WO2014203473A1

WO2014203473A1 - 差動増幅器

Info

Publication number: WO2014203473A1
Application number: PCT/JP2014/002919
Authority: WO
Inventors: 隼人佐藤
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2013-06-17
Filing date: 2014-06-03
Publication date: 2014-12-24
Anticipated expiration: 2015-12-17
Also published as: JP2015002457A

Abstract

　作動増幅器において、トランジスタ（１５、１６）の各コレクタと電源線（１４）との間にキャパシタ（２１、２２）を備えることにより、トランジスタ（１５、１６）の各コレクタと電源線（１４）との間のインピーダンスを互いに接近した値にして平衡させる。電源線（１４）にノイズが侵入したとき、トランジスタ（１５、１６）のコレクタに加わるノイズの振幅がほぼ等しくなり、寄生容量を介したベース・エミッタ間電圧もほぼ等しくなる。その結果、トランジスタ（１５、１６）の非線形特性により流れる直流変位電流が相殺されて、出力電圧Ｖｏの直流変位が抑制される。

Description

差動増幅器

関連出願の相互参照

　本開示は、２０１３年６月１７日に出願された日本出願番号２０１３－１２６５８４号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。

　本開示は、差動対と出力増幅回路とを備えた差動増幅器に関する。

　車両に搭載された電子制御装置は、センサに対し電源線を通して電源電圧を供給するとともに、センサから信号線を通して伝送されてくるセンサ信号を入力する。電子制御装置が備える差動増幅器は、微小なセンサ信号を増幅してＡ／Ｄ変換器に出力する。電源線および信号線には誘導ノイズが侵入し易い。そこで、差動増幅器のイミュニティ対策として、例えば高電位側電源線および差動増幅器の入力部に抵抗とキャパシタからなるフィルタが付加される(特許文献１)。この構成は、高電位側電源端子および信号入力端子を介したノイズの侵入に対して有効である。

特開２００３－１１０３６７号公報

　上述したフィルタは、能動負荷が接続される低電位側電源線（グランド線）を介したノイズの侵入に対しては機能しない。実際のノイズ試験で、グランド線にノイズを注入したところ、差動増幅器の出力電圧に直流変位が発生した。この現象は、差動対の片側ノードから出力増幅回路に信号を取り出す構成で顕著になる。

　本開示は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、能動負荷が接続される側の電源線を介してノイズが侵入したときの出力電圧の直流変位を抑制可能な差動増幅器を提供することにある。

　本開示の第一の態様によれば、差動増幅器は、差動対を構成する第１、第２差動入力トランジスタ、定電流回路、能動負荷および出力増幅回路に加え、第１キャパシタと第２キャパシタのうち少なくとも一方のキャパシタを備えている。差動増幅器は、第１電源線と第２電源線との間に与えられる電源電圧により動作する。

　第１、第２差動入力トランジスタは、制御端子(ベース、ゲート)と第１通電端子（エミッタ、ソース）との間に差動信号が入力され、第１通電端子が互いに接続されている。定電流回路は、第１電源線と第１、第２差動入力トランジスタの第１通電端子との間に設けられている。能動負荷は、第１、第２差動入力トランジスタの第２通電端子（コレクタ、ドレイン）と第２電源線との間に設けられている。出力増幅回路は、能動負荷に生じる電圧を増幅して出力する。

　第１、第２キャパシタを備えない構成では、第２電源線を介して交流ノイズが侵入すると、差動増幅器の出力電圧に直流変位が発生する。この原因は、以下の作用によるものと考えられる。第１、第２差動入力トランジスタの第２通電端子と第２電源線との間のノイズの周波数範囲におけるインピーダンスは、能動負荷および出力増幅回路の構成に応じて互いに異なる（不平衡）。

　インピーダンスが不平衡であると、第２電源線にノイズが侵入したときに、第１、第２差動入力トランジスタの第２通電端子に加わるノイズの振幅に差が生じる。この振幅差は、第１、第２差動入力トランジスタの寄生容量を通して、制御端子と第１通電端子との間の制御電圧の振幅差となって現れるので、ノイズにより第１、第２差動入力トランジスタに流れる電流に差が生じる。

　さらに、第１、第２差動入力トランジスタの制御電圧と電流との関係は、線形な関係ではなく、トランジスタ素子の静特性から定まる非線形性を有している。このため、制御端子と第１通電端子との間に交流ノイズが印加されると、そのときの動作点に対し差動入力トランジスタに流れる電流の増加幅と減少幅とが相違する。その結果、差動入力トランジスタに流れる電流の直流分（平均値）が変位する。

　第１、第２差動入力トランジスタに印加される交流ノイズの振幅が等しいときには、上記直流変位電流は相殺される。しかし、印加される交流ノイズに振幅差があると、第１、第２差動入力トランジスタに上記直流変位電流の差分電流が流れ、出力増幅回路を介して出力電圧に直流変位を発生させる。

　そこで、上記構成では、第１差動入力トランジスタの第２通電端子と第２電源線との間に接続される第１キャパシタおよび第２差動入力トランジスタの第２通電端子と第２電源線との間に接続される第２キャパシタのうち少なくとも一方のキャパシタを備えている。これにより、第１差動入力トランジスタの第２通電端子と第２電源線との間のインピーダンスと、第２差動入力トランジスタの第２通電端子と第２電源線との間のインピーダンスとを、互いに接近した値としている。

　この場合の第１キャパシタおよび／または第２キャパシタの容量値は、第２電源線に侵入するノイズの周波数範囲において、当該ノイズによる出力増幅回路の出力電圧の直流変位が抑制されるように設定されている。この構成によれば、第２電源線にノイズが侵入したときの出力電圧の直流変位を抑制できる。

　さらに、差動増幅器の出力端子から侵入したノイズが、位相補償キャパシタ等を介して出力増幅回路の入力側に印加されたときも、出力増幅回路が有する非線形性により、出力電圧に直流変位を発生させる。差動対のうち出力増幅回路が接続される側に上記第１または第２キャパシタが接続される構成では、そのキャパシタが、差動増幅器の出力端子から侵入するノイズを第２電源線にバイパスさせる。そのため、出力端子からノイズが侵入したときの出力電圧変動も抑制できる。

　本開示の第二の態様によれば、第１、第２差動入力トランジスタの第２通電端子と第２電源線との間のインピーダンスが、第２電源線に侵入するノイズの周波数に対応して予め定められた周波数範囲において所定の平衡度を満たすように、第１キャパシタおよび／または第２キャパシタの容量値が設定されている。これにより、当該予め定められた周波数範囲において平衡度が改善され、第１、第２差動入力トランジスタに生じる直流変位電流が相殺される。その結果、第２電源線にノイズが侵入したときの出力電圧の直流変位を抑制できる。

　本開示の第三の態様によれば、第１、第２キャパシタの容量値は互いに等しく設定されている。このような第１、第２キャパシタを設けると、第１、第２差動入力トランジスタの第２通電端子と第２電源線との間のインピーダンスの平衡度が改善される。この効果は、ノイズの周波数範囲において、第１、第２差動入力トランジスタの第２通電端子と第２電源線との間のインピーダンスに比べ、付加する第１、第２キャパシタのインピーダンスが小さいほど高くなる。

　本開示の第四の態様によれば、第１、第２差動入力トランジスタの第２通電端子と第２電源線との間のインピーダンスが互いに等しくなるように、第１キャパシタおよび／または第２キャパシタの容量値が設定されている。この構成によれば、第１、第２差動入力トランジスタに印加される交流ノイズの振幅が等しくなるので、直流変位電流が相殺されて出力電圧の直流変位を防止できる。

　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。図面において、
一実施形態を示す差動増幅器の概略構成図差動増幅器の回路図電子制御装置とセンサ装置の概略構成図トランジスタのＶBE－Ｉｃ特性を示す図ノイズ源からトランジスタのベース端子、エミッタ端子への伝搬特性を示す図

　本開示に係る差動増幅器を、車両の電子制御装置に搭載された半導体集積回路装置（ＩＣ）に適用した一実施形態について図面を参照しながら説明する。電子制御装置１は、図３に示すようにセンサ装置（ここでは圧力センサ２）に対し電源線３、４を介して電源電圧Ｖccを供給し、圧力センサ２から信号線５、６を介して差動形式のセンサ信号を入力する。電源線３、４および信号線５、６は、車両内に配設されるワイヤハーネスである。

　圧力センサ２は、基板に組み立てられ、或いはモジュール化されている。圧力センサ２は、ダイアフラム上にホイートストンブリッジを構成するように形成されたピエゾ抵抗素子７ａ～７ｄを備えている。バイアス回路８は、ホイートストンブリッジの端子７ｐ、７ｑを介して一定の駆動電流を流す。これにより、端子７ｒ、７ｓ間に圧力に応じた電圧が生じる。バッファ回路９は、そのセンサ信号を差動形式で信号線５、６に出力する。

　電子制御装置１は、ＩＣ１０を備えている。ＩＣ１０は、上記差動信号形式のセンサ信号を増幅する差動増幅器１１と、増幅されたセンサ信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器１２を備えている。ＩＣ１０に形成された各回路は、ＩＣ内部に配された第１電源線１３と第２電源線１４を介して与えられる電源電圧Ｖccにより動作する。電源線１３、１４は、上述した電源線３、４と接続されている。

　図１および図２に示すように、差動増幅器１１は、差動対を構成するＰＮＰ形の第１、第２差動入力トランジスタ１５、１６を備えている。トランジスタ１５、１６のベース、エミッタ、コレクタは、それぞれ制御端子、第１通電端子、第２通電端子に相当する。電源線１３とトランジスタ１５、１６のエミッタとの間には、定電流回路１７が共通に設けられている。

　トランジスタ１５、１６のコレクタと電源線１４との間には、ＮＰＮ形のトランジスタ１８、１９からなる能動負荷２０が設けられている。トランジスタ１８、１９のエミッタは、電源線１４に接続されている。トランジスタ１８、１９のコレクタは、それぞれトランジスタ１５、１６のコレクタ（ノードＮａ、Ｎｂ）に接続されている。トランジスタ１８のベースとコレクタは接続されている。

　トランジスタ１５、１６のコレクタと電源線１４との間には、それぞれ第１、第２キャパシタ２１、２２が設けられている。ノードＮｂは差動対の出力ノードである。出力増幅回路２３は、能動負荷２０に生じるノードＮｂの電圧を増幅した電圧Ｖｏを出力する。出力増幅回路２３は、電源線１３と出力ノードＮｃとの間に接続された定電流回路２４、出力ノードＮｃと電源線１４との間に接続されたＮＰＮ形トランジスタ２５、およびノードＮｂ、Ｎｃ間に接続された位相補償用のキャパシタ２６から構成されている。トランジスタ２５のベースは、ノードＮｂに接続されている。

　次に、本実施形態の作用について図４および図５も参照しながら説明する。車両に配設された電源線３、４および信号線５、６からなるワイヤハーネスは、シールド等によってノイズ対策が施されている。しかし、外部からの誘導ノイズを完全に遮断することは難しい。ここでは、主として電源線４に交流ノイズ（以下、単にノイズと言う）が侵入する場合について説明する。

　ノイズは、ワイヤハーネスを通してプリント基板内の電源線１４に侵入する。本実施形態で問題となるノイズの周波数は、トランジスタ１５、１６の寄生容量ＣBCを通してノイズが伝搬する程度の高い周波数（一例として１００ＭＨｚ以上の周波数）である。本発明者が実施したノイズ試験の結果、キャパシタ２１、２２が付加されていない従来の差動増幅器では、電源線１４にノイズが侵入すると、差動増幅器の出力電圧Ｖｏに直流変位が生じることが分かった。

　そこで、本発明者は、回路解析および回路シミュレーションを行って、出力電圧Ｖｏに直流変位が生じる作用を以下のように解明した。すなわち、キャパシタ２１、２２が付加されていない従来の差動増幅器では、トランジスタ１５、１６の各コレクタ（ノードＮａ、Ｎｂ）と電源線１４との間のノイズの周波数範囲におけるインピーダンスは互いに異なる（不平衡）。トランジスタ１５のコレクタには能動負荷２０だけが接続されているが、トランジスタ１６のコレクタには能動負荷２０に加え、出力増幅回路２３も接続されているからである。

　トランジスタ１５、１６の各コレクタと電源線１４との間のインピーダンスが不平衡であると、電源線１４にノイズが侵入したときに、トランジスタ１５、１６のコレクタに加わるノイズの振幅に差が生じる。トランジスタ１５、１６のコレクタに伝搬されたノイズは、トランジスタ１５、１６のベース・コレクタ間の寄生容量ＣBCを介して、ベース・エミッタ間に印加される。つまり、コレクタ電位の振幅差は、ベース・エミッタ間電圧ＶBEの差となって現れる。

　一般に、トランジスタのベース・エミッタ間電圧ＶBEとコレクタ電流Ｉｃとの関係は、図４に示すように指数関数特性を持つ非線形特性となる。動作点Ｍに対しベース・エミッタ間に正弦波状のノイズが加わると、動作点Ｍからのコレクタ電流Ｉｃの増加幅が、動作点Ｍからのコレクタ電流Ｉｃの減少幅よりも大きくなる。その結果、ノイズの侵入により、トランジスタのコレクタ電流の直流分（平均値）がΔＩだけ増加する。

　トランジスタ１５、１６のベース・エミッタ間に加わるノイズの振幅が等しいときには、上記変位電流ΔＩは互いに打ち消しあう。しかし、上述したインピーダンスの不平衡によりベース・エミッタ間電圧ＶBEに差が生じると、トランジスタ１５、１６に直流変位電流の差分電流が流れる。その結果、見かけ上の動作点Ｍがずれて、ノードＮｂの電圧の直流分（平均値）も変位する。出力増幅回路２３はこの変位電圧を増幅するので、出力電圧Ｖｏにも直流変位が生じる。

　図２に示す差動増幅器１１からキャパシタ２１、２２を除いた従来構成では、トランジスタ１５、１６のコレクタと電源線１４との間のインピーダンスをそれぞれＺｐ、Ｚｍとすれば、Ｚｐ＞Ｚｍの不平衡となっている。このため、ベース・エミッタ間に伝搬されるノイズ電圧は、トランジスタ１５よりもトランジスタ１６の方が大きくなる。その結果、動作点Ｍに対してトランジスタ１６のコレクタ電流Ｉｃ（直流分）が増加し、ノードＮｂの電圧が上昇し、出力電圧Ｖｏが低下する。

　差動増幅器１１の出力端子から侵入したノイズが、キャパシタ２６等を介して出力増幅回路２３の入力側に印加されたときも、出力増幅回路２３が有する非線形性により、出力電圧に直流変位を発生させる。

　この解明した作用によれば、ノイズの周波数範囲において、トランジスタ１５、１６の各コレクタと電源線１４との間のインピーダンスを互いに接近した値にして平衡させれば、出力電圧Ｖｏの直流変位を低減できることが分かる。そこで、差動増幅器１１では、ノードＮａ、Ｎｂと電源線１４との間にそれぞれキャパシタ２１、２２を備えることにより、両インピーダンスを平衡させている。

　キャパシタ２１、２２の容量値をそれぞれＣｐ、Ｃｍとすれば、平衡条件は（１）式となる。左辺は、トランジスタ１５のコレクタと電源線１４との間のインピーダンスである。右辺は、トランジスタ１６のコレクタと電源線１４との間のインピーダンスである。両辺の値が完全に等しくない場合でも、両辺の値が互いに接近した値であれば、ノイズの周波数範囲においてノイズによる出力電圧Ｖｏの直流変位が抑制される。

　トランジスタ１５、１６の各コレクタと電源線１４との間のインピーダンスが、直流変位抑制効果が得られる平衡度（所定の平衡度）となるように、容量値Ｃｐ、Ｃｍは、以下に説明する第１から第３の何れかの方法により決定される。

　［第１の方法］
　出力電圧Ｖｏの直流変位の制限値から理論的に容量値Ｃｐ、Ｃｍを導出する。ここでは、出力電圧Ｖｏの直流変位電圧をΔＶｏ以下に制限することを要件とする。この要件を満たすためには、出力増幅回路２３の入力電圧の直流変位電圧をΔＶｏ′以下にし、トランジスタ１６のコレクタ電流の直流変位をΔＩｏ以下に制限する必要がある。これらΔＶｏ′、ΔＩｏの値は、回路特性から導き出すことができる。

　電源線１４にノイズが侵入したとき、トランジスタ１６のコレクタ電流の直流変位電流ΔＩは、(２)式で表すことができる。

　ここで、Ｖbiasはノイズが侵入していないときのトランジスタ１６のベース・エミッタ間電圧を表し、Ｖｎはノイズの振幅を表す。ｈfeは電流増幅率、Ｉｓは飽和電流、ｑは電子の電荷、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度である。Ｓ４１、Ｓ４２、Ｓ４３は、図５に示すように、電源線１４からトランジスタ１５、１６のエミッタ端子、ベース端子への伝播特性を表すＳパラメータである。

　所定の平衡度を満たすためには、(３)式を満たすように容量値Ｃｐ、Ｃｍを決定すればよい。

　以下、（２）式の導出について説明する。トランジスタ１６のベース・エミッタ間に、バイアス電圧Ｖbiasと（４）式で示すノイズ電圧Ｖnoise2が印加されるものとする。ｖ2
は、ノイズの振幅である。

　トランジスタ１６のコレクタ電流ｉc2は、(５)式で表すことができる。

　ここで、ノイズ電圧によって発生する直流変位量を求めるため、(５)式を積分すると（６）式が得られる。

　同様に、トランジスタ１５のベース・エミッタ間に、バイアス電圧Ｖbiasと(７)式で示すノイズ電圧Ｖnoise1が印加されるものとする。ｖ1は、ノイズの振幅である。

　トランジスタ１５のコレクタ電流ｉc1は、(８)式で表すことができる。

　ここで、ノイズ電圧によって発生する直流変位量を求めるため、(８)式を積分すると（９）式が得られる。

　トランジスタ１５、１６には、定電流回路１７から一定の直流電流が供給される。従って、トランジスタ１６に流れるコレクタ電流の直流変位電流ΔＩは、（１０）式で示すようになる。

　次に、図５を用いて、トランジスタ１５、１６のベース・エミッタ間の電圧振幅を求める。なお、図５において、符号１はトランジスタ１５，１６のエミッタ端子を、符号２はトランジスタ１５のベース端子を、符号３はトランジスタ１６のベース端子を、符号４は電源線１４を示す。ノイズ電圧を（１１）式で定義する。

　トランジスタ１５のベース・エミッタ間の電圧振幅は（１２）式で表すことができる。

　この（１２）式において振幅ｖ１を求めると（１３）式で示すようになる。

　同様に、トランジスタ１６のベース・エミッタ間の電圧振幅を求めると（１４）式で示すようになる。

　（１３）式、（１４）式を（１０）式に代入すると（２）式が得られる。

　［第２の方法］
　シミュレーションにより適切な容量値を探索し、決定する。すなわち、差動増幅器１１において、電源線１４に対してノイズを注入するシミュレーションを実施する。シミュレーションにおいて、差動増幅器１１の出力電圧Ｖｏの直流変位電圧が所望の値以下になるように、キャパシタ２１、２２の容量値Ｃｐ、Ｃｍを変化させる。その結果、所定の平衡度が満たされたとき、差動増幅器１１の出力電圧Ｖｏの直流変位電圧が所望の値以下になる。

　［第３の方法］
　（１５）式、（１６）式に示すように、トランジスタ１５、１６その他の素子の寄生容量を無視できる十分に大きい容量値Ｃｐ、Ｃｍを持つキャパシタ２１、２２を接続する。

　その結果、トランジスタ１５、１６の各コレクタと電源線１４との間のインピーダンスは、キャパシタ２１、２２のインピーダンス１／（ｊωＣｐ）、１／（ｊωＣｍ）が支配的になる。ここで、容量値Ｃｐ、Ｃｍを等しくすると、トランジスタ１５、１６の各コレクタと電源線１４との間のインピーダンスの平衡度を改善でき、出力電圧Ｖｏの直流変位を抑制することができる。

　この効果は、ノイズの周波数範囲において、トランジスタ１５、１６の各コレクタと電源線１４との間のインピーダンスＺｐ、Ｚｍ（キャパシタ２１、２２のインピーダンスを除く）に比べ、キャパシタ２１、２２のインピーダンスが小さいほど高くなる。所定の平衡度が得られるように容量値Ｃｐ、Ｃｍを決定する。例えば、ノイズ周波数が１００ＭＨｚ以上の場合、トランジスタ１５、１６の寄生容量は数十ｆＦ程度であるため、容量値Ｃｐ、Ｃｍを十数ｐＦ程度に設定すればよい。

　以上説明したように、本実施形態の差動増幅器１１は、トランジスタ１５、１６の各コレクタと電源線１４との間にキャパシタ２１、２２を備えている。これにより、電源線１４に侵入するノイズの周波数範囲において、トランジスタ１５、１６の各コレクタと電源線１４との間のインピーダンスを互いに接近した値にして平衡させることができる。その結果、出力電圧Ｖｏに現れる直流変位を低減することができる。

　差動増幅器１１の出力端子から侵入したノイズは、キャパシタ２２を介して電源線１４にバイパスされるので、出力増幅回路２３のトランジスタ２５のベース・エミッタ間に加わるノイズが低減する。これにより、出力端子からノイズが侵入した場合でも、トランジスタ２５の非線形性による直流電流変位を抑制することができ、当該ノイズに対するイミュニティ耐量を高く維持することができる。

　以上、本開示の好適な実施形態について説明したが、本開示は上述した実施形態に限定されるものではなく、開示の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形、拡張を行うことができる。

　キャパシタ２１、２２の何れか一方だけを備えることにより、トランジスタ１５、１６の各コレクタと電源線１４との間のインピーダンスを平衡させてもよい。

　トランジスタ１５のコレクタと電源線１４との間のインピーダンスと、トランジスタ１６のコレクタと電源線１４との間のインピーダンスが互いに等しくなるように、キャパシタ２１、２２の容量値が設定されていることが好ましい。

　キャパシタ２１、２２の容量値Ｃｐ、Ｃｍは、位相余裕が安定動作のために必要な規定値以上確保されるように決定することが好ましい。

　バイポーラトランジスタに替えてＭＯＳトランジスタなどのＦＥＴを用いた構成であってもよい。定電流回路１７、能動負荷２０および出力増幅回路２３の構成は、図示した構成に限られず、同様の作用を奏する限りにおいて種々に変更できる。第１、第２差動入力トランジスタをＮＰＮ形トランジスタ（ＦＥＴであればＮチャネル型）で構成し、電源線１４側に定電流回路１７を配置し、電源線１３側に能動負荷２０を配置する構成としてもよい。この場合には、電源線１３に侵入するノイズによる直流変位を防止できる。

Claims

　制御端子、第１通電端子、第２通電端子をそれぞれ有し、前記制御端子と前記第１通電端子との間に差動信号が入力され、前記第１通電端子が互いに接続された第１、第２差動入力トランジスタ（１５，１６）と、
　第１電源線（１３）と前記第１、第２差動入力トランジスタの第１通電端子との間に設けられた定電流回路（１７）と、
　前記第１、第２差動入力トランジスタの第２通電端子と第２電源線（１４）との間に設けられた能動負荷（２０）と、
　前記能動負荷に生じる電圧を増幅して出力する出力増幅回路（２３）と、
　前記第１差動入力トランジスタの第２通電端子と前記第２電源線との間に接続される第１キャパシタ（２１）および前記第２差動入力トランジスタの第２通電端子と前記第２電源線との間に接続される第２キャパシタ（２２）のうち少なくとも一方のキャパシタとを備え、
　前記第１差動入力トランジスタの第２通電端子と前記第２電源線との間のインピーダンスおよび前記第２差動入力トランジスタの第２通電端子と前記第２電源線との間のインピーダンスが互いに接近した値になることにより、前記第２電源線に侵入するノイズの周波数範囲において当該ノイズによる前記出力増幅回路の出力電圧の直流変位が抑制されるように、前記少なくとも一方のキャパシタの容量値が設定されている差動増幅器。
　前記第１差動入力トランジスタの第２通電端子と前記第２電源線との間のインピーダンスおよび前記第２差動入力トランジスタの第２通電端子と前記第２電源線との間のインピーダンスが、前記第２電源線に侵入するノイズの周波数に対応して予め定められた周波数範囲において所定の平衡度を満たすように、前記少なくとも一方のキャパシタの容量値が設定されている請求項１記載の差動増幅器。
　前記第１、第２キャパシタの容量値は互いに等しく設定されている請求項１または２記載の差動増幅器。
　前記第１差動入力トランジスタの第２通電端子と前記第２電源線との間のインピーダンスと、前記第２差動入力トランジスタの第２通電端子と前記第２電源線との間のインピーダンスが互いに等しくなるように、前記少なくとも一方のキャパシタの容量値が設定されている請求項１または２記載の差動増幅器。