • the forcer applied voltage is controlled in a state where the phase is advanced 90 degrees with respect to the radial displacement of each traveling wave.
  • the antinode phase angle of the primary resonance mode excited on the resonator is calculated from the phase difference of the reference phase signal for each traveling wave generated by the phase-locked loop PLL, and the amount of change in the phase angle Is multiplied by the scale factor specific to the resonator to detect the rotation angle in the sensor measurement axis direction.
  • a phase locked loop PLL is applied to lock the primary resonance frequency in the hemispherical resonator and generate various reference phase signals for the primary resonance frequency.
  • phase-locked loop PLL has a problem that the stability of the PLL itself is impaired depending on the internal loop filter design.
  • an ideal PLL output is required to have high spectral purity that is compatible with low phase noise characteristics and spurious suppression characteristics. In general, these characteristics are in a trade-off relationship and have high spectral purity. There was also a problem that it was difficult to obtain a PLL output.
  • phase resolution of the reference phase signal it is essential to improve the phase resolution of the reference phase signal in order to increase the detection resolution by the hemispherical resonance type gyro.
  • an equivalent time resolution for realizing a phase resolution of 0.1 degree is 70 ns.
  • the PLL has a problem in that the phase resolution of the reference phase signal, in other words, the detection resolution of the hemispherical resonance gyroscope is limited.
  • the primary resonance mode is efficiently applied to the resonator on the assumption that the phase characteristic of the forced vibration displacement with respect to the excitation force is ⁇ 90 degrees.
  • the phase of the forcer drive voltage command is advanced 90 degrees with respect to the radial displacement of the resonator.
  • phase characteristics from the forcer drive voltage command to the resonator displacement include true phase characteristics from the excitation force in the ideal resonance system to the forced vibration displacement phase characteristic of -90 degrees, as well as the true characteristics generated by the forcer from the forcer drive voltage command. Since the phase characteristics from the excitation force to the true resonator and the phase characteristics from the true resonator displacement to the pickoff detection signal are also superimposed, what is efficient excitation of the primary resonance mode for the resonator without considering the latter? There was also the problem of not being.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and by performing angle detection or angular velocity detection without using a conventional phase-locked loop PLL, it always operates stably. Further, by realizing an operation with extremely high spectral purity for the primary resonant frequency lock of the hemispherical resonator and a high phase resolution for the primary resonant frequency, a hemispherical resonant gyro with improved angular or angular velocity detection resolution is obtained. It is an object.
  • the present invention provides a hemispherical resonator having a hemispherical shape that is axisymmetric with respect to an angle measuring axis as a measuring axis, and maintaining a resonance pattern in a plane perpendicular to the angle measuring axis, and the hemispherical resonator Are arranged at equal intervals around the angle measurement axis with respect to the upper housing and generate a radial suction force with respect to the hemispherical resonator.
  • Reference signal generation means for generating a sine wave signal and a cosine wave signal, and the sine wave signal and the cosine wave signal output from the reference signal generation means, Based on the displacement in the radial direction of the hemispherical resonator output from a plurality of the displacement sensors, the vibration amplitude and antinode azimuth angle of the resonance mode excited in the hemispherical resonator, the AC drive signal of the actuator Resonance phase characteristics and vibration shape extraction means for extracting vibration amplitude of quadrature vibration of nodal quadrature excited by the hemispherical resonator, and the resonance of the actuator with respect to the AC drive signal output from the vibration shape extraction means Based on the phase characteristics, the drive
  • Resonance control means for generating the AC drive signals of the plurality of actuators for performing the angle measurement axis of the hemispherical resonator from the antinode azimuth angle of the resonance mode excited by the hemispherical resonator This is a hemispherical resonance type gyro that detects a rotation angle of a direction.
  • the present invention it is possible to extract the detailed vibration shape of the primary resonance mode and the nodal quadrature vibration excited in the hemispherical resonator without using the conventional phase-locked loop PLL.
  • the operation of the hemispherical resonance type gyro is always stabilized, the operation of the hemispherical resonator is highly spectrally pure with respect to the primary resonance frequency and the lock can be performed with high accuracy, and the high phase resolution is realized with respect to the primary resonance frequency.
  • the angle detection resolution can be improved.
  • FIG. 5 is a simplified cross-sectional view of a hemispherical resonance gyro along a plane including an angle or angular velocity measurement axis according to the first to fourth embodiments of the present invention.
  • FIG. 6 is a simplified diagram showing a spatial arrangement of hemispherical resonators, actuators, and displacement sensors of a hemispherical resonance gyro along a plane perpendicular to an angle or angular velocity measurement axis according to the first to fourth embodiments of the present invention. It is a block diagram which shows the whole structure of the hemisphere resonance type gyro by Embodiment 1 and Embodiment 2 of this invention.
  • FIG. 1 It is a block diagram which shows the internal structure of the vibration shape extraction means by Embodiment 1 to Embodiment 4 of this invention.
  • the vibration shape extraction means by Embodiment 1 to Embodiment 4 of this invention it is a simplified diagram which shows the outline
  • the drive frequency correction means according to the first to fourth embodiments of the present invention the resonance phase with respect to the actuator AC drive signal in the resonance mode extracted by the vibration shape extraction means from the actuator AC drive signal output from the resonance control means.
  • FIG. 6 is a simplified diagram showing frequency characteristics of hemispherical resonator displacement with respect to an actuator AC drive signal output from a resonance control unit in the drive frequency correction unit according to Embodiments 1 to 4 of the present invention. It is a block diagram which shows the internal structure of the drive frequency correction
  • FIG. 10 is a simplified diagram showing an outline of operation in the nodal quadrature vibration control means according to the first to fourth embodiments of the present invention.
  • FIG. 10 is a schematic diagram showing an outline of operation in the resonance control means according to the first to fourth embodiments of the present invention. It is a block diagram which shows the whole structure of the hemispherical resonance type gyro by Embodiment 3 and Embodiment 4 of this invention. It is a block diagram which shows the internal structure of the resonance control means by Embodiment 3 and Embodiment 4 of this invention.
  • FIG. 1 is a cross-sectional view taken along a plane including an angle measurement axis for explaining the mechanical system configuration of the hemispherical resonance gyro according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a simplified diagram showing a spatial arrangement of hemispherical resonators, actuators, and displacement sensors along a plane perpendicular to the angle measurement axis for explaining the mechanical system configuration of the hemispherical resonance type gyro according to the present invention. .
  • the mechanical system of the hemispherical resonance type gyro includes a hemispherical resonator 2 having a hemispherical shape that is axisymmetric with respect to the angle measurement axis 1 (Z axis).
  • the hemispherical resonator 2 can maintain a resonance pattern in a plane (XY plane) perpendicular to the angle measurement axis 1.
  • the X axis is an axis perpendicular to the Z axis.
  • the Y axis is omitted, but the Y axis is as shown in FIG. And an axis perpendicular to the X axis and the Z axis.
  • the hemispherical resonator 2 is supported by the upper housing 3 and the lower housing 4 via the angle measuring shaft 1.
  • the upper housing 3 has a rectangular box shape with an opening at the bottom and has a trapezoidal cross section.
  • the lower housing 4 is a plate-like member and has a size that closes the opening of the upper housing 3.
  • the hemispherical resonator 2 is accommodated in a casing composed of an upper housing 3 and a lower housing 4.
  • a plurality of displacement sensors S k (k 1, 2,...) For detecting the radial displacement of the hemispherical resonator 2 are equally spaced around the angle measuring axis 1.
  • This primary resonance mode has an elliptical shape in a plane (XY plane) perpendicular to the angle measurement axis 1, and for example, when the primary resonance mode is excited with reference to the XY orthogonal axis, it is indicated by a broken line in FIG.
  • a point on the hemispherical resonator 2 where the vibration amplitude indicated by the point 5 is maximum is called an antinode
  • a point on the hemispherical resonator 2 where the vibration amplitude indicated by the point 6 does not occur is called a wave node.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the overall configuration of the hemispherical resonance gyro according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the reference signal generation unit 10 generates a sine wave signal sin ( ⁇ r t) and a cosine wave signal cos ( ⁇ r t) corresponding to the actuator driving frequency ⁇ r .
  • the vibration amplitude of the nodal quadrature oscillation excited in the hemispherical resonator B is extracted.
  • the nodal quadrature vibration control means 13 performs nodal quadrature vibration based on the vibration amplitude B of the nodal quadrature vibration output from the vibration shape extraction means 11 and the antinode azimuth angle ⁇ r of the primary resonance mode.
  • the vibration amplitude A of the primary resonance mode excited by the hemispherical resonator 2 is controlled to a predetermined constant value, and free rotation around the angle measurement axis 1 of the primary resonance mode is realized.
  • a plurality of actuator DC drive signals f NQj (j 1, 2,..., 16) output from the wave quadrature phase vibration control unit 13 and the resonance control unit 14 output.
  • the angle scale factor multiplying unit 15 multiplies the antinode azimuth angle ⁇ r of the primary resonance mode output from the vibration shape extracting unit 11 by the angle scale factor K ⁇ to obtain the angle.
  • the rotation angle ⁇ in the direction of the measurement axis 1 can be detected.
  • FIG. 4 is a block diagram showing an internal configuration of the vibration shape extraction unit 11 in the hemispherical resonance gyro according to the first embodiment of the present invention
  • FIG. 5 shows a vibration shape extraction unit 11 according to the first embodiment of the present invention
  • 3 is a simplified diagram showing an outline of a positive direction rotation coordinate system 28 and a negative direction rotation coordinate system 29.
  • the vibration shape extracting means 11 of the hemispherical resonance type gyro includes a first synthesizing means 20, a second synthesizing means 21, a positive direction rotation coordinate converting means 22, a negative direction.
  • the rotary coordinate conversion means 23, the positive direction low frequency extraction means 24, the negative direction low frequency extraction means 25, the phase characteristic extraction means 26, and the vibration characteristic extraction means 27 are configured.
  • the second combining means 21 is arranged in the second orthogonal axis direction orthogonal to the angle measurement axis 1 and having a phase shifted by 45 degrees around the angle measurement axis 1 with respect to the first orthogonal axis.
  • the complex expression E Re + jE Im in which the output from the first synthesizing unit 20 is the real part E Re and the output from the second synthesizing unit 21 is the imaginary part E Im is the positive rotational coordinate conversion unit. 22 and the negative direction rotation coordinate conversion means 23.
  • the complex expression E Re + jE Im is calculated based on the sine wave signal sin ( ⁇ r t) and the cosine wave signal cos ( ⁇ r t) output from the reference signal generation means 10. As shown in FIG. 5 (a), it is converted into an expression E + by a positive direction rotating coordinate system 28 that rotates in the positive direction at a rotational speed ⁇ r that matches the actuator driving frequency ⁇ r .
  • the complex expression E Re + jE Im As shown in FIG. 5B, it is converted into an expression E ⁇ by a negative direction rotating coordinate system 29 that rotates in the negative direction at a rotational speed ⁇ r that matches the actuator driving frequency ⁇ r .
  • the positive direction rotational coordinate system expression E + output from the positive direction rotational coordinate conversion means 22 and the negative direction rotational coordinate system expression E ⁇ output from the negative direction rotational coordinate conversion means 23 are respectively extracted in the positive direction low frequency. Input to means 24 and negative direction low frequency extraction means 25.
  • the positive direction low frequency extraction means 24 extracts a preset low frequency component E DC + from the positive direction rotation coordinate system expression E + output from the positive direction rotation coordinate conversion means 22.
  • the negative direction low frequency extraction means 25 extracts a preset low frequency component E DC ⁇ from the negative direction rotation coordinate system expression E ⁇ output from the negative direction rotation coordinate conversion means 23.
  • phase characteristic extraction unit 26 the primary resonance excited in the hemispherical resonator 2 based on the output E DC + from the positive low frequency extraction unit 24 and the output E DC ⁇ from the negative low frequency extraction unit 25.
  • the vibration characteristic extraction means 27 the output E DC + from the positive low frequency extraction means 24, the output E DC ⁇ from the negative low frequency extraction means 25, and the resonance phase characteristic output from the phase characteristic extraction means 26. Based on ⁇ r , the vibration amplitude A of the primary resonance mode excited in the hemispherical resonator 2, the antinode azimuth angle ⁇ r , and the vibration amplitude B of the nodal quadrature vibration excited in the hemispherical resonator are calculated. And output.
  • 7 is a block diagram showing an outline of a phase relationship up to a resonance phase characteristic ⁇ r extracted by means 11.
  • FIG. 8 is a block diagram showing an internal configuration of the drive frequency correction means 12 according to the first embodiment of the present invention.
  • phase characteristic from the true radial attractive force to the true radial displacement in the hemispherical resonator 2 changes from 0 degrees to ⁇ 180 degrees in accordance with the actuator driving frequency ⁇ r, and the displacement in the vibration shape extracting means 11
  • a resonance peak occurs at the primary resonance frequency 32 of the hemispherical resonator 2.
  • the phase characteristic 31 related to the resonant phase characteristics phi r in accordance with the actuator drive frequency omega r changes from ⁇ D + ⁇ S until ⁇ D + ⁇ S -180 degrees, and, at the primary resonant frequency 32 of the hemispherical resonator 2 ⁇ D + ⁇ S ⁇ 90 degrees.
  • the driving frequency correction means 12 of the hemispherical resonator gyro includes an integrator 33, the resonance phase characteristics from the resonance phase characteristic phi r outputted from the vibration shape extracting means 11
  • the signal obtained by subtracting the command ⁇ r * is integrated by the integrator 33, and the actuator drive frequency ⁇ r is controlled by the addition value of the output of the integrator 33 and the initial value ⁇ r0 of the actuator drive frequency.
  • FIG. 9 is a block diagram showing an internal configuration of the nodal quadrature vibration control means 13 in the hemispherical resonance gyro according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a schematic diagram showing an outline of the operation of the nodal quadrature vibration control unit 13 according to the first embodiment of the present invention.
  • the hemispherical resonance type gyro wave node quadrature vibration control means 13 includes an electric stiffness control means 40 and a DC drive voltage distribution means 41.
  • the electric stiffness control means 40 receives the sign inversion value of the vibration amplitude B of the wave quadrature vibration output from the vibration shape extraction means 11, and receives an electric stiffness correction command u for suppressing the wave quadrature vibration. Generate NQ .
  • the DC drive voltage distribution unit 41 is based on the electrical stiffness correction command u NQ output from the electrical stiffness control unit 40 and the antinode azimuth angle ⁇ r of the primary resonance mode output from the vibration shape extraction unit 11.
  • a radial attractive force corresponding to the absolute value of the electrical stiffness correction command u NQ acts on the hemispherical resonator 2 along the electrical stiffness correction axis 42.
  • FIG. 11 is a block diagram showing an internal configuration of the resonance control means 14 in the hemispherical resonance gyro according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a schematic diagram showing an outline of operation in the resonance control means 14 according to the first embodiment of the present invention.
  • the resonance control means 14 of the hemispherical resonance type gyro includes a resonance amplitude control means 50 and an AC drive voltage distribution means 51.
  • the resonance amplitude control means 50 calculates a control command that makes the vibration amplitude deviation zero, and uses the added value of the control command and the vibration amplitude command A * as the resonance amplitude command u RES to the AC drive voltage distribution means 51. Output.
  • the resonance amplitude command u RES the resonance amplitude command u RES , using the antinode azimuth angle ⁇ r of the primary resonance mode excited by the hemispherical resonator 2 output from the vibration shape extraction means 11 as the resonance phase command ⁇ .
  • the actuator AC drive signal f for the actuator D j (j 1, 2,..., 16).
  • Distribute RESj (j 1, 2,..., 16).
  • Phase radial attractive forces u RES [cos ( ⁇ r t) +1], u RES [ ⁇ cos ( ⁇ r t) +1] alternate at 90 degree intervals along the orthogonal axis defined by the resonance phase command ⁇
  • Actuator AC drive signal f RESj (j 1, 2,..., 16) for each one actuator arranged on both sides of the orthogonal axis so as to act on the hemispherical resonator 2. Is configured to distribute.
  • the hemispherical resonator 2 of the hemispherical resonance type gyro has a hemispherical shape that is axisymmetric with respect to the angle measuring axis 1 (Z axis), and
  • the housing 3 and the lower housing 4 support the angle measuring shaft 1.
  • the primary resonance mode excited by the hemispherical resonator 2 has an elliptical shape on a plane (XY plane) perpendicular to the angle measurement axis 1.
  • XY plane perpendicular to the angle measurement axis 1.
  • the hemispherical resonator 2 When a cosine wave drive signal having the same amplitude and opposite phase shown in the equation is applied, the hemispherical resonator 2 has an elliptical shape with the major axis in the X-axis direction indicated by the broken line and the Y-axis direction indicated by the alternate long and short dash line A primary resonance mode that repeats an elliptical shape having a long axis alternately every 1 ⁇ 2 period is excited.
  • the primary resonance mode wave node indicated by the point 6 in FIG. Therefore, a nodal quadrature vibration that oscillates with a phase difference of 90 degrees is generated, and this vibration becomes a drift factor of the rotation angle detected by the hemispherical resonance gyro.
  • A primary resonance mode / vibration amplitude
  • ⁇ r primary resonance mode / antinode azimuth
  • ⁇ r Resonance phase characteristics for the primary resonance mode / actuator AC drive signal
  • B Wave quadrature vibration / vibration amplitude
  • ⁇ r Actuator drive frequency ⁇ primary resonance frequency.
  • the vibration amplitude a of the first-order resonance mode excited in a hemispherical resonator 2 antinode azimuth theta r, actuator
  • a displacement sensor by a displacement sensor S k (k 1, 3, 5, 7) arranged in the first orthogonal axis (XY orthogonal axis in FIG. 2) direction.
  • Output E k (k 1, 3, 5, 7) and a displacement sensor arranged in the second orthogonal axis direction that is 45 degrees out of phase about the angle measuring axis 1 with respect to the first orthogonal axis
  • the complex expression E given by the equation (4) is converted into the actuator drive frequency ⁇ r shown in FIG. 5 using the following equation (5).
  • the expression is converted into expressions E + and E ⁇ expressed by a positive direction rotating coordinate system 28 that rotates in the positive and negative directions at the same rotational speed and a negative direction rotating coordinate system 29.
  • the positive direction rotating coordinate system expression E + and the negative direction rotating coordinate system expression E ⁇ given by Expression (5) are expressed by the following expression (6) by the positive direction low frequency extracting means 24 and the negative direction low frequency extracting means 25, respectively.
  • the vibration characteristic extracting means 27 uses Ea and Eb to calculate the antinode azimuth angle ⁇ r of the primary resonance mode excited by the hemispherical resonator 2 by the following equation (10), and the vibration amplitude A by the following equation ( 11), and the vibration amplitude B of the nodal quadrature vibration is calculated by the following equation (12).
  • the actuator drive frequency ⁇ r is corrected to coincide with the primary resonance frequency of the hemispherical resonator 2 based on the resonance phase characteristic ⁇ r output from the vibration shape extraction unit 11. To do.
  • the drive frequency correction means 12 sets the resonance phase characteristic command ⁇ r * in FIG. 8 to the following equation (13) using the actuator phase characteristic ⁇ D and the displacement sensor phase characteristic ⁇ S at the actuator drive frequency ⁇ r . and integrates the signal obtained by subtracting the resonant phase characteristic command phi r * from the resonant phase characteristics phi r by the integrator 33 calculates the sum of the initial value omega r0 of the output and the actuator drive frequency of the integrator 33, the The actuator drive frequency ⁇ r is controlled by the added value.
  • Actuator drive frequency ⁇ r Hemispherical resonator 2 primary resonance frequency 32 ⁇
  • Resonance phase characteristic ⁇ r Resonance phase characteristic command ⁇ r *
  • the drive frequency correction means 12 is stabilized, and the true primary resonance frequency 32 in the hemispherical resonator 2 is locked with high accuracy.
  • the nodal is based on the vibration amplitude B of the nodal quadrature vibration output from the vibration shape extraction means 11 and the antinode azimuth angle ⁇ r of the primary resonance mode.
  • the electric stiffness control means constituted by the PI controller in which the continuous transfer function is given by the following equation (14) from the sign inversion value of the vibration amplitude B in the nodal quadrature vibration. 40 generates an electrical stiffness correction command u NQ for suppressing the nodal quadrature oscillation.
  • K NQP is the proportional gain
  • K NQI Use integral gain
  • the electrical stiffness correction command When u NQ is a positive sign, as shown in FIG. 10A, the orthogonal axis direction whose phase is shifted +22.5 degrees with respect to the antinode azimuth angle ⁇ r is shown. As shown in (b), an orthogonal axis direction having a phase shift of ⁇ 22.5 degrees with respect to the antinode azimuth angle ⁇ r is set as the electrical stiffness correction axis 42 for the hemispherical resonator 2.
  • the radial attractive force corresponding to the absolute value of the electrical stiffness correction command u NQ acts on the hemispherical resonator 2 along the electrical stiffness correction axis 42.
  • the vibration amplitude A and antinode azimuth angle ⁇ r of the primary resonance mode output from the vibration shape extraction means 11 and the cosine wave signal cos (output from the reference signal generation means 10). based on the omega r t) and was controlled to a constant value the vibration amplitude a preset the first resonance mode excited in a hemispherical resonator 2, and the primary resonance mode angle measurement shaft 1 around the freedom of Actuator AC drive signal f RESj (j 1, 2,..., 16) that realizes proper rotation is generated.
  • the continuous transfer function is expressed by the following equation (19) from the vibration amplitude command A * set to a preset constant value and the vibration amplitude deviation from the actual vibration amplitude A.
  • the control command that makes the vibration amplitude deviation zero is calculated by the resonance amplitude control means 50 constituted by the PI controller given by (1), and the added value of the control command and the vibration amplitude command A * is calculated as the resonance amplitude command u. Let it be RES .
  • K AP is the proportional gain
  • K AI Use integral gain
  • the antinode azimuth angle ⁇ r of the primary resonance mode excited by the hemispherical resonator 2 is used as it is as the resonance phase command ⁇ , and is output from the resonance amplitude command u RES , the resonance phase command ⁇ , and the reference signal generation means 10.
  • the cosine wave signal cos ( ⁇ r t) is input to the AC drive voltage distribution means 51.
  • the radial attractive forces u RES [cos of opposite phases determined by the resonance amplitude command u RES and the cosine wave signal cos ( ⁇ r t), respectively.
  • the angle scale factor multiplication unit 15 multiplies the antinode azimuth angle ⁇ r of the primary resonance mode output from the vibration shape extraction unit 11 by a preset angle scale factor K ⁇ , thereby obtaining an angle.
  • a rotation angle ⁇ in the direction of the measurement axis 1 is detected.
  • the hemispherical resonance type gyro allows the primary resonant mode excited in the hemispherical resonator 2 without using the conventional phase-locked loop PLL, and the quadrature phase of the wave node. Since the detailed vibration shape of the vibration can be extracted, the operation of the hemispherical resonance gyro can be always stabilized. In addition, since the operation of the hemispherical resonator 2 with respect to the primary resonance frequency 32 and the high phase resolution can be realized, the angle detection resolution of the hemispherical resonance gyro can be improved.
  • the hemispherical resonance type gyro can suppress the nodal quadrature oscillation and realize a state in which only the primary resonance mode is excited with respect to the hemispherical resonator 2. It is possible to suppress the drift of the rotation angle detected by the hemispherical resonance gyro.
  • the actuator may be configured so that excitation of the primary resonance mode for the hemispherical resonator 2 and suppression of the nodal quadrature vibration can be realized. Any configuration that can detect the displacement in the radial direction of the hemispherical resonator 2 in the orthogonal axis direction of the set may be used.
  • ⁇ r t the present invention is not limited to this, and the sine wave signal sin ( ⁇ r t) may be applied by appropriately changing the corresponding mathematical expression.
  • the first embodiment has a hemispherical shape that is axisymmetric with respect to the angle measurement axis 1 as a measurement axis, and maintains a resonance pattern in a plane perpendicular to the angle measurement axis 1.
  • the hemispherical resonator 2, the upper housing 3 and the lower housing 4 that support the hemispherical resonator 2 through the angle measurement shaft 1, and the upper housing 3 are arranged at equal intervals around the angle measurement axis,
  • a plurality of actuators D j that generate a suction force in the radial direction with respect to 2 and a plurality of actuators that are disposed at equal intervals around the angle measurement axis with respect to the lower housing 4 and that detect the radial displacement of the hemispherical resonator 2.
  • a displacement sensor S k of the reference signal generator 10 for generating a sine wave signal and a cosine wave signal corresponding to the driving frequency of the actuator D j, sine wave signal and a cosine wave output from the reference signal generating means 10 No. and, hemispherical resonator 2 output from a plurality of displacement sensors S k radial based on the displacement and the vibration amplitude and antinodes azimuth of the excited resonant modes in the hemispherical resonator 2, the actuator D j
  • the vibration phase extraction means 11 for extracting the resonance phase characteristic with respect to the AC drive signal and the vibration amplitude of the nodal quadrature vibration excited by the hemispherical resonator 2 and the AC of the actuator D j output from the vibration shape extraction means 11 Based on the resonance phase characteristic with respect to the drive signal, the vibration of the quadrature vibration of the nodal phase output from the drive frequency correction means 12 for matching the drive frequency of the actuator D j with the resonance frequency
  • a hemispherical resonance type gyro which includes a control means 14 and detects the rotation angle of the angle measurement axis direction of the hemispherical resonator 2 from the antinode azimuth angle of the resonance mode excited by the hemispherical resonator 2.
  • the vibration shape extraction unit 11 combines the output of the displacement sensor Sk arranged in the first orthogonal axis direction orthogonal to the angle measurement axis 1, perpendicular to the angle measuring shaft 1, a second combining means for combining output of the second orthogonal direction to the arrangement displacement sensor S k shifted 45 degrees phase measurement axis with respect to the first orthogonal axis 21 and a complex expression in which the output from the first synthesizing unit 20 is the real part and the output from the second synthesizing unit 21 is the imaginary part are rotated in the positive direction at a rotational speed that matches the driving frequency of the actuator D j.
  • a positive-direction rotational coordinate conversion means 22 for converting into an expression by a rotating coordinate system, and a complex expression having an output from the first synthesis means 20 as a real part and an output from the second synthesis means 21 as an imaginary part. times that match the driving frequency of D j Negative direction rotation coordinate conversion means 23 for converting into a representation in a rotation coordinate system rotating in the negative direction at a speed, and positive direction low frequency extraction means for extracting a preset low frequency component from the output of the positive direction rotation coordinate conversion means 22 24, the negative direction low frequency extraction means 25 for extracting a preset low frequency component from the output of the negative direction rotation coordinate conversion means 23, and the output of the positive direction low frequency extraction means 24 and the negative direction low frequency extraction means 25.
  • the phase characteristic extraction means 26 for calculating the resonance phase characteristic for the AC drive signal of the resonance mode actuator D j excited by the hemispherical resonator 2, the positive direction low frequency extraction means 24 and the negative direction low frequency extraction means 25.
  • a vibration characteristic extraction unit 27 for extracting the vibration amplitude of Namibushi quadrature vibration.
  • the angle detection resolution of the hemispherical resonance gyro is realized by constantly stabilizing the operation of the type gyro, further realizing an operation with extremely high spectral purity with respect to the primary resonance frequency of the hemispherical resonator and a high phase resolution with respect to the primary resonance frequency. Can be improved.
  • the drive frequency correction unit 12 uses the resonance phase characteristic for the AC drive signal of the actuator D j output from the vibration shape extraction unit 11 as the actuator phase characteristic at the drive frequency of the actuator D j .
  • the drive frequency of the actuator D j is controlled so that the displacement sensor phase characteristic at the drive frequency of the actuator D j and the total value of ⁇ 90 degrees are fixed.
  • the wave quadrature vibration control unit 13 generates an electrical stiffness correction command for suppressing the wave quadrature vibration based on the vibration amplitude of the wave quadrature vibration output from the vibration shape extraction unit 11.
  • the sign of the electrical stiffness control means 40 and the electrical stiffness correction command output from the electrical stiffness control means 40 if the sign is a positive sign, +22 with respect to the antinode azimuth angle of the resonance mode If the sign is negative and the sign is negative, the sign of the axis is ⁇ 22.5 degrees out of phase with respect to the antinode direction of the resonance mode.
  • the resonance control means 14 generates the resonance amplitude command 50 for generating the resonance amplitude command for controlling the vibration amplitude of the resonance mode excited by the hemispherical resonator 2 to a constant value, and the hemispherical resonance.
  • the resonance amplitude command, the resonance phase command, and the cosine wave signal output from the reference signal generation means 10 with the antinode azimuth angle of the resonance mode excited by the device 2 as the resonance phase command a plurality of actuators D j And AC drive voltage distribution means 51 for distributing an AC drive signal for.
  • the AC drive voltage distribution means 51 of the resonance control means 14 includes one actuator arranged on both sides of the orthogonal axis orthogonal to the angle measurement axis 1 defined by the resonance phase command. against D j, based on the cosine-wave signal output from the resonance amplitude command and the reference signal generating means 10 is output from the resonance amplitude control unit 50 distributes the AC drive signal of the actuator D j. With this configuration, it is possible to reduce the amount of control computation necessary for generating the actuator AC drive signal with respect to the desired primary resonance mode excitation for the hemispherical resonator.
  • FIG. 1 a cross-sectional view along a plane including an angle measurement axis related to the mechanical system configuration of the hemispherical resonance gyro, and a hemispherical resonance along a plane perpendicular to the angle measurement axis
  • the simplified diagram showing the spatial arrangement of the vessel, the actuator, and the displacement sensor is the same as that in FIG. 1 and FIG.
  • a block diagram showing the internal configuration of the wave quadrature vibration control means 13, a simplified diagram showing an outline of the operation of the wave quadrature vibration control means 13, and resonance A block diagram showing an internal configuration of the control unit 14 and a simplified diagram showing an outline of the operation of the resonance control unit 14 are the same as those in FIGS. 9, 10, 11, and 12 of the first embodiment.
  • FIGS. 1 to 12 of the first embodiment reference is made to FIGS. 1 to 12 of the first embodiment, and the description of the same configuration is omitted here, and the operation different from that of the first embodiment is described below. .
  • the phase characteristic 31 related to the resonance phase characteristic ⁇ r shown in FIG. 7 is preset with respect to the resonant frequency 32 of the hemispherical resonator.
  • the resonance phase characteristic when the actuator drive frequency ⁇ r is set low by a certain frequency is expressed by the following equation (28):
  • Resonance phase characteristics when the actuator drive frequency ⁇ r is set higher by a predetermined frequency than the resonance frequency 32 of the hemispherical resonator are obtained as the following equation (29):
  • the resonance phase characteristic command ⁇ r * in FIG. 8 is set in the following equation (30) as an average value of the phase characteristic.
  • the Q value of the primary resonance characteristic in the hemispherical resonator 2 is very high, and the phase characteristic 31 changes steeply in the vicinity of the resonance frequency 32. Therefore, the actuator drive frequency ⁇ r is approximately 1 Hz with respect to the resonance frequency 32.
  • Expression (28) and Expression (29) can be acquired by changing the degree. With this configuration, even if the actuator phase characteristic ⁇ D and the displacement sensor phase characteristic ⁇ S at the actuator driving frequency ⁇ r are unknown, the hemisphere can be identified by specifying the resonance phase characteristic given by the expressions (28) and (29). It becomes possible to lock the true primary resonance frequency 32 in the resonator 2 with high accuracy.
  • each of the two actuators arranged on both sides of the orthogonal axis defined by the resonance phase command ⁇ has a radial suction force u RES [cos (cos ( This corresponds to realizing ⁇ r t) +1] and u RES [ ⁇ cos ( ⁇ r t) +1].
  • u RES cos (cos ( This corresponds to realizing ⁇ r t) +1]
  • u RES ⁇ cos ( ⁇ r t) +1].
  • the generated suction force is applied as the actuator.
  • the hemispherical resonance type gyro can suppress the quadrature vibration of the nodule and realize a state in which only the primary resonance mode is excited with respect to the hemispherical resonator 2. It is possible to suppress the drift of the rotation angle detected by the hemispherical resonance gyro.
  • a total of 16 actuators and a total of 8 displacement sensors are applied, and the spatial arrangement thereof is shown in FIG. It is not limited to the above, and the actuator may be configured so that excitation of the primary resonance mode for the hemispherical resonator 2 and suppression of the nodal quadrature vibration can be realized. Any configuration that can detect the displacement in the radial direction of the hemispherical resonator 2 in the orthogonal axis direction of the set may be used.
  • ⁇ r t the present invention is not limited to this, and the sine wave signal sin ( ⁇ r t) may be applied by appropriately changing the corresponding mathematical expression.
  • the drive frequency correction unit 12 has a resonance phase characteristic for the AC drive signal of the actuator D j output from the vibration shape extraction unit 11 in advance with respect to the resonance frequency of the hemispherical resonator 2.
  • the drive frequency of the actuator D j is controlled so as to be fixed at an average value with respect to the resonance phase characteristic.
  • the AC drive voltage distribution means 51 of the resonance control means 14 is provided with an actuator for each of the two actuators D j disposed on both sides of the orthogonal axis defined by the resonance phase command.
  • a cosine wave suction force command is calculated based on the resonance amplitude command output from the resonance amplitude control means 50 and the cosine wave signal output from the reference signal generation means 10 so that the norm of the generated suction force of D j is minimized.
  • the square root of the cosine wave attractive force command is distributed as the AC drive signal of the actuator D j .
  • Embodiment 3 In the hemispherical resonance gyro according to the third embodiment of the present invention, a cross-sectional view along a plane including an angular velocity measurement axis regarding the mechanical system configuration of the hemispherical resonance gyro, and a hemispherical resonance along a plane perpendicular to the angular velocity measurement axis
  • the simplified diagram showing the spatial arrangement of the vessel, the actuator, and the displacement sensor is the same as that in FIG. 1 and FIG.
  • a block diagram showing the internal configuration of the wave quadrature vibration control means 13, a simplified diagram showing an outline of the operation of the wave quadrature vibration control means 13, and The simplified diagram showing the outline of the operation in the resonance control means 14 is the same as FIGS. 9, 10 and 12 of the first embodiment.
  • FIG. 1 In the third embodiment, reference is made to FIG. 1, FIG. 2, FIG. 4 to FIG. 10, and FIG. 12 of the first embodiment. Configurations and operations different from those of the first embodiment will be described.
  • FIG. 13 is a block diagram showing an overall configuration of a hemispherical resonance gyro according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the reference signal generation means 10 performs a sine wave signal sin ( ⁇ rt ) and a cosine wave signal corresponding to the actuator driving frequency ⁇ r. cos ( ⁇ r t) is generated.
  • the vibration amplitude of the nodal quadrature oscillation excited in the hemispherical resonator B is extracted.
  • the nodal quadrature vibration control means 13 performs nodal quadrature vibration based on the vibration amplitude B of the nodal quadrature vibration output from the vibration shape extraction means 11 and the antinode azimuth angle ⁇ r of the primary resonance mode.
  • the plurality of actuator DC drive signals f NQj (j 1, 2,..., 16) output from the wave quadrature vibration control means 13 and the plurality of actuator AC drive signals output from the resonance control means 14.
  • a control command for maintaining the antinodes azimuth theta r constant angle is proportional to the rotational angular velocity of the angular velocity measuring axis 1 direction omega, preset with respect to the control command
  • the rotational angular velocity ⁇ in the direction of the angular velocity measuring axis 1 can be detected.
  • FIG. 14 is a block diagram showing an internal configuration of the resonance control means 14 in the hemispherical resonance gyro according to the third embodiment of the present invention.
  • the resonance control means 14 of the hemispherical resonance gyro according to the third embodiment includes a resonance amplitude control means 50, an AC drive voltage distribution means 51, a resonance phase control means 52, an angular velocity scale factor. Multiplication means 53 is provided.
  • the vibration amplitude deviation from the vibration amplitude command A * set in advance to a constant value is input to the resonance amplitude control means 50.
  • the resonance amplitude control means 50 calculates a control command that makes the vibration amplitude deviation zero, and uses the added value of the control command and the vibration amplitude command A * as the resonance amplitude command u RES to the AC drive voltage distribution means 51. Output.
  • the abdominal azimuth angle deviation is input to the resonance phase control means 52.
  • the resonance phase control means 52 calculates a control command that makes the antinode anti-azimuth deviation zero, and uses the added value of the control command and antinode azimuth command ⁇ r * as the resonance phase command ⁇ to distribute the AC drive voltage. Output to the means 51.
  • the control command output from the resonance phase control unit 52 is proportional to the rotational angular velocity ⁇ in the direction of the angular velocity measuring axis 1, so that the angular velocity scale factor multiplication unit 53 sets a predetermined angular velocity scale for the control command. by multiplying the factor K omega, it is possible to detect the rotational angular velocity omega of the angular velocity measuring axis 1 direction.
  • Anti-phase radial suction forces u RES [cos ( ⁇ r t) +1], u RES [ ⁇ cos ( ⁇ r t) +1] are spaced at 90 ° intervals along the orthogonal axis defined by the resonance phase command ⁇ .
  • Actuator AC drive signals f RESj (j 1, 2,..., 16 for each of the two actuators arranged on both sides of the orthogonal axis so as to act alternately on the hemispherical resonator 2. The distribution is made so that the norm of) is minimized.
  • the configurations and operations of the reference signal generation means 10, the vibration shape extraction means 11, and the nodal quadrature vibration control means 13 are the same as those of the hemispherical resonance gyro according to the first embodiment, and the drive frequency
  • the configuration and operation of the correcting means 12 are the same as those of the hemispherical resonance gyro according to the second embodiment. Therefore, description of these configurations is omitted.
  • a continuous transfer function is given by the equation (19) from the vibration amplitude deviation between the vibration amplitude command A * set in advance to a constant value and the actual vibration amplitude A.
  • the control command that makes the vibration amplitude deviation zero is calculated by the resonance amplitude control means 50 configured by the PI controller, and the added value of the control command and the vibration amplitude command A * is calculated as the resonance amplitude command u RES . To do.
  • a continuous system transfer function is given by the following formula (39).
  • a control command for making the antinode anti-azimuth angle deviation zero is calculated by the resonance phase control means 52 constituted by a controller, and the sum of the control command and antinode anti-azimuth command 2 ⁇ r * is calculated as the resonance phase command. Let 2 ⁇ .
  • K ⁇ P is the proportional gain
  • K ⁇ I integral gain
  • the resonance amplitude command u RES , the resonance phase command 2 ⁇ , and the cosine wave signal cos ( ⁇ r t) output from the reference signal generation unit 10 are indicated by thick line arrows in FIG.
  • each of the two actuators arranged on both sides of the orthogonal axis defined by the resonance phase command ⁇ has a radial suction force u RES [cos (cos ( This corresponds to realizing ⁇ r t) +1] and u RES [ ⁇ cos ( ⁇ r t) +1], and this configuration controls the primary resonance mode to a predetermined constant shape.
  • the primary resonant mode and the nodal quadrature oscillation excited in the hemispherical resonator 2 without using the conventional phase-locked loop PLL. Therefore, it is possible to always stabilize the operation of the hemispherical resonance type gyro. In addition, since the operation of the hemispherical resonator 2 with respect to the primary resonance frequency 32 and the high phase resolution can be realized, the angular velocity detection resolution of the hemispherical resonance gyro can be improved.
  • the actuator AC drive signal f RESj (j 1, 2) for controlling both the vibration amplitude A and the antinode azimuth angle ⁇ r to a predetermined constant shape (a constant value and a constant angle) with respect to the primary resonance mode. ,..., 16), the applied voltage level to each actuator can be reduced.
  • the hemispherical resonance type gyro can suppress the nodal quadrature oscillation and realize a state in which only the primary resonance mode is excited with respect to the hemispherical resonator 2.
  • a total of 16 actuators and a total of 8 displacement sensors are applied, and the spatial arrangement thereof is shown in FIG. It is not limited to the above, and the actuator may be configured so that excitation of the primary resonance mode for the hemispherical resonator 2 and suppression of the nodal quadrature vibration can be realized. Any configuration that can detect the displacement in the radial direction of the hemispherical resonator 2 in the orthogonal axis direction of the set may be used.
  • ⁇ r t the present invention is not limited to this, and the sine wave signal sin ( ⁇ r t) may be applied by appropriately changing the corresponding mathematical expression.
  • the resonance pattern is maintained in a plane having an axisymmetric shape with respect to the angular velocity measuring axis 1 as a measuring axis and perpendicular to the angular velocity measuring axis 1.
  • a hemispherical resonator 2, an upper housing 3 and a lower housing 4 that support the hemispherical resonator 2 via the angular velocity measuring shaft 1, and the upper housing 3 are arranged at equal intervals around the angular velocity measuring axis,
  • a plurality of actuators D j that generate a suction force in the radial direction with respect to the resonator 2 and the lower housing 4 are arranged at equal intervals around the angular velocity measurement axis, and detect the radial displacement of the hemispherical resonator 2.
  • the vibration shape extraction means 11 for extracting the resonance phase characteristics of the actuator D j with respect to the AC drive signal and the vibration amplitude of the nodal quadrature vibration excited by the hemispherical resonator 2, and the actuator output from the vibration shape extraction means 11 based on the resonance phase characteristics with respect to the AC drive signal D j, the driving frequency of the actuator D j and the driving frequency correction means 12 to match the resonant frequency of the hemispherical resonator
  • the resonance control means 14 includes the resonance amplitude control means 50 that generates a resonance amplitude command for controlling the vibration amplitude of the resonance mode excited by the hemispherical resonator 2 to a constant value, and the hemispherical resonance.
  • the resonance phase control means 52 for generating a resonance phase command for controlling the antinode azimuth angle of the resonance mode excited by the device 2 to a constant angle, and the resonance amplitude command, the resonance phase command, and the reference signal generation means 10 are output.
  • AC drive voltage distribution means 51 for distributing AC drive signals to the plurality of actuators D j based on the cosine wave signal.
  • the AC drive voltage distribution means 51 of the resonance control means 14 includes two actuators arranged on both sides of the orthogonal axis orthogonal to the angular velocity measuring axis 1 defined by the resonance phase command. against D j, as the norm of the drive voltage of the actuator D j is minimized, based on the cosine-wave signal output from the resonance amplitude command and the reference signal generating means 10 is output from the resonance amplitude control means 50 actuator Distribute the AC drive signal of D j .
  • the applied voltage level of each actuator AC drive signal can be reduced with respect to the desired primary resonance mode excitation for the hemispherical resonator.
  • Embodiment 4 In the hemispherical resonance gyro according to the fourth embodiment of the present invention, a cross-sectional view along a plane including an angular velocity measurement axis related to the mechanical system configuration of the hemispherical resonance gyro, and a hemispheric resonance along a plane perpendicular to the angular velocity measurement axis
  • the simplified diagram showing the spatial arrangement of the vessel, the actuator, and the displacement sensor is the same as that in FIG. 1 and FIG.
  • a block diagram showing the internal configuration of the wave quadrature vibration control means 13 a simplified diagram showing an outline of the operation of the wave quadrature vibration control means 13 and
  • the simplified diagram showing the outline of the operation of the resonance control means 14 is the same as that of FIG. 9, FIG. 10, and FIG. 12 of the first embodiment, and the block diagram showing the internal configuration of the resonance control means 14 is shown in the embodiment. 3 is the same as FIG.
  • FIG. 1 FIG. 1, FIG. 2, FIG. 4 to FIG. 10 and FIG. 12 of the first embodiment, and FIG. 14 of the third embodiment. Will be omitted, and hereinafter, operations different from those of the first and third embodiments will be described.
  • the operation of the hemispherical resonance gyro according to Embodiment 4 of the present invention will be described below.
  • the configurations and operations of the reference signal generating means 10, the vibration shape extracting means 11, the drive frequency correcting means 12, and the nodal quadrature vibration control means 13 are the same as those of the hemispherical resonance gyro according to the first embodiment.
  • the configuration of the resonance control means 14 is the same as that of the hemispherical resonance gyro according to the third embodiment.
  • the actuator AC drive signal f RESj 1, 2,..., 16 is applied to the hemispherical resonator 2 alternately at intervals of 90 degrees. decide.
  • the actuator AC drive signal f RESj 1, 2 ,. .., 16
  • the hemispherical resonance type gyro according to the fourth embodiment of the present invention can suppress the nodal quadrature oscillation and realize a state in which only the primary resonance mode is excited with respect to the hemispherical resonator 2.
  • a total of 16 actuators and a total of 8 displacement sensors are applied, and the spatial arrangement thereof is shown in FIG. It is not limited to the above, and the actuator may be configured so that excitation of the primary resonance mode for the hemispherical resonator 2 and suppression of the nodal quadrature vibration can be realized. Any configuration that can detect the displacement in the radial direction of the hemispherical resonator 2 in the orthogonal axis direction of the set may be used.
  • ⁇ r t the present invention is not limited to this, and the sine wave signal sin ( ⁇ r t) may be applied by appropriately changing the corresponding mathematical expression.
  • the AC drive voltage distribution unit 51 of the resonance control unit 14 resonates with respect to each one actuator D j disposed on both sides of the orthogonal axis defined by the resonance phase command.
  • the square root of the cosine wave attraction force command based on the resonance amplitude command output from the amplitude control means 50 and the cosine wave signal output from the reference signal generation means 10 is distributed as an AC drive signal for the actuator D j .

Landscapes

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Abstract

　半球共振型ジャイロは、アクチュエータ駆動周波数に対応する正弦波及び余弦波信号と半球共振器２の半径方向変位に基づいて半球共振器２に励起された振動形状を抽出する振動形状抽出手段１１と、半球共振器２の共振位相特性に基づいてアクチュエータ駆動周波数を半球共振器２の共振周波数に一致させる駆動周波数補正手段１２と、波節直角位相振動の振動振幅及び共振モードの波腹方位角に基づいて波節直角位相振動を抑制するアクチュエータ直流駆動信号を生成する波節直角位相振動制御手段１３と、半球共振器２に励起された共振モードの振動振幅を一定値に制御するアクチュエータ交流駆動信号を生成する共振制御手段１４とを備え、共振モードの波腹方位角から角度計測軸方向の回転角度を検出する。

Description

半球共振型ジャイロ
　本発明は、半球共振型ジャイロ（ＨＲＧ：Hemispherical Resonator Gyro）に関し、特に、半球状の共振器を１次共振させ、当該共振モードの位相変化から回転角度を検出するか、あるいは、当該共振モードの位相変化を抑制するための制御量から回転角速度を検出する半球共振型ジャイロに関するものである。
　従来の半球共振型ジャイロとして、例えば特許文献１に記載された振動回転センサーがある。この振動回転センサーの主要な機械系構成は、半球共振器、フォーサ、および、ピックオフである。フォーサによって半球共振器に１次共振モードを励起させ、ピックオフによって当該共振モードの位相変化を検出することで、センサ計測軸方向の回転角度を検出している。
　一方、当該振動回転センサーの電気系および制御系は、（１）基準位相発生器、（２）１次共振振幅制御、（３）直角位相振動制御、（４）１次共振モードの位相角検出、の４機能で構成される。これら（１）～（４）の機能について以下に説明する。
　はじめに、基準位相発生器に実装したフェーズ・ロックド・ループＰＬＬによって、ピックオフから出力される検出信号に基づいて半球共振器の１次共振周波数をロックし、更に、各種基準位相信号を生成する。ピックオフから出力される検出信号は、基準位相発生器で生成した基準位相信号に基づいて復調され、半球共振器に励起された１次共振モード、および、波節直角位相振動の振幅に変換される。
　１次共振振幅制御では、半球共振器に励起された１次共振モードの振幅が予め設定された一定値となるように、基準位相発生器で生成した基準位相信号に基づいて、フォーサに印加する方形波電圧を制御する。
　直角位相振動制御では、１次共振モードの波腹位相角から２２．５度ずれた直交軸に対して負のばね剛性を付加するように、フォーサに印加する直流電圧を制御することで、波節直角位相振動の振幅を零に抑制して、半球共振器上に１次共振モードのみが励起された状態を実現する。
　最後に、１次共振モードの位相角検出において、半球共振器に励起された１次共振モードの波腹位相角を算出し、当該位相角の変化量に対して半球共振器固有のスケールファクタを乗ずることで、センサ計測軸方向の回転角度を検出している。
　また、従来の半球共振型ジャイロの他の例として、例えば特許文献２に記載された振動式ジャイロスコープの制御回路がある。
　この振動式ジャイロスコープの制御回路では、共振器上に励起された１次共振モードを、当該共振器上を周方向に時計回り、および、反時計回りに進行する２つの進行波の合成として捉え、ピックオフから出力される検出信号に基づいて、フェーズ・ロックド・ループＰＬＬによって各々の進行波に対する基準位相信号を生成する。
　更に、共振器振動の減衰損失を補正して各進行波の振動振幅を予め設定された一定値に維持すること、および、共振器に対して効率的に１次共振モードを励起することを目的として、上記基準位相信号に基づき、各進行波の半径方向変位に対して９０度位相を進ませた状態で、フォーサ印加電圧が制御される。
　最後に、フェーズ・ロックド・ループＰＬＬで生成した各進行波に関する基準位相信号の位相差から、共振器上に励起された１次共振モードの波腹位相角を算出し、当該位相角の変化量に対して共振器固有のスケールファクタを乗ずることで、センサ計測軸方向の回転角度を検出している。
特開昭６０－１６６８１８号公報 特開平６－２４１８１０号公報
　このような半球共振型ジャイロでは、半球共振器における１次共振周波数のロック、および、当該１次共振周波数に対する各種基準位相信号の生成に関して、フェーズ・ロックド・ループＰＬＬを適用している。
　しかしながら、フェーズ・ロックド・ループＰＬＬでは、内部のループフィルタ設計によっては、ＰＬＬ自体の安定性が損なわれるという問題点があった。
　また、理想的なＰＬＬ出力としては、低位相雑音特性、および、スプリアス抑圧特性を両立したスペクトル純度の高さが要求されるが、一般にこれらの特性はトレードオフの関係にあり、スペクトル純度の高いＰＬＬ出力を得ることが難しいという問題点もあった。
　加えて、半球共振型ジャイロによる検出分解能を高めるためには、基準位相信号の位相分解能を向上させることが不可欠となる。しかしながら、例えば１次共振周波数４ｋＨｚの信号に対して、位相分解能０．１度を実現するための等価な時間分解能は７０ｎｓとなる。そのため、ＰＬＬでは基準位相信号の位相分解能、換言すれば、半球共振型ジャイロの検出分解能に限界があるという問題点もあった。
　更に、従来の半球共振型ジャイロでは、理想的な共振系では、加振力に対する強制振動変位の位相特性が－９０度となることを前提として、共振器に対して効率的に１次共振モードを励起するために、共振器の半径方向変位に対してフォーサ駆動電圧指令の位相を９０度進ませている。
　しかしながら、フォーサ駆動電圧指令から共振器変位までの位相特性には、理想的な共振系における加振力から強制振動変位の位相特性－９０度に加えて、フォーサ駆動電圧指令からフォーサで発生する真の加振力までの位相特性、および、真の共振器変位からピックオフ検出信号までの位相特性も重畳されるため、後者を考慮しなければ共振器に対する効率的な１次共振モードの励起とはならないという問題点もあった。
　本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、従来のフェーズ・ロックド・ループＰＬＬを使用せずに角度検出または角速度検出を行うことで、常に安定に動作し、更に半球共振器の１次共振周波数ロックに対する極めてスペクトル純度の高い動作と、当該１次共振周波数に対する高位相分解能を実現することで、角度または角速度検出分解能を向上させた半球共振型ジャイロを得ることを目的としている。
　本発明は、計測軸としての角度計測軸に対して軸対称な半球形状を有し、前記角度計測軸に対して垂直な平面において共振パターンを維持させるための半球共振器と、前記半球共振器を前記角度計測軸を介して支持する上側ハウジングおよび下側ハウジングと、前記上側ハウジングに対して前記角度計測軸回りに等間隔で配置され、前記半球共振器に対して半径方向の吸引力を発生させる複数のアクチュエータと、前記下側ハウジングに対して前記角度計測軸回りに等間隔で配置され、前記半球共振器の半径方向の変位を検出する複数の変位センサと、前記アクチュエータの駆動周波数に対応する正弦波信号および余弦波信号を生成する基準信号生成手段と、前記基準信号生成手段から出力される前記正弦波信号および前記余弦波信号と、複数の前記変位センサから出力される前記半球共振器の半径方向の前記変位とに基づいて、前記半球共振器に励起された共振モードの振動振幅及び波腹方位角、前記アクチュエータの交流駆動信号に対する共振位相特性、および、前記半球共振器に励起された波節直角位相振動の振動振幅を抽出する振動形状抽出手段と、前記振動形状抽出手段から出力される前記アクチュエータの前記交流駆動信号に対する前記共振位相特性に基づいて、前記アクチュエータの前記駆動周波数を前記半球共振器の共振周波数に一致させる駆動周波数補正手段と、前記振動形状抽出手段から出力される前記波節直角位相振動の前記振動振幅および前記共振モードの前記波腹方位角に基づいて、前記波節直角位相振動を抑制するための複数の前記アクチュエータの直流駆動信号を生成する波節直角位相振動制御手段と、前記振動形状抽出手段から出力される前記共振モードの前記振動振幅および前記波腹方位角と、前記基準信号生成手段から出力される前記余弦波信号とに基づいて、前記半球共振器に励起された前記共振モードの前記振動振幅を予め設定された一定値に制御し、かつ、前記共振モードの前記角度計測軸回りの自由な回転を実現するための複数の前記アクチュエータの前記交流駆動信号を生成する共振制御手段とを備え、前記半球共振器に励起された前記共振モードの前記波腹方位角から、前記半球共振器の前記角度計測軸方向の回転角度を検出する半球共振型ジャイロである。
　本発明によれば、従来のフェーズ・ロックド・ループＰＬＬを使用せずに、半球共振器に励起された１次共振モードおよび波節直角位相振動の詳細な振動形状を抽出することができるため、半球共振型ジャイロの動作を常に安定化し、半球共振器の１次共振周波数に対する極めてスペクトル純度の高い動作と高精度なロックが可能となり、さらに、１次共振周波数に対して高位相分解能を実現することで、角度検出分解能を向上させることができる。
本発明の実施の形態１から実施の形態４による、角度または角速度計測軸を含む平面に沿った、半球共振型ジャイロの簡略断面図である。 本発明の実施の形態１から実施の形態４による、角度または角速度計測軸に垂直な平面に沿った、半球共振型ジャイロの半球共振器、アクチュエータ、変位センサの空間配置を示す簡略図である。 本発明の実施の形態１および実施の形態２による半球共振型ジャイロの全体構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１から実施の形態４による振動形状抽出手段の内部構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１から実施の形態４による振動形状抽出手段において、正方向回転座標系、および負方向回転座標系の概要を示す簡略図である。 本発明の実施の形態１から実施の形態４による駆動周波数補正手段において、共振制御手段から出力されるアクチュエータ交流駆動信号から、振動形状抽出手段で抽出される共振モードのアクチュエータ交流駆動信号に対する共振位相特性までの位相関係の概要を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１から実施の形態４による駆動周波数補正手段において、共振制御手段から出力されるアクチュエータ交流駆動信号に対する、半球共振器変位の周波数特性を示す簡略図である。 本発明の実施の形態１から実施の形態４による駆動周波数補正手段の内部構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１から実施の形態４による波節直角位相振動制御手段の内部構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１から実施の形態４による波節直角位相振動制御手段において、動作の概要を示す簡略図である。 本発明の実施の形態１および実施の形態２による共振制御手段の内部構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１から実施の形態４による共振制御手段において、動作の概要を示す概略図である。 本発明の実施の形態３および実施の形態４による半球共振型ジャイロの全体構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態３および実施の形態４による共振制御手段の内部構成を示すブロック図である。
　実施の形態１．
　本発明の実施の形態１に係る半球共振型ジャイロの機械系構成を図１および図２に示す。
　図１は、本発明の実施の形態１に係る半球共振型ジャイロの機械系構成を説明するための、角度計測軸を含む平面に沿った断面図である。図２は、本発明に係る半球共振型ジャイロの機械系構成を説明するための、角度計測軸に垂直な平面に沿った、半球共振器、アクチュエータ、変位センサの空間配置を示す簡略図である。
　図１に示したように、本実施の形態１に係る半球共振型ジャイロの機械系は、角度計測軸１（Ｚ軸）に対して軸対称な半球形状を有する半球共振器２を備える。半球共振器２は、角度計測軸１に対して垂直な平面（ＸＹ平面）において、共振パターンを維持することができる。なお、図１に示すように、Ｘ軸はＺ軸に対して垂直な軸であり、また、図１においては、Ｙ軸の図示を省略しているが、Ｙ軸は、図２に示すように、Ｘ軸およびＺ軸に対して垂直な軸である。半球共振器２は、上側ハウジング３および下側ハウジング４によって角度計測軸１を介して支持されている。上側ハウジング３は、下方が開口した、矩形の箱型で、断面形状は台形となっている。また、下側ハウジング４は、板状部材で、上側ハウジング３の開口を塞ぐ大きさを有している。半球共振器２は、上側ハウジング３および下側ハウジング４から構成された筺体内に収容されている。上側ハウジング３には、半球共振器２に対して半径方向吸引力を発生させるための複数のアクチュエータＤj（ｊ＝１、２、・・・）が、角度計測軸１の回りに等間隔で配置されている。更に下側ハウジング４には、半球共振器２の半径方向変位を検出するための複数の変位センサＳk（ｋ＝１、２、・・・）が、角度計測軸１の回りに等間隔で配置されている。
　本発明に係る半球共振型ジャイロの最も一般的な構成としては、図２に示したように、計１６個のアクチュエータＤj（ｊ＝１、２、・・・、１６）を角度計測軸１の回りに２２．５度間隔で配置した構成のものである。当該構成においては、各アクチュエータＤj（ｊ＝１、２、・・・、１６）が発生する半径方向吸引力を制御することで、半球共振器２に対して１次共振モードを発生させる。この１次共振モードは、角度計測軸１に対して垂直な平面（ＸＹ平面）において楕円形状となり、例えばＸ－Ｙ直交軸を基準に１次共振モードを励起させた場合、図２において破線で示したＸ軸方向を長軸とする楕円形状と、同じく図２において一点鎖線で示したＹ軸方向を長軸とする楕円形状を、１／２周期毎に交互に繰り返す振動モードとなる。このとき、例えば点５で示す振動振幅が最大となる半球共振器２上の点を波腹、例えば点６で示す振動振幅が発生しない半球共振器２上の点を波節と呼ぶ。更に、本実施の形態に係る半球共振型ジャイロの最も一般的な構成としては、図２に示したように計８個の変位センサＳk（ｋ＝１、２、・・・、８）を角度計測軸１の回りに４５度間隔で配置して、半球共振器２に励起された振動に起因する半径方向変位を検出する。
　次に、本発明の実施の形態１による半球共振型ジャイロを図３～図１２に示す。
　図３は、本発明の実施の形態１による半球共振型ジャイロの全体構成を示すブロック図である。図３に示したように、この実施の形態１による半球共振型ジャイロは、半球共振器２、アクチュエータＤj（ｊ＝１、２、・・・、１６）、変位センサＳk（ｋ＝１、２、・・・、８）、基準信号生成手段１０、振動形状抽出手段１１、駆動周波数補正手段１２、波節直角位相振動制御手段１３、共振制御手段１４、角度スケールファクタ乗算手段１５、および、アクチュエータ駆動信号合成手段１６を備えている。
　図３に示した構成において、基準信号生成手段１０は、アクチュエータ駆動周波数ωrに対応する正弦波信号ｓｉｎ（ωrt）、および余弦波信号ｃｏｓ（ωrt）を生成する。
　振動形状抽出手段１１では、基準信号生成手段１０から出力される正弦波信号ｓｉｎ（ωrt）および余弦波信号ｃｏｓ（ωrt）と、複数の変位センサＳk（ｋ＝１、２、・・・、８）から出力される変位センサ出力Ｅk（ｋ＝１、２、・・・、８）とに基づいて、半球共振器２に励起された１次共振モードの振動振幅Ａ、波腹方位角θr、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）に対する共振位相特性φr、および、半球共振器に励起された波節直角位相振動の振動振幅Ｂを抽出する。
　駆動周波数補正手段１２では、振動形状抽出手段１１から出力されるアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）に対する共振位相特性φrに基づいて、アクチュエータ駆動周波数ωrを半球共振器２の共振周波数に一致させる。
　波節直角位相振動制御手段１３では、振動形状抽出手段１１から出力される波節直角位相振動の振動振幅Ｂおよび１次共振モードの波腹方位角θrに基づいて、波節直角位相振動を抑制するための複数のアクチュエータ直流駆動信号ｆNQj（ｊ＝１、２、・・・、１６）を生成する。
　共振制御手段１４では、振動形状抽出手段１１から出力される１次共振モードの振動振幅Ａおよび波腹方位角θrと、基準信号生成手段１０から出力される余弦波信号ｃｏｓ（ωrt）に基づいて、半球共振器２に励起された１次共振モードの振動振幅Ａを予め設定された一定値に制御し、かつ、１次共振モードの角度計測軸１の回りの自由な回転を実現する複数のアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）を生成する。
　アクチュエータ駆動信号合成手段１６では、波節直角位相振動制御手段１３から出力される複数のアクチュエータ直流駆動信号ｆNQj（ｊ＝１、２、・・・、１６）と、共振制御手段１４から出力される複数のアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）とを加算し、当該加算結果を加算信号として、アクチュエータＤj（ｊ＝１、２、・・・、１６）に出力する。こうして、この加算信号に基づいて、アクチュエータＤj（ｊ＝１、２、・・・、１６）を制御することで、アクチュエータ直流駆動信号ｆNQj（ｊ＝１、２、・・・、１６）によって半球共振器２上に１次共振モードのみが励起された状態を実現し、更に、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）によって１次共振モードの振動振幅Ａを予め設定された一定値に制御する。
　このとき、振動形状抽出手段１１から出力される１次共振モードの波腹方位角θrに対して、角度スケールファクタ乗算手段１５により、予め設定された角度スケールファクタＫθを乗ずることで、角度計測軸１方向の回転角度θを検出することができる。
　図４は、本発明の実施の形態１による半球共振型ジャイロにおいて、振動形状抽出手段１１の内部構成を示すブロック図、図５は、本発明の実施の形態１による振動形状抽出手段１１における、正方向回転座標系２８および負方向回転座標系２９の概要を示す簡略図である。
　図４に示したように、この実施の形態１による半球共振型ジャイロの振動形状抽出手段１１は、第１の合成手段２０、第２の合成手段２１、正方向回転座標変換手段２２、負方向回転座標変換手段２３、正方向低周波抽出手段２４、負方向低周波抽出手段２５、位相特性抽出手段２６、および、振動特性抽出手段２７から構成されている。
　当該構成において、まず、第１の合成手段２０によって、角度計測軸１に直交する第１の直交軸（図２におけるＸ－Ｙ直交軸）方向に配置された変位センサＳk（ｋ＝１、３、５、７）から出力される変位センサ出力Ｅk（ｋ＝１、３、５、７）を合成する。
　また、第２の合成手段２１によって、角度計測軸１に直交し、かつ、第１の直交軸に対して角度計測軸１の回りに４５度位相がずれた第２の直交軸方向に配置された変位センサＳk（ｋ＝２、４、６、８）から出力される変位センサ出力Ｅk（ｋ＝２、４、６、８）を合成する。
　次に、第１の合成手段２０からの出力を実数部ＥReとし、第２の合成手段２１からの出力を虚数部ＥImとする、複素表現ＥRe＋ｊＥImを、正方向回転座標変換手段２２および負方向回転座標変換手段２３に入力する。
　正方向回転座標変換手段２２では、基準信号生成手段１０から出力される正弦波信号ｓｉｎ（ωrt）および余弦波信号ｃｏｓ（ωrt）に基づいて、複素表現ＥRe＋ｊＥImを、図５（ａ）に示すようにアクチュエータ駆動周波数ωrに一致する回転速度ωrで正方向に回転する正方向回転座標系２８による表現Ｅ+に変換する。
　同様に、負方向回転座標変換手段２３では、基準信号生成手段１０から出力される正弦波信号ｓｉｎ（ωrt）および余弦波信号ｃｏｓ（ωrt）に基づいて、複素表現ＥRe＋ｊＥImを、図５（ｂ）に示すようにアクチュエータ駆動周波数ωrに一致する回転速度－ωrで負方向に回転する負方向回転座標系２９による表現Ｅ-に変換する。
　正方向回転座標変換手段２２から出力される正方向回転座標系表現Ｅ+、および、負方向回転座標変換手段２３から出力される負方向回転座標系表現Ｅ-は、それぞれ、正方向低周波抽出手段２４および負方向低周波抽出手段２５に入力される。
　正方向低周波抽出手段２４は、正方向回転座標変換手段２２から出力された正方向回転座標系表現Ｅ+から、予め設定された低周波成分ＥDC+を抽出する。
　負方向低周波抽出手段２５は、負方向回転座標変換手段２３から出力される負方向回転座標系表現Ｅ-から、予め設定された低周波成分ＥDC-を抽出する。
　位相特性抽出手段２６では、正方向低周波抽出手段２４からの出力ＥDC+、および、負方向低周波抽出手段２５からの出力ＥDC-に基づいて、半球共振器２に励起された１次共振モードのアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）に対する共振位相特性φrを算出して出力する。
　また、振動特性抽出手段２７では、正方向低周波抽出手段２４からの出力ＥDC+、負方向低周波抽出手段２５からの出力ＥDC-、および、位相特性抽出手段２６から出力される共振位相特性φrに基づいて、半球共振器２に励起された１次共振モードの振動振幅Ａ、波腹方位角θr、および、半球共振器に励起された波節直角位相振動の振動振幅Ｂを算出して出力する。
　図６は、本発明の実施の形態１による半球共振型ジャイロにおいて、共振制御手段１４から出力されるアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）から、振動形状抽出手段１１で抽出される共振位相特性φrまでの位相関係の概要を示すブロック図である。図７は、本発明の実施の形態１による駆動周波数補正手段１２において、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）に対する半球共振器変位の周波数特性を示す簡略図である。図８は、本発明の実施の形態１による駆動周波数補正手段１２の内部構成を示すブロック図である。
　本発明に係る半球共振型ジャイロでは、図６に示すように、アクチュエータＤj（ｊ＝１、２、・・・、１６）において、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）から半球共振器２に対して作用する真の半径方向吸引力までの特性として、アクチュエータ駆動周波数ωrにおいて位相特性ΨDが存在する。また、変位センサＳk（ｋ＝１、２、・・・、８）においても、半球共振器２における真の半径方向変位から変位センサ出力Ｅk（ｋ＝１、２、・・・、８）までの特性として、アクチュエータ駆動周波数ωrにおいて位相特性ΨSが存在する。一方、半球共振器２における真の半径方向吸引力から真の半径方向変位までの位相特性は、アクチュエータ駆動周波数ωrに応じて０度から－１８０度まで変化し、振動形状抽出手段１１における変位センサ出力Ｅk（ｋ＝１、２、・・・、８）から共振位相特性φrまでの位相特性は、アクチュエータ駆動周波数ωrによらずほぼ０度となる。
　図６に示す位相関係を踏まえると、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）に対する半球共振器変位の周波数特性は、図７に示す通りとなり、ゲイン特性３０は半球共振器２の１次共振周波数３２において共振ピークを生ずる。一方、共振位相特性φrに関する位相特性３１は、アクチュエータ駆動周波数ωrに応じてΨD＋ΨSからΨD＋ΨS－１８０度まで変化し、かつ、半球共振器２の１次共振周波数３２においてΨD＋ΨS－９０度となる。
　図８に示したように、この実施の形態１による半球共振型ジャイロの駆動周波数補正手段１２は、積分器３３を備え、振動形状抽出手段１１から出力される共振位相特性φrから共振位相特性指令φr *を減じた信号を積分器３３によって積分し、積分器３３の出力とアクチュエータ駆動周波数の初期値ωr0との加算値によって、アクチュエータ駆動周波数ωrを制御している。
　図９は、本発明の実施の形態１による半球共振型ジャイロにおいて、波節直角位相振動制御手段１３の内部構成を示すブロック図である。図１０は、本発明の実施の形態１による波節直角位相振動制御手段１３において、動作の概要を示す概略図である。
　図９に示したように、この実施の形態１による半球共振型ジャイロの波節直角位相振動制御手段１３は、電気的剛性制御手段４０と直流駆動電圧分配手段４１とを備えている。
　電気的剛性制御手段４０は、振動形状抽出手段１１から出力される波節直角位相振動の振動振幅Ｂの符号反転値が入力され、波節直角位相振動を抑制するための電気的剛性補正指令ｕNQを生成する。
　直流駆動電圧分配手段４１は、電気的剛性制御手段４０から出力される電気的剛性補正指令ｕNQ、および、振動形状抽出手段１１から出力される１次共振モードの波腹方位角θrに基づいて、電気的剛性補正指令ｕNQが正符号の場合には、図１０（ａ）に示すように、波腹方位角θrに対して＋２２．５度位相がずれた直交軸方向を、半球共振器２に対する電気的剛性補正軸４２とする。一方、電気的剛性補正指令ｕNQが負符号の場合には、図１０（ｂ）に示すように、波腹方位角θrに対して－２２．５度位相がずれた直交軸方向を半球共振器２に対する電気的剛性補正軸４２とする。更に、図１０において、太線矢印で示したように、電気的剛性補正軸４２に沿って、電気的剛性補正指令ｕNQの絶対値に対応する半径方向吸引力が半球共振器２に作用するように、電気的剛性補正軸４２の両側に配置された各１個のアクチュエータに対して、アクチュエータ直流駆動信号ｆNQj（ｊ＝１、２、・・・、１６）を分配する。
　図１１は、本発明の実施の形態１による半球共振型ジャイロにおいて、共振制御手段１４の内部構成を示すブロック図である。図１２は、本発明の実施の形態１による共振制御手段１４において、動作の概要を示す概略図である。
　図１１に示したように、この実施の形態１による半球共振型ジャイロの共振制御手段１４は、共振振幅制御手段５０と、交流駆動電圧分配手段５１とを備えている。
　当該構成において、まず、振動形状抽出手段１１から出力される半球共振器２に励起された１次共振モードの振動振幅Ａと、予め一定値に設定された振動振幅指令Ａ*との振動振幅偏差が、共振振幅制御手段５０に入力される。
　共振振幅制御手段５０では、振動振幅偏差を零とするような制御指令を算出し、当該制御指令と振動振幅指令Ａ*との加算値を共振振幅指令ｕRESとして交流駆動電圧分配手段５１に対して出力する。
　交流駆動電圧分配手段５１では、振動形状抽出手段１１から出力される半球共振器２に励起された１次共振モードの波腹方位角θrを共振位相指令χとして、共振振幅指令ｕRES、共振位相指令χ、および、基準信号生成手段１０から出力される余弦波信号ｃｏｓ（ωrｔ）に基づいて、アクチュエータＤj（ｊ＝１、２、・・・、１６）に対するアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）を分配する。
　特に、本発明の実施の形態１による交流駆動電圧分配手段５１では、図１２において太線矢印で示したように、共振振幅指令ｕRESと余弦波信号ｃｏｓ（ωrｔ）で決定されるそれぞれ逆位相の半径方向吸引力ｕRES［ｃｏｓ（ωrｔ）＋１］、ｕRES［－ｃｏｓ（ωrｔ）＋１］が、共振位相指令χで規定される直交軸に沿って９０度間隔で交互に半球共振器２に対して作用するように、当該直交軸の両側に配置された各１個のアクチュエータに対して、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）を分配する構成としている。
　次に、本発明の実施の形態１による半球共振型ジャイロの動作について説明する。
　図１および図２に示したように、本発明の実施の形態１による半球共振型ジャイロの半球共振器２は、角度計測軸１（Ｚ軸）に対して軸対称な半球形状であり、上側ハウジング３、および下側ハウジング４によって角度計測軸１で支持されている。上側ハウジング３には、計１６個のアクチュエータＤj（ｊ＝１、２、・・・、１６）を角度計測軸１の回りに２２．５度間隔で配置しており、半球共振器２に対して各アクチュエータＤj（ｊ＝１、２、・・・、１６）で発生する半径方向吸引力を制御することで、１次共振モードを発生させる。更に、下側ハウジング４には、計８個の変位センサＳk（ｋ＝１、２、・・・、８）を角度計測軸１の回りに４５度間隔で配置しており、半球共振器２に励起された振動の半径方向変位を検出する。
　半球共振器２に励起される１次共振モードは、角度計測軸１に対して垂直な平面（ＸＹ平面）において楕円形状となる。例えば、図２に示すアクチュエータＤ1、Ｄ9の組、および、Ｄ5、Ｄ13の組に対するアクチュエータ交流駆動信号ｆRES1、ｆRES9、およびｆRES5、ｆRES13として、それぞれ、下記の（１）式に示す、同一振幅で逆位相の余弦波駆動信号を作用させた場合、半球共振器２には破線で示したＸ軸方向を長軸とする楕円形状と、一点鎖線で示したＹ軸方向を長軸とする楕円形状を、１／２周期毎に交互に繰り返す１次共振モードが励起される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　半球部分の密度および剛性が完全に均一となる理想的な半球共振器２では、アクチュエータＤj（ｊ＝１、２、・・・、１６）による上記のような強制加振によって、半球共振器２上に１次共振モードのみが励起される。しかしながら、密度および剛性に不均一性を有する現実の半球共振器２では、例えば、図２の点６で示す１次共振モードの波節を新たな波腹とし、かつ、１次共振モードに対して９０度位相差で振動する波節直角位相振動が発生し、当該振動が半球共振型ジャイロで検出する回転角度のドリフト要因となる。
　半球共振器２に励起された１次共振モード、および、波節直角位相振動による半径方向変位は、図３に示したように変位センサＳk（ｋ＝１、２、・・・、８）によって検出され、このときの変位センサ出力Ｅk（ｋ＝１、２、・・・、８）は、一般に次式（２）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ただし、Ａ：１次共振モード・振動振幅、
　　　　　θr：１次共振モード・波腹方位角、
　　　　　φr：１次共振モード・アクチュエータ交流駆動信号に対する共振位相特性、
　　　　　Ｂ：波節直角位相振動・振動振幅、
　　　　　ωr：アクチュエータ駆動周波数≒１次共振周波数。
　振動形状抽出手段１１では、式（２）で与えられる変位センサ出力Ｅk（ｋ＝１、２、・・・、８）、および、基準信号生成手段１０で生成されるアクチュエータ駆動周波数ωrに対応する正弦波信号ｓｉｎ（ωrt）および余弦波信号ｃｏｓ（ωrt）を入力として、半球共振器２に励起された１次共振モードの振動振幅Ａ、波腹方位角θr、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）に対する共振位相特性φr、および、半球共振器に励起された波節直角位相振動の振動振幅Ｂを抽出する。
　具体的には、図４に示すように、第１の直交軸（図２におけるＸ－Ｙ直交軸）方向に配置された変位センサＳk（ｋ＝１、３、５、７）による変位センサ出力Ｅk（ｋ＝１、３、５、７）、および、第１の直交軸に対して角度計測軸１の回りに４５度位相がずれた第２の直交軸方向に配置された変位センサＳk（ｋ＝２、４、６、８）による変位センサ出力Ｅk（ｋ＝２、４、６、８）を、それぞれ第１の合成手段２０、および、第２の合成手段２１によって次式（３）で合成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　次に、第１の合成手段２０からの出力ＥReを実数部とし、第２の合成手段２１からの出力ＥImを虚数部とする下記の式（４）で示す複素表現を求め、正弦波信号ｓｉｎ（ωrt）および余弦波信号ｃｏｓ（ωrt）と共に正方向回転座標変換手段２２、および、負方向回転座標変換手段２３に入力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　正方向回転座標変換手段２２、および負方向回転座標変換手段２３では、式（４）で与えられる複素表現Ｅを、次式（５）を用いて、図５に示したアクチュエータ駆動周波数ωrに一致する回転速度で正負方向に回転する正方向回転座標系２８、および、負方向回転座標系２９による表現Ｅ+、Ｅ-に変換する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　式（５）で与えられる正方向回転座標系表現Ｅ+、および負方向回転座標系表現Ｅ-は、それぞれ正方向低周波抽出手段２４、および負方向低周波抽出手段２５によって、下式（６）で示される低周波成分ＥDC+，ＥDC-が抽出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　また、位相特性抽出手段２６によって、低周波成分ＥDC+，ＥDC-から、下式（７）を用いて、半球共振器２に励起された１次共振モードのアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）に対する共振位相特性φrが算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　ただし、ここでは、実際の１次共振モードおよび波節直角位相振動の振動振幅が、下式（８）の関係となることを用いている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　更に、振動特性抽出手段２７において、正方向低周波抽出手段２４および負方向低周波抽出手段２５からの出力ＥDC+，ＥDC-（式（６）参照）、および、位相特性抽出手段２６から出力される共振位相特性φr（式（７）参照）に基づいて、下式（９）で示されるＥａ，Ｅｂを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　振動特性抽出手段２７は、Ｅａ，Ｅｂを用いて、半球共振器２に励起された１次共振モードの波腹方位角θrを下式（１０）で算出し、振動振幅Ａを下式（１１）で算出し、波節直角位相振動の振動振幅Ｂを下式（１２）で算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　図３に示す駆動周波数補正手段１２では、振動形状抽出手段１１から出力される共振位相特性φrに基づいて、アクチュエータ駆動周波数ωrが半球共振器２の１次共振周波数に一致するように補正する。
　一般に、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）から、振動形状抽出手段１１で抽出される共振位相特性φrまでの位相関係は図６に示す通りである。すなわち、共振位相特性φrには、半球共振器２における真の半径方向吸引力から真の半径方向変位までの、アクチュエータ駆動周波数ωrに応じて０度から－１８０度まで変化する位相特性に加えて、アクチュエータＤj（ｊ＝１、２、・・・、１６）における、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）から半球共振器２に対して作用する真の半径方向吸引力までの位相特性ΨD、および、変位センサＳk（ｋ＝１、２、・・・、８）における、半球共振器２における真の半径方向変位から変位センサ出力Ｅk（ｋ＝１、２、・・・、８）までの位相特性ΨSが存在する。
　したがって、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）に対する半球共振器変位の周波数特性は、図７に示す通りとなる。すなわち、共振位相特性φrに関する位相特性３１は、アクチュエータ駆動周波数ωrに応じてΨD＋ΨSからΨD＋ΨS－１８０度まで変化し、かつ、半球共振器２の１次共振周波数３２においてΨD＋ΨS－９０度となる。
　そこで、駆動周波数補正手段１２では、アクチュエータ駆動周波数ωrおけるアクチュエータ位相特性ΨD、および変位センサ位相特性ΨSを用いて、図８における共振位相特性指令φr *を下式（１３）に設定し、共振位相特性φrから共振位相特性指令φr *を減じた信号を積分器３３によって積分して、積分器３３の出力とアクチュエータ駆動周波数の初期値ωr0との加算値を求め、当該加算値によって、アクチュエータ駆動周波数ωrを制御している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　これにより、
（ａ）アクチュエータ駆動周波数ωr＜半球共振器２の１次共振周波数３２
　　　　　　⇔　　共振位相特性φr＞共振位相特性指令φr *の場合は、
　アクチュエータ駆動周波数ωrが高周波側へシフトし、
（ｂ）アクチュエータ駆動周波数ωr＞半球共振器２の１次共振周波数３２
　　　　　　⇔　　共振位相特性φr＜共振位相特性指令φr *の場合は、
　アクチュエータ駆動周波数ωrが低周波側へシフトする。
　そのため、
　アクチュエータ駆動周波数ωr＝半球共振器２の１次共振周波数３２
　　　　　　⇔　　共振位相特性φr＝共振位相特性指令φr *で、
駆動周波数補正手段１２が安定化し、半球共振器２における真の１次共振周波数３２を高精度にロックする。
　図３に示す波節直角位相振動制御手段１３では、振動形状抽出手段１１から出力される波節直角位相振動の振動振幅Ｂおよび１次共振モードの波腹方位角θrに基づいて、波節直角位相振動を抑制するための複数のアクチュエータ直流駆動信号ｆNQj（ｊ＝１、２、・・・、１６）を生成する。
　具体的には、図９に示すように波節直角位相振動における振動振幅Ｂの符号反転値から、連続系伝達関数が下式（１４）で与えられるＰＩ制御器で構成した電気的剛性制御手段４０によって、波節直角位相振動を抑制するための電気的剛性補正指令ｕNQを生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　ただし、ＫNQP：比例ゲイン、
　　　　　ＫNQI：積分ゲインとする。
　直流駆動電圧分配手段４１では、はじめに、電気的剛性補正指令ｕNQの符号、および振動形状抽出手段１１から出力される１次共振モードの波腹方位角θrに基づいて、電気的剛性補正指令ｕNQが正符号の場合には、図１０（ａ）に示すように波腹方位角θrに対して＋２２．５度位相がずれた直交軸方向を、負符号の場合には、図１０（ｂ）に示すように波腹方位角θrに対して－２２．５度位相がずれた直交軸方向を、半球共振器２に対する電気的剛性補正軸４２として設定する。次に、図１０の太線矢印で示したように、電気的剛性補正軸４２に沿って電気的剛性補正指令ｕNQの絶対値に対応する半径方向吸引力が半球共振器２に作用するように、下式（１５）～（１８）に基づいてアクチュエータ直流駆動信号ｆNQj（ｊ＝１、２、・・・、１６）を決定する。
　ただし、ξ：ＸＹ平面第１象限に存在する電気的剛性補正軸４２が、Ｘ軸となす角度とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　これは、電気的剛性補正軸４２の両側に配置された各１個のアクチュエータによって、電気的剛性補正指令ｕNQを実現することに対応しており、本構成によって現実の半球共振器２における不均一性を電気的に補正し、波節直角位相振動を抑制する。
　図３に示す共振制御手段１４では、振動形状抽出手段１１から出力される１次共振モードの振動振幅Ａおよび波腹方位角θrと、基準信号生成手段１０から出力される余弦波信号ｃｏｓ（ωrt）とに基づいて、半球共振器２に励起された１次共振モードの振動振幅Ａを予め設定した一定値に制御し、かつ、１次共振モードの角度計測軸１の回りの自由な回転を実現するアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）を生成する。
　具体的には、図１１に示すように、予め設定された一定値に設定した振動振幅指令Ａ*と、実際の振動振幅Ａとの振動振幅偏差とから、連続系伝達関数が下式（１９）で与えられるＰＩ制御器で構成した共振振幅制御手段５０によって振動振幅偏差を零とするような制御指令を算出し、当該制御指令と振動振幅指令Ａ*との加算値を、共振振幅指令ｕRESとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　ただし、ＫAP：比例ゲイン、
　　　　　ＫAI：積分ゲインとする。
　更に、半球共振器２に励起された１次共振モードの波腹方位角θrをそのまま共振位相指令χとして、共振振幅指令ｕRES、共振位相指令χ、および、基準信号生成手段１０から出力される余弦波信号ｃｏｓ（ωrｔ）を、交流駆動電圧分配手段５１に入力する。交流駆動電圧分配手段５１では、図１２の太線矢印で示したように、共振振幅指令ｕRESと余弦波信号ｃｏｓ（ωrｔ）で決定されるそれぞれ逆位相の半径方向吸引力ｕRES［ｃｏｓ（ωrｔ）＋１］、および、ｕRES［－ｃｏｓ（ωrｔ）＋１］が、共振位相指令χで規定される直交軸に沿って９０度間隔で交互に半球共振器２に対して作用するように、下式（２０）～（２７）に基づいてアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）を決定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　これは、共振位相指令χで規定される直交軸の両側に配置された各１個のアクチュエータによって、半径方向吸引力ｕRES［ｃｏｓ（ωrｔ）＋１］、および、ｕRES［－ｃｏｓ（ωrｔ）＋１］を実現することに対応しており、本構成によって１次共振モードの振動振幅Ａを予め設定された一定値に制御し、かつ角度計測軸１の回りの自由な回転を実現する。
　図３に示すアクチュエータ直流駆動信号ｆNQj（ｊ＝１、２、・・・、１６）、および、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）は、アクチュエータ駆動信号合成手段１６によって加算され、当該加算信号に基づいてアクチュエータＤj（ｊ＝１、２、・・・、１６）を制御する。このとき、振動形状抽出手段１１から出力される１次共振モードの波腹方位角θrに対して、角度スケールファクタ乗算手段１５で、予め設定された角度スケールファクタＫθを乗ずることで、角度計測軸１方向の回転角度θが検出される。
　このように、本発明の実施の形態１による半球共振型ジャイロにより、従来のフェーズ・ロックド・ループＰＬＬを使用せずに半球共振器２に励起された１次共振モード、および、波節直角位相振動の詳細な振動形状を抽出することができるため、半球共振型ジャイロの動作を常に安定化することが可能となる。また、半球共振器２の１次共振周波数３２に対する極めてスペクトル純度の高い動作と高位相分解能を実現することができるため、半球共振型ジャイロの角度検出分解能を向上させることが可能となる。
　更に、本発明の実施の形態１による半球共振型ジャイロによって、半球共振器２における真の１次共振周波数３２を高精度にロックすることが可能となるため、半球共振器２に対して効率的な１次共振モードの励起を実現するための、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）の位相特性を生成することが可能となる。また、１次共振モードの角度計測軸１の回りの自由な回転を実現するためのアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）に関して、その生成に必要な制御演算量を低減することが可能となる。
　加えて、本発明の実施の形態１による半球共振型ジャイロによって、波節直角位相振動を抑制し、半球共振器２に対して１次共振モードのみが励起された状態を実現することができるため、半球共振型ジャイロで検出する回転角度のドリフトを抑制することが可能となる。
　なお、本発明の実施の形態１による半球共振型ジャイロでは、計１６個のアクチュエータ、および計８個の変位センサを適用し、その空間配置を図２に示す構成としたが、本発明はこれに限定するものではなく、アクチュエータに関しては半球共振器２に対する１次共振モードの励起と波節直角位相振動の抑制が実現できる構成であればよく、変位センサに関しては互いに４５度位相がずれた２組の直交軸方向について、半球共振器２の半径方向変位が検出できる構成であればよい。
　また、本発明の実施の形態１による半球共振型ジャイロでは、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）の生成に関して、アクチュエータ駆動周波数ωrの余弦波信号ｃｏｓ（ωrｔ）を適用したが、本発明はこれに限定するものではなく、対応する数式を適宜変更することにより、正弦波信号ｓｉｎ（ωrｔ）を適用してもよい。
　以上のように、本実施の形態１は、計測軸としての角度計測軸１に対して軸対称な半球形状を有し、角度計測軸１に対して垂直な平面において共振パターンを維持させるための半球共振器２と、半球共振器２を角度計測軸１を介して支持する上側ハウジング３および下側ハウジング４と、上側ハウジング３に対して角度計測軸回りに等間隔で配置され、半球共振器２に対して半径方向の吸引力を発生させる複数のアクチュエータＤjと、下側ハウジング４に対して角度計測軸回りに等間隔で配置され、半球共振器２の半径方向の変位を検出する複数の変位センサＳkと、アクチュエータＤjの駆動周波数に対応する正弦波信号および余弦波信号を生成する基準信号生成手段１０と、基準信号生成手段１０から出力される正弦波信号および余弦波信号と、複数の変位センサＳkから出力される半球共振器２の半径方向の変位とに基づいて、半球共振器２に励起された共振モードの振動振幅及び波腹方位角、アクチュエータＤjの交流駆動信号に対する共振位相特性、および、半球共振器２に励起された波節直角位相振動の振動振幅を抽出する振動形状抽出手段１１と、振動形状抽出手段１１から出力されるアクチュエータＤjの交流駆動信号に対する共振位相特性に基づいて、アクチュエータＤjの駆動周波数を半球共振器２の共振周波数に一致させる駆動周波数補正手段１２と、振動形状抽出手段１１から出力される波節直角位相振動の振動振幅および共振モードの波腹方位角に基づいて、波節直角位相振動を抑制するための複数のアクチュエータＤjの直流駆動信号を生成する波節直角位相振動制御手段１３と、振動形状抽出手段１１から出力される共振モードの振動振幅および波腹方位角と、基準信号生成手段１０から出力される余弦波信号とに基づいて、半球共振器２に励起された共振モードの振動振幅を予め設定された一定値に制御し、かつ、共振モードの角度計測軸回りの自由な回転を実現するための複数のアクチュエータＤjの交流駆動信号を生成する共振制御手段１４とを備え、半球共振器２に励起された共振モードの波腹方位角から、半球共振器２の角度計測軸方向の回転角度を検出する半球共振型ジャイロである。
　この構成により、従来のフェーズ・ロックド・ループＰＬＬを使用せずに半球共振器に励起された１次共振モード、および波節直角位相振動の詳細な振動形状を抽出することができるため、半球共振型ジャイロの動作を常に安定化し、半球共振器の１次共振周波数に対する極めてスペクトル純度の高い動作と高精度なロックが可能となる。
　また、本構成に基づく振動形状抽出により、半球共振器の１次共振周波数に対して高位相分解能を実現することができ、半球共振型ジャイロの角度検出分解能を向上させることが可能となる。
　更に、本構成によって半球共振器における真の１次共振周波数を高精度にロックすることが可能となるため、半球共振器に対して効率的な１次共振モードの励起を実現するための、アクチュエータ交流駆動信号の位相特性を生成することができる。
　また、本実施の形態においては、振動形状抽出手段１１が、角度計測軸１に直交する第１の直交軸方向に配置された変位センサＳkの出力を合成する第１の合成手段２０と、角度計測軸１に直交し、第１の直交軸に対して計測軸回りに４５度位相がずれた第２の直交軸方向に配置された変位センサＳkの出力を合成する第２の合成手段２１と、第１の合成手段２０からの出力を実数部として第２の合成手段２１からの出力を虚数部とする複素表現を、アクチュエータＤjの駆動周波数に一致する回転速度で正方向に回転する回転座標系による表現に変換する正方向回転座標変換手段２２と、第１の合成手段２０からの出力を実数部として第２の合成手段２１からの出力を虚数部とする複素表現を、アクチュエータＤjの駆動周波数に一致する回転速度で負方向に回転する回転座標系による表現に変換する負方向回転座標変換手段２３と、正方向回転座標変換手段２２の出力から予め設定された低周波成分を抽出する正方向低周波抽出手段２４と、負方向回転座標変換手段２３の出力から予め設定された低周波成分を抽出する負方向低周波抽出手段２５と、正方向低周波抽出手段２４および負方向低周波抽出手段２５の出力に基づいて、半球共振器２に励起された共振モードのアクチュエータＤjの交流駆動信号に対する共振位相特性を算出する位相特性抽出手段２６と、正方向低周波抽出手段２４および負方向低周波抽出手段２５の出力および位相特性抽出手段２６の出力に基づいて、半球共振器２に励起された共振モードの振動振幅及び波腹方位角、および、半球共振器２に励起された波節直角位相振動の振動振幅を抽出する振動特性抽出手段２７とを有している。
　この構成により、従来のフェーズ・ロックド・ループＰＬＬを使用せずに半球共振器に励起された１次共振モード、および波節直角位相振動の詳細な振動形状を抽出することができるため、半球共振型ジャイロの動作を常に安定化し、更に半球共振器の１次共振周波数に対して極めてスペクトル純度の高い動作と、当該１次共振周波数に対する高位相分解能の実現により、半球共振型ジャイロの角度検出分解能を向上させることができる。
　また、本実施の形態においては、駆動周波数補正手段１２が、振動形状抽出手段１１から出力されるアクチュエータＤjの交流駆動信号に対する共振位相特性を、アクチュエータＤjの駆動周波数におけるアクチュエータ位相特性と、アクチュエータＤjの駆動周波数における変位センサ位相特性と、－９０度との合計値に固定するように、アクチュエータＤjの駆動周波数を制御する。
　この構成により、半球共振器２における真の１次共振周波数を高精度にロックすることが可能となり、更に半球共振器２に対して効率的な１次共振モードの励起を実現するための、アクチュエータ交流駆動信号の位相特性を生成することができる。
　また、波節直角位相振動制御手段１３が、振動形状抽出手段１１から出力される波節直角位相振動の振動振幅に基づいて、波節直角位相振動を抑制するための電気的剛性補正指令を生成する電気的剛性制御手段４０と、電気的剛性制御手段４０から出力される電気的剛性補正指令の符号に応じて、前記符号が正符号の場合には共振モードの波腹方位角に対して＋２２．５度位相がずれた直交軸方向を、符号が負符号の場合には共振モードの波腹方位角に対して－２２．５度位相がずれた直交軸方向を、半球共振器２に対する電気的剛性補正軸とし、電気的剛性補正軸の両側に配置された各１個のアクチュエータＤjに対して、電気的剛性補正指令の絶対値に基づいてアクチュエータＤjの直流駆動信号を分配する直流駆動電圧分配手段４１とを有する。
　この構成により、波節直角位相振動を抑制して、半球共振器に対して１次共振モードのみが励起された状態を実現することができるため、半球共振型ジャイロで検出する角度出力のドリフトを抑制することが可能となる。
　また、本実施の形態によれば、共振制御手段１４が、半球共振器２に励起された共振モードの振動振幅を一定値に制御する共振振幅指令を生成する共振振幅制御手段５０と、半球共振器２に励起された共振モードの波腹方位角を共振位相指令として、共振振幅指令、共振位相指令、および、基準信号生成手段１０から出力される余弦波信号に基づいて、複数のアクチュエータＤjに対する交流駆動信号を分配する交流駆動電圧分配手段５１とを有する。
　この構成により、半球共振器に対する効率的な１次共振モードの励起と、１次共振モードの角度計測軸回りの自由な回転を実現するための、アクチュエータ交流駆動信号を生成することが可能となる。
　また、本実施の形態によれば、共振制御手段１４の交流駆動電圧分配手段５１は、共振位相指令で規定される角度計測軸１に直交する直交軸の両側に配置された各１個のアクチュエータＤjに対して、共振振幅制御手段５０から出力される共振振幅指令および基準信号生成手段１０から出力される余弦波信号に基づいて、アクチュエータＤjの交流駆動信号を分配する。
　この構成により、半球共振器に対する所望の１次共振モード励起に関して、アクチュエータ交流駆動信号の生成に必要な制御演算量を低減することが可能となる。
　実施の形態２．
　本発明の実施の形態２による半球共振型ジャイロにおいて、半球共振型ジャイロの機械系構成に関する角度計測軸を含む平面に沿った断面図、および、角度計測軸に垂直な平面に沿った、半球共振器、アクチュエータ、変位センサの空間配置を示す簡略図は、実施の形態１の図１および図２と同一である。
　また、本発明の実施の形態２による半球共振型ジャイロにおいて、全体構成を示すブロック図、振動形状抽出手段１１の内部構成を示すブロック図、振動形状抽出手段１１において適用する正方向回転座標系２８、および、負方向回転座標系２９の概要を示す簡略図、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）から共振位相特性φrまでの位相関係の概要を示すブロック図、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）に対する半球共振器変位の周波数特性を示す簡略図、および、駆動周波数補正手段１２の内部構成を示すブロック図は、実施の形態１の図３、図４、図５、図６、図７、および図８と同一である。
　更に、本発明の実施の形態２による半球共振型ジャイロにおいて、波節直角位相振動制御手段１３の内部構成を示すブロック図、波節直角位相振動制御手段１３における動作の概要を示す簡略図、共振制御手段１４の内部構成を示すブロック図、および、共振制御手段１４における動作の概要を示す簡略図は、実施の形態１の図９、図１０、図１１、および図１２と同一である。
　従って、本実施の形態２においては、実施の形態１の図１～図１２を参照し、ここでは、同一の構成については説明を省略し、以下では、実施の形態１と異なる動作について説明する。
　以下、本発明の実施の形態２に係る半球共振型ジャイロの動作について説明する。
　本発明の実施の形態２による半球共振型ジャイロの駆動周波数補正手段１２では、図７に示した共振位相特性φrに関する位相特性３１について、半球共振器の共振周波数３２に対して予め設定された一定の周波数だけアクチュエータ駆動周波数ωrを低く設定した場合の共振位相特性を、下式（２８）とし、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
 　半球共振器の共振周波数３２に対して予め設定された一定の周波数だけアクチュエータ駆動周波数ωrを高く設定した場合の共振位相特性を、下式（２９）として取得し、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
 　図８における共振位相特性指令φr *を、当該位相特性の平均値として、下式（３０）に設定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
　一般に、半球共振器２における１次共振特性のＱ値は非常に高く、位相特性３１は共振周波数３２の近傍で急峻に変化するため、アクチュエータ駆動周波数ωrを共振周波数３２に対して概略ア１Ｈｚ程度変化させることで、式（２８）および式（２９）を取得することができる。本構成により、アクチュエータ駆動周波数ωrにおけるアクチュエータ位相特性ΨD、および、変位センサ位相特性ΨSが不明でも、式（２８）および式（２９）で与えられる共振位相特性を特定することで、半球共振器２における真の１次共振周波数３２を高精度にロックすることが可能となる。
　次に、本発明の実施の形態２による半球共振型ジャイロの交流駆動電圧分配手段５１では、図１２の太線矢印で示したように、共振振幅指令ｕRESと余弦波信号ｃｏｓ（ωrｔ）で決定されるそれぞれ逆位相の半径方向吸引力ｕRES［ｃｏｓ（ωrｔ）＋１］およびｕRES［－ｃｏｓ（ωrｔ）＋１］が、共振位相指令χで規定される直交軸に沿って９０度間隔で交互に半球共振器２に対して作用するように、下式（３１）～（３８）に基づいてアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）を決定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000036
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000037
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000038
　これは、各アクチュエータにおける発生吸引力のノルムが最小となるように、共振位相指令χで規定される直交軸の両側に配置された各２個のアクチュエータによって、半径方向吸引力ｕRES［ｃｏｓ（ωrｔ）＋１］およびｕRES［－ｃｏｓ（ωrｔ）＋１］を実現することに対応している。また、余弦波吸引力指令の平方根をアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）とすることで、アクチュエータとして発生吸引力が印加電圧の２乗に比例するような静電容量式アクチュエータを適用した場合において、より正確なアクチュエータ発生吸引力の制御を可能とする。
　このように、本発明の実施の形態２による半球共振型ジャイロにより、従来のフェーズ・ロックド・ループＰＬＬを使用せずに、半球共振器２に励起された１次共振モードおよび波節直角位相振動の詳細な振動形状を抽出することができるため、半球共振型ジャイロの動作を常に安定化することが可能となる。また、半球共振器２の１次共振周波数３２に対する極めてスペクトル純度の高い動作と高位相分解能を実現することができるため、半球共振型ジャイロの角度検出分解能を向上させることが可能となる。
　更に、本発明の実施の形態２による半球共振型ジャイロによって、アクチュエータ駆動周波数ωrにおけるアクチュエータ位相特性ΨD、および変位センサ位相特性ΨSが不明でも、半球共振器２における真の１次共振周波数３２を高精度にロックすることが可能となるため、半球共振器２に対して効率的な１次共振モードの励起を実現するための、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）の位相特性を生成することが可能となる。また、１次共振モードの角度計測軸１の回りの自由な回転を実現するためのアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）に関して、アクチュエータとして発生吸引力が印加電圧の２乗に比例するような静電容量式アクチュエータを適用した場合において、各アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）の印加電圧レベルを低減すると共に、より正確なアクチュエータ発生吸引力の制御が可能となる。
　加えて、本発明の実施の形態２による半球共振型ジャイロによって、波節直角位相振動を抑制し、半球共振器２に対して１次共振モードのみが励起された状態を実現することができるため、半球共振型ジャイロで検出する回転角度のドリフトを抑制することが可能となる。
　なお、本発明の実施の形態２による半球共振型ジャイロでは、計１６個のアクチュエータ、および計８個の変位センサを適用し、その空間配置を図２に示す構成としたが、本発明はこれに限定するものではなく、アクチュエータに関しては半球共振器２に対する１次共振モードの励起と波節直角位相振動の抑制が実現できる構成であればよく、変位センサに関しては互いに４５度位相がずれた２組の直交軸方向について、半球共振器２の半径方向変位が検出できる構成であればよい。
　また、本発明の実施の形態２による半球共振型ジャイロでは、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）の生成に関して、アクチュエータ駆動周波数ωrの余弦波信号ｃｏｓ（ωrｔ）を適用したが、本発明はこれに限定するものではなく、対応する数式を適宜変更することにより、正弦波信号ｓｉｎ（ωrｔ）を適用してもよい。
　以上のように、本実施の形態２によれば、上記の実施の形態１と同様の効果が得られる。
　さらに、本実施の形態によれば、駆動周波数補正手段１２は、振動形状抽出手段１１から出力されるアクチュエータＤjの交流駆動信号に対する共振位相特性を、半球共振器２の共振周波数に対して予め設定された周波数だけアクチュエータＤjの駆動周波数を低く設定した場合の共振位相特性と、半球共振器２の共振周波数に対して予め設定された周波数だけアクチュエータＤjの駆動周波数を高く設定した場合の共振位相特性との平均値に固定するように、アクチュエータＤjの駆動周波数を制御する。
　この構成により、アクチュエータ駆動周波数におけるアクチュエータ位相特性、および変位センサ位相特性が不明でも、半球共振器における真の１次共振周波数を高精度にロックすることが可能となり、更に半球共振器に対して効率的な１次共振モードの励起を実現するための、アクチュエータ交流駆動信号の位相特性を生成することができる。
　また、本実施の形態によれば、共振制御手段１４の交流駆動電圧分配手段５１は、共振位相指令で規定される直交軸の両側に配置された各２個のアクチュエータＤjに対して、アクチュエータＤjの発生吸引力のノルムが最小となるように、共振振幅制御手段５０から出力される共振振幅指令および基準信号生成手段１０から出力される余弦波信号に基づいて余弦波吸引力指令を算出し、余弦波吸引力指令の平方根を、アクチュエータＤjの交流駆動信号として分配する。
　この構成により、アクチュエータとして発生吸引力が印加電圧の２乗に比例するような静電容量式アクチュエータを適用した場合において、半球共振器に対する所望の１次共振モード励起に関して、各アクチュエータ交流駆動信号の印加電圧レベルを低減すると共に、より正確なアクチュエータ発生吸引力の制御が可能となる。
　実施の形態３．
　本発明の実施の形態３による半球共振型ジャイロにおいて、半球共振型ジャイロの機械系構成に関する角速度計測軸を含む平面に沿った断面図、および、角速度計測軸に垂直な平面に沿った、半球共振器、アクチュエータ、変位センサの空間配置を示す簡略図は、実施の形態１の図１および図２と同一である。
　また、本発明の実施の形態３による半球共振型ジャイロにおいて、振動形状抽出手段１１の内部構成を示すブロック図、振動形状抽出手段１１において適用する正方向回転座標系２８、および負方向回転座標系２９の概要を示す簡略図、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）から共振位相特性φrまでの位相関係の概要を示すブロック図、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）に対する半球共振器変位の周波数特性を示す簡略図、および、駆動周波数補正手段１２の内部構成を示すブロック図は、実施の形態１の図４、図５、図６、図７、および図８と同一である。
　更に、本発明の実施の形態３による半球共振型ジャイロにおいて、波節直角位相振動制御手段１３の内部構成を示すブロック図、波節直角位相振動制御手段１３における動作の概要を示す簡略図、および、共振制御手段１４における動作の概要を示す簡略図は、実施の形態１の図９、図１０、および、図１２と同一である。
　従って、本実施の形態３においては、実施の形態１の図１、図２、図４～図１０、および、図１２を参照し、ここでは、同一の構成については説明を省略し、以下では、実施の形態１と異なる構成および動作について説明する。
　以下、本発明の実施の形態３に係る半球共振型ジャイロについて説明する。
　図１３は、本発明の実施の形態３による半球共振型ジャイロの全体構成を示すブロック図である。図１３の構成と実施の形態１で示した図３の構成との大きな違いは、図１３においては、角度スケールファクタ乗算手段１５が設けられていない点である。従って、実施の形態３による半球共振型ジャイロは、図１３に示したように、半球共振器２、アクチュエータＤj（ｊ＝１、２、・・・、１６）、変位センサＳk（ｋ＝１、２、・・・、８）、基準信号生成手段１０、振動形状抽出手段１１、駆動周波数補正手段１２、波節直角位相振動制御手段１３、共振制御手段１４、および、アクチュエータ駆動信号合成手段１６を備えている。
　図１３に示したように、本実施の形態３による半球共振型ジャイロでは、まず、基準信号生成手段１０によって、アクチュエータ駆動周波数ωrに対応する正弦波信号ｓｉｎ（ωrt）および余弦波信号ｃｏｓ（ωrt）を生成する。
　振動形状抽出手段１１では、基準信号生成手段１０から出力される正弦波信号ｓｉｎ（ωrt）および余弦波信号ｃｏｓ（ωrt）と、複数の変位センサＳk（ｋ＝１、２、・・・、８）から出力される変位センサ出力Ｅk（ｋ＝１、２、・・・、８）とに基づいて、半球共振器２に励起された１次共振モードの振動振幅Ａ、波腹方位角θr、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）に対する共振位相特性φr、および、半球共振器に励起された波節直角位相振動の振動振幅Ｂを抽出する。
　駆動周波数補正手段１２では、振動形状抽出手段１１から出力されるアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）に対する共振位相特性φrに基づいて、アクチュエータ駆動周波数ωrを半球共振器２の共振周波数に一致させる。
　波節直角位相振動制御手段１３では、振動形状抽出手段１１から出力される波節直角位相振動の振動振幅Ｂおよび１次共振モードの波腹方位角θrに基づいて、波節直角位相振動を抑制するための複数のアクチュエータ直流駆動信号ｆNQj（ｊ＝１、２、・・・、１６）を生成する。
　共振制御手段１４では、振動形状抽出手段１１から出力される１次共振モードの振動振幅Ａおよび波腹方位角θrと、基準信号生成手段１０から出力される余弦波信号ｃｏｓ（ωrt）とに基づいて、半球共振器２に励起された１次共振モードに関して振動振幅Ａおよび波腹方位角θrの双方を、予め設定された一定形状に制御するための複数のアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）を生成する。
　こうして波節直角位相振動制御手段１３から出力される複数のアクチュエータ直流駆動信号ｆNQj（ｊ＝１、２、・・・、１６）と、共振制御手段１４から出力される複数のアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）とは、アクチュエータ駆動信号合成手段１６によって加算され、加算信号として出力される。当該加算信号に基づいてアクチュエータＤj（ｊ＝１、２、・・・、１６）を制御することで、アクチュエータ直流駆動信号ｆNQj（ｊ＝１、２、・・・、１６）によって半球共振器２上に１次共振モードのみが励起された状態を実現し、更にアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）によって１次共振モードを予め設定された一定形状に制御する。
　このとき、共振制御手段１４において、波腹方位角θrを一定角度に維持するための制御指令は、角速度計測軸１方向の回転角速度ωに比例するため、当該制御指令に対して予め設定された角速度スケールファクタを乗ずることで、角速度計測軸１方向の回転角速度ωを検出することができる。
　図１４は、本発明の実施の形態３による半球共振型ジャイロにおいて、共振制御手段１４の内部構成を示すブロック図である。図１４に示したように、この実施の形態３による半球共振型ジャイロの共振制御手段１４は、共振振幅制御手段５０と、交流駆動電圧分配手段５１と、共振位相制御手段５２と、角速度スケールファクタ乗算手段５３とを備えている。
　図１４に示すように、本実施の形態３による半球共振型ジャイロの共振制御手段１４では、振動形状抽出手段１１から出力される半球共振器２に励起された１次共振モードの振動振幅Ａと、予め一定値に設定された振動振幅指令Ａ*との振動振幅偏差が、共振振幅制御手段５０に入力される。
　共振振幅制御手段５０では、振動振幅偏差を零とするような制御指令を算出し、当該制御指令と振動振幅指令Ａ*との加算値を共振振幅指令ｕRESとして交流駆動電圧分配手段５１に対して出力する。
　一方、振動形状抽出手段１１から出力される半球共振器２に励起された１次共振モードの波腹方位角θrと、予め一定角度に設定された波腹方位角指令θr *との波腹方位角偏差が、共振位相制御手段５２に入力される。
　共振位相制御手段５２では、波腹方位角偏差を零とするような制御指令を算出し、当該制御指令と波腹方位角指令θr *との加算値を共振位相指令χとして交流駆動電圧分配手段５１に対して出力する。
　交流駆動電圧分配手段５１では、共振振幅指令ｕRES、共振位相指令χ、および、基準信号生成手段１０から出力される余弦波信号ｃｏｓ（ωrｔ）に基づいて、アクチュエータＤj（ｊ＝１、２、・・・、１６）に対するアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）を分配する。このとき、共振位相制御手段５２から出力される制御指令は、角速度計測軸１方向の回転角速度ωに比例するため、当該制御指令に対して角速度スケールファクタ乗算手段５３により、予め設定された角速度スケールファクタＫωを乗ずることで、角速度計測軸１方向の回転角速度ωを検出することができる。
　特に、本発明の実施の形態３による交流駆動電圧分配手段５１では、図１２において太線矢印で示したように、共振振幅指令ｕRESと余弦波信号ｃｏｓ（ωrｔ）とで決定されるそれぞれ逆位相の半径方向吸引力ｕRES［ｃｏｓ（ωrｔ）＋１］、ｕRES［－ｃｏｓ（ωrｔ）＋１］が、共振位相指令χで規定される直交軸に沿って９０度間隔で交互に半球共振器２に対して作用するように、当該直交軸の両側に配置された各２個のアクチュエータに対して、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）のノルムが最小となるように分配する構成としている。
　次に、本発明の実施の形態３による半球共振型ジャイロの動作について説明する。
　本発明の実施の形態３による半球共振型ジャイロでは、図１に示す半球共振器２の対称軸（Ｚ軸）が、角速度計測軸１となる。
　半球共振器２に励起された１次共振モードおよび波節直角位相振動による半径方向変位は、図１３に示すように変位センサＳk（ｋ＝１、２、・・・、８）によって検出され、このときの変位センサ出力Ｅk（ｋ＝１、２、・・・、８）は、式（２）で与えられる。
　図１３において、基準信号生成手段１０、振動形状抽出手段１１、および、波節直角位相振動制御手段１３の構成および動作は、実施の形態１による半球共振型ジャイロのものと同一であり、駆動周波数補正手段１２の構成および動作は、実施の形態２による半球共振型ジャイロのものと同一である。従って、これらの構成については、説明を省略する。
　図１３に示す共振制御手段１４では、振動形状抽出手段１１から出力される１次共振モードの振動振幅Ａおよび波腹方位角θrと、基準信号生成手段１０から出力される余弦波信号ｃｏｓ（ωrt）とに基づいて、半球共振器２に励起された１次共振モードに関して振動振幅Ａ及び波腹方位角θrの双方を、予め設定された一定形状に制御するためのアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）を生成する。
　具体的には、図１４に示すように、まず、予め一定値に設定した振動振幅指令Ａ*と、実際の振動振幅Ａとの振動振幅偏差から、連続系伝達関数が式（１９）で与えられるＰＩ制御器で構成した共振振幅制御手段５０によって、振動振幅偏差を零とするような制御指令を算出し、当該制御指令と振動振幅指令Ａ*との加算値を、共振振幅指令ｕRESとする。
　また、予め一定角度に設定した波腹方位角指令２θr *と、実際の波腹方位角２θrとの波腹方位角偏差から、連続系伝達関数が、下式（３９）で与えられるＰＩ制御器で構成した共振位相制御手段５２によって、波腹方位角偏差を零とするような制御指令を算出し、当該制御指令と波腹方位角指令２θr *との加算値を、共振位相指令２χとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000039
　ただし、ＫθP：比例ゲイン、
　　　　　ＫθI：積分ゲインとする。
　交流駆動電圧分配手段５１では、共振振幅指令ｕRES、共振位相指令２χ、および、基準信号生成手段１０から出力される余弦波信号ｃｏｓ（ωrｔ）に基づいて、図１２の太線矢印で示したように、共振振幅指令ｕRESと余弦波信号ｃｏｓ（ωrｔ）で決定されるそれぞれ逆位相の半径方向吸引力ｕRES［ｃｏｓ（ωrｔ）＋１］およびｕRES［－ｃｏｓ（ωrｔ）＋１］が、共振位相指令χで規定される直交軸に沿って９０度間隔で交互に半球共振器２に対して作用するように、下式（４０）～（４７）に基づいてアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）を決定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000040
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000041
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000042
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000043
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000044
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000045
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000046
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000047
　これは、各アクチュエータにおける発生吸引力のノルムが最小となるように、共振位相指令χで規定される直交軸の両側に配置された各２個のアクチュエータによって、半径方向吸引力ｕRES［ｃｏｓ（ωrｔ）＋１］およびｕRES［－ｃｏｓ（ωrｔ）＋１］を実現することに対応しており、本構成によって１次共振モードを予め設定した一定形状に制御する。
　図１３に示すアクチュエータ直流駆動信号ｆNQj（ｊ＝１、２、・・・、１６）およびアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）は、アクチュエータ駆動信号合成手段１６によって加算され、当該加算信号に基づいてアクチュエータＤj（ｊ＝１、２、・・・、１６）を制御する。このとき、共振位相制御手段５２から出力される制御指令に対して、角速度スケールファクタ乗算手段５３により、予め設定された角速度スケールファクタＫωを乗ずることで、角速度計測軸１方向の回転角速度ωが検出される。
　このように、本発明の実施の形態３による半球共振型ジャイロにより、従来のフェーズ・ロックド・ループＰＬＬを使用せずに、半球共振器２に励起された１次共振モードおよび波節直角位相振動の詳細な振動形状を抽出することができるため、半球共振型ジャイロの動作を常に安定化することが可能となる。また、半球共振器２の１次共振周波数３２に対する極めてスペクトル純度の高い動作と高位相分解能を実現することができるため、半球共振型ジャイロの角速度検出分解能を向上させることが可能となる。
　更に、本発明の実施の形態３による半球共振型ジャイロによって、アクチュエータ駆動周波数ωrにおけるアクチュエータ位相特性ΨD、および変位センサ位相特性ΨSが不明でも、半球共振器２における真の１次共振周波数３２を高精度にロックすることが可能となるため、半球共振器２に対して効率的な１次共振モードの励起を実現するための、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）の位相特性を生成することが可能となる。また、１次共振モードに関して振動振幅Ａ、波腹方位角θrの双方を予め設定された一定形状（一定値および一定角度）に制御するためのアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）について、各アクチュエータに対する印加電圧レベルを低減することが可能となる。
　加えて、本発明の実施の形態３による半球共振型ジャイロによって、波節直角位相振動を抑制し、半球共振器２に対して１次共振モードのみが励起された状態を実現することができるため、半球共振型ジャイロで検出する回転角速度のドリフトを抑制することが可能となる。
　なお、本発明の実施の形態３による半球共振型ジャイロでは、計１６個のアクチュエータ、および計８個の変位センサを適用し、その空間配置を図２に示す構成としたが、本発明はこれに限定するものではなく、アクチュエータに関しては半球共振器２に対する１次共振モードの励起と波節直角位相振動の抑制が実現できる構成であればよく、変位センサに関しては互いに４５度位相がずれた２組の直交軸方向について、半球共振器２の半径方向変位が検出できる構成であればよい。
　また、本発明の実施の形態３による半球共振型ジャイロでは、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）の生成に関して、アクチュエータ駆動周波数ωrの余弦波信号ｃｏｓ（ωrｔ）を適用したが、本発明はこれに限定するものではなく、対応する数式を適宜変更することにより、正弦波信号ｓｉｎ（ωrｔ）を適用してもよい。
　以上のように、本実施の形態３によれば、計測軸としての角速度計測軸１に対して軸対称な半球形状を有し、角速度計測軸１に対して垂直な平面において共振パターンを維持させるための半球共振器２と、半球共振器２を角速度計測軸１を介して支持する上側ハウジング３および下側ハウジング４と、上側ハウジング３に対して角速度計測軸回りに等間隔で配置され、半球共振器２に対して半径方向の吸引力を発生させる複数のアクチュエータＤjと、下側ハウジング４に対して角速度計測軸回りに等間隔で配置され、半球共振器２の半径方向の変位を検出する複数の変位センサＳkと、アクチュエータＤjの駆動周波数に対応する正弦波信号および余弦波信号を生成する基準信号生成手段１０と、基準信号生成手段１０から出力される正弦波信号および余弦波信号と、複数の変位センサＳkから出力される半球共振器２の半径方向の変位とに基づいて、半球共振器２に励起された共振モードの振動振幅及び波腹方位角、アクチュエータＤjの交流駆動信号に対する共振位相特性、および、半球共振器２に励起された波節直角位相振動の振動振幅を抽出する振動形状抽出手段１１と、振動形状抽出手段１１から出力されるアクチュエータＤjの交流駆動信号に対する共振位相特性に基づいて、アクチュエータＤjの駆動周波数を半球共振器２の共振周波数に一致させる駆動周波数補正手段１２と、振動形状抽出手段１１から出力される波節直角位相振動の振動振幅および共振モードの波腹方位角に基づいて、波節直角位相振動を抑制するための複数のアクチュエータＤjの直流駆動信号を生成する波節直角位相振動制御手段１３と、振動形状抽出手段１１から出力される共振モードの振動振幅および波腹方位角と、基準信号生成手段１０から出力される余弦波信号とに基づいて、半球共振器２に励起された共振モードの振動振幅及び波腹方位角の双方を予め設定された一定値及び一定角度に制御するための複数のアクチュエータＤjの交流駆動信号を生成する共振制御手段１４とを備え、共振制御手段１４における波腹方位角を一定角度に維持するための制御指令から、半球共振器２の角速度計測軸方向の回転角速度を検出する。
　この構成により、従来のフェーズ・ロックド・ループＰＬＬを使用せずに半球共振器に励起された１次共振モード、および波節直角位相振動の詳細な振動形状を抽出することができるため、半球共振型ジャイロの動作を常に安定化し、半球共振器の１次共振周波数に対する極めてスペクトル純度の高い動作と高精度なロックが可能となる。
　また、本構成に基づく振動形状抽出により、半球共振器の１次共振周波数に対して高位相分解能を実現することができ、半球共振型ジャイロの角速度検出分解能を向上させることが可能となる。
　更に、本構成によって半球共振器における真の１次共振周波数を高精度にロックすることが可能となるため、半球共振器に対して効率的な１次共振モードの励起を実現するための、アクチュエータ交流駆動信号の位相特性を生成することができる。
　また、本実施の形態によれば、共振制御手段１４は、半球共振器２に励起された共振モードの振動振幅を一定値に制御する共振振幅指令を生成する共振振幅制御手段５０と、半球共振器２に励起された共振モードの波腹方位角を一定角度に制御する共振位相指令を生成する共振位相制御手段５２と、共振振幅指令、共振位相指令、および、基準信号生成手段１０から出力される余弦波信号に基づいて、複数のアクチュエータＤjに対する交流駆動信号を分配する交流駆動電圧分配手段５１とを有する。
　この構成により、半球共振器に対する効率的な１次共振モードの励起と、１次共振モードに関して振動振幅、波腹方位角の双方を予め設定された一定形状に制御するための、アクチュエータ交流駆動信号を生成することが可能となる。
　また、本実施の形態によれば、共振制御手段１４の交流駆動電圧分配手段５１は、共振位相指令で規定される角速度計測軸１に直交する直交軸の両側に配置された各２個のアクチュエータＤjに対して、アクチュエータＤjの駆動電圧のノルムが最小となるように、共振振幅制御手段５０から出力される共振振幅指令および基準信号生成手段１０から出力される余弦波信号に基づいてアクチュエータＤjの交流駆動信号を分配する。
　この構成により、半球共振器に対する所望の１次共振モード励起に関して、各アクチュエータ交流駆動信号の印加電圧レベルを低減することが可能となる。
　また、上記の実施の形態１、２と同じ構成については、実施の形態１、２で上述した効果が得られることは言うまでもない。
　実施の形態４．
　本発明の実施の形態４による半球共振型ジャイロにおいて、半球共振型ジャイロの機械系構成に関する角速度計測軸を含む平面に沿った断面図、および、角速度計測軸に垂直な平面に沿った、半球共振器、アクチュエータ、変位センサの空間配置を示す簡略図は、実施の形態１の図１および図２と同一である。
　また、本発明の実施の形態４による半球共振型ジャイロにおいて、全体構成を示すブロック図は実施の形態３の図１３と同一であり、振動形状抽出手段１１の内部構成を示すブロック図、振動形状抽出手段１１において適用する正方向回転座標系２８、および負方向回転座標系２９の概要を示す簡略図、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）から共振位相特性φrまでの位相関係の概要を示すブロック図、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）に対する半球共振器変位の周波数特性を示す簡略図、および駆動周波数補正手段１２の内部構成を示すブロック図は、実施の形態１の図４、図５、図６、図７、および、図８と同一である。
　更に、本発明の実施の形態４による半球共振型ジャイロにおいて、波節直角位相振動制御手段１３の内部構成を示すブロック図、波節直角位相振動制御手段１３における動作の概要を示す簡略図、および共振制御手段１４における動作の概要を示す簡略図は、実施の形態１の図９、図１０、および、図１２と同一であり、共振制御手段１４の内部構成を示すブロック図は、実施の形態３の図１４と同一である。
　従って、本実施の形態４においては、実施の形態１の図１、図２、図４～図１０および図１２、並びに、実施の形態３の図１４を参照し、ここでは、同一の構成については説明を省略し、以下では、実施の形態１および３と異なる動作について説明する。
　以下、本発明の実施の形態４に係る半球共振型ジャイロの動作について説明する。
　本発明の実施の形態４による半球共振型ジャイロでは、図１に示す半球共振器２の対称軸（Ｚ軸）が、角速度計測軸１となる。
　図１３において、基準信号生成手段１０、振動形状抽出手段１１、駆動周波数補正手段１２、および波節直角位相振動制御手段１３の構成および動作は、実施の形態１による半球共振型ジャイロのものと同一であり、共振制御手段１４の構成は、実施の形態３による半球共振型ジャイロのものと同一である。
　本発明の実施の形態４による半球共振型ジャイロの交流駆動電圧分配手段５１では、図１２の太線矢印で示したように、共振振幅指令ｕRESと余弦波信号ｃｏｓ（ωrｔ）で決定されるそれぞれ逆位相の半径方向吸引力ｕRES［ｃｏｓ（ωrｔ）＋１］、および、ｕRES［－ｃｏｓ（ωrｔ）＋１］が、共振位相指令χで規定される直交軸に沿って９０度間隔で交互に半球共振器２に対して作用するように、下式（４８）～（５５）に基づいてアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）を決定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000048
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000049
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000050
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000051
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000052
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000053
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000054
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000055
　これは、共振位相指令χで規定される直交軸の両側に配置された各１個のアクチュエータによって、半径方向吸引力ｕRES［ｃｏｓ（ωrｔ）＋１］およびｕRES［－ｃｏｓ（ωrｔ）＋１］を実現することに対応している。また、余弦波吸引力指令の平方根をアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）とすることで、アクチュエータとして発生吸引力が印加電圧の２乗に比例するような静電容量式アクチュエータを適用した場合において、より正確なアクチュエータ発生吸引力の制御を可能とする。
　このように、本発明の実施の形態４による半球共振型ジャイロにより、従来のフェーズ・ロックド・ループＰＬＬを使用せずに、半球共振器２に励起された１次共振モードおよび波節直角位相振動の詳細な振動形状を抽出することができるため、半球共振型ジャイロの動作を常に安定化することが可能となる。また、半球共振器２の１次共振周波数３２に対する極めてスペクトル純度の高い動作と高位相分解能を実現することができるため、半球共振型ジャイロの角速度検出分解能を向上させることが可能となる。
　更に、本発明の実施の形態４による半球共振型ジャイロによって、半球共振器２における真の１次共振周波数３２を高精度にロックすることが可能となるため、半球共振器２に対して効率的な１次共振モードの励起を実現するための、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）の位相特性を生成することが可能となる。また、１次共振モードに関して振動振幅Ａ、波腹方位角θrの双方を予め設定された一定形状（一定値および一定角度）に制御するためのアクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）について、アクチュエータとして発生吸引力が印加電圧の２乗に比例するような静電容量式アクチュエータを適用した場合において、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）の生成に必要な制御演算量を低減すると共に、より正確なアクチュエータ発生吸引力の制御が可能となる。
　加えて、本発明の実施の形態４による半球共振型ジャイロによって、波節直角位相振動を抑制し、半球共振器２に対して１次共振モードのみが励起された状態を実現することができるため、半球共振型ジャイロで検出する回転角速度のドリフトを抑制することが可能となる。
　なお、本発明の実施の形態４による半球共振型ジャイロでは、計１６個のアクチュエータ、および計８個の変位センサを適用し、その空間配置を図２に示す構成としたが、本発明はこれに限定するものではなく、アクチュエータに関しては半球共振器２に対する１次共振モードの励起と波節直角位相振動の抑制が実現できる構成であればよく、変位センサに関しては互いに４５度位相がずれた２組の直交軸方向について、半球共振器２の半径方向変位が検出できる構成であればよい。
　また、本発明の実施の形態４による半球共振型ジャイロでは、アクチュエータ交流駆動信号ｆRESj（ｊ＝１、２、・・・、１６）の生成に関して、アクチュエータ駆動周波数ωrの余弦波信号ｃｏｓ（ωrｔ）を適用したが、本発明はこれに限定するものではなく、対応する数式を適宜変更することにより、正弦波信号ｓｉｎ（ωrｔ）を適用してもよい。
　以上のように、本実施の形態４によれば、上記の実施の形態３と同様の効果を得ることができる。
　さらに、本実施の形態によれば、共振制御手段１４の交流駆動電圧分配手段５１が、共振位相指令で規定される直交軸の両側に配置された各１個のアクチュエータＤjに対して、共振振幅制御手段５０から出力される共振振幅指令および基準信号生成手段１０から出力される余弦波信号に基づいた余弦波吸引力指令の平方根を、アクチュエータＤjの交流駆動信号として分配する。
　この構成により、アクチュエータとして発生吸引力が印加電圧の２乗に比例するような静電容量式アクチュエータを適用した場合において、半球共振器に対する所望の１次共振モード励起に関して、アクチュエータ交流駆動信号の生成に必要な制御演算量を低減すると共に、より正確なアクチュエータ発生吸引力の制御が可能となる。
　また、上記の実施の形態１，２と同じ構成については、実施の形態１，２で上述した効果と同じ効果が得られることは言うまでもない。

Claims (12)

  1. 　計測軸としての角度計測軸に対して軸対称な半球形状を有し、前記角度計測軸に対して垂直な平面において共振パターンを維持させるための半球共振器と、
    　前記半球共振器を前記角度計測軸を介して支持する上側ハウジングおよび下側ハウジングと、
    　前記上側ハウジングに対して前記角度計測軸回りに等間隔で配置され、前記半球共振器に対して半径方向の吸引力を発生させる複数のアクチュエータと、
    　前記下側ハウジングに対して前記角度計測軸回りに等間隔で配置され、前記半球共振器の半径方向の変位を検出する複数の変位センサと、
    　前記アクチュエータの駆動周波数に対応する正弦波信号および余弦波信号を生成する基準信号生成手段と、
    　前記基準信号生成手段から出力される前記正弦波信号および前記余弦波信号と、複数の前記変位センサから出力される前記半球共振器の半径方向の前記変位とに基づいて、前記半球共振器に励起された共振モードの振動振幅及び波腹方位角、前記アクチュエータの交流駆動信号に対する共振位相特性、および、前記半球共振器に励起された波節直角位相振動の振動振幅を抽出する振動形状抽出手段と、
    　前記振動形状抽出手段から出力される前記アクチュエータの前記交流駆動信号に対する前記共振位相特性に基づいて、前記アクチュエータの前記駆動周波数を前記半球共振器の共振周波数に一致させる駆動周波数補正手段と、
    　前記振動形状抽出手段から出力される前記波節直角位相振動の前記振動振幅および前記共振モードの前記波腹方位角に基づいて、前記波節直角位相振動を抑制するための複数の前記アクチュエータの直流駆動信号を生成する波節直角位相振動制御手段と、
    　前記振動形状抽出手段から出力される前記共振モードの前記振動振幅および前記波腹方位角と、前記基準信号生成手段から出力される前記余弦波信号とに基づいて、前記半球共振器に励起された前記共振モードの前記振動振幅を予め設定された一定値に制御し、かつ、前記共振モードの前記角度計測軸回りの自由な回転を実現するための複数の前記アクチュエータの前記交流駆動信号を生成する共振制御手段と
    　を備え、
    　前記半球共振器に励起された前記共振モードの前記波腹方位角から、前記半球共振器の前記角度計測軸方向の回転角度を検出する
    　半球共振型ジャイロ。
  2. 　計測軸としての角速度計測軸に対して軸対称な半球形状を有し、前記角速度計測軸に対して垂直な平面において共振パターンを維持させるための半球共振器と、
    　前記半球共振器を前記角速度計測軸を介して支持する上側ハウジングおよび下側ハウジングと、
    　前記上側ハウジングに対して前記角速度計測軸回りに等間隔で配置され、前記半球共振器に対して半径方向の吸引力を発生させる複数のアクチュエータと、
    　前記下側ハウジングに対して前記角速度計測軸回りに等間隔で配置され、前記半球共振器の半径方向の変位を検出する複数の変位センサと、
    　前記アクチュエータの駆動周波数に対応する正弦波信号および余弦波信号を生成する基準信号生成手段と、
    　前記基準信号生成手段から出力される前記正弦波信号および前記余弦波信号と、複数の前記変位センサから出力される前記半球共振器の半径方向の前記変位とに基づいて、前記半球共振器に励起された共振モードの振動振幅及び波腹方位角、前記アクチュエータの交流駆動信号に対する共振位相特性、および、前記半球共振器に励起された波節直角位相振動の振動振幅を抽出する振動形状抽出手段と、
    　前記振動形状抽出手段から出力される前記アクチュエータの前記交流駆動信号に対する前記共振位相特性に基づいて、前記アクチュエータの前記駆動周波数を前記半球共振器の共振周波数に一致させる駆動周波数補正手段と、
    　前記振動形状抽出手段から出力される前記波節直角位相振動の前記振動振幅および前記共振モードの前記波腹方位角に基づいて、前記波節直角位相振動を抑制するための複数の前記アクチュエータの直流駆動信号を生成する波節直角位相振動制御手段と、
    　前記振動形状抽出手段から出力される前記共振モードの前記振動振幅および前記波腹方位角と、前記基準信号生成手段から出力される前記余弦波信号とに基づいて、前記半球共振器に励起された前記共振モードの前記振動振幅及び前記波腹方位角の双方を予め設定された一定値及び一定角度に制御するための複数の前記アクチュエータの前記交流駆動信号を生成する共振制御手段と
    　を備え、
    　前記共振制御手段における前記波腹方位角を前記一定角度に維持するための制御指令から、前記半球共振器の前記角速度計測軸方向の回転角速度を検出する
    　半球共振型ジャイロ。
  3. 　前記振動形状抽出手段は、
    　前記計測軸に直交する第１の直交軸方向に配置された前記変位センサの出力を合成する第１の合成手段と、
    　前記計測軸に直交し、前記第１の直交軸に対して計測軸回りに４５度位相がずれた第２の直交軸方向に配置された前記変位センサの出力を合成する第２の合成手段と、
    　前記第１の合成手段からの出力を実数部として前記第２の合成手段からの出力を虚数部とする複素表現を、前記アクチュエータの前記駆動周波数に一致する回転速度で正方向に回転する回転座標系による表現に変換する正方向回転座標変換手段と、
    　前記第１の合成手段からの出力を実数部として前記第２の合成手段からの出力を虚数部とする複素表現を、前記アクチュエータの前記駆動周波数に一致する回転速度で負方向に回転する回転座標系による表現に変換する負方向回転座標変換手段と、
    　前記正方向回転座標変換手段の出力から予め設定された低周波成分を抽出する正方向低周波抽出手段と、
    　前記負方向回転座標変換手段の出力から予め設定された低周波成分を抽出する負方向低周波抽出手段と、
    　前記正方向低周波抽出手段および前記負方向低周波抽出手段の出力に基づいて、前記半球共振器に励起された前記共振モードの前記アクチュエータの前記交流駆動信号に対する前記共振位相特性を算出する位相特性抽出手段と、
    　前記正方向低周波抽出手段および前記負方向低周波抽出手段の出力および前記位相特性抽出手段の出力に基づいて、前記半球共振器に励起された前記共振モードの前記振動振幅及び前記波腹方位角、および、前記半球共振器に励起された前記波節直角位相振動の前記振動振幅を抽出する振動特性抽出手段と
    　を有している請求項１または２に記載の半球共振型ジャイロ。
  4. 　前記駆動周波数補正手段は、
    　前記振動形状抽出手段から出力される前記アクチュエータの前記交流駆動信号に対する前記共振位相特性を、前記アクチュエータの前記駆動周波数におけるアクチュエータ位相特性と、前記アクチュエータの前記駆動周波数における変位センサ位相特性と、－９０度との合計値に固定するように、前記アクチュエータの前記駆動周波数を制御する
    　請求項１から３までのいずれか１項に記載の半球共振型ジャイロ。
  5. 　前記駆動周波数補正手段は、
    　前記振動形状抽出手段から出力される前記アクチュエータの前記交流駆動信号に対する前記共振位相特性を、前記半球共振器の前記共振周波数に対して予め設定された周波数だけ前記アクチュエータの前記駆動周波数を低く設定した場合の共振位相特性と、前記半球共振器の前記共振周波数に対して予め設定された周波数だけ前記アクチュエータの前記駆動周波数を高く設定した場合の共振位相特性との平均値に固定するように、前記アクチュエータの前記駆動周波数を制御する
    　請求項１から３までのいずれか１項に記載の半球共振型ジャイロ。
  6. 　前記波節直角位相振動制御手段は、
    　前記振動形状抽出手段から出力される前記波節直角位相振動の前記振動振幅に基づいて、前記波節直角位相振動を抑制するための電気的剛性補正指令を生成する電気的剛性制御手段と、
    　前記電気的剛性制御手段から出力される前記電気的剛性補正指令の符号に応じて、前記符号が正符号の場合には前記共振モードの前記波腹方位角に対して＋２２．５度位相がずれた直交軸方向を、前記符号が負符号の場合には前記共振モードの前記波腹方位角に対して－２２．５度位相がずれた直交軸方向を、前記半球共振器に対する電気的剛性補正軸とし、前記電気的剛性補正軸の両側に配置された各１個の前記アクチュエータに対して、前記電気的剛性補正指令の絶対値に基づいて前記アクチュエータの前記直流駆動信号を分配する直流駆動電圧分配手段と
    　を有する請求項１から５までのいずれか１項に記載の半球共振型ジャイロ。
  7. 　前記共振制御手段は、
    　前記半球共振器に励起された前記共振モードの前記振動振幅を前記一定値に制御する共振振幅指令を生成する共振振幅制御手段と、
    　前記半球共振器に励起された前記共振モードの前記波腹方位角を共振位相指令として、前記共振振幅指令、前記共振位相指令、および、前記基準信号生成手段から出力される前記余弦波信号に基づいて、複数の前記アクチュエータに対する前記交流駆動信号を分配する交流駆動電圧分配手段と
    　を有する請求項１記載の半球共振型ジャイロ。
  8. 　前記共振制御手段は、
    　前記半球共振器に励起された前記共振モードの前記振動振幅を前記一定値に制御する共振振幅指令を生成する共振振幅制御手段と、
    　前記半球共振器に励起された前記共振モードの前記波腹方位角を前記一定角度に制御する共振位相指令を生成する共振位相制御手段と、
    　前記共振振幅指令、前記共振位相指令、および、前記基準信号生成手段から出力される前記余弦波信号に基づいて、複数の前記アクチュエータに対する前記交流駆動信号を分配する交流駆動電圧分配手段と
    　を有する請求項２記載の半球共振型ジャイロ。
  9. 　前記共振制御手段の前記交流駆動電圧分配手段は、
    　前記共振位相指令で規定される前記計測軸に直交する直交軸の両側に配置された各１個の前記アクチュエータに対して、前記共振振幅制御手段から出力される前記共振振幅指令および前記基準信号生成手段から出力される前記余弦波信号に基づいて、前記アクチュエータの前記交流駆動信号を分配する
    　請求項７または８に記載の半球共振型ジャイロ。
  10. 　前記共振制御手段の前記交流駆動電圧分配手段は、
    　前記共振位相指令で規定される前記計測軸に直交する直交軸の両側に配置された各２個の前記アクチュエータに対して、前記アクチュエータの駆動電圧のノルムが最小となるように、前記共振振幅制御手段から出力される前記共振振幅指令および前記基準信号生成手段から出力される前記余弦波信号に基づいて前記アクチュエータの前記交流駆動信号を分配する
    　請求項７または８に記載の半球共振型ジャイロ。
  11. 　前記共振制御手段の前記交流駆動電圧分配手段が、
    　前記共振位相指令で規定される前記計測軸に直交する直交軸の両側に配置された各１個の前記アクチュエータに対して、前記共振振幅制御手段から出力される前記共振振幅指令および前記基準信号生成手段から出力される前記余弦波信号に基づいた余弦波吸引力指令の平方根を、前記アクチュエータの前記交流駆動信号として分配する
    　請求項７または８に記載の半球共振型ジャイロ。
  12. 　前記共振制御手段の前記交流駆動電圧分配手段は、
    　前記共振位相指令で規定される前記計測軸に直交する直交軸の両側に配置された各２個の前記アクチュエータに対して、前記アクチュエータの発生吸引力のノルムが最小となるように、前記共振振幅制御手段から出力される前記共振振幅指令および前記基準信号生成手段から出力される前記余弦波信号に基づいて余弦波吸引力指令を算出し、前記余弦波吸引力指令の平方根を、前記アクチュエータの前記交流駆動信号として分配する
    　請求項７または８に記載の半球共振型ジャイロ。
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