WO2015025860A1 - 電圧型マルチレベル変換器 - Google Patents

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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a voltage type multi-level converter using a flying capacitor.
  • switching elements In recent years, multilevel converters have become mainstream in variable speed drive devices and power conversion devices using power devices (for example, IGBTs, etc .: hereinafter referred to as switching elements).
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of a conventional voltage type multi-level converter.
  • the voltage type multilevel converter shown in FIG. 6 has first and second capacitors C1 and C2 connected in series between positive and negative electrodes of a DC voltage source (not shown) and current change rate suppressing reactors L1 and L2
  • a phase module 4 having snubber circuits 1a and 1b for suppressing surge voltage, current change rate detection units 3a and 3b for detecting current change rates di / dt in current change rate suppressing reactors L1 and L2, and flying capacitors C3 and C4. And have.
  • FIG. 6 only one phase module 4 is shown for simplification.
  • phase module 4 In the voltage type multi-level converter shown in FIG. 6, it is determined that a short circuit has occurred in phase module 4 when current change rate detected value di / dt output from current change rate detectors 3a and 3b is equal to or more than a predetermined value.
  • a short circuit abnormality signal is transmitted to a controller (not shown) in the phase module 4 via a common controller (not shown). Thereafter, the controller in the phase module 4 transmits a gate shutoff signal to the drive circuit of the switching element to shut off the gate signal safely.
  • the load of the device has a predetermined current waveform, and the current change rate di / dt of the flying capacitor accompanying this is known, and therefore, is set in advance as a reference value, and this reference value and the current change rate detection units 3a and 3b.
  • the short circuit judgment can be made by comparing with the current change rate detected value di / dt of
  • the first and second capacitors C1 and C2 connected to the DC voltage source and the current change rate suppressing reactors L1 and L2 are common to each phase module 4 It is provided only in one place. Therefore, when a short circuit abnormality occurs, the current change rate detection value di / dt needs to transmit a short circuit abnormality signal to the controller in the phase module 4 via the common controller. As a result, it is necessary to speed up the communication speed between the common controller and the controller in the phase module 4 or to suppress the short circuit current by providing larger current change rate suppressing reactors L1 and L2 and snubber circuits 1a and 1b. was there.
  • the present invention was devised in view of the above-mentioned conventional problems, and one aspect thereof is a voltage type multi-level converter which generates an AC output obtained by converting a DC voltage into a plurality of voltage levels, which is a DC voltage
  • a capacitor common to each phase connected in series between both terminals of the source, a flying capacitor provided for each phase and charged with a voltage different from that of the capacitor, and a plurality of switching elements for each phase
  • a voltage selection circuit selectively outputting a plurality of voltage levels based on voltages of the capacitor and the flying capacitor by selectively turning on and off the switching element, and detecting a rate of change in voltage across the flying capacitor Detecting a short circuit when the voltage change rate across the flying capacitor exceeds a threshold value.
  • a short circuit abnormality signal is outputted to a controller in a phase module when a voltage change rate across the flying capacitor exceeds a threshold.
  • the cause of the short circuit is identified by the value of the rate of change in voltage across the flying capacitor.
  • FIG. 2 is a diagram showing an equivalent circuit of a capacitor. It is a time chart which shows each waveform at the time of normal time and a short circuit. It is a circuit block diagram which shows the voltage type
  • the present invention detects, in a voltage type multi-level converter using a flying capacitor, a low impedance short circuit on an output side, an abnormality such as a sudden switching element, or a short circuit failure caused by an accidental drive circuit malfunction. It is intended to prevent the expansion of the fault range.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a voltage type multi-level converter according to the present embodiment.
  • a five-level voltage type power converter is described as an example.
  • first and second capacitors C1 and C2 are connected in series between positive and negative ends of a DC voltage source (not shown).
  • the common connection point between the two capacitors C1 and C2 is taken as an output terminal B.
  • the positive terminal of the direct current voltage source is P
  • the negative terminal is N.
  • the first switching element S1 and the flying capacitor C3 are sequentially connected in series.
  • the Nth to sixth switching elements and the flying capacitor C4 are sequentially connected in series.
  • the flying capacitors C3 and C4 are connected in series, and the first switching element S1, the flying capacitors C3 and C4, and the sixth switching element S6 constitute a first series circuit.
  • the second, third, fourth and fifth switching elements S2, S3, S4 and S5 are sequentially connected in series to form a second series circuit.
  • the second switching element S2 is connected to the common connection point of the first switching element S1 and the flying capacitor C3
  • the fifth switching element S5 is connected to the common connection point of the sixth switching element S6 and the flying capacitor C4.
  • the middle point of the second series circuit (the common connection point of the third and fourth switching elements S3 and S4) is taken as the output terminal A.
  • first and second diodes D1 and D2 are interposed between the common connection point of the second and third switching elements S2 and S3 and the common connection point of the fourth and fifth switching elements S4 and S5, The common connection point of the first and second diodes D1 and D2 is connected to the common connection point of the flying capacitors C3 and C4.
  • a seventh switching element S7 and an eighth switching element S8 are connected in series in the opposite direction between the output terminal B and the common connection point of the flying capacitors C3 and C4.
  • the first to eighth switching elements S1 to S8 constitute a voltage selection circuit.
  • Reference numerals 1a and 1b denote snubber circuits, which respectively include snubber diodes D3, D4, D5 and D6, snubber capacitors C5 and C6, feedback resistors R1 and R2, and current change suppressing reactors L1 and L2.
  • the flying capacitors C3 and C4 are provided with voltage change rate detectors 2a and 2b for detecting the voltage change rate dV / dt at both ends of the flying capacitor via the voltage dividing resistors R3 and R4.
  • the voltage type multi-level converter in this embodiment is the switching element in the drive circuit 7 of each switching element when the voltage of the first and second capacitors C1 and C2 is 2E and the voltage of the flying capacitors C3 and C4 is E.
  • S1 to S8 By turning on and off S1 to S8 according to the switching patterns of modes 1 to 7 shown in Table 1 below, voltages 2E, E, 0, -E, and -2E of five levels can be output between output terminals AB.
  • ⁇ Mode 1> The first, second, and third switching elements S1, S2, and S3 turn on, and the fourth, fifth, sixth, seventh, and eighth switching elements S4, S5, S6, S7, and S8 turn off, and the current I A Flows through the path of output terminal BBfirst capacitor C1 ⁇ P ⁇ S1 ⁇ S2 ⁇ S3 ⁇ output terminal A.
  • the negative side ⁇ positive side of the first capacitor C1 is connected between the output terminals AB, and the voltage between the output terminals A and B is 2E.
  • ⁇ Mode 2> The first, third and fourth switching elements S1, S3 and S4 are turned on, and the second, fifth, sixth, seventh and eighth switching elements S2, S5, S6, S7 and S8 are turned off, and the current I A Is output terminal B ⁇ first capacitor C 1 ⁇ P ⁇ S 1 ⁇ flying capacitor C 3 ⁇ D 1 ⁇ S 3 ⁇ output terminal A (or output terminal B ⁇ first capacitor C 1 ⁇ P ⁇ S 1 ⁇ flying capacitor C 3 ⁇ D 2 ⁇ S 4 ⁇ output It flows along the path of terminal A).
  • ⁇ Mode 3> The second, third, seventh, eighth switching element S2, S3, S7, S8 are turned on, first, fourth, fifth, sixth switching elements S1, S4, S5, S6 are turned off, current I A Flows through a path of output terminal B ⁇ S7 ⁇ S8 ⁇ flying capacitor C3 ⁇ S2 ⁇ S3 ⁇ output terminal A.
  • the negative side ⁇ positive side of the flying capacitor C3 is connected between the output terminals AB, and the voltage between the output terminals A and B is E. In this mode 3, the flying capacitor C3 is charged when the current I A > 0.
  • ⁇ Mode 4> The third, fourth, seventh, eighth switching elements S3, S4, S7, S8 turn on, the first, second, fifth, sixth switching elements S1, S2, S5, S6 turn off, and the current is output terminal B ⁇ S7 ⁇ S8 ⁇ D1 ⁇ S3 ⁇ output terminal a (or, when the current I a is negative, the output terminal B ⁇ S7 ⁇ S8 ⁇ D2 ⁇ S4 ⁇ output terminal a) flows through a path of. Seventh between output terminals AB, eighth, first switching element S7, S8, S1 (or current I A is when negative seventh, eighth, second switching element S7, S8, S2) via the And the voltage between the output terminals AB becomes zero.
  • ⁇ Mode 5> The fourth, fifth, seventh, eighth switching elements S4, S5, S7, S8 are turned on, the first, second, third, sixth switching elements S1, S2, S3, S6 are turned off, and the current I A Flows through the path of output terminal B ⁇ S7 ⁇ S8 ⁇ flying capacitor C4 ⁇ S5 ⁇ S4 ⁇ output terminal A.
  • the positive side to the negative side of the flying capacitor C4 is connected in series between the output terminals AB, and the voltage between the output terminals A and B is -E. In this mode 5, the flying capacitor C4 is discharged when the current I A > 0.
  • ⁇ Mode 7> The fourth, fifth and sixth switching elements S4, S5 and S6 are turned on, and the first, second, third, seventh and eighth switching elements S1, S2, S3, S7 and S8 are turned off, and the current I A Flows through the path of the output terminal B, the second capacitor C2, N, S6, S5, S4, and the output terminal A.
  • the positive side to the negative side of the second capacitor C2 is connected between the output terminals AB, and the voltage between the output terminals A and B is -2E.
  • the voltages of the flying capacitors C3 and C4 can be controlled using switching patterns (Modes 2, 3, 5, 6 in Table 1) which are charged or discharged when the output voltage V AB is E or -E. That is, although both of the output voltages in mode 2 and mode 3 are E, since the flying capacitor C3 can be charged or discharged, the voltage of the flying capacitor C3 can be adjusted. Similarly, although the output voltages of mode 5 and mode 6 are both ⁇ E, it is possible to adjust the voltage of the flying capacitor C 4 because the flying capacitor C 4 can be charged or discharged.
  • the short circuit of the phase module 4 is detected by detecting the current change rate di / dt in the current change rate suppressing inductances L1 and L2 common to each phase, but this embodiment shown in FIG. In the above, the short circuit of the phase module 4 is detected by detecting the increase or decrease of the voltage change rate dV / dt in the flying capacitors C3 and C4 in the phase module 4.
  • phase module 4 when a short circuit abnormality occurs in the phase module 4, the output signals of the voltage change rate detection units 2a and 2b are not driven by the controller common to each phase, and the controller 6 and the drive in each phase module 4 are driven.
  • the gate signals of the switching elements S1 to S8 can be cut off only via the circuit 7.
  • voltage change rate detectors 2a and 2b for detecting voltage change rates dV / dt of flying capacitors C3 and C4 are originally provided for control of the voltage type multi-level converter, so common use may be made as they are. It is possible.
  • the short circuit (1) shown in FIG. 3A shows an example in which the first and second capacitors C1 and C2 and the flying capacitors C3 and C4 are connected in parallel. As described above, the voltage of the flying capacitors C3 and C4 is charged at a voltage lower than the voltage of the first and second capacitors C1 and C2. In the short circuit (1), the voltage change rate dV / dt decreases due to the discharge of the flying capacitors C3 and C4.
  • the short circuit (2) shown in FIG. 3 (b) shows an example in which first and second capacitors C1 and C2 and flying capacitors C3 and C4 are connected in series as voltage sources.
  • the voltage of the first and second capacitors C1 and C2 > the voltage of the flying capacitors C3 and C4. Therefore, the flying capacitors C3 and C4 are charged from the first and second capacitors C1 and C2.
  • the voltage change rate dV / dt rises.
  • the short circuit (3) shown in FIG. 3C shows an example of a short circuit having only the flying capacitors C3 and C4.
  • the voltage change rate dV / dt decreases due to the discharge of the flying capacitors C3 and C4.
  • FIG. 5 (a) is a time chart showing current and voltage at the time of normal operation and FIG. 5 (b) at the time of short circuit (in the case of discharge).
  • the spike-like voltage drop occurs when a short circuit occurs because the voltage drop is superimposed.
  • the capacitor voltage Vc is the following equation (1)
  • the voltage change rate dVc / dt of the capacitor voltage Vc is the following equation (2).
  • C capacity
  • I c capacitor current
  • Vc 0 initial voltage of capacitor.
  • the capacitor current i c in the normal operation has a value in a certain range depending on the load (inductance of the motor, etc.)
  • the capacitor current i cs at the short circuit is limited mainly by the current due to the characteristics of the element and becomes large. Therefore, the relationship between the capacitor current i c in the normal operation and the capacitor current i cs in the short circuit is given by the following equation (3).
  • a short circuit test is performed in advance in three types of short circuit modes (damage of element itself, false ignition, external short circuit), capacitor voltage V c is measured, It is conceivable to determine the threshold value of the rate of voltage change dV / dt of the short circuit failure.
  • the short circuit in the inverter can be roughly divided into the following three types (1) (2) (3).
  • (1) Failure of the element itself (2) In the case of erroneous ignition (3)
  • the short circuit 1 shown in FIG. 3A is, for example, a case where the switching element S1 is damaged and the switching elements S2, S3, S4, S5, and S6 are erroneously turned on.
  • the first and second capacitors C1 and C2 and the flying capacitors C3 and C4 as power supplies, a current flows which is determined by the active characteristics of the element and the impedance of the wiring.
  • the emitter-collector of the switching element S1 is short-circuited with a conductor, and an ON signal is applied to the switching element S6 for measurement.
  • the anode and the cathode of the diode D1 are short-circuited with a conductor, and an ON signal is applied to the switching element S2 (or S5) for measurement.
  • the voltage change rate dV / dt of the flying capacitors C3 and C4 basically becomes different values.
  • the switching element viewed as a broken element of (1) also receives an on signal simultaneously with the other switching elements, and measures the voltage change rate dV / dt.
  • U phase-V phase short circuit For example, U phase switching elements S1, S2, S3 are turned on, V phase switching elements S4, S5, S6 are turned on, and U phase-V phase is shorted In this case, a short circuit current flows from the first and second capacitors C1 and C2 and the flying capacitor C3.
  • the voltage change rate detectors 2a and 2b constantly calculate the voltage change rate dV / dt, and send out a short circuit fault signal to the controller 6 in the phase module 4 when the threshold is exceeded. At the same time, the value of the voltage change rate dV / dt is stored in a storage unit (not shown). Then, a shutoff signal is sent from the controller unit 6 to the drive circuit 7 to turn off the switching elements S1 to S8.
  • a spike-like voltage drop occurs at the occurrence of a short circuit, and the voltage change rate dV / dt measures a large value in section A, but in terms of calculation of the voltage change rate dV / dt
  • the voltage change rate dV / dt at A may or may not be ignored.
  • a measurement value for example, a moving average value of voltage change rate dV / dt at each sampling is used.
  • the controller common to each phase module since the controller common to each phase module is not used, short circuit detection / cut in a short time in the phase module 4 in which the short circuit occurs. Protection action can be performed.
  • short circuit detection / cutoff protection operation can be performed in a short time after a short circuit occurs, the responsibility of the current change rate suppression reactors L1 and L2 can be reduced.
  • the responsibility of the current change rate suppression reactors L1 and L2 can be reduced, the responsibility of the snubber circuits 1a and 1b can be relaxed.
  • the present invention is applicable to any voltage type multi-level converter provided with a flying capacitor.

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Abstract

各相ごとに設けられ、コンデンサＣ１，Ｃ２と異なる電圧が充電されたフライングキャパシタＣ３，Ｃ４に対して、フライングキャパシタＣ３，Ｃ４両端の電圧変化率を検出する電圧変化率検出部２ａ，２ｂを設け、前記フライングキャパシタＣ３，Ｃ４両端の電圧変化率が閾値を超えた場合、短絡として検出する。そして、短絡異常信号を各相のコントローラ部６に送信し、各スイッチング素子のドライブ回路７でゲート信号を遮断する。これにより、共通のコントローラと相モジュール内のコントローラ間の通信速度を高速化することなく、かつ、簡易な構成で、短絡故障に対する保護処理を行う。

Description

電圧型マルチレベル変換器
　本発明は、フライングキャパシタを用いた電圧型マルチレベル変換器に関する。
　近年、パワーデバイス（例えば、ＩＧＢＴ等：以下、スイッチング素子と称する）を用いた可変速駆動装置，電力変換装置においては、マルチレベル変換器が主流となりつつある。
　図６は、従来の電圧型マルチレベル変換器の一例を示す図である。図６に示す電圧型マルチレベル変換器は、直流電圧源（図示省略）の正負極間に直列接続された第１，第２コンデンサＣ１，Ｃ２と、電流変化率抑制リアクトルＬ１，Ｌ２を有しサージ電圧を抑制するスナバ回路１ａ，１ｂと、電流変化率抑制リアクトルＬ１，Ｌ２における電流変化率ｄｉ／ｄｔを検出する電流変化率検出部３ａ，３ｂと、フライングキャパシタＣ３，Ｃ４を有する相モジュール４と、を備えている。図６では簡単化の為に相モジュール４は１相分のみ示している。
　図６に示す電圧型マルチレベル変換器では、電流変化率検出部３ａ，３ｂから出力された電流変化率検出値ｄｉ／ｄｔが一定値以上の場合に相モジュール４内で短絡が生じたと判断し、共通のコントローラ（図示省略）を経由して相モジュール４内のコントローラ（図示省略）に短絡異常信号を送信する。その後、相モジュール４内のコントローラからスイッチング素子のドライブ回路にゲート遮断信号を送信して安全にゲート信号を遮断する。
　装置の負荷には所定の電流波形があり、これに伴うフライングキャパシタの電流変化率ｄｉ／ｄｔは既知であるため予め基準値として設定しておき、この基準値と電流変化率検出部３ａ，３ｂの電流変化率検出値ｄｉ／ｄｔと比較することにより、短絡判断を行うことができる。
ＵＳ５９８２６４６Ａ ＵＳ６４５２８１５Ｂ１ 特許第４６４３１１７号公報
　しかしながら、図６に示す電圧型マルチレベル変換器は、直流電圧源に接続された第１，第２コンデンサＣ１，Ｃ２および電流変化率抑制リアクトルＬ１，Ｌ２が各相モジュール４に対し共通であることから１箇所にのみ設けられている。そのため、短絡異常が発生した場合は電流変化率検出値ｄｉ／ｄｔは共通のコントローラを経由し、相モジュール４内のコントローラに短絡異常信号を送信する必要があった。その結果、共通のコントローラと相モジュール４内のコントローラ間の通信速度を高速化するか、或いは、さらに大きな電流変化率抑制リアクトルＬ１，Ｌ２やスナバ回路１ａ，１ｂを設けて短絡電流を抑制する必要があった。
　以上示したようなことから、電圧型マルチレベル変換器において、共通のコントローラと相モジュール内のコントローラ間の通信速度を高速化することなく、かつ、簡易な構成で、短絡故障に対する保護処理を行うことが課題となる。
　本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、直流電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成する電圧型マルチレベル変換器であって、直流電圧源の両端子間に直列に接続された各相共通のコンデンサと、各相ごとに設けられ、前記コンデンサと異なる電圧が充電されるフライングキャパシタと、各相ごとに複数のスイッチング素子を有し、このスイッチング素子を選択的にＯＮ，ＯＦＦ制御することにより、前記コンデンサおよびフライングキャパシタの電圧に基づいて複数の電圧レベルを選択的に出力する電圧選択回路と、前記フライングキャパシタ両端の電圧変化率を検出する電圧変化率検出部と、を備え、前記フライングキャパシタ両端の電圧変化率が閾値を超えた場合、短絡として検出することを特徴とする。
　また、その一態様として、前記フライングキャパシタ両端の電圧変化率が閾値を超えた場合、短絡異常信号を相モジュール内のコントローラに出力することを特徴とする。
　さらに、その一態様として、前記フライングキャパシタ両端の電圧変化率の値により、短絡の要因を特定することを特徴とする。
　本発明によれば、電圧型マルチレベル変換器において、共通のコントローラと相モジュール内のコントローラ間の通信速度を高速化することなく、かつ、簡易な構成で、短絡故障に対する保護処理を行うことが可能となる。
実施形態における電圧型マルチレベル変換器を示す回路構成図である。 実施形態における電圧型マルチレベル変換器を示す概略図である。 短絡経路の例を示す図である。 コンデンサキャパシタの等価回路を示す図である。 通常時および短絡時における各波形を示すタイムチャートである。 従来における電圧型マルチレベル変換器を示す回路構成図である。
　本願発明は、フライングキャパシタを用いた電圧形マルチレベル変換器において、出力側の低インピーダンス短絡、突発的なスイッチング素子等の異常や、偶発的なドライブ回路の誤動作により生じる短絡故障等を検出し、故障範囲の拡大を防止するものである。
　以下、本願発明に係る電圧型マルチレベル変換器における実施形態を図１～図５に基づいて詳述する。
　［実施形態］
　図１は、本実施形態における電圧型マルチレベル変換器の回路構成図であり、本実施形態では５レベルの電圧型電力変換装置を例にして説明する。図１に示すように、本実施形態における電圧型マルチレベル変換器は、直流電圧源（図示省略）の正負極端間に第１，第２コンデンサＣ１，Ｃ２を直列接続し、その第１，第２コンデンサＣ１，Ｃ２の共通接続点を出力端子Ｂとする。また、以下の説明では、直流電圧源の正極端をＰ、負極端をＮとする。
　前記Ｐから第１スイッチング素子Ｓ１，フライングキャパシタＣ３を順次直列に接続する。前記Ｎから第６スイッチング素子，フライングキャパシタＣ４を順次直列接続する。また、フライングキャパシタＣ３とＣ４は直列に接続し、第１スイッチング素子Ｓ１，フライングキャパシタＣ３，Ｃ４，第６スイッチング素子Ｓ６で第１直列回路を構成する。
　第２，第３，第４，第５スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５を順次直列接続し、第２直列回路を構成する。前記第２スイッチング素子Ｓ２は第１スイッチング素子Ｓ１とフライングキャパシタＣ３との共通接続点に接続し、前記第５スイッチング素子Ｓ５は第６スイッチング素子Ｓ６とフライングキャパシタＣ４との共通接続点に接続する。ここで、第２直列回路の中点（第３，第４スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の共通接続点）を出力端子Ａとする。また、第２，第３スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の共通接続点と、第４，第５スイッチング素子Ｓ４，Ｓ５の共通接続点と、の間に第１，第２ダイオードＤ１，Ｄ２を介挿し、第１，第２ダイオードＤ１，Ｄ２の共通接続点は、フライングキャパシタＣ３，Ｃ４の共通接続点と接続される。
　また、出力端子ＢとフライングキャパシタＣ３，Ｃ４の共通接続点との間には、第７スイッチング素子Ｓ７と第８スイッチング素子Ｓ８が逆向きに直列接続される。前記第１～第８のスイッチング素子Ｓ１～Ｓ８で電圧選択回路が構成される。
　また、符号１ａ，１ｂはスナバ回路であり、それぞれスナバダイオードＤ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６，スナバコンデンサＣ５，Ｃ６，帰還抵抗Ｒ１，Ｒ２，電流変化抑制リアクトルＬ１，Ｌ２を有している。
　また、フライングキャパシタＣ３，Ｃ４には分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４を介してフライングキャパシタ両端の電圧変化率ｄＶ／ｄｔを検出する電圧変化率検出部２ａ，２ｂが設けられている。
　本実施形態における電圧型マルチレベル変換器は、第１，第２コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧が２Ｅ，フライングキャパシタＣ３，Ｃ４の電圧がＥの時、各スイッチング素子のドライブ回路７において、前記スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８を下記表１に示すモード１～７のスイッチングパターンに従ってオンオフ制御することにより、出力端子ＡＢ間に５レベルの電圧２Ｅ，Ｅ，０，－Ｅ，－２Ｅを出力できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　ここで、表１のスイッチングパターンの各モード１～７と出力端子Ａ，Ｂ間の電流ＩAの経路について説明する。
　〈モード１〉
　第１，第２，第３スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３がオン、第４，第５，第６，第７，第８スイッチング素子Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７，Ｓ８がオフとなり、電流ＩAは出力端子Ｂ→第１コンデンサＣ１→Ｐ→Ｓ１→Ｓ２→Ｓ３→出力端子Ａの経路で流れる。出力端子ＡＢ間には第１コンデンサＣ１の負側→正側が接続され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は２Ｅとなる。
　〈モード２〉
　第１，第３，第４スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ４がオン、第２，第５，第６，第７，第８スイッチング素子Ｓ２，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７，Ｓ８がオフとなり、電流ＩAは出力端子Ｂ→第１コンデンサＣ１→Ｐ→Ｓ１→フライングキャパシタＣ３→Ｄ１→Ｓ３→出力端子Ａ（または、出力端子Ｂ→第１コンデンサＣ１→Ｐ→Ｓ１→フライングキャパシタＣ３→Ｄ２→Ｓ４→出力端子Ａ）の経路で流れる。出力端子ＡＢ間には第１コンデンサＣ１の負側→正側→フライングキャパシタＣ３の正側→負側が直列に接続され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は２Ｅ－Ｅ＝Ｅとなる。このモード２では電流ＩA＞０のときフライングキャパシタＣ３は充電される。
　〈モード３〉
　第２，第３，第７，第８スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ７，Ｓ８がオン、第１，第４，第５，第６スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６がオフとなり、電流ＩAは出力端子Ｂ→Ｓ７→Ｓ８→フライングキャパシタＣ３→Ｓ２→Ｓ３→出力端子Ａの経路で流れる。出力端子ＡＢ間にはフライングキャパシタＣ３の負側→正側が接続され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧はＥとなる。このモード３では電流ＩA＞０のときフライングキャパシタＣ３は充電される。
　〈モード４〉
　第３，第４，第７，第８スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８がオン、第１，第２，第５，第６スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ５，Ｓ６がオフとなり、電流は出力端子Ｂ→Ｓ７→Ｓ８→Ｄ１→Ｓ３→出力端子Ａ（または、電流ＩAが負の時、出力端子Ｂ→Ｓ７→Ｓ８→Ｄ２→Ｓ４→出力端子Ａ）の経路で流れる。出力端子ＡＢ間には第７，第８，第１スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８，Ｓ１（または、電流ＩAが負の時は第７，第８，第２スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８，Ｓ２）を介して直送され、出力端子ＡＢ間の電圧は０となる。
　〈モード５〉
　第４，第５，第７，第８スイッチング素子Ｓ４，Ｓ５，Ｓ７，Ｓ８がオン、第１，第２，第３，第６スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ６がオフとなり、電流ＩAは出力端子Ｂ→Ｓ７→Ｓ８→フライングキャパシタＣ４→Ｓ５→Ｓ４→出力端子Ａの経路で流れる。出力端子ＡＢ間にはフライングキャパシタＣ４の正側→負側が直列に接続され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は－Ｅとなる。このモード５では電流ＩA＞０のときフライングキャパシタＣ４は放電される。
　〈モード６〉
　第３，第４，第６スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ６がオン、第１，第２，第５，第７，第８スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ５，Ｓ７，Ｓ８がオフとなり、電流ＩAは出力端子Ｂ→第２コンデンサＣ２→Ｎ→Ｓ６→フライングキャパシタＣ４→Ｄ１→Ｓ３→出力端子Ａ（または、電流ＩAが負の時、出力端子Ｂ→第２コンデンサＣ２→Ｎ→Ｓ６→フライングキャパシタＣ４→Ｄ２→Ｓ４→出力端子Ａ）の経路で流れる。出力端子ＡＢ間には第２コンデンサＣ２の正側→負側→フライングキャパシタＣ４の負側→正側が直列に接続され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は－２Ｅ＋Ｅ＝－Ｅとなる。このモード６では電流ＩA＞０のときフライングキャパシタＣ４は充電される。
　〈モード７〉
　第４，第５，第６スイッチング素子Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６がオン、第１，第２，第３，第７，第８スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ７，Ｓ８がオフとなり、電流ＩAは出力端子Ｂ→第２コンデンサＣ２→Ｎ→Ｓ６→Ｓ５→Ｓ４→出力端子Ａの経路で流れる。出力端子ＡＢ間には第２コンデンサＣ２の正側→負側が接続され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は－２Ｅとなる。
　フライングキャパシタＣ３，Ｃ４の電圧は、出力電圧ＶABがＥまたは－Ｅのとき充電または放電するスイッチングパターン（表１のＭｏｄｅ２，３，５，６）を利用して制御することができる。すなわち、モード２とモード３の出力電圧はどちらもＥであるが、フライングキャパシタＣ３を充電または放電が可能であるため、フライングキャパシタＣ３の電圧を調節することが可能である。同様に、モード５とモード６の出力電圧はどちらも－Ｅであるが、フライングキャパシタＣ４を充電または放電が可能であるため、フライングキャパシタＣ４の電圧を調節することが可能である。
　次に、相モジュール４内の短絡故障に対する保護処理について説明する。
　図６に示す従来例では各相共通の電流変化率抑制インダクタンスＬ１，Ｌ２における電流変化率ｄｉ／ｄｔを検出することにより相モジュール４の短絡を検出していたが、図１に示す本実施形態では相モジュール４内部のフライングキャパシタＣ３，Ｃ４における電圧変化率ｄＶ／ｄｔの増加あるいは減少を検出することにより相モジュール４の短絡を検出している。
　これにより、相モジュール４内において、短絡異常が発生した場合、電圧変化率検出部２ａ，２ｂの出力信号を、各相共通のコントローラを経由せずに、各相モジュール４内のコントローラ６とドライブ回路７のみを経由して、各スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のゲート信号を遮断することができる。また、フライングキャパシタＣ３，Ｃ４の電圧変化率ｄＶ／ｄｔを検出する電圧変化率検出部２ａ，２ｂは電圧型マルチレベル変換器の制御のために元々設けられているため、そのまま共通流用することが可能である。
　図３（ａ）に示す短絡回路（１）は、第１，第２コンデンサＣ１，Ｃ２とフライングキャパシタＣ３，Ｃ４が並列接続される例を示している。前述したように、フライングキャパシタＣ３，Ｃ４の電圧は第１，第２コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧より低い電圧で充電されている。短絡回路（１）では、フライングキャパシタＣ３，Ｃ４の放電により電圧変化率ｄＶ／ｄｔが減少する。
　図３（ｂ）に示す短絡回路（２）は、電圧源として第１，第２コンデンサＣ１，Ｃ２とフライングキャパシタＣ３，Ｃ４が直列接続される例を示している。短絡回路（２）では、第１，第２コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧＞フライングキャパシタＣ３，Ｃ４の電圧の場合であるため、フライングキャパシタＣ３，Ｃ４は第１，第２コンデンサＣ１，Ｃ２からの充電電流を受けて電圧変化率ｄＶ／ｄｔが上昇する。
　図３（ｃ）に示す短絡回路（３）は、フライングキャパシタＣ３，Ｃ４のみ有する短絡回路例を示している。短絡回路３では、フライングキャパシタＣ３，Ｃ４の放電により電圧変化率ｄＶ／ｄｔが減少する。
　上記以外にも短絡経路はあるが、結果的に上記の短絡回路（１）～（３）に行き着く。
　実際の第１，第２コンデンサＣ１，Ｃ２，フライングキャパシタＣ３，Ｃ４の等価回路を図４に示す。理想のコンデンサでは抵抗成分Ｒ＝０，リアクトル成分Ｌ＝０であるが、実際は、図４に示すように、リード線，接触抵抗の抵抗成分Ｒとリード線のリアクトル成分Ｌが寄生インピーダンスとして存在する。
　矢印の方向（コンデンサから抵抗成分Ｒとリアクトル成分Ｌ方向）に急峻な電流が流れると、リアクトル成分ＬのところでＬｄｉ／ｄｔおよび抵抗成分ＲのところでＲｄｉ／ｄｔの電圧が生じ、リアクトル成分Ｌおよび抵抗成分Ｒ共にコンデンサＣ側に＋極性が生じる。その結果、コンデンサＣに対しての電圧降下が重畳される。
　図５（ａ）は通常運転時、図５（ｂ）は短絡時（放電の場合）の電流，電圧を示すタイムチャートである。図５（ｂ）に示すように、短絡発生時に、スパイク状の電圧降下があるのは前記電圧降下が重畳されるためである。コンデンサ内部に寄生インピーダンスの抵抗成分Ｒ、リアクトル成分Ｌがない場合、コンデンサ電圧Ｖｃは下記（１）式，コンデンサ電圧Ｖｃの電圧変化率ｄＶｃ／ｄｔは下記（２）式となる。ただし、Ｃ：容量，Ｉc：コンデンサ電流，Ｖｃ0：キャパシタの初期電圧である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　通常運転時におけるコンデンサ電流ｉcは、負荷（モータのインダクタンス等）により一定範囲の値であるが、短絡時のコンデンサ電流ｉcsは主に素子の特性による電流で制約され大きくなる。そのため、通常運転時のコンデンサ電流ｉcと短絡時のコンデンサ電流ｉcsの関係は下記（３）式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　このため、通常運転時の電圧変化率ｄＶｃ／ｄｔと短絡時の電圧変化率ｄＶｃｓ／ｄｔとの関係は下記（４）式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　このフライングキャパシタの電圧変化率ｄＶ／ｄｔが所定の値を越えた場合を短絡異常として検出し、自己の相モジュール４内のコントローラ６を経由して、ドライブ回路７でゲート信号を遮断する。
　短絡故障を判定するための閾値の決定方法としては、予め３種類の短絡モード（素子自体の破損，誤点弧，外部短絡）で短絡試験を行いコンデンサ電圧Ｖcを測定し、この値に基づいて短絡故障の電圧変化率ｄＶ／ｄｔの閾値を決定しておく方法が考えられる。
　以下、短絡モードの推定方法について説明する。
　インバータでの短絡は大きく分けて以下（１）（２）（３）の３種類がある。
（１）素子自体の破損
（２）誤点弧による場合
（３）装置としての外部での短絡、例えばＵ相とＶ相を直に短絡する場合である。
　（１）（２）の場合は、素子劣化（製造不良含む）が主因である。２個同時に破損することは現実的にあっても、故障（破損）確率はワイブル分布に従うと考えてよいので、技術上１個ごとに破損すると考えてよい。短絡モードを検討する上で、同時に２個短絡を考える必要はなく、１個のみ破損するとして検討する。
　まず、（１）の１素子破損した場合について説明する。
　図３（ａ）の短絡回路１は、例えば、スイッチング素子Ｓ１が破損し、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６がオンの誤動作した場合である。第１，第２コンデンサＣ１，Ｃ２，フライングキャパシタＣ３，Ｃ４を電源とし、素子の能動特性と配線のインピーダンスから決まる電流が流れる。（以下、短絡電流は素子の特性と配線のインピーダンスにより決まるので、記載は省略）
　予め、電圧変化率ｄＶ／ｄｔを測定する場合、スイッチング素子Ｓ１のみ素子のエミッタ－コレクタ間を導体で短絡しておき、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６に全て同時にオン信号を入れて測定する。
　図３（ｂ）の短絡回路２は２種類ある。
　（ｉ）Ｐ側の場合、スイッチング素子Ｓ１が破損（Ｎ側の場合、スイッチング素子Ｓ６が破損）し、スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８にオンの誤動作信号が入った場合である。
　予め、電圧変化率ｄＶ／ｄｔを測定する場合、スイッチング素子Ｓ１（Ｎ側の場合、Ｓ６）のみ素子のエミッタ－コレクタ間を導体で短絡しておき、スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８に全て同時にオン信号を入れて測定する。
　（ｉｉ）スイッチング素子Ｓ１（またはＳ６）が破損し、スイッチング素子Ｓ６（またはＳ１）にオンの誤動作信号が入った場合である。
　予め、電圧変化率ｄＶ／ｄｔを測定する場合、スイッチング素子Ｓ１のみ素子のエミッタ－コレクタ間を導体で短絡しておき、スイッチング素子Ｓ６にオン信号を入れて測定する。
　図３（ｃ）の短絡回路３は２種類ある。
　（ｉ）ダイオードＤ1（または、Ｄ２）が破損し、スイッチング素子Ｓ２（またはＳ５）にオンの誤動作信号が入った場合である。
　予め、電圧変化率ｄＶ／ｄｔを測定する場合、ダイオードＤ1（またはＤ２）のアノード－カソード間を導体で短絡しておき、スイッチング素子Ｓ２（または、Ｓ５）にオン信号を入れて測定する。
　（ｉｉ）スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５のうち何れか１つが破損し、その他のスイッチング素子に同時にオンの誤動作信号が入った場合である。
　予め、電圧変化率ｄＶ／ｄｔを測定する場合、スイッチング素子Ｓ２（または、Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５）のコレクタ－エミッタ間を導体で短絡しておき、スイッチング素子Ｓ２以外の素子に同時にオン信号を入れて測定する。
　以上、短絡回路により、健全な素子数、配線のルートが異なるので、フライングキャパシタＣ３，Ｃ４の電圧変化率ｄＶ／ｄｔは基本に異なる値となる。
　（２）誤動作による短絡
　予め、（１）の破損素子とみたスイッチング素子も他のスイッチング素子と同時にオンの信号を入れ、電圧変化率ｄＶ／ｄｔを測定する。
　（３）インバータ出力端子、Ｕ相－Ｖ相短絡
　例えば、Ｕ相のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３がオン、Ｖ相のスイッチング素子Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６がオンで、Ｕ相－Ｖ相が短絡した場合、第１，第２コンデンサＣ１、Ｃ２，フライングキャパシタＣ３から短絡電流が流れる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000005
　電圧変化率検出部２ａ，２ｂでは、常時、電圧変化率ｄＶ／ｄｔを演算し、上記閾値を越えたとき短絡故障の信号を相モジュール４内のコントローラ部６に送出する。同時に、電圧変化率ｄＶ／ｄｔの値を記憶部（図示省略）に保管する。そして、コントローラ部６からドライブ回路７に遮断信号が送出され、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８をオフする。
　図５（ｂ）に示すように、短絡発生時にスパイク状の電圧降下が発生し、区間Ａにおいて電圧変化率ｄＶ／ｄｔは大きな値を測定するが、電圧変化率ｄＶ／ｄｔの演算上この区間Ａにおける電圧変化率ｄＶ／ｄｔを無視しても、無視しなくてもよい。測定値としては、例えば、サンプリングごとの電圧変化率ｄＶ／ｄｔの移動平均値を使用する。
　また、短絡故障したときに測定された電圧変化率ｄＶ／ｄｔの値に基づいて、３種類（出力側の低インピーダンス短絡、突発的なスイッチング素子等の異常や，偶発的なドライブ回路の誤動作）の短絡モードのうちどの短絡モードであるかを推定することができる。
　以上示したように、本実施形態における電圧型マルチレベル変換器によれば、各相モジュール共通のコントローラを経由することがないため、短絡が生じた相モジュール４内で短時間に短絡検出・遮断の保護動作を行うことができる。また、短絡が生じてから短時間に短絡検出・遮断の保護動作ができるため、電流変化率抑制リアクトルＬ１，Ｌ２の責務を軽減することができる。さらに、電流変化率抑制リアクトルＬ１，Ｌ２の責務を軽減できるため、スナバ回路１ａ，１ｂの責務を緩和することが可能となる。
　また、共通のコントローラと相モジュール４内のコントローラ部６間の通信速度を高速化する必要がない。
　　　 以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
　例えば、実施形態において５レベルの電力変換装置について説明したが、本願発明は、フライングキャパシタを備えた電圧型マルチレベル変換器であれば適用可能である。

Claims (3)

  1. 　直流電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成する電圧型マルチレベル変換器であって、
    　直流電圧源の両端子間に直列に接続された各相共通のコンデンサと、
    　各相ごとに設けられ、前記コンデンサと異なる電圧が充電されるフライングキャパシタと、
    　各相ごとに複数のスイッチング素子を有し、このスイッチング素子を選択的にＯＮ，ＯＦＦ制御することにより、前記コンデンサおよびフライングキャパシタの電圧に基づいて複数の電圧レベルを選択的に出力する電圧選択回路と、
    　前記フライングキャパシタ両端の電圧変化率を検出する電圧変化率検出部と、
    　を備え、
    　前記フライングキャパシタ両端の電圧変化率が閾値を超えた場合、短絡として検出する電圧型マルチレベル変換器。
  2. 　前記フライングキャパシタ両端の電圧変化率が閾値を超えた場合、短絡異常信号を相モジュール内のコントローラに出力する請求項１記載の電圧型マルチレベル変換器。
  3. 　前記フライングキャパシタ両端の電圧変化率の値により、短絡の要因を特定する請求項１または２記載の電圧型マルチレベル変換器。
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Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105305864A (zh) * 2015-11-06 2016-02-03 国家电网公司 一种基于谐振分流回路的换相装置及其实现方法
CN106505899A (zh) * 2016-11-11 2017-03-15 清华大学 中点箝位三电平单极电流模块
EP3267572A4 (en) * 2015-03-05 2018-10-31 Sumitomo Electric Industries, Ltd. Conversion device
CN110187209A (zh) * 2019-06-04 2019-08-30 长沙晟道电气科技有限公司 模块化多电平变换器子模块故障检测方法、系统及介质
JP2020089240A (ja) * 2018-11-30 2020-06-04 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電力変換装置、制御方法、及びプログラム
CN113555854A (zh) * 2020-04-24 2021-10-26 台达电子企业管理（上海）有限公司 用于飞跨电容变换器的短路电流抑制电路与具有其的储能系统
CN117220476A (zh) * 2023-11-07 2023-12-12 深圳市力生美半导体股份有限公司 开关电源供电控制电路及供电控制方法

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP4148964A1 (en) 2021-09-14 2023-03-15 ABB E-mobility B.V. A method and a device for compensating a faulty switch in a multi-level flying capacitor converter

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07231674A (ja) * 1994-02-22 1995-08-29 Hitachi Ltd 自己消弧半導体素子を用いたインバータ装置の制御方法
JPH09205779A (ja) * 1996-01-25 1997-08-05 Hitachi Ltd 電力変換装置
JP2007184999A (ja) * 2005-12-29 2007-07-19 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp 電力変換装置
JP2008154420A (ja) * 2006-12-20 2008-07-03 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp 電力変換装置
JP2013146117A (ja) * 2012-01-13 2013-07-25 Fuji Electric Co Ltd マルチレベル電力変換回路

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4120329B2 (ja) * 2002-09-19 2008-07-16 富士電機デバイステクノロジー株式会社 電圧駆動型半導体素子のゲート駆動装置
JP5056405B2 (ja) * 2007-12-26 2012-10-24 トヨタ自動車株式会社 スイッチング装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07231674A (ja) * 1994-02-22 1995-08-29 Hitachi Ltd 自己消弧半導体素子を用いたインバータ装置の制御方法
JPH09205779A (ja) * 1996-01-25 1997-08-05 Hitachi Ltd 電力変換装置
JP2007184999A (ja) * 2005-12-29 2007-07-19 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp 電力変換装置
JP2008154420A (ja) * 2006-12-20 2008-07-03 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp 電力変換装置
JP2013146117A (ja) * 2012-01-13 2013-07-25 Fuji Electric Co Ltd マルチレベル電力変換回路

Cited By (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3267572A4 (en) * 2015-03-05 2018-10-31 Sumitomo Electric Industries, Ltd. Conversion device
CN105305864A (zh) * 2015-11-06 2016-02-03 国家电网公司 一种基于谐振分流回路的换相装置及其实现方法
CN105305864B (zh) * 2015-11-06 2017-12-19 国家电网公司 一种基于谐振分流回路的换相装置及其实现方法
CN106505899A (zh) * 2016-11-11 2017-03-15 清华大学 中点箝位三电平单极电流模块
JP2020089240A (ja) * 2018-11-30 2020-06-04 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電力変換装置、制御方法、及びプログラム
JP7108932B2 (ja) 2018-11-30 2022-07-29 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電力変換装置、制御方法、及びプログラム
CN110187209A (zh) * 2019-06-04 2019-08-30 长沙晟道电气科技有限公司 模块化多电平变换器子模块故障检测方法、系统及介质
CN110187209B (zh) * 2019-06-04 2021-04-09 长沙晟道电气科技有限公司 模块化多电平变换器子模块故障检测方法、系统及介质
CN113555854A (zh) * 2020-04-24 2021-10-26 台达电子企业管理（上海）有限公司 用于飞跨电容变换器的短路电流抑制电路与具有其的储能系统
CN117220476A (zh) * 2023-11-07 2023-12-12 深圳市力生美半导体股份有限公司 开关电源供电控制电路及供电控制方法
CN117220476B (zh) * 2023-11-07 2024-02-27 深圳市力生美半导体股份有限公司 开关电源供电控制电路及供电控制方法

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Publication number Publication date
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