JP2015042044A - 電圧型マルチレベル変換器 - Google Patents

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Abstract

【課題】電圧型マルチレベル変換器において、共通のコントローラと相モジュール内のコントローラ間の通信速度を高速化することなく、かつ、簡易な構成で、短絡故障に対する保護処理を行う。【解決手段】各相ごとに設けられ、コンデンサC1,C2と異なる電圧が充電されたフライングキャパシタC3,C4に対して、フライングキャパシタC3,C4両端の電圧変化率を検出する電圧変化率検出部2a,2bを設け、前記フライングキャパシタC3,C4両端の電圧変化率が閾値を超えた場合、短絡として検出する。そして、短絡異常信号を各相のコントローラ部6に送信し、各スイッチング素子のドライブ回路7でゲート信号を遮断する。【選択図】図1

Description

本発明は、フライングキャパシタを用いた電圧型マルチレベル変換器に関する。
近年、パワーデバイス(例えば、IGBT等:以下、スイッチング素子と称する)を用いた可変速駆動装置,電力変換装置においては、マルチレベル変換器が主流となりつつある。
図6は、従来の電圧型マルチレベル変換器の一例を示す図である。図6に示す電圧型マルチレベル変換器は、直流電圧源(図示省略)の正負極間に直列接続された第1,第2コンデンサC1,C2と、電流変化率抑制リアクトルL1,L2を有しサージ電圧を抑制するスナバ回路1a,1bと、電流変化率抑制リアクトルL1,L2における電流変化率di/dtを検出する電流変化率検出部3a,3bと、フライングキャパシタC3,C4を有する相モジュール4と、を備えている。図6では簡単化の為に相モジュール4は1相分のみ示している。
図6に示す電圧型マルチレベル変換器では、電流変化率検出部3a,3bから出力された電流変化率検出値di/dtが一定値以上の場合に相モジュール4内で短絡が生じたと判断し、共通のコントローラ(図示省略)を経由して相モジュール4内のコントローラ(図示省略)に短絡異常信号を送信する。その後、相モジュール4内のコントローラからスイッチング素子のドライブ回路にゲート遮断信号を送信して安全にゲート信号を遮断する。
装置の負荷には所定の電流波形があり、これに伴うフライングキャパシタの電流変化率di/dtは既知であるため予め基準値として設定しておき、この基準値と電流変化率検出部3a,3bの電流変化率検出値di/dtと比較することにより、短絡判断を行うことができる。
US5982646A US6452815B1 特許第4643117号公報
しかしながら、図6に示す電圧型マルチレベル変換器は、直流電圧源に接続された第1,第2コンデンサC1,C2および電流変化率抑制リアクトルL1,L2が各相モジュール4に対し共通であることから1箇所にのみ設けられている。そのため、短絡異常が発生した場合は電流変化率検出値di/dtは共通のコントローラを経由し、相モジュール4内のコントローラに短絡異常信号を送信する必要があった。その結果、共通のコントローラと相モジュール4内のコントローラ間の通信速度を高速化するか、或いは、さらに大きな電流変化率抑制リアクトルL1,L2やスナバ回路1a,1bを設けて短絡電流を抑制する必要があった。
以上示したようなことから、電圧型マルチレベル変換器において、共通のコントローラと相モジュール内のコントローラ間の通信速度を高速化することなく、かつ、簡易な構成で、短絡故障に対する保護処理を行うことが課題となる。
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、直流電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成する電圧型マルチレベル変換器であって、直流電圧源の両端子間に直列に接続された各相共通のコンデンサと、各相ごとに設けられ、前記コンデンサと異なる電圧が充電されるフライングキャパシタと、各相ごとに複数のスイッチング素子を有し、このスイッチング素子を選択的にON,OFF制御することにより、前記コンデンサおよびフライングキャパシタの電圧に基づいて複数の電圧レベルを選択的に出力する電圧選択回路と、前記フライングキャパシタ両端の電圧変化率を検出する電圧変化率検出部と、を備え、前記フライングキャパシタ両端の電圧変化率が閾値を超えた場合、短絡として検出することを特徴とする。
また、その一態様として、前記フライングキャパシタ両端の電圧変化率が閾値を超えた場合、短絡異常信号を相モジュール内のコントローラに出力することを特徴とする。
さらに、その一態様として、前記フライングキャパシタ両端の電圧変化率の値により、短絡の要因を特定することを特徴とする。
本発明によれば、電圧型マルチレベル変換器において、共通のコントローラと相モジュール内のコントローラ間の通信速度を高速化することなく、かつ、簡易な構成で、短絡故障に対する保護処理を行うことが可能となる。
実施形態における電圧型マルチレベル変換器を示す回路構成図である。 実施形態における電圧型マルチレベル変換器を示す概略図である。 短絡経路の例を示す図である。 コンデンサキャパシタの等価回路を示す図である。 通常時および短絡時における各波形を示すタイムチャートである。 従来における電圧型マルチレベル変換器を示す回路構成図である。
本願発明は、フライングキャパシタを用いた電圧形マルチレベル変換器において、出力側の低インピーダンス短絡、突発的なスイッチング素子等の異常や、偶発的なドライブ回路の誤動作により生じる短絡故障等を検出し、故障範囲の拡大を防止するものである。
以下、本願発明に係る電圧型マルチレベル変換器における実施形態を図1〜図5に基づいて詳述する。
[実施形態]
図1は、本実施形態における電圧型マルチレベル変換器の回路構成図であり、本実施形態では5レベルの電圧型電力変換装置を例にして説明する。図1に示すように、本実施形態における電圧型マルチレベル変換器は、直流電圧源(図示省略)の正負極端間に第1,第2コンデンサC1,C2を直列接続し、その第1,第2コンデンサC1,C2の共通接続点を出力端子Bとする。また、以下の説明では、直流電圧源の正極端をP、負極端をNとする。
前記Pから第1スイッチング素子S1,フライングキャパシタC3を順次直列に接続する。前記Nから第6スイッチング素子,フライングキャパシタC4を順次直列接続する。また、フライングキャパシタC3とC4は直列に接続し、第1スイッチング素子S1,フライングキャパシタC3,C4,第6スイッチング素子S6で第1直列回路を構成する。
第2,第3,第4,第5スイッチング素子S2,S3,S4,S5を順次直列接続し、第2直列回路を構成する。前記第2スイッチング素子S2は第1スイッチング素子S1とフライングキャパシタC3との共通接続点に接続し、前記第5スイッチング素子S5は第6スイッチング素子S6とフライングキャパシタC4との共通接続点に接続する。ここで、第2直列回路の中点(第3,第4スイッチング素子S3,S4の共通接続点)を出力端子Aとする。また、第2,第3スイッチング素子S2,S3の共通接続点と、第4,第5スイッチング素子S4,S5の共通接続点と、の間に第1,第2ダイオードD1,D2を介挿し、第1,第2ダイオードD1,D2の共通接続点は、フライングキャパシタC3,C4の共通接続点と接続される。
また、出力端子BとフライングキャパシタC3,C4の共通接続点との間には、第7スイッチング素子S7と第8スイッチング素子S8が逆向きに直列接続される。前記第1〜第8のスイッチング素子S1〜S8で電圧選択回路が構成される。
また、符号1a,1bはスナバ回路であり、それぞれスナバダイオードD3,D4,D5,D6,スナバコンデンサC5,C6,帰還抵抗R1,R2,電流変化抑制リアクトルL1,L2を有している。
また、フライングキャパシタC3,C4には分圧抵抗R3,R4を介してフライングキャパシタ両端の電圧変化率dV/dtを検出する電圧変化率検出部2a,2bが設けられている。
本実施形態における電圧型マルチレベル変換器は、第1,第2コンデンサC1,C2の電圧が2E,フライングキャパシタC3,C4の電圧がEの時、各スイッチング素子のドライブ回路7において、前記スイッチング素子S1〜S8を下記表1に示すモード1〜7のスイッチングパターンに従ってオンオフ制御することにより、出力端子AB間に5レベルの電圧2E,E,0,−E,−2Eを出力できる。
Figure 2015042044
ここで、表1のスイッチングパターンの各モード1〜7と出力端子A,B間の電流IAの経路について説明する。
〈モード1〉
第1,第2,第3スイッチング素子S1,S2,S3がオン、第4,第5,第6,第7,第8スイッチング素子S4,S5,S6,S7,S8がオフとなり、電流IAは出力端子B→第1コンデンサC1→P→S1→S2→S3→出力端子Aの経路で流れる。出力端子AB間には第1コンデンサC1の負側→正側が接続され、出力端子A,B間の電圧は2Eとなる。
〈モード2〉
第1,第3,第4スイッチング素子S1,S3,S4がオン、第2,第5,第6,第7,第8スイッチング素子S2,S5,S6,S7,S8がオフとなり、電流IAは出力端子B→第1コンデンサC1→P→S1→フライングキャパシタC3→D1→S3→出力端子A(または、出力端子B→第1コンデンサC1→P→S1→フライングキャパシタC3→D2→S4→出力端子A)の経路で流れる。出力端子AB間には第1コンデンサC1の負側→正側→フライングキャパシタC3の正側→負側が直列に接続され、出力端子A,B間の電圧は2E−E=Eとなる。このモード2では電流IA>0のときフライングキャパシタC3は充電される。
〈モード3〉
第2,第3,第7,第8スイッチング素子S2,S3,S7,S8がオン、第1,第4,第5,第6スイッチング素子S1,S4,S5,S6がオフとなり、電流IAは出力端子B→S7→S8→フライングキャパシタC3→S2→S3→出力端子Aの経路で流れる。出力端子AB間にはフライングキャパシタC3の負側→正側が接続され、出力端子A,B間の電圧はEとなる。このモード3では電流IA>0のときフライングキャパシタC3は充電される。
〈モード4〉
第3,第4,第7,第8スイッチング素子S3,S4,S7,S8がオン、第1,第2,第5,第6スイッチング素子S1,S2,S5,S6がオフとなり、電流は出力端子B→S7→S8→D1→S3→出力端子A(または、電流IAが負の時、出力端子B→S7→S8→D2→S4→出力端子A)の経路で流れる。出力端子AB間には第7,第8,第1スイッチング素子S7,S8,S1(または、電流IAが負の時は第7,第8,第2スイッチング素子S7,S8,S2)を介して直送され、出力端子AB間の電圧は0となる。
〈モード5〉
第4,第5,第7,第8スイッチング素子S4,S5,S7,S8がオン、第1,第2,第3,第6スイッチング素子S1,S2,S3,S6がオフとなり、電流IAは出力端子B→S7→S8→フライングキャパシタC4→S5→S4→出力端子Aの経路で流れる。出力端子AB間にはフライングキャパシタC4の正側→負側が直列に接続され、出力端子A,B間の電圧は−Eとなる。このモード5では電流IA>0のときフライングキャパシタC4は放電される。
〈モード6〉
第3,第4,第6スイッチング素子S3,S4,S6がオン、第1,第2,第5,第7,第8スイッチング素子S1,S2,S5,S7,S8がオフとなり、電流IAは出力端子B→第2コンデンサC2→N→S6→フライングキャパシタC4→D1→S3→出力端子A(または、電流IAが負の時、出力端子B→第2コンデンサC2→N→S6→フライングキャパシタC4→D2→S4→出力端子A)の経路で流れる。出力端子AB間には第2コンデンサC2の正側→負側→フライングキャパシタC4の負側→正側が直列に接続され、出力端子A,B間の電圧は−2E+E=−Eとなる。このモード6では電流IA>0のときフライングキャパシタC4は充電される。
〈モード7〉
第4,第5,第6スイッチング素子S4,S5,S6がオン、第1,第2,第3,第7,第8スイッチング素子S1,S2,S3,S7,S8がオフとなり、電流IAは出力端子B→第2コンデンサC2→N→S6→S5→S4→出力端子Aの経路で流れる。出力端子AB間には第2コンデンサC2の正側→負側が接続され、出力端子A,B間の電圧は−2Eとなる。
フライングキャパシタC3,C4の電圧は、出力電圧VABがEまたは−Eのとき充電または放電するスイッチングパターン(表1のMode2,3,5,6)を利用して制御することができる。すなわち、モード2とモード3の出力電圧はどちらもEであるが、フライングキャパシタC3を充電または放電が可能であるため、フライングキャパシタC3の電圧を調節することが可能である。同様に、モード5とモード6の出力電圧はどちらも−Eであるが、フライングキャパシタC4を充電または放電が可能であるため、フライングキャパシタC4の電圧を調節することが可能である。
次に、相モジュール4内の短絡故障に対する保護処理について説明する。
図6に示す従来例では各相共通の電流変化率抑制インダクタンスL1,L2における電流変化率di/dtを検出することにより相モジュール4の短絡を検出していたが、図1に示す本実施形態では相モジュール4内部のフライングキャパシタC3,C4における電圧変化率dV/dtの増加あるいは減少を検出することにより相モジュール4の短絡を検出している。
これにより、相モジュール4内において、短絡異常が発生した場合、電圧変化率検出部2a,2bの出力信号を、各相共通のコントローラを経由せずに、各相モジュール4内のコントローラ6とドライブ回路7のみを経由して、各スイッチング素子S1〜S8のゲート信号を遮断することができる。また、フライングキャパシタC3,C4の電圧変化率dV/dtを検出する電圧変化率検出部2a,2bは電圧型マルチレベル変換器の制御のために元々設けられているため、そのまま共通流用することが可能である。
図3(a)に示す短絡回路(1)は、第1,第2コンデンサC1,C2とフライングキャパシタC3,C4が並列接続される例を示している。前述したように、フライングキャパシタC3,C4の電圧は第1,第2コンデンサC1,C2の電圧より低い電圧で充電されている。短絡回路(1)では、フライングキャパシタC3,C4の放電により電圧変化率dV/dtが減少する。
図3(b)に示す短絡回路(2)は、電圧源として第1,第2コンデンサC1,C2とフライングキャパシタC3,C4が直列接続される例を示している。短絡回路(2)では、第1,第2コンデンサC1,C2の電圧>フライングキャパシタC3,C4の電圧の場合であるため、フライングキャパシタC3,C4は第1,第2コンデンサC1,C2からの充電電流を受けて電圧変化率dV/dtが上昇する。
図3(c)に示す短絡回路(3)は、フライングキャパシタC3,C4のみ有する短絡回路例を示している。短絡回路3では、フライングキャパシタC3,C4の放電により電圧変化率dV/dtが減少する。
上記以外にも短絡経路はあるが、結果的に上記の短絡回路(1)〜(3)に行き着く。
実際の第1,第2コンデンサC1,C2,フライングキャパシタC3,C4の等価回路を図4に示す。理想のコンデンサでは抵抗成分R=0,リアクトル成分L=0であるが、実際は、図4に示すように、リード線,接触抵抗の抵抗成分Rとリード線のリアクトル成分Lが寄生インピーダンスとして存在する。
矢印の方向(コンデンサから抵抗成分Rとリアクトル成分L方向)に急峻な電流が流れると、リアクトル成分LのところでLdi/dtおよび抵抗成分RのところでRdi/dtの電圧が生じ、リアクトル成分Lおよび抵抗成分R共にコンデンサC側に+極性が生じる。その結果、コンデンサCに対しての電圧降下が重畳される。
図5(a)は通常運転時、図5(b)は短絡時(放電の場合)の電流,電圧を示すタイムチャートである。図5(b)に示すように、短絡発生時に、スパイク状の電圧降下があるのは前記電圧降下が重畳されるためである。コンデンサ内部に寄生インピーダンスの抵抗成分R、リアクトル成分Lがない場合、コンデンサ電圧Vcは下記(1)式,コンデンサ電圧Vcの電圧変化率dVc/dtは下記(2)式となる。ただし、C:容量,Ic:コンデンサ電流,Vc0:キャパシタの初期電圧である。
Figure 2015042044
通常運転時におけるコンデンサ電流icは、負荷(モータのインダクタンス等)により一定範囲の値であるが、短絡時のコンデンサ電流icsは主に素子の特性による電流で制約され大きくなる。そのため、通常運転時のコンデンサ電流icと短絡時のコンデンサ電流icsの関係は下記(3)式となる。
Figure 2015042044
このため、通常運転時の電圧変化率dVc/dtと短絡時の電圧変化率dVcs/dtとの関係は下記(4)式となる。
Figure 2015042044
このフライングキャパシタの電圧変化率dV/dtが所定の値を越えた場合を短絡異常として検出し、自己の相モジュール4内のコントローラ6を経由して、ドライブ回路7でゲート信号を遮断する。
短絡故障を判定するための閾値の決定方法としては、予め3種類の短絡モード(素子自体の破損,誤点弧,外部短絡)で短絡試験を行いコンデンサ電圧Vcを測定し、この値に基づいて短絡故障の電圧変化率dV/dtの閾値を決定しておく方法が考えられる。
以下、短絡モードの推定方法について説明する。
インバータでの短絡は大きく分けて以下(1)(2)(3)の3種類がある。
(1)素子自体の破損
(2)誤点弧による場合
(3)装置としての外部での短絡、例えばU相とV相を直に短絡する場合である。
(1)(2)の場合は、素子劣化(製造不良含む)が主因である。2個同時に破損することは現実的にあっても、故障(破損)確率はワイブル分布に従うと考えてよいので、技術上1個ごとに破損すると考えてよい。短絡モードを検討する上で、同時に2個短絡を考える必要はなく、1個のみ破損するとして検討する。
まず、(1)の1素子破損した場合について説明する。
図3(a)の短絡回路1は、例えば、スイッチング素子S1が破損し、スイッチング素子S2,S3,S4,S5,S6がオンの誤動作した場合である。第1,第2コンデンサC1,C2,フライングキャパシタC3,C4を電源とし、素子の能動特性と配線のインピーダンスから決まる電流が流れる。(以下、短絡電流は素子の特性と配線のインピーダンスにより決まるので、記載は省略)
予め、電圧変化率dV/dtを測定する場合、スイッチング素子S1のみ素子のエミッタ−コレクタ間を導体で短絡しておき、スイッチング素子S2,S3,S4,S5,S6に全て同時にオン信号を入れて測定する。
図3(b)の短絡回路2は2種類ある。
(i)P側の場合、スイッチング素子S1が破損(N側の場合、スイッチング素子S6が破損)し、スイッチング素子S7,S8にオンの誤動作信号が入った場合である。
予め、電圧変化率dV/dtを測定する場合、スイッチング素子S1(N側の場合、S6)のみ素子のエミッタ−コレクタ間を導体で短絡しておき、スイッチング素子S7,S8に全て同時にオン信号を入れて測定する。
(ii)スイッチング素子S1(またはS6)が破損し、スイッチング素子S6(またはS1)にオンの誤動作信号が入った場合である。
予め、電圧変化率dV/dtを測定する場合、スイッチング素子S1のみ素子のエミッタ−コレクタ間を導体で短絡しておき、スイッチング素子S6にオン信号を入れて測定する。
図3(c)の短絡回路3は2種類ある。
(i)ダイオードD1(または、D2)が破損し、スイッチング素子S2(またはS5)にオンの誤動作信号が入った場合である。
予め、電圧変化率dV/dtを測定する場合、ダイオードD1(またはD2)のアノード−カソード間を導体で短絡しておき、スイッチング素子S2(または、S5)にオン信号を入れて測定する。
(ii)スイッチング素子S2,S3,S4,S5のうち何れか1つが破損し、その他のスイッチング素子に同時にオンの誤動作信号が入った場合である。
予め、電圧変化率dV/dtを測定する場合、スイッチング素子S2(または、S3,S4,S5)のコレクタ−エミッタ間を導体で短絡しておき、スイッチング素子S2以外の素子に同時にオン信号を入れて測定する。
以上、短絡回路により、健全な素子数、配線のルートが異なるので、フライングキャパシタC3,C4の電圧変化率dV/dtは基本に異なる値となる。
(2)誤動作による短絡
予め、(1)の破損素子とみたスイッチング素子も他のスイッチング素子と同時にオンの信号を入れ、電圧変化率dV/dtを測定する。
(3)インバータ出力端子、U相−V相短絡
例えば、U相のスイッチング素子S1、S2、S3がオン、V相のスイッチング素子S4、S5、S6がオンで、U相−V相が短絡した場合、第1,第2コンデンサC1、C2,フライングキャパシタC3から短絡電流が流れる。
Figure 2015042044
電圧変化率検出部2a,2bでは、常時、電圧変化率dV/dtを演算し、上記閾値を越えたとき短絡故障の信号を相モジュール4内のコントローラ部6に送出する。同時に、電圧変化率dV/dtの値を記憶部(図示省略)に保管する。そして、コントローラ部6からドライブ回路7に遮断信号が送出され、スイッチング素子S1〜S8をオフする。
図5(b)に示すように、短絡発生時にスパイク状の電圧降下が発生し、区間Aにおいて電圧変化率dV/dtは大きな値を測定するが、電圧変化率dV/dtの演算上この区間Aにおける電圧変化率dV/dtを無視しても、無視しなくてもよい。測定値としては、例えば、サンプリングごとの電圧変化率dV/dtの移動平均値を使用する。
また、短絡故障したときに測定された電圧変化率dV/dtの値に基づいて、3種類(出力側の低インピーダンス短絡、突発的なスイッチング素子等の異常や,偶発的なドライブ回路の誤動作)の短絡モードのうちどの短絡モードであるかを推定することができる。
以上示したように、本実施形態における電圧型マルチレベル変換器によれば、各相モジュール共通のコントローラを経由することがないため、短絡が生じた相モジュール4内で短時間に短絡検出・遮断の保護動作を行うことができる。また、短絡が生じてから短時間に短絡検出・遮断の保護動作ができるため、電流変化率抑制リアクトルL1,L2の責務を軽減することができる。さらに、電流変化率抑制リアクトルL1,L2の責務を軽減できるため、スナバ回路1a,1bの責務を緩和することが可能となる。
また、共通のコントローラと相モジュール4内のコントローラ部6間の通信速度を高速化する必要がない。
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
例えば、実施形態において5レベルの電力変換装置について説明したが、本願発明は、フライングキャパシタを備えた電圧型マルチレベル変換器であれば適用可能である。
C1,C2…(第1,第2)コンデンサ
C3,C4…フライングキャパシタ
S1〜S8…スイッチング素子
2a,2b…電圧変化率検出部
4(4a,4b,4c)…相モジュール

Claims (3)

  1. 直流電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成する電圧型マルチレベル変換器であって、
    直流電圧源の両端子間に直列に接続された各相共通のコンデンサと、
    各相ごとに設けられ、前記コンデンサと異なる電圧が充電されるフライングキャパシタと、
    各相ごとに複数のスイッチング素子を有し、このスイッチング素子を選択的にON,OFF制御することにより、前記コンデンサおよびフライングキャパシタの電圧に基づいて複数の電圧レベルを選択的に出力する電圧選択回路と、
    前記フライングキャパシタ両端の電圧変化率を検出する電圧変化率検出部と、
    を備え、
    前記フライングキャパシタ両端の電圧変化率が閾値を超えた場合、短絡として検出することを特徴とする電圧型マルチレベル変換器。
  2. 前記フライングキャパシタ両端の電圧変化率が閾値を超えた場合、短絡異常信号を相モジュール内のコントローラに出力することを特徴とする請求項1記載の電圧型マルチレベル変換器。
  3. 前記フライングキャパシタ両端の電圧変化率の値により、短絡の要因を特定することを特徴とする請求項1または2記載の電圧型マルチレベル変換器。
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