WO2015046286A1 - 制御装置 - Google Patents

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山口　崇
裕吾 只野
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    • G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
    • G05B13/00—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion
    • G05B13/02—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/12—Observer control, e.g. using Luenberger observers or Kalman filters

Definitions

  • the present invention relates to a control device having an error correction function of a current sensor.
  • a motor generates torque ripple in principle, causing various problems such as vibration, noise, adverse effect on ride quality, and electrical and mechanical resonance.
  • various problems such as vibration, noise, adverse effect on ride quality, and electrical and mechanical resonance.
  • cogging torque ripple and reluctance torque ripple occur in combination.
  • a periodic disturbance observer compensation method has been proposed as a control method for suppressing torque ripple.
  • FIG. 8 shows a control block diagram concerning the n-th torque ripple frequency component of the periodic disturbance observer known by Patent Document 1 and non-patent documents.
  • 1 is a torque ripple compensation value calculation unit, a sine wave / each cosine wave control command rn and (usually 0) estimate due to the periodic disturbance observer 3 dT A ⁇ n, the difference between dT B ⁇ n sine wave / cosine wave By multiplying the values and adding them, a torque ripple compensation command Tc * n is generated and output to the control target 2.
  • Tc * n disturbance of a period
  • the control target is a motor
  • torque ripple which is a disturbance synchronized with the rotation speed due to a cogging torque or the like corresponds to this, which causes vibration and noise.
  • the periodic disturbance observer 3 suppresses the periodic disturbance dTn and directly estimates the disturbance of the frequency to be controlled by using the inverse system model of the disturbance observer with the system identification model expressed by the complex vector for each frequency component. To compensate. As a result, although having a relatively simple control configuration, a high suppression effect can be obtained for the target frequency regardless of the order.
  • the system identification result from 1 to 1000 Hz is represented by a complex vector every 1 Hz
  • the system can be represented by a table consisting of 1000 one-dimensional complex vector elements.
  • the control of the periodic disturbance observer 3 uses torque pulsation frequency component extraction means to select an arbitrary order n (of electrical rotation frequency Convert to integer multiples of cosine coefficients T A n and sine coefficients T B n.
  • n of electrical rotation frequency Convert to integer multiples of cosine coefficients T A n and sine coefficients T B n.
  • the offset error mainly causes 1f of the synchronous frequency
  • the gain error mainly causes periodic disturbance of 2f.
  • An object of the present invention is to provide a control device having an error correction function of current sensor error gain and offset.
  • a control device that generates a voltage command value by a current control unit from a current command value and a current detection value by a current sensor
  • the voltage command value is input to the plant model unit to calculate a virtual current value
  • the virtual current value is input to the periodic disturbance observer via the coordinate conversion unit
  • the periodic disturbance observer calculates and calculates a compensation value.
  • the detected current value of the current sensor is corrected by superimposing the compensation value on the detected current value via the coordinate inverse conversion unit.
  • a current sensor error estimating unit having an offset error calculating unit and a gain error calculating unit is provided, and the detected current value and the superimposed value of the compensation value, and the detected current value are respectively provided.
  • An offset error calculating unit and a gain error calculating unit are input to calculate an offset error and a gain error, and an error of the current sensor is estimated based on each calculated error signal.
  • a current error calculating unit is provided on the output side of the current sensor, and a memory for storing a current sensor error estimated value via a switch is provided on the output side of the current sensor error estimating unit.
  • a switch is connected to the output side of the compensation value by the periodic disturbance observer, and the current sensor error estimated value stored in the memory and the compensation value by the periodic disturbance observer are switched and output, and the current error calculation unit When the switch connected to the memory is turned on, the detected current value is corrected based on the current sensor error estimated value stored in the memory.
  • a control device that generates a voltage command value by a current control unit from a current command value and a current detection value by a current sensor
  • the current sensor performs two-phase detection, a current error calculation unit is provided on the output side of the current sensor, the voltage command value is input to a plant model unit, a virtual current value is calculated, and the virtual current value is a function component detection unit
  • the current sensor error is calculated by inputting the compensation value calculated by the periodic disturbance observer and the virtual current value into the compensation value / error conversion unit to calculate the current sensor error estimated value.
  • the estimated value is input to the current error calculation unit to correct the detected current value of the current sensor.
  • the output side of the periodic disturbance observer is connected to the current error calculation unit via a switch, and a memory for storing the compensation value is provided on the output side of the periodic disturbance observer,
  • the suppression control converges, the detected current value is corrected based on the compensation value stored in the memory.
  • the current command value is generated based on the torque control command value, and a current error calculation unit is provided on the output side of the current sensor, and the plant model unit estimates the output torque.
  • a value is output to the current error calculation unit so as to reduce an error as compared with the torque control command value.
  • the current command value is generated based on a torque control command value
  • the plant model unit outputs an estimated value of output torque and compares it with the torque control command value to generate an error. It is characterized by outputting to the said current difference
  • FIG. 10 is a control block diagram of current detection error correction according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a control block diagram of current detection error correction according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a control block diagram of current detection error correction according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a control block diagram of current detection error correction according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a control block diagram of current detection error correction according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a control block diagram of current detection error correction according to another embodiment of the present invention.
  • inverter driving as a method of detecting a three-phase alternating current for current control, there are two cases: providing a detector for each of the three phases; and providing a detector for two phases and obtaining the rest from calculation. Since there is a slight difference in the influence of the sensor error, each mode will be separately described.
  • ⁇ is a phase angle
  • I is a current peak value
  • currents i u , i v and i w are respectively given by equation (3).
  • the offset errors ⁇ i u , ⁇ i v , ⁇ i w and the gain errors ⁇ , ⁇ , ⁇ are generated, and the three-phase currents i ′ u , i ′ v , i ′ w have detection errors (4) It is expressed by a formula.
  • equation (5) can be expanded with respect to id ′ and iq ′ where offset and gain errors exist.
  • the equation (5) can be expressed by the equation (6) with the terms of the rotational synchronization frequency 1f as id 1f and iq 1f and the terms of 2f as id 2f and iq 2f and the constant terms as Dd and Dq.
  • the detection phase is U and V phases.
  • the dq coordinate conversion equation from i u and i v to id and iq at the time of two-phase detection can be expressed by equation (7).
  • the influence of idq on the torque due to the vibration state will be described. Assuming that idq in the equation (6) is energized, the output torque can be expressed as the equation (11) from the equation (10) which is a general torque equation of the PM motor.
  • Ld d-axis inductance
  • Lq q-axis inductance
  • ⁇ flux linkage number
  • Patent Document 1 and Non-Patent Document 1 have proposed using a periodic disturbance observer or the like.
  • a torque is a control object to generate a compensation signal to suppress torque ripple.
  • torque ripple can be reduced by this, it is necessary to install a torque sensor outside. Since the sensor error in the control device is a factor, it is considered that torque ripple can be reduced without using an extra measuring device if the sensor gain and the offset or the detected current can be appropriately adjusted.
  • the increase in operation load is suppressed without using the torque sensor, and the periodic disturbance due to the current sensor error is suppressed.
  • production by said current sensor is a problem applicable not only to the combination of an inverter and a motor but the control apparatus general (electric power system apparatus etc.) using a current sensor. Therefore, although each Example shown below is demonstrated by the example of an inverter and a motor, it is applicable to a general control apparatus.
  • FIG. 1 is a control block diagram of current detection error correction.
  • Reference numeral 1 denotes an inverter serving as a control device
  • 2 denotes a motor to be controlled
  • 3 denotes a periodic disturbance observer.
  • the inverter 1 the torque command value T * d, the current command value of q-axis i * dq (i d, i q) a conversion unit 11 for converting the output i * dq current sensor 15 and 3 of the converter unit
  • the current control unit 12 calculates the voltage command value v dq ref based on the difference from the signal idq detected through the phase / phase coordinate conversion unit 14.
  • the angular velocity ⁇ is output to the periodic disturbance observer 3 and the coordinate inverse conversion unit 6 and the three-phase / two-phase conversion unit 14.
  • the G F in the periodic disturbance observer lowpass filter, di DQC compensation i d, i q value, di * dqn compensation i d, a i q command value.
  • Plant model section 4 calculates a virtual current i ⁇ dq by the motor circuit equation (i d, i q) inputs an output v dq ref command of the current control unit 12, to do this and the vibration suppression target. If an error occurs in the current sensor, the current control unit 12 suppresses the detected vibration on idq within the response range of the current control unit 12. The vibration component is superimposed on the v dq ref command, whereby the output current vibrates and appears as a periodic disturbance. Therefore, no vibration is observed in idq inside the inverter. However, by passing the v dq ref command through the circuit equation of the plant model unit 4, observation of the virtual current value ⁇ dq of the vibration state becomes possible.
  • the circuit equation in the plant model unit 4 uses the equation (14) when the target is a PM motor.
  • R armature resistance
  • Ld d-axis inductance
  • Lq q-axis inductance
  • ⁇ flux linkage number
  • the parameter accuracy used for the circuit equation in the plant model unit 4 is not required to have high accuracy, and it may be within the robustness range of the periodic disturbance observer 3. For this reason, a design value etc. are applied, the system model inside the periodic disturbance observer 3 can be calculated in advance accordingly, and accurate acquisition by measurement etc. is not necessarily required.
  • the coordinate conversion unit 5 performs harmonic dq conversion of equation (15).
  • the current detection value can be directly compensated by reducing the periodic disturbance due to the current sensor error.
  • FIG. 2 is a block diagram of current detection error correction according to the second embodiment.
  • the error value of the current sensor can not be determined directly. If it is better to learn the error value and correct the sensor output directly if the sensor error does not change frequently, etc., it is more useful in terms of calculation load and control response, so this example is not necessary. And the function of estimating the error value of the current sensor error in detail.
  • reference numeral 20 denotes a current sensor error estimation unit, which includes an offset error calculation unit 21 and a gain error calculation unit 22.
  • the periodic disturbance observer 30 is a periodic disturbance observer for current sensor error compensation including the conversion units 5 and 6 shown in FIG. 1, and 8 is a two-phase / three-phase coordinate conversion unit. is there.
  • the current i d estimates the sensor error by comparing the i uvw sens value before correction at the output of the compensation values i dq 'current sensor 15 i q.
  • the DC component and 1f component of the current i uvw sens and the i dq ′ converted into three phases by the coordinate conversion unit 8 Extract the absolute value of
  • the sensor error i dq ' is not generated, i uvw sens reversed is observed in a state where the sensor error occurs in the true value. Therefore, it is possible to estimate a sensor error by comparing the two.
  • the offset error can be obtained by taking the difference between the two. Further, the same calculation is performed for the gain error calculation unit 22, and for the gain error, an error value is obtained by division.
  • the error value is learned, and the calculation load is directly added to the detection value of the current sensor 15 based on the obtained error value. And control responsiveness can be improved.
  • FIG. 3 is a control block diagram of current detection error correction according to the third embodiment.
  • the switch is used to switch whether to use the compensation current value by the periodic disturbance observer 30 for current sensor error compensation or to directly correct the sensor output by the error estimated value stored in the memory. is there.
  • 9 is a memory
  • 16 is a current error calculation unit
  • SW1 to SW3 are switches.
  • the error value is stored in the memory 9 by turning on the switches SW2 and SW3 when it is estimated that the sensor error does not change by learning of the error value by the current sensor error estimating unit 20.
  • the current error calculation unit 16 in the inverter refers to the estimated error value stored in the memory 9 to execute a correction operation on the output value i uvw sens of the current sensor 15 and outputs it to the coordinate conversion unit 14.
  • the calculation load can be reduced thereafter.
  • the response of the periodic disturbance observer is limited by the response of the periodic disturbance observer with respect to the response of the compensation.
  • the current sensor error can be corrected with good response by directly compensating with the estimated error value.
  • the number of detection phases of the current sensor is an example of three-phase detection (only three-phase detection is applicable and not only effective two-phase detection), but in the case of two-phase detection Can directly estimate the sensor error value from the vibration suppression compensation value.
  • reference numeral 10 denotes a function component detection unit, which inputs the output ⁇ q of the plant model unit 4 as a suppression target and outputs it to the periodic disturbance observer 3. Further, ⁇ q is also input to a compensation / error conversion unit 6a that converts the compensation value into an error, and a correction signal is output from the compensation / error conversion unit 6a to the current error calculation unit 16.
  • Equation (18) is derived from the coefficient comparison with equation (9) for the offset error.
  • Equation (21) is derived from the coefficient comparison with equation (9) for gain error. At this time, however, there is no balance in the gain error, and the condition of the equation (20) is satisfied.
  • the condition of equation (20) is applied to the case where the non-equilibrium component and the equilibrium component are mixed, the non-equilibrium component error is compensated and the vibration is suppressed but the equilibrium component DC error remains.
  • the equilibrium error means the same direction error of each sensor (two sensor errors are equal to ⁇ x%) and the non-balance error as different direction errors of each sensor (two sensor errors are + x%,- defined as y%).
  • the sensor error value is determined by converting the compensation value of the periodic disturbance observer 3 output di qcn by the conversion unit 6a using Eqs. (18) and (21), and the detected value of the sensor output is directly corrected to make a cycle due to the sensor error Suppress disturbances.
  • the U and V phase detection has been described in the present embodiment, the basic method is the same except that the form of the equation (9) changes with combinations of other phases.
  • q axis was made into the suppression object in the above, it can carry out similarly as d axis.
  • the controller of the two-phase detection type is provided with an estimation function of the sensor error value that suppresses the vibration due to the current sensor error with respect to the control target in which the periodic disturbance occurs due to the current sensor error. It is possible to directly estimate the current sensor error.
  • the periodic disturbance observer 3 need not always be operated. Therefore, in the fifth embodiment, the compensation current value by the periodic disturbance observer 3 is used, or the compensation current value is configured to be applied by a fixed value stored in the memory or to be switched by the switch SW.
  • FIG. 5 shows a control block of the periodic disturbance observer of this embodiment.
  • the functions of the function component detection unit 10 and the conversion unit 6a shown in FIG. 4 are incorporated in the periodic disturbance observer 30a for current sensor error compensation. ing.
  • the estimated error value (offset error, gain error) calculated by the periodic disturbance observer 30 a is stored in the memory 9 and is input to the current error calculation unit 16 through the contact b of the switch SW.
  • the estimated error value stored in the memory 9 is input to the current error calculation unit 16 through the contact a of the switch SW.
  • the switch SW switches from the contact b to the contact a when it is determined that the vibration suppression control has converged.
  • the calculation load can be reduced thereafter.
  • the calculation load can be reduced thereafter.
  • This embodiment is to correct the influence of the sensor error on the average torque.
  • the correction can not be performed. Further, in the method of the first embodiment (FIG. 1), the DC error due to the gain error shown in the equation (5) is not corrected.
  • the sixth embodiment also corrects the influence of the sensor error on the average torque.
  • 6 shows the case where the average torque correction function is added to the first embodiment shown in FIG. 1
  • FIG. 7 shows the case where the average torque correction function is added to the fourth embodiment in FIG.
  • the current error calculation units 16a and 16b provided in FIGS. 6 and 7 are portions different from those in FIGS.
  • each parameter accuracy applied to the circuit equation of the motor is sufficient for the average torque. If the virtual current value ⁇ dq value obtained from the circuit equation of the plant model unit 4 is applied to the equation (10), the output torque T can be estimated as T ⁇ . The gain of all phases of the current sensor is corrected so as to reduce the error by comparing the output torque T ⁇ and the torque command value T * .
  • a PI control unit 40 shown in FIG. 6 is applied for error reduction. Note that this error reduction operation can be achieved by using a method other than PI operation.

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Abstract

制御装置に用いられる電流センサのオフセット誤差、ゲイン誤差によって電流等に周期外乱を発生させる。 電流指令値と、電流センサによる電流検出値から、電流制御部によって電圧指令値を生成する。生成された電圧指令値をプラントモデル部へ入力して仮想電流値を演算する。仮想電流値は、座標変換部を介して周期外乱オブザーバに入力して補償値を算出する。補償値は、座標逆変換部を介して検出電流値に重畳して、電流センサの検出電流値を補正する。

Description

制御装置
本発明は、電流センサの誤差補正機能を備えた制御装置に関するものである。
　周期外乱の発生抑制制御としては、受変電設備での電力系統制御、ロボットによる位置決め制御、ダイナモメータシステムの軸トルク共振抑制、モータ筐体の振動抑制（電気自動車、エレベータなどの乗り心地に関連するもの）等が存在し、これら各製品での周期外乱を高精度に抑制することが要望されている。
　例えば、モータは原理的にトルクリプルを発生し、振動、騒音、乗り心地への悪影響、電気・機械共振等の種々の問題を引き起こす。特に、埋込磁石形のＰＭモータは、コギングトルクリプルとリラクタンストルクリプルが複合的に発生する。その対策として、トルクリプルを抑制する制御方式として周期外乱オブザーバ補償法が提案されている。
　図８は、特許文献１及び非特許文献によって公知となっている周期外乱オブザーバのn次トルクリプル周波数成分に関する制御ブロック図を示したものである。
１はトルクリプル補償値演算部で、正弦波／余弦波の制御指令ｒn(通常は０)と周期外乱オブザーバ３による推定値dTA^n, dTB^nとの差分にそれぞれ正弦波／余弦波値を乗算してそれを加算することでトルクリプル補償指令Tc*nを生成し制御対象２に出力される。制御対象２では、周期の外乱（以下周期外乱dTnという）が発生することがある。例えば、制御対象がモータであればコギングトルなどによる回転数に同期した外乱であるトルクリプルがこれに相当し、振動や騒音の要因となる。
　周期外乱オブザーバ３は周期外乱dTnを抑制するもので、周波数成分毎に複素ベクトルで表現したシステム同定モデルを外乱オブザーバの逆システムモデルを用いることで、制御対象とする周波数の外乱を直接的に推定して補償する。
これにより比較的単純な制御構成でありながら、対象とした周波数に対しては次数に関係なく高い抑制効果が得られる。
　システム同定モデルＰ^nの取得に関して、制御に先立って制御対象のプラントＰn（＝ＰAn+jＰBn）に対して予めシステム同定を行い、１次元複素ベクトルの形で（１）式として表現する。
Ｐ^n＝Ｐ^An+jＰ^Bn　　　　　　　　…（１）
ただし、添字のnはn次成分、変数は何れもＸn＝ＸAn＋jＸBnと表現される複素ベクトルである。
　例えば、１～１０００Ｈｚまでのシステム同定結果を１Ｈｚ毎に複素ベクトルで表現した場合、１０００個の１次元複素ベクトルの要素からなるテーブルでシステムを表現できる。または、同定結果を数式化してシステムを表現することも可能である。何れの手法も、特定の周波数成分については簡素な１次元複素ベクトルでシステムモデルの表現は可能となる。
なお、システム同定モデルに限らず文中記載のＰ^n，ｒn，dTn，dT^n，Ｔnも
Ｘn＝ＸAn＋jＸBnと表現される複素ベクトルである。
　モータのトルクリプルは回転位相θ［ｒａｄ］に準じて周期的に発生する外乱であることから、周期外乱オブザーバ３の制御としてはトルク脈動周波数成分抽出手段を用いて任意次数ｎ（電気的回転周波数の整数倍）の余弦係数TAn，正弦係数TBnに変換する。周波数成分の厳密な計測手段にはフーリエ変換などがあるが、図８では簡易性を重視し、プラント出力に対してフーリエ変換を簡易化した低域通過フィルタＧF(s)を通すことで、周期外乱dTnの抑制対象とする周波数成分を抽出する。これに上記抽出したシステム同定モデルの逆数Ｐ^n-1で表現される逆システムを乗算し、低域通過フィルタＧF(s)を通した制御指令値との差分から周期外乱dTnを推定し、周期外乱推定値dT^n（＝dT^An +jdT^Bn）としてトルクリプル補償値演算部１に出力して制御指令ｒnから差っ引いて周期外乱dTnを抑制する。
国際公開ＷＯ２０１０／０２４１９５Ａ１

複素ベクトル表現を用いた周期外乱オブザーバに基づくＰＭモータのトルクリプル抑制制御法、電気学会論文誌Ｄ、Vol.132, No.1.ｐ.84-93(2012)
　制御装置としてのインバータ駆動の装置における周期外乱の発生要因は多々あるが、電流センサのオフセットおよびゲイン誤差もその一つである。オフセット誤差は主に同期周波数の１ｆに、ゲイン誤差は主に２ｆの周期外乱を発生させる。
　本発明が目的とするところは、電流センサ誤差のゲインおよびオフセットの誤差補正機能を備えた制御装置を提供することである。
　本発明の１つの観点によれば、電流指令値と、電流センサによる電流検出値から、電流制御部によって電圧指令値を生成する制御装置において、
前記電圧指令値をプラントモデル部へ入力して仮想電流値を演算し、仮想電流値は座標変換部を介して周期外乱オブザーバに入力して、周期外乱オブザーバにて補償値を算出し、算出された補償値を座標逆変換部を介して前記検出電流値に重畳して、電流センサの検出電流値を補正することを特徴としたものである。
　本発明の他の観点によれば、オフセット誤差演算部とゲイン誤差演算部を有する電流センサ誤差推定部を設け、前記検出電流値と前記補償値の重畳された値と、前記検出電流値をそれぞれオフセット誤差演算部とゲイン誤差演算部に入力してオフセット誤差とゲイン誤差を算出し、算出された各誤差信号に基づいて前記電流センサの誤差の推定をおこなうことを特徴としたものである。
　本発明の別の観点によれば、前記電流センサの出力側に電流誤差演算部を設け、前記電流センサ誤差推定部の出力側にスイッチを介して電流センサ誤差推定値を保存するメモリを設け、前記周期外乱オブザーバによる補償値の出力側にスイッチを接続し、前記メモリに保存された電流センサ誤差推定値と周期外乱オブザーバによる補償値を切替えて出力するよう構成し、前記電流誤差演算部は、前記メモリに接続されたスイッチがオン状態となったときメモリに保存された電流センサ誤差推定値に基づいて検出電流値を補正することを特徴としたものである。
　本発明の更に別の観点によれば、電流指令値と、電流センサによる電流検出値から、電流制御部によって電圧指令値を生成する制御装置において、
前記電流センサは２相検出とし、電流センサの出力側に電流誤差演算部を設け、前記電圧指令値をプラントモデル部へ入力して仮想電流値を演算し、前記仮想電流値は関数成分検出部を介して周期外乱オブザーバに入力し、この周期外乱オブザーバにて算出された補償値と前記仮想電流値を補償値／誤差変換部へ入力して電流センサ誤差推定値を算出し、この電流センサ誤差推定値を前記電流誤差演算部に入力して、電流センサの検出電流値を補正することを特徴としたものである。
　本発明の他の観点によれば、前記周期外乱オブザーバの出力側は、スイッチを介して前記電流誤差演算部に接続すると共に、周期外乱オブザーバの出力側に補償値を保存するメモリを設け、振動の抑制制御が収束したとき、前記メモリに保存された補償値に基づいて検出電流値を補正することを特徴としたものである。
　本発明の更に他の観点によれば、前記電流指令値をトルク制御指令値に基づいて生成するとともに、前記電流センサの出力側に電流誤差演算部を設け、前記プラントモデル部は出力トルクの推定値を出力して前記トルク制御指令値と比較して誤差を低減するように前記電流誤差演算部に出力することを特徴としたものである。
　本発明の別の観点によれば、前記電流指令値をトルク制御指令値に基づいて生成し、前記プラントモデル部は出力トルクの推定値を出力して前記トルク制御指令値と比較して誤差を低減するように前記電流誤差演算部に出力することを特徴としたものである。
本発明の実施形態を示す電流検出誤差補正の制御ブロック図。 本発明の他の実施例による電流検出誤差補正の制御ブロック図。 本発明の他の実施例による電流検出誤差補正の制御ブロック図。 本発明の他の実施例による電流検出誤差補正の制御ブロック図。 本発明の他の実施例による電流検出誤差補正の制御ブロック図。 本発明の他の実施例による電流検出誤差補正の制御ブロック図。 本発明の他の実施例による電流検出誤差補正の制御ブロック図。 周期外乱オブザーバ制御ブロック図。
　本発明の説明に先立って、電流センサ誤差によるidq電流への影響と、対象がモータである場合のトルクへの影響について説明する。
なお、インバータ駆動において、電流制御のための３相交流電流検出方法については、３相それぞれに検出器を設ける場合と２相に検出器を設けて残りを演算から求める２つの場合がある。それぞれの形態について、センサ誤差の影響に若干の差異があるため、分けて説明する。
１－１．　３相検知におけるセンサ誤差の影響について
　３相検知方式における、電流センサのオフセット及びゲイン誤差によるidqおよびトルクへの影響は次の通りである。
先ず、一般的に電流ｉu，ｉv，ｉwからidqへのdq座標変換式は（２）式に表せる。ここでCnθ、Snθはcosは(nθ)，sin(nθ)を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 ただし、φを位相角、Ｉを電流ピーク値として電流ｉu，ｉv，ｉwをそれぞれ（３）式とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　次にオフセット誤差△ｉu，△ｉv，△ｉwとゲイン誤差α、β、γが生じているとして検出誤差のある３相電流ｉ´u，ｉ´v，ｉ´wを（４）式で表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　（２）～（４）式からオフセット及びゲイン誤差の存在するid´，iq´に関して（５）式に展開することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
（５）式は回転同期周波数１ｆの項をｉｄ1f，ｉｑ1f、２ｆの項をｉｄ2f，ｉｑ2f、定数項をDd，Dqとして（６）式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　以上よりidqに対して（５）（６）式からオフセット誤差は同期周波数１fの振動を発生させ、ゲイン誤差は２fの振動および直流成分を発生させることがわかる。
１－２．　２相検知におけるセンサ誤差の影響について
　次に２相検知方式における、電流センサのオフセット及びゲイン誤差によるidq およびトルクへの影響について説明する。
検出相はU，V相とした2相検知時のｉu，ｉvからid，iqへのdq座標変換式は（７）式に表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　次にオフセット誤差△ｉu，△ｉvにゲイン誤差α、βが存在するとき誤差によるＵ，Ｖ相の影響は（４）式と同様になる。ただし、ｉwについてはｉuとｉvか
ら（８）式で算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　（３），（４），（７），（８）式からオフセットおよびゲイン誤差の存在するid´，
iq´'に関して展開すると（９）式となる。また（９）式も（６）式として表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　以上より２相検知の場合においても、idqに対して（６）（９）式からオフセット誤差は同期周波数１fの振動を発生させ、ゲイン誤差は２fの振動および直流成分を発生させることがわかる。
２－１．　センサ誤差によるトルクへの影響について
　適用対象がモータである場合、この振動状態のidq によるトルクへの影響について説明する。
（６）式のidqが通電されているとして、PMモータの一般的なトルク式である（１０）式から出力トルクを（１１）式と表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
ここで、Ld：d軸インダクタンス、Lq：q軸インダクタンス、Φ：磁束鎖交数である。
　このとき、id×iq項において１f×１fの乗算では（１２）式より２fを、２f×１fの乗算では（１３）式より１，３fを、２f×２fの乗算では（１２）式より４fを生じるため、idq自体の１，２fに加えて高次トルクリプルも発生する。
　（ａ）． nf×nfの乗算に関して、Ａ～Ｅを定数として
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　（ｂ）． nf×mfの乗算に関して、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　以上のことをまとめると、周期外乱を低減する手法として特許文献１や非特許文献１において周期外乱オブザーバなどで提案されている。これら従来の手法によれば、例えば制御対象がモータである場合、トルクを制御対象として補償信号を生成してトルクリプルを抑制する。これによりトルクリプルは低減可能であるが、外部にトルクセンサを設置する必要がある。制御機器内部のセンサ誤差が要因であるので、センサゲインとオフセットもしくは検出電流を適切に調整出来れば、余計な計測器を用いることなくトルクリプルを低減できると考えられる。
　また（１１）式のとおり、トルクには１，２f以上の高次トルクリプルも発生し、これをトルク補償にて抑制するには周期外乱オブザーバPDOの対象周波数に１，２fに加えて３，４fも加えなければならず、演算負荷が増大する。
　そこで本発明では、トルクセンサを用いず演算負荷の増加も抑えて、電流センサ誤差による周期外乱の抑制を行うものである。
　なお、上記の電流センサによる振動発生はインバータとモータの組み合わせに限らず、電流センサを用いた制御機器一般（電力系統機器など）に当てはまる問題である。よって、以下で示す各実施例はインバータとモータの例で説明するが、一般的な制御機器に対して適用可能なものである。
　図１は、電流検出誤差補正の制御ブロック図を示したものである。１は制御装置となるインバータ、２は制御対象となるモータ、３は周期外乱オブザーバである。インバータ１は、トルク指令値Ｔ*をｄ，ｑ軸の電流指令値ｉ* dq（ｉd，ｉq）に変換する変換部１１と、この変換部の出力ｉ* dqと電流センサ１５及び３相／２相の座標変換部１４を介して検出された信号ｉdqとの差分に基づいて電圧指令値ｖdq refを算出する電流制御部１２を有している。
　４はプラントモデル部、５は座標変換部、６は座標逆変換部、７は回転位置センサで、エンコーダ波形abzからロータ回転角度θと回転角速度ωを検出し、回転角度θは座標変換部５と座標逆変換部６及び３相／２相変換部１４に出力し、角速度ωは周期外乱オブザーバ３へ出力する。なお、周期外乱オブザーバにおけるGFはローパスフィルタ、ｄｉdqcは補償ｉd，ｉq値、ｄｉ* dqnは補償ｉd，ｉq指令値である。
　プラントモデル部４は、電流制御部１２の出力ｖdq ref指令を入力してモータの回路方程式により仮想電流値ｉ^dq（ｉd，ｉq）を算出し、これを振動抑制対象とする。電流センサに誤差が生じている場合、電流制御部１２の応答範囲内においては検出したｉdq上の振動を電流制御部１２が抑制する。振動分はｖdq ref指令に重畳され、これにより出力電流が振動することで周期外乱となって現れる。このためインバータ内部においてｉdqに振動は観測されない。しかし、ｖdq ref指令をプラントモデル部４の回路方程式を通すことで振動状態の仮想電流値ｉ^dqの観測が可能となる。プラントモデル部４における回路方程式は、対象がPMモータである場合は（１４）式を用いる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
ここで、Ｒ：電気子抵抗、Ld：d軸インダクタンス、Lq：q軸インダクタンス、Φ：磁束鎖交数である。
　プラントモデル部４における回路方程式に用いるパラメータ精度については、高精度なものは必要ではなく周期外乱オブザーバ３のロバスト性範囲内であれば良い。このため設計値などを適用し、周期外乱オブザーバ３の内部のシステムモデルもこれに従いあらかじめ計算可能であり、実測などによる正確な取得は必ずしも必要ではない。
　次に仮想電流値ｉ^dqの対象周波数成分抽出のために座標変換部５では（１５）式の高調波dq変換を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　電流id，iqが常に直交することを利用し、周期外乱オブザーバ３で抑制対象とする複素数形式の周波数成分にはidn，iqnをそれぞれ実部、虚部に設定し、
ｉdqn＝idn＋ｊiqnとして扱う。ここからは通常の周期外乱オブザーバ３の制御則に従い補償値を算出する。
最後に座標逆変換部６では、補償値を（１６）式の座標系逆変換によりdq座標系に変換する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　これにより得られる補償電流検出値didqcを検出電流ｉdqに重畳して補償値
ｉdq´とし、更にｉ* dqとの差分を得て電流制御部１２に入力する。
　したがって、この実施例によれば、電流センサ誤差による周期外乱を低減することで電流検出値を直接補償することが可能となる。
　図２は第２の実施例を示した電流検出誤差補正のブロック図を示したものである。図１で示す第１の実施例では振動抑制は達成できるが、電流センサの誤差値を直接求めることはできない。センサ誤差が頻繁に変動しない場合などは誤差値を学習し、センサの出力に対して直接補正を行った方が演算負荷、制御応答性の面から有用であることから、この実施例は図１の機能に電流センサ誤差の誤差値を詳細に推定する機能を付加したものである。
　図２において２０は電流センサ誤差推定部で、オフセット誤差演算部２１とゲイン誤差演算部２２を備えている。なお、周期外乱オブザーバ３０には、図１で示す変換部５，６が含まれた電流センサ誤差補償用の周期外乱オブザーバとなっており、また、８は２相／３相の座標変換部である。
　図２に示す制御ブロック図により、電流ｉd，ｉqの補償値ｉdq´と電流センサ１５の出力で補正前のｉuvw sens値を比較することでセンサ誤差を推定する。オフセット誤差演算部２１では、十分に振動が抑制されセンサ誤差を補正している状態において、電流ｉuvw sensと座標変換部８により３相に変換したｉdq´に対し、その直流成分と１f成分の絶対値を抽出する。十分にセンサ誤差が補正された状態では、ｉdq´にセンサ誤差は生じなく、逆にｉuvw sensは真値にセンサ誤差が生じた状態で観測される。よって両者を比較することでセンサ誤差を推定することが可能である。オフセット誤差については両者の差分をとることで得られる。
また、ゲイン誤差演算部２２についても同様の演算を行い、ゲイン誤差については除算により誤差値を求める。
　したがって、この実施例によれば、センサ誤差が頻繁に変動しない場合などでは誤差値を学習し、求まった誤差値に基づいて電流センサ１５の検出値に対して直接補正を加えることで、演算負荷の軽減、制御の応答性の向上が図られるものである。
　図３は第３の実施例を示した電流検出誤差補正の制御ブロック図を示したものである。
図２で示した実施例において、電流センサ誤差を推定して直接電流センサ１５の出力が補正できれば、周期外乱オブザーバ３０を常に動作させる必要はない。よって実施例３では、電流センサ誤差補償用の周期外乱オブザーバ３０による補償電流値を用いるか、メモリに保存した誤差推定値により直接センサ出力に補正を行うかをスイッチにより切り替えるように構成したものである。
　図３において、９はメモリ、１６は電流誤差演算部、ＳＷ１～ＳＷ３はスイッチである。電流センサ誤差推定部２０による誤差値の学習により、センサ誤差が変動しないと推定されたときのスイッチＳＷ２，ＳＷ３をオン状態にして誤差値をメモリ９に記憶する。インバータにおける電流誤差演算部１６は、メモリ９に記憶された推定誤差値を参照して電流センサ１５の出力値ｉuvw sensに対する補正演算を実行して座標変換部１４に出力する。
　スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオン状態のときには、スイッチＳＷ１がオフ状態となっており、したがって周期外乱オブザーバ３０からの電流ｉd，ｉqの補償値ｄｉdqcはインバータには入力されず、座標変換部１４の出力ｉdqが入力されて指令値ｉ* dqとの差分が得られる。
　一方、センサ誤差が頻繁に発生して振動が十分に抑制されていない場合では
スイッチＳＷ２，ＳＷ３はオフ状態となり、スイッチＳＷ１がオン状態となる。
この状態では、周期外乱オブザーバ３０からの補償値ｄｉdqcと検出値ｉdqとの差演算を行ってｉdq´を求め、このｉdq´と指令値ｉ* dqとの差分が得られる。
　したがって、この実施例によれば、一度電流センサ誤差が推定出来れば、以降は演算負荷を低減させることができる。同時に、補償の応答性に関して周期外乱オブザーバによる出力の補償値では周期外乱オブザーバの応答性により限界があるが、誤差推定値により直接補償すれば応答良く電流センサ誤差を補正できるものである。
　前記各実施例では、電流センサの検出相数については３相検出の例（３相検知のみが有効な手法ではなく２相検知時でも適用可能である）であるが、２相検知の場合には振動抑制の補償値からセンサ誤差値を直接推定可能となる。
　汎用的な制御機器においては、コスト面から電流センサは２相検知である場合が多い。２相検知の場合、直接センサ誤差値が得られる点において有用である。
　図４で示す第４の実施例において１０は関数成分検出部で、プラントモデル部４の出力ｉ^qを抑制対象として入力して周期外乱オブザーバ３に出力する。また、ｉ^qは補償値を誤差分に変換する補償／誤差変換部６ａにも入力され、補償／誤差変換部６ａから電流誤差演算部１６に対して補正信号が出力される。
　図４の構成に基づき、ｉ^q を抑制対象として周期外乱オブザーバを適用すると、１fに対する補償値diqc,1fはdiqa1, diqb1を定数として（１７）式の形式で出力される。
オフセット誤差について（９）式との係数比較により（１８）式を導く。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　同様に２fに対する補償値diqc,2fはdiqa2, diqb2を定数として（１９）式の形式で出力される。
ゲイン誤差について（９）式との係数比較により（２１）式を導く。ただし、この時ゲイン誤差に平衡分はなく、（２０）式の条件を満たしているものとする。
（２０）式の条件を非平衡分と平衡分が混在する場合に適用すると、非平衡分の誤差は補償されて振動は抑制されるが平衡分の直流誤差が残留する。なお、ここで、平衡誤差とは、各センサの同一方向誤差（2つのセンサ誤差が±ｘ％と同じ）と、非平衡誤差を各センサの異方向誤差（2つのセンサ誤差が＋ｘ％，－ｙ％と異なる）と定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　（１８），（２１）式により周期外乱オブザーバ３出力diqcnの補償値を変換部６ａによって変換することでセンサ誤差値を求め、センサ出力の検出値に対して直接補正を行いセンサ誤差による周期外乱を抑制する。なお、本実施例ではＵ，Ｖ相検知について説明したが、それ以外の相の組み合わせでは（９）式の形態が変わるのみで基本的な手法は同様である。
また、上記ではq軸を抑制対象としたが、d軸としても同様に行える。
　したがって、この実施例によれば、電流センサ誤差によって周期外乱が発生する制御対象に対し、２相検知式の制御器において電流センサ誤差による振動を抑制するセンサ誤差値の推定機能を備えたことで、直接に電流センサ誤差の推定が可能となるものである。
　図４で示した実施例において、電流センサ誤差を推定して直接電流センサ１５の出力が補正できれば、周期外乱オブザーバ３を常に動作させる必要はない。よって実施例５では、周期外乱オブザーバ３による補償電流値を用いるか、この補償電流値をメモリに保存した固定値を適用するかスイッチＳＷにより切替えるように構成したものである。
　図５はこの実施例の周期外乱オブザーバの制御ブロックを示したもので、電流センサ誤差補償用の周期外乱オブザーバ３０ａには、図４で示す関数成分検出部１０と変換部６ａの機能が組み込まれている。周期外乱オブザーバ３０ａで算出した誤差推定値（オフセット誤差、ゲイン誤差）はメモリ９に記憶されると共に、スイッチＳＷの接点ｂを通して電流誤差演算部１６に入力される。
　一方、メモリ９に記憶された誤差推定値は、スイッチＳＷの接点ａを通して電流誤差演算部１６に入力される。スイッチＳＷは、振動の抑制制御が収束されたと判断されたときに、接点ｂより接点ａ側に切り替わる。
　したがって、この実施例によれば、一度電流センサ誤差が推定出来れば、以降は演算負荷を低減させることができる。同時に、補償の応答性に関して周期外乱オブザーバ出力の補償値では周期外乱オブザーバの応答性には限界があるが、誤差推定値により直接補償すれば応答良く電流センサ誤差を補正することが可能となる。
　この実施例は、センサ誤差による平均トルクに与える影響を補正するものである。実施例１～４においては、ゲイン誤差の平衡誤差が平均トルクに与える影響については振動を伴わないため、補正を行うことができない。また実施例１（図１）の手法では（５）式で示したゲイン誤差による直流誤差については補正されない。
　第６の実施例は、センサ誤差による平均トルクに与える影響も補正するものである。図６は、図１で示す実施例１に平均トルク補正機能を付加した場合を示したものであり、図７は、図４で実施例４に平均トルク補正機能を付加した場合を示したもので、図６，７に設けられた電流誤差演算部１６ａ，１６ｂが図１及び図４と異なる部分である。
　図６，図７において、先ず、モータの回路方程式に適用する各パラメータ精度が平均トルクに対して十分とする。プラントモデル部４の回路方程式から得られる仮想電流値ｉ^dq値を（１０）式に適用すれば、出力トルクＴをＴ＾として推定することができる。出力トルクＴ＾とトルク指令値Ｔ*を比較して誤差を低減するように電流センサ全相のゲインに対して補正を行う。誤差低減について例えば図６に示すＰＩ制御部４０を適用する。なお、この誤差低減演算についてはＰＩ演算以外の手法を用いても達成可能である。
　したがって、この実施例によれば、電流センサによる振動を抑制した上、平均トルクに影響を与えるゲインの平衡誤差の補正が可能となるものである。
　以上のとおり、本発明によれば、電流センサのゲインおよびオフセットの誤差を補正することが可能となるものである。

Claims (7)

  1. 電流指令値と、電流センサによる電流検出値から、電流制御部によって電圧指令値を生成する制御装置において、
    前記電圧指令値をプラントモデル部へ入力して仮想電流値を演算し、仮想電流値は座標変換部を介して周期外乱オブザーバに入力して、周期外乱オブザーバにて補償値を算出し、算出された補償値を座標逆変換部を介して前記検出電流値に重畳して、電流センサの検出電流値を補正することを特徴とした制御装置。
  2. オフセット誤差演算部とゲイン誤差演算部を有する電流センサ誤差推定部を設け、前記検出電流値と前記補償値の重畳された値と、前記検出電流値をそれぞれオフセット誤差演算部とゲイン誤差演算部に入力してオフセット誤差とゲイン誤差を算出し、算出された各誤差信号に基づいて前記電流センサの誤差の推定を行うことを特徴とした請求項１記載の制御装置。
  3. 前記電流センサの出力側に電流誤差演算部を設け、前記電流センサ誤差推定部の出力側にスイッチを介して電流センサ誤差推定値を保存するメモリを設け、前記周期外乱オブザーバによる補償値の出力側にスイッチを接続し、前記メモリに保存された電流センサ誤差推定値と周期外乱オブザーバによる補償値を切替えて出力するよう構成し、
    前記電流誤差演算部は、前記メモリに接続されたスイッチがオン状態となったときメモリに保存された電流センサ誤差推定値に基づいて検出電流値を補正することを特徴とした請求項２記載の制御装置。
  4. 電流指令値と、電流センサによる電流検出値から、電流制御部によって電圧指令値を生成する制御装置において、
    前記電流センサは２相検出とし、電流センサの出力側に電流誤差演算部を設け、前記電圧指令値をプラントモデル部へ入力して仮想電流値を演算し、前記仮想電流値は関数成分検出部を介して周期外乱オブザーバに入力し、この周期外乱オブザーバにて算出された補償値と前記仮想電流値を補償値／誤差変換部へ入力して電流センサ誤差推定値を算出し、この電流センサ誤差推定値を前記電流誤差演算部に入力して、電流センサの検出電流値を補正することを特徴とした制御装置。
  5. 前記周期外乱オブザーバの出力側は、スイッチを介して前記電流誤差演算部に接続すると共に、周期外乱オブザーバの出力側に補償値を保存するメモリを設け、振動の抑制制御が収束したとき、前記メモリに保存された補償値に基づいて検出電流値を補正することを特徴とした請求項４記載の制御装置。
  6. 前記電流指令値をトルク制御指令値に基づいて生成すると共に、前記電流センサの出力側に電流誤差演算部を設け、前記プラントモデル部は出力トルクの推定値を出力して前記トルク制御指令値と比較して誤差を低減するように前記電流誤差演算部に出力することを特徴とした請求項１又は２記載の周期外乱自動抑制装置。
  7. 前記電流指令値をトルク制御指令値に基づいて生成し、前記プラントモデル部は出力トルクの推定値を出力して前記トルク制御指令値と比較して誤差を低減するように前記電流誤差演算部に出力することを特徴とした請求項４記載の周期外乱自動抑制装置。
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