WO2015029640A1 - 共振型マルチレベルコンバータ - Google Patents

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WO2015029640A1
WO2015029640A1 PCT/JP2014/069183 JP2014069183W WO2015029640A1 WO 2015029640 A1 WO2015029640 A1 WO 2015029640A1 JP 2014069183 W JP2014069183 W JP 2014069183W WO 2015029640 A1 WO2015029640 A1 WO 2015029640A1
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mosfet
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capacitor
series circuit
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芳賀　浩之
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新電元工業株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a multilevel converter including a resonant circuit.
  • This application claims priority based on Japanese Patent Application No. 2013-179533 for which it applied to Japan on August 30, 2013, and uses the content here.
  • Fig. 7 shows a conventional series resonant converter.
  • MOSFETs 1 to 4 are bridge-connected, and input terminals 41 and 42 are connected to their DC inputs.
  • the diodes 11 to 14 are bridge-connected, and the output capacitor 31 and the output terminals 43 and 44 are connected to the DC output.
  • the alternating current output of the bridge circuit composed of MOSFETs 1 to 4 and the alternating current input of the bridge circuit composed of diodes 11 to 14 are connected via a transformer 22.
  • a series circuit of a resonance capacitor 32 and a resonance choke 23 is inserted between the primary winding of the transformer 22 and the bridge circuit composed of the MOSFETs 1 to 4.
  • a choke 24 is connected in parallel with the primary winding of the transformer 22.
  • MOSFET 1 and MOSFET 2 are alternately turned on / off with a duty of about 50%, MOSFET 4 is turned on / off simultaneously with MOSFET 1, MOSFET 3 is turned on / off simultaneously with MOSFET 2, and the switching frequency is modulated.
  • the energy passing through the resonance circuit including the resonance capacitor 32, the resonance choke 23, and the choke 24 is controlled, and the output voltage is controlled.
  • the load is a battery, the output current is controlled.
  • Such a converter is called an LLC type series resonance converter, and by making the switching frequency lower than the resonance frequency of the resonance capacitor 32 and the resonance choke 23, the current when the MOSFETs 1 to 4 are turned off is reduced, and the turn-off loss is reduced.
  • the turn-on loss is reduced because the output capacity of the MOSFETs 1 to 4 can be discharged before the MOSFETs 1 to 4 are turned on by the energy stored in the choke 24, and the recovery current is generated by operating the diodes 11 to 14 in the current discontinuous mode. It is known that it does not flow, and no surge voltage is generated, resulting in low noise.
  • a waveform example of each part of this converter is shown in FIG.
  • This waveform was obtained with an input voltage of 400 V, an output voltage of 300 V, an output current of 11 A, a capacitance of the resonant capacitor 32 of 0.33 ⁇ F, an inductance of the resonant choke 23 of 9 ⁇ H, an inductance of the choke 24 of 200 ⁇ H, and a transformer turns ratio of 110: 83.
  • FIG. 8 shows a waveform for two periods. As a result of the control, the switching frequency was 85.2 kHz. Since the resonant frequency of the resonant capacitor 32 and the resonant choke 23 is 92.4 kHz, the switching frequency is lower than this.
  • the value of the current of MOSFET 1 is small when MOSFET 1 is turned off, that is, when the drive signal of MOSFET 1 changes from high to low. This is because the switching frequency is lower than the resonance frequency, so that the sinusoidal resonance current has ended and only the current of the choke 24 remains. Since the current is small, the overlap between the voltage and current when the MOSFET 1 is turned off is also reduced, and the turn-off loss is reduced. 8 that the current of the MOSFET 1 is negative when the MOSFET 1 is turned on, that is, when the drive signal of the MOSFET 1 changes from low to high.
  • MOSFET 1 the parasitic diode of MOSFET 1 is conductive until just before MOSFET 1 is turned on. Therefore, it can be seen that the output capacitance of the MOSFET 1 is discharged, and there is no loss due to the discharge of the energy stored in the output capacitance by the MOSFET 1, that is, there is no turn-on loss.
  • MOSFET2, MOSFET3, and MOSFET4 are not shown, since MOSFET4 is turned on and off at the same timing as MOSFET1 and the same current flows, its voltage waveform and current waveform are the same as MOSFET1.
  • the voltage waveform and current waveform of the MOSFET 2 and the MOSFET 3 are the same as the waveform although they are shifted from the MOSFET 1 by a half cycle due to the symmetry of the circuit operation. Therefore, it can be seen that in this converter, the turn-on loss and the turn-off loss of the MOSFETs 1 to 4 are reduced.
  • the diode 11 when the current of the diode 11 and the voltage of the diode 11 in FIG. 8 are seen, it can be seen that the voltage has risen after a lapse of a certain time after the current has finished flowing. As a result, the recovery current flowing in the diode 11 is reduced, so that the surge voltage generated in the diode 11 is reduced, resulting in low noise.
  • the diode 11 is operating in the current discontinuous mode. Although the waveforms of the diode 12, the diode 13, and the diode 14 are not shown, the voltage waveform and current waveform of the diode 14 are the same as those of the diode 11.
  • the voltage waveform and current waveform of the diode 12 and the diode 13 are shifted from the diode 11 by a half cycle due to the symmetry of the circuit operation, and the waveforms are the same. Therefore, it can be seen that in this converter, the surge voltage generated in the diodes 11 to 14 is reduced, resulting in low noise.
  • a problem with the conventional LLC series resonant converter is that the above-mentioned excellent characteristics cannot be obtained if the ratio of the input voltage to the output voltage deviates from the optimum point.
  • FIG. 9 is an operation waveform of each part when the output voltage is changed to 13.2 A in order to change the output voltage from 300 V to 250 V and keep the output power constant.
  • the switching frequency increased to 194.2 kHz.
  • Conditions other than the output voltage and output current were the same as in FIG.
  • the operation waveform changes significantly.
  • the problems in this case are that the turn-off loss of the MOSFETs 1 to 4 increases and that a recovery current flows through the diodes 11 to 14.
  • the current of MOSFET 1 is maximum when MOSFET 1 is turned off, that is, when the drive signal of MOSFET 1 changes from high to low. Since the switching frequency is higher than the resonance frequency, the MOSFET 1 is turned off before the sinusoidal resonance current has finished flowing, which causes a problem that the turn-off loss increases. In addition to the increase in turn-off loss at one switching as described above, the switching frequency has increased by about 2.3 times, so the number of occurrences of switching loss has also increased by 2.3 times, and the turn-off loss has a synergistic effect. Will increase. For this reason, it is necessary to increase the size of the heat dissipating parts of the MOSFETs 1 to 4, for example, the heat sink, which causes a problem of increasing the size of the converter.
  • FIG. 10 is an operation waveform of each part when the output voltage is changed to 9.43 A in order to change the output voltage from 300 V to 350 V and keep the output power constant.
  • the switching frequency decreased to 42.7 kHz.
  • Conditions other than the output voltage and output current were the same as in FIG.
  • the operation waveform changes greatly.
  • the problems in this case are that the switching frequency is reduced by about half, the magnetic flux density change width of the transformer 22 is increased, the iron loss is increased, and the period during which the resonance current is not flowing through the output capacitor is lengthened.
  • the ripple voltage increases. In order to maintain the output ripple voltage at a value before the output voltage rises, it is necessary to take measures such as increasing the capacitance of the output capacitor 31 or adding a smoothing filter, which causes a problem of increasing the size of the converter. It was.
  • the switching frequency fluctuated from 42.7 kHz to 194.2 kHz because the output voltage fluctuated ⁇ 50 V centered on 300 V. If the frequency fluctuation range becomes wider, a filter that satisfies the output ripple voltage required at the lowest frequency must be prepared, and a MOSFET drive circuit that can operate at the highest frequency must be prepared while the transformer is designed not to saturate. There is a problem that the capability required for each part is increased. Further, since the frequency range of noise emitted from the converter is widened, a high capability is required as a noise filter for suppressing this. Therefore, it is better that the frequency fluctuation range is as narrow as possible, but the LLC type series resonant converter has a problem that the frequency fluctuation range becomes wider as the ratio of the input voltage to the output voltage becomes wider.
  • the LLC series resonant converter has a problem that when the ratio between the input voltage and the output voltage deviates from the optimum point, the low loss / low noise characteristics are lost and the frequency variation range is widened. For this reason, in order to prevent the input voltage from fluctuating, a chopper circuit is attached to the input of the converter, and the converter input voltage is often used after taking measures to make the converter input voltage constant even when the input voltage fluctuates.
  • a chopper circuit is attached to the input of the converter, and the converter input voltage is often used after taking measures to make the converter input voltage constant even when the input voltage fluctuates.
  • the LLC series resonance converter cannot be used.
  • Non-Patent Document 1 discloses general forms of multilevel converters and inverters.
  • An example of the multilevel converter is shown in FIG.
  • This circuit replaces MOSFET1 with a series circuit of MOSFET1 and MOSFET5, replaces MOSFET2 with a series circuit of MOSFET6 and MOSFET2, and connects the connection point of MOSFET1 and MOSFET5 and the connection point of MOSFET6 and MOSFET2 with respect to the series resonant converter of FIG.
  • a capacitor 33 is connected between them, the resonant capacitor 32 and the choke 24 are deleted, and a choke 21 is added on the secondary side.
  • FIG. 12 shows voltage waveforms applied to the series circuit of the primary choke of the resonance choke 23 and the transformer 22.
  • each voltage level is ⁇ 2/2, ⁇ 1/2, and 0/2 of the input voltage.
  • the conventional LLC type series resonant converter has a problem that the switching loss and the surge voltage of the rectifier diode increase when the ratio of the input voltage and the output voltage deviates from the optimum point.
  • the present invention solves the problem that the switching loss and the surge voltage of the rectifier diode increase when the ratio of the input voltage and the output voltage deviates from the optimum point by making the LLC series resonant converter multilevel.
  • the purpose is to enable operation at a constant frequency.
  • the resonant multilevel converter includes bridge-connected MOSFETs 1 to 4, input terminals 41 and 42 connected to the DC input, bridge-connected diodes 11 to 14, and An output capacitor 31 connected to a direct current output, output terminals 43 and 44, a transformer 22 for connecting an alternating current output of a bridge circuit composed of MOSFETs 1 to 4 and an alternating current input of a bridge circuit composed of diodes 11 to 14, A series circuit of a resonance capacitor 32 and a resonance choke 23 inserted between a primary winding of the transformer 22 and a bridge circuit composed of MOSFETs 1 to 4, and a choke 24 connected in parallel with the primary winding of the transformer 22 MOSFET1 is placed in a series circuit of MOSFET1 and MOSFET5 with respect to the resonant converter provided.
  • replacing the MOSFET 2 to the series circuit of MOSFET6 the MOSFET 2 characterized the connection point of MOSFET1 the MOSFET 5, that of connecting the capacitor 33 between the connection point of MOSFET6
  • the resonant multilevel converter includes bridge-connected MOSFETs 1 to 4, input terminals 41 and 42 connected to the DC input, bridge-connected diodes 11 to 14, and An output capacitor 31 connected to a direct current output, output terminals 43 and 44, a transformer 22 for connecting an alternating current output of a bridge circuit composed of MOSFETs 1 to 4 and an alternating current input of a bridge circuit composed of diodes 11 to 14, A series circuit of a resonance capacitor 32 and a resonance choke 23 inserted between a primary winding of the transformer 22 and a bridge circuit composed of MOSFETs 1 to 4, and a choke 24 connected in parallel with the primary winding of the transformer 22 MOSFET1 is placed in a series circuit of MOSFET1 and MOSFET5 with respect to the resonant converter provided.
  • MOSFET 2 is replaced with a series circuit of MOSFET 6 and MOSFET 2, a series circuit of capacitor 34 and capacitor 35 is connected between the input terminals, a cathode is connected to the connection point of MOSFET 1 and MOSFET 5, and the connection point of capacitor 34 and capacitor 35 is connected.
  • a diode 15 having an anode connected thereto is provided, and a diode 16 having an anode connected to a connection point between the MOSFET 6 and the MOSFET 2 and a cathode connected to a connection point between the capacitor 34 and the capacitor 35 is provided.
  • the resonant multilevel converter according to the third aspect of the present invention includes bridge-connected MOSFETs 1 to 4, input terminals 41 and 42 connected to the DC input, bridge-connected diodes 11 to 14, and An output capacitor 31 connected to a direct current output, output terminals 43 and 44, a transformer 22 for connecting an alternating current output of a bridge circuit composed of MOSFETs 1 to 4 and an alternating current input of a bridge circuit composed of diodes 11 to 14, A series circuit of a resonance capacitor 32 and a resonance choke 23 inserted between a primary winding of the transformer 22 and a bridge circuit composed of MOSFETs 1 to 4, and a choke 24 connected in parallel with the primary winding of the transformer 22 MOSFET1, MOSFET5, and MOSFET1 for the resonant converter provided
  • the MOSFET 2 is replaced with a series circuit of MOSFET 8, MOSFET 6, and MOSFET 2, a capacitor 33 is connected between the connection point of MOSFET 1 and MOSFET 5, and the connection point of MOSFET 6 and MOSFET 2,
  • the resonance multilevel converter according to the aspect of the present invention has the following effects.
  • the voltage of the resonant circuit consisting of the resonant capacitor, resonant choke, and choke connected in parallel with the primary winding of the transformer is stepped, and the duty of each voltage level is controlled.
  • the duty of each voltage level is controlled.
  • the duty of each voltage level can be controlled, so the switching frequency is constant.
  • the rectifier diode can always be used in the current discontinuous mode. As a result, no recovery current flows through the rectifier diode, so that the surge voltage is reduced and the noise is reduced.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a waveform diagram of each part of the embodiment shown in FIG. 1 when the output voltage is 300V.
  • FIG. 3 is a waveform diagram of each part of the embodiment shown in FIG. 1 when the output voltage is 250V.
  • FIG. 4 shows waveforms of respective parts of the embodiment shown in FIG. 1 when the output voltage is 350V.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a conventional LLC series resonant converter.
  • FIG. 8 shows waveforms of respective parts of the conventional example shown in FIG. 7 when the output voltage is 300V.
  • FIG. 9 shows waveforms of respective parts of the conventional example shown in FIG. 7 when the output voltage is 250V.
  • FIG. 10 shows waveforms of respective parts of the conventional example shown in FIG. 7 when the output voltage is 350V.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a conventional multilevel converter.
  • FIG. 12 is a waveform showing the operation of the conventional example shown in FIG.
  • the n-level converter of the present invention includes an input terminal pair, a multi-level output circuit connected to the input terminal pair and outputting a voltage of ⁇ k / (n ⁇ 1) of the voltage between the input terminals, and (n ⁇ 3, 0 ⁇ k ⁇ n ⁇ 1, k, n are integers), a series circuit of a series resonance circuit composed of a first capacitor and a first choke connected to the multilevel output circuit, and a primary winding of the transformer, A second choke connected in parallel to the transformer primary winding, a rectifier circuit connected to the secondary winding of the transformer, a smoothing circuit connected to the rectifier circuit, and an output connected to the smoothing circuit It has a terminal pair.
  • the multilevel output circuit includes a first arm connected to the input terminal pair and a second arm connected to the input terminal pair, and the first arm has one end. Is connected to one of the input terminals, and has a first series circuit in which (n ⁇ 1) switch elements having a reflux means are connected in series (n ⁇ 3, n is an integer), and one end is the first A second series circuit having (n-1) switch elements connected in series, connected to the series circuit, the other end connected to the other of the input terminals, and having a reflux means therebetween, and the first series A connection point between the (m + 1) th switch element and the (m + 2) th switch element of the circuit, and the (n-2-m) th switch element and the (n-1-m) th switch element of the second series circuit. (N-2) pieces of connection between the switch element connection points And the second arm is a series circuit of a first switch element and a second switch element connected between the pair of input terminals, and (0 ⁇ m ⁇ n ⁇ 3, m is
  • a smoothing circuit composed of a capacitor 31 is connected to the rectifier circuit, and an output terminal 43 and an output terminal 44 are connected to the smoothing circuit.
  • the multilevel output circuit of FIG. 1 includes an input terminal 41 and a first arm and a second arm connected to the input terminal 42.
  • the first arm has a first series circuit having one end connected to the input terminal 41, one end connected to the first series circuit, and the other end connected to the input terminal 42. It consists of two series circuits.
  • two switch elements having reflux means and in this embodiment, MOSFET 1 and MOSFET 5 having parasitic diodes are connected in series.
  • the second series circuit two switch elements having reflux means, and in this embodiment, MOSFET 6 and MOSFET 2 having parasitic diodes are connected in series.
  • it has one capacitor 33 connected between the connection point of MOSFET 1 and MOSFET 5 and the connection point of MOSFET 6 and MOSFET 2, and the second arm is between the input terminal 41 and the input terminal 42. It is composed of a series circuit of connected MOSFET 3 and MOSFET 4.
  • FIG. 2 shows a waveform for two periods. The switching frequency was 90 kHz.
  • the value of the current of MOSFET 1 when MOSFET 1 is turned off that is, when the drive signal of MOSFET 1 changes from high to low, can be seen. Since it is a waveform for two periods, it is turned off twice, but the current value is high in the first half and the current value is low in the second half. Therefore, the turn-off loss is about half that of FIG. However, since the switching frequency of FIG. 9 is 90 kHz compared to 194.2 kHz, the turn-off loss becomes 1 ⁇ 4 or less considering that amount.
  • MOSFET2 MOSFET5, and MOSFET6 are not shown, the voltage waveform and the current waveform are the same as the waveform although they are out of phase with MOSFET1 due to the symmetry of the circuit operation.
  • the current waveforms of the MOSFETs 3 and 4 are not shown, since the current of the resonance choke 23 is partially cut out similarly to the MOSFET 1 current of FIG. 8, the turn-on loss and the turn-off loss are reduced similarly to the MOSFET 1 of FIG. . Therefore, it can be seen that the turn-on loss and turn-off loss of MOSFET 1 to MOSFET 6 are reduced in the converter of the present invention.
  • the rectifier diode 11 when the current of the rectifier diode 11 and the voltage of the rectifier diode 11 in FIG. 2 are seen, it can be seen that the voltage has risen after a lapse of a certain time from the end of the current flow. As a result, the recovery current flowing through the rectifier diode 11 is reduced, so that the surge voltage generated in the rectifier diode 11 is reduced, resulting in low noise.
  • the rectifier diode 11 is operating in a current discontinuous mode.
  • the waveforms of the rectifier diode 12, the rectifier diode 13, and the rectifier diode 14 are not shown, but the voltage waveform and current waveform of the rectifier diode 14 are the same as those of the rectifier diode 11.
  • the voltage waveform and current waveform of the rectifier diode 12 and the rectifier diode 13 are shifted from the rectifier diode 11 by a half cycle due to the symmetry of the circuit operation, and the waveforms are the same. Therefore, it can be seen that in the converter of the present invention, the surge voltage generated in the rectifier diodes 11 to 14 is reduced, resulting in low noise.
  • FIG. 3 is an operation waveform of each part when the output voltage is changed to 13.2 A in order to change the output voltage from 300 V to 250 V and keep the output power constant.
  • the switching frequency remains at 90 kHz.
  • Conditions other than the output voltage and output current were the same as in FIG. Even if the output voltage drops in this way, the multi-level converter that can control the duty of each voltage level with the stepped voltage waveform shown in FIG. . Since the output voltage is low, the voltage applied to the resonance circuit increases, and the current of the resonance choke 23 increases in a shorter time. However, the duty at which 2/2 of the input voltage is output is reduced and 1/2 is output. By increasing the duty, the rectifier diodes 11 to 14 operate in the current discontinuous mode, the surge voltage is reduced, and the noise is reduced. Further, since the current of the MOSFET 1 is not significantly different from that in FIG. 2, it can be seen that the turn-on loss and the turn-off loss of the MOSFETs 1 to 6 are reduced as in FIG.
  • FIG. 4 is an operation waveform of each part when the output current is changed to 9.43 A in order to change the output voltage from 300 V to 350 V and keep the output power constant.
  • the switching frequency remains at 90 kHz.
  • Conditions other than the output voltage and output current were the same as in FIG. Even if the output voltage rises in this way, the multi-level converter that can control the duty of each voltage level with the stepped voltage waveform shown in FIG. . Since the output voltage is high, the voltage applied to the resonant circuit is low and the rise of the current of the resonant choke 23 is slow, but the duty at which 2/2 of the input voltage is output is increased and 1/2 is output.
  • the rectifier diodes 11 to 14 operate in the current discontinuous mode, the surge voltage is reduced, and the noise is reduced. Further, since the current of the MOSFET 1 is not significantly different from that in FIG. 2, it can be seen that the turn-on loss and the turn-off loss of the MOSFETs 1 to 6 are reduced as in FIG.
  • the snubber circuit can be miniaturized because the surge voltage of the rectifier diodes 11 to 14 is reduced by using the circuit of the present invention, the switching loss of the MOSFETs 1 to 6 is reduced, and the frequency even if the output voltage fluctuates.
  • the problem that high performance is required for each component to operate at a constant level is solved, and the converter can be downsized.
  • the n-level multi-level output circuit according to the second embodiment includes a first arm connected to the input terminal pair and a second arm connected to the input terminal pair, and the first arm has one end. Is connected to one of the input terminals, and has a first series circuit in which (n ⁇ 1) switch elements having a reflux means are connected in series (n ⁇ 3, n is an integer), and one end is the first Between the input terminal pair and the second series circuit connected to the series circuit, the other end connected to the other of the input terminals, and (n-1) switch elements having a reflux means between them, and the input terminal pair And a cathode is connected to a connection point of a series circuit of capacitors in which (n ⁇ 1) capacitors are connected in series and the (m + 1) th switch element and the (m + 2) th switch element of the first series circuit.
  • the multilevel output circuit of FIG. 5 includes an input terminal 41 and a first arm and a second arm connected to the input terminal 42.
  • the first arm has a first series circuit having one end connected to the input terminal 41, one end connected to the first series circuit, and the other end connected to the input terminal 42.
  • two switch elements having reflux means, and in this embodiment, MOSFET 1 and MOSFET 5 having parasitic diodes are connected in series.
  • one diode 15 having a cathode connected to a connection point between the MOSFET 1 and the MOSFET 5 and an anode connected to a connection point between the first capacitor 34 and the second capacitor 35 in the series circuit of the capacitors
  • One diode 16 having an anode connected to the connection point between the MOSFET 6 and the MOSFET 2 in the second series circuit and a cathode connected to the connection point between the first capacitor 34 and the second capacitor 35 in the capacitor series circuit.
  • the second arm is constituted by a series circuit of MOSFET 3 and MOSFET 4 connected between input terminals 41 and 42.
  • the resonant multilevel converter according to the second embodiment configured as described above is called a diode clamp type multilevel converter, whereas the first embodiment is called a flying capacitor type multilevel converter.
  • the MOSFET 3 and the MOSFET 4 are alternately turned on and off at a duty of about 50%, and the on-time of the MOSFET 1, the MOSFET 2, the MOSFET 5, and the MOSFET 6 is controlled accordingly.
  • the output voltage and the voltage of the capacitor 34 or the capacitor 35 are controlled.
  • Example 2 Since the flying capacitor type and the diode clamp type can apply the stepped voltage shown in FIG. 12 to the series resonance circuit composed of the resonance capacitor 32 and the resonance choke 23 and the series circuit of the primary winding of the transformer 22, Exactly the same effect as in Example 1 can be obtained.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a resonant multilevel converter according to Embodiment 3 of the present invention.
  • MOSFET 5 according to the resonant multilevel converter in the embodiment 1 shown in FIG. 1 is replaced with a series circuit of MOSFET 5 and MOSFET 7, and MOSFET 6 is replaced with a series circuit of MOSFET 8 and MOSFET 6.
  • a capacitor 36 is connected between a connection point between the MOSFET 5 and the MOSFET 7 and a connection point between the MOSFET 8 and the MOSFET 6.
  • the resonant multilevel converter according to the third embodiment configured as described above is called a flying capacitor type four level converter, while the first embodiment is called a flying capacitor type three level converter.
  • n ⁇ 2 capacitors that is, two capacitors, the capacitors 33 and 36 are used in this embodiment.
  • the MOSFET 3 and the MOSFET 4 are alternately turned on and off at a duty of about 50%, and the on-time of the MOSFET 1, the MOSFET 5, the MOSFET 7, the MOSFET 8, the MOSFET 6, and the MOSFET 2 is adjusted accordingly.
  • the output voltage By controlling the output voltage, the output voltage and the voltages of the capacitor 33 and the capacitor 36 are controlled.
  • the voltage applied to the series circuit of the series resonance circuit composed of the resonance capacitor 32 and the resonance choke 23 and the primary winding of the transformer 22 is input voltage ⁇ 2/2, input voltage ⁇ 2, as shown in FIG. Although it was a stepped waveform consisting of three levels of 1/2 and input voltage x 0/2, in Example 3, input voltage x 3/3, input voltage x 2/3, input voltage x 1/3, input It has a stepped waveform consisting of four levels of voltage ⁇ 0/3. This changes how the resonance choke current slope is switched, but is essentially the same as in the first embodiment. Therefore, the same effect as in the first embodiment can be obtained.
  • the MOSFETs 1, 5, 7, 8, 6, and 2 can use MOSFETs having a lower breakdown voltage than the MOSFETs 1, 5, 6, and 2 of the first embodiment. Loss can be reduced.
  • a 3-level multilevel converter and a 4-level multilevel converter are used as examples, but the number of levels is not limited to these two.
  • a total of 10 switch elements are connected in series to each of the first series circuit and the second series circuit.
  • five capacitors are connected in series to the series circuit of capacitors.
  • the cathode of the first diode is connected to the connection point between the first switch element and the second switch element of the first series circuit, and the first capacitor and the second capacitor of the capacitor series circuit are connected to each other.
  • the cathode of the fourth diode is connected to the connection point between the fourth switch element and the fifth switch element of the first series circuit, and the fourth capacitor and the fifth capacitor of the capacitor series circuit are connected to each other.
  • the example of the full wave rectifier circuit was given as a secondary side circuit, application, such as changing to a center tap rectifier circuit, is possible.
  • the circuit which uses a rectifier diode as a rectifier is mentioned as an example, it is not limited to a rectifier diode.
  • a synchronous rectifier circuit that realizes the function of a rectifier element by combining a switch element and a drive circuit can be used.
  • each arm may be controlled so as to play the same role as the arm composed of the MOSFET 3 and the MOSFET 4 alternately.
  • the MOSFET 1 and the MOSFET 5 can be turned on at the same time
  • the MOSFET 2 and the MOSFET 6 can be turned on at the same time.
  • the present invention can be used for applications in which the ratio between the input voltage and the output voltage fluctuates greatly, such as a battery charger in which the output voltage fluctuates, or the output power can be continuously supplied even if an instantaneous power failure occurs and the input voltage decreases. It can be applied to power supply devices for required equipment.

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Abstract

　ＬＬＣ型直列共振コンバータをマルチレベルコンバータ化する事で、マルチレベルコンバータの性質によって共振コンデンサ、共振チョーク、トランスの一次巻線と並列に接続されるチョークで構成される共振回路の電圧が階段状となり、各電圧レベルのデューティを制御する事で共振回路を通過するエネルギーを制御する事が可能となる。また、ＬＬＣ型直列共振コンバータをマルチレベルコンバータ化する事で、スイッチング周波数一定で制御する事と、整流ダイオードを電流不連続モードで動作させる事が可能になる。

Description

共振型マルチレベルコンバータ
　本発明は、共振回路を含むマルチレベルコンバータに関するものである。
　本願は、２０１３年８月３０日に、日本に出願された特願２０１３－１７９５３３号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
　図７に従来の直列共振型コンバータを示す。ＭＯＳＦＥＴ１～４がブリッジ接続され、その直流入力に入力端子４１、４２が接続されている。またダイオード１１～１４がブリッジ接続され、その直流出力に出力コンデンサ３１と出力端子４３、４４が接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１～４で構成されるブリッジ回路の交流出力と、ダイオード１１～１４で構成されるブリッジ回路の交流入力はトランス２２を介して接続されている。またトランス２２の一次巻線とＭＯＳＦＥＴ１～４で構成されるブリッジ回路の間に共振コンデンサ３２と共振チョーク２３の直列回路が挿入されている。またトランス２２の一次巻線と並列にチョーク２４が接続されている。
　このように接続された直列共振型コンバータにおいて、ＭＯＳＦＥＴ１とＭＯＳＦＥＴ２とをデューティ約５０％で交互にオンオフさせ、ＭＯＳＦＥＴ４をＭＯＳＦＥＴ１と同時にオンオフさせ、ＭＯＳＦＥＴ３をＭＯＳＦＥＴ２と同時にオンオフさせ、スイッチング周波数を変調する事で、共振コンデンサ３２、共振チョーク２３、チョーク２４で構成される共振回路を通過するエネルギーを制御し、出力電圧を制御する。負荷がバッテリーの場合は出力電流を制御する。
　このようなコンバータはＬＬＣ型直列共振コンバータと呼ばれ、共振コンデンサ３２と共振チョーク２３の共振周波数よりもスイッチング周波数を低くする事でＭＯＳＦＥＴ１～４がオフする時の電流が小さくなってターンオフ損失が減る事、チョーク２４に蓄積されたエネルギーでＭＯＳＦＥＴ１～４がオンする前にそれらの出力容量を放電できる為にターンオン損失が減る事、ダイオード１１～１４が電流不連続モードで動作する事でリカバリー電流が流れなくなり、サージ電圧が発生せず低ノイズとなる事が知られている。このコンバータの各部波形例を図８に示す。
　この波形は入力電圧４００Ｖ、出力電圧３００Ｖ、出力電流１１Ａ、共振コンデンサ３２の静電容量０．３３μＦ、共振チョーク２３のインダクタンス９μＨ、チョーク２４のインダクタンス２００μＨ、トランスの巻数比１１０：８３として得られたものである。図８は２周期分の波形を表している。制御の結果、スイッチング周波数は８５．２ｋＨｚとなった。共振コンデンサ３２と共振チョーク２３の共振周波数は９２．４ｋＨｚなので、スイッチング周波数はこれよりも低い条件となっている。
　図８のＭＯＳＦＥＴ１の電流とＭＯＳＦＥＴ１の駆動信号を見ると、ＭＯＳＦＥＴ１がオフする時、すなわちＭＯＳＦＥＴ１の駆動信号がハイからローになる時にＭＯＳＦＥＴ１の電流の値が小さくなっている事がわかる。これはスイッチング周波数が共振周波数よりも低いため、正弦波状の共振電流が流れ終わってチョーク２４の電流だけが残っている事によるものである。電流が小さくなっている為、ＭＯＳＦＥＴ１がターンオフする時の電圧と電流の重なりも小さくなり、ターンオフ損失が減る。
　また図８を見るとＭＯＳＦＥＴ１がオンする時、すなわちＭＯＳＦＥＴ１の駆動信号がローからハイになる時にＭＯＳＦＥＴ１の電流がマイナスの値になっている事がわかる。この事はＭＯＳＦＥＴ１がオンする直前まで、ＭＯＳＦＥＴ１の寄生ダイオードが導通していた事を意味する。したがってＭＯＳＦＥＴ１の出力容量は放電されており、出力容量に蓄積されていたエネルギーをＭＯＳＦＥＴ１で放電する事による損失がない、すなわちターンオン損失が無い事がわかる。
　ＭＯＳＦＥＴ２、ＭＯＳＦＥＴ３、ＭＯＳＦＥＴ４の波形は図示しないが、ＭＯＳＦＥＴ４はＭＯＳＦＥＴ１と同じタイミングでオンオフし、同じ電流が流れるので、その電圧波形と電流波形はＭＯＳＦＥＴ１と同一である。またＭＯＳＦＥＴ２とＭＯＳＦＥＴ３の電圧波形と電流波形は回路動作の対称性よりＭＯＳＦＥＴ１と半周期ずれるものの、波形としては同一になる。
　したがって、このコンバータではＭＯＳＦＥＴ１～ＭＯＳＦＥＴ４のターンオン損失とターンオフ損失が小さくなる事がわかる。
　また図８のダイオード１１電流とダイオード１１電圧を見ると、電流が流れ終わってから一定時間経過後に電圧が立ち上がっている事がわかる。これによりダイオード１１に流れるリカバリー電流が小さくなる為、ダイオード１１に発生するサージ電圧が小さくなり、低ノイズとなる。ダイオード１１は電流不連続モードで動作している。
　ダイオード１２、ダイオード１３、ダイオード１４の波形は図示しないが、ダイオード１４の電圧波形、電流波形はダイオード１１と同一である。ダイオード１２とダイオード１３の電圧波形と電流波形は回路動作の対称性よりダイオード１１と半周期ずれ、波形としては同一になる。
　したがって、このコンバータではダイオード１１～ダイオード１４に発生するサージ電圧が小さくなり、低ノイズとなる事がわかる。
　従来のＬＬＣ型直列共振コンバータにおける問題は、入力電圧と出力電圧の比が最適点を外れると前記の優れた特性が得られなくなる事である。
　図９は出力電圧を３００Ｖから２５０Ｖに変更し、出力電力を一定に保つため、出力電流を１３．２Ａに変更した場合の各部動作波形である。制御の結果、スイッチング周波数は１９４．２ｋＨｚに上昇した。出力電圧と出力電流以外の条件は図８と同じとした。
　このように出力電圧が低下すると動作波形は大幅に変化する。この場合の問題点はＭＯＳＦＥＴ１～４のターンオフ損失が増える事と、ダイオード１１～ダイオード１４にリカバリー電流が流れる事である。
　図９のＭＯＳＦＥＴ１の電流とＭＯＳＦＥＴ１の駆動信号を見ると、ＭＯＳＦＥＴ１がオフする時、すなわちＭＯＳＦＥＴ１の駆動信号がハイからローになる時にＭＯＳＦＥＴ１の電流が最大となっている事がわかる。これはスイッチング周波数が共振周波数よりも高いため、正弦波状の共振電流が流れ終わる前にＭＯＳＦＥＴ１がターンオフしている事が原因で、それによりターンオフ損失が増える問題が発生する。
　このようにスイッチング1回のターンオフ損失が増える事に加えて、スイッチング周波数が約２．３倍に上昇しているので、スイッチング損失が発生する回数も２．３倍に増え、相乗効果でターンオフ損失が増加する。このためＭＯＳＦＥＴ１～ＭＯＳＦＥＴ４の放熱部品、例えばヒートシンクを大型化する必要があり、コンバータの大型化を招く問題があった。
　またダイオード１１の電流が流れ終わると同時にダイオード１１の電圧が立ち上がっており、リカバリー電流が増大する。これによりダイオード１１のサージ電圧が増大し、サージ電圧の高周波振動によりノイズが増大する。図９はリカバリー電流がない理想状態で簡易的に波形を求めている為、サージ電圧がない波形となっているが、現実にはサージ電圧が発生する。このためサージ電圧を抑制するための対策、例えばスナバ回路の大型化が必要となり、コンバータの大型化を招く問題があった。
　図１０は出力電圧を３００Ｖから３５０Ｖに変更し、出力電力を一定に保つため、出力電流を９．４３Ａに変更した場合の各部動作波形である。制御の結果、スイッチング周波数は４２．７ｋＨｚに低下した。出力電圧と出力電流以外の条件は図８と同じとした。
　このように出力電圧が上昇しても動作波形は大幅に変化する。この場合の問題点は、スイッチング周波数が約半分になった事でトランス２２の磁束密度変化幅が増えて鉄損が増える事、共振電流が出力コンデンサに流れていない期間が長くなる事で、出力リップル電圧が増える事である。出力リップル電圧を出力電圧上昇前の値に維持するには、出力コンデンサ３１の静電容量を増やす、あるいは平滑用のフィルタを追加するなどの対策が必要となり、コンバータの大型化を招く問題があった。
　出力電圧が３００Ｖを中心に±５０Ｖ変動する事で、スイッチング周波数は４２．７ｋＨｚから１９４．２ｋＨｚまで変動した。周波数変動範囲が広くなれば、最低周波数で要求される出力リップル電圧を満足するフィルタを用意し、かつトランスが飽和しない設計としながら、最高周波数で動作できるＭＯＳＦＥＴの駆動回路を用意しなければならない為、各部品に要求される能力が高くなる問題がある。またコンバータから放出されるノイズの周波数範囲も広くなるため、これを抑制するノイズフィルタとしても高い能力を必要とされる。したがって周波数変動範囲は極力狭いほうが良いが、ＬＬＣ型直列共振コンバータには入力電圧と出力電圧の比が広くなると、周波数変動範囲も広くなる問題があった。
　このようにＬＬＣ型直列共振コンバータには、入力電圧と出力電圧の比が最適点を外れると低損失・低ノイズ特性が失われ、周波数変動範囲が広くなる問題があった。このため入力電圧が変動しない様に、コンバータの入力にチョッパ回路をつけて、入力電圧が変動してもコンバータ入力電圧が一定になる対策を施したうえで使用される事が多い。
　しかしながら負荷にバッテリーが接続されるバッテリーチャージャーの場合、バッテリー電圧が放電終止から満充電まで大きく変動するので、ＬＬＣ型直列共振コンバータを使えない問題があった。
　これとは別に、出力チョークを小型化する方法としてマルチレベルコンバータが知られている。マルチレベルコンバータとインバータの一般形は非特許文献１で開示されている。
　マルチレベルコンバータの一例を図１１に示す。この回路は、図７の直列共振コンバータに対してＭＯＳＦＥＴ１をＭＯＳＦＥＴ１とＭＯＳＦＥＴ５の直列回路に置き換え、ＭＯＳＦＥＴ２をＭＯＳＦＥＴ６とＭＯＳＦＥＴ２の直列回路に置き換え、ＭＯＳＦＥＴ１とＭＯＳＦＥＴ５の接続点と、ＭＯＳＦＥＴ６とＭＯＳＦＥＴ２の接続点の間にコンデンサ３３を接続し、共振コンデンサ３２とチョーク２４を削除し、二次側にチョーク２１を追加したものである。
　このように構成されたマルチレベルコンバータにおいて、ＭＯＳＦＥＴ３とＭＯＳＦＥＴ４をデューティ約５０％で交互にオンオフし、それに合わせてＭＯＳＦＥＴ１、２、５、６のオン時間を制御する事で出力電圧とコンデンサ３３の電圧を制御する。共振チョーク２３とトランス２２の一次巻線の直列回路に印加される電圧波形を図１２に示す。この波形の場合、各電圧レベルは入力電圧の±２／２、±１／２、０／２である。このように電圧を階段状に変化させる事によって、出力チョーク２１と出力コンデンサ３１で構成されるＬＣフィルタの入力電圧も階段状になり、階段状でない場合に比べて出力チョークのリップル電流が減る。したがって出力コンデンサのリップル電流が小さくなり、出力コンデンサを小型化できる。あるいは同じリップル電流を確保する為に必要なインダクタンスが減るので、出力チョークを小型化してもよい。
T.A.MEYNARD and H.FOCH, "MULTI-LEVEL CONVERSION:HIGH VOLTAGE CHOPPERS AND VOLTAGE-SOURCE INVERTERS", Power Electronics Specialists Conference, 1992. PESC '92 Record., pp.397 - 403 vol.1
　従来のＬＬＣ型直列共振コンバータには、入力電圧と出力電圧の比が最適点を外れた場合にスイッチング損失と整流ダイオードのサージ電圧が増大する問題がある。
　また入力電圧と出力電圧の比が変動すると周波数変動が大きくなる問題がある。このため、例えチョッパ回路を入力に接続して入力電圧を一定にしても、バッテリー電圧が放電終止から満充電まで大きく変動するバッテリーチャージャーに使えない問題があった。
　そこで、本発明は、ＬＬＣ型直列共振コンバータをマルチレベル化する事で、入力電圧と出力電圧の比が最適点を外れた場合にスイッチング損失と整流ダイオードのサージ電圧が増大する課題を解決し、合わせて周波数一定で動作させる事を可能にすることを一目的とする。
　本発明の第１の態様に係る共振型マルチレベルコンバータは、ブリッジ接続されたＭＯＳＦＥＴ１～４と、その直流入力に接続された入力端子４１、４２と、ブリッジ接続されたダイオード１１～１４と、その直流出力に接続された出力コンデンサ３１、出力端子４３、４４と、ＭＯＳＦＥＴ１～４で構成されるブリッジ回路の交流出力とダイオード１１～１４で構成されるブリッジ回路の交流入力を接続するトランス２２と、トランス２２の一次巻線とＭＯＳＦＥＴ１～４で構成されるブリッジ回路の間に挿入される共振コンデンサ３２と共振チョーク２３の直列回路と、トランス２２の一次巻線と並列に接続されるチョーク２４とを備える共振型コンバータに対して、ＭＯＳＦＥＴ１をＭＯＳＦＥＴ１とＭＯＳＦＥＴ５の直列回路に置き換え、ＭＯＳＦＥＴ２をＭＯＳＦＥＴ６とＭＯＳＦＥＴ２の直列回路に置き換え、ＭＯＳＦＥＴ１とＭＯＳＦＥＴ５の接続点と、ＭＯＳＦＥＴ６とＭＯＳＦＥＴ２の接続点の間にコンデンサ３３を接続した事を特徴とする。
　本発明の第２の態様に係る共振型マルチレベルコンバータは、ブリッジ接続されたＭＯＳＦＥＴ１～４と、その直流入力に接続された入力端子４１、４２と、ブリッジ接続されたダイオード１１～１４と、その直流出力に接続された出力コンデンサ３１、出力端子４３、４４と、ＭＯＳＦＥＴ１～４で構成されるブリッジ回路の交流出力とダイオード１１～１４で構成されるブリッジ回路の交流入力を接続するトランス２２と、トランス２２の一次巻線とＭＯＳＦＥＴ１～４で構成されるブリッジ回路の間に挿入される共振コンデンサ３２と共振チョーク２３の直列回路と、トランス２２の一次巻線と並列に接続されるチョーク２４とを備える共振型コンバータに対して、ＭＯＳＦＥＴ１をＭＯＳＦＥＴ１とＭＯＳＦＥＴ５の直列回路に置き換え、ＭＯＳＦＥＴ２をＭＯＳＦＥＴ６とＭＯＳＦＥＴ２の直列回路に置き換え、入力端子間にコンデンサ３４とコンデンサ３５の直列回路を接続し、ＭＯＳＦＥＴ１とＭＯＳＦＥＴ５の接続点にカソードを接続してコンデンサ３４とコンデンサ３５の接続点にアノードを接続したダイオード１５を備え、ＭＯＳＦＥＴ６とＭＯＳＦＥＴ２の接続点にアノードを接続してコンデンサ３４とコンデンサ３５の接続点にカソードを接続したダイオード１６を備える事を特徴とする。
　本発明の第３の態様に係る共振型マルチレベルコンバータは、ブリッジ接続されたＭＯＳＦＥＴ１～４と、その直流入力に接続された入力端子４１、４２と、ブリッジ接続されたダイオード１１～１４と、その直流出力に接続された出力コンデンサ３１、出力端子４３、４４と、ＭＯＳＦＥＴ１～４で構成されるブリッジ回路の交流出力とダイオード１１～１４で構成されるブリッジ回路の交流入力を接続するトランス２２と、トランス２２の一次巻線とＭＯＳＦＥＴ１～４で構成されるブリッジ回路の間に挿入される共振コンデンサ３２と共振チョーク２３の直列回路と、トランス２２の一次巻線と並列に接続されるチョーク２４とを備える共振型コンバータに対して、ＭＯＳＦＥＴ１をＭＯＳＦＥＴ１、ＭＯＳＦＥＴ５、ＭＯＳＦＥＴ７の直列回路に置き換え、ＭＯＳＦＥＴ２をＭＯＳＦＥＴ８、ＭＯＳＦＥＴ６、ＭＯＳＦＥＴ２の直列回路に置き換え、ＭＯＳＦＥＴ１とＭＯＳＦＥＴ５の接続点と、ＭＯＳＦＥＴ６とＭＯＳＦＥＴ２の接続点の間にコンデンサ３３を接続し、ＭＯＳＦＥＴ５とＭＯＳＦＥＴ７の接続点と、ＭＯＳＦＥＴ８とＭＯＳＦＥＴ６の接続点の間にコンデンサ３６を接続した事を特徴とする。
　本発明の態様に係る共振型マルチレベルコンバータによれば、次の効果がある。
　第一に、マルチレベルコンバータの性質によって共振コンデンサ、共振チョーク、トランスの一次巻線と並列に接続されるチョークで構成される共振回路の電圧が階段状となり、各電圧レベルのデューティを制御する事で共振回路を通過するエネルギーを制御する事が可能となる。したがって周波数変調が不要となり、周波数変動範囲が広いために各構成部品に高い性能が要求される問題が解消される。
　第二に、ＬＬＣ型直列共振コンバータをマルチレベル化する事で、入力電圧と出力電圧の比が変動しても各電圧レベルのデューティを制御する事で対処できる為、スイッチング周波数が一定でありながら、整流ダイオードを常に電流不連続モードで使用する事ができる。これによって、整流ダイオードにリカバリー電流が流れないのでサージ電圧が小さくなり、低ノイズとなる。
　第三に、トランス一次巻線と並列に接続したチョークの電流によってＭＯＳＦＥＴのゼロ電圧スイッチングが可能である。このチョークはトランスの励磁インダクタンスによって代用できるので、トランスのコアにギャップを入れて調整するだけで良く、部品点数増加による大型化を招かずにゼロ電圧スイッチングを実現できる。従来のＬＬＣ型直列共振コンバータにも同様の作用はあるが、こちらはスイッチング周波数を変調するため、周波数が高い時にゼロ電圧スイッチングさせるために励磁インダクタンスを設定すると、周波数が低い時に必要以上の励磁電流が流れる問題がある。しかし本発明のコンバータは周波数一定で動作させる事が可能であるため、このような無駄はない。
図１は本発明の実施例１を示す回路図である。 図２は出力電圧が３００Ｖの時の図１に図示の実施例の各部波形である。 図３は出力電圧が２５０Ｖの時の図１に図示された実施例の各部波形である。 図４は出力電圧が３５０Ｖの時の図１に図示された実施例の各部波形である。 図５は本発明の実施例２を示す回路図である。 図６は本発明の実施例３を示す回路図である。 図７は従来のＬＬＣ型直列共振型コンバータを示す回路図である。 図８は出力電圧が３００Ｖの時の図７に図示された従来例の各部波形である。 図９は出力電圧が２５０Ｖの時の図７に図示された従来例の各部波形である。 図１０は出力電圧が３５０Ｖの時の図７に図示された従来例の各部波形である。 図１１は従来のマルチレベルコンバータを示す回路図である。 図１２は図１１に図示された従来例の動作を表す波形である。
　本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかである。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。
　（実施例１の構成）
　本発明のｎレベルコンバータは、入力端子対と、入力端子対に接続され、入力端子間電圧の±ｋ／（ｎ－１）の電圧を出力するマルチレベル出力回路と（ｎ≧３、０≦ｋ≦ｎ－１、ｋ、ｎは整数）、前記マルチレベル出力回路に接続された第一のコンデンサと第一のチョークとからなる直列共振回路とトランスの一次巻線との直列回路と、前記トランスの一次巻線に並列に接続した第二のチョークと、前記トランスの二次巻線に接続された整流回路と、前記整流回路に接続された平滑回路と、前記平滑回路に接続された出力端子対を有する。
　前記マルチレベル出力回路は、実施例１においては、前記入力端子対に接続された第一のアームと、前記入力端子対に接続された第二のアームで構成され、前記第一のアームは一端が前記入力端子の一方に接続され、還流手段を有する（ｎ－１）個のスイッチ素子が直列接続された第一の直列回路と（ｎ≧３、ｎは整数）、一端が前記第一の直列回路に接続され、他端が前記入力端子の他方に接続され、その間に還流手段を有する（ｎ－１）個のスイッチ素子が直列接続された第二の直列回路と、前記第一の直列回路の第（ｍ＋１）のスイッチ素子と第（ｍ＋２）のスイッチ素子の接続点と、前記第二の直列回路の第（ｎ－２－ｍ）のスイッチ素子と第（ｎ－１－ｍ）のスイッチ素子の接続点と、の間にそれぞれ接続された（ｎ－２）個のコンデンサと（０≦ｍ≦ｎ－３、ｍは整数）を有し、前記第二のアームは前記入力端子対の間に接続された第一のスイッチ素子と第二のスイッチ素子の直列回路とを有する。
　図１は本発明の実施例１における３レベルの共振型マルチレベルコンバータを示す回路図である。レベル数は３であるのでｎ＝３、０≦ｍ≦ｎ－３＝０となる。すなわちｍ＝０である。したがってこの場合、第一の直列回路及び第二の直列回路にはそれぞれ（ｎ－１）個、すなわち２個、合計４個のスイッチ素子が直列に接続される。具体的には、この共振型マルチレベルコンバータは、以下の構成になる。
　この共振型マルチレベルコンバータは、入力端子４１、入力端子４２と、入力端子４１，４２間に接続され、入力端子４１，４２間電圧の±ｋ／２の電圧を出力するマルチレベル出力回路と（ｋ＝０、１、２）、前記マルチレベル出力回路に接続された共振コンデンサ３２と共振チョーク２３とからなる直列共振回路とトランス２２の一次巻線との直列回路と、トランス２２の一次巻線に並列に接続した第二のチョーク２４とを備えている。また、トランス２２の二次巻線には整流ダイオード１１、整流ダイオード１２、整流ダイオード１３、整流ダイオード１４で構成される整流回路が接続されている。この整流回路にコンデンサ３１で構成される平滑回路が接続され、この平滑回路には出力端子４３と出力端子４４が接続されている。
　図１のマルチレベル出力回路は、入力端子４１、入力端子４２に接続された第一のアームと第二のアームで構成される。具体的には、前記第一のアームは、一端が入力端子４１に接続された第一の直列回路と、一端が第一の直列回路に接続され、他端が入力端子４２に接続された第二の直列回路で構成されている。この第一の直列回路は、還流手段を有する２個のスイッチ素子、本実施例においては、寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴ１、ＭＯＳＦＥＴ５が直列接続されている。また、第二の直列回路は、還流手段を有する２個のスイッチ素子、本実施例においては、寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴ６、ＭＯＳＦＥＴ２が直列接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ１とＭＯＳＦＥＴ５の接続点と、ＭＯＳＦＥＴ６とＭＯＳＦＥＴ２の接続点と、の間にそれぞれ接続された１個のコンデンサ３３とを有し、第二のアームは入力端子４１、入力端子４２の間に接続されたＭＯＳＦＥＴ３とＭＯＳＦＥＴ４の直列回路で構成される。
　（実施例１の動作）
　このように構成された実施例１における共振型マルチレベルコンバータにおいて、ＭＯＳＦＥＴ３とＭＯＳＦＥＴ４をデューティ約５０％で交互にオンオフさせ、それに合わせてＭＯＳＦＥＴ１、ＭＯＳＦＥＴ２、ＭＯＳＦＥＴ５、および、ＭＯＳＦＥＴ６のオン時間を制御する事で出力電圧とコンデンサ３３の電圧を制御する。このコンバータの各部波形例を図２に示す。
　この波形例は入力電圧４００Ｖ、出力電圧３００Ｖ、出力電流１１Ａ、共振コンデンサ３２の静電容量０．３３μＦ、共振チョーク２３のインダクタンス１７μＨ、チョーク２４のインダクタンス１５０μＨ、トランスの巻数比１：１として得られたものである。図２は２周期分の波形を表している。スイッチング周波数は９０ｋＨｚとした。
　ＭＯＳＦＥＴ１の電流とＭＯＳＦＥＴ１の駆動信号を見ると、ＭＯＳＦＥＴ１がオフする時、すなわちＭＯＳＦＥＴ１の駆動信号がハイからローになる時のＭＯＳＦＥＴ１の電流の値がわかる。２周期分の波形なので２回オフしているが、前半では電流値が高く、後半では電流値が低い。したがってターンオフ損失は図９のおよそ半分の値となる。しかしながら図９のスイッチング周波数が１９４．２ｋＨｚであるのに対して９０ｋＨｚであるので、その分を加味するとターンオフ損失は１／４以下となる。
　また図２の波形図を見るとＭＯＳＦＥＴ１がオンする時、すなわちＭＯＳＦＥＴ１の駆動信号がローからハイになる時にＭＯＳＦＥＴ１の電流が２回ともマイナスの値になっている事がわかる。この事はＭＯＳＦＥＴ１がオンする直前まで、ＭＯＳＦＥＴ１の寄生ダイオードが導通していた事を意味する。したがってＭＯＳＦＥＴ１の出力容量は放電されており、出力容量に蓄積されていたエネルギーをＭＯＳＦＥＴ１で放電する事による損失がない、すなわちターンオン損失が無い事がわかる。
　出力容量をゼロボルトまで放電した後にＭＯＳＦＥＴ１の電圧を反転させない為に、ＭＯＳＦＥＴ１の順方向に対して逆方向にダイオードが並列接続されている必要があるが、これはＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを活用する事ができる。
　この作用はチョーク２４に蓄積されたエネルギーによって実現されているが、チョーク２４はトランス２２の励磁インダクタンスを活用する事で、部品を追加せずとも同じ作用が得られる事が従来のＬＬＣ型直列共振コンバータで知られている。この点は本発明の回路でも同様である。
　加えて従来のＬＬＣ型直列共振コンバータよりも優れた点もある。従来のＬＬＣ型直列共振コンバータは周波数制御であるため、出力電圧が上昇してスイッチング周波数が下がると、図１０の様にチョーク２４の電流が増える。この事は共振チョーク２３の電流から正弦波状の共振電流を差し引いたものがチョーク２４の電流である事からわかる。したがって最低出力電圧においてＭＯＳＦＥＴ１～４の出力容量を放電するのに十分な電流を確保すると、最高出力電圧でチョーク２４の電流が必要以上に増える問題があった。図１０はそのような状態の電流波形を示したものであるが、電流の実効値が増えるためＭＯＳＦＥＴ１～４の導通損失、トランス２２の銅損が増えてしまう。
　これに対して本発明の回路は周波数一定で動作できるので、従来のＬＬＣ型直列共振コンバータの様に必要以上の電流が流れてしまう無駄がない。
　ＭＯＳＦＥＴ２、ＭＯＳＦＥＴ５、ＭＯＳＦＥＴ６の波形は図示しないが、電圧波形と電流波形は回路動作の対称性よりＭＯＳＦＥＴ１と位相がずれるものの、波形としては同一になる。
　またＭＯＳＦＥＴ３、ＭＯＳＦＥＴ４の電流波形は図示しないが、図８のＭＯＳＦＥＴ１電流と同様に共振チョーク２３の電流を一部切り取った波形となる為、ターンオン損失とターンオフ損失は図８のＭＯＳＦＥＴ１と同様に小さくなる。
　したがって、本発明のコンバータではＭＯＳＦＥＴ１～ＭＯＳＦＥＴ６のターンオン損失とターンオフ損失が小さくなる事がわかる。
　また図２の整流ダイオード１１の電流と整流ダイオード１１の電圧を見ると、電流が流れ終わってから一定時間経過後に電圧が立ち上がっている事がわかる。これにより整流ダイオード１１に流れるリカバリー電流が小さくなる為、整流ダイオード１１に発生するサージ電圧が小さくなり、低ノイズとなる。整流ダイオード１１は電流不連続モードで動作している。
　整流ダイオード１２、整流ダイオード１３、整流ダイオード１４の波形は図示しないが、整流ダイオード１４の電圧波形、電流波形は整流ダイオード１１と同一である。整流ダイオード１２と整流ダイオード１３の電圧波形と電流波形は回路動作の対称性より整流ダイオード１１と半周期ずれ、波形としては同一になる。
　したがって、本発明のコンバータでは整流ダイオード１１～１４に発生するサージ電圧が小さくなり、低ノイズとなる事がわかる。
　図３は出力電圧を３００Ｖから２５０Ｖに変更し、出力電力を一定に保つため、出力電流を１３．２Ａに変更した場合の各部動作波形である。スイッチング周波数は９０ｋＨｚのままである。出力電圧と出力電流以外の条件は図２と同じとした。
　このように出力電圧が低下しても、図１２に示す階段状の電圧波形で、各電圧レベルのデューティを制御できるマルチレベルコンバータの作用により、各部動作波形を大きく変える事なく対応が可能となる。出力電圧が低いため、共振回路にかかる電圧が高くなり、共振チョーク２３の電流はより短時間で増えているが、入力電圧の２／２が出力されるデューティを減らし、１／２が出力されるデューティを増やす事で整流ダイオード１１～１４が電流不連続モードで動作し、サージ電圧が小さくなり、低ノイズとなる。
　またＭＯＳＦＥＴ１の電流が図２と大きく変わらない事から、ＭＯＳＦＥＴ１～６のターンオン損失とターンオフ損失が図２と同様に小さくなる事がわかる。
　図４は出力電圧を３００Ｖから３５０Ｖに変更し、出力電力を一定に保つため、出力電流を９．４３Ａに変更した場合の各部動作波形である。スイッチング周波数は９０ｋＨｚのままである。出力電圧と出力電流以外の条件は図２と同じとした。
　このように出力電圧が上昇しても、図１２に示す階段状の電圧波形で、各電圧レベルのデューティを制御できるマルチレベルコンバータの作用により、各部動作波形を大きく変える事なく対応が可能となる。出力電圧が高いため、共振回路にかかる電圧が低くなり、共振チョーク２３の電流は立ち上がりが緩くなっているが、入力電圧の２／２が出力されるデューティを増やし、１／２が出力されるデューティを減らす事で整流ダイオード１１～１４が電流不連続モードで動作し、サージ電圧が小さくなり、低ノイズとなる。
　またＭＯＳＦＥＴ１の電流が図２と大きく変わらない事から、ＭＯＳＦＥＴ１～６のターンオン損失とターンオフ損失が図２と同様に小さくなる事がわかる。
　（実施例１の効果）
　以上の作用により、本発明の回路を使う事で整流ダイオード１１～１４のサージ電圧が減る為にスナバ回路を小型化でき、ＭＯＳＦＥＴ１～６のスイッチング損失が減り、かつ出力電圧が変動しても周波数一定で動作するために各構成部品に高い性能が要求される問題が解消され、コンバータの小型化を実現できる。
　（実施例２の構成）
　実施例２におけるｎレベルのマルチレベル出力回路は、前記入力端子対に接続された第一のアームと、前記入力端子対に接続された第二のアームで構成され、前記第一のアームは一端が前記入力端子の一方に接続され、還流手段を有する（ｎ－１）個のスイッチ素子が直列接続された第一の直列回路と（ｎ≧３、ｎは整数）、一端が前記第一の直列回路に接続され、他端が前記入力端子の他方に接続され、その間に還流手段を有する（ｎ－１）個のスイッチ素子が直列接続された第二の直列回路と、入力端子対の間に（ｎ－１）個のコンデンサが直列接続されたコンデンサの直列回路と、前記第一の直列回路の第（ｍ＋１）のスイッチ素子と第（ｍ＋２）のスイッチ素子の接続点にカソードが接続され、前記コンデンサの直列回路の第（ｍ＋１）のコンデンサと第（ｍ＋２）のコンデンサとの接続点にアノードが接続された（ｎ－２）個のダイオードと（０≦ｍ≦ｎ－３、ｍは整数）、前記第二の直列回路の第（ｎ－２－ｍ）のスイッチ素子と第（ｎ－１－ｍ）のスイッチ素子の接続点にアノードが接続され、前記コンデンサの直列回路の第（ｎ－２－ｍ）のコンデンサと第（ｎ－１－ｍ）のコンデンサの接続点にカソードが接続された（ｎ－２）個のダイオードとを有し、前記第二のアームは、入力端子対の間に接続された第一のスイッチ素子と第二のスイッチ素子の直列回路とを有する。
　図５は本発明の実施例２における３レベルの共振型マルチレベルコンバータを示す回路図である。レベル数は３であるのでｎ＝３、０≦ｍ≦ｎ－３＝０となる。すなわちｍ＝０である。したがってこの場合、第一の直列回路及び第二の直列回路にはそれぞれ（ｎ－１）個、すなわち２個、合計４個のスイッチ素子が直列に接続される。具体的には、この共振型マルチレベルコンバータは、以下の構成になる。
　この共振型マルチレベルコンバータは、入力端子４１、入力端子４２と、入力端子４１，４２間に接続され、入力端子４１，４２間電圧の±ｋ／２の電圧を出力するマルチレベル出力回路と（ｋ＝０、１、２）、前記マルチレベル出力回路に接続された共振コンデンサ３２と共振チョーク２３とからなる直列共振回路とトランス２２の一次巻線との直列回路と、トランス２２の一次巻線に並列に接続した第二のチョーク２４とを備えている。また、トランス２２の二次巻線には整流ダイオード１１、整流ダイオード１２、整流ダイオード１３、整流ダイオード１４で構成される整流回路が接続されている。この整流回路に接続されたコンデンサ３１で構成される平滑回路が接続され、この平滑回路には出力端子４３と出力端子４４が接続されている。
　図５のマルチレベル出力回路は、入力端子４１、入力端子４２に接続された第一のアームと第二のアームで構成される。具体的には、前記第一のアームは、一端が入力端子４１に接続された第一の直列回路と、一端が第一の直列回路に接続され、他端が入力端子４２に接続された第二の直列回路と、入力端子間に接続されたコンデンサの直列回路と、第一の直列回路とコンデンサの直列回路、および第二の直列回路とコンデンサの直列回路を接続するダイオード群で構成されている。この第一の直列回路は、還流手段を有する２個のスイッチ素子、本実施例においては、寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴ１、ＭＯＳＦＥＴ５が直列接続されている。また、第二の直列回路は、還流手段を有する２個のスイッチ素子、本実施例においては、寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴ６、ＭＯＳＦＥＴ２が直列接続されている。また、入力端子４１，４２の間に２個のコンデンサが直列接続されたコンデンサ３４、コンデンサ３５の直列回路を備えてある。また、ＭＯＳＦＥＴ１とＭＯＳＦＥＴ５との接続点にカソードが接続され、コンデンサの直列回路の第一のコンデンサ３４と第二のコンデンサ３５との接続点にアノードが接続された１個のダイオード１５と、前記第二の直列回路のＭＯＳＦＥＴ６とＭＯＳＦＥＴ２との接続点にアノードが接続され、コンデンサの直列回路の第一のコンデンサ３４と第二のコンデンサ３５の接続点にカソードが接続された１個のダイオード１６とで構成される。
　前記第二のアームは入力端子４１，４２の間に接続されたＭＯＳＦＥＴ３とＭＯＳＦＥＴ４の直列回路で構成される。
　このように構成された実施例２における共振型マルチレベルコンバータは、実施例１がフライングキャパシタ型マルチレベルコンバータと呼ばれるのに対して、ダイオードクランプ型マルチレベルコンバータと呼ばれている。
　（実施例２の動作）
　このように構成された実施例２における共振型マルチレベルコンバータにおいて、ＭＯＳＦＥＴ３とＭＯＳＦＥＴ４をデューティ約５０％で交互にオンオフさせ、それに合わせてＭＯＳＦＥＴ１、ＭＯＳＦＥＴ２、ＭＯＳＦＥＴ５、および、ＭＯＳＦＥＴ６のオン時間を制御する事で出力電圧とコンデンサ３４あるいはコンデンサ３５の電圧を制御する。
　（実施例２の効果）
　フライングキャパシタ型でもダイオードクランプ型でも共振コンデンサ３２と共振チョーク２３とからなる直列共振回路とトランス２２の一次巻線の直列回路に図１２に示す階段状の電圧を印加できる事に変わりはないので、実施例１と全く同じ効果が得られる。
　（実施例３の構成）
　図６は、本発明の実施例３における共振型マルチレベルコンバータを示す回路図である。
　この共振型マルチレベルコンバータは、図１に図示の実施例１における共振型マルチレベルコンバータに係るＭＯＳＦＥＴ５をＭＯＳＦＥＴ５とＭＯＳＦＥＴ７の直列回路に置き換え、同じくＭＯＳＦＥＴ６をＭＯＳＦＥＴ８とＭＯＳＦＥＴ６の直列回路に置き換える。また、ＭＯＳＦＥＴ５とＭＯＳＦＥＴ７との接続点とＭＯＳＦＥＴ８とＭＯＳＦＥＴ６との接続点の間にコンデンサ３６を接続した構成となっている。
　このように構成された実施例３における共振型マルチレベルコンバータは、実施例１がフライングキャパシタ型３レベルコンバータと呼ばれるのに対して、フライングキャパシタ型４レベルコンバータと呼ばれている。この場合、ｎ＝４，ｍ＝０、１となる。従って、第一の直列回路及び第二の直列回路にはそれぞれ３個、合計６個のＭＯＳＦＥＴ１、５、７、８、６、２が直列に接続される。また、コンデンサは（ｎ－２）個、すなわち２個であるため、本実施例ではコンデンサ３３およびコンデンサ３６となる。
　（実施例３の動作）
　このように構成された実施例３における共振型マルチレベルコンバータにおいて、ＭＯＳＦＥＴ３とＭＯＳＦＥＴ４をデューティ約５０％で交互にオンオフさせ、それに合わせてＭＯＳＦＥＴ１、ＭＯＳＦＥＴ５、ＭＯＳＦＥＴ７、ＭＯＳＦＥＴ８、ＭＯＳＦＥＴ６、および、ＭＯＳＦＥＴ２のオン時間を制御する事で出力電圧とコンデンサ３３およびコンデンサ３６の電圧を制御する。
　（実施例３の効果）
　実施例１では共振コンデンサ３２、共振チョーク２３とからなる直列共振回路とトランス２２の一次巻線の直列回路に印加される電圧は、図１２に示す様に入力電圧×２／２、入力電圧×１／２、入力電圧×０／２の３レベルからなる階段状の波形であったが、実施例３では入力電圧×３／３、入力電圧×２／３、入力電圧×１／３、入力電圧×０／３の４レベルからなる階段状の波形となる。これにより共振チョーク電流の傾斜の切替わり方が変化するが、実施例１と本質的には変わらない。したがって実施例１と同じ効果が得られる。
　実施例３はＭＯＳＦＥＴ１、５、７、８、６、２として実施例１のＭＯＳＦＥＴ１、５、６、２よりも低耐圧のＭＯＳＦＥＴを使う事ができるため、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗が下がり、トータルの導通損失を減らす事ができる。
　ここでは３レベルのマルチレベルコンバータと、４レベルのマルチレベルコンバータを例として挙げたが、レベル数はこの二つに限定されるものではない。
　例えば、６レベルのフライングキャパシタ型マルチレベルコンバータは、ｎ＝６，ｍ＝０～３となる。この場合、第一の直列回路及び第二の直列回路にはそれぞれ５個、合計１０個のスイッチ素子が直列に接続される。
　また、第一の直列回路の第一のスイッチ素子と第二のスイッチ素子との接続点と、第二の直列回路の第四のスイッチ素子と第五のスイッチ素子の接続点と、の間にコンデンサが接続される（ｍ＝０）。
　同様に、第一の直列回路の第二のスイッチ素子と第三のスイッチ素子との接続点と、第二の直列回路の第三のスイッチ素子と第四のスイッチ素子との接続点と、の間にコンデンサが接続される（ｍ＝１）。
　また同様に、第一の直列回路の第三のスイッチ素子と第四のスイッチ素子との接続点と、第二の直列回路の第二スイッチ素子と第三のスイッチ素子との接続点と、の間にコンデンサが接続される（ｍ＝２）。
　同じく、第一の直列回路の第四のスイッチ素子と第五のスイッチ素子との接続点と、第二の直列回路の第一スイッチ素子と第二のスイッチ素子との接続点と、の間にコンデンサが接続される（ｍ＝３）。
　また、例えば、６レベルのダイオードクランプ型マルチレベルコンバータは、フライングキャパシタ型マルチレベルコンバータと同様に、ｎ＝６，ｍ＝０～３となる。この場合、第一の直列回路及び第二の直列回路にはそれぞれ５個、合計１０個のスイッチ素子が直列に接続される。
　また、コンデンサの直列回路には５個のコンデンサが直列に接続される。
　また、第一の直列回路の第一のスイッチ素子と第二のスイッチ素子との接続点に第一のダイオードのカソードが接続され、コンデンサの直列回路の第一のコンデンサと第二のコンデンサとの接続点に第一のダイオードのアノードが接続される（ｍ＝０）。
　また、第二の直列回路の第四のスイッチ素子と第五のスイッチ素子との接続点に別の第一のダイオードのアノードが接続され、コンデンサの直列回路の第四のコンデンサと第五のコンデンサとの接続点に別の第一のダイオードのカソードが接続される（ｍ＝０）。
　同様に、第一の直列回路の第二のスイッチ素子と第三のスイッチ素子との接続点に第二のダイオードのカソードが接続され、コンデンサの直列回路の第二のコンデンサと第三のコンデンサとの接続点に第二のダイオードのアノードが接続される（ｍ＝１）。
　また、第二の直列回路の第三のスイッチ素子と第四のスイッチ素子との接続点に別の第二のダイオードのアノードが接続され、コンデンサの直列回路の第三のコンデンサと第四のコンデンサとの接続点に別の第二のダイオードのカソードが接続される（ｍ＝１）。
　また同様に、第一の直列回路の第三のスイッチ素子と第四のスイッチ素子との接続点に第三のダイオードのカソードが接続され、コンデンサの直列回路の第三のコンデンサと第四のコンデンサとの接続点に第三のダイオードのアノードが接続される（ｍ＝２）。
　また、第二の直列回路の第二のスイッチ素子と第三のスイッチ素子との接続点に別の第三のダイオードのアノードが接続され、コンデンサの直列回路の第二のコンデンサと第三のコンデンサとの接続点に別の第三のダイオードのカソードが接続される（ｍ＝２）。
　さらに、第一の直列回路の第四のスイッチ素子と第五のスイッチ素子との接続点に第四のダイオードのカソードが接続され、コンデンサの直列回路の第四のコンデンサと第五のコンデンサとの接続点に第四のダイオードのアノードが接続される（ｍ＝３）。
　また、第二の直列回路の第一のスイッチ素子と第二のスイッチ素子との接続点に別の第四のダイオードのアノードが接続され、コンデンサの直列回路の第一のコンデンサと第二のコンデンサとの接続点に別の第四のダイオードのカソードが接続される（ｍ＝３）。
　また二次側の回路として全波整流回路の例を挙げたが、センタータップ整流回路に変形するなどの応用が可能である。
　また整流素子として整流ダイオードを使用する回路を例に挙げているが、整流ダイオードに限定されるものではない。例えばスイッチ素子と駆動回路を組み合わせて整流素子の機能を実現する同期整流回路とする事も可能である。
　更なる応用として、これまでの説明ではスイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを使う回路を例として挙げたが、ＩＧＢＴその他スイッチ素子を使う事もできる。この場合、スイッチ素子の順方向に対して逆方向に接続される還流ダイオードを追加する事により、ＭＯＳＦＥＴと等価なスイッチ素子に置き換える変形も可能である。
　また、これまでの説明では、図７で示す回路のＭＯＳＦＥＴ１、ＭＯＳＦＥＴ２で構成されるアームをマルチレベル化し、ＭＯＳＦＥＴ３、ＭＯＳＦＥＴ４で構成されるアームはそのまま残しておく例を挙げたが、ＭＯＳＦＥＴ３、ＭＯＳＦＥＴ４で構成されるアームも合わせてマルチレベル化する応用も可能である。
　この場合、各アームが交互にＭＯＳＦＥＴ３、ＭＯＳＦＥＴ４で構成されるアームと同じ役割を果たすように制御すればよい。例えば図１で示す回路を用いた場合、ＭＯＳＦＥＴ１とＭＯＳＦＥＴ５を同時にオンさせ、ＭＯＳＦＥＴ２とＭＯＳＦＥＴ６を同時にオンさせれば、ＭＯＳＦＥＴ３、ＭＯＳＦＥＴ４で構成されるアームと同じ役割を果たさせる事が可能である。
　本発明は、入力電圧と出力電圧の比が大きく変動する用途、例えば出力電圧が変動するバッテリーチャージャーや、瞬時停電が発生して入力電圧が低下しても出力電力を継続して供給する事が要求される機器向けの電源装置などに適用する事ができる。
　１　　ＭＯＳＦＥＴ
　２　　ＭＯＳＦＥＴ
　３　　ＭＯＳＦＥＴ
　４　　ＭＯＳＦＥＴ
　５　　ＭＯＳＦＥＴ
　６　　ＭＯＳＦＥＴ
　７　　ＭＯＳＦＥＴ
　８　　ＭＯＳＦＥＴ
　１１　　整流ダイオード
　１２　　整流ダイオード
　１３　　整流ダイオード
　１４　　整流ダイオード
　１５　　ダイオード
　１６　　ダイオード
　２１　　チョーク
　２２　　トランス
　２３　　共振チョーク
　２４　　チョーク
　３１　　コンデンサ
　３２　　コンデンサ
　３３　　コンデンサ
　３４　　コンデンサ
　３５　　コンデンサ
　３６　　コンデンサ
　４１　　入力端子
　４２　　入力端子
　４３　　出力端子
　４４　　出力端子

Claims (13)

  1. 　入力端子対と、
    　前記入力端子対に接続され、前記入力端子間電圧の±ｋ／（ｎ－１）の電圧を出力するマルチレベル出力回路と（ｎ≧３、０≦ｋ≦ｎ－１、ｋ、ｎは整数）、
    　前記マルチレベル出力回路に接続された第一のコンデンサと第一のチョークとからなる直列共振回路とトランスの一次巻線との直列回路と、
    　前記トランスの一次巻線に並列に接続した第二のチョークと、
    　前記トランスの二次巻線に接続された整流回路と、
    　前記整流回路に接続された平滑回路と、
    　前記平滑回路に接続された出力端子対と、
    　を有する事を共振型マルチレベルコンバータ。
  2. 　前記マルチレベル出力回路を構成するスイッチ素子のスイッチング周波数を一定にする請求項１記載の共振型マルチレベルコンバータ。
  3. 　前記マルチレベル出力回路が、前記入力端子対に接続された第一のアームと、前記入力端子対に接続された第二のアームで構成され、
    　前記第一のアームは、
    　一端が前記入力端子対の一方に接続され、還流手段を有する（ｎ－１）個のスイッチ素子が直列接続された第一の直列回路と（ｎ≧３、ｎは整数）、
    　一端が前記第一の直列回路に接続され、他端が前記入力端子対の他方に接続され、その間に還流手段を有する（ｎ－１）個のスイッチ素子が直列接続された第二の直列回路と、
    　前記第一の直列回路の第（ｍ＋１）のスイッチ素子と第（ｍ＋２）のスイッチ素子の接続点と、前記第二の直列回路の第（ｎ－２－ｍ）のスイッチ素子と第（ｎ－１－ｍ）のスイッチ素子の接続点と、の間にそれぞれ接続された（ｎ－２）個のコンデンサと（０≦ｍ≦ｎ－３、ｍは整数）、
    　を有する請求項１または請求項２記載の共振型マルチレベルコンバータ。
  4. 　前記マルチレベル出力回路が、前記入力端子対に接続された第一のアームと、前記入力端子対に接続された第二のアームで構成され、
    　前記第一のアームは、
    　一端が前記入力端子対の一方に接続され、還流手段を有する（ｎ－１）個のスイッチ素子が直列接続された第一の直列回路と（ｎ≧３、ｎは整数）、
    　一端が前記第一の直列回路に接続され、他端が前記入力端子対の他方に接続され、その間に還流手段を有する（ｎ－１）個のスイッチ素子が直列接続された第二の直列回路と、
    　前記入力端子対の間に（ｎ－１）個のコンデンサが直列接続されたコンデンサの直列回路と、
    　前記第一の直列回路の第（ｍ＋１）のスイッチ素子と第（ｍ＋２）のスイッチ素子の接続点にカソードが接続され、前記コンデンサの直列回路の第（ｍ＋１）のコンデンサと第（ｍ＋２）のコンデンサとの接続点にアノードが接続された（ｎ－２）個のダイオードと（０≦ｍ≦ｎ－３、ｍは整数）、
    　前記第二の直列回路の第（ｎ－２－ｍ）のスイッチ素子と第（ｎ－１－ｍ）のスイッチ素子の接続点にアノードが接続され、前記コンデンサの直列回路の第（ｎ－２－ｍ）のコンデンサと第（ｎ－１－ｍ）のコンデンサの接続点にカソードが接続された（ｎ－２）個のダイオードと、
    　を有する請求項１または請求項２記載の共振型マルチレベルコンバータ。
  5. 　前記第一のチョークは、前記トランスの漏れインダクタンスで構成される請求項１から請求項４のいずれか１項記載の共振型マルチレベルコンバータ。
  6. 　前記第二のチョークは、前記トランスの励磁インダクタンスで構成される請求項１から請求項５のいずれか１項記載の共振型マルチレベルコンバータ。
  7. 　前記出力端子対にバッテリーが接続され、出力電圧の代わりに出力電流を制御する請求項１から請求項６のいずれか１項記載の共振型マルチレベルコンバータ。
  8. 　前記スイッチ素子は、ＭＯＳＦＥＴで構成され、
    　前記還流手段として、前記ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを用いる事を特徴とする請求項１から請求項７のいずれか１項記載の共振型マルチレベルコンバータ。
  9. 　前記スイッチ素子は、ＩＧＢＴで構成され、
    　前記還流手段として、前記ＩＧＢＴの順方向に対して逆方向に並列接続される還流ダイオードを用いる請求項１から請求項７のいずれか１項記載の共振型マルチレベルコンバータ。
  10. 　前記整流回路は、
    　前記出力端子対に接続された第一の整流ダイオードと第二の整流ダイオードの直列回路と、
    　前記出力端子対に接続された第三の整流ダイオードと第四の整流ダイオードの直列回路と、
    　で構成され、
    　前記第一の整流ダイオードと第二の整流ダイオードの接続点と、前記第三の整流ダイオードと第四の整流ダイオードの接続点の間に前記トランスの二次巻線が接続される請求項１から請求項９のいずれか１項記載の共振型マルチレベルコンバータ。
  11. 　前記整流回路は、
    　スイッチ素子と駆動回路を組み合わせたものを整流素子とし、
    　前記整流素子を用いて同期整流回路を構成する請求項１から請求項９のいずれか１項記載の共振型マルチレベルコンバータ。
  12. 　前記第二のアームは、
    　前記入力端子対の間に接続された第一のスイッチ素子と第二のスイッチ素子の直列回路で構成された請求項３から請求項１１のいずれか１項記載の絶縁型マルチレベルコンバータ。
  13. 　前記第二のアームは、
    　前記第一のアームと同じ回路構成になっている請求項３から請求項１１のいずれか１項記載の共振型マルチレベルコンバータ。
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